JP2004015949A

JP2004015949A - Current detector for synchronous pwm power converter

Info

Publication number: JP2004015949A
Application number: JP2002168573A
Authority: JP
Inventors: Hisanori Yamazaki; 山崎　尚徳; Hideto Negoro; 根来　秀人; Masaki Kono; 河野　雅樹
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2002-06-10
Filing date: 2002-06-10
Publication date: 2004-01-15
Anticipated expiration: 2022-06-10
Also published as: JP4102114B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a current detector for a synchronous PWM power converter which can extract the fundamental wave components of a current without using a low pass filter. <P>SOLUTION: This current detector is equipped with a power converting main circuit which applies voltage for driving AC power load, a voltage command value generating means which outputs the modulation percentage of voltage and the command value of a phase angle severally, a PWM control signal generation means which generates a PWM control signal based on the command value and outputs it to the power converting main circuit, a current detection means which detects the current supplied to the AC power load, and a sampling means which sample-holds the current detection value and outputs a first sample hold value. The sample holding means contains a voltage phase angle setting means where a specified phase angle to serve as sampling timing is set, and it sample-holds the current detection value with the timing of the command value of the phase angle equivalent to the set value of the specified phase angle. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、直流電圧をスイッチングして交流電圧を得るパルス幅変調（以下ＰＷＭと略す）を行うインバータの出力電流を、スイッチングリプルの影響を回避して検出する同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１４は、特公平４−４７５５４号公報に記載された従来のＰＷＭ電力変換器の電流検出装置を示すブロック構成図である。
【０００３】
図１４において、従来の電流検出装置は、交流電力負荷１と、電力変換主回路２と、電流検出手段３と、電圧指令値生成手段４と、ＰＷＭ制御信号生成手段５と、搬送波発生手段６と、サンプリング手段７とを備えている。
【０００４】
次に、従来の電流検出装置の動作について説明する。
【０００５】
電圧指令値生成手段４は、交流電力負荷１に印加する正弦波電圧の振幅と位相角との指令値情報から正弦波信号を生成してＰＷＭ制御信号生成手段５に出力する。一方、搬送波発生手段６は三角波形の搬送波信号をＰＷＭ制御信号生成手段５に出力する。
【０００６】
ＰＷＭ制御信号生成手段５では、電圧指令値発生手段４から出力された正弦波信号と、搬送波発生手段６から出力された搬送波信号との大小を比較し、電力変換主回路２のスイッチングパターンを取得して、電力変換主回路２のゲート入力に出力する。
【０００７】
電力変換主回路２は、ＰＷＭ制御信号生成手段５から出力されたスイッチングパターンに従って、直流電圧をオン、オフし、交流電力負荷を制御するためのＰＷＭ電圧を交流電力負荷１に出力する。
【０００８】
以上の動作で電圧指令値がＰＷＭ電圧に変調される過程を、単相の電力変換を用いて例示したものを図１５に示す。
【０００９】
図１５（ａ）は、電圧指令波と搬送波との波形を示し、図１５（ｂ）は、図１５（ａ）の２つの波形をＰＷＭ制御信号生成手段５にて大小を比較して得られるスイッチングパターンを示し、すなわち電力変換主回路２が出力する電圧波形を示す。
【００１０】
一方、スイッチングパターンに対応したスイッチング電圧を電力変換主回路２が交流電力負荷１に印加するとき、電力変換主回路２の出力電流波形は、図１５（ｃ）のように、正弦波状の基本波成分に、スイッチングに起因したリプル成分が重畳したものになる。
【００１１】
ＰＷＭ変調を用いた電力変換システムを用いて電流制御を行う場合、この出力電流からリプル成分を除去した高精度の電流基本波情報を得る必要がある。
【００１２】
電流検出手段３は、例えば電流センサやＡ／Ｄ変換器で構成されるが、ここで得られる電流検出値をそのまま制御マイコン等の演算周期でサンプリングした場合、図１５（ｃ）に示したリプル成分が重畳された波形をサンプルしてしまい、正弦波状の基本波成分のみを正しく取得することができない。
【００１３】
単純には、ローパスフィルタを用いれば高周波のリプル成分を除去してサンプリングすることができるが、ローパスフィルタの遮断周波数が電流応答を制限してしまう問題がある。従って、遅れを生じさせることなくリプル成分の影響を除去するサンプリング方式が重要となる。
【００１４】
従来では、以下に示すようなＰＷＭ搬送波に同期した電流サンプリング方式が用いられている。
【００１５】
まず、電流センサなどの電流検出手段３は、リプル成分が重畳した第１の電流検出値を取得する。サンプリング手段７は、搬送波発生手段６が発生する搬送波を参照しながら、搬送波が最大振幅値となるタイミングで第１の電流検出値をサンプルホールドし、第２の電流検出値として出力する。
【００１６】
図１５（ｄ）に第２の電流検出値を示す。なお、図１５（ｃ）と同様に、図１５（ｄ）にも、電流の基本波成分を重畳させて示している。
【００１７】
このように、第２の電流検出値はリプル成分が除去されており、またローパスフィルタを通していないので、位相遅れのない基本波成分の電流波形として得ることができる。この方式の原理について、以下で詳細を説明する。
【００１８】
まず、図１５（ａ）の搬送波と電圧指令波との比較によるスイッチングタイミングに着目する。搬送波において隣り合う最大値２点間、或いは最小値２点間に着目すると、式（１）が成り立つ場合には、電圧指令値はさほど急激に変化しない。
【００１９】
搬送波周波数（スイッチング周波数）　＞＞　電圧指令値周波数・・・（１）
【００２０】
従って、スイッチングとスイッチングとの中間点は、搬送波が最小値、或いは最大値となるタイミングとほぼ一致する。
【００２１】
また、図１５（ｃ）から分かるように、電流のリプル成分はスイッチングのタイミングが変化点である。ここで、式（２）の条件を満たす場合、スイッチング間における電流のリプル成分の波形の変化は、近似的には直線状である。
【００２２】
搬送波周波数（スイッチング周波数）　＞＞　１／（負荷の電気回路の時定数）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（２）
【００２３】
従って、式（１）、（２）の条件が成り立つ場合には、搬送波が最大振幅値となるタイミングにおいて、電流リプル成分が「０」になる。よって、搬送波が最大振幅値となるタイミングで第１の電流検出値をサンプルホールドして第２の電流検出値を得ることにより、リプル成分の影響のない基本波成分のみの電流波形として抽出できる。
【００２４】
電気鉄道用インバータ等では、スイッチング周波数を抑えつつ、電動機の最大回転周波数を向上させるため、同期ＰＷＭに基づいた１パルスモード、３パルスモードといったスイッチングモードが用いられている。
【００２５】
同期ＰＷＭは、変調信号に同期させた搬送波信号を用いる方式であり、その挙動を、三相誘導電動機を３パルスモードで駆動する場合の例にして図１６に示す。
【００２６】
図１６において、図１６（ａ）は、三相の電圧指令波形と搬送波波形とを重ねて示しており、図１６（ｂ）はｕ相電圧スイッチング波形、図１６（ｃ）はｕ相ｖ相間の線間電圧波形を示す。
【００２７】
図１６（ｃ）に示した線間電圧波形の半周期中のパルス数から、３パルスモード、５パルスモード等の呼称がされる。図１６（ｄ）はｕ相電圧の対中性点電圧波形、図１６（ｅ）は実際の電流波形、すなわち第１の電流検出値を示し、図１６（ｆ）はサンプルホールドされた電流検出値の波形、すなわち第２の電流検出値を示している。
【００２８】
なお、図１６（ｅ）には実際の電流波形に含まれる基本波成分と、前述の先行例の手法によるサンプリングタイミングを重畳して示している。また、図１６（ｆ）にも、実際の電流の基本波成分を重畳して示している。
【００２９】
搬送波の同期をしない三角波比較方式ＰＷＭにおいて、式（１）の関係が成り立たなくなると、変調の精度が悪化し、出力電圧波形に大きなビートが発生するなど、所望の基本波成分が出力できなくなる。
【００３０】
そこで、図１６のように電圧指令値に同期した搬送波を用いて変調を行うことにより、式（１）の関係が成り立たない条件下においても、電圧指令値の基本波成分に関しては変調の精度を維持することが可能になる。
【００３１】
【発明が解決しようとする課題】
ただし、電流サンプリングの観点からは以下のような問題がある。
【００３２】
図１６（ｆ）は、従来の手法で、搬送波の最大振幅値となるタイミングで電流をサンプルホールドした例を示す。なお、負荷として三相誘導電動機を用いた場合について例示する。
【００３３】
図１６（ｆ）において、図１５で示した三角波比較方式ＰＷＭ方式と比較した場合、搬送波が最大となるタイミングが、電圧指令値の正弦波の一周期内で数点と少ないため、電流の基本波成分の正弦波情報を得ることが困難であることが分かる。
【００３４】
また、スイッチングに起因した電流のリプル成分の波形は非常に大きく、独特の波形となっているため、サンプリング回数を闇雲に増やしても、精度の良い電流基本波成分を得られる保証がない。
【００３５】
従来のＰＷＭ変換器の電流検出装置は以上のように、スイッチング回数の少ない同期ＰＷＭを行っているときには、電流検出に遮断周波数の低いローパスフィルタを用いて大きなリプル成分を除去した後に、十分なサンプリング回数でサンプルホールドする必要があり、ローパスフィルタによって位相情報が遅れた電流検出しか期待できないという問題点があった。
【００３６】
この発明は上記のような問題点を解決するためになされたもので、同期ＰＷＭを用いる場合においても、ローパスフィルタを用いることなく電流の基本波成分を抽出することのできる同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置を得ることを目的とする。
【００３７】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置は、交流電力負荷を駆動させるための電圧を印加する電力変換主回路と、電圧の変調率および位相角の指令値をそれぞれ出力する電圧指令値生成手段と、変調率および位相角の指令値に基づくＰＷＭ制御信号を生成して電力変換主回路に出力するＰＷＭ制御信号生成手段と、交流電力負荷に供給される電流を検出し、電流に対応した電流信号を出力する電流検出手段と、電流信号に基づく電流検出値をサンプルホールドして第１のサンプルホールド値を出力するサンプリング手段とを備え、サンプリング手段は、サンプリングタイミングとなる所定の位相角が設定された電圧位相角設定手段を含み、位相角の指令値が所定の位相角の設定値と同値となるタイミングで電流検出値をサンプルホールドするものである。
【００３８】
また、この発明に係る同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置において、所定の位相角は、変調率に応じて設定され、サンプリング手段は、位相角の指令値が、変調率の指令値に対応する位相角の設定値と同値となるタイミングで電流検出値をサンプルホールドするものである。
