JP2004021782A

JP2004021782A - Reverse overcurrent preventive circuit

Info

Publication number: JP2004021782A
Application number: JP2002178229A
Authority: JP
Inventors: Takeshi Kimura; 木村　岳史
Original assignee: Ricoh Co Ltd
Current assignee: Ricoh Co Ltd
Priority date: 2002-06-19
Filing date: 2002-06-19
Publication date: 2004-01-22
Anticipated expiration: 2022-06-19
Also published as: JP4072755B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a reverse overcurrent preventive circuit which can prevent a breakdown by a reverse overcurrent even if a voltage reaching to the reverse breakdown voltage of a P-N junction is applied between an output terminal and an input terminal, in a constant voltage power supply circuit. <P>SOLUTION: An overcurrent limiting circuit is provided which is constituted to prevent the flow of an overcurrent into the circuit, even if a voltage higher than an input voltage applied to the constant voltage power supply circuit is forcibly applied externally to an output voltage terminal. More specifically, the substrate and the drain of an output driver M5 are connected, the input voltage is set as a source electric potential, the output voltage is set as a gate electric potential, when Vin>Vout, the electric potentials of the drain and the substrate of an additional driver M8 are equal to the input voltage Vin, and when Vin<Vout, because the drain and the substrate of the M8 are connected to the substrate of the M5, the electric potentials of the drain and the substrate of the M8 become the output voltage Vout through the drain of the M5. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ボルテージレギュレータなどの半導体装置に適用される逆過電流防止回路に関し、特に定電圧電源回路よりも高い電圧を供給する他の電源回路との組み合わせ時の問題点を解決するための逆過電流防止回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
充電式シェーバーで、ＡＣアダプタを用い商用電源での使用ができるものを使用する定電圧電源回路を例にとって説明する。定電圧電源回路とＡＣアダプターとは出力がシェーバー内でショートして、どちらかを使用するようになっているが、ＡＣアダプタが選択された場合、この定電圧電源回路にＡＣアダプタから流れる電流を防止する逆流保護ダイオードを接続する必要があった。この場合、定電圧電源回路の出力ドライバに、バルクーソース間をショートしたトランジスタを接続していた。使用するトランジスタは、バイポーラ型ではなく、ＭＯＳ型のトランジスタを必要とされていたので、メーカに手間をとらせていた。
【０００３】
図５は、従来における定電圧電源回路の出力電圧制御用のＰチャネルＭＯＳトランジスタの断面構造図である。
Ｐウェル２２上の基板（Ｎウェル）２１内に、Ｐ＋領域１８、Ｐ＋領域１９、およびＮ＋領域２０を設ける。Ｐ＋領域１８をドレイン電極１５、Ｐ＋領域１９とＮ＋領域２０をソース電極１６、Ｐ＋領域１８とＰ＋領域１９をゲート電極１４、Ｎ＋領域２０を基板電極１７とし、ここではソース電極１６と基板電極１７に入力端子電圧１１が、ドレイン電極１５に出力端子電圧１３が、ゲート電極１４に出力電圧制御電圧１２が、それぞれ印加される。
【０００４】
出力電圧１３より入力電圧１１の方が高い通常動作では、トランジスタのソース電極（Ｐ＋）１６および基板電極（Ｎ＋）１７には、入力電圧１１が与えられる。Ｎウェル２１には、基板電極（Ｎ＋）２０と共通となり、入力電圧１１が与えられる。ドレイン電極１５は、ゲート電極１４で制御された出力電圧を出力する（Ｖｉｎ＞Ｖｏｕｔ）。
【０００５】
多電源で使用するようなアプリケーションでは、定電圧電源の出力電圧端子１３を他の電源回路の出力電圧とショートとして使用される場合がある。この時、出力電圧端子（Ｖｏｕｔ）１３に対して外部より強制的に入力電圧１１より高い電圧が与えられると、ドレイン電極（Ｐ＋）１５のＰ型領域１８に対してＮウェル２１および基板電極（Ｎ＋）１７はＮ型領域となっており、ダイオードの順方向特性を示す。従って、この定電圧電源回路の出力端子１３より入力端子１１に向って順方向の過電流が流れてしまい、メタル配線の電流容量をオーバーするなどして破壊してしまうおそれがある（Ｖｉｎ＜Ｖｏｕｔ）。
【０００６】
図６は、従来における外付けの逆流保護ダイオードを付加する場合の概略図である。
図５において、逆過電圧により逆流電流が予想される場合には、通常、図６に示すような外付けの逆流保護ダイオード３０を付加することがある。
すなわち、入力電圧２７と出力電圧２８を与えられる定電圧電源回路２５と、ＡＣアダプター等の他電源回路２６とが並列に接続されたアプリケーション２９においては、定電圧電源２５の出力電圧２８よりも高い電圧がＡＣアダプター等の他電源回路２６から与えられると、定電圧電源回路２５の出力電圧２８から入力電圧２７に向って逆電流が流れてしまうので、これを防止するために、逆流保護ダイオード３０の付加が必要となる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
このように、従来の定電圧電源回路（ボルテージレギュレータ）においては、定電圧電源回路を多電源で使用するようなアプリケーションでは、定電圧電源回路の出力電圧端子より高い電圧が強制的に他の電源から与えられることがあった。そのために、逆流保護ダイオードを接続する必要があった。
【０００８】
