JP2004023570A - 平衡型発振器およびそれを用いた電子装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】消費電流の低減を図り、さらに小型化をも同時に図ることができる平衡型発振器およびそれを用いた電子装置を提供する。
【解決手段】２つの出力を有する差動型発振回路２と、２つの入力に差動型発振回路２の２つの出力がそれぞれ接続された差動型増幅回路１１とを備え、差動型発振回路１１の直流電流経路と差動型増幅回路２の直流電流経路を直列に接続する。
【選択図】 図１
【解決手段】２つの出力を有する差動型発振回路２と、２つの入力に差動型発振回路２の２つの出力がそれぞれ接続された差動型増幅回路１１とを備え、差動型発振回路１１の直流電流経路と差動型増幅回路２の直流電流経路を直列に接続する。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、平衡型発振器およびそれを用いた電子装置、例えば携帯電話用の局部発振器として用いられる平衡型の電圧制御発振器およびそれを用いた電子装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
携帯電話機などの通信機には電圧制御発振器などの発振器が局部発振器として用いられる。近年、通信機内部の集積回路化が進むにつれて、信号経路のコモンモードノイズに強くなるなどの理由で平衡型の信号処理が採用されるようになり、それに伴って発振器においても平衡出力の得られる平衡型発振器が求められるようになってきている。
【０００３】
図４に、従来の平衡型発振器の回路図を示す。図４において、平衡型発振器１は差動型発振回路２と差動型増幅回路３から構成されている。
【０００４】
差動型発振回路２は、トランジスタＱ１およびＱ２、抵抗Ｒ１およびＲ２、コンデンサＣ１、Ｃ２およびＣ３、インダクタンス素子Ｌ１およびＬ２、バラクタダイオードＶＤ１およびＶＤ２、定電流源Ｉ１から構成されている。トランジスタＱ１は、コレクタがインダクタンス素子Ｌ１を介して直流電源Ｖｄｃに接続され、ベースが抵抗Ｒ１を介してバイアス電源Ｖｂに接続されている。トランジスタＱ２は、コレクタがインダクタンス素子Ｌ２を介して直流電源Ｖｄｃに接続され、ベースが抵抗Ｒ２を介してバイアス電源Ｖｂに接続されている。トランジスタＱ１およびＱ２のエミッタは互いに接続されるとともに定電流源Ｉ１を介してグランドに接続されている。トランジスタＱ１のベースはコンデンサＣ１を介してトランジスタＱ２のコレクタに接続され、逆にトランジスタＱ２のベースはコンデンサＣ２を介してトランジスタＱ１のコレクタに接続されている。トランジスタＱ１とＱ２のコレクタ同士はコンデンサＣ３を介して接続されている。さらに、トランジスタＱ１のコレクタはバラクタダイオードＶＤ１を介して制御電圧入力端子Ｖｃに接続され、トランジスタＱ２のコレクタもバラクタダイオードＶＤ２を介して制御電圧入力端子Ｖｃに接続されている。
【０００５】
このように構成された差動型発振回路２においては、２つのトランジスタＱ１およびＱ２がコンデンサＣ１およびＣ２を介してたすきがけに接続されており、３つのコンデンサＣ１ないしＣ３の容量値、２つのインダクタンス素子Ｌ１およびＬ２のインダクタンス値、さらには２つのバラクタダイオードＶＤ１およびＶＤ２の容量値で決定される周波数で差動型発振を行う。差動型発振回路２の２つの出力は２つのトランジスタＱ１、Ｑ２のコレクタからそれぞれ出力される。なお、２つのバラクタダイオードＶＤ１、ＶＤ２を備えていることから分かるように、差動型発振回路２は電圧制御発振回路であるが、この点については本発明の主要部ではないために説明を省略する。
【０００６】
差動型増幅回路３は、トランジスタＱ３およびＱ４、定電流源Ｉ２から構成されている。トランジスタＱ３は、コレクタが直流電源Ｖｄｃに接続され、エミッタが出力端子Ｐ１に接続され、ベースがトランジスタＱ１のコレクタに接続されている。トランジスタＱ４は、コレクタが直流電源Ｖｄｃに接続され、エミッタが出力端子Ｐ２に接続され、ベースがトランジスタＱ２のコレクタに接続されている。トランジスタＱ１およびＱ２のエミッタは互いに接続されるとともに定電流源Ｉ１を介してグランドに接続されている。
【０００７】
このように構成された差動型増幅回路３においては、差動型発振回路２の２つの差動出力信号を受けて差動増幅する。差動型増幅回路３の２つの出力は２つのトランジスタＱ３、Ｑ４のエミッタからそれぞれ出力端子Ｐ１、Ｐ２に出力される。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、従来の平衡型発振器１においては、差動型発振回路２と差動型増幅回路３が直流電源Ｖｄｃに対して並列かつ独立して存在するために、両者の駆動にそれぞれ電流が必要であり、低消費電流化を図ることが難しいという問題があった。
