JP2003520557A - 負荷整合オルタネータ・システム - Google Patents

負荷整合オルタネータ・システム

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JP2003520557A
JP2003520557A JP2001552691A JP2001552691A JP2003520557A JP 2003520557 A JP2003520557 A JP 2003520557A JP 2001552691 A JP2001552691 A JP 2001552691A JP 2001552691 A JP2001552691 A JP 2001552691A JP 2003520557 A JP2003520557 A JP 2003520557A
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alternator
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rectifier
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パーロールト，デーヴィッド・ジェイ
キャリスカン，ヴァヒー
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Massachusetts Institute of Technology
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Abstract

(57)【要約】 交流機械を有するオルタネータ・システムは、その交流機械の起電力、周波数、または動作速度の少なくとも１つに基づいて選ばれたデューティ・サイクルで動作するスイッチモード整流器を含む。本オルタネータ・システムが、従来のオルタネータ・システムの出力電力レベルと比べて比較的高い出力電力レベルをもたらす負荷整合を実現するように、スイッチモード整流器は動作する。一実施形態では、第１の電源を第２の電源から充電するシステムは、第２の電源の正の端子を交流電圧に選択的に接続する接続システムを有する交流（ＡＣ）電圧源を含む。充電システム方式は、ディアル出力電圧オルタネータ・システムで利用できる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】 発明の分野 本発明は一般にオルタネータ・システムに関し、より詳細には、車で使用され
るオルタネータ・システムに関する。
【０００２】 発明の背景 当技術分野で知られているように、オルタネータは、交流（ＡＣ）出力発電機
である。バッテリの充電または直流負荷への給電で使用するために交流電圧を直
流（ＤＣ）に変換するためには、例えば整流器システムが使用される。時には、
オルタネータは交流機械またはもっと簡単に機械と呼ばれることがあり、発電機
／整流器組合せシステムは、オルタネータまたはオルタネータ・システムと呼ば
れる。
【０００３】 多くの場合（自動車用オルタネータを含む）、発電機で生成される交流電圧を
整流するために、ダイオード整流器が使用される。オルタネータは、３相電圧源
と一組のインダクタとしてモデル化することができる。
【０００４】 いわゆる巻線界磁機械では、出力電圧または出力電流は、界磁巻線の電流を変
えることで制御することができ、界磁巻線の電流が今度は交流電圧の大きさを変
える。この方式の利点は、システムが非常に簡単で安価なことである。巻線界磁
機械の１つの特定の型は、いわゆる巻線界磁ルンデル（Ｌｕｎｄｅｌｌ）型オル
タネータである。ルンデル機械は、機械の回転子／界磁を組み立てる方法を特徴
とし、その詳細は当業者にはよく知られている。重要なことは、ルンデル型オル
タネータを製造するために使用される組立て方法によって、比較的安価であるが
、比較的大きな漏れインダクタンスすなわちリアクタンスを有する交流機械がで
きることである。巻線界磁ルンデル型オルタネータは、主に信頼性が高く安価で
あるために、自動車業界でほとんど例外なく使用されている。しかし、巻線界磁
ルンデル型オルタネータの１つの問題は、比較的大きな機械インダクタンスが機
械の性能に強く影響を及ぼすことである。特に、ダイオード整流器と共に使用さ
れる時に、ルンデル機械は、その高インダクタンスのために、大きな負荷変動率
を示す。すなわち、機械から電流が引き出される時に、機械インダクタンスの両
端に大きな電圧降下があり、この電圧降下は、出力電流および機械動作速度の増
加とともに大きくなる。その結果、十分な電流を低い直流出力電圧に出力するた
めに、交流機械電圧の大きさは、その直流出力電圧よりも遥かに大きくなければ
ならない。
【０００５】 例えば、比較的高速度で動作している一般的な高インダクタンス自動車用オル
タネータでは、１４Ｖの直流出力に十分な電流を出力するのに、内部機械電圧の
大きさは８０Ｖを超えている。これは、直流出力電圧が交流電圧の大きさよりも
ほんの僅かだけ小さいダイオード整流器を有する低リアクタンス機械と著しく異
なっている。
【０００６】 出力電圧または出力電流を制御するために、界磁制御の代わりに、時として、
制御された整流器が使用されることがある。１つの簡単でしばしば使用される制
御整流方式は、ダイオード整流器のダイオードをサイリスタ・デバイスに置き換
えることである。例えば、Ｊ．Ｓｃｈａｅｆｅｒ、整流器回路、理論及び設計（
Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ、Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｄｅｓｉｇｎ
）、ニューヨーク：Ｗｉｌｅｙ、１９６５およびＪ．Ｇ．Ｋａｓｓａｋｉａｎ、
Ｍ．Ｆ．Ｓｃｈｌｅｃｈｔ、ａｎｄ Ｇ．Ｃ．Ｖｅｒｇｈｅｓｅ、パワーエレク
トロニクスの原理（Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ ｏｆ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏ
ｎｉｃｓ）、ニューヨーク：Ａｄｄｉｓｏｎ−Ｗｅｓｌｅｙ、１９９１に記述さ
れているように、サイリスタ・デバイスはセミブリッジ変換器で使用することが
できる。この方法では、出力電圧または出力電流を調整するために、位相制御（
すなわち、交流電圧波形に関するサイリスタのターン・オンのタイミング）が使
用される。しかし、この方式に関する１つの問題は、この方式は制御の観点から
比較的複雑になることがあるということである。オルタネータが一定電圧出力を
供給しなければならない時に、特にそうである。
【０００７】 もしくは、位相制御を使用するのではなく、時としてスイッチモード整流を使
用して制御が行われることがある。スイッチモード整流方法では、交流入力電圧
から制御された直流出力電圧を生成するために、完全に制御可能なスイッチがパ
ルス幅変調（ＰＷＭ）のやり方で使用される。この方式は、一般にフルブリッジ
変換器回路を使用するこの方式は、多くの完全制御ＰＷＭスイッチ、複雑な制御
回路、および技術を犠牲にして高性能をもたらすことが多い。
【０００８】 風車に取り付けられたオルタネータに使用されている１つの比較的簡単なスイ
ッチモード整流器が、「単一スイッチ電力コンバータを使用する風力タービンの
可変速動作（Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｓｐｅｅｄ Ｏｐｅｒａｔｉｏｎ ｏｆ Ｐｅ
ｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ａｌｔｅｒｎａｔｏｒ Ｗｉｎｄ Ｔｕｒｂｉ
ｎｅｓ Ｕｓｉｎｇ ａ Ｓｉｎｇｌｅ Ｓｗｉｔｃｈ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｖ
ｅｒｔｅｒ）」、ｂｙ Ｇ．Ｖｅｎｋａｔａｒａｍａｎａｎ、Ｂ．Ｍｉｌｋｏｖ
ｓｋａ、Ｖ．Ｇｅｒｅｚ、ａｎｄ Ｈ．Ｎｅｈｒｉｒ、太陽エネルギ工学のジャ
ーナル（Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｓｏｌａｒ Ｅｎｅｒｇｙ Ｅｎｇｉｎｅｅｒ
ｉｎｇ）−ＡＳＭＥ会報（Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｆ ｔｈｅ ＡＳＭＥ
）、Ｖｏｌ．１１８、Ｎｏ．４、Ｎｏｖ．１９９６、ｐｐ．２３５−２３８とい
う論文に記述されている。この方式では、オルタネータの含む整流器は、制御ス
イッチ（ＭＯＳＦＥＴのような）とダイオードで実現される「ブースト・スイッ
チの組」が後に続くダイオード・ブリッジを備える。このスイッチは、ＰＷＭの
やり方で比較的高い周波数でオン・オフする。この方式は、電流制御ループで生
成されるＰＷＭスイッチングと共に使用されて、永久磁石オルタネータの出力電
流とタービン先端速度を同時に制御する。この方式は、バッテリ電圧が交流電圧
波形よりも高い低リアクタンス（すなわち、低インダクタンス）永久磁石交流機
械に特に応用される。留意すべきことであるが、この整流器システムは、「３相
ダイオード整流器用の有効電力ファクタ訂正（Ａｎ Ａｃｔｉｖｅ Ｐｏｗｅｒ
Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｆｏｒ Ｔｈｒ
ｅｅ−Ｐｈａｓｅ Ｄｉｏｄｅ Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒｓ）」、ｂｙ Ａ．Ｒ．Ｐ
ｒａｓａｄ、Ｐ．Ｄ．Ｚｉｏｇａｓ、ａｎｄ Ｓ．Ｍａｎｉａｓ、ｔｈｅ ＩＥ
ＥＥ Ｔｒａｎｓ．パワーエレクトロニクス（Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉ
ｃｓ）、Ｖｏｌ．６、Ｎｏ．１、Ｊａｎ．１９９１、ｐｐ．８３−９２の論文に
記述された不連続導通モード（ＤＣＭ）整流器と位相的に同じであるが、単一ス
イッチ電力変換器およびＤＣＭ整流器の動作モードおよび制御特性は非常に異な
っている。
【０００９】 オルタネータに関する他の制御整流器方式は、１９９８年８月１１日に発行さ
れた米国特許第５，７９３，６２５号に記載されている。この特許は、ブースト
・モード調整器技術を使用して交流電源の出力を調整する回路を記載している。
【００１０】 電源インダクタンスはブースト・モード回路の一部になり、外部インダクタの
付加に関連した損失が起こらないようにする。３相オルタネータが電源である場
合、回路は６個のダイオード、３相整流器ブリッジ、３個の電解効果トランジス
タ（ＦＥＴ）、および減結合コンデンサを含む。３個のＦＥＴは、電源の出力の
両端間に短絡インピーダンスを与えて、電源インダクタンス内のエネルギーの蓄
積を可能にする。この間、減結合コンデンサが負荷を支える。短絡が取り除かれ
た時に、インダクタンスに蓄えられたエネルギーが負荷に送り出される。回路は
交流電源の一体型の磁石を使用して昇圧機能を行うので、比較的効率の高い回路
が実現される。（共に動作する）スイッチのデューティ・サイクルを使用して、
オルタネータの出力電圧または電流が調整される。このように整流器を使用して
、出力電圧を調整し、そうでなければ不連続な位相の電流で動作することになる
低リアクタンス機械の電流波形を改善することができる。
【００１１】 この種のブースト回路を使用した出力電圧または出力電流の調整は、比較的低
インダクタンスの特性を有する永久磁石オルタネータでは有用であるかもしれな
いが、自動車用途の巻線界磁ルンデル型オルタネータのような比較的大きなイン
ダクタンスの特性および広い動作速度範囲を有するオルタネータに関しては、こ
の方法は有用でない。
【００１２】 これを理解するために、ブースト整流器に結合されたオルタネータを含むシス
テムにおいては、内部機械電圧が、例えば上で参照したＶｅｎｋａｔａｒａｍａ
ｎａｎの論文において記述されているように、直流出力電圧に比べて同じ大きさ
であるかまたは小さい時に、出力電圧はブースト整流器で完全に制御可能である
と考えよう。しかし、内部機械電圧が所望の直流出力電圧よりも相当に大きくな
る場合、機械内に許容できないような大きな電流を起こすことなしに、負荷と無
関係なブースト整流器で出力電圧を調整することはできない。一般の自動車用ル
ンデルオルタネータにはこの問題がある。
【００１３】 現在、ダイオード整流器および界磁制御を有する高リアクタンス・ルンデル型
オルタネータは、自動車業界で広く使用されている。さらに、ルンデル型オルタ
ネータの製造に専用の非常に大きなインフラストラクチュアがある。しかし、車
で要求される、特に自動車で要求される電力レベルが絶えず上昇しているために
、これらのオルタネータの設計はますます困難になっている。
【００１４】 また知られているように、自動車の平均電気負荷は何年もの間絶えず増加し続
けている。電気負荷の増加は、マイクロプロセッサ、電気式の窓と鍵、電気機械
式の弁、およびセル・フォーン、ラップトップ・コンピュータなどの電気コンセ
ンントのような電子機器および電力消費装置をますます多く自動車および車に設
けたいという要求のためである。そのように電子機器を増やすと、自動車および
その他の車において電気、エネルギーがますます必要になる。
【００１５】 この電気負荷の増加のために、自動車オルタネータ・システムに対する電力要
求はますます大きくなっている。さらに、電力レベルの増加は、自動車に新しい
より高い配電電圧を採用して、現在の１４Ｖ配電システムの増強および／または
取り替えを行うことの動機となっている。いくつかの場合には、単一の高電圧電
気システムが使用されそうである（例えば、４２ボルトの電気システム）。他の
場合には、第１の比較的高電圧のシステム（例えば、４２Ｖ電気システム）と第
２の比較的低電圧のシステム（例えば、１４Ｖ電気システム）を含んだディアル
電圧電気システムが使用される可能性がある。高電圧電気システムは、車の起動
モータのような比較的多量の電力を必要とする電力車部品に使用される。（ディ
アル電圧の場合に）維持されている時、低電圧システムは、電球および信号レベ
ルの電子回路のような低電圧電源から利益を得る電力車部品に使用される。
【００１６】 高電圧バスに結合された起動モータを有するディアル電圧システムまたは高電
圧システムは、起動するために充電された高電圧バッテリを必要とする。高電圧
バッテリが完全には充電されていないか、または使い尽くされている場合、ディ
アル／高電圧システムに「ジャンプ・スタート」能力を与えるために、低電圧電
源から使い尽くされた高電圧バッテリを充電できることが望ましい。単一の高電
圧システムだけを含む自動車では、異なる車の低電圧電源、バッテリまたはオル
タネータから高電圧システムにエネルギーを移したくなる可能性がある。ディア
ル電圧システムでは、ディアル電圧システムの低電圧バッテリからディアル電圧
システムの高電圧バッテリに、または、異なる車の低電圧バッテリかオルタネー
タまたは他の低電圧電源からディアル電圧システムの高電圧バッテリにエネルギ
ーを移したいと思う可能性がある。
【００１７】 したがって、オルタネータの電力出力能力を向上させることができる手段を提
供することが望ましい。また、複数の異なる電圧レベルで効率良く動作すること
ができるオルタネータを提供することが望ましい。さらに、ディアル電圧自動車