【００３９】
また、この発明に係る同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置のサンプリング手段は、今回のサンプリングタイミングの後で、位相角の指令値が所定角度に達した場合に、次回のサンプリングタイミングを決定するものである。
【００４０】
また、この発明に係る同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置において、所定の位相角は、複数のパルスモードに応じて設定され、サンプリング手段は、位相角の指令値が、パルスモードおよび変調率の指令値に対応する所定の位相角と同値となるタイミングで電流検出値をサンプルホールドするものである。
【００４１】
さらに、この発明に係る同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置のサンプリング手段は、直前のサンプリングタイミングでサンプルホールドして取得した第２のサンプルホールド値が記録され、第１のサンプルホールド値と第２のサンプルホールド値との平均値を算出するものである。
【００４２】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、図面を参照しながら、この発明の実施の形態１について詳細に説明する。
【００４３】
図１は、この発明の実施の形態１における同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置を示すブロック構成図である。なお、図１において、前述（図１４参照）と同様のものについては、同一符号または符号の後に「ａ」を付す。また、同一符号を付したものについては、詳述を省略する。
【００４４】
図１において、同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置は、電圧の位相角の指令値に同期した搬送波を発生する同期搬送波発生手段６０と、サンプリングタイミングに基づいてサンプリングを行うサンプリング手段７ａとを備えている。
【００４５】
また、サンプリング手段７ａは、電圧指令値生成手段４からの電圧位相角指令値を参照しながら、サンプリングタイミング信号を出力するテーブル８ａと、サンプリングタイミング信号が入力された時点（タイミング）で第１の電流検出値をサンプルホールドして第２の電流検出値を出力するサンプラ９とを備えている。
【００４６】
次に、この発明の実施の形態１による動作について説明する。
【００４７】
電力変換主回路２のスイッチングが電圧位相角指令値θｖに同期しているため、定常運転時、電流のリプル成分（電流リプル成分）の波形には、電圧位相角指令値θｖに関する周期性が存在する。そこで、リプル成分の波形のみを抽出して周期性を確認すると、図２のようになる。
【００４８】
図２は、同期ＰＷＭの３パルスモード変調率８５［％］の条件で三相誘導電動機を駆動した場合を例示した波形図である。なお、図２においては、横軸を電圧位相角指令値θｖで統一している。
【００４９】
図２において、図２（ａ）は、交流電力負荷の中性点電位を基準とした一相分の相電圧Ｖｕｎの波形を示し、図２（ｂ）は、電流波形から基本波成分（基本周波数成分）を除いた一相分あたりの電流リプル成分Ｉｈｕの波形を示し、図２（ｃ）は、電圧ベクトル座標系で捉えた電流リプル成分ＩＰｈ（実線）、ＩＱｈ（鎖線）の波形を示す。
【００５０】
これらの算出方法について説明する。図２（ａ）のｕ相の相電圧Ｖｕｎは、以下の式（３）および式（４）を用いて算出される。
【００５１】
Ｖｎ　＝　（Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ）／３　　　　　　　　　・・・　（３）
Ｖｕｎ　＝　Ｖｕ　−　Ｖｎ　　　　　　　　　　　　　・・・　（４）
【００５２】
なお、式（３）および（４）において、Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、電力変換主回路の直流部の中性点を基準とした場合のｕｖｗ各相の電圧である。
【００５３】
図２（ｃ）の電流リプル成分ＩＰｈ、ＩＱｈは、以下の式（５）〜（８）を用いて算出される。
【００５４】
Ｉａｈ　＝　（２／３）^−１／２　Ｉｕｈ　−　（１／６）^−１／２　Ｉｖｈ　−　（１／６）^−１／２　Ｉｗｈ・・・　（５）
Ｉｂｈ　＝　（１／２）^−１／２　Ｉｖｈ　−　（１／２）^−１／２　Ｉｗｈ・・・　（６）
ＩＰｈ　＝　ｃｏｓ（θｖ）　Ｉａｈ　＋　ｓｉｎ（θｖ）　Ｉｂｈ・・・　（７）
ＩＱｈ　＝　−ｓｉｎ（θｖ）　Ｉａｈ　＋　ｃｏｓ（θｖ）Ｉｂｈ・・・　（８）
【００５５】
なお、式（５）〜（８）において、「Ｉｕｈ」、「Ｉｖｈ」、「Ｉｗｈ」は、電流波形から基本波成分（基本周波数成分）を除いたｕｖｗ各相の電流リプル成分を示し、「Ｉａｈ」、「Ｉｂｈ」は、ｕｖｗ各相の電流リプル成分Ｉｕｈ、Ｉｖｈ、Ｉｗｈから３相２相変換したものを示し、「θｖ」は電圧位相角指令値を示す。
【００５６】
式（５）〜（８）による算出によって、電圧位相角指令値θｖに同期した座標系（以後、ＰＱ座標系と記述する）で電流波形を捉えることができる。
【００５７】
ここで、ｕｖｗ各相の電流リプル成分Ｉｕｈ、Ｉｖｈ、Ｉｗｈ中に、電圧指令値と同じ周波数の基本波成分が含まれている場合には、有効分電流成分の大きさが電流リプル成分ＩＰｈに、また無効分電流の大きさが電流リプル成分ＩＱｈに直流量成分として現れるが、図２（ｃ）を算出する際には、ｕｖｗ各相の電流リプル成分Ｉｕｈ、Ｉｖｈ、Ｉｗｈから基本波成分を除いているため、直流成分が「０」となっている。
【００５８】
ここで、基本波成分の電流をサンプリングする観点から図２（ｂ）に着目する。図２（ｂ）において、ｕ相の電流リプル成分Ｉｕｈが「０」になるタイミングが、ｕ相電流値に対して基本波成分を誤差なくサンプリング可能なタイミングとなる。
【００５９】
図２では、電気角一周期分０〜３６０［ｄｅｇ］を示しており、この間にｕ相の電流リプル成分Ｉｕｈが「０」になるタイミングが１０点以上存在し、１８０［ｄｅｇ］を中心に、対称性が確認することができる。更に、半周期分の０〜１８０［ｄｅｇ］の期間内では、９０［ｄｅｇ］、０［Ａ］の点を中心とした、点対称波形となっていることも確認できる。
【００６０】
ｕｖｗ各相の電流リプル成分Ｉｕｈ、Ｉｖｈ、Ｉｗｈが「０」となるタイミングは、電力変換主回路２のスイッチング位相角が一定であれば、運転周波数に依らずほぼ一定である。これについて以下説明する。
【００６１】
図２（ｂ）の電流リプル成分の波形は、電圧波形、負荷の高周波インピーダンスによって決定される。ここで、相電圧、相電流についてフーリエ変換を利用して各周波数成分に着目する。まず、同期ＰＷＭにおいて変調率を固定した場合の相電圧波形Ｖｕｎ（θｖ）は、以下の式（９）を用いて算出される。
【００６２】
Ｖｕｎ（θｖ）　＝　Σ^∞ _ｈ＝１Ｖｕｈ（ｈ）ｅｘｐ（ｊ　ｈωｔ）
＝　Σ^∞ _ｈ＝１Ｖｕｈ（ｈ）ｅｘｐ（ｊ　ｈθｖ）・・・　（９）
【００６３】
式（９）において、「θｖ」は電圧位相角指令値、「ｔ」は時刻、「ω」は電圧の基本波周波数、「ｈ」は正の整数を示す。
【００６４】
一方、周波数が「ω」の場合の負荷インピーダンスは、以下の式（１０）を用いて算出される。
【００６５】
Ｚ（ω）　＝　Ｒ　＋　ｊωＬ　　　　　　　　　　　　・・・　（１０）
【００６６】
従って、図２（ｂ）のｕ相の電流リプル成分は、以下の式（１１）を用いて算出される。式（９）（１０）から各周波数成分の電流振幅値を求め、かつリプル成分のみを考慮して基本波成分ｈ＝１以外の高周波成分について総和する。
【００６７】
Ｉｕｈ（θｖ，ω）　＝　Σ^∞ _ｈ＝２　Ｖｕｈ（ｈ）　ｅｘｐ（ｊ　ｈθｖ）／（Ｒ＋ｊｈωＬ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・　（１１）
【００６８】
この式（１１）から、電流リプル成分は、電圧だけでなく、厳密には負荷インピーダンス、すなわち抵抗成分と周波数とインダクタンスに依存していることが分かる。
【００６９】
しかし、同期ＰＷＭは一般的に運転周波数ωが高い領域で使用するため、以下の式（１２）の仮定が成り立つので、式（１１）は、式（１３）のように変形することができる。
【００７０】
｜Ｒ｜　＜＜　｜ｈωＬ｜　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・　（１２）
Ｉｕｈ（θｖ，ω）　≒　Σ^∞ _ｈ＝２　Ｖｕｈ（ｈ）　ｅｘｐ（ｊ　ｈθｖ）／（ｊｈωＬ）
＝　１／ωＬ　・Σ^∞ _ｈ＝２　Ｖｕｈ（ｈ）　ｅｘｐ（ｊ　ｈθｖ）／（ｊｈ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・　（１３）
【００７１】
式（１３）に着目すると、電流のリプル成分Ｉｕｈの波形に対する電圧基本波周波数ωや負荷の回路定数の影響は、電圧スイッチング波形Ｖｕｎ（θｖ）が一定である場合、振幅のみに現れることが分かる。すなわち、電流リプル成分は、電圧の基本波周波数ωが上がると振幅が小さくなるが、電流リプル成分が「０」となるタイミングは、式（１２）が成り立つ条件下では変化しない。
【００７２】
この電流リプル成分の特性を利用すると、同期ＰＷＭにおいてスイッチング回数が少ない場合でも、ローパスフィルタを用いることなく電流リプル成分の影響を回避しながら、十分な回数の電流サンプリングが可能になる。
【００７３】
具体的には、式（１３）を用いて、ｕｖｗ各相の電流リプル成分Ｉｕｈ、Ｉｖｈ、Ｉｗｈが「０」となる電圧位相角指令値θｖの値θｖ＿ｓａｍｐ＿ｕ、θｖ＿ｓａｍｐ＿ｖ、θｖ＿ｓａｍｐ＿ｗを算出し、サンプリング手段７ａのテーブル８ａに記録しておく。その際、周期性に注意してテーブル８ａのデータ量を削減することが好ましい。
【００７４】
同期ＰＷＭ時において、テーブル８ａは、電圧指令値生成手段４から出力される電圧位相角指令値θｖを入力し、電圧位相角指令値θｖを参照しながら、電圧位相角指令値θｖが、あらかじめ記録しておいた値「θｖ＿ｓａｍｐ＿ｕ」、「θｖ＿ｓａｍｐ＿ｖ」、「θｖ＿ｓａｍｐ＿ｗ」と同値となるタイミングをサンプリングタイミングと見なし、サンプリングタイミング信号をサンプラ９に出力する。
【００７５】
従って、電流リプル成分が「０」となるタイミングで、第１の電流検出値をサンプルホールドすることができ、サンプラ９は第２の電流検出値として電流リプル成分を含まない値を十分な回数出力することができる。
【００７６】
以上ではテーブル８ａの作成方法として、電流リプル成分Ｉｕｈ、Ｉｖｈ、Ｉｗｈがそれぞれ「０」となる位相角に着目する方法について述べた。これを以下、ｕｖｗテーブル方式と呼ぶ。一方、電流リプル成分ＩＰｈ、ＩＱｈが「０」になる位相角に注目する方法でも良い。これを以下、Ｑテーブル方式と呼び、その詳細を以下に述べる。
【００７７】
図２（ｃ）の電流波形ＩＰｈ、ＩＱｈに着目すると、電圧位相角指令値θｖと同期して回転する座標系であるため、スイッチングによる対称性が以下の特徴を伴って６０［ｄｅｇ］毎に現れていることが確認できる。相電流のリプル成分に着目した図２（ｂ）の電流リプル成分Ｉｕｈの場合よりも短い周期、６０［ｄｅｇ］毎での繰り返しの波形となっており、以下の特徴が確認できる。
【００７８】
（１）ＩＰｈは、６０［ｄｅｇ］毎の区域において、３０［ｄｅｇ］、０［Ａ］の点を中心とした点対称波形となる。
（２）ＩＱｈは、６０［ｄｅｇ］毎の区域において、３０［ｄｅｇ］を中心とした線対称波形となる。
（３）６０［ｄｅｇ］の区域においてＩＱｈが「０」となるタイミングは２点存在する。この２点のタイミングにおけるＩＰｈは、等しい絶対値で符号の異なる値、±ＩＰｈ＿Ｓとなり、かつ、その絶対値｜ＩＰｈ＿Ｓ｜は、ＩＰｈやＩＱｈの振幅最大値より大幅に小さい値となる。
（４）ＩＰｈ、ＩＱｈが共に「０」になる瞬間は存在しない。
【００７９】
電流リプル成分ＩＱｈが「０」となる電圧位相角指令値θｖの値θｖ＿ｓａｍｐ＿Ｑを式（３）〜（８）、（１３）を用いて、あらかじめ算出してテーブル８ａに記録しておき、電圧位相角指令値θｖが「θｖ＿ｓａｍｐ＿Ｑ」となるタイミングで第１の電流検出値をサンプルホールドした場合、以下のように、Ｑ軸成分の電流誤差が「０」、Ｐ軸成分の電流誤差が±ＩＰｈ＿Ｓとなる第２の電流検出値が繰り返し出力されることになる。
【００８０】

【００８１】
Ｑテーブル方式の利点は、電流リプル成分の波形をより短い周期性で捉えられる点、および位相角θｖ＿ｓａｍｐ＿Ｑの一相分にのみ着目すれば良い点、それぞれの意味でテーブルが簡易になることにある。
【００８２】
したがって、ｕｖｗ各相の電流リプル成分Ｉｕｈ、Ｉｖｈ、Ｉｗｈにそれぞれに着目してテーブルを作成する方式よりも望ましい。Ｐ軸成分のサンプリング誤差が残るが、その大きさは小さく、かつ必ず同じ大きさで交互に繰り返す誤差であるため、平均値は「０」であり、第２の電流検出値を用いた信号処理に影響は少ない。
【００８３】
図３は、図１６と同じ３パルスモードの条件で、Ｑテーブル方式を利用してサンプルホールドを行った場合の挙動を示している。図１６では、搬送波が最大振幅値となるタイミングが、電流基本波成分の一周期中に６点しかないため、精度の良い電流サンプリングができていなかった。