【０００９】
本発明は上記の問題点を解決することを目的とするもので、消費電流の低減を図り、さらに小型化をも同時に図ることができる平衡型発振器およびそれを用いた電子装置を提供する。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の平衡型発振器は、２つの出力を有する差動型発振回路と、２つの入力を有するとともに該２つの入力に前記差動型発振回路の２つの出力がそれぞれ接続された差動型増幅回路とを備え、前記差動型発振回路の直流電流経路と前記差動型増幅回路の直流電流経路を直列に接続したことを特徴とする。
【００１１】
さらに、前記差動型発振回路および前記差動型増幅回路のいずれか一方が他方の定電流源として動作することを特徴とする。
【００１２】
また、本発明の電子装置は、上記の平衡型発振器を用いたことを特徴とする。
【００１３】
このように構成することにより、本発明の平衡型発振器およびそれを用いた電子装置においては、消費電流の低減と小型化を図ることができる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
図１に、本発明の平衡型発振器の一実施例の回路図を示す。図１において、図４と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００１５】
図１において、平衡型発振器１０は、差動型発振回路２と差動型増幅回路１１を備えている。差動型発振回路２の構成は、２つのインダクタンス素子Ｌ１およびＬ２がそれぞれ直流電源Ｖｄｃに接続されなくなった点と２つの出力の接続先が変わった点を除けば、従来の平衡型発振器１の場合と基本的に同じである。
【００１６】
差動型増幅回路１１は、トランジスタＱ３およびＱ４、インダクタンス素子Ｌ３およびＬ４、抵抗Ｒ３およびＲ４、コンデンサＣ４およびＣ５から構成されている。トランジスタＱ３は、コレクタが出力端子Ｐ１に接続されるとともにインダクタンス素子Ｌ３を介して直流電源Ｖｄｃに接続され、ベースが抵抗Ｒ３を介してバイアス電源Ｖｂ２に接続されるとともにコンデンサＣ４を介してトランジスタＱ１のコレクタに接続されている。トランジスタＱ４は、コレクタが出力端子Ｐ２に接続されるとともにインダクタンス素子Ｌ４を介して直流電源Ｖｄｃに接続され、ベースが抵抗Ｒ４を介してバイアス電源Ｖｂ２に接続されるとともにコンデンサＣ５を介してトランジスタＱ２のコレクタに接続されている。トランジスタＱ１およびＱ２のエミッタは互いに接続されるとともに差動型発振回路２の２つのインダクタンス素子Ｌ１およびＬ２のそれぞれ接続されている。
【００１７】
このように構成された平衡型発振器１０においては、差動型増幅回路１１の２つのトランジスタＱ３、Ｑ４を通った直流電流が一旦合成され、次に差動型発振回路２の２つのトランジスタＱ１、Ｑ２をそれぞれ通ってグランドに流れている。すなわち、差動型増幅回路１１の直流電流経路と差動型発振回路２の直流電流経路が直列（カスケード）接続されていることになる。そのため、従来の平衡型発振器１のように差動型発振回路と差動型増幅回路の両者の駆動にそれぞれ電流が必要になるということがなくなり、消費電流の低減を図ることができる。
【００１８】
また、通常の差動型増幅回路においては、例えば図４における差動型増幅回路３のように、２つのトランジスタＱ３およびＱ４のエミッタ同士の接続点とグランドとの間に定電流源Ｉ２を必要とするが、本発明の平衡型発振器１０における差動型増幅回路１１においては、この定電流源を備えていない。これは、カスケード接続された差動型発振回路２が、実質的に差動型増幅回路１１の定電流源の役割を果たしているからである。このように本発明の平衡型発振器１０においては、差動型増幅回路１１と差動型発振回路２をカスケード接続することによって、差動型増幅回路１１において定電流源を省略することができる。そして、これによって回路規模が小さくなるため、平衡型発振器１０自身の小型化を図ることもできる。
【００１９】
図２に、本発明の平衡型発振器の別の実施例の回路図を示す。図２において、図１と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００２０】