そこで、本発明の目的は、このような従来の課題を解決し、定電圧電源回路に与えられる入力電圧よりも高い電圧が定電圧電源回路の出力電圧端子に与えられたとしても、過電流が回路内に流れ込まないような過電流制限回路を設けることで、逆過電流による破壊等を防止することが可能な逆過電流防止回路を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明の逆過電流防止回路は、定電圧電源回路の出力ドライバにバルクードレイン間をショートしたトランジスタを接続することで、定電圧電源回路のＶｉｎとＶｏｕｔの電位の大きい方を選択して、ドライバのバルク電位をそれにするようにしている。すなわち、このような構造にすることで、出力トランジスタの逆耐圧を保持し、出力トランジスタを保護することが可能となる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を、図面により詳細に説明する。
図１は、本発明が適用されるＭＯＳトランジスタを用いた定電圧電源回路の回路構成図である。
定電圧電源回路の入力電圧（Ｖｉｎ）３１、出力電圧（Ｖｏｕｔ）３２、グランド（ＧＮＤ）３４、定電圧回路（ＶＲＥＦ）３３、定電流回路（Ｉ１）、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２，Ｍ５、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ３，Ｍ４、出力電圧値を決めるための抵抗Ｒ１，Ｒ２から構成されている。
定電圧回路３３と定電流回路Ｉ１とＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２とＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ３，Ｍ４により、誤差増幅器を構成している。また、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ５は、出力制御用のトランジスタである。
【００１１】
図１において、入力電圧３１より出力電圧３２の方が高い場合、出力電圧であるＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ５のドレイン端子はＰ型領域であり、Ｎ型領域であるＮウェル基板を通してＮ型領域の基板電極（Ｖｉｎ）および入力端子に向ってダイオードの順方向電流が流れてしまう。すなわち、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ５は、図５に示すような構造であり、ドレイン電極１５はＰ＋領域１８であり、Ｎ型領域のＮウェル基板２１を通してＮ＋領域２０と入力端子１１に向って順方向電流が流れることになる。
【００１２】
図２は、本発明の第１の実施例を示すＭＯＳトランジスタを使用した定電圧電源回路の回路構成図である。
図１における逆過電流を回避するためには、基板電極とＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ５のソース電極を電気的に分離する必要がある。そのため、図２に示すようなＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ８を追加した構成を採用する。
ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ８のソース電位は入力電圧（Ｖｉｎ）４１、ゲート電圧は出力電圧（Ｖｏｕｔ）４２となっている。ドレインと基板は接続されている。すなわち、Ｍ８のドレイン電極はゲート電流の下流の基板で接続されている。
【００１３】
図２において、通常時、すなわちＶｉｎ＞Ｖｏｕｔの時には、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ８のドレインと基板の電位はＶｉｎと等しくなる。すなわち、Ｍ８のソース電位がＶｉｎであるため、図５に示すように、ゲート電極１４にそれほど大きな電圧が印加されないときには、ソース電極１６からドレイン電極１５に電子流は流れず、かつドレイン電極１５と基板２１は同電位であるからである。
【００１４】
一方、逆流時、すなわちＶｉｎ＜Ｖｏｕｔの時には、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ８のドレインと基板をＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ５の基板と接続しているため、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ５のドレインを介してＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ８のドレインと基板の電位はＶｏｕｔとなる。また、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ５のソース電位は、入力電圧（Ｖｉｎ）４１である。従って、Ｖｉｎ＜Ｖｏｕｔの時にＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ５の基板電極とＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ５のソース電極を電気的に分離でき、その結果、ドレイン端子のＰ型領域からＮ型領域であるＮウェル基板を通してＮ型領域の基板電極（Ｖｉｎ）４１および入力端子に向かってダイオードの順方向電流が流れてしまうことを防止することができる。
【００１５】
この時の限界電圧（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ５のソース端子のＰ型とＮウェル基板のＮ型との接合耐圧で決まる。
しかしながら、Ｖｉｎ＜Ｖｏｕｔの時にＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ５の基板電位をＶｏｕｔ４２として、ソース電位と分離することで、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ５のソースとドレインの機能の逆転が起こり、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ５がトランジスタとしてＯＮしてしまい、電流がＶｏｕｔ４２からＶｉｎ４１に向かって流れてしまう。これを防ぐためには、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ５のゲート電位をＶｏｕｔ４２にしておく必要がある。
【００１６】
図３は、本発明の第３の実施例を示すＭＯＳトランジスタを使用した定電圧電源回路の回路構成図である。
図２において、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ５のソースとドレインの機能の逆転が起こるのを防止するために、図３では、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ７を新たに設ける。
すなわち、図３に示すように、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ７は、ゲートをＶｉｎ５１とし、ソースをＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ５のゲート、ドレインをＶｏｕｔ５２、基板をＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ８の基板に、それぞれ接続している。
Ｖｉｎ＜Ｖｏｕｔの時、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ８の基板電位、すなわち、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ７の基板はＶｏｕｔ５２の電位となっている。
【００１７】