で動作することができるオルタネータを提供することが望ましい。またさらに、
第１の車の低電圧バッテリから、または第２の異なる車のオルタネータから、ま
たは他の電源から、第１の車の高電圧バスにエネルギーを移すためのシステムお
よび技術を提供することが望ましい。 発明の概要 本発明に従って、界磁電流調整器によって制御される交流（ＡＣ）電圧源およ
び内部インダクタンスを有するオルタネータ・システムは、交流電圧源に結合さ
れたスイッチモード整流器、スイッチモード整流器に結合されたスイッチモード
整流器（ＳＭＲ）制御回路、およびＳＭＲ制御回路に結合された速度センサを含
む。
【００１８】 この特定の配列を使用して、オルタネータ・システム電力出力の増加が可能な
オルタネータ・システムが実現される。速度センサが、交流電圧源の周波数また
は動作速度を感知し、周波数または速度を表す信号をＳＭＲ制御回路に与える。
与えられた周波数または速度の情報に応答して、ＳＭＲ制御回路はデューティ・
レシオ信号をスイッチモード整流器に与え、このデューティ・レシオ信号によっ
て、スイッチモード整流器は特定のデューティ・サイクルで動作するようになる
。スイッチモード整流器のデューティ・サイクルは、このように、交流電圧源の
周波数または速度に基づいて選択される。スイッチモード整流器がこの方法で動
作するときに、オルタネータ・システムは、従来達成されたレベルよりも高いレ
ベルの電力および性能を達成する。
【００１９】 スイッチモード整流器は、交流電圧源の端子とオルタネータ・システムの出力
端子との間の電圧および電流の制御された変換を実現するように選択されたデュ
ーティ・サイクルで動作し、交流電圧源からの交流電圧を直流（ＤＣ）電圧に変
換する。この方法で、スイッチモード整流器段が交流電圧源から比較的高いレベ
ルの電力および性能を取り出すように、スイッチモード整流器が交流電圧源の出
力の電圧を変換する。
【００２０】 高リアクタンス機械の負荷調整のために、最大界磁電流で、交流機械が送り出
す出力電力は、機械の速度および交流機械が見る実効電圧の関数である。ある特
定の速度に関して、最大電力出力が達成される実効オルタネータ電圧はただ１つ
だけである（以下で議論する図３の曲線に示すように）。スイッチモード整流器
は、オルタネータ機械の端子とオルタネータ・システム出力の間で電圧および電
流の制御された変換を実現する。この変換はデューティ・レシオｄで制御される
。スイッチモード制御器がブースト整流器回路を含む場合、機械は、出力電圧の
（１−ｄ）倍である局所等価電圧νχをみることになり、出力は機械電流の（１
−ｄ）倍の電流を受け取る。その結果、ブースト整流器は、巻数比１−ｄの理想
変圧器として見える。スイッチモード整流器のデューティ・レシオを速度（ｒｐ
ｍ）の関数として制御することで、オルタネータ機械が、固定されたオルタネー
タ・システム出力電圧に無関係な最大電力出力を常に達成できることが保証され
る。理解すべきことであるが、速度センサは、交流機械速度に関係した任意のパ
ラメータまたはパラメータの組合せを感知し（例えば、エンジン速度、周波数、
オルタネータ速度、周波数、オルタネータ逆起電力など）、適切な信号をＳＭＲ
制御回路に与えることができる。
【００２１】 同時に、本発明は、比較的簡単で安価な回路を提供する。オルタネータ・シス
テムは、交流電圧源の大きさを制御する交流電圧源に結合された界磁制御器およ
び界磁電流調整器も含むことができる。界磁制御は、巻線界磁オルタネータの出
力電圧または出力電流を調整する主な手段として使用することができる。スイッ
チモード整流器段は、オルタネータから比較的高いレベルの電力および性能を取
り出すための第２の制御ハンドルとして、制御され、また作用する。
【００２２】 一実施形態では、オルタネータ・システムは、オルタネータ速度と界磁電流の
大きさの両方の関数として、スイッチモード整流器のデューティ・レシオを制御
することができる。機械からの最大電力を達成するためには（全界磁電流におい
て）、速度の関数としてデューティ・レシオを制御することで十分である。速度
と界磁電流の両方の関数としてデューティ・レシオを制御することで、最大出力
電力の改善に加えて部分負荷での動作の改善（例えば、より高い効率）を達成す
ることができる。理解すべきことであるが、界磁電流は、界磁電流に関係した任
意のパラメータまたはパラメータの組合せ、例えば、界磁電流、平均界磁電圧、
界磁制御器デューテイ・レシオ、オルタネータ逆起電力、界磁巻線磁界強度など
で決定することができる。また、理解すべきことであるが、スイッチモード整流
器デューティ・レシオは、オルタネータ逆起電力（これは、オルタネータ速度と
界磁電流の積に関係している）のような、界磁電流と速度の共同作用に関係した
測定値に基づいて制御することができる。
【００２３】 異なる実施形態では、オルタネータ・システムは、オルタネータ速度と界磁電
流の積に関係した機械逆起電力の関数として、スイッチモード整流器デューティ
・レシオを随意選択的に制御することができる。機械逆起電力の関数としてスイ
ッチモード整流器を制御することで、オルタネータ機械が、固定されたオルタネ
ータ・システム出力電圧に無関係な最大電力出力を常に達成できることが保証さ
れ、また、最大より低い出力電力レベルでより効率のよい動作を実現する。機械
逆起電力センサ（これは、感知用巻線および処理電子回路、または逆起電力を測
定または推定する他の手段を備えるかもしれない）は、この実施形態では、速度
センサの代わりに、またはこれに付け加えて設けられるかもしれない。
【００２４】 さらに他の実施形態では、オルタネータ・システムは、ＳＭＲ制御回路に結合
された故障保護制御器を随意選択的に含むことができる。故障保護制御器は、故
障条件（例えば、負荷ダンプ）の下で動作し、負荷ダンプが起きたときに、出力
電圧に基づいてオルタネータ・システム内の他の制御器を無効にする。
【００２５】 動作中に、故障保護制御器による故障条件の検出に応答して（例えば、オルタ
ネータ・システムの出力端子で重大な過大電圧が検出されたとき）、故障保護制
御器は、界磁電流が下がり、さらにスイッチモード整流器が出力の負荷ダンプ過
渡を制限するように、界磁制御器とスイッチモード整流器制御器の両方を無効に
する。この方法で、故障保護制御器は、負荷ダンプ保護を実施する手段を提供す
る。このようにして、故障保護制御器を含むことで、従来のダイオード整流器で
達成できるよりも程度の高い回路保護を有するオルタネータ・システムが実現さ
れる。
【００２６】 さらに他の実施形態では、オルタネータ・システムは、ＳＭＲ制御回路に結合
されたジャンプ充電制御器とともに、充電用電源の正の端子を機械中性点に選択
的に接続するための接続システムを随意選択的に含むことができる。これによっ
て、充電用電源からスイッチモード整流器の出力のバッテリを充電するための直
流／直流変換器として、スイッチモード整流器は、オルタネータ機械インダクタ
ンスとともに使用されるようになる。これらの要素を含むことで、従来のシステ
ムで達成されるものを超えて、オルタネータ・システム機能の重要な向上が実現
される。
【００２７】 本発明の回路は、自動車用ルンデル型オルタネータを含んだ高リアクタンス巻
線界磁オルタネータとともに使用するのに非常に適しており、したがって、自動
車用オルタネータに関する使用に直ちに応用できる。また、本発明は、石油探査
産業を含みこれに限定されない、オルタネータを必要とする任意の用途で使用さ
れる。石油探査では、掘穿泥水によって駆動されるタービンに接続されたダウン
ホール・オルタネータは、指向性穴あけ作業でのダウンホール電力源として使用
される。本発明はまた、携帯型発電機およびバックアップ電源として、海上用途
および航空宇宙用途の発電機にも使用される。
【００２８】 本発明を使用して、既存の製造の枠組み内でかつ既存の機械寸法で、比較的低
コストで、比較的高い電力レベルを達成することができる。さらに、いくつかの
制御回路と（例えば、オルタネータ・システムの出力または他の位置で電圧レベ
ルを感知するように結合された故障保護制御器）、整流器段の比較的小さな変更
と（例えば、故障保護制御器に整流器段を結合すること）、ダイオード整流に関
する一定速度での機械の出力電力対出力電圧の曲線のピークが、アイドルではな
く、所望の運転速度で所望の出力電圧と一致するような機械設計の小さな調整と
を追加することで、ルンデル型および他の巻線界磁型のオルタネータに関連した
いわゆる負荷ダンプの問題を克服することができる。
【００２９】 例えば、所望の運転速度で、ダイオード整流に関する交流機械の出力電力対直
流電圧の曲線のピークが、所望の出力電圧に生じるように選ばれた特定の巻数お
よび特定のワイヤー・ゲージを有する交流機械を実現することで、機械の変更が
実施されるかもしれない。当業者はもちろん理解するであろうが、巻数およびワ
イヤー・ゲージに追加して、またはこれの代わりに交流機械の他のパラメータも
、交流機械の所望の動作を達成するように適切に選ぶことができる。したがって
、任意の所望出力電圧で本発明に従って優れた動作を行うように、従来のオルタ
ネータの巻線に比較的簡単な修正を行うことができる。
【００３０】 所望の電圧のオルタネータを巻くステップは次の通りである。最初に、設計す
べき適当な運転速度を選び、第２に、設計速度での出力電力対出力電圧の曲線（
ダイオード整流に関する）のピークが、所望の出力電圧で最大に達するように、
オルタネータ固定子巻線の巻数を選ぶ。留意すべきことであるが、オルタネータ
の磁気および熱設計の再最適化のような、本発明に従って優れた動作を行うよう
に、オルタネータに行うことができる他のもっと高度な修正がある。
【００３１】 自動車用オルタネータの高電力化の動向に加えて、より高い電圧で電力を生成
する高電力自動車用オルタネータが必要とされている（例えば、１４Ｖではなく
て４２ボルト（Ｖ）の電圧で）。本発明を使用して、整流器段回路および制御回
路だけを変えることで、現在の１４Ｖ交流機械設計でも４２Ｖ出力の高電力動作
に適したものになる。すなわち、従来のオルタネータ・システムのダイオード整
流器段を本発明のスイッチモード整流器に置き換え、界磁制御器を故障保護制御
器または負荷ダンプ保護制御器に変え、さらに制御回路を上で説明したような適
切な新しい制御に置き換えることだけで、１４Ｖでの動作に設計された現在の機
械が４２Ｖで動作することができるようになる。理解すべきことであるが、その
ような修正を使用して、４２Ｖを含みそれに限定されない他の電圧での動作を達
成することができる。
【００３２】 そのような比較的簡単な変更で、同じ製造ラインでオルタネータの１４Ｖと４
２Ｖの両方のものを製造することが可能であるかもしれない。このようにして、
新規な本発明は、既存の製造の枠組み内に留まりながら、かつ現在の負荷ダンプ
過渡の問題を克服しながら、自動車業界におけるオルタネータの高電力化および
高電圧化の要求を折よく満たすものである。
【００３３】 留意すべきことであるが、スイッチモード整流器を使用する従来技術のシステ
ムでは、整流器は出力電圧を調整するように使用される。このことは、本発明に
従って動作するオルタネータの動作とは異なる。本発明では、ダイオード整流器
で達成されるよりも遥かに高いレベルの電力をオルタネータから取り出すことが
できるように、機械と負荷の間の「負荷整合」を実現するために、出力電圧機能
とスイッチモード整流器機能を調整するように界磁制御が使用される。
【００３４】 そのような従来技術のシステムと本発明のシステムの差は、制御回路の詳細を
考えるときに、明らかになる。スイッチモード整流器を使用する従来技術のシス
テムでは、オルタネータ・システム出力電圧（または、電流）は、スイッチモー
ド整流器の制御器の入力である。しかし、本発明によれば、交流機械の周波数ま
たは速度がスイッチモード整流器の制御器に与えられる。したがって、ＳＭＲは
交流機械の周波数または速度を使用して、スイッチモード制御器のデューティ・
レシオを決定するだけでよい。界磁制御器および界磁電流調整器または交流機械
に結合された他の出力電圧制御手段は、主に出力電圧を調整するために使用され
る。
【００３５】 本発明の他の態様に従って、スイッチモード整流器の出力でバッテリを充電す
るためのシステムは、充電用電源（これは、低電圧電源であるかもしれない）の
正の端子を機械の中性点に選択的に接続する手段を含む。このことは、コネクタ
またはスイッチ（機械式スイッチ、リレー、または半導体スイッチのような）、
または他の同様な手段により行うことができる。充電用電源の負の端子は、シス
テムの接地（高電圧バッテリの負の端子のような）に接続される。この構成で、
交流機械インダクタンスは、スイッチモード整流器と関連して、充電用電源から
高電圧バッテリを充電する直流／直流変換器として使用することができる。一実
施形態では、スイッチモード整流器は、複数の金属酸化膜半導体電界効果トラン
ジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を含む。ＭＯＳＦＥＴがオンになる時、交流機械インダ
クタンス内の電流は増加して、低電圧充電用電源からエネルギーを引き出し、そ
れを機械インダクタンスに蓄える。ＭＯＳＦＥＴがオフになった時、このエネル
ギーのいくらかに充電用電源からの追加のエネルギーを加えたものが、ダイオー
ドを通って高電圧バッテリに移される。この方法を使用して、高電圧バッテリを
、低電圧充電用電源から充電することができる（例えば、ジャンプスタートのた
めに）。
【００３６】 認めるべきことであるが、この方式はディアル電圧システムでも使用できる。
ディアル電圧システムでは、充電用電源は、同じ車の低電圧バッテリであるかも
しれないし、または異なる車または電源から供給されるかもしれない。再び、交
流機械の中性点を所望の充電用電源に選択的に接続するための手段が設けられる
。それ自体の低電圧バッテリから充電するディアル電圧システムでは、この接続
は、機械中性点を例えば低電圧バッテリの正の端子に接続するリレーで好都合に
実現できる。
【００３７】 本発明のさらに他の態様に従って、スイッチモード整流器の出力でバッテリを
充電する方法は、充電用電源の正の端子を交流機械の中性点に接続するステップ
と、充電用電源の負の端子をシステムの接地に接続するステップと（高電圧電源
の負の端子は既に接地に接続されていると想定する）、交流機械の電流を増加さ
せて、充電用電源からエネルギーを引き出し、さらにこのエネルギーを機械イン
ダクタンスに蓄えるステップと、さらにこのエネルギーに充電用電源からの追加
のエネルギーを加えたものを高電圧バッテリに移すステップとを含む。この方法
を使用して、高電圧バッテリを、例えばジャンプスタートのために、低電圧電源
から充電することができる。
【００３８】 低電圧電源の正の端子と交流機械の中性点の間の接続は、コネクタまたはスイ
ッチ（機械式スイッチ、リレー、または半導体スイッチ）により、または他の同
様な手段で実現することができる。オルタネータの出力端子とシステムの接地と
の間に低インピーダンス経路を設けることで、低電圧電源からエネルギーを引き
出すように、交流機械の電流を増加させることができる。これは、例えば、交流
機械に結合されたスイッチモード整流器内のスイッチをオンにすることで達成す
ることができる。
【００３９】 この構成で、交流機械インダクタンスは、スイッチモード整流器と関連して、