【００８４】
一方、サンプリング手段７ａを付加した場合、図３のように、電流一周期中で１２回という十分な回数のサンプリングが可能となり、かつ各々のタイミングで電流リプル成分の影響を回避することが可能であるため、ローパスフィルタを用いることなく精度の良い電流検出が可能となっている。
【００８５】
以上、ｕｖｗテーブル方式、Ｑテーブル方式と、異なる座標系を用いてサンプリングタイミングを算出する方法を説明した。多相の電流情報を如何なる座標で捉えても、リプル成分が「０」、或いは小さくなるタイミングに変化はないため、どちらのテーブルを用いても電流リプル成分を回避したサンプリングを行うことができる。
【００８６】
同様に考えると、実際にサンプラ９に入力するリプル成分が重畳した第１の電流検出値がどのような座標系であっても、サンプリング手段７ａによる電流リプル成分を回避したサンプリングが可能である。
【００８７】
すなわち、図４のように、電流検出手段３の中に、ｕｖｗ座標系から、電動機制御でしばしば用いられる電動機の磁束ベクトルの位相角θ_φに同期したｄｑ座標系へ変換する座標変換手段１２を備え、座標変換後の電流の信号がサンプリング手段７ａに入力される構成としても、サンプリング手段７ａによる電流リプル成分を回避したサンプリングが可能である。
【００８８】
なお、図４において、電流検出手段３は、さらに、電流を検出する電流センサ１０と、磁束ベクトル算出手段１１とを備えている。
【００８９】
また、既存のＰＷＭ電力変換器にサンプリング手段７ａの機能を付加したい場合、既存の装置構成と、変更に必要なコストとに応じて、図１または図２の構成を選択すれば良い。
【００９０】
このように、同期ＰＷＭ時にスイッチング周波数が低い場合でも、ローパスフィルタを用いず、リプル成分の影響を受けずに電流の基本波成分を精度良く検出することが可能となる。
【００９１】
実施の形態２．
なお、上記実施の形態１では、電圧位相角指令値θｖの情報をテーブル化し、そのテーブル情報に基づいて電流のサンプルホールドを行ったが、サンプリング手段に、電圧変調率指令値αと電圧位相角指令値θｖとを参照してサンプリングタイミングを出力してもよい。
【００９２】
図５は、この発明の実施の形態２における同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置を示すブロック構成図である。なお、図５において、前述（図１、図４、図１４）と同様のものについては、同一符号または符号の後に「ｂ」を付す。また、同一符号を付したものについては、詳述を省略する。
【００９３】
図５において、同期ＰＷＭ電力変換器の電力検出装置のサンプリング手段７ｂは、電圧位相角指令値と電圧変調率指令値とを参照しながら、サンプリングタイミング信号を出力するテーブル８ｂを備えている。
【００９４】
次に、この発明の実施の形態２による動作について説明する。
【００９５】
前述の式（１３）に示したとおり、電流リプル成分の波形は、周波数にはあまり依存せず、電圧波形に依存する。例えば、電圧指令波形の一周期中のスイッチング回数が同じでも、スイッチングのタイミングが異なる条件、すなわち同期ＰＷＭのまま変調率（電圧変調率）αが変化した場合には、電流リプル成分の波形は異なってくる。
【００９６】
電流サンプリングの観点からは、電流リプル成分が「０」になる、或いは小さくなる位相角の条件も異なってくる。
【００９７】
図６、図７は、図２に対して、３パルスモードのまま電圧変調率αを１００［％］、６５［％］と、上下に変化させた場合の各状態量の波形を示す。図６および図７の各（ａ）〜（ｃ）は、それぞれ図２（ａ）〜（ｃ）と同じ状態量を示している。なお、同期ＰＷＭにおいて電圧変調率が１００［％］となると、図６のように１パルスモードに移行する。
【００９８】
図８は、ＰＱ座標系における電圧位相角指令値θｖが０〜６０［ｄｅｇ］の周期波形で捉えたリプル成分ＩＰｈ、ＩＱｈを示す。変調率が６５〜１００［％］それぞれの場合のＩＰｈ、ＩＱｈを重畳させて示している。
【００９９】
前述のＱテーブル方式の説明で述べた、リプル成分ＩＰｈ、ＩＱｈに関する（１）〜（４）の特徴は、図８にもそのまま現れる。図８において、リプル成分ＩＱｈが「０」になる電圧位相角（サンプリング位相角）θ＿ｓａｍｐ＿Ｑに着目すると、電圧位相角θ＿ｓａｍｐ＿Ｑが電圧変調率αに応じて微小に変化することが確認できる。
【０１００】
このときの電圧変調率αと電圧位相角θ＿ｓａｍｐ＿Ｑとの関係を図９に示す。なお、電圧位相角における電圧変調率αの依存性を考慮し、以後「θ＿ｓａｍｐ＿Ｑ」を「θ＿ｓａｍｐ＿Ｑ（α）」と表記する。
【０１０１】
２レベルインバータの３パルスモードに関する図９の場合、電圧位相角θ＿ｓａｍｐ＿Ｑ（α）は、以下の式（１６）、（１７）のような値となる。
【０１０２】
θ＿ｓａｍｐ＿Ｑ（１００）　＝　６０×Ｎ　±　１２．８　［ｄｅｇ］　（Ｎ：整数）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（１６）
θ＿ｓａｍｐ＿Ｑ（６５）　＝　６０×Ｎ　±　１０．６　［ｄｅｇ］　（Ｎ：整数）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（１７）
【０１０３】
以上のように算出することのできる電圧位相角θ＿ｓａｍｐ＿Ｑ（α）の情報に基づいて電流のサンプルホールドを行うことにより、電圧変調率αの変動による電圧波形の変化に対応することができるので、さらに精度良く電流リプル成分を除去することができる。
【０１０４】
具体的には、図５のように、サンプリング手段７ｂのテーブル８ｂに、電圧変調率と電圧位相角とをあらかじめ記録しておく。
【０１０５】
テーブル８ｂは、例えば図９に示した、電圧変調率αによって変動する電圧位相角θ＿ｓａｍｐ＿Ｑ（α）のテーブルを保持し、電圧位相角指令値θｖがテーブル中に記録された値θ＿ｓａｍｐ＿Ｑ（α）と同値となったタイミングで、サンプリングタイミング信号をサンプラ９に出力する。
【０１０６】
したがって、電圧変調率αが変化しても、第１の電流検出値から基本周波数成分のみを精度良く抽出するようにサンプルホールドされた第２の電流検出値を出力することが可能となる。
【０１０７】
なお、この実施の形態２では、Ｑテーブル方式を用いる場合について説明したが、ｕｖｗテーブル方式を用いても同様の構成によって基本周波数成分のみを精度良く抽出することができる。
【０１０８】
すなわち、図２（ｂ）、図６（ｂ）、図７（ｂ）にそれぞれ着目すると、電圧位相角θ＿ｓａｍｐ＿ｕ、θ＿ｓａｍｐ＿ｖ、θ＿ｓａｍｐ＿ｗも電圧変調率αに応じて微小に変化することが確認でき、それぞれ電圧変調率αを考慮した電圧位相角θ＿ｓａｍｐ＿ｕ（α）、θ＿ｓａｍｐ＿ｖ（α）、θ＿ｓａｍｐ＿ｗ（α）としてテーブル化が可能である。
【０１０９】
このテーブルをテーブル８ｂに実装し、電圧位相角指令値θｖがテーブル中の値θ＿ｓａｍｐ＿ｕ（α）、θ＿ｓａｍｐ＿ｖ（α）、θ＿ｓａｍｐ＿ｗ（α）と同値となるタイミングでサンプリングタイミング信号をサンプラ９に出力することにより、第１の電流検出値から基本周波数成分のみを精度良く抽出するようにサンプルホールドして第２の電流検出値を出力することができる。
【０１１０】
なお、前述の実施の形態１と同様に、サンプラ９の前段に座標変換手段を設けることにより、第１の電流検出値が直流量である場合にもサンプリング手段７ｂによる電流リプル成分を回避したサンプリングが可能となる。
【０１１１】
また、本説明では３パルスモードについて扱ったが、同期ＰＷＭであれば他のパルスモードでも電流波形の周期性と式（１３）との関係を利用することにより、適切な電圧位相角θ＿ｓａｍｐ＿Ｑ（α）、或いは、θ＿ｓａｍｐ＿ｕ（α）、θ＿ｓａｍｐ＿ｖ（α）、θ＿ｓａｍｐ＿ｗ（α）を算出して、テーブル化することができる。
【０１１２】
このように、同期ＰＷＭ時、スイッチング周波数が低い場合に、電圧変調率αの条件に依らず、ローパスフィルタを用いなくとも、リプル成分の影響を受けずに電流の基本波成分を精度良く検出することができる。
【０１１３】
実施の形態３．
なお、上記実施の形態１、２では、テーブルからのサンプリングタイミング信号に基づいてサンプリングを行ったが、サンプラへ出力されるサンプリングタイミング信号が短い時間間隔で連続出力されることを防止する多重サンプリング防止手段を設けてもよい。
【０１１４】
図１０は、この発明の実施の形態３における同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置のブロック構成図である。なお、図１０において、前述（図１、図４、図５、図１４）と同様のものについては、同一符号または符号の後に「ｃ」を付す。また、同一符号を付したものについては、詳述を省略する。
【０１１５】
図１０において、同期ＰＷＭ電力変換器の電力検出装置のサンプリング手段７ｃは、電圧位相角指令値および電圧変調率指令値を参照しながらサンプリングタイミング信号を出力するテーブル８ｃと、テーブル８ｃから出力されたサンプリングタイミング信号に多重サンプリング防止処理を施す多重サンプリング防止手段２０とを備えている。
【０１１６】
次に、この発明の実施の形態３による動作について説明する。
【０１１７】
テーブル８ｃは、例えば、図９に示したような、変調率αによって変化するサンプリング位相角θ＿ｓａｍｐ＿Ｑ（α）を格納しており、電圧位相角指令値θｖがサンプリング位相角θ＿ｓａｍｐ＿Ｑ（α）と同値となった時点でサンプリングタイミング信号を出力する。
【０１１８】
この動作中において、電圧変調率指令値αが図１１のように急変する場合について説明する。図１１は、電圧指令値ベクトルの回転に伴い、電圧位相角指令値θｖが増加している途中で電圧変調率指令値αが急増した状況を示し、サンプリング位相角θ＿ｓａｍｐ＿Ｑ（α）も重ねて示している。
【０１１９】
図１１のように急変するα−θｖ曲線にサンプリング位相角θ＿ｓａｍｐ＿Ｑ（α）が交わる場合、非常に短い電圧位相角指令値θｖの変化内で３回の交点が発生する。
【０１２０】
仮に多重サンプリング防止手段２０が設けられていない場合を仮定すると、短い間隔でサンプリングタイミング信号がサンプラ９に出力され、第１の電流検出値がサンプルホールドされることになる。その結果、非常に短い時間間隔でＤ／Ａ変換、データ保持動作が連続するため、回路上のデータの安定性を損なう可能性が増大する恐れがある。
【０１２１】
そこで、テーブル８ｃとサンプラ９との間に、多重サンプリング防止手段２０を設けることにより、変調率αが急変しても、短い時間間隔でのサンプルホールドの繰り返しを避け、回路の安定性を維持することができる。
【０１２２】
次に、多重サンプリング防止手段２０の動作について詳細に説明する。
【０１２３】
多重サンプリング防止手段２０は、基本的には、第１のサンプリングタイミング信号をそのまま第２のサンプリングタイミング信号としてサンプラ９に出力する。ただし、電圧位相角指令値θｖが所定角θｐだけ変化するまでは、第２のサンプリングタイミング信号の出力を禁止する。
【０１２４】
また、次のような方法も有効である。多重サンプリング防止手段２０は、基本的には、第１のサンプリングタイミング信号をそのまま第２のサンプリングタイミング信号としてサンプラ９に出力する。その時、第１のサンプリングタイミング信号の入力回数をカウントしておく。
【０１２５】
電圧位相角指令値θｖが、例えば６０［ｄｅｇ］だけ変化する間に３回目の第１のサンプリングタイミング信号が入力された場合には、これを第２のサンプリングタイミング信号として出力することを禁止する。
【０１２６】
以上のような処理を施す多重サンプリング防止手段２０を設けることによって、サンプラ９へ出力される第２のサンプリングタイミング信号が短い時間間隔で連続出力されることを防止し、サンプリングホールドの回路動作を安定させることができ、サンプリング手段７ｃの安定性を向上させ、ひいては装置全体の安定性を高めることができる。
【０１２７】
実施の形態４．
なお、上記実施の形態１〜３では、複数のパルスモードについて言及しなかったが、電圧位相角指令値、電圧変調率指令値、およびパルスモード選択信号の３つを参照しながら、サンプリングタイミング信号を出力してもよい。
【０１２８】
図１２は、この発明の実施の形態４における同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置を示すブロック構成図である。なお、図１２において、前述（図１、図４、図５、図１０、図１４）と同様のものについては、同一符号または符号の後に「ｄ」を付す。また、同一符号を付したものについては、詳述を省略する。
【０１２９】
図１２において、同期ＰＷＭ電力変換器の電力検出装置は、電圧位相角指令値、電圧変調率指令値の他、パルスモード選択信号を出力する電圧指令値生成手段４ｄと、複数のパルスモードに対応した搬送波を発生させる搬送波発生手段６ｄと、サンプリングタイミングに基づいてサンプリングを行うサンプリング手段７ｄとを備えている。
【０１３０】
また、サンプリング手段７ｄは、電圧位相角指令値、電圧変調率指令値、およびパルスモード選択信号の３つを参照しながら、サンプリングタイミング信号を出力するテーブル８ｄを備えている。