従って、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ７により、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ５のゲート電位はＶｏｕｔ５２になり、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ５はトランジスタとしてはＯＦＦしており、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ５の逆流電流は流れない。
しかしながら、Ｖｉｎ＜Ｖｏｕｔの時、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ５のゲート電位をＶｏｕｔ５２にすることにより、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ５のゲートと接続されているＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１にも、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ５と同様に、ドレインのＰ型領域からＮ型領域であるＮウェル基板および基板電極に向かってダイオードの順方向電流が流れてしまう。
【００１８】
図４は、本発明の第４の実施例を示すＭＯＳトランジスタを使用した定電圧電源回路の回路構成図である。
図３において、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１にも、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ５と同様に、ドレインのＰ型領域からＮ型領域であるＮウェル基板および基板電極に向かってダイオードの順方向電流が流れるので、これを防止する必要がある。
【００１９】
本実施例では、図４に示すように、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ５と同様に、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１の基板をＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ８の基板に接続する。また、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のゲートもＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ５と同様にＶｏｕｔ６２にしておく必要があるため、ゲートをＶｉｎ６１とし、ソースをＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のゲート、ドレインをＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ５のゲート、基板をＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ８の基板に接続したＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ６を追加する。
【００２０】
Ｖｉｎ＜Ｖｏｕｔの時、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ８の基板電位、すなわちＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ６の基板電位は、Ｖｏｕｔ６２の電位となっている。このため、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ６によりＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のゲート電位はＶｏｕｔ６２になり、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１はトランジスタとしてはＯＦＦしており、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１の逆流電流は流れない。
【００２１】
ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のゲートと、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ２のゲート、およびドレインは接続されている。ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１と同様にＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ２のドレインのＰ型領域からＮ型領域であるＮウェル基板および基板電極に向かってダイオードの順方向電流が流れてしまう。従って、図４に示すように、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１と同様に、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ２の基板は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ８の基板に接続する。
【００２２】
以上のように、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ６，Ｍ７，Ｍ８を追加することにより、Ｖｉｎ＜Ｖｏｕｔの時において、Ｖｏｕｔ端子からのＶｉｎ端子への逆過電流は流れない。
なお、Ｖｉｎ＞Ｖｏｕｔの時においても、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ６，Ｍ７のゲートはＶｉｎに接続され、かつ基板電位はＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ８であり、そのＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ８はドレインおよび基板電位がＶｉｎとなっているため、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ６，Ｍ７はトランジスタとしてはＯＦＦしており、通常のレギュレーション動作には影響しない。
【００２３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、ＰチャネルＭＯＳトランジスタを出力電圧制御用として用いる定電圧電源回路においては、定電圧電源回路に与えられる入力電圧より高い電圧が定電圧電源回路の出力電圧端子に外部より強制的に与えられたとしても、過電流が回路内に流れ込まないような過電流制限回路を備えたため、回路内で定められたＰＮ接合の逆方向耐圧までの電圧が出力端子と入力端子間にかかったとしても、逆過電流による破壊等を防止することができる。
その結果、多電源で使用するようにアプリケーションで、定電圧電源の出力電圧端子を他の電源回路の出力電圧とショートとして使用される場合などに極めて有効である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明が適用されるＭＯＳトランジスタを用いた定電圧電源回路の回路構成図である。
【図２】本発明の第１の実施例を示すＭＯＳトランジスタを用いた定電圧電源回路の回路構成図である。
【図３】本発明の第２の実施例を示すＭＯＳトランジスタを用いた定電圧電源回路の回路構成図である。
【図４】本発明の第３の実施例を示すＭＯＳトランジスタを用いた定電圧電源回路の回路構成図である。
【図５】従来におけるＭＯＳトランジスタを用いた定電圧電源回路の断面構造図である。
【図６】従来におけるＭＯＳトランジスタを用いた定電圧電源回路に逆流保護ダイオードを接続した構成図である。
【符号の説明】
３１，４１，５１，６１…入力電圧（Ｖｉｎ）、