充電用電源から高電圧バッテリを充電する直流／直流変換器として使用すること
ができる。例えばＭＯＳＦＥＴとして実現することができるスイッチモード整流
器のスイッチがオンしたときに、機械インダクタンスの電流は増加して、低電圧
源からエネルギーを引き出し、それを機械インダクタンス内に蓄える。スイッチ
がオフしたときに、このエネルギーのいくらかに充電用電源からの追加のエネル
ギーを加えたものが、ダイオードを通って高電圧バッテリに移される。
【００４０】 認めるべきことであるが、この方式は、ディアル電圧システムでも使用するこ
とができる。ディアル電圧システムの場合、充電用電源は、同じ車の低電圧バッ
テリであるかもしれないし、または異なる車または電源から供給されるかもしれ
ない。再び、オルタネータ機械の中性点を所望の充電用電源に選択的に接続する
ための手段が設けられる。それ自体の低電圧バッテリから充電するディアル電圧
システムでは、この接続は、機械中性点を例えば低電圧バッテリの正の端子に接
続するリレーで好都合に実現できる。
【００４１】 また、認めるべきことであるが、この方式は、以下で説明する整流器のような
ブースト整流器以外の型の整流器を使用するシステムで使用することができる。
他の型の整流器では、充電用電源の電圧の大きさは、実際に、スイッチモード整
流器出力の高電圧バッテリに比べて同じか高いかもしれない。また、認めるべき
ことであるが、機械中性点以外の接続点をこの方式で使用することができる。再
び、この場合、オルタネータ・インダクタンスおよびスイッチモード整流器は、
充電用電源から高電圧バッテリに制御された充電を行う直流／直流変換器として
使用することができる。
【００４２】 本発明のさらに他の態様に従って、ディアル出力オルタネータ・システムは、
界磁電流と、ディアル出力オルタネータ・システムの第１および第２の出力のそ
れぞれの１つに結合された第１および第２の出力を有する、交流電圧源に結合さ
れた整流器と、交流電圧源、エンジン、逆起電力信号源の少なくとも１つに結合
されたセンサと、センサの出力に結合された第１の入力、ディアル出力オルタネ
ータ・システムの第１および第２の出力の少なくとも１つに結合された第２の入
力および整流器に結合された第１の出力を有する制御システムとを制御すること
で制御可能な交流（ＡＣ）電圧源を含む。この特定の配列を、調整される２つの
出力を有するディアル出力オルタネータ・システムは備える。整流器は、電界効
果トランジスタ（ＦＥＴ）・スイッチ、ダイオードおよびサイリスタを含むこと
ができる。ダイオードおよびサイリスタは、ディアル出力オルタネータ・システ
ムの出力に結合される。制御システムは、ダイオードとサイリスタの出力間を往
来する電流のスイッチングがスイッチング周波数で行われるように、ＦＥＴのＰ
ＷＭ動作を制御する。対照的に、従来技術のシステムでは、ダイオードとサイリ
スタの出力間を往来する電流のスイッチングは、機械周波数の小さな倍数で行わ
れる。したがって、本発明の方式によって、リップルを減衰させるために出力に
使用されるフィルターの大きさは、劇的に小さくなる。
【００４３】 本発明自体はもちろんのこと、この発明の前述の特徴は、図面についての下記
の説明からより完全に理解されるだろう。 発明の詳細な説明 上に言及したように、当業者は時には交流機械自体をオルタネータと呼ぶこと
があり、一方で、時には当業者は、整流器回路に結合された交流機械の組合せを
オルタネータとも呼ぶことがある。本明細書の明瞭さを高めるために、用語「オ
ルタネータ・システム」は、本明細書では、オルタネータ部分と整流器部分とを
含むシステムを記述するように使用する。オルタネータ部分は、また、「交流機
械」、「ａｃ（交流）発電機」、「発電機」または「オルタネータ」と呼ばれる
ことがあり、一方で、オルタネータ・システムの整流器部分は、本明細書で、「
整流器」または「整流器回路」と呼ばれる。用語「交流電圧源」は、オルタネー
タを含むがそれに限定されることなく、本発明に関して使用することができる任
意のタイプの電源を含む意図である。
【００４４】 以下の説明において、時には特定の数の相を有する交流機械を参照する。もち
ろん、当業者は理解するであろうが、ここで説明する概念は、単一相交流機械ま
たは任意の多相交流機械を含んだ任意の数の相を有する交流機械に等しく申し分
なく当てはまる。また、時には、ここで、特定の配列を有するスイッチモード整
流器およびＳＭＲ制御器を参照することがある。当業者は理解するであろうが、
本発明の原理は様々なスイッチモード整流器配列を使用して実施することができ
、また、ここに表すものは単なる実施例に過ぎず、限定するものとして解釈すべ
きではない。所望の制御機能を実施することができる任意のスイッチモード整流
器配列を使用することができることは、理解すべきである。
【００４５】 また、ここで、時には、特定の電圧レベルで、または１４ボルト（Ｖ）または
４２Ｖのような電圧レベルのある範囲内で動作するオルタネータまたはオルタネ
ータ・システムを参照することがある。本発明の原理は、任意の電圧レベルを有
するオルタネータまたはオルタネータ・システムに等しく申し分なく当てはまる
。
【００４６】 図１を参照して、出力端子１０ａ、１０ｂを有するオルタネータ・システム１
０は３相オルタネータ１２を含み、この３相オルタネータは、それに結合された
界磁電流調整器１４とスイッチモード整流器１６を有する。界磁制御回路１４ｂ
は、交流電源システムの端子１０ａ、１０ｂの出力電圧を調整する。界磁制御回
路は、界磁電流調整器１４および界磁制御器１４ａを含む。界磁電流調整器１４
は、界磁制御器１４ａから制御信号を受け取り、オルタネータ・システム１０の
端子１０ａ、１０ｂの出力電圧を調整するように機能する。オルタネータ１２は
、３つの信号経路１３ａ、１３ｂ、１３ｃに沿ってスイッチモード整流器回路１
６に電力を与える。スイッチモード整流器は、オルタネータ１２から電力を受け
取り、さらにまたスイッチモード整流器（ＳＭＲ）制御回路１８から経路１６ａ
に沿ってデューティ・サイクル制御信号を受け取る。ＳＭＲ制御回路１８は、例
えば回転速度計として設けられることがある速度センサ２０から、入力端子１８
ａで感知信号を受け取る。速度センサ２０は、エンジンの速度またはオルタネー
タの速度を感知し、信号経路１８ａに沿って周波数または速度の信号をＳＭＲ制
御回路１８に与える。理解すべきことであるが、速度センサは交流機械の速度に
関係した任意のパラメータまたはパラメータの組合せを感知することができ（例
えば、エンジン速度、周波数、オルタネータ速度、周波数、オルタネータ逆起電
力または逆起電力周波数、または適切な情報を観測または推測することができる
任意の量）、適切な信号をＳＭＲ制御回路に与える。オルタネータ１２の周波数
または速度に基づいて、制御回路１８は、信号経路１６ａに沿ってデューティ信
号を与えて、スイッチモード整流器１６の動作（例えば、デューティ・レシオ）
を制御する。
【００４７】 オルタネータ１２から引き出すことができる電力レベルが、例えばダイオード
整流器で達成される電力レベルよりも高くなるように、スイッチモード整流器１
６は、オルタネータ１２と負荷の間の「負荷整合」を実現するように機能する。
【００４８】 速度センサ２０から与えられるオルタネータ１２の速度は、ＳＭＲ制御回路１
８に与えられる入力信号に対応し、この入力信号によって、スイッチモード整流
器１６が特定のデューティ・レシオで動作するようになる。
【００４９】 出力電圧は故障保護回路または制御器２２に、さらに界磁制御器１４ａにも結
合される。故障保護制御器２２は、障害状態（例えば、負荷ダンプ）の下で動作
し、負荷ダンプが起こった時に出力電圧に基づいて他の制御器１４ａ、１８を無
効にする。故障保護制御器２２は、このようにして、負荷ダンプ保護を実施する
ための手段を提供する。したがって、故障保護制御器を包含することで、従来の
ダイオード整流器で達成することができるよりも程度の高い回路保護を有するオ
ルタネータ・システム１０が実現される。
【００５０】 故障保護制御器による障害状態の検出に応じて（例えば、オルタネータ・シス
テムの出力端子に、重大な過大電圧が検出された時）、故障保護制御器は、界磁
制御器とスイッチモード整流器制御器の両方から与えられる制御信号を無効にす
る制御信号を与える。故障保護制御回路からの制御信号によって、界磁調整器は
界磁電流を下げるようになり、スイッチモード整流器は出力の負荷ダンプ過渡を
制限するようになる。すなわち、万一の負荷ダンプ障害状態の場合には、故障保
護制御器は、制御器１４ａ、１８の界磁電流およびデューティ・レシオのコマン
ドを無効にし、その結果、界磁電流は下げられ、スイッチモード整流器は出力端
子１０ａ、１０ｂの負荷ダンプ電圧の過渡電流を制限するようになる。留意すべ
きことであるが、故障保護制御器は、障害時の限られた時間の間、他の制御を無
効にするだけである。
【００５１】 動作中に、界磁電流調整器１４は、オルタネータ・システム１０から与えられ
る出力電圧または出力電流を調整するための主な手段として作用する。また、界
磁電流調整器は、故障保護制御回路からのコマンドに基づいて界磁の電源を切る
。界磁電流調整器１４が主要な制御を行う間、スイッチモード整流器段１６は、
従来技術のシステムを使用して得られる電力および性能のレベルと比較して比較
的高いレベルの電力および性能を、オルタネータ１２から取り出すための第２の
制御ハンドルとして使用される。ＳＭＲ制御回路１８は、速度センサ２０（例え
ば、回転速度計として実現されることがある）から入力信号を受け取り、この速
度センサの信号に応答して、ＳＭＲ制御器は、速度の関数として最大電力曲線が
遵守されるようにＳＭＲデューティ・レシオを設定する（例えば、図３の曲線４
２を参照されたい）。さらに、負荷ダンプが検出される特殊な場合（オルタネー
タ・システムの出力における重大な過大電圧）、ＳＭＲ制御回路は故障保護制御
回路からデューティ・レシオのコマンドを得て、出力に見られる過渡電流を制限
する。
【００５２】 故障保護制御回路によるスイッチモード整流器段１６の制御によって、従来の
ダイオード整流器で達成することができるよりも程度の高い回路保護が実現され
る。したがって、スイッチモード整流器１６は、比較的簡単で安価なままであり
ながら、オルタネータ・システムの出力電圧Ｖ0に対する価値ある追加の制御を
実現する。
【００５３】 ここで説明するように、オルタネータ・システムの出力電圧または出力電流を
調整するための主要な手段として界磁電流調整器１４を使用する方式、およびオ
ルタネータ１２から電力および性能のレベルを引き出す第２の制御ハンドルとし
てスイッチモード整流器段１６を制御することによって、今日自動車で広く使用
されている自動車用ルンデル型オルタネータのような、比較的高いリアクタンス
値を有する巻線界磁オルタネータに、性能向上の利益を与えることができるシス
テムがもたらされる。
【００５４】 このように、１９９８年８月１１日に発行されたブースト・コンバータ調整オ
ルタネータ（Ｂｏｏｓｔ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ Ｒｅｇｕｌａｔｅｄ Ａｌｔｅ
ｒｎａｔｏｒ）という名称の米国特許第５，７９３，６２５号、およびＧ．Ｖｅ
ｎｋａｔａｒａｍａｎａｎ、Ｂ．Ｍｉｌｋｏｖｓｋａ、Ｖ．Ｇｅｒｅｚ、ａｎｄ
Ｈ．Ｎｅｈｒｉｒによる名称「単一電力変換器を使用する永久磁石オルタネー
タ風力タービンの可変速動作（Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｓｐｅｅｄ Ｏｐｅｒａｔｉ
ｏｎ ｏｆ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ａｌｔｅｒｎａｔｏｒ Ｗｉ
ｎｄ Ｔｕｒｂｉｎｅｓ Ｕｓｉｎｇ ａ Ｓｉｎｇｌｅ Ｓｗｉｔｃｈ Ｐｏ
ｗｅｒ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）」、太陽エネルギ工学のジャーナル-ASMEの会報
（Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｓｏｌａｒ Ｅｎｅｒｇｙ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ
−Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ ｏｆ ｔｈｅ ＡＳＭＥ）、Ｖｏｌ．１１８、Ｎｏ
．４、Ｎｏｖ．１９９６、ｐｐ．２３５−２３８の論文に記載されているシステ
ムのような従来技術のシステムとは異なり、本発明のシステムは、オルタネータ
・システムの出力電圧または出力電流を調整するための主要な手段として、巻線
界磁オルタネータおよび界磁制御を使用し、また、オルタネータからより高いレ
ベルの電力を取り出すように負荷整合を行い、さらに障害の過渡電流中にオルタ
ネータの出力電圧を制限する第２の制御手段として、スイッチモード整流器段１
６を使用する。
【００５５】 また、理解すべきことであるが、オルタネータからより高いレベルの電力を引
き出す「負荷整合」の目的のためにＳＭＲが使用されるかもしれないということ
はこれまで認識されていなかった。
【００５６】 理解すべきことであるが、本発明と関連した制御回路は３つの部分として表す
ことができる。１つの制御部分（界磁電流調整器制御器）は、入力として出力電
圧を受け取り、界磁電流に対する調整を命令して出力電圧を調整する。第２の制
御部分（スイッチモード整流器制御器）は、入力として速度を受け取り、デュー
ティ・レシオを調整して電力性能を最大にするために「負荷整合」を行う。第３
の部分（故障保護制御回路）は、入力として出力電圧（および、ことによると速
度も）を受け取る。万一の負荷ダンプ故障条件の場合、故障保護制御回路は、他
の２つの制御器の界磁電流コマンドおよびデューティ・レシオ・コマンドを無効
にする（界磁電流が下げられ、さらにスイッチモード整流器が出力での負荷ダン
プ電圧の過渡電流を制限するように）。故障保護制御回路は、障害時の限られた
時間の間だけ効果を表す。理解することができるように、この実施では、負荷ダ
ンプの障害中に、界磁電流調整器とＳＭＲ制御器が負荷ダンプ保護制御器から制
御入力を取得する限りで、その両者間に相互作用があるだけである。残りの時間
では、界磁電流調整器とＳＭＲ制御器は独立に動作する。
【００５７】 図１Ｂに関連して以下で説明するように、いくつかの実施形態では、界磁電流
とデューティ・レシオが出力電圧と速度の関数として一緒に制御されるより高度
な実施を使用するのが望ましいかもしれない。そのとき、高い最大電力伝達能力
と出力電圧調整の両方を依然として達成しながら、動作範囲のいくつかの部分で
より高い性能（より高い効率のような）を達成することができる可能性がある。
【００５８】 図１Ｃに関連して以下で説明するように、いくつかの実施形態では、スイッチ
モード整流器のデューテイ・レシオが速度と界磁電流の共同の関数として制御さ
れるより高度な実施を使用するのが望ましいかもしれない。この方式を使用する
と、全ての動作点で負荷整合を得ることができ、それによって、依然として高い
最大電力伝達能力を達成しながら、部分負荷でより高い性能（例えば、高い効率
）がもたらされる。
【００５９】 図１Ｄに関連して以下で説明するように、いくつかの実施形態では、スイッチ