【０１３１】
次に、この発明の実施の形態４による動作について説明する。
【０１３２】
前述の図２、６、７は、電力変換器の線間電圧出力波形の半周期間におけるパルス数が３つとなる３パルスモードの例を扱っているが、同期ＰＷＭとしては、半周期間のパルス数が奇数であれば、３パルスモード以外に様々な変調が可能である。
【０１３３】
電気鉄道用インバータ等では、電圧指令値の周波数の増加に応じて、５パルス→３パルス→１パルスのように、複数の異なる同期ＰＷＭ方式を切り替えて用いる場合がある。これにより、スイッチング周波数の上限の抑制と、低周波数域での電圧高調波抑制とのバランスをとった変調を可能としている。
【０１３４】
異なる同期ＰＷＭモードでは、それぞれのモードごとに、式（１３）に基づいて異なった最適サンプリング位相角を、例えばθｖ＿ｓａｍｐ１（α）、θｖ＿ｓａｍｐ３（α）、θｖ＿ｓａｍｐ５（α）・・・のように算出することができる。
【０１３５】
なお、最適サンプリング位相角の添え字の「１」、「３」、「５」は、パルスモードを示し、１パルスモード、３パルスモード、５パルスモード時の最適サンプリング位相角テーブルであることを例示している。
【０１３６】
複数の異なる同期ＰＷＭモードを切り替えて用いる場合、電流サンプリングの観点からは、それぞれのＰＷＭモードに応じて最適サンプリング位相角のテーブルも切り替えることによって、より高精度の電流サンプリングが可能となる。
【０１３７】
図１２の同期搬送波発生手段６０ｄは、前述のような同期ＰＷＭモード切り替えを考慮したものであり、電圧指令値生成手段４ｄから出力されたパルスモード選択信号を参照し、対応するパルスモードの変調が行える搬送波をＰＷＭ制御信号生成手段５に出力する。
【０１３８】
一方、サンプリング手段７ｄのテーブル８ｄは、それぞれのパルスモードに対応した複数の最適サンプリング位相角を記録したテーブルであり、例えば、前述のような、θ＿ｓａｍｐ１（α）、θ＿ｓａｍｐ３（α）、θ＿ｓａｍｐ５（α）・・・を格納している。
【０１３９】
例えば、パルスモード選択信号が３パルスモードを選択するよう指示している場合には、テーブル８ｄ中から３パルスモードに対応したθ＿ｓａｍｐ３（α）を選択する。
【０１４０】
このように、テーブル８ｄは、電圧指令値生成手段４から出力されたパルスモード選択信号に従って、対応する最適サンプリング位相角のテーブルを選択し、選択したテーブルを用いて、変調率αと電圧位相角指令値θｖとに従い、サンプリングタイミング信号をサンプラ９に出力する。切り替えが生じない間の挙動は、前述の実施の形態２で説明した挙動と全く同一である。
【０１４１】
なお、前述の実施の形態１と同様に、サンプラ９の前段に座標変換手段を設けることにより、第１の電流検出値が直流量である場合にも、サンプリング手段７ｄによる電流リプル成分を回避したサンプリングが可能となる。
【０１４２】
このように、複数の同期ＰＷＭモード（パルスモード）を切り替えて電力変換を行う用途において、如何なるモードが選択されても、また如何なる変調率の条件においても、ローパスフィルタを用いることなくリプル成分の影響を受けずに電流の基本波成分を精度良く検出することができる。
【０１４３】
実施の形態５．
なお、上記実施の形態１〜４では、サンプリングタイミングに基づいてサンプリングされた値をサンプルホールド値としたが、サンプリングによって得られたサンプルホールド値の最新情報と前回の情報とを平均した値を最終的なサンプルホールド値としてもよい。
【０１４４】
図１３はこの発明の実施の形態５における同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置を示すブロック構成図である。なお、図１３において、前述（図１、図４、図５、図１０、図１２、図１４）と同様のものについては、同一符号または符号の後に「ｅ」を付す。また、同一符号を付したものについては、詳述を省略する。
【０１４５】
図１３において、同期ＰＷＭ電力変換器の電力検出装置のサンプリング手段７ｅは、電圧位相角指令値θｖおよび電圧変調率指令値αを参照しながら、サンプリングタイミング信号を出力するテーブル８ｅと、サンプリングタイミング信号に基づいてサンプリングを行うサンプラ９ｅと、１タイミング前のサンプルホールド値を記憶しておくバッファ３１と、サンプラ９ｅの出力とバッファ３１の出力との平均値を演算して第３の電流検出値として出力する平均演算手段３２とを備えている。
【０１４６】
次に、この発明の実施の形態５による動作について説明する。
【０１４７】
前述の実施の形態１のＱテーブル方式の説明において、電流リプル成分ＩＰｈとＩＱｈとが共に「０」となるタイミングは存在しないことを述べた。これは、三相電流値を同時にサンプリングする条件下では、電流リプル成分が「０」で電流の基本波成分情報のみを抽出できるタイミングが存在しないことを示している。
【０１４８】
しかし、式（１４）、（１５）のように、「ＩＱｈ」が「０」となるタイミングでは、「ＩＰｈ」は同じ大きさで符号の異なる値が繰り返し出現する。このタイミング、すなわち電圧位相角指令値θｖがサンプリング位相角θ＿ｓａｍｐ＿Ｑ（α）と同値となる条件で、互いに隣り合う２つのタイミングにおける電流リプル成分「ＩＱｈ」、「ＩＰｈ」のそれぞれを平均化すると、「ＩＱｈ」はもちろん、「ＩＰｈ」の平均値も「０」となる。
【０１４９】
このＱテーブル方式時の電流リプル成分ＩＰｈの特性を利用すると、負荷電流の基本波成分の振幅情報を、更に精度良くサンプリングできる。
【０１５０】
具体的には、図１３の構成において、Ｑテーブル方式に基づくサンプリング位相角θ＿ｓａｍｐ＿Ｑ（α）をテーブル８ｅに設定しておく。バッファ３１は、１サンプリングタイミング前のサンプルホールド値を記憶し、平均演算手段３２は、サンプラ９ｅの出力とバッファ３１の記憶値との平均値を演算して第３の電流検出値として出力する。
【０１５１】
第３の電流検出値は、電圧位相角指令値θｖがテーブル８ｅに記録されたサンプリング位相角θ＿ｓａｍｐ＿Ｑ（α）と同値となる最新のタイミングでのサンプルホールド値と、１回前のサンプリングタイミングでのサンプルホールド値との平均値であるため、Ｐ軸成分、Ｑ軸成分とも、電流リプル成分が「０」となる。
【０１５２】
一般的に言えば、最新情報と前回の情報との平均化処理は一種のローパスフィルタであり、この処理によって電流検出値の位相が遅れるが、図１３の構成では、最小限の平均化処理とすることでこの遅れを最小限に抑えた上で、電流リプル成分の影響を排した電流基本波情報の取得が可能となる。
【０１５３】
なお、前述の実施の形態１と同様に、サンプラ９ｅの前段に座標変換手段を設けることにより、第１の電流検出値が直流量である場合にも、サンプリング手段７ｅによる電流リプル成分を回避したサンプリングが可能となる。
【０１５４】
このように、同期ＰＷＭ時にスイッチング周波数が低い場合にも、ローパスフィルタを用いなくともリプル成分の影響を受けずに電流の基本波成分を精度良く検出することができる。
【０１５５】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、交流電力負荷を駆動させるための電圧を印加する電力変換主回路と、電圧の変調率および位相角の指令値をそれぞれ出力する電圧指令値生成手段と、変調率および位相角の指令値に基づくＰＷＭ制御信号を生成して電力変換主回路に出力するＰＷＭ制御信号生成手段と、交流電力負荷に供給される電流を検出し、電流に対応した電流信号を出力する電流検出手段と、電流信号に基づく電流検出値をサンプルホールドして第１のサンプルホールド値を出力するサンプリング手段とを備え、サンプリング手段は、サンプリングタイミングとなる所定の位相角が設定された電圧位相角設定手段を含み、位相角の指令値が所定の位相角の設定値と同値となるタイミングで電流検出値をサンプルホールドするので、同期ＰＷＭ時にスイッチング周波数が低い場合にも、ローパスフィルタを用いることなくリプル成分の影響を除去し、電流の基本波成分を精度良く検出することのできる同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置が得られるという効果がある。
【０１５６】
また、この発明によれば、所定の位相角は、変調率に応じて設定され、サンプリング手段は、位相角の指令値が、変調率の指令値に対応する位相角の設定値と同値となるタイミングで電流検出値をサンプルホールドするので、同期ＰＷＭ時にスイッチング周波数が低い場合に、変調率の条件に依らず、また、ローパスフィルタを用いることなく、リプル成分の影響を除去し、電流の基本波成分を精度良く検出することのできる同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置が得られるという効果がある。
【０１５７】
また、この発明によれば、サンプリング手段は、今回のサンプリングタイミングの後で、位相角の指令値が所定角度に達した場合に、次回のサンプリングタイミングを決定するので、同期ＰＷＭ時に変調率が急変した場合のサンプラの誤動作を防止でき、ローパスフィルタを用いることなくリプル成分の影響を除去し電流の基本波成分を精度良く検出し、安定した検出を行うことのできる同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置が得られるという効果がある。
【０１５８】
また、この発明によれば、所定の位相角は、複数のパルスモードに応じて設定され、サンプリング手段は、位相角の指令値が、パルスモードおよび変調率の指令値に対応する所定の位相角と同値となるタイミングで電流検出値をサンプルホールドするので、複数の同期ＰＷＭモードを用いる電力変換器においても、ローパスフィルタを用いることなくリプル成分の影響を除去し、電流の基本波成分を精度良く検出することのできる同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置が得られるという効果がある。
【０１５９】
さらに、この発明によれば、サンプリング手段は、直前のサンプリングタイミングでサンプルホールドして取得した第２のサンプルホールド値が記録され、第１のサンプルホールド値と第２のサンプルホールド値との平均値を算出するので、同期ＰＷＭ時にスイッチング周波数が低い場合にも、ローパスフィルタを用いることなくリプル成分の影響を除去し、電流の基本波成分をより一層精度良く検出することのできる同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置が得られる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１の構成を示すブロック図である。
【図２】この発明の実施の形態１による動作を示す波形図である。
【図３】この発明の実施の形態１による動作を示す波形図である。
【図４】この発明の実施の形態１の構成を示すブロック図である。
【図５】この発明の実施の形態２の構成を示すブロック図である。
【図６】この発明の実施の形態２による動作を示す波形図である。
【図７】この発明の実施の形態２による動作を示す波形図である。
【図８】この発明の実施の形態２による電流リプル成分と電圧変調率とを示す関係図である。
【図９】この発明の実施の形態２による電圧変調率と電圧位相角（サンプリング位相角）とを示す関係図である。
【図１０】この発明の実施の形態３の構成を示すブロック図である。
【図１１】電圧変調率指令値が急増した状況を示す説明図である。
【図１２】この発明の実施の形態４の構成を示すブロック図である。
【図１３】この発明の実施の形態５の構成を示すブロック図である。
【図１４】従来の電流検出装置の構成を示すブロック図である。
【図１５】単相の非同期ＰＷＭ電力変換による従来の電流検出装置の動作を示す波形図である。
【図１６】三相の同期ＰＷＭ電力変換による従来の電流検出装置の動作を示す波形図である。
【符号の説明】
１　交流電力負荷、２　電力変換主回路、３　電流検出手段、４、４ｄ　電圧指令値生成手段、５　ＰＷＭ制御信号生成手段、６　搬送波発生手段、７ａ、７ｂ、７ｃ、７ｄ、７ｅ　サンプリング手段、８ａ、８ｂ、８ｃ、８ｄ、８ｅ　テーブル、９、９ｅ　サンプラ、１０　電流センサ、１１　磁束ベクトル算出手段、１２　座標変換手段、２０　多重サンプリング防止手段、３１　バッファ、３２　平均演算手段、６０　同期搬送波発生手段。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a current detection device for a synchronous PWM power converter that detects an output current of an inverter that performs pulse width modulation (hereinafter abbreviated as PWM) that switches a DC voltage to obtain an AC voltage while avoiding the influence of switching ripple. It is about.