図２に示した平衡型発振器２０は、差動型発振回路２１と差動型増幅回路２２から構成されており、差動型発振回路２１と差動型増幅回路２２はこの順で直流電流経路がカスケード接続されている。
【００２１】
このうち、差動型発振回路２１は、定電流源Ｉ１が無い点と、２つのインダクタンス素子Ｌ１およびＬ２がそれぞれ直流電源Ｖｄｃに接続された点を除けば平衡型発振器１０における差動型発振回路２の場合と基本的に同じである。また、差動型増幅回路２２は、２つのインダクタンス素子Ｌ３およびＬ４がそれぞれ直流電源Ｖｄｃに接続されなくなった点と、２つのトランジスタＱ３およびＱ４のエミッタ同士の接続点が定電流源Ｉ３を介してグランドに接続された点を除けば平衡型発振器１０における差動型増幅回路１１の場合と基本的に同じである。したがって、平衡型発振器２０は、実質的に平衡型発振器１０における差動型発振回路の主要部と差動型増幅回路の主要部のカスケード接続の順番が逆になったものである。
【００２２】
このように構成された平衡型発振器２０においても、その動作は平衡型発振器１０の場合と基本的に同じであり、ほぼ同様の作用効果を奏することができる。また、平衡型発振器２０においても、差動型増幅回路２２に定電流源Ｉ３が増えた分だけ差動型発振回路２１からは定電流源がなくなっており、カスケード接続された差動型増幅回路２２が、実質的に差動型発振回路２１の定電流源の役割を果たしている。したがって、回路規模を小さくして小型化できるという効果も同様に存在している。
【００２３】
このように、本発明の平衡型発振器においては、差動型発振回路と差動型増幅回路のカスケード接続の順序はいずれかに限定されるものではない。
【００２４】
なお、平衡型発振器１０、２０においては定電流源を１つ省略しているが、これを省略せずに差動型発振回路と差動型増幅回路の間に定電流源を設けても構わないもので、この場合でも小型化のメリットはなくなるが消費電流を低減する効果は残る。
【００２５】
また、平衡型発振器１０、２０においては能動素子としてトランジスタを用いているが、能動素子としてはＦＥＴなどの別の素子を用いても構わないもので、トランジスタを用いる場合と同様の作用効果を奏するものである。
【００２６】
図３に、本発明の電子装置の一実施例の斜視図を示す。図３において、電子装置の１つである携帯電話３０は、筐体３１と、その中に配置されたプリント基板３２と、プリント基板３２上に実装された本発明の平衡型発振器１０を備えている。
【００２７】
このように構成された携帯電話３０においては、本発明の平衡型発振器１０を用いているため、低消費電流化と小型化を図ることができる。
【００２８】
なお、図３においては電子装置として携帯電話を示したが、電子装置としては携帯電話に限るものではなく、本発明の平衡型発振器を用いたものであれば何でも構わないものである。
【００２９】
【発明の効果】
本発明の平衡型発振器によれば、２つの出力を有する差動型発振回路と、２つの入力を有するとともに、その２つの入力に差動型発振回路の２つの出力がそれぞれ接続された差動型増幅回路とを備え、差動型発振回路の直流電流経路と差動型増幅回路の直流電流経路を直列に接続することによって、消費電流の低減を図ることができる。
【００３０】
また、差動型発振回路および差動型増幅回路のいずれか一方が他方の定電流源として動作するように構成することによって、回路規模を小さくして小型化を図ることができる。
【００３１】
また、本発明の電子装置によれば、本発明の平衡型発振器を用いることによって、低消費電流化と小型化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の平衡型発振器の一実施例を示す回路図である。
【図２】本発明の平衡型発振器の別の実施例を示す回路図である。
【図３】本発明の電子装置の一実施例を示す斜視図である。
【図４】従来の平衡型発振器を示す回路図である。
【符号の説明】
２、２１…差動型発振回路
１０、２０…平衡型発振器
１１、２２…差動型増幅回路
Ｑ１〜Ｑ４…トランジスタ
Ｌ１〜Ｌ４…インダクタンス素子
Ｒ１〜Ｒ４…抵抗
Ｃ１〜Ｃ５…コンデンサ
ＶＤ１、ＶＤ２…バラクタダイオード
Ｉ１、Ｉ３…定電流源
３０…携帯電話
【発明の属する技術分野】
本発明は、平衡型発振器およびそれを用いた電子装置、例えば携帯電話用の局部発振器として用いられる平衡型の電圧制御発振器およびそれを用いた電子装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