モード整流器のデューテイ・レシオが機械逆起電力（これは、速度と界磁電流の
積に関係している）の関数として制御される実施を使用するのが望ましいかもし
れない。機械逆起電力の関数としてスイッチモード整流器を制御すると、全ての
動作点で負荷整合を得ることができ、それによって、依然として高い最大電力伝
達能力を達成しながら、部分負荷でより高い性能（例えば、高い効率）がもたら
される。
【００６０】 図１Ａを参照して、図１に関連して上で説明したオルタネータ・システム１０
と同様であるかもしれないオルタネータ・システム１０’を示し、このシステム
１０’は、ダイオード・ブリッジ１７およびダイオード・ブリッジ１７に結合さ
れたブースト・スイッチの組１９を備えるスイッチモード整流器回路１６’を有
する。制御回路１８は、図１に関連して上で述べたように速度センサ２０から信
号を受け取り、経路１６ａに沿ってデューティ信号を与えて、ブースト・スイッ
チの組１９の動作を制御する。ブースト・スイッチの組１９のデューティ・サイ
クルは、オルタネータ１２の所望の出力電圧および速度に基づいて、オルタネー
タ・システムがオルタネータ速度の範囲にわたって比較的高いレベルの出力電力
を与えることができるように選択される。
【００６１】 図１Ｂを参照して、界磁制御器１４ａ（もしくは、界磁電流調整器１４）とＳ
ＭＲ制御回路１８（もしくは、スイッチモード整流器１６）の間に結合された状
態調節器２３を含む別の実施形態において、図１に関連して上で説明したオルタ
ネータ・システム１０を示す。界磁制御器１４ａとＳＭＲ制御回路１８を結合す
ることが効果的であることがある。例えば、スイッチモード整流器１６のデュー
ティ・レシオを速度と界磁電流両方の関数にすることで、所望の動作範囲の速度
と負荷電流または他の設計目的にわたってより高い効率も達成しながら、同じ負
荷整合および全界磁の電力向上を達成することができる。そのような方式の一実
施では、界磁電流コマンドは出力電圧を調整するように決定されるかもしれない
。一方で、ＳＭＲデューティ・レシオは、瞬時界磁電流コマンド（または、界磁
電流）に対して最適負荷整合を行うために選ばれるかもしれない。そのような方
式の他の実施では、界磁電流コマンドおよびＳＭＲデューティ・レシオは、高い
システム効率を達成しながら、共同して出力電圧を制御し、負荷整合を実現する
ように選択されるかもしれない。
【００６２】 図２を参照して、オルタネータ・システム２４は、界磁制御が界磁制御器２６
ａに結合された界磁電流調整器２６で実現される巻線界磁オルタネータ２５を含
む。オルタネータ２５は、ルンデルオルタネータのような高リアクタンス型であ
るかもしれない。この特定の実施形態では、オルタネータ２５は３相ｙ結線オル
タネータとしてモデル化され、この発電機の固定子は、オルタネータ漏れインダ
クタンスＬｓと直列に接続された一組の誘導電圧ｖｓａ、ｖｓｂ、ｖｓｃとして
モデル化される。もちろん、当業者は理解するであろうが、本発明の目的のため
に、オルタネータがデルタ結線かｙ結線かどうかは重要なことではない。本発明
の原理は、オルタネータが接続される特定の方法にかかわらず同様に申し分なく
適用され、また、当業者は、オルタネータが接続される特定の方法に従ってオル
タネータ２５をモデル化する方法を理解するであろう。３相それぞれは、共通の
中性接続点Ｎに接続されたＶＳＡ、ＶＳＢ、ＶＳＣで示される電圧源を有する。
オルタネータ２２の３相のそれぞれは、Ｌｓとして示される比較的大きな関連し
たインダクタンスを有する。オルタネータは抵抗も含むが、本発明についての理
解を得るために抵抗を説明する必要がないことは、理解すべきである。
【００６３】 オルタネータ２５に結合されたスイッチモード整流器２７は、図示のように、
オルタネータ２５に結合されたダイオード・ブリッジ２８を含む。ダイオード・
ブリッジは複数のダイオード２８ａ〜２８ｆを含み、これらのダイオードは、オ
ルタネータに結合されたブリッジ回路で一般的に使用される従来のダイオードと
して実現することができる。ダイオード・ブリッジに結合されるブースト・スイ
ッチの組またはブースト段３０は、制御スイッチ３２およびダイオード３４を備
える。
【００６４】 留意すべきことであるが、電圧Ｖｘは、直流電圧であるだけでなく、高い（ス
イッチング）周波数の交流成分も含む。一般に、Ｖｘの「局所平均」は、それの
直流（または、低周波）成分を参照するために使用される。大きな漏れインダク
タンスのために、オルタネータ２５はＶｘの局所平均に主に反応し、スイッチン
グ周波数成分に反応しない。スイッチ３２は、例えば、金属酸化膜半導体電界効
果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）として実現することができる。特定の用途ごと
に、適切なスイッチ特性を有するＭＯＳＦＥＴスイッチを選択する方法を当業者
は理解するであろう。また、当業者は、ＭＯＳＦＥＴスイッチ以外のスイッチが
使用できることを理解するであろう。
【００６５】 スイッチモード整流器２７およびオルタネータ・システム出力の信号の波形を
図２Ａおよび２Ｂに示す。 制御回路３６は、ブースト変換器３０に結合される。制御回路は、デューティ
・レシオｄのパルス幅変調（ＰＷＭ）ゲート・コマンドを生成する。この場合、
電圧制御も電流制御も使用されない。代わりに、ＰＷＭ信号のデューティ・レシ
オは、速度センサ２０で与えられるようなオルタネータの周波数または速度の関
数として決定される。
【００６６】 特に、速度センサ２０は、オルタネータ２５の周波数または速度を表す信号Ｓ w を変換回路３７に与える。理解すべきことであるが、他の実施形態では、速度
センサ２０は、エンジン（図示しない）、エンジンの軸（図示しない）またはオ
ルタネータの速度に関係づけることができる車部品の任意の他の部分の速度から
信号Ｓwを引き出すことができる。変換回路３７は、信号Ｓwを信号Ｖdに変換、
変形、またはそうでなければ調整し、この信号Ｖdは、その後、マルチプレクサ
（ＭＵＸ）３８を介して比較器３９の第１の端子に送られる。比較器３９の第２
の端子は、基準信号（例えば、ランプ波形または鋸歯状波形の信号）に結合され
る。変換回路３７は、信号ＶdをＭＵＸを介して比較器３９の第１の端子に供給
する。比較器３９は、信号Ｖdの信号レベルを基準信号の信号レベルと比較し、
比較器の出力からＨＩＧＨまたはＬＯＷの値を有する信号電圧Ｖgを供給する。
このようにして、ゲート電圧Ｖgは、比較器３９からスイッチモード整流器３０
に供給され、信号Ｖdの値と基準信号によって決定されるデューティ・レシオを
有する。
【００６７】 ゲート電圧Ｖgの値が第１の閾値より上の時、スイッチ３２は第１の伝導状態
にバイアスされ（例えば、スイッチ３２がオンになる）、ゲート電圧Ｖgの値が
閾値より下の時、スイッチ３２は第２の伝導状態にバイアスされる（例えば、ス
イッチ３２がオフになる）。このようにして、ゲート電圧Ｖｇは、スイッチモー
ド整流器３０のデューティ・レシオを特定の値に設定する。
【００６８】 例えば、基準信号が鋸歯状波形でゼロと１ボルトの間の電圧レベルを持つと想
定し、さらにまた、速度センサがゼロと１の間の値を持つ信号Ｓwを与えると想
定する（ここで、ゼロの値は、オルタネータがゼロの周波数またはｒｐｍを有す
ることを示し、１の値は、オルタネータの速度が最大値にあることを示す。した
がって、速度センサ２０が、約２４００ｒｐｍのオルタネータ速度に対応する信
号レベルを有する信号Ｓwを与える場合は、図２Ｃから、約０．５のデューティ
・レシオが必要であることがわかり、回路３７は約０．５ボルトの信号レベルを
有するＶdを与える。
【００６９】 行われるデューティ・レシオ計算の１つの例外は、負荷ダンプ障害の過渡電流
の間であり、その場合、故障保護制御器２３が上で説明したようにデューティ・
レシオを決定する。
【００７０】 ＳＭＲ制御回路は、オルタネータ・システムの出力から直接帰還信号を受け取
らないことに留意しなければならない。しかし、負荷ダンプ障害の過渡電流の間
、デューティ・レシオは、出力電圧Ｖｏを実際に測定する故障保護制御回路によ
って決定される。
【００７１】 オルタネータ・システム２４の動作時に、オルタネータ・システム２４の出力
電圧または出力電流を調整する主な手段として、界磁制御が使用される。同時に
、スイッチ３２は、デューティ・レシオｄのパルス幅変調（ＰＷＭ）のやり方で
、比較的高い周波数でオン・オフする。デューティ・レシオｄは、ＦＥＴ３２の
オン時間デューティ・サイクルに対応する（ＦＥＴ３２のオン時間をＦＥＴ３２
のオン時間とオフ時間の和で割った比として定義される）。平均化の意味では、
ブーストスイッチの組は、変換比がデューティ・サイクルで制御される直流変圧
器として作用する。
【００７２】 従来のダイオード整流オルタネータ・システムに関するように、ダイオード・
ブリッジは連続伝導モード（ＣＣＭ）で動作し、その結果、スイッチ３２がオフ
の時にダイオード３４がオンになる。スイッチ３２およびダイオード３４のＰＷ
Ｍ動作によって、電圧νχは、出力電圧ν0およびデューティ・レシオｄに依存
した平均値を有する脈動波形になる（図２Ｂを参照されたい）。デバイスの電圧
降下を無視し、さらにＰＷＭサイクルにわたってν0が比較的一定であると仮定
して、＜νχ＞として表わされるνχの局所平均は、次のように計算することが
できる。
【００７３】 ＜νχ＞＝（１−ｄ）・ν0 ＰＷＭ周波数は交流周波数よりも遥かに高いので、また、オルタネータ２５の
インダクタンスＬｓは比較的大きいので、オルタネータおよびダイオード・ブリ
ッジは、従来のダイオード整流オルタネータ・システムにおいて出力電圧に対し
て反応するような方法に非常に似た方法で、νχの平均に反応する。その結果と
して、デューティ・レシオｄを制御することによって、オルタネータ・システム
の真の出力電圧ν0より下の任意の値に対して、ブリッジの出力の平均電圧νχ
を制御することができる。このようにして、本発明のシステムでは、スイッチモ
ード整流器２７は、オルタネータから非常に高いレベルの性能を取り出すための
追加の制御ハンドルとして使用される。
【００７４】 例えば、本発明のシステムでは、ある特定の速度および界磁電流でオルタネー
タの最大可能出力電力が電圧の平均値νχによって決定され、出力電圧ν0で決
定されないと考えよう。デューティ・レシオｄを調整することによって、オルタ
ネータは、一定出力電圧ν0を供給しながら、オルタネータ速度が変化するとき
に、最高でそれの最大電力（電圧にわたって）を生成することができる。例えば
、１４Ｖまたは４２Ｖの一定出力電圧を与えることができる。
【００７５】 図２Ｃを参照して、オルタネータ・システム出力電圧が４２Ｖである特定の商
用オルタネータに所定の出力電力を与えるために必要なデューティ・レシオを示
す曲線４１が示される。例えば、４２Ｖのオルタネータ・システム出力電圧に関
して、１７８７ｒｐｍのオルタネータ速度で最大電力出力かまたはそれに近い所
定の電力出力を得るために、スイッチモード整流器は、約０．６４０５のデュー
ティ・レシオを持つように実現されるべきである。
【００７６】 本発明の回路は、能動「負荷ダンプ」保護を実現するようにも動作することが
できる。 従来の高リアクタンス・オルタネータ・システムでは、出力電流が突然大量に
減少した時に、重大な過大電圧条件が発生する。この重要な条件は、「負荷ダン
プ」として知られており、機械リアクタンスの両端間の電圧降下が負荷電流の減
少とともに減少し、その結果、機械の逆起電力の非常に大きな部分が出力の両端
間に印加されるようになるために発生する。電圧は、望んだものより大きくなり
、遂には、界磁制御器は界磁電流を新しい適切なレベルまで減少させることがあ
る（比較的遅いプロセス）。従来の１４ボルトの自動車用オルタネータでは、８
０Ｖ程度で数百秒続く負荷ダンプ過渡が時として発生することがあり、重大な過
渡電流抑制および回路保護の問題が生じる。
【００７７】 しかし、本発明では、例えば故障保護制御器２３を介した界磁巻線とスイッチ
モード整流器の調整された制御によって、能動負荷ダンプ保護が実現される。い
ったん負荷ダンプ条件が検出されると、界磁電流調整器２６を介して機械２５の
逆起電力を減少させるように界磁制御器２６ａが使用されている間に、整流器２
７を制御することで出力電圧過渡電流を抑制することができる。本方式の最も簡
単なものでは、整流器のブースト・スイッチを継続してオンにすることができ、
界磁電流および機械電流が許容レベルになるまで界磁の励磁を下げるように、界
磁電流調整器２６を調整することができる。本方式のより高度なものでは、過渡
電流を抑制するように、界磁電流調整器２６と協調してスイッチモード整流器２
７のパルス幅が調整されるかもしれない。
【００７８】 本発明のシステムは、ＣＣＭのダイオード・ブリッジを使用して動作し、一方
で、ブースト・スイッチは比較的高い周波数のＰＷＭで動作する。動作特性は、
Ｖ．Ｃａｌｉｓｋａｎ、Ｄ．Ｊ．Ｐｅｒｒｅａｕｌｔ、Ｔ．Ｍ．Ｊａｈｎｓ、ａ
ｎｄ Ｊ．Ｇ．Ｋａｓｓａｋｉａｎ、「一定電圧負荷をもつ３相整流器の分析（
Ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ Ｔｈｒｅｅ−Ｐｈａｓｅ Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒｓ ｗ
ｉｔｈ Ｃｏｎｓｔａｎｔ−Ｖｏｌｔａｇｅ Ｌｏａｄｓ）」、１９９９ ＩＥ
ＥＥ パワーエレクトロニクス専門家会議（Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ
ｓ Ｓｐｅｃｉａｌｉｓｔｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ）、１９９９、ｐｐ．７１
５−７２０に記載されているような制御されないブリッジの特性に基づいて得る
ことができる。ここで、この文献全体を参照して本明細書の組み込む。電源（逆
起電力）電圧の大きさは、界磁電流ｉfで制御され、次式のように近似すること
ができる。
【００７９】 Ｖs＝ｋ・ω・ｉf 上で引用した「 一定電圧負荷をもつ３相整流器の分析（Ａｎａｌｙｓｉｓ
ｏｆ Ｔｈｒｅｅ−Ｐｈａｓｅ Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒｓ ｗｉｔｈ Ｃｏｎｓｔ
ａｎｔ−Ｖｏｌｔａｇｅ Ｌｏａｄｓ）」に記述されているようなよく知られて
いるモデル化の方法を使用し、さらに、デバイスの電圧降下、回路抵抗の項、お
よび他の理想的でないものを無視すると、大きなＣＣＭが線路電流に維持され、
次式の条件が満たされる限りで、 Ｖs＞（２／π）（１−ｄ）ν0 平均整流出力電流は近似的に次式のようになる。
【００８０】
【数１】 この式で、整流器の平均出力電流は、界磁電流ｉｆ（これがＶｓを決定する）
とデューティ・レシオｄの両方の関数であることが理解できる。この場合、交流
インダクタ電流波形ｉa、ｉb、ｉcは、連続的であり、次式の基本電流振幅、
【００８１】
【数２】 および次式の交流電圧に関する位相を有するほぼ正弦波である。
【００８２】
【数３】 本発明のオルタネータ・システムには、オルタネータ・システムの制御に関し
て複数のハンドルがある。そのために、比較的簡単な回路構造および制御を維持
しながら、従来の手段により達成できるよりも高いレベルの出力電力、効率およ
び過渡電流制御を達成することができる。