３２，４２，５２，６２…出力電圧（Ｖｏｕｔ）、
３３，４３，５３，６３…定電圧回路（ＶＲＥＦ）、
３４，４４，５４，６４…グランド（ＧＮＤ）、
Ｉ１…定電流回路、Ｒ１，Ｒ２…抵抗、
Ｍ１，Ｍ２…ＰチャネルＭＯＳトランジスタ、
Ｍ３，Ｍ４…ＮチャネルＭＯＳトランジスタ、
Ｍ５…定電圧電源回路の出力ドライバ、
Ｍ６，Ｍ７，Ｍ８…追加されたＰチャネルＭＯＳトランジスタ、
１１…入力端子電圧、１２…出力電圧制御電圧、
１３…出力端子電圧、１４…ゲード電極、１５…ドレイン電極、
１６…ソース電極、１７…基板電極、１８，１９…Ｐ＋領域、
２０…Ｎ＋領域、２１…Ｎウェル（基板）、２２…Ｐウェル、
２７…入力電圧、２５…定電圧電源回路、２８…出力電圧、
２６…ＡＣアダプター等の他電源回路、２９…アプリケーション、
３０…逆流保護ダイオード。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a reverse overcurrent prevention circuit applied to a semiconductor device such as a voltage regulator, and particularly to a reverse overcurrent prevention circuit for solving a problem when combined with another power supply circuit that supplies a higher voltage than a constant voltage power supply circuit. The present invention relates to an overcurrent prevention circuit.
[0002]
[Prior art]
A constant-voltage power supply circuit using a rechargeable shaver that can be used with a commercial power supply using an AC adapter will be described as an example. The output is short-circuited in the shaver between the constant-voltage power supply circuit and the AC adapter, and either one is used. When the AC adapter is selected, the current flowing from the AC adapter is supplied to this constant-voltage power supply circuit. It was necessary to connect a backflow protection diode to prevent it. In this case, a transistor having a short circuit between the bulk and the source is connected to the output driver of the constant voltage power supply circuit. A transistor to be used is required to be a MOS transistor instead of a bipolar transistor, so that the maker has to take time.
[0003]
FIG. 5 is a sectional view of a conventional P-channel MOS transistor for controlling an output voltage of a constant voltage power supply circuit.
In a substrate (N well) 21 on a P well 22, a P + region 18, a P + region 19, and an N + region 20 are provided. The P + region 18 is the drain electrode 15, the P + region 19 and the N + region 20 are the source electrode 16, the P + region 18 and the P + region 19 are the gate electrode 14, and the N + region 20 is the substrate electrode 17. Here, the source electrode 16 and the substrate electrode 17 are used. , An output terminal voltage 13 is applied to the drain electrode 15, and an output voltage control voltage 12 is applied to the gate electrode 14.
[0004]
In a normal operation in which the input voltage 11 is higher than the output voltage 13, the input voltage 11 is applied to the source electrode (P +) 16 and the substrate electrode (N +) 17 of the transistor. The input voltage 11 is applied to the N well 21 in common with the substrate electrode (N +) 20. The drain electrode 15 outputs an output voltage controlled by the gate electrode 14 (Vin> Vout).
[0005]
In an application using multiple power supplies, the output voltage terminal 13 of the constant voltage power supply may be used as a short circuit with the output voltage of another power supply circuit. At this time, when a voltage higher than the input voltage 11 is forcibly applied to the output voltage terminal (Vout) 13 from the outside, the N-well 21 and the substrate electrode ( N +) 17 is an N-type region and shows the forward characteristics of the diode. Therefore, a forward overcurrent flows from the output terminal 13 to the input terminal 11 of the constant voltage power supply circuit, and may be destroyed by exceeding the current capacity of the metal wiring (Vin <Vout). ).