携帯電話機などの通信機には電圧制御発振器などの発振器が局部発振器として用いられる。近年、通信機内部の集積回路化が進むにつれて、信号経路のコモンモードノイズに強くなるなどの理由で平衡型の信号処理が採用されるようになり、それに伴って発振器においても平衡出力の得られる平衡型発振器が求められるようになってきている。
【０００３】
図４に、従来の平衡型発振器の回路図を示す。図４において、平衡型発振器１は差動型発振回路２と差動型増幅回路３から構成されている。
【０００４】
差動型発振回路２は、トランジスタＱ１およびＱ２、抵抗Ｒ１およびＲ２、コンデンサＣ１、Ｃ２およびＣ３、インダクタンス素子Ｌ１およびＬ２、バラクタダイオードＶＤ１およびＶＤ２、定電流源Ｉ１から構成されている。トランジスタＱ１は、コレクタがインダクタンス素子Ｌ１を介して直流電源Ｖｄｃに接続され、ベースが抵抗Ｒ１を介してバイアス電源Ｖｂに接続されている。トランジスタＱ２は、コレクタがインダクタンス素子Ｌ２を介して直流電源Ｖｄｃに接続され、ベースが抵抗Ｒ２を介してバイアス電源Ｖｂに接続されている。トランジスタＱ１およびＱ２のエミッタは互いに接続されるとともに定電流源Ｉ１を介してグランドに接続されている。トランジスタＱ１のベースはコンデンサＣ１を介してトランジスタＱ２のコレクタに接続され、逆にトランジスタＱ２のベースはコンデンサＣ２を介してトランジスタＱ１のコレクタに接続されている。トランジスタＱ１とＱ２のコレクタ同士はコンデンサＣ３を介して接続されている。さらに、トランジスタＱ１のコレクタはバラクタダイオードＶＤ１を介して制御電圧入力端子Ｖｃに接続され、トランジスタＱ２のコレクタもバラクタダイオードＶＤ２を介して制御電圧入力端子Ｖｃに接続されている。
【０００５】
このように構成された差動型発振回路２においては、２つのトランジスタＱ１およびＱ２がコンデンサＣ１およびＣ２を介してたすきがけに接続されており、３つのコンデンサＣ１ないしＣ３の容量値、２つのインダクタンス素子Ｌ１およびＬ２のインダクタンス値、さらには２つのバラクタダイオードＶＤ１およびＶＤ２の容量値で決定される周波数で差動型発振を行う。差動型発振回路２の２つの出力は２つのトランジスタＱ１、Ｑ２のコレクタからそれぞれ出力される。なお、２つのバラクタダイオードＶＤ１、ＶＤ２を備えていることから分かるように、差動型発振回路２は電圧制御発振回路であるが、この点については本発明の主要部ではないために説明を省略する。
【０００６】
差動型増幅回路３は、トランジスタＱ３およびＱ４、定電流源Ｉ２から構成されている。トランジスタＱ３は、コレクタが直流電源Ｖｄｃに接続され、エミッタが出力端子Ｐ１に接続され、ベースがトランジスタＱ１のコレクタに接続されている。トランジスタＱ４は、コレクタが直流電源Ｖｄｃに接続され、エミッタが出力端子Ｐ２に接続され、ベースがトランジスタＱ２のコレクタに接続されている。トランジスタＱ１およびＱ２のエミッタは互いに接続されるとともに定電流源Ｉ１を介してグランドに接続されている。
【０００７】
このように構成された差動型増幅回路３においては、差動型発振回路２の２つの差動出力信号を受けて差動増幅する。差動型増幅回路３の２つの出力は２つのトランジスタＱ３、Ｑ４のエミッタからそれぞれ出力端子Ｐ１、Ｐ２に出力される。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、従来の平衡型発振器１においては、差動型発振回路２と差動型増幅回路３が直流電源Ｖｄｃに対して並列かつ独立して存在するために、両者の駆動にそれぞれ電流が必要であり、低消費電流化を図ることが難しいという問題があった。
【０００９】
本発明は上記の問題点を解決することを目的とするもので、消費電流の低減を図り、さらに小型化をも同時に図ることができる平衡型発振器およびそれを用いた電子装置を提供する。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の平衡型発振器は、２つの出力を有する差動型発振回路と、２つの入力を有するとともに該２つの入力に前記差動型発振回路の２つの出力がそれぞれ接続された差動型増幅回路とを備え、前記差動型発振回路の直流電流経路と前記差動型増幅回路の直流電流経路を直列に接続したことを特徴とする。
【００１１】
さらに、前記差動型発振回路および前記差動型増幅回路のいずれか一方が他方の定電流源として動作することを特徴とする。
【００１２】
また、本発明の電子装置は、上記の平衡型発振器を用いたことを特徴とする。
【００１３】
このように構成することにより、本発明の平衡型発振器およびそれを用いた電子装置においては、消費電流の低減と小型化を図ることができる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