[0002]
[Prior art]
FIG. 14 is a block diagram showing a conventional current detection device for a PWM power converter described in Japanese Patent Publication No. 4-47554.
[0003]
In FIG. 14, a conventional current detection device includes an AC power load 1, a power conversion main circuit 2, a current detection unit 3, a voltage command value generation unit 4, a PWM control signal generation unit 5, a carrier generation unit 6, And sampling means 7.
[0004]
Next, the operation of the conventional current detecting device will be described.
[0005]
The voltage command value generating means 4 generates a sine wave signal from the command value information of the amplitude and the phase angle of the sine wave voltage applied to the AC power load 1 and outputs the signal to the PWM control signal generating means 5. On the other hand, the carrier generator 6 outputs a triangular carrier signal to the PWM control signal generator 5.
[0006]
The PWM control signal generator 5 compares the magnitude of the sine wave signal output from the voltage command value generator 4 with the magnitude of the carrier signal output from the carrier generator 6 to obtain the switching pattern of the power conversion main circuit 2. Then, the signal is output to the gate input of the power conversion main circuit 2.
[0007]
The power conversion main circuit 2 turns on and off the DC voltage according to the switching pattern output from the PWM control signal generation means 5 and outputs the PWM voltage for controlling the AC power load to the AC power load 1.
[0008]
FIG. 15 illustrates a process in which the voltage command value is modulated into the PWM voltage by the above operation using single-phase power conversion.
[0009]
FIG. 15A shows the waveforms of the voltage command wave and the carrier wave, and FIG. 15B is obtained by comparing the two waveforms of FIG. 4 shows a switching pattern, that is, a voltage waveform output from the power conversion main circuit 2.
[0010]
On the other hand, when the power conversion main circuit 2 applies a switching voltage corresponding to the switching pattern to the AC power load 1, the output current waveform of the power conversion main circuit 2 has a sinusoidal fundamental wave as shown in FIG. A ripple component resulting from switching is superimposed on the component.
[0011]
When current control is performed using a power conversion system using PWM modulation, it is necessary to obtain high-precision current fundamental wave information from which ripple components have been removed from this output current.
[0012]
The current detection means 3 is composed of, for example, a current sensor or an A / D converter. If the current detection value obtained here is sampled as it is in a calculation cycle of a control microcomputer or the like, the ripple shown in FIG. A waveform on which the components are superimposed is sampled, and only a sinusoidal fundamental wave component cannot be correctly obtained.
[0013]
Simply, if a low-pass filter is used, sampling can be performed by removing high-frequency ripple components. However, there is a problem that the cut-off frequency of the low-pass filter limits the current response. Therefore, a sampling method that eliminates the influence of the ripple component without causing a delay is important.
[0014]
Conventionally, a current sampling method synchronized with a PWM carrier as shown below has been used.
[0015]
First, the current detection means 3 such as a current sensor acquires a first current detection value on which a ripple component is superimposed. The sampling means 7 samples and holds the first current detection value at a timing when the carrier has the maximum amplitude value while referring to the carrier generated by the carrier generation means 6, and outputs the same as the second current detection value.
[0016]
FIG. 15D shows the second current detection value. As in FIG. 15C, the fundamental wave component of the current is also superimposed on FIG. 15D.
[0017]
As described above, since the ripple component is removed from the second current detection value and the second current detection value does not pass through the low-pass filter, it can be obtained as a current waveform of a fundamental wave component having no phase delay. The principle of this method will be described in detail below.
[0018]
First, attention is paid to the switching timing by comparing the carrier wave and the voltage command wave in FIG. Focusing on between two adjacent maximum values or between two minimum values in a carrier wave, when Expression (1) holds, the voltage command value does not change so rapidly.
[0019]
Carrier frequency (switching frequency) >> Voltage command frequency (1)
[0020]
Therefore, an intermediate point between the switching and the switching substantially coincides with the timing when the carrier wave has the minimum value or the maximum value.
[0021]
Further, as can be seen from FIG. 15C, the ripple component of the current is a point where the switching timing changes. Here, when the condition of Expression (2) is satisfied, the change in the waveform of the ripple component of the current during switching is approximately linear.
[0022]
Carrier frequency (switching frequency) >>>> {1 / (time constant of load electric circuit)} (2)
[0023]
Therefore, when the conditions of the equations (1) and (2) are satisfied, the current ripple component becomes “0” at the timing when the carrier has the maximum amplitude value. Therefore, by sampling and holding the first current detection value at the timing when the carrier wave has the maximum amplitude value and obtaining the second current detection value, it is possible to extract the current waveform of only the fundamental wave component without the influence of the ripple component.
[0024]
In an inverter for an electric railway or the like, a switching mode such as a one-pulse mode or a three-pulse mode based on synchronous PWM is used in order to improve the maximum rotation frequency of the electric motor while suppressing the switching frequency.
[0025]
Synchronous PWM is a method that uses a carrier signal synchronized with a modulation signal, and its behavior is shown in FIG. 16 as an example of driving a three-phase induction motor in a three-pulse mode.
[0026]
In FIG. 16, FIG. 16A shows a three-phase voltage command waveform and a carrier wave waveform superimposed, FIG. 16B shows a u-phase voltage switching waveform, and FIG. 3 shows a line voltage waveform of FIG.
[0027]
From the number of pulses in a half cycle of the line voltage waveform shown in FIG. 16D shows the u-phase voltage versus neutral point voltage waveform, FIG. 16E shows the actual current waveform, that is, the first current detection value, and FIG. 16F shows the sampled and held current detection. 5 shows a value waveform, that is, a second current detection value.
[0028]
FIG. 16E shows a fundamental wave component included in an actual current waveform superimposed on a sampling timing according to the above-described prior art method. FIG. 16F also shows the fundamental component of the actual current superimposed.
[0029]
In the triangular wave comparison method PWM that does not synchronize the carrier, if the relationship of equation (1) does not hold, the accuracy of modulation deteriorates, and a desired fundamental wave component cannot be output, such as generation of a large beat in the output voltage waveform.
[0030]
Therefore, by performing modulation using a carrier wave synchronized with the voltage command value as shown in FIG. 16, even under conditions where the relationship of equation (1) does not hold, the modulation accuracy of the fundamental wave component of the voltage command value can be improved. Can be maintained.
[0031]
[Problems to be solved by the invention]
However, there are the following problems from the viewpoint of current sampling.
[0032]
FIG. 16F shows an example in which the current is sampled and held at a timing at which the carrier has the maximum amplitude value in the conventional method. The case where a three-phase induction motor is used as a load will be exemplified.
[0033]
In FIG. 16 (f), when compared with the triangular wave comparison method PWM method shown in FIG. 15, the timing at which the carrier wave becomes maximum is as small as several points within one cycle of the sine wave of the voltage command value. It turns out that it is difficult to obtain the sine wave information of the wave component.
[0034]
Further, since the waveform of the ripple component of the current due to switching is very large and has a unique waveform, there is no guarantee that an accurate current fundamental component can be obtained even if the number of times of sampling is increased.
[0035]
As described above, when the conventional PWM converter current detection device is performing synchronous PWM with a small number of switching times, sufficient sampling is performed after removing a large ripple component using a low-pass filter with a low cutoff frequency for current detection. It is necessary to sample and hold the number of times, and there is a problem that only the current detection with the phase information delayed by the low-pass filter can be expected.
[0036]
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above-described problem. Even when synchronous PWM is used, a synchronous PWM power converter capable of extracting a fundamental component of a current without using a low-pass filter is provided. An object is to obtain a current detection device.
[0037]
[Means for Solving the Problems]
A current detection device for a synchronous PWM power converter according to the present invention includes a power conversion main circuit that applies a voltage for driving an AC power load, and a voltage command value that outputs a command value of a voltage modulation factor and a phase angle. Generating means, a PWM control signal generating means for generating a PWM control signal based on a command value of a modulation factor and a phase angle and outputting the PWM control signal to a power conversion main circuit, and detecting a current supplied to an AC power load and corresponding to the current Current detection means for outputting a detected current signal, and sampling means for sampling and holding a current detection value based on the current signal and outputting a first sample / hold value, wherein the sampling means has a predetermined phase angle serving as a sampling timing. Includes a voltage phase angle setting means in which the current detection value is sampled at a timing when the phase angle command value becomes equal to the predetermined phase angle setting value. It is intended to Rudo.
[0038]
Further, in the current detection device for a synchronous PWM power converter according to the present invention, the predetermined phase angle is set according to the modulation factor, and the sampling means determines that the phase angle command value corresponds to the modulation factor command value. The current detection value is sampled and held at the same timing as the set value of the phase angle.
[0039]
Further, the sampling means of the current detecting device for the synchronous PWM power converter according to the present invention determines the next sampling timing when the phase angle command value reaches a predetermined angle after the current sampling timing. It is.
[0040]
Further, in the current detection device for a synchronous PWM power converter according to the present invention, the predetermined phase angle is set according to a plurality of pulse modes, and the sampling means sets the phase angle command value to the pulse mode and the modulation rate. The current detection value is sampled and held at a timing at which the value becomes equal to a predetermined phase angle corresponding to the command value.
[0041]
Further, the sampling means of the current detection device of the synchronous PWM power converter according to the present invention records the second sample hold value obtained by sampling and holding at the immediately preceding sampling timing, and records the first sample hold value and the second sample hold value. Is calculated with the sample hold value.
[0042]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Embodiment 1 FIG.
Hereinafter, Embodiment 1 of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0043]
FIG. 1 is a block diagram showing a current detection device for a synchronous PWM power converter according to Embodiment 1 of the present invention. In FIG. 1, the same components as those described above (see FIG. 14) are denoted by the same reference numerals or “a” after the reference numerals. In addition, detailed description of the components denoted by the same reference numerals is omitted.