[0006]
FIG. 6 is a schematic view of a case where an externally attached reverse current protection diode is added in the related art.
In FIG. 5, when a reverse current is expected due to a reverse overvoltage, an external reverse current protection diode 30 as shown in FIG. 6 is usually added.
That is, in an application 29 in which a constant-voltage power supply circuit 25 that is provided with an input voltage 27 and an output voltage 28 and another power supply circuit 26 such as an AC adapter are connected in parallel, the output voltage 28 of the constant-voltage power supply 25 is higher. When a voltage is supplied from another power supply circuit 26 such as an AC adapter, a reverse current flows from the output voltage 28 of the constant voltage power supply circuit 25 to the input voltage 27. To prevent this, a reverse current protection diode 30 is provided. Must be added.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, in an application in which a conventional constant voltage power supply circuit (voltage regulator) uses a constant voltage power supply circuit with multiple power supplies, a voltage higher than the output voltage terminal of the constant voltage power supply circuit is forcibly applied to another power supply. Was sometimes given by Therefore, it was necessary to connect a backflow protection diode.
[0008]
Therefore, an object of the present invention is to solve such a conventional problem, and even if a voltage higher than the input voltage supplied to the constant voltage power supply circuit is supplied to the output voltage terminal of the constant voltage power supply circuit, an overcurrent occurs. An object of the present invention is to provide a reverse overcurrent prevention circuit capable of preventing a breakdown or the like due to a reverse overcurrent by providing an overcurrent limiting circuit that does not flow into the circuit.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the reverse overcurrent prevention circuit according to the present invention comprises connecting a transistor whose bulk-drain is short-circuited to the output driver of the constant voltage power supply circuit, thereby reducing the potential of Vin and Vout of the constant voltage power supply circuit. The larger one is selected so that the bulk potential of the driver is the same. That is, with such a structure, the reverse breakdown voltage of the output transistor can be maintained and the output transistor can be protected.
[0010]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a constant voltage power supply circuit using a MOS transistor to which the present invention is applied.
Input voltage (Vin) 31, output voltage (Vout) 32, ground (GND) 34, constant voltage circuit (VREF) 33, constant current circuit (I1), P-channel MOS transistors M1, M2, M5, It comprises N-channel MOS transistors M3 and M4 and resistors R1 and R2 for determining an output voltage value.
An error amplifier is formed by the constant voltage circuit 33, the constant current circuit I1, the P-channel MOS transistors M1 and M2, and the N-channel MOS transistors M3 and M4. The P-channel MOS transistor M5 is an output control transistor.
[0011]
In FIG. 1, when the output voltage 32 is higher than the input voltage 31, the drain terminal of the P-channel MOS transistor M5, which is the output voltage, is a P-type region, and the substrate of the N-type region is passed through an N-well substrate, which is an N-type region. A forward current of the diode flows toward the electrode (Vin) and the input terminal. That is, the P-channel MOS transistor M5 has a structure as shown in FIG. 5, the drain electrode 15 is the P + region 18, and the N-type region is forwardly directed toward the N + region 20 and the input terminal 11 through the N-well substrate 21. Current will flow.
[0012]
FIG. 2 is a circuit diagram of a constant voltage power supply circuit using MOS transistors according to the first embodiment of the present invention.
In order to avoid the reverse overcurrent in FIG. 1, it is necessary to electrically separate the substrate electrode from the source electrode of the P-channel MOS transistor M5. Therefore, a configuration in which a P-channel MOS transistor M8 is added as shown in FIG. 2 is employed.
The source potential of the P-channel MOS transistor M8 is the input voltage (Vin) 41, and the gate voltage is the output voltage (Vout) 42. The drain and the substrate are connected. That is, the drain electrode of M8 is connected at the substrate downstream of the gate current.
[0013]
In FIG. 2, at normal time, that is, when Vin> Vout, the potential of the drain of the P-channel MOS transistor M8 and the substrate becomes equal to Vin. That is, since the source potential of M8 is Vin, as shown in FIG. 5, when a very large voltage is not applied to the gate electrode 14, an electron current does not flow from the source electrode 16 to the drain electrode 15, and the drain electrode 15 This is because the substrate 21 has the same potential.