図１に、本発明の平衡型発振器の一実施例の回路図を示す。図１において、図４と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００１５】
図１において、平衡型発振器１０は、差動型発振回路２と差動型増幅回路１１を備えている。差動型発振回路２の構成は、２つのインダクタンス素子Ｌ１およびＬ２がそれぞれ直流電源Ｖｄｃに接続されなくなった点と２つの出力の接続先が変わった点を除けば、従来の平衡型発振器１の場合と基本的に同じである。
【００１６】
差動型増幅回路１１は、トランジスタＱ３およびＱ４、インダクタンス素子Ｌ３およびＬ４、抵抗Ｒ３およびＲ４、コンデンサＣ４およびＣ５から構成されている。トランジスタＱ３は、コレクタが出力端子Ｐ１に接続されるとともにインダクタンス素子Ｌ３を介して直流電源Ｖｄｃに接続され、ベースが抵抗Ｒ３を介してバイアス電源Ｖｂ２に接続されるとともにコンデンサＣ４を介してトランジスタＱ１のコレクタに接続されている。トランジスタＱ４は、コレクタが出力端子Ｐ２に接続されるとともにインダクタンス素子Ｌ４を介して直流電源Ｖｄｃに接続され、ベースが抵抗Ｒ４を介してバイアス電源Ｖｂ２に接続されるとともにコンデンサＣ５を介してトランジスタＱ２のコレクタに接続されている。トランジスタＱ１およびＱ２のエミッタは互いに接続されるとともに差動型発振回路２の２つのインダクタンス素子Ｌ１およびＬ２のそれぞれ接続されている。
【００１７】
このように構成された平衡型発振器１０においては、差動型増幅回路１１の２つのトランジスタＱ３、Ｑ４を通った直流電流が一旦合成され、次に差動型発振回路２の２つのトランジスタＱ１、Ｑ２をそれぞれ通ってグランドに流れている。すなわち、差動型増幅回路１１の直流電流経路と差動型発振回路２の直流電流経路が直列（カスケード）接続されていることになる。そのため、従来の平衡型発振器１のように差動型発振回路と差動型増幅回路の両者の駆動にそれぞれ電流が必要になるということがなくなり、消費電流の低減を図ることができる。
【００１８】
また、通常の差動型増幅回路においては、例えば図４における差動型増幅回路３のように、２つのトランジスタＱ３およびＱ４のエミッタ同士の接続点とグランドとの間に定電流源Ｉ２を必要とするが、本発明の平衡型発振器１０における差動型増幅回路１１においては、この定電流源を備えていない。これは、カスケード接続された差動型発振回路２が、実質的に差動型増幅回路１１の定電流源の役割を果たしているからである。このように本発明の平衡型発振器１０においては、差動型増幅回路１１と差動型発振回路２をカスケード接続することによって、差動型増幅回路１１において定電流源を省略することができる。そして、これによって回路規模が小さくなるため、平衡型発振器１０自身の小型化を図ることもできる。
【００１９】
図２に、本発明の平衡型発振器の別の実施例の回路図を示す。図２において、図１と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００２０】
図２に示した平衡型発振器２０は、差動型発振回路２１と差動型増幅回路２２から構成されており、差動型発振回路２１と差動型増幅回路２２はこの順で直流電流経路がカスケード接続されている。
【００２１】
このうち、差動型発振回路２１は、定電流源Ｉ１が無い点と、２つのインダクタンス素子Ｌ１およびＬ２がそれぞれ直流電源Ｖｄｃに接続された点を除けば平衡型発振器１０における差動型発振回路２の場合と基本的に同じである。また、差動型増幅回路２２は、２つのインダクタンス素子Ｌ３およびＬ４がそれぞれ直流電源Ｖｄｃに接続されなくなった点と、２つのトランジスタＱ３およびＱ４のエミッタ同士の接続点が定電流源Ｉ３を介してグランドに接続された点を除けば平衡型発振器１０における差動型増幅回路１１の場合と基本的に同じである。したがって、平衡型発振器２０は、実質的に平衡型発振器１０における差動型発振回路の主要部と差動型増幅回路の主要部のカスケード接続の順番が逆になったものである。
【００２２】
このように構成された平衡型発振器２０においても、その動作は平衡型発振器１０の場合と基本的に同じであり、ほぼ同様の作用効果を奏することができる。また、平衡型発振器２０においても、差動型増幅回路２２に定電流源Ｉ３が増えた分だけ差動型発振回路２１からは定電流源がなくなっており、カスケード接続された差動型増幅回路２２が、実質的に差動型発振回路２１の定電流源の役割を果たしている。したがって、回路規模を小さくして小型化できるという効果も同様に存在している。