[0044]
In FIG. 1, the current detection device of the synchronous PWM power converter includes a synchronous carrier generation unit 60 that generates a carrier synchronized with a command value of a voltage phase angle, and a sampling unit 7a that performs sampling based on sampling timing. ing.
[0045]
Further, the sampling means 7a refers to the voltage phase angle command value from the voltage command value generation means 4 and outputs a sampling timing signal to the table 8a and a first timing (timing) when the sampling timing signal is input. A sampler 9 for sampling and holding the current detection value and outputting a second current detection value.
[0046]
Next, an operation according to the first embodiment of the present invention will be described.
[0047]
Since the switching of the power conversion main circuit 2 is synchronized with the voltage phase angle command value θv, the waveform of the current ripple component (current ripple component) has a periodicity with respect to the voltage phase angle command value θv during the steady operation. I do. Therefore, when the periodicity is confirmed by extracting only the waveform of the ripple component, the result is as shown in FIG.
[0048]
FIG. 2 is a waveform diagram illustrating a case where the three-phase induction motor is driven under the condition of a synchronous PWM three-pulse mode modulation rate of 85 [%]. In FIG. 2, the horizontal axis is unified with the voltage phase angle command value θv.
[0049]
2A shows the waveform of the phase voltage Vun for one phase with reference to the neutral point potential of the AC power load, and FIG. 2B shows the waveform of the basic wave component (basic wave component) from the current waveform. 2C shows the waveform of the current ripple component Ihu per phase excluding the frequency component), and FIG. 2C shows the waveforms of the current ripple components IPh (solid line) and IQh (chain line) captured in the voltage vector coordinate system. .
[0050]
These calculation methods will be described. The phase voltage Vun of the u-phase in FIG. 2A is calculated using the following equations (3) and (4).
[0051]
Vn = {(Vu + Vv + Vw) / 3} (3)
Vun = {Vu} − {Vn} ... (4)
[0052]
In Equations (3) and (4), Vu, Vv, and Vw are voltages of each phase of uvw based on the neutral point of the DC section of the power conversion main circuit.
[0053]
The current ripple components IPh and IQh in FIG. 2C are calculated using the following equations (5) to (8).
[0054]
Iah = (2/3)^-1/2Iuh-(1/6)^-1/2Ivh-(1/6)^-1/2Iwh ・・・ (5)
Ibh = (1/2)^-1/2Ivh-(1/2)^-1/2Iwh ・・・ (6)
IPh = cos (θv) Iah + sin (θv) Ibh ... (7)
IQh = −sin (θv) Iah + cos (θv) Ibh... (8)
[0055]
In Equations (5) to (8), “Iuh”, “Ivh”, and “Iwh” represent current ripple components of each uvw phase obtained by removing a fundamental wave component (fundamental frequency component) from a current waveform. “Iah” and “Ibh” indicate three-phase two-phase conversions of the current ripple components Iuh, Ivh, and Iwh of each phase of uvw, and “θv” indicates a voltage phase angle command value.
[0056]
The current waveform can be captured in a coordinate system (hereinafter, referred to as a PQ coordinate system) synchronized with the voltage phase angle command value θv by the calculations according to Expressions (5) to (8).
[0057]
If the current ripple components Iuh, Ivh, and Iwh of each phase of uvw include a fundamental wave component having the same frequency as the voltage command value, the magnitude of the effective component current component is included in the current ripple component IPh. The magnitude of the reactive current appears as a DC component in the current ripple component IQh. When calculating FIG. 2C, the fundamental component is calculated from the current ripple components Iuh, Ivh, and Iwh of each of the uvw phases. Since it has been removed, the DC component is “0”.
[0058]
Here, attention is paid to FIG. 2B from the viewpoint of sampling the current of the fundamental wave component. In FIG. 2B, the timing at which the u-phase current ripple component Iuh becomes “0” is the timing at which the fundamental wave component can be sampled without error with respect to the u-phase current value.
[0059]
FIG. 2 shows 0 to 360 [deg] for one cycle of the electrical angle. During this time, there are ten or more timings at which the u-phase current ripple component Iuh becomes “0”, and the timing is around 180 [deg]. , The symmetry can be confirmed. Further, it can be confirmed that the waveform is a point symmetrical waveform around the point of 90 [deg] and 0 [A] in the period of 0 to 180 [deg] for a half cycle.
[0060]
The timing at which the current ripple components Iuh, Ivh, Iwh of each phase of the uvw become “0” is substantially constant regardless of the operating frequency, provided that the switching phase angle of the power conversion main circuit 2 is constant. This will be described below.
[0061]
The waveform of the current ripple component in FIG. 2B is determined by the voltage waveform and the high-frequency impedance of the load. Here, attention is paid to each frequency component using the Fourier transform for the phase voltage and the phase current. First, the phase voltage waveform Vun (θv) when the modulation rate is fixed in the synchronous PWM is calculated using the following equation (9).
[0062]
Vun (θv) = Σ^∞ _{h = 1}Vuh (h) exp (j hωt)
= Σ^∞ _{h = 1}Vuh (h) exp (j hθv) ・・・ (9)
[0063]
In equation (9), “θv” is a voltage phase angle command value, “t” is time, “ω” is a fundamental frequency of voltage, and “h” is a positive integer.
[0064]
On the other hand, the load impedance when the frequency is “ω” is calculated using the following equation (10).
[0065]
Z (ω) = {R} + {jωL}... (10)
[0066]
Therefore, the current ripple component of the u-phase in FIG. 2B is calculated using the following equation (11). The current amplitude value of each frequency component is obtained from Expressions (9) and (10), and the sum of high-frequency components other than the fundamental wave component h = 1 is calculated by considering only the ripple component.
[0067]
Iuh (θv, ω) = Σ^∞ _{h = 2}{Vuh (h)} exp (j {hθv) / (R + jhωL)} (11)
[0068]
From this equation (11), it can be seen that the current ripple component depends not only on the voltage but also strictly on the load impedance, that is, the resistance component, the frequency and the inductance.
[0069]
However, since synchronous PWM is generally used in a region where the operating frequency ω is high, the assumption of the following equation (12) holds, so that equation (11) can be modified to equation (13).
[0070]
| R | <<<< | hωL | (12)
Iuh (θv, ω) ≒ Σ^∞ _{h = 2}Vuh (h) exp (j hθv) / (jhωL)
＝ {1 / ωL} ・ Σ^∞ _{h = 2}{Vuh (h)} exp (j {hθv) / (jh)} (13)
[0071]
Paying attention to Expression (13), it is understood that the influence of the voltage fundamental wave frequency ω and the circuit constant of the load on the waveform of the ripple component Iuh of the current appears only in the amplitude when the voltage switching waveform Vun (θv) is constant. . That is, the amplitude of the current ripple component decreases as the fundamental frequency ω of the voltage increases, but the timing at which the current ripple component becomes “0” does not change under the condition where the equation (12) holds.
[0072]
By utilizing the characteristics of the current ripple component, a sufficient number of current samplings can be performed without using a low-pass filter and avoiding the influence of the current ripple component even when the number of switching times in the synchronous PWM is small.
[0073]
Specifically, using the equation (13), the values θv_samp_u, θv_samp_v, θv_samp_w of the voltage phase angle command value θv at which the current ripple components Iuh, Ivh, Iwh of each phase of uvw become “0” are calculated, and the sampling means is used. It is recorded in the table 8a of 7a. At that time, it is preferable to reduce the data amount of the table 8a while paying attention to the periodicity.
[0074]
At the time of synchronous PWM, the table 8a receives the voltage phase angle command value θv output from the voltage command value generation means 4 and records the voltage phase angle command value θv in advance while referring to the voltage phase angle command value θv. A timing having the same value as the previously set values “θv_samp_u”, “θv_samp_v”, and “θv_samp_w” is regarded as a sampling timing, and a sampling timing signal is output to the sampler 9.
[0075]
Therefore, at the timing when the current ripple component becomes “0”, the first current detection value can be sampled and held, and the sampler 9 outputs a value not including the current ripple component as the second current detection value a sufficient number of times. can do.
[0076]
In the above, as a method of creating the table 8a, the method of focusing on the phase angle at which the current ripple components Iuh, Ivh, and Iwh are each “0” has been described. This is hereinafter referred to as the uvw table method. On the other hand, a method that focuses on the phase angle at which the current ripple components IPh and IQh become “0” may be used. This is hereinafter referred to as a Q table method, and details thereof will be described below.
[0077]
Focusing on the current waveforms IPh and IQh in FIG. 2C, since the coordinate system rotates in synchronization with the voltage phase angle command value θv, the symmetry due to switching has the following characteristics every 60 [deg]. You can see that it is appearing. The cycle is shorter than that of the current ripple component Iuh of FIG. 2B focusing on the ripple component of the phase current, and has a repetitive waveform every 60 [deg], and the following features can be confirmed.
[0078]
(1) IPh has a point-symmetric waveform centered on a point of 30 [deg] and 0 [A] in an area of every 60 [deg].
(2) IQh has a line-symmetrical waveform centered on 30 [deg] in each section of 60 [deg].
(3) There are two timings at which IQh becomes “0” in the area of 60 [deg]. The IPh at these two timings is a value ± IPh_S having the same absolute value and a different sign, and the absolute value | IPh_S | is a value significantly smaller than the amplitude maximum value of IPh or IQh.
(4) There is no moment when both IPh and IQh become “0”.
[0079]
The value θv_samp_Q of the voltage phase angle command value θv at which the current ripple component IQh becomes “0” is calculated in advance using equations (3) to (8) and (13), and recorded in the table 8a. When the first current detection value is sampled and held at the timing when the angle command value θv becomes “θv_samp_Q”, the current error of the Q-axis component is “0” and the current error of the P-axis component is ± IPh_S as follows. The second current detection value is repeatedly output.
[0080]

[0081]
The advantages of the Q table method are that the waveform of the current ripple component can be captured with a shorter periodicity, and that only one phase of the phase angle θv_samp_Q needs to be focused on, and that the tables are simplified in each sense. .
[0082]
Therefore, it is preferable to a method in which a table is created by focusing on the current ripple components Iuh, Ivh, and Iwh of each phase of uvw. Although the sampling error of the P-axis component remains, the size is small and the error is always the same and is repeated alternately. Therefore, the average value is “0”, and the signal processing using the second current detection value is performed. The effect is small.
[0083]
FIG. 3 shows the behavior when the sample and hold is performed using the Q table method under the same three-pulse mode conditions as in FIG. In FIG. 16, since there are only six timings at which the carrier wave has the maximum amplitude value in one cycle of the current fundamental wave component, accurate current sampling cannot be performed.
[0084]
On the other hand, when the sampling means 7a is added, as shown in FIG. 3, it is possible to perform a sufficient number of samplings of 12 times in one cycle of the current, and to avoid the influence of the current ripple component at each timing. Therefore, accurate current detection can be performed without using a low-pass filter.
[0085]
In the above, the method of calculating the sampling timing by using the uvw table method and the Q table method using a different coordinate system has been described. Regardless of the coordinates of the multi-phase current information, there is no change in the timing at which the ripple component becomes “0” or becomes smaller. Therefore, sampling can be performed with the current ripple component avoided using either table.
[0086]
Similarly, regardless of the coordinate system of the first current detection value on which the ripple component actually input to the sampler 9 is superimposed, the sampling unit 7a can perform sampling while avoiding the current ripple component.
[0087]
That is, as shown in FIG. 4, a phase angle θ of a magnetic flux vector of a motor often used in motor control is provided from a uvw coordinate system in a current detecting unit 3._φAlso, a configuration is possible in which the coordinate conversion means 12 for converting the current into a dq coordinate system synchronized with the above is provided, and the current signal after the coordinate conversion is input to the sampling means 7a. .
[0088]
In FIG. 4, the current detecting means 3 further includes a current sensor 10 for detecting a current and a magnetic flux vector calculating means 11.
[0089]
When it is desired to add the function of the sampling means 7a to the existing PWM power converter, the configuration shown in FIG. 1 or 2 may be selected according to the existing device configuration and the cost required for the change.