【００８３】 図２に示す本発明の実施形態は比較的簡単で効果的であるが、今当業者は理解
するであろうが、図４、６〜１０、１２、１２Ａおよび１３に関連して以下で説
明するような、同じ原理に基づいた、いくつかの用途で好都合である変形形態が
存在する。
【００８４】 図３を参照して、一定（全）界磁電流での従来の１４Ｖダイオード整流オルタ
ネータの出力電圧に対する計算された出力電力の、オルタネータの毎分回転数ｒ
ｐｍでパラメータ化されたグラフを示す。上で説明したスイッチモード整流器方
式を使用して、オルタネータの速度の範囲にわたってより多くの電力がオルタネ
ータから取り出されるように、オルタネータが見る実効ブリッジ電圧を変えるこ
とができる。本発明の回路によって、図３に示すようなオルタネータ動作速度の
範囲にわたって所定の電力を取り出すための線４２として示される動作軌跡に沿
った動作が可能になる。留意すべきことであるが、実際の出力電圧は、この軌跡
上のその点の実効オルタネータ電圧に等しいか、それよりも大きい任意の値であ
るかもしれない。デバイスの電圧降下、回路抵抗の項、および他の理想的でない
ものを無視すると、ＳＭＲデューティ・レシオを次式に等しく選ぶことで、最大
界磁電流ｉf,maxの線４２の軌跡に従うことができる。
【００８５】
【数４】 ここで、ｄは０≦ｄ≦１の範囲に制約される。回路の理想的でないことを考慮
して、ｄに関する他の関数的または経験的関係もまた、線４２の軌跡に従うため
に使用することができる。
【００８６】 上で述べたように、ｋは、機械速度と逆起電力の間の関係を表す値に対応し、
ωは、機械速度に対応する。ｋおよびωの単位は、共存できるように選ばれる（
例えば、ｉf,maxがアンペアでωがｒｐｍである場合は、ｋの単位はＶ／ｒｐｍ
／アンペアとなるように選ばれる）。
【００８７】 図３Ａは、一定（全）界磁電流での従来の１４Ｖダイオード整流オルタネータ
の出力電圧に対する計算された出力電力の、オルタネータの毎分回転数ｒｐｍで
パラメータ化されたグラフを示す。また、従来のダイオード整流器による一定電
圧１４Ｖおよび４２Ｖ負荷（それぞれ線４８および５０として示す）を供給する
ための動作ｌｏｃｉを示す。
【００８８】 図３と３Ａを比較すると、本発明の動作モードによって、図３Ａに示すような
４２Ｖの出力電圧を供給するダイオード整流器で達成可能であるよりも遥かに多
くの電力を、ほとんどの速度で機械から取り出すことができるようになることは
明らかである。これを可能にしているものは、スイッチモード整流器が必要な制
御された電圧変換を実現することである。
【００８９】 従来の自動車用オルタネータが与える電力レベルが高くなる傾向に加えて、よ
り高い電圧（例えば、１４Ｖの代わりに４２Ｖの電圧）で電力を生成する高電力
自動車用オルタネータ・システムが必要とされる。本発明に関しては、図３から
推測されるように、整流器段と制御だけを変える必要があるので、現在の１４Ｖ
機械の設計も４２Ｖ出力の高電力動作に適している。同じ製造ラインでオルタネ
ータの１４Ｖと４２Ｖの両方のものを製造することが可能であり、時間と費用の
節約をもたらす。このようにして、本発明は、既存の製造の枠組み内に留まりな
がら、かつ現在の負荷ダンプ過渡の問題を克服しながら、自動車業界におけるオ
ルタネータの高電力化および高電圧化の要求を折よく満たすものである。
【００９０】 スイッチモード整流器の電圧変換作用のために、スイッチモード整流器によっ
て、従来のダイオード整流器で可能であるよりも遥かに高いレベルの電流および
電力をオルタネータから取り出すことができるようになる。同時に、出力電流ま
たは出力電圧は、界磁制御により最大値よりも下の任意の値に高率良く調整する
ことができる。
【００９１】 米国特許第５，７９３，６２５号、およびスイッチング整流器の制御だけが出
力電流または出力電圧を調整するために使用される「単一電力変換器を使用する
永久磁石オルタネータ風力タービンの可変速動作（Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｓｐｅｅ
ｄ Ｏｐｅｒａｔｉｏｎ ｏｆ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ａｌｔｅ
ｒｎａｔｏｒ Ｗｉｎｄ Ｔｕｒｂｉｎｅｓ Ｕｓｉｎｇ ａ Ｓｉｎｇｌｅ
Ｓｗｉｔｃｈ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）」という名称の論文に説明さ
れているような、従来技術のシステムで採用される方式と、これは対照をなして
いる。そのような従来技術のシステムで考えられた低リアクタンスの場合と異な
り、ルンデルオルタネータのような高リアクタンス機械でスイッチング整流器を
使用して出力を調整することには、重大な不都合があることがある。例えば、６
０００ｒｐｍの速度で４２Ｖの出力電圧を供給するオルタネータとして図３Ａの
オルタネータ動作特性を考えると、４２Ｖ出力での最大出力電力はデューティ・
レシオｄ＝０を使用して達成される。スイッチモード整流器の制御による出力電
力の低減は、デューティ・レシオを増すことで達成することができるだけである
。出力電流の低減に加えて、このことは、実効オルタネータ電圧νχを減少させ
る効果があり、今度は機械電流および半導体デバイス電流を増加させる（極限の
場合には、ゼロの出力電流および電力がデューティ・レシオｄ＝１のときに達成
され、機械は、スイッチング整流器で実現される短絡に流れ込む大電流で動作す
る）。その結果、図３Ａの機械特性で、スイッチング整流器だけを使用して出力
を調整すると、部分負荷の効率が非常に悪くなることがある。しかし、本発明で
は、界磁制御を使用して、最大値より下で出力電力は効率良く制御される。従来
技術のシステムで生じた問題は存在しない。
【００９２】 図４を参照すると、オルタネータ・システム５２は、図２に関連して説明した
オルタネータ、界磁電流調整器および界磁制御器と同じ方法で動作するオルタネ
ータ２５、界磁電流調整器と界磁制御器２６、２６ａを含む。オルタネータ２５
は、スイッチモード整流器回路５４に結合される。ここで図示しないが、オルタ
ネータ・システム５２は、随意選択的に、それぞれ図１、１Ｂ、１Ｃ、および１
Ｄに関連して上で説明したような故障保護回路および状態調整器を含むことがで
きる。
【００９３】 この特定の実施形態では、整流器回路５４は、複数のダイオード５６ａ〜５６
ｆを備え、かつ一体化されたＰＷＭ段５８を有するブリッジ回路を含む。ＰＷＭ
段５８は複数のスイッチ５８ａ、５８ｂ、５８ｃを含み、これらのスイッチは、
制御回路３６で与えられる制御信号によって、デューティ・レシオｄのＰＷＭ方
法で共にオン・オフ・ゲート制御される。このモードの動作で、同じデューティ
・レシオ制御特性とともに、図２の回路の波形と基本的に同じである波形ｉa、
ｉb、ｉcおよびｉoが生じる。
【００９４】 この実施形態の１つの利点は、図２の回路よりも少数の直列デバイスによる電
圧降下であり、その結果、損失が小さくなる。さらに、ＭＯＳＦＥＴが能動スイ
ッチ５８ａ〜５８ｃに使用される場合、外部の逆並列ダイオード５６ｄ〜５６ｆ
を無くすることができ、さらにこれらのデバイスに対しても同期整流を実施する
ことができ（当業者にはよく知られている従来の制御回路を追加して使用）、こ
れによってさらに損失が減少する。
【００９５】 留意すべきことであるが、ＰＷＭ段５８が動作する方法は、従来技術システム
と異なっている。従来技術システムでは、ＰＷＭ段のデューティ・レシオは、出
力電圧を調整するために、出力電圧の関数として決定される。しかし、本発明で
は、ＰＷＭ段のデューティ・レシオは、「負荷整合」を可能にするために、オル
タネータの速度に応じて決定される（例えば、オルタネータ２５から最大電力を
取り出すことができるように、図３の軌跡４２にしたがって）。
【００９６】 図１Ｃを参照して、出力端子１０ａ、１０ｂを有するオルタネータ・システム
１０は３相オルタネータ１２を含み、この３相オルタネータ１２は、それに結合
された界磁電流調整器１４およびスイッチモード整流器１６を有する。界磁電流
調整器１４は、界磁制御器１４ａから制御信号を受け取り、オルタネータ・シス
テム１０の端子１０ａ、１０ｂの出力電圧を調整するように機能する。オルタネ
ータ１２は、３つの信号経路１３ａ、１３ｂ、１３ｃに沿ってスイッチモード整
流器回路１６に電力を与える。スイッチモード整流器は、オルタネータ１２から
電力を受け取り、さらにまた、スイッチモード整流器（ＳＭＲ）制御回路１８か
ら経路１６ａに沿ってデューティ・サイクル制御信号を受け取る。ＳＭＲ制御回
路１８は、入力端子１８ａで、例えば回転速度計として設けられるかもしれない
速度センサ２０から感知信号を受け取る。速度センサ２０は、エンジン速度また
はオルタネータ速度を感知し、信号経路１８ａに沿って周波数または速度の信号
をＳＭＲ制御回路１８に与える。理解すべきことであるが、速度センサは、交流
機械速度に関係した任意のパラメータまたはパラメータの組合せ（例えば、エン
ジン速度または周波数、オルタネータ速度または周波数、オルタネータ逆起電力
または逆起電力周波数、または適切な情報を観測または推測することができる任
意の量）を感知し、適切な信号をＳＭＲ制御回路に与えることができる。ＳＭＲ
制御回路１８は、入力端子１８ｂで、界磁電流調整器１４（また、代わりに界磁
制御器１４ａ）から感知信号を受け取る。入力端子１８ｂの感知信号は、機械の
界磁電流に関する情報を含み、実際の界磁電流に比例した電圧として供給される
可能性がある。理解すべきことであるが、界磁調整器１４によって入力端子１８
ｂからＳＭＲ制御回路１８に与えられる感知信号は、界磁電流に関係した任意の
信号（例えば、界磁電流、平均界磁電圧、界磁調整器のデューティ・レシオ、コ
マンドされた界磁電流、コマンドされた界磁電圧、界磁巻線による磁界強さなど
）または界磁電流に関する適切な情報を観測または推測することができる任意の
量であってもよい。
【００９７】 オルタネータ１２の周波数または速度およびオルタネータ１２の界磁電流に基
づいて、制御回路１８は、スイッチモード整流器１６の動作（例えば、デューテ
ィ・レシオ）を制御するように、信号経路１６ａに沿ってデューティ信号を与え
る。スイッチモード整流器１６は、オルタネータ１２と負荷の間の「負荷整合」
を実現するように機能するので、オルタネータ１２から取り出すことができる電
力レベルは、例えばダイオード整流器で達成されるレベルよりも高くなる。速度
センサ２０から与えられるオルタネータ１２の速度、および界磁電流調整器１４
から与えられるオルタネータ１２の界磁電流は、スイッチモード整流器１６を特
定のデューティ・レシオで動作させる、ＳＭＲ制御回路に供給される入力信号に
対応する。
【００９８】 図２Ｄを参照して、図１Ｃに関連して上で説明したオルタネータ・システム１
０に似ている可能性があるオルタネータ・システム２４は、界磁制御器２６ａに
結合された界磁電流調整器２６で実現される界磁制御を有する巻線界磁オルタネ
ータ２５を含む。オルタネータ２５に結合されたスイッチモード整流器２７は、
図示のように、オルタネータ２５に結合されたダイオード・ブリッジを含む。ダ
イオード・ブリッジに結合されているブースト・スイッチの組またはブースト段
３０は、制御されるスイッチ３２とダイオード３４を備える。制御回路３６は、
ブースト段３０に結合されている。制御回路は、デューティ・レシオｄに関する
パルス幅変調（ＰＷＭ）ゲート・コマンドを生成する。この場合、ＰＷＭ信号の
デューティ・レシオは、オルタネータの周波数または速度（速度センサ２０で供
給されるような）とオルタネータの界磁電流（界磁電流調整器２６で供給される
ような）の共同の関数として決定される。
【００９９】 特に、速度センサ２０は、オルタネータの速度または周波数に比例した信号Ｓ w を変換回路３７に与える。界磁電流調整器２６は、界磁電流に比例した信号Ｓi f を変換回路３７に与える。変換回路３７は、これらの信号を組合せて信号Ｖdに
変形し、この信号Ｖdは、後で、マルチプレクサ（ＭＵＸ）３８を介して比較器
３９の第１の端子に送られる。比較器３９の第２の端子は、基準信号（例えば、
ランプ波形または鋸歯状波形の信号）に結合される。変換回路３７は、ゲート電
圧Ｖgが比較器３９からスイッチモード整流器３０に与えられように、信号Ｖdを
与える。ゲート電圧Ｖｇは、スイッチモード整流器のデューティ・レシオを特定
の値に設定する。基本的には、オルタネータの速度は回路３７に送られ、界磁電
流は界磁電流調整器２６から与えられる。このようにして、界磁制御と速度の間
の関係（例えば、図２Ｅに示されるに従って、回路３７は、所望のデューティ・
レシオを有するスイッチモード整流器をもたらす電圧レベルを有する信号Ｖｄを
供給する。
【０１００】 本発明のこの実施形態では、デューティ・レシオｄは、オルタネータの速度お
よび界磁電流のあらゆるレベルで「負荷整合」を実現するように選ばれる。これ
によって、オルタネータは、従来達成されるよりも遥かに高いレベルの出力電力
を達成できるようになり、部分負荷条件の広い範囲にわたって非常に効率の良い
動作が可能になる。デバイス電圧降下、回路抵抗の項、および他の理想的でない
ものを無視すると、ＳＭＲデューティ・レシオを次式に等しいように選択するこ
とで、任意の界磁電流ｉfに関して負荷整合の軌跡に従うことができることを実
証できる。
【０１０１】
【数５】 ここで、ｄは０≦ｄ≦１の範囲に制限される。界磁電流信号と速度信号の積の
基準化されたものを１から引いたものに等しいか同等である関数を実施する回路
による回路３７によって、Ｖｄの値はこのように随意選択的に実現される。（デ
ューティ・レシオの補数ｄ’＝１−ｄを制御するような類似の方式でもまた、非
常に簡単な制御回路の実施になることを、認めるべきである。）オルタネータの
速度および界磁電流に基づいた、ｄまたはｄ’に関する他の関数的または経験的
関係もまた、回路の理想的でないものを考慮して負荷整合軌跡に従うために、ま
たは他の設計目的を達成するために使用することができる。認めるべきことであ
るが、図４のブースト整流器構造は、この実施形態でも同様に申し分なく使用す
ることができる。
【０１０２】 例えば、図２の実施形態と比較して、この実施形態は、同じ高い最大出力電力
を達成することを可能にする。また、この実施形態は、最大界磁電流より小さい
電流が必要になる部分負荷動作で、負荷整合を達成することを可能にする。動作
範囲のこの部分において、より低いレベルの界磁電流とより高いレベルの効率を
、制御器の複雑さの僅かな増加を犠牲にして（例えば、整流器２６から回路３７
への帰還信号経路）、この実施形態で達成することができる。
【０１０３】 図２Ｅを参照して、様々なオルタネータの速度で負荷整合条件を実現するため
に必要なデューティ・レシオを示す一連の曲線３７ａ〜３７ｄが示される。曲線
３７ａ〜３７ｄのうちの１つに属するオルタネータ速度のデューティ・レシオの
対を選択することで、選択されたデューティ・レシオｄは、オルタネータの速度
および界磁電流の選ばれたレベルで「負荷整合」を実現する。これらの曲線に沿
って動作するオルタネータは、従来達成されるものに比べて比較的高い出力電力
のレベルを達成し、また、部分負荷条件の広い範囲にわたって非常に効率のよい
動作を可能にする。
【０１０４】 例えば、全界磁電流の５０パーセントで、かつ約４０００ｒｐｍのオルタネー