【００２３】
このように、本発明の平衡型発振器においては、差動型発振回路と差動型増幅回路のカスケード接続の順序はいずれかに限定されるものではない。
【００２４】
なお、平衡型発振器１０、２０においては定電流源を１つ省略しているが、これを省略せずに差動型発振回路と差動型増幅回路の間に定電流源を設けても構わないもので、この場合でも小型化のメリットはなくなるが消費電流を低減する効果は残る。
【００２５】
また、平衡型発振器１０、２０においては能動素子としてトランジスタを用いているが、能動素子としてはＦＥＴなどの別の素子を用いても構わないもので、トランジスタを用いる場合と同様の作用効果を奏するものである。
【００２６】
図３に、本発明の電子装置の一実施例の斜視図を示す。図３において、電子装置の１つである携帯電話３０は、筐体３１と、その中に配置されたプリント基板３２と、プリント基板３２上に実装された本発明の平衡型発振器１０を備えている。
【００２７】
このように構成された携帯電話３０においては、本発明の平衡型発振器１０を用いているため、低消費電流化と小型化を図ることができる。
【００２８】
なお、図３においては電子装置として携帯電話を示したが、電子装置としては携帯電話に限るものではなく、本発明の平衡型発振器を用いたものであれば何でも構わないものである。
【００２９】
【発明の効果】
本発明の平衡型発振器によれば、２つの出力を有する差動型発振回路と、２つの入力を有するとともに、その２つの入力に差動型発振回路の２つの出力がそれぞれ接続された差動型増幅回路とを備え、差動型発振回路の直流電流経路と差動型増幅回路の直流電流経路を直列に接続することによって、消費電流の低減を図ることができる。
【００３０】
また、差動型発振回路および差動型増幅回路のいずれか一方が他方の定電流源として動作するように構成することによって、回路規模を小さくして小型化を図ることができる。
【００３１】
また、本発明の電子装置によれば、本発明の平衡型発振器を用いることによって、低消費電流化と小型化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の平衡型発振器の一実施例を示す回路図である。
【図２】本発明の平衡型発振器の別の実施例を示す回路図である。
【図３】本発明の電子装置の一実施例を示す斜視図である。
【図４】従来の平衡型発振器を示す回路図である。
【符号の説明】
２、２１…差動型発振回路
１０、２０…平衡型発振器
１１、２２…差動型増幅回路
Ｑ１〜Ｑ４…トランジスタ
Ｌ１〜Ｌ４…インダクタンス素子
Ｒ１〜Ｒ４…抵抗
Ｃ１〜Ｃ５…コンデンサ
ＶＤ１、ＶＤ２…バラクタダイオード
Ｉ１、Ｉ３…定電流源
３０…携帯電話
Claims (3)
- ２つの出力を有する差動型発振回路と、２つの入力を有するとともに該２つの入力に前記差動型発振回路の２つの出力がそれぞれ接続された差動型増幅回路とを備え、前記差動型発振回路の直流電流経路と前記差動型増幅回路の直流電流経路を直列に接続したことを特徴とする平衡型発振器。
- 前記差動型発振回路および前記差動型増幅回路のいずれか一方が他方の定電流源として動作することを特徴とする、請求項１に記載の平衡型発振器。
- 請求項１または２に記載の平衡型発振器を用いたことを特徴とする電子装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002177718A JP2004023570A (ja) | 2002-06-18 | 2002-06-18 | 平衡型発振器およびそれを用いた電子装置 |
| US10/454,422 US6791426B2 (en) | 2002-06-18 | 2003-06-03 | Balanced oscillator and electronic apparatus including the same |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002177718A JP2004023570A (ja) | 2002-06-18 | 2002-06-18 | 平衡型発振器およびそれを用いた電子装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004023570A true JP2004023570A (ja) | 2004-01-22 |
Family
ID=29728178