[0090]
As described above, even when the switching frequency is low at the time of synchronous PWM, it is possible to accurately detect the fundamental wave component of the current without using the low-pass filter and without being affected by the ripple component.
[0091]
Embodiment 2 FIG.
In the first embodiment, the information of the voltage phase angle command value θv is tabulated and the current is sampled and held based on the table information. However, the voltage modulation rate command value α and the voltage phase angle The sampling timing may be output with reference to the command value θv.
[0092]
FIG. 5 is a block diagram showing a current detection device for a synchronous PWM power converter according to Embodiment 2 of the present invention. In FIG. 5, the same components as those described above (FIGS. 1, 4, and 14) are denoted by the same reference numerals or “b” after the reference numerals. In addition, detailed description of the components denoted by the same reference numerals is omitted.
[0093]
In FIG. 5, the sampling means 7b of the power detection device of the synchronous PWM power converter includes a table 8b for outputting a sampling timing signal while referring to the voltage phase angle command value and the voltage modulation rate command value.
[0094]
Next, an operation according to the second embodiment of the present invention will be described.
[0095]
As shown in the above equation (13), the waveform of the current ripple component does not depend much on the frequency but depends on the voltage waveform. For example, even if the number of switchings in one cycle of the voltage command waveform is the same, when the switching timing is different, that is, when the modulation rate (voltage modulation rate) α changes while maintaining the synchronous PWM, the waveform of the current ripple component differs. Come.
[0096]
From the viewpoint of current sampling, the condition of the phase angle at which the current ripple component becomes “0” or becomes small also differs.
[0097]
6 and 7 show the waveforms of the respective state quantities when the voltage modulation rate α is changed up and down to 100 [%] and 65 [%] in the three-pulse mode with respect to FIG. Each of (a) to (c) in FIGS. 6 and 7 shows the same state quantity as in FIGS. 2 (a) to (c), respectively. When the voltage modulation rate becomes 100% in the synchronous PWM, the mode shifts to the one-pulse mode as shown in FIG.
[0098]
FIG. 8 shows ripple components IPh and IQh captured in a periodic waveform in which the voltage phase angle command value θv in the PQ coordinate system is 0 to 60 [deg]. IPh and IQh in the case where the modulation rate is 65 to 100 [%] are superimposed.
[0099]
The features (1) to (4) relating to the ripple components IPh and IQh described in the description of the Q table method described above also appear in FIG. In FIG. 8, focusing on the voltage phase angle (sampling phase angle) θ_samp_Q at which the ripple component IQh becomes “0”, it can be confirmed that the voltage phase angle θ_samp_Q slightly changes according to the voltage modulation rate α.
[0100]
FIG. 9 shows the relationship between the voltage modulation rate α and the voltage phase angle θ_samp_Q at this time. Note that, in consideration of the dependency of the voltage modulation rate α on the voltage phase angle, “θ_samp_Q” is hereinafter referred to as “θ_samp_Q (α)”.
[0101]
In the case of FIG. 9 relating to the three-pulse mode of the two-level inverter, the voltage phase angle θ_samp_Q (α) takes values as in the following equations (16) and (17).
[0102]
θ_samp_Q (100) = {60 × N} ± {12.8} [deg] (N: integer) (16)
θ_samp_Q (65) = {60 × N} ± {10.6} [deg] {(N: integer)} (17)
[0103]
By performing the sample and hold of the current based on the information on the voltage phase angle θ_samp_Q (α) that can be calculated as described above, it is possible to cope with a change in the voltage waveform due to the fluctuation of the voltage modulation rate α. The current ripple component can be accurately removed.
[0104]
Specifically, as shown in FIG. 5, the voltage modulation rate and the voltage phase angle are recorded in advance in the table 8b of the sampling means 7b.
[0105]
The table 8b holds, for example, a table of the voltage phase angle θ_samp_Q (α) shown in FIG. 9 which fluctuates according to the voltage modulation rate α, and the voltage phase angle command value θv is represented by a value θ_samp_Q (α) recorded in the table. At the same timing, a sampling timing signal is output to the sampler 9.
[0106]
Therefore, even if the voltage modulation rate α changes, it is possible to output the second current detection value sampled and held so as to accurately extract only the fundamental frequency component from the first current detection value.
[0107]
In the second embodiment, the case where the Q table method is used has been described. However, even when the uvw table method is used, only the fundamental frequency component can be accurately extracted by a similar configuration.
[0108]
That is, focusing on FIGS. 2B, 6B, and 7B, it can be confirmed that the voltage phase angles θ_samp_u, θ_samp_v, and θ_samp_w also slightly change according to the voltage modulation rate α. It is possible to make a table as voltage phase angles θ_samp_u (α), θ_samp_v (α), and θ_samp_w (α) in consideration of the voltage modulation rate α.
[0109]
This table is mounted on the table 8b, and a sampling timing signal is output to the sampler 9 at a timing when the voltage phase angle command value θv has the same value as the values θ_samp_u (α), θ_samp_v (α), θ_samp_w (α) in the table. As a result, the second current detection value can be output after sampling and holding such that only the fundamental frequency component is accurately extracted from the first current detection value.
[0110]
As in the first embodiment, by providing the coordinate conversion means in the preceding stage of the sampler 9, even when the first current detection value is a direct current amount, the sampling means 7b avoids the current ripple component. Becomes possible.
[0111]
In this description, the three-pulse mode is dealt with. However, in the case of synchronous PWM, the appropriate voltage phase angle θ_samp_Q (α) can be obtained by using the relationship between the periodicity of the current waveform and the equation (13) in other pulse modes. ) Or θ_samp_u (α), θ_samp_v (α), and θ_samp_w (α) can be calculated and tabulated.
[0112]
As described above, at the time of synchronous PWM, when the switching frequency is low, the fundamental wave component of the current is accurately detected without being affected by the ripple component without using the low-pass filter regardless of the condition of the voltage modulation rate α. be able to.
[0113]
Embodiment 3 FIG.
In the first and second embodiments, the sampling is performed based on the sampling timing signal from the table. However, the multiple sampling prevention that prevents the sampling timing signal output to the sampler from being continuously output at short time intervals is performed. Means may be provided.
[0114]
FIG. 10 is a block diagram of a current detection device for a synchronous PWM power converter according to Embodiment 3 of the present invention. In FIG. 10, the same components as those described above (FIGS. 1, 4, 5, and 14) are denoted by the same reference numerals or “c” after the reference numerals. In addition, detailed description of the components denoted by the same reference numerals is omitted.
[0115]
In FIG. 10, the sampling means 7c of the power detection device of the synchronous PWM power converter outputs a sampling timing signal with reference to the voltage phase angle command value and the voltage modulation rate command value, and a table 8c output from the table 8c. A multiple sampling prevention means for performing a multiple sampling prevention process on the sampling timing signal.
[0116]
Next, an operation according to the third embodiment of the present invention will be described.
[0117]
The table 8c stores, for example, the sampling phase angle θ_samp_Q (α) that changes according to the modulation factor α as shown in FIG. 9, and the voltage phase angle command value θv is the same as the sampling phase angle θ_samp_Q (α). At this point, a sampling timing signal is output.
[0118]
A description will be given of a case where the voltage modulation rate command value α changes suddenly as shown in FIG. 11 during this operation. FIG. 11 illustrates a situation in which the voltage modulation rate command value α rapidly increases while the voltage phase angle command value θv is increasing with the rotation of the voltage command value vector, and the sampling phase angle θ_samp_Q (α) is also shown. ing.
[0119]
When the sampling phase angle θ_samp_Q (α) intersects the rapidly changing α-θv curve as shown in FIG. 11, three intersections occur within a very short change in the voltage phase angle command value θv.
[0120]
Assuming that the multiple sampling prevention unit 20 is not provided, the sampling timing signal is output to the sampler 9 at short intervals, and the first current detection value is sampled and held. As a result, the D / A conversion and the data holding operation are continuously performed at a very short time interval, and there is a possibility that the possibility of impairing the stability of data on the circuit is increased.
[0121]
Therefore, by providing the multiple sampling prevention means 20 between the table 8c and the sampler 9, even if the modulation rate α changes suddenly, repetition of sample and hold at short time intervals is avoided, and the stability of the circuit is maintained. be able to.
[0122]
Next, the operation of the multiple sampling prevention means 20 will be described in detail.
[0123]
The multiple sampling prevention means 20 basically outputs the first sampling timing signal to the sampler 9 as it is as a second sampling timing signal. However, the output of the second sampling timing signal is prohibited until the voltage phase angle command value θv changes by the predetermined angle θp.
[0124]
The following method is also effective. The multiple sampling prevention means 20 basically outputs the first sampling timing signal to the sampler 9 as it is as a second sampling timing signal. At this time, the number of times of inputting the first sampling timing signal is counted.
[0125]
If the first sampling timing signal is input for the third time while the voltage phase angle command value θv changes by, for example, 60 [deg], it is prohibited to output this as the second sampling timing signal. .
[0126]
By providing the multiple sampling prevention means 20 for performing the above processing, the second sampling timing signal output to the sampler 9 is prevented from being output continuously at short time intervals, and the circuit operation of the sampling hold is stabilized. The stability of the sampling means 7c can be improved, and the stability of the entire apparatus can be improved.
[0127]
Embodiment 4 FIG.
In the first to third embodiments, the plurality of pulse modes are not described. However, the sampling timing signal is referred to with reference to the voltage phase angle command value, the voltage modulation rate command value, and the pulse mode selection signal. May be output.
[0128]
FIG. 12 is a block diagram showing a current detection device for a synchronous PWM power converter according to Embodiment 4 of the present invention. In FIG. 12, the same components as those described above (FIGS. 1, 4, 5, 10, and 14) are denoted by the same reference numerals or “d” after the reference numerals. In addition, detailed description of the components denoted by the same reference numerals is omitted.
[0129]
In FIG. 12, the power detection device of the synchronous PWM power converter includes a voltage command value generation unit 4d that outputs a pulse mode selection signal in addition to a voltage phase angle command value and a voltage modulation rate command value, and supports a plurality of pulse modes. And a sampling means 7d for performing sampling based on the sampling timing.
[0130]
Further, the sampling means 7d includes a table 8d for outputting a sampling timing signal while referring to three of a voltage phase angle command value, a voltage modulation rate command value, and a pulse mode selection signal.
[0131]
Next, an operation according to the fourth embodiment of the present invention will be described.
[0132]
FIGS. 2, 6, and 7 described above deal with an example of a three-pulse mode in which the number of pulses in a half cycle of the line voltage output waveform of the power converter is three. If is odd, various modulations other than the three-pulse mode are possible.
[0133]
In an electric railway inverter or the like, there are cases where a plurality of different synchronous PWM methods are switched and used, such as 5 pulses → 3 pulses → 1 pulse, according to an increase in the frequency of the voltage command value. This enables modulation that balances suppression of the upper limit of the switching frequency and suppression of voltage harmonics in a low frequency range.
[0134]
In different synchronous PWM modes, different optimum sampling phase angles are calculated for each mode based on equation (13), for example, as θv_samp1 (α), θv_samp3 (α), θv_samp5 (α). be able to.
[0135]
The subscripts “1,” “3,” and “5” of the optimum sampling phase angle indicate the pulse mode, and indicate that the table is the optimum sampling phase angle table in the one-pulse mode, the three-pulse mode, and the five-pulse mode. It is illustrated.
[0136]
When a plurality of different synchronous PWM modes are switched and used, from the viewpoint of the current sampling, the table of the optimum sampling phase angle is also switched according to each PWM mode, thereby enabling more accurate current sampling.
[0137]
The synchronous carrier generation means 60d in FIG. 12 takes into account the above-described synchronous PWM mode switching, and refers to the pulse mode selection signal output from the voltage command value generation means 4d to determine the corresponding pulse mode modulation. The possible carrier is output to the PWM control signal generation means 5.
[0138]
On the other hand, the table 8d of the sampling means 7d is a table in which a plurality of optimum sampling phase angles corresponding to the respective pulse modes are recorded. For example, as described above, θ_samp1 (α), θ_samp3 (α), θ_samp5 (α ) Are stored.