[0014]
On the other hand, at the time of reverse flow, that is, when Vin <Vout, the drain and the substrate of the P-channel MOS transistor M8 are connected to the substrate of the P-channel MOS transistor M5. The potential of the drain of M8 and the substrate becomes Vout. The source potential of the P-channel MOS transistor M5 is the input voltage (Vin) 41. Therefore, when Vin <Vout, the substrate electrode of the P-channel MOS transistor M5 and the source electrode of the P-channel MOS transistor M5 can be electrically separated from each other. As a result, the drain electrode passes through the N-well substrate, which is the N-type region, from the P-type region of the drain terminal. It is possible to prevent a forward current of the diode from flowing toward the substrate electrode (Vin) 41 and the input terminal in the N-type region.
[0015]
The limit voltage (Vout−Vin) at this time is determined by the junction breakdown voltage between the P-type of the source terminal of the P-channel MOS transistor M5 and the N-type of the N-well substrate.
However, when Vin <Vout, the substrate potential of the P-channel MOS transistor M5 is set to Vout42 and is separated from the source potential, so that the functions of the source and the drain of the P-channel MOS transistor M5 are reversed, and the P-channel MOS transistor M5 is turned off. And the current flows from Vout 42 toward Vin 41. In order to prevent this, the gate potential of the P-channel MOS transistor M5 needs to be set to Vout42.
[0016]
FIG. 3 is a circuit diagram of a constant voltage power supply circuit using MOS transistors according to a third embodiment of the present invention.
In FIG. 2, a P-channel MOS transistor M7 is newly provided in FIG. 3 to prevent the function of the source and the drain of the P-channel MOS transistor M5 from being reversed.
That is, as shown in FIG. 3, the P-channel MOS transistor M7 has a gate connected to Vin51, a source connected to the gate of the P-channel MOS transistor M5, a drain connected to Vout52, and a substrate connected to the substrate of the P-channel MOS transistor M8. I have.
When Vin <Vout, the substrate potential of the P-channel MOS transistor M8, that is, the substrate of the P-channel MOS transistor M7 has the potential of Vout52.
[0017]
Therefore, the gate potential of the P-channel MOS transistor M5 becomes Vout52 by the P-channel MOS transistor M7, the P-channel MOS transistor M5 is turned off as a transistor, and the reverse current of the P-channel MOS transistor M5 does not flow.
However, when Vin <Vout, the gate potential of the P-channel MOS transistor M5 is set to Vout52, so that the P-channel MOS transistor M1 connected to the gate of the P-channel MOS transistor M5 has the same configuration as the P-channel MOS transistor M5. Then, a forward current of the diode flows from the drain P-type region toward the N-well substrate and the substrate electrode as the N-type region.
[0018]
FIG. 4 is a circuit diagram of a constant voltage power supply circuit using MOS transistors according to a fourth embodiment of the present invention.
In FIG. 3, a forward current of the diode flows from the P-type drain region to the N-well substrate and the substrate electrode, which is the N-type region, in the P-channel MOS transistor M1 as in the P-channel MOS transistor M5. It is necessary to prevent this.
[0019]
In this embodiment, as shown in FIG. 4, similarly to the P-channel MOS transistor M5, the substrate of the P-channel MOS transistor M1 is connected to the substrate of the P-channel MOS transistor M8. Since the gate of the P-channel MOS transistor M1 also needs to be set to Vout62 in the same manner as the P-channel MOS transistor M5, the gate is set to Vin61, the source is the gate of the P-channel MOS transistor M1, and the drain is the P-channel MOS transistor M5. A P-channel MOS transistor M6 having a gate and a substrate connected to the substrate of the P-channel MOS transistor M8 is added.
[0020]
When Vin <Vout, the substrate potential of the P-channel MOS transistor M8, that is, the substrate potential of the P-channel MOS transistor M6 is the potential of Vout62. Therefore, the gate potential of the P-channel MOS transistor M1 becomes Vout62 by the P-channel MOS transistor M6, the P-channel MOS transistor M1 is turned off as a transistor, and the reverse current of the P-channel MOS transistor M1 does not flow.
[0021]
The gate of P-channel MOS transistor M1 is connected to the gate and drain of P-channel MOS transistor M2. As with the P-channel MOS transistor M1, a forward current of the diode flows from the P-type region at the drain of the P-channel MOS transistor M2 toward the N-well substrate and the substrate electrode, which are the N-type regions. Therefore, as shown in FIG. 4, similarly to the P-channel MOS transistor M1, the substrate of the P-channel MOS transistor M2 is connected to the substrate of the P-channel MOS transistor M8.