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002177718A Pending JP2004023570A (ja) | 2002-06-18 | 2002-06-18 | 平衡型発振器およびそれを用いた電子装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6791426B2 (ja) |
| JP (1) | JP2004023570A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100730785B1 (ko) | 2006-02-17 | 2007-06-20 | 충북대학교 산학협력단 | 전압 제어 발진기 |
| KR100756331B1 (ko) | 2005-12-08 | 2007-09-07 | 한국전자통신연구원 | 저위상잡음 차동형 전류부궤환 ｌｃ 탱크 브시오 |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006095502A1 (ja) * | 2005-03-08 | 2006-09-14 | Nec Corporation | 電圧制御発振器および電圧制御発振器の周波数制御方法 |
| KR100843225B1 (ko) * | 2007-01-08 | 2008-07-02 | 삼성전자주식회사 | 위상 잡음을 제어하는 전압 제어 발진기 및 그 이용 방법 |
| US20090069630A1 (en) * | 2007-08-30 | 2009-03-12 | Olympus Medical Systems Corp. | Capsule type medical device |
| US8159308B1 (en) * | 2009-04-20 | 2012-04-17 | Marvell International Ltd. | Low power voltage controlled oscillator (VCO) |
| US20110018646A1 (en) * | 2009-07-27 | 2011-01-27 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Lc voltage-controlled oscillator |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4270102A (en) * | 1979-04-26 | 1981-05-26 | General Electric Company | Integrated circuit FM local oscillator with AFC control and temperature compensation |
| US6411170B2 (en) * | 2000-02-10 | 2002-06-25 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Oscillation circuit |
-
2002
- 2002-06-18 JP JP2002177718A patent/JP2004023570A/ja active Pending
-
2003
- 2003-06-03 US US10/454,422 patent/US6791426B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100756331B1 (ko) | 2005-12-08 | 2007-09-07 | 한국전자통신연구원 | 저위상잡음 차동형 전류부궤환 ｌｃ 탱크 브시오 |
| KR100730785B1 (ko) | 2006-02-17 | 2007-06-20 | 충북대학교 산학협력단 | 전압 제어 발진기 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20030231070A1 (en) | 2003-12-18 |
| US6791426B2 (en) | 2004-09-14 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20050715 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A02 | Decision of refusal |
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