[0139]
For example, when the pulse mode selection signal instructs to select the three-pulse mode, θ_samp3 (α) corresponding to the three-pulse mode is selected from the table 8d.
[0140]
As described above, the table 8d selects the table of the corresponding optimum sampling phase angle according to the pulse mode selection signal output from the voltage command value generation means 4, and uses the selected table to set the modulation rate α and the voltage phase angle. A sampling timing signal is output to the sampler 9 according to the command value θv. The behavior while no switching occurs is exactly the same as the behavior described in the second embodiment.
[0141]
Note that, similarly to the first embodiment, by providing the coordinate conversion means in the preceding stage of the sampler 9, even when the first current detection value is a DC amount, the current ripple component by the sampling means 7d is avoided. Sampling becomes possible.
[0142]
As described above, in an application in which power conversion is performed by switching between a plurality of synchronous PWM modes (pulse modes), the influence of the ripple component can be obtained without using a low-pass filter regardless of the mode selected and the condition of any modulation rate. The fundamental component of the current can be accurately detected without receiving the signal.
[0143]
Embodiment 5 FIG.
In the first to fourth embodiments, the value sampled based on the sampling timing is used as the sample hold value. However, the value obtained by averaging the latest information of the sample hold value obtained by sampling and the previous information is the final value. It may be a typical sample hold value.
[0144]
FIG. 13 is a block diagram showing a current detection device for a synchronous PWM power converter according to Embodiment 5 of the present invention. In FIG. 13, the same components as those described above (FIGS. 1, 4, 5, 10, 12, and 14) are denoted by the same reference numerals or “e” after the reference numerals. In addition, detailed description of the components denoted by the same reference numerals is omitted.
[0145]
In FIG. 13, the sampling means 7e of the power detection device of the synchronous PWM power converter includes a table 8e for outputting a sampling timing signal while referring to the voltage phase angle command value θv and the voltage modulation rate command value α, and a sampling timing signal Sampler 9e that performs sampling based on the above, a buffer 31 that stores a sample hold value one timing before, and an average value of the output of the sampler 9e and the output of the buffer 31 to calculate a third current detection value. And an averaging means 32 for outputting.
[0146]
Next, an operation according to the fifth embodiment of the present invention will be described.
[0147]
In the description of the Q table method according to the first embodiment, it has been described that there is no timing at which both the current ripple components IPh and IQh become “0”. This indicates that under the condition that the three-phase current values are simultaneously sampled, there is no timing at which the current ripple component is “0” and only the fundamental wave component information of the current can be extracted.
[0148]
However, as in Expressions (14) and (15), at the timing when “IQh” becomes “0”, “IPh” has the same size and a different sign repeatedly appears. At this timing, that is, under the condition that the voltage phase angle command value θv has the same value as the sampling phase angle θ_samp_Q (α), the current ripple components “IQh” and “IPh” at two timings adjacent to each other are averaged. The average value of “IPh” as well as “IQh” is “0”.
[0149]
By utilizing the characteristics of the current ripple component IPh in the Q table method, the amplitude information of the fundamental component of the load current can be sampled with higher accuracy.
[0150]
Specifically, in the configuration of FIG. 13, the sampling phase angle θ_samp_Q (α) based on the Q table method is set in the table 8e. The buffer 31 stores the sample hold value one sampling timing before, and the average calculating means 32 calculates the average value of the output of the sampler 9e and the stored value of the buffer 31, and outputs the result as the third current detection value.
[0151]
The third current detection value includes a sample hold value at the latest timing at which the voltage phase angle command value θv has the same value as the sampling phase angle θ_samp_Q (α) recorded in the table 8e, and a value at the previous sampling timing. Since this is the average value with the sample hold value, the current ripple component is “0” for both the P-axis component and the Q-axis component.
[0152]
Generally speaking, the averaging process of the latest information and the previous information is a kind of low-pass filter, and this process delays the phase of the current detection value. However, in the configuration of FIG. By doing so, it is possible to obtain the current fundamental wave information excluding the influence of the current ripple component while minimizing the delay.
[0153]
Note that, similarly to the first embodiment, by providing the coordinate conversion means in the preceding stage of the sampler 9e, even when the first current detection value is a DC amount, the current ripple component by the sampling means 7e is avoided. Sampling becomes possible.
[0154]
As described above, even when the switching frequency is low during the synchronous PWM, the fundamental wave component of the current can be accurately detected without being affected by the ripple component without using a low-pass filter.
[0155]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, a power conversion main circuit that applies a voltage for driving an AC power load, a voltage command value generation unit that outputs a voltage modulation factor and a phase angle command value, respectively, A PWM control signal generating means for generating a PWM control signal based on a command value of a modulation factor and a phase angle and outputting the PWM control signal to a power conversion main circuit, detecting a current supplied to an AC power load, and forming a current signal corresponding to the current; And a sampling means for sampling and holding a current detection value based on the current signal and outputting a first sample and hold value, wherein the sampling means has a predetermined phase angle set as a sampling timing. A voltage phase angle setting means is included, and the current detection value is sampled and held at a timing when the command value of the phase angle becomes the same value as the set value of the predetermined phase angle. Even when the switching frequency is low at the time of PWM, the effect of the ripple component can be removed without using a low-pass filter, and a current detection device for a synchronous PWM power converter that can accurately detect the fundamental component of the current can be obtained. effective.
[0156]
Further, according to the present invention, the predetermined phase angle is set according to the modulation factor, and the sampling unit sets the command value of the phase angle equal to the set value of the phase angle corresponding to the command value of the modulation factor. Since the current detection value is sampled and held at the timing, when the switching frequency is low at the time of synchronous PWM, the influence of the ripple component is removed without depending on the condition of the modulation factor and without using the low-pass filter, and the fundamental wave of the current is removed. There is an effect that a current detection device for a synchronous PWM power converter that can accurately detect components can be obtained.
[0157]
Further, according to the present invention, the sampling means determines the next sampling timing when the phase angle command value reaches the predetermined angle after the current sampling timing, so that the modulation rate changes suddenly during synchronous PWM. Current detection of the synchronous PWM power converter that can prevent the malfunction of the sampler in the case of performing, remove the influence of the ripple component without using a low-pass filter, accurately detect the fundamental wave component of the current, and perform the stable detection. There is an effect that a device can be obtained.
[0158]
Further, according to the present invention, the predetermined phase angle is set according to the plurality of pulse modes, and the sampling means determines that the phase angle command value is the predetermined phase angle corresponding to the pulse mode and the modulation factor command value. Since the current detection value is sampled and held at the same timing as the above, even in a power converter using a plurality of synchronous PWM modes, the influence of the ripple component is removed without using a low-pass filter, and the fundamental wave component of the current is accurately detected. There is an effect that a current detection device for a synchronous PWM power converter that can be detected is obtained.
[0159]
Further, according to the present invention, the sampling means records the second sample hold value obtained by sampling and holding at the immediately preceding sampling timing, and stores the average value of the first sample hold value and the second sample hold value. Therefore, even when the switching frequency is low at the time of synchronous PWM, the synchronous PWM power converter can remove the influence of the ripple component without using a low-pass filter and detect the fundamental wave component of the current with higher accuracy. This has the effect of obtaining the current detection device of FIG.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a waveform chart showing an operation according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a waveform chart showing an operation according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of the first embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a second embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a waveform chart showing an operation according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a waveform chart showing an operation according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a relationship diagram showing a current ripple component and a voltage modulation rate according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a relationship diagram showing a voltage modulation rate and a voltage phase angle (sampling phase angle) according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a third embodiment of the present invention.
FIG. 11 is an explanatory diagram showing a situation in which the voltage modulation rate command value has rapidly increased.
FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 14 is a block diagram showing a configuration of a conventional current detection device.
FIG. 15 is a waveform diagram showing the operation of a conventional current detection device based on single-phase asynchronous PWM power conversion.
FIG. 16 is a waveform diagram showing an operation of a conventional current detection device based on three-phase synchronous PWM power conversion.
[Explanation of symbols]
1 AC power load, 2 power conversion main circuit, 3 current detection means, 4 d voltage command value generation means, 5 PWM control signal generation means, 6 carrier wave generation means, 7a, 7b, 7c, 7d, 7e sampling means, 8a , 8b, 8c, 8d, 8e table, 9, 9e sampler, 10 current sensor, 11 magnetic flux vector calculation means, 12 coordinate conversion means, 20 multiple sampling prevention means, 31 buffer, 32 average calculation means, and 60 synchronous carrier generation means.

Claims

交流電力負荷を駆動させるための電圧を印加する電力変換主回路と、
前記電圧の変調率および位相角の指令値をそれぞれ出力する電圧指令値生成手段と、
前記変調率および位相角の指令値に基づくＰＷＭ制御信号を生成して前記電力変換主回路に出力するＰＷＭ制御信号生成手段と、
前記交流電力負荷に供給される電流を検出し、前記電流に対応した電流信号を出力する電流検出手段と、
前記電流信号に基づく電流検出値をサンプルホールドして第１のサンプルホールド値を出力するサンプリング手段とを備え、
前記サンプリング手段は、
サンプリングタイミングとなる所定の位相角が設定された電圧位相角設定手段を含み、前記位相角の指令値が前記所定の位相角の設定値と同値となるタイミングで前記電流検出値をサンプルホールドすることを特徴とする同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置。A power conversion main circuit that applies a voltage for driving an AC power load,
Voltage command value generating means for outputting a command value of the modulation factor and the phase angle of the voltage,
PWM control signal generating means for generating a PWM control signal based on the command values of the modulation rate and the phase angle and outputting the PWM control signal to the power conversion main circuit;
Current detection means for detecting a current supplied to the AC power load and outputting a current signal corresponding to the current;
Sampling means for sampling and holding a current detection value based on the current signal and outputting a first sample / hold value,
The sampling means,
A voltage phase angle setting unit in which a predetermined phase angle serving as a sampling timing is set, wherein the current detection value is sampled and held at a timing when a command value of the phase angle becomes equal to a set value of the predetermined phase angle. A current detection device for a synchronous PWM power converter, characterized in that:

前記所定の位相角は、前記変調率に応じて設定され、
前記サンプリング手段は、
前記位相角の指令値が、前記変調率の指令値に対応する前記位相角の設定値と同値となるタイミングで前記電流検出値をサンプルホールドすることを特徴とする請求項１に記載の同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置。The predetermined phase angle is set according to the modulation rate,
The sampling means,
2. The synchronous PWM according to claim 1, wherein the current detection value is sampled and held at a timing when the command value of the phase angle becomes the same value as the set value of the phase angle corresponding to the command value of the modulation factor. Current detector for power converter.

前記サンプリング手段は、
今回のサンプリングタイミングの後で、前記位相角の指令値が所定角度に達した場合に、次回のサンプリングタイミングを決定することを特徴とする請求項２に記載の同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置。The sampling means,
The current detection device for a synchronous PWM power converter according to claim 2, wherein when the command value of the phase angle reaches a predetermined angle after the current sampling timing, the next sampling timing is determined. .

前記所定の位相角は、複数のパルスモードに応じて設定され、
前記サンプリング手段は、
前記位相角の指令値が、前記パルスモードおよび前記変調率の指令値に対応する前記所定の位相角と同値となるタイミングで前記電流検出値をサンプルホールドすることを特徴とする請求項２に記載の同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置。The predetermined phase angle is set according to a plurality of pulse modes,
The sampling means,
The method according to claim 2, wherein the current detection value is sampled and held at a timing when the command value of the phase angle becomes equal to the predetermined phase angle corresponding to the command value of the pulse mode and the modulation factor. Current detection device for a synchronous PWM power converter.

前記サンプリング手段は、
直前のサンプリングタイミングでサンプルホールドして取得した第２のサンプルホールド値が記録され、前記第１のサンプルホールド値と前記第２のサンプルホールド値との平均値を算出することを特徴とする請求項１に記載の同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置。The sampling means,
A second sample hold value obtained by sampling and holding at the immediately preceding sampling timing is recorded, and an average value of the first sample hold value and the second sample hold value is calculated. 2. The current detection device for a synchronous PWM power converter according to claim 1.