[0022]
As described above, by adding the P-channel MOS transistors M6, M7, and M8, no reverse overcurrent flows from the Vout terminal to the Vin terminal when Vin <Vout.
Even when Vin> Vout, the gates of P-channel MOS transistors M6 and M7 are connected to Vin, and the substrate potential is P-channel MOS transistor M8. P-channel MOS transistor M8 has a drain and a substrate potential of Vin. Therefore, the P-channel MOS transistors M6 and M7 are OFF as transistors, and do not affect the normal regulation operation.
[0023]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, in a constant voltage power supply circuit using a P-channel MOS transistor for output voltage control, a voltage higher than an input voltage applied to the constant voltage power supply circuit is output from the constant voltage power supply circuit. An overcurrent limiting circuit is provided to prevent overcurrent from flowing into the circuit even if it is forcibly applied to the terminal, so that the voltage up to the reverse breakdown voltage of the PN junction specified in the circuit is connected to the output terminal. Even if the voltage is applied between the input terminals, it is possible to prevent a breakdown or the like due to a reverse overcurrent.
As a result, the present invention is extremely effective when the output voltage terminal of the constant voltage power supply is used as a short circuit with the output voltage of another power supply circuit in an application such as use with multiple power supplies.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a constant voltage power supply circuit using a MOS transistor to which the present invention is applied.
FIG. 2 is a circuit diagram of a constant voltage power supply circuit using MOS transistors according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a circuit configuration diagram of a constant voltage power supply circuit using MOS transistors according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a circuit configuration diagram of a constant voltage power supply circuit using MOS transistors according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a sectional structural view of a conventional constant voltage power supply circuit using MOS transistors.
FIG. 6 is a configuration diagram in which a backflow protection diode is connected to a conventional constant voltage power supply circuit using MOS transistors.
[Explanation of symbols]
31, 41, 51, 61 ... input voltage (Vin),
32, 42, 52, 62 ... output voltage (Vout),
33, 43, 53, 63 ... constant voltage circuit (VREF),
34, 44, 54, 64 ... ground (GND),
I1: constant current circuit, R1, R2: resistor,
M1, M2 ... P-channel MOS transistors,
M3, M4 ... N-channel MOS transistors,
M5: output driver of constant voltage power supply circuit,
M6, M7, M8 ... additional P-channel MOS transistors,
11: input terminal voltage, 12: output voltage control voltage,
13: output terminal voltage, 14: gate electrode, 15: drain electrode,
16 ... source electrode, 17 ... substrate electrode, 18, 19 ... P + region,
20 ... N + region, 21 ... N well (substrate), 22 ... P well,
27: input voltage, 25: constant voltage power supply circuit, 28: output voltage,
26 ... Other power supply circuit such as AC adapter, 29 ... Application,
30 ... Backflow protection diode.

Claims

ＭＯＳトランジスタを出力電圧制御用として用いる定電圧電源回路の逆過電流防止回路において、
該定電圧電源回路に与えられる入力電圧より高い電圧が出力電圧に外部より強制的に印加された場合、該出力電圧制御用のＭＯＳトランジスタの基板電極とソース電極を電気的に分離して、該定電圧電源回路内に過電流が流れ込まないようにする過電流制限回路を設けたことを特徴とする逆過電流防止回路。In a reverse overcurrent prevention circuit of a constant voltage power supply circuit using a MOS transistor for output voltage control,
When a voltage higher than the input voltage applied to the constant voltage power supply circuit is forcibly applied to the output voltage from the outside, the substrate electrode and the source electrode of the output voltage control MOS transistor are electrically separated from each other, A reverse overcurrent prevention circuit comprising an overcurrent limiting circuit for preventing overcurrent from flowing into the constant voltage power supply circuit.

ＭＯＳトランジスタを出力電圧制御用として用いる定電圧電源回路の逆過電流防止回路において、
該出力電圧制御用のＭＯＳトランジスタに、該ＭＯＳトランジスタのバルク−ドレイン間をショートしたトランジスタを接続し、
該トランジスタにより該定電圧電源回路の入力電圧と出力電圧の電位の大きい方を選択して、該出力電圧制御用のＭＯＳトランジスタのバルク電位を選択した電位にすることで、該出力電圧制御用のＭＯＳトランジスタの逆耐圧を保つことを特徴とする逆過電流防止回路。In a reverse overcurrent prevention circuit of a constant voltage power supply circuit using a MOS transistor for output voltage control,
Connecting a short-circuited transistor between the bulk and drain of the MOS transistor to the output voltage control MOS transistor;
By selecting the larger of the input voltage and the output voltage of the constant voltage power supply circuit by the transistor and setting the bulk potential of the output voltage control MOS transistor to the selected potential, the output voltage control A reverse overcurrent prevention circuit characterized by maintaining a reverse breakdown voltage of a MOS transistor.