タ速度でオルタネータが動作すると想定して、０．６４が出力されるデューティ
・レシオを選択することによって、オルタネータは「負荷整合」条件で動作し、
この負荷整合条件でオルタネータは、与えられた条件に対する最大可能電力出力
かそれに近い電力出力を与える。
【０１０５】 図１Ｄを参照して、出力端子１０ａ、１０ｂを有するオルタネータ・システム
１０は３相オルタネータ１２を含み、この３相オルタネータ１２は、それに結合
された界磁電流調整器１４およびスイッチモード整流器１６を有する。界磁電流
調整器１４は、界磁制御器１４ａから制御信号を受け取り、オルタネータ・シス
テム１０の端子１０ａ、１０ｂの出力電圧を調整するように機能する。オルタネ
ータ１２は、３つの信号経路１３ａ、１３ｂ、１３ｃに沿ってスイッチモード整
流器１６に電力を与える。スイッチモード整流器は、オルタネータ１２から電力
を受け取り、さらにまた、スイッチモード整流器（ＳＭＲ）制御回路１８から経
路１６ａに沿ってデューティ・サイクル制御信号を受け取る。ＳＭＲ制御回路１
８は、入力端子１８ａで、逆起電力センサ２０から感知信号を受け取る。
【０１０６】 逆起電力センサ２０は、機械の逆起電力を感知し、逆起電力の信号特性（例え
ば、逆起電力の大きさ、または周波数）を表す信号を、信号経路１８ａに沿って
、制御回路１８に与える。理解すべきことであるが、逆起電力センサは、交流機
械の逆起電力に関係した任意のパラメータまたはパラメータの組合せ（例えば、
逆起電力波形、逆起電力波形の大きさ、界磁巻線磁界の強さ、または適切な情報
を観測または推測することができる任意の量）を感知し、適切な信号をＳＭＲ制
御回路に与えることができる。逆起電力センサは、例えば、追加の電機子巻線ま
たは巻線の組およびピーク検出回路として実施することができる。
【０１０７】 オルタネータ１２の逆起電力すなわち逆起電力の大きさに基づいて、制御回路
２１は、スイッチモード整流器１６の動作（例えば、デューティ・レシオ）を制
御するように、信号経路１６ａに沿ってデューティ信号を与える。スイッチモー
ド整流器１６は、オルタネータ１２と負荷の間の「負荷整合」を実現するように
機能するので、オルタネータ１２から取り出すことができる電力レベルは、例え
ばダイオード整流器で達成されるレベルよりも高くなる。逆起電力センサ２０か
ら与えられるオルタネータ１２の逆起電力すなわち逆起電力の大きさは、スイッ
チモード整流器１６を特定のデューティ・レシオで動作させるＳＭＲ制御回路に
供給される入力信号に対応する。
【０１０８】 図２Ｆを参照して、図１Ｄに関連して上で説明したオルタネータ・システム１
０に似ている可能性があるオルタネータ・システム２４は、界磁制御器２６ａに
結合された界磁電流調整器２６で実現される界磁制御を有する巻線界磁オルタネ
ータ２５を含む。オルタネータ２５に結合されたスイッチモード整流器２７は、
図示のように、オルタネータ２５に結合されたダイオード・ブリッジを含む。ダ
イオード・ブリッジに結合されているブースト・スイッチの組またはブースト段
３０は、制御されるスイッチ３２とダイオード３４を備える。制御回路３６は、
ブースト段３０に結合されている。制御回路は、デューティ・レシオｄに関する
パルス幅変調（ＰＷＭ）ゲート・コマンドを生成する。この場合、ＰＷＭ信号の
デューティ・レシオは、オルタネータの逆起電力すなわち逆起電力の大きさ（逆
起電力センサ２０で与えられるような）の関数として決定される。
【０１０９】 特に、逆起電力センサ２０は、オルタネータの逆起電力すなわち逆起電力の大
きさに比例した信号ＳEMFを変換回路３７に供給する。変換回路３７は、この信
号を信号Ｖdに変形し、この信号Ｖdは、後で、マルチプレクサ（ＭＵＸ）３８を
介して比較器３９の第１の端子に送られる。比較器３９の第２の端子は、基準信
号（例えば、ランプ波形または鋸歯状波形の信号）に結合される。変換回路３７
は、ゲート電圧Ｖgが比較器３９からスイッチモード整流器３０に与えられるよ
うに、信号Ｖdを与える。ゲート電圧Ｖgは、スイッチモード整流器のデューティ
・レシオを特定の値に設定する。
【０１１０】 本発明のこの実施形態では、デューティ・レシオｄは、逆起電力のあらゆるレ
ベルで「負荷整合」を実現するように選ばれる。これによって、オルタネータは
、従来達成されるよりも遥かに高いレベルの出力電力を達成できるようになり、
部分負荷条件の広い範囲にわたって非常に効率の良い動作を可能にする。デバイ
ス電圧降下、回路抵抗の項、および他の理想的でないものを無視すると、ＳＭＲ
デューティ・レシオを次式に等しいように選択することで、任意の機械逆起電力
（電源）電圧の大きさＶｓ（または、同等に、任意の速度および界磁電流）に関
して負荷整合の軌跡に従うことができることが実証できる。
【０１１１】
【数６】 ここで、ｄは０≦ｄ≦１の範囲に制限される。信号Ｖdの値は、逆起電力の大
きさの基準化されたものを１から引いたものとして、このように随意選択的にブ
ロック３７で実施される。（デューティ・レシオの補数ｄ’＝１−ｄの制御のよ
うな類似の方式もまた、非常に簡単な制御回路の実施をもたらすことを、認める
べきである。）オルタネータの逆起電力すなわち逆起電力の大きさに基づいた、
ｄまたはｄ’に関する他の関数的または経験的関係もまた、回路の理想的でない
ものを考慮して負荷整合軌跡に従うために、または他の設計目的を達成するため
に使用することができる。留意すべきことであるが、図４のブースト整流器構造
は、この実施形態でも同様に申し分なく使用することができる。
【０１１２】 例えば、図２の実施形態と比較して、この実施形態は、同じ高い最大出力電力
を達成することを可能にする。また、この実施形態は、最大界磁電流より小さい
電流が必要になる部分負荷動作で、負荷整合を達成することを可能にする。動作
範囲のこの部分において、より低いレベルの界磁電流とより高いレベルの効率を
、この実施形態を使用して達成することができる。図２ｄの実施形態と比較して
、この実施形態は、同様なレベルの出力電力および部分負荷の負荷整合を達成で
きるようにするが、異なる感知制御回路が必要になる。
【０１１３】 図２Ｇを参照して、図１Ｂに関連して説明したオルタネータ・システム１０に
似ている可能性があるオルタネータ・システム２４は、界磁制御器２６ａに結合
された界磁電流調整器２６で実現される界磁制御を有する巻線界磁オルタネータ
２５を含む。オルタネータ２５に結合されたスイッチモード整流器２７は、図示
のように、オルタネータ２５に結合されたダイオード・ブリッジを含む。ダイオ
ード・ブリッジに結合されているブースト・スイッチの組またはブースト段３０
は、制御されるスイッチ３２とダイオード３４を備える。
【０１１４】 ブースト段３０および界磁制御器２６ａに結合された制御回路３６は、デュー
ティ・レシオｄに関するパルス幅変調（ＰＷＭ）ゲート・コマンドを生成する。
また、制御回路は、界磁制御器に対するコマンドＳfも生成する。この信号Ｓfは
、界磁巻線に制御コマンドを与え、適用する全界磁の小部分、または代わりに使
用する界磁電流調整器のデューティ・サイクル、または同等な制御信号を表すこ
とができる。信号Ｓfおよびｄは、ＰＷＭ信号のデューティ・レシオは、オルタ
ネータ・システムの出力電圧およびオルタネータの速度に基づいて決定される。
【０１１５】 特に、補償器５０は、所望の出力電圧と実際の出力電圧に基づいて制御信号Ｘ
を生成する。補償器５０は、所望の出力電圧と実際の出力電圧の間の差で作用す
る利得すなわち伝達関数を表すことができるし、または、実際の出力電圧と所望
の出力電圧の他の関数であるかもしれない。この信号Ｘは、最初に、信号Ｓfを
生成するリミッタ５１に送られる。この信号Ｓfは、それの値が０と１の間に制
限されることを除いて、Ｘとそっくりである。信号Ｓfは、制御コマンドとして
界磁電流制御器に与えられ、使用する全界磁の小部分、または使用する界磁調整
器のデューティ・サイクル、または同等な信号を表すことができる。信号Ｘは、
第２に、Ｘから１を引いたものである信号Ｘ’を生成するために使用される。Ｘ
’は、制御されるリミッタ５２に送られる。
【０１１６】 制御されるリミッタ５２は、ゼロと値Ｖdmの間に制限されることを除いてＸ’
とそっくりである信号Ｖdを生成する。値Ｖdmは、以下に述べる方法で生成され
る。速度センサ２０がオルタネータの速度に比例した信号ＳTを生成し、この信
号を変換回路３７に与える。変換回路３７は、この信号を信号Ｖdmに変形し、こ
の信号Ｖdmが制御されるリミッタ５２に与えられる。変換回路３７は、オルタネ
ータの速度に基づいて、全電流での整合動作ｄmのためのデューティ・サイクル
を計算する。これは、経験的に得られる関数であってもよいし、または、代わり
に、次式のように計算してもよい。
【０１１７】
【数７】 さらに代わりに、この関係は、他の関数的または経験的な関係で決定すること
ができる。
【０１１８】 本発明のこの実施形態では、ＳＭＲデューティ・レシオｄおよび界磁制御器コ
マンドＳfは、非常に高い部分負荷効率に達しながら、機械の高電力動作を達成
させることができる方法で、出力電圧の関数として連帯的に決定される。多くの
自動車用オルタネータでは、速度範囲の大部分にわたって、固定子巻線および半
導体デバイス内の伝導損がオルタネータ損の支配的な部分になる。この実施形態
の制御法によって、オルタネータ・システムが固定子およびデバイスの可能な最
低電流を使用して必要出力電力を生成することを保証することで、これらの要素
による損失は減少する。このことは、オルタネータが出力電力のそのレベルに使
用することができる最も大きな実効電圧Ｖxを常に見るように、ＳＭＲを制御す
ることで行われる。ブースト型ＳＭＲでは、これは、（出力電力の要求レベルに
対して）可能な最低デューティ・レシオが常に確実に使用されるようにすること
で行われる。図２Ｇのシステムでは、デューティ・レシオがゼロのときの全界磁
電流が必要出力電力を与えるのに十分でない時に、デューティ・レシオが単にゼ
ロより上に上げられることを保証することで、これが行われる。この場合、どち
らの方が低くても、必要出力電力を供給するために、または負荷整合条件に達す
るために必要な量だけ、デューティ・レシオが単に持ち上げられる。このように
、本制御方法は、簡単で安価な制御構造を実現しながら、システムの非常に効率
の高い制御を可能にする。当業者は認めるであろうが、他の型の整流器を随意選
択的に使用する同様な実施形態もまた、この制御モードを達成するために使用す
ることができる（すなわち、必要出力電力を生成するために固定子およびデバイ
スの最小電流が使用されることを保証する）。
【０１１９】 図５を参照して、本発明に従ってオルタネータを設計するステップを図示する
流れ図を説明する。最初に、ステップ６０に示すように、設計する適切な運転速
度を選択する。
【０１２０】 第２に、ステップ６２に示すように、設計速度での出力電力対出力電圧の曲線
（全界磁でのダイオード整流に関する）のピークが所望の出力電圧になるように
、オルタネータ固定子巻線の巻数を選択する。
【０１２１】 このようにして、本発明に従って、最大運転速度かその近くで、所望の出力電
圧で最大電力が達成されるようにオルタネータに巻数を巻き直して、従来のオル
タネータの設計を調整することができる。これは、最大電力がアイドル速度で所
望の出力電圧で達成される従来の設計とは著しく異なっている。
【０１２２】 留意すべきことであるが、オルタネータの磁気設計および熱設計を再最適化す
るような、本発明に従って良好な動作を行うようにオルタネータに行うことがで
きる他のもっと複雑な修正がある。この新しい方式のためにオルタネータを完全
に再最適化すると（例えば、磁気学、熱設計などの再設計）、任意の出力電圧で
出力を与えるオルタネータに良好な結果が得られると考えられる。
【０１２３】 図２、２Ｄ、２Ｆ、２Ｇ、および４は簡単な「ブースト型」スイッチモード整
流器を有する本発明のものを示すが、他の簡単な整流器構造も本発明を実施する
ために使用することができる。したがって、いくつかの他の整流器構造を図６〜
１０に関連して説明する。
【０１２４】 例えば、図６、７、および８は、ＳＥＰＩＣ、Ｃｕｋ、および電流供給プッシ
ュプルのスイッチング整流器を使用する本発明の他の実施形態を示す。図９およ
び１０に示すような整流器の分離されたものも使用することができる。これらの
実施形態において、デューティ・レシオ制御の原則は、ブースト整流器を使用す
るシステムのものと異なる。しかし、これらの整流器回路を使用して負荷整合を
達成するための適切なデューティ・レシオ制御の原則は、速度または界磁電流の
関数として、または同等に逆起電力の関数として、平均オルタネータ電圧を出力
電圧Ｖｏに適正に合せるのに必要なデューティ・レシオを決定することで容易に
導き出すことができる。特定の実施形態に関して、いくつかの実施例を上で与え
た。しかし、理解すべきことであるが、平均オルタネータ電圧と出力電圧Ｖｏ、
速度、界磁電流、および逆起電力との間の特定の関係は特定の実施形態に依存し
、さらに、ここで与えた実施例は単に例示的なものであり、いずれにしても本発
明の一般的な概念の範囲を制限するものと解釈すべきでない。
【０１２５】 負荷ダンプ抑制を達成する能力は、これらの他の整流器構造でも維持される。
図６で使用されるＳＥＰＩＣベースの整流器は、７、９、および１０の整流器の
ように、デューティ・レシオを変えることで、１よりも大きな、または小さな実
効変換比を実現することができる。図８の整流器もまたこれを行うことができる
が、変圧器巻数比を適正に選択することによってのみ行うことができる。図７で
使用されるＣｕｋベースの整流器は、望ましい場合には、平滑化出力電流および
自然な出力電圧反転を実現する。図８に示すプッシュプル・ベースの整流器は、
図９および１０で使用される整流器が行うように、高周波変圧器の協働により分
離および設計自由度の追加を実現する。
【０１２６】 留意すべきことであるが、これらの整流器配列は全て以前に提案されているが
（「単スイッチ３φＰＷＭ低調波整流器（Ｓｉｎｇｌｅ−Ｓｗｉｔｃｈ ３φＰ
ＷＭ Ｌｏｗ Ｈａｒｍｏｎｉｃ Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒｓ）」ｂｙ Ｅ．Ｈ．Ｉ
ｓｍａｉｌ ａｎｄ Ｒ．Ｅｒｉｃｋｓｏｎ ｉｎ パワーエレクトロニクスの
ＩＥＥＥトランザクション（ｔｈｅ ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏ
ｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ） Ｖｏｌ．１１、Ｎｏ．２、１９９
６、３月、ｐｐ．３３８−３４６）、これらは、本発明の方法では、これまで利
用されていない。
【０１２７】 本発明では、これらのスイッチング整流器は、図２および４のブーストから派
生した配列に関して前に説明したように、オルタネータから遥かに高いレベルの
性能および電力を取り出す追加の制御ハンドルを実現するように使用されている
。スイッチング・デューティ・サイクルｄを調整することで、オルタネータは、
一定出力電圧を供給しながら、速度が変化するときに最高でそれの最大電力まで
生成することができる（全電圧にわたって）。これが可能なのは、スイッチモー
ド整流器は必要な制御された電圧変換を行うからである。留意すべきことである