ＰチャネルＭＯＳトランジスタを出力電圧制御用として用いる定電圧電源回路の逆過電流防止回路において、
該出力電圧制御用のＰチャネルＭＯＳトランジスタの基板に接続されたドレイン電極と、該定電圧電源回路の入力電圧に接続されたソース電極と、該定電圧電源回路の出力電圧に接続されたゲート電極とを備えたＰチャネルＭＯＳトランジスタを設け、
該定電圧電源回路に与えられる入力電圧より高い電圧が出力電圧に外部より強制的に印加された場合に、過電流が回路内に流れ込まないようにしたことを特徴とする逆過電流防止回路。In a reverse overcurrent prevention circuit of a constant voltage power supply circuit using a P-channel MOS transistor for output voltage control,
A drain electrode connected to the substrate of the P-channel MOS transistor for controlling the output voltage, a source electrode connected to the input voltage of the constant voltage power supply circuit, and a gate electrode connected to the output voltage of the constant voltage power supply circuit A P-channel MOS transistor having
A reverse overcurrent prevention circuit, wherein an overcurrent is prevented from flowing into the circuit when a voltage higher than the input voltage applied to the constant voltage power supply circuit is forcibly applied to the output voltage from the outside.

ＰチャネルＭＯＳトランジスタを誤差増幅器および出力電圧制御器として用いる定電圧電源回路の逆過電流防止回路において、
該出力電圧制御用のＰチャネルＭＯＳトランジスタおよび該誤差増幅用のＰチャネルＭＯＳトランジスタの基板に接続されたドレイン電極と、該定電圧電源回路の入力電圧に接続されたソース電極と、該定電圧電源回路の出力電圧に接続されたゲート電極とを備えた複数のＰチャネルＭＯＳトランジスタを設け、
該定電圧電源回路に与えられる入力電圧より高い電圧が出力電圧に外部より強制的に印加された場合に、過電流が該出力電圧制御用および該誤差増幅用のＰチャネルＭＯＳトランジスタ内に流れ込まないようにしたことを特徴とする逆過電流防止回路。In a reverse overcurrent prevention circuit of a constant voltage power supply circuit using a P-channel MOS transistor as an error amplifier and an output voltage controller,
A drain electrode connected to the substrate of the output voltage control P-channel MOS transistor and the error amplification P-channel MOS transistor; a source electrode connected to the input voltage of the constant voltage power supply circuit; A plurality of P-channel MOS transistors having a gate electrode connected to the output voltage of the circuit;
When a voltage higher than the input voltage applied to the constant voltage power supply circuit is forcibly applied to the output voltage from the outside, an overcurrent does not flow into the output voltage control and error amplification P-channel MOS transistors. A reverse overcurrent prevention circuit, characterized in that:

請求項２または３に記載の逆過電流防止回路において、
前記新設のＰチャネルＭＯＳトランジスタのドレイン電極と基板を出力電圧制御用ＰチャネルＭＯＳトランジスタの基板と接続しているため、
前記入力電圧＞出力電圧の時は、該新設のＰチャネルＭＯＳトランジスタのドレイン電極と基板の電位は該入力電位と等しく、
前記入力電圧＜出力電圧の時は、該出力電圧制御用ＰチャネルＭＯＳトランジスタのドレイン電極を介して該新設のＰチャネルＭＯＳトランジスタのドレイン電極と基板の電位は該出力電位と等しくなることを特徴とする逆過電流防止回路。The reverse overcurrent prevention circuit according to claim 2 or 3,
Since the drain electrode and substrate of the new P-channel MOS transistor are connected to the substrate of the P-channel MOS transistor for output voltage control,
When the input voltage> the output voltage, the potential of the drain electrode of the newly provided P-channel MOS transistor and the potential of the substrate are equal to the input potential;
When the input voltage is smaller than the output voltage, the potential of the drain electrode of the newly provided P-channel MOS transistor and the potential of the substrate via the drain electrode of the output voltage controlling P-channel MOS transistor are equal to the output potential. Reverse overcurrent protection circuit.