が、所望の効果を達成するために使用されるデューティ・レシオ制御の原則は、
これらの配置では、ブーストから派生した整流器に関するものと異なるが、容易
に決定される。これらの他の整流器構造の使用では、負荷ダンプ抑制を実施する
能力のような本発明の他の利点は維持される。
【０１２８】 図１１〜１３は、ディアル出力オルタネータ・システム構成を示す。ディアル
出力オルタネータ・システムは、調整しなけれならない２個の出力を有する。こ
れを達成するいくつかの方法が可能である。
【０１２９】 ディアル出力整流器配列でしばしば考えられる１つの従来方式を図１１に示す
。このシステムでは、界磁制御は高電圧出力（高圧側のダイードを介して送られ
る）を調整するように使用され、一方で、点弧角制御（機械電気サイクル内の）
は低電圧出力（サイリスタを介して送られる）を調整するように使用される。
【０１３０】 図１２を参照して、ディアル出力オルタネータ・システム７０はオルタネータ
２５を含み、このオルタネータ２５は、それに結合された界磁電流調整器および
界磁制御器２６、２６ａを有する。オルタネータ出力端子２５ａ、２５ｂ、２５
ｃは、それに結合された一般的に７２で示す第１の組のスイッチング要素７２ａ
、７２ｂ、７２ｃを有する。この特定の実施形態では、スイッチング要素７２は
、オルタネータ出力端子２５ａ、２５ｂ、２５ｃのそれぞれの１つに結合された
第１の端子、基準電位（ここでは、接地として示す）に結合された第２の端子、
および制御システム７４から制御信号を受け取る制御端子を有するＭＯＳＦＥＴ
として設けられる。
【０１３１】 また、オルタネータ出力端子に、一連のダイオード７６ａ、７６ｂ、７６ｃが
結合され、このダイオードのそれぞれは、オルタネータ出力端子２５ａ、２５ｂ
、２５ｃおよびＭＯＳＦＥＴ７２ａ、７２ｂ、７２ｃの第１の端子に結合された
第１の端子、およびオルタネータ・システムの出力端子に結合された第２の端子
を有する。
【０１３２】 ディアル出力オルタネータ・システム７０はまた、複数のサイリスタ７８ａ、
７８ｂ、７８ｃを含む。当業者は認めるであろうが、サイリスタ・デバイスは、
所望の効果を達成することができる異なるスイッチング要素で置き替えることが
できる。そのような他の実施は、ＭＯＳＦＥＴスイッチと直列に接続されたダイ
オードの使用（１つのＭＯＳＦＥＴがカソードに接続されている３個のダイオー
ドの組）、またはＭＯＳ制御サイリスタ（ＭＣＴ）の使用を含む。サイリスタ７
６ａ、７６ｂ、７６ｃは、導通状態と非導通状態のいずれかにサイリスタをバイ
アスする制御システム７４から制御信号を受け取る。このようにして、この特定
の実施形態では、オルタネータ２５は、スイッチモード整流器７１を介して第１
の高電圧バスに電力を与え、またサイリスタ７８ａ〜７８ｃを介して第２の低電
圧バスに電力を与える。
【０１３３】 この特定の実施形態では、制御システム７４は制御プロセッサ８０を含む。こ
の制御プロセッサは、速度に対応する入力信号およびディアル出力電圧Ｖ01、Ｖ 02 を受け取り、第１のデューティ／点弧制御器８２、第２のデューティ／点弧制
御器８４および界磁制御器８６に信号を与える。理解すべきことであるが、制御
システム７４は、ここでは、複数の異なる制御器およびプロセッサで実現されよ
うに示されているが、制御システムはまた、プロセッサ８０および制御器８２、
８４、８６で行われる全ての機能を実現する単一の制御器またはプロセッサ７４
として実施することができることを理解されたい。
【０１３４】 プロセッサ８０は、出力電圧信号Ｖ01、Ｖ02並びに速度信号を受け取り、デュ
ーティ・レシオを決定し、電圧Ｖ01、Ｖ02を事前処理し、この事前処理された信
号を界磁制御器に与える。第１のデューティ／点弧制御器８２は、制御信号をサ
イリスタ７８ａ、７８ｂ、７８ｃのゲート端子に与えてサイリスタを導通状態に
バイアスする。サイリスタのアノードとカソードの間に逆方向電圧が印加された
時、サイリスタはオフになる。
【０１３５】 制御システム７４は、次のようにディアル出力オルタネータ・システムを制御
する。各スイッチング・サイクル内で、ＭＯＳＦＥＴＱx、Ｑy、Ｑz（または、
適切な特性を有する他のスイッチング・デバイス）はデューティ・レシオｄの間
ともにオンにゲート制御される。そのＭＯＳＦＥＴがオフになった後で、機械電
流が１つまたは複数のダイオードＤx、Ｄy、Ｄzを通って流れて、高電圧出力に
電流を供給する。制御された遅延ｄ2の後で、サイリスタ７８ａ〜７８ｃが点弧
し、それによって、機械電流は低電圧バスを給電するように向きを変えられる。
（サイリスタがいくつかのスイッチング・サイクルにだけ点弧される他の制御方
法が可能である）３つの制御ハンドルが使用可能である。すなわち、ＭＯＳＦＥ
ＴＱｘ、Ｑｙ、Ｑｚ（ともにゲート制御される）のデューティ・サイクルが１つ
の制御ハンドルを提供し、サイリスタの第２の遅延ｄ2が第２の制御ハンドルを
提供し、界磁制御が第３の制御ハンドルを提供する。サイリスタがいくつかのス
イッチング・サイクルだけに点弧される他の制御方法では、サイリスタが点弧さ
れるサイクルの小部分が、最後の制御ハンドルとして制御された遅延ｄ2の代わ
りをすることができる。これらの制御ハンドルは合せて、最大電力が取り出され
るように機械が見る局所平均電圧を同時に制御しながら、２つの出力の調整を可
能にするのに十分である。
【０１３６】 例えば、両方の出力Ｖ01、Ｖ02で必要とされる全電流が交流機械２５で供給さ
れるように界磁電流が制御され、２つの出力を満たすのに望ましいように２つの
バスに全電流が分割されるように遅延ｄ２が制御され、さらに速度、出力電圧（
または所望の出力電圧値）、コマンドされた界磁電流、および高電力のための負
荷整合の要求が満たされるようなｄ２に基づいてＳＭＲデューティ・レシオが制
御されるかもしれない。単一出力の場合について上で示し、また図１〜４に関連
して上で説明した議論と類似して、オルタネータ機械端子に現れる時間平均電圧
が、結果的に、選択される出力電力対オルタネータ電圧のピークになるように、
ＳＭＲデューティ・レシオが選択される。
【０１３７】 このディアル出力オルタネータ・システム７０の他の重要な利点は、ＭＯＳＦ
ＥＴのＰＷＭ動作によって、ダイオード出力とサイリスタ出力の間を往来する電
流のスイッチングがスイッチング周波数で行われるようになることである。対照
的に、図１１の従来技術のシステムでは、ダイオード出力とサイリスタ出力の間
を往来する電流のスイッチングは、機械周波数の小さな倍数で行われる。これに
よって、リップルを減衰させるように出力に使用されるフィルタの大きさが劇的
に小さくなる。図１２には明確に示されていないが、ディアル出力オルタネータ
・システム７０はまた、図１、１Ａ、１Ｂおよび２に関連して上で説明した型の
故障保護制御回路を含むかもしれないことを理解すべきである。したがって、シ
ステム７０の回路アーキテクチャも負荷ダンプ過渡を制御する能力を保持する。
【０１３８】 また、説明は、他のディアル出力の本発明への拡張についてである。変圧器を
有するスイッチモード整流器が使用される場合（上の図８〜１０に示すような孤
立Ｃｕｋ、孤立ＳＥＰＩＣ、またはプッシュプル・ベースの整流器）、第２の出
力は追加の変圧器巻線を使用して供給することができる。本発明のこれらのもの
における変圧器は、切換え周波数動作を行うために設計されるので、比較的小さ
く安価である。二次巻線での整流は、サイリスタ（同じ数の制御ハンドルを維持
する）を使用して、または、変圧器の巻線比が適正に選択されかつ結果として生
じる２つの出力電圧間の交差調整が許容される場合に、ダイオードを使用して実
現することができる。
【０１３９】 図１２Ａを参照して、ディアル出力オルタネータ・システム７０’はオルタネ
ータ２５を含み、このオルタネータはそれに結合された界磁電流調整器２６を有
する。オルタネータ出力端子２５ａ、２５ｂ、２５ｃは、それに結合された一般
的に７３で示す第１の組のスイッチング要素を有する。この特定の実施形態では
、スイッチング要素７３はフル・ブリッジ構成に結合された複数のダイオードと
して実現される。このブリッジは、スイッチモード変換器１１９に結合される。
【０１４０】 特に、ダイオード・ブリッジ７３の端子ｅはスイッチング要素５８ａ’、５８
ｂ’の第１の端子に結合され、ダイオード・ブリッジの端子ｄは変圧器１２０に
結合されている。この特定の実施形態では、スイッチング要素５８ａ’、５８ｂ
’はＭＯＳＦＥＴとして実現され、その各ＭＯＳＦＥＴはダイオード・ブリッジ
７３の端子ｅに結合された第１の端子（ここでは、ソース端子に対応する）を有
する。
【０１４１】 変圧器１２０は、巻数Ｎ１の一次変圧器巻線１２２を含む。ダイオード・ブリ
ッジの端子ｅは一次変圧器巻線１２２の中心タップに結合され、一方で、スイッ
チ５８ａ’および５８ｂ’の第２の端子（ここでは、ドレイン端子）は一次変圧
器巻線１２２の両端に結合されている。また、変圧器１２０はそれぞれ巻数Ｎ２
、Ｎ３である二次巻線１２４、１２６を含む。二次巻線１２４はダイオード１２
８および１２９と接続されて、電圧Ｖ01を出力し、二次巻線１２６は、出力電圧
Ｖ02のためにダイオード１３０および１３１と接続されている。巻数比Ｎ１／Ｎ
２およびＮ１／Ｎ３は、所望の電圧レベルＶ01およびＶ02を得るように選ばれる
。
【０１４２】 スイッチ５８ａ’、５８ｂ’はまた、第３の端子すなわち制御端子（ここでは
、ゲート端子）を有し、この端子は制御システム７４’から制御信号を受け取る
。
【０１４３】 この特定の実施形態では、制御システム７４’は、速度に対応する入力信号お
よび出力電圧Ｖ01を受け取る制御プロセッサ８０を含む。理解すべきことである
が、この特定の実施例では電圧Ｖ01が使用されるが、電圧Ｖ02が代わりに使用さ
れるかもしれない。このようにして、制御プロセッサ８０は、速度に対応する入
力信号および出力電圧Ｖ01またはＶ02の一方を受け取ることができる。
【０１４４】 制御プロセッサ８０’は、制御信号をデューティ制御器８４’および界磁制御
器８６’に与える。理解すべきことであるが、制御システム７４’はここでは複
数の異なる制御器およびプロセッサで実現されるように示されているが、制御シ
ステム７４’はまた、プロセッサ８０および制御器８４’と８６’で行われる機
能を全て実現する単一の制御器またはプロセッサ７４’として実施されるかもし
れない。
【０１４５】 動作中に、制御システム７４’は、速度信号および出力電圧信号Ｖ01を受け取
る。制御システム７４’は、速度信号からスイッチ５８ａ’、５８ｂ’のデュー
ティ・レシオを決定し、デューティ制御器８４’を介してスイッチ制御信号をス
イッチ５８ａ、５８ｂに与える。また、制御システム７４’は、電圧Ｖ01を事前
処理し、事前処理された信号を界磁制御器８６’に供給する。この界磁制御器８
６’は、今度は、界磁制御信号を界磁電流制御器２６に与え、この界磁電流制御
器２６は、オルタネータ２５で与えられる出力電圧レベルを制御する。
【０１４６】 制御システム７４’は、以下で説明するようにディアル出力オルタネータ・シ
ステム７０’を制御する。ＭＯＳＦＥＴ５８ａ’、５８ｂ’（または、適切な特
性を有する他のスイッチング・デバイス）のそれぞれは、デューティ制御器８４
’から制御信号を受け取る。制御信号によって、ＭＯＳＦＥＴ５８ａ’、５８ｂ
’はオンかオフのいずれかになる。
【０１４７】 スイッチング・サイクルの少なくとも一部の間に、ＦＥＴ５８ａ’はオンにな
り、ＦＥＴ５８ｂ’はオフになる。この場合、電流は、一次巻線１２２の部分Ａ
およびＭＯＳＦＥＴ５８ａを通って流れる。電流は、ダイオード１２８および１
３０を通ってそれぞれ二次巻線１２４、１２６内を流れ、出力電圧Ｖ01、Ｖ02に
電力を送り出す。
【０１４８】 スイッチング・サイクルの少なくとも他の部分の間に、ＦＥＴ５８ａ’はオフ
になり、ＦＥＴ５８ｂ’はオンになる。この場合、電流は、一次巻線１２２の部
分Ｂを通り、ＭＯＳＦＥＴ５８ｂ’を通って流れる。電流は、ダイオード１２９
および１３１を通ってそれぞれ二次巻線１２４、１２６内を流れ、出力電圧Ｖ01 、Ｖ02に電力を送り出す。
【０１４９】 留意すべきことであるが、ＭＯＳＦＥＴ５８ａ’および５８ｂ’のスイッチン
グ分布は、変圧器１２０の一次巻線１２２の中心タップに向けられる電流の流路
を常に与えなけれならない。その結果、スイッチ５８ａ’および５８ｂ’は決し
て同時にオフにならないことが保証されなければならない。ＭＯＳＦＥＴ５８ａ
’および５８ｂ’が決して一緒にオフにならないことを保証するために、両スイ
ッチがオンになる時間がスイッチング間隔中にある。この時間は、スイッチがオ
ン状態からオフ状態に、またはその逆に、遷移するために使用される。例えば、
ＭＯＳＦＥＴ５８ａ’がオンでＭＯＳＦＥＴ５８ｂ’がオフの場合を考えよう。
ＭＯＳＦＥＴ５８ａ’をオフにし、かつＭＯＳＦＥＴ５８ｂ’をオンにする前に
、ＭＯＳＦＥＴ５８ｂ’がオンになる。両方のＭＯＳＦＥＴがオンである時間の
間、変圧器１２０の一次巻線１２２の中心タップに流れ込む電流は、一次巻線１
２２の部分Ａと部分Ｂに等しく分かれる。さらに、この時間の間、変圧器１２０
の二次巻線１２４および１２６に電流が流れない。ＭＯＳＦＥＴの部分的に重な
るオン時間は、特定の用途のために選ばれる実際のデバイスの有限な状態遷移時
間を占めながら、スイッチに滑らかなスイッチ状態遷移（オンからオフに、また
はオフからオンに）を可能にするように選ばれる。また、選択された重複時間は
、端子ｄとｅの間に掛かる平均電圧を制御する機構を与える。
【０１５０】 これらの制御ハンドルは、合せて、最大電力が取り出されるように、機械が見
る局所平均電圧を同時に制御しながら、２つの出力電圧Ｖ01、Ｖ02の調整を可能
にするのに十分である。
【０１５１】 出力電圧Ｖ01は、巻線比Ｎ２／Ｎ１に比例し、出力電圧Ｖ02はＮ３／Ｎ１に比
例する。Ｖ01およびＶ02の比例定数は、同じで、かつスイッチのデューティ・レ
シオおよび端子ｄとｅの間に掛かる電圧の局所平均の関数であることを実証でき
る。その結果、電圧Ｖ01およびＶ02は巻数比Ｎ２／Ｎ３によって関係づけられて
おり、両方とも独立した変数ではないということになる。したがって、我々の制
御システム７４’で制御すべき変数として、Ｖ01かＶ02かいずれかを使用するこ
とで十分である。制御すべく選ばれた２つの電圧の一方を使用して、正しい巻数
比Ｎ２／Ｎ３を選ぶことで、他方の変数が間接的に制御される。
【０１５２】 図１３を参照して、ディアル巻線オルタネータ９２を使用するディアル出力オ
ルタネータ・システム９０が示される。そのようなオルタネータ・システムでは
、別個の機械巻線９３ａ、９３ｂが、負荷９８ａ、９８ｂが結合される２つの出
力９６ａ、９６ｂに給電する別個の整流器９４ａ、９４ｂと共に使用される。デ
ィアル巻線オルタネータ・システムの整流器９４ａ、９４ｂの一方または両方の
適切な制御とともに簡単なスイッチモード整流器を使用して、本発明をこの場合
に拡張することができる。電力出力の増加および負荷ダンプ制御を可能にするこ
とに加えて、新規な本発明のこの変形形態によって、整流器９４ａ、９４ｂのデ
ューティ・サイクル制御で与えられる自由度のために、オルタネータ機械９２の
設計の自由の増加が可能になる。
【０１５３】 図１４を参照して、スイッチモード整流器５４の出力でバッテリ１０２を充電
する方法を可能にする回路を含むオルタネータ・システム１００は、充電用電源
（図示しない）の正の端子を交流機械に選択的に接続するための接続システム１
０４を含む。
【０１５４】 この特定の実施例では、接続システム１０４は、機械の中性点に結合される。
しかし、理解すべきことであるが、接続システムはまた、機械の中性点以外の部
分にも結合されるかもしれない。例えば、相出力の１つに接続されるかもしれな
い。この方法では、充電用電源からバッテリを充電するスイッチング電力変換器
として、ＳＭＲの全てまたは一部とともに、機械インダクタンスの全てまたは一
部を使用することができる。したがって、接続手段が相出力の１つに（機械の中
性点ではなく）接続される場合、その特定の出力に結合されたＳＭＲの対応する
部分は使用されないかもしれない（例えば、オフにされる）。
【０１５５】 理解すべきことであるが、ジャンプ充電回路を含んだここで説明するこれらの
実施形態では、スイッチモード整流器５４の代わりに、スイッチング変換器また
はインバータが使用されるかもしれない。このように、いくつかの実施形態では
、スイッチモード整流器５４をスイッチング変換器またはインバータに置き換え
ることが望ましいか、または必要でさえある可能性がある。スイッチング電力変
換器またはインバータが使用されるそれらの用途では、ＳＭＲ制御回路は適切な
制御回路と取り替えられる。
【０１５６】 接続システム１０４は、例えば、コネクタまたはスイッチ（機械式スイッチ、
リレー、または半導体スイッチのような）として、または他の接続手段で実現す
ることができる。一実施形態では、第１の電圧レベルを持つバッテリ１０２が与
えられ、接続システムに結合される電圧源は、バッテリ１０２の電圧レベルより
も低い第２の電圧レベルを持っている。したがって、この場合、バッテリ１０２
は、高電圧電源に対応し、接続システム１０４に結合された充電用電源は低電圧
電源に対応する。
【０１５７】 低電圧電源の負の端子は、高電圧バッテリ１０２の負の端子であるシステムの
接地に接続される。この構成では、スイッチモード整流器と関連したオルタネー
タ機械インダクタンスは、充電用電源から高電圧バッテリ１０２を充電するブー
スト直流／直流変換器として使用することができる。
【０１５８】 ＭＯＳＦＥＴ５８ａ〜５８ｃがオンになった時、機械インダクタンスの電流が
増加し、低電圧電源からエネルギーを引き出し、それを機械インダクタンスに蓄
える。ＭＯＳＦＥＴ５８ａ〜５８ｃがオフになった時、このエネルギーのいくら
かに低電圧電源からの追加エネルギーを加えたものが、ダイオード５６ａ〜５６
ｃを通って高電圧バッテリ１０２に移される。高電圧バッテリ１０２は、この方
法を使用して低電圧電源から充電することができる（例えば、ジャンプスタート
のために）。
【０１５９】 認めるべきことであるが、この方式はまた、図１５に関連して以下で説明する
システムのようなディアル電圧システムでも使用することができる。ディアル電
圧システムの場合、低電圧電源は、同じ車の低電圧バッテリであるかもしれない
し、またはそれは異なる車または電源から供給されるかもしれない。再び、オル
タネータ機械中性点を所望の低電圧電源に選択的に接続するための手段が設けら
れる。それ自体の低電圧バッテリから充電するディアル電圧システムでは、この
接続は、例えば低電圧バッテリの正の端子に機械中性点を接続するリレーによっ
て好都合に実現することができる。
【０１６０】 ジャンプ充電制御器１０５は、出力電圧Ｖoの一部をつなぎ（または、いくつ
かの実施形態では、出力電流の一部、または出力電圧と出力電流の両方をつなく
のが望ましいまたは好ましいかもしれない）、制御信号を制御回路３６に供給す
る。この回路１０５は、スイッチモード整流器回路５４のデューティ・レシオを
変えることによって出力電圧Ｖoを調整して、バッテリを充電するための所望の
出力電圧または電流を得る。留意すべきことであるが、このモードの動作を使用
する必要がある場合に、しばしば、関連したエンジンしたがってオルタネータは
動作しないで、したがって速度エンサ２０がゼロのオルタネータｒｐｍに対応す
る制御信号を与えるかもしれない。
【０１６１】 理解すべきことであるが、オルタネータ２５は、ここで、界磁電流調整器２６
および界磁制御器２６ａにより制御可能な界磁制御オルタネータとして示したが
、速度センサ２０が省略できるそれらの場合、オルタネータは、いわゆる永久磁
石オルタネータとして実現することができる。この場合、出力電圧は、知られて
いる技術を使用するＳＭＲ制御回路により制御される。
【０１６２】 図１５を参照して、図１２に関連して上で説明したシステム７０に類似してい
るかもしれないディアル電圧システム１０６は、接続システム１０４、第１の電
圧源またはバッテリ１０８、および第２の電圧源またはバッテリ１１０を含む。
接続システム１０４は、ディアル整流・ディアル制御オルタネータ・システム１
０６の出力でバッテリ１１０を充電する方法を実施するために使用される。接続
システム１０４は、図１４に関連して上で説明した型として、実現することがで
きる。この場合、サイリスタ７８ａ〜７８ｃはオンしないで、ＭＯＳＦＥＴが機
械インダクタンスと関連して使用されて、低電圧充電用電源から高電圧バッテリ
を充電することを可能にする。
【０１６３】 当業者には認められるであろうが、この同じ方式は、図６〜１０に関連して上
で説明した他のブースト、Ｃｕｋ、ＳＥＰＩＣ、およびプッシュプルの整流器構
造のような他のスイッチモード整流器構造で使用することができる。図６〜１０
で説明した整流器システムでは、充電用電源電圧は、充電されるバッテリの電圧
よりも高いかもしれないし、または低いかもしれない。また、当業者は認めるで
あろうが、他の機械接続（３相よりも多い多相機械のような）もまた本方式で使
用される可能性がある。本発明に従った動作では重要なことであるが、機械イン
ダクタンスおよびスイッチモード整流器は、充電用電源から高電圧バッテリを充
電するスイッチング電力変換器として一緒に使用される。
【０１６４】 本発明の好ましい実施形態を説明したので、それらの概念を取り込んだ他の実
施形態も使用できることは、当業者には今や明らかになるであろう。ここで引用
した全ての出版物および参考文献は全体として参照して本明細書に明確に組み込
まれる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 オルタネータ・システムのブロック図である。
【図２】 オルタネータ・システムの概略図である。 図２Ａおよび図２Ｂは、図２に関連して説明した型のオルタネータ・システム
における様々な点のいくつかの波形を示す図である。 図２Ｃおよび図２Ｅは、デューティ・レシオ対オルタネータ速度のグラフであ
る。 図２Ｄは、界磁制御と速度センサの両方を利用するオルタネータ・システムの
概略図である。 図２Ｆは、逆起電力センサを利用するオルタネータ・システムの概略図である
。 図２Ｇは、補償器およびリミッタ回路を使用するオルタネータ・システムの概
略図である。
【図３】 全界磁でのオルタネータ出力電力対オルタネータ出力電圧のグラ
フである。 図３Ａは、オルタネータ出力電力対オルタネータ出力電圧のグラフである。
【図４】 オルタネータ・システムの概略図である。
【図５】 本発明に従ってオルタネータを設計するステップを示す流れ図で
ある。
【図６】 本発明に従って使用することができる異なる型のスイッチモード
整流器回路配列を説明する一連の概略図である。
【図７】 本発明に従って使用することができる異なる型のスイッチモード
整流器回路配列を説明する一連の概略図である。
【図８】 本発明に従って使用することができる異なる型のスイッチモード
整流器回路配列を説明する一連の概略図である。
【図９】 本発明に従って使用することができる異なる型のスイッチモード
整流器回路配列を説明する一連の概略図である。
【図１０】 本発明に従って使用することができる異なる型のスイッチモー
ド整流器回路配列を説明する一連の概略図である。
【図１１】 従来技術のディアル整流オルタネータ・システムの概略図であ
る。
【図１２】 本発明の原理に従って動作するディアル整流オルタネータ・シ
ステムの概略図である。 図１２Ａは、一対の入力信号を受け取る制御システムを有するディアル整流オ
ルタネータ・システムの概略図である。
【図１３】 ディアル巻線オルタネータ機械を使用するディアル出力オルタ
ネータ・システムのブロック図である。
【図１４】 低電圧電源を交流機械の中性点に選択的に接続する手段を含む
オルタネータ・システムの概略図である。
【図１５】 低電圧電源を交流機械の中性点に選択的に接続する手段を含む
ディアル巻線オルタネータ・システムの概略図である。
【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書
【提出日】平成１４年４月１０日（２００２．４．１０）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ，ＴＲ)，ＯＡ(ＢＦ ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ， ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，Ｇ Ｍ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＭＺ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ， ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＧ，ＡＬ，ＡＭ， ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，Ｂ Ｚ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ ，ＤＭ，ＤＺ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ， ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，Ｊ Ｐ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ， ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＭＺ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，Ｒ Ｏ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ， ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ (72)発明者 キャリスカン，ヴァヒー アメリカ合衆国イリノイ州60646，シカゴ， ノース・ウォーケシャ・アベニュー 6912 Ｆターム(参考） 5H590 AA04 AB02 CA07 CA23 CC01 CC18 CC24 CD01 CE05 DD64 EB02 EB12 EB14 EB21 FA01 FA06 FA08 FB01 FB03 FC14 FC22 GA02 GA05 HA02 HA04 HA09 HA27 JA08 JA19 JB15

Claims (38)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 出力と内部インダクタンスを有し、界磁電流を制御すること
    により制御可能な交流（ＡＣ）電圧源と、 前記交流電圧源に結合され、前記オルタネータ・システムの出力に結合された
    出力ポートを有するスイッチモード整流器と、 前記スイッチモード整流器に結合されたスイッチモード整流器（ＳＭＲ）制御
    回路と、 前記交流電圧源とエンジンのうちの１つに結合された入力を有し、さらに前記
    ＳＭＲ制御回路に結合された出力を有する速度センサとを備えるオルタネータ・
    システム。
  2. 【請求項２】 前記速度センサは、前記交流電圧源と前記エンジンのうちの
    第１の１つの周波数および動作速度の少なくとも１つを感知し、それに応答して
    、前記速度センサが前記周波数または速度を表す信号を前記ＳＭＲ制御回路に与
    える、請求項１に記載のシステム。
  3. 【請求項３】 与えられた前記周波数または速度の情報に応答して、前記Ｓ
    ＭＲ制御回路は、デューティ・レシオ信号を前記スイッチモード整流器に送り、
    それにより前記スイッチモード整流器は、前記交流電圧源の端子と前記オルタネ
    ータ・システムの出力端子との間の電圧および電流の制御された変換を実現する
    ように選択された特定のデューティ・サイクルにより動作し、かつ前記交流電圧
    源からの交流電圧を直流（ＤＣ）電圧に変換する、請求項２に記載のシステム。
  4. 【請求項４】 前記速度センサは、 （ａ）交流電圧源の速度、 （ｂ）交流電圧源の周波数、および （ｃ）交流電圧源の逆起電力のうちの少なくとも１つを感知する、請求項１に
    記載のシステム。
  5. 【請求項５】 前記速度センサはエンジンに結合され、前記速度センサは、 （ａ）エンジンの速度、および （ｂ）エンジンの周波数のうちの少なくとも１つを感知する、請求項１に記載
    のシステム。
  6. 【請求項６】 前記オルタネータ・システムの出力に結合された入力ポート
    を有し、さらに前記交流電圧源に結合された出力ポートを有する界磁制御回路を
    さらに備える、請求項１に記載のシステム。
  7. 【請求項７】 前記界磁制御回路は、前記ＳＭＲ制御回路に結合されている
    、請求項６に記載のシステム。
  8. 【請求項８】 前記スイッチモード制御器は、 前記交流電圧源に結合されたダイオード・ブリッジおよび、 前記ダイオード・ブリッジと前記オルタネータ・システムの出力とに結合され
    たスイッチの組とを備える、請求項１に記載のシステム。
  9. 【請求項９】 前記交流電圧源は巻線界磁オルタネータであり、前記界磁制
    御回路は、 前記オルタネータ・システムの出力に結合された入力を有し、かつ出力を有す
    る界磁制御器と、 前記界磁制御器の出力に結合された入力を有し、さらに前記巻線界磁オルタネ
    ータに結合された出力を有する界磁電流調整器とを備え、前記界磁制御器および
    前記界磁電流調整器は、前記オルタネータ・システムの出力電圧または出力電流
    を調整するための主な手段に相当する、請求項１に記載のシステム。
  10. 【請求項１０】 前記オルタネータ・システムの出力に結合された入力ポー
    トを有し、さらに前記ＳＭＲ制御回路の入力に結合された出力ポートを有する故
    障保護制御器をさらに備える、請求項１に記載のシステム。
  11. 【請求項１１】 出力と内部インダクタンスを有し、界磁電流によって制御
    可能な交流（ａｃ）電圧源と、 前記交流電圧源に結合され、前記オルタネータ・システムの出力に結合された
    出力を有するスイッチモード整流器と、 入力を有し、かつ前記スイッチモード整流器に結合された出力を有するスイッ
    チモード整流器（ＳＭＲ）制御回路と、 交流電圧源、エンジンおよび逆起電力信号源の１つから入力信号を受け取るよ
    うに構成された第１の入力を有し、かつ出力を有するセンサと、 前記センサの出力に結合された第１の入力を有し、前記ＳＭＲ制御回路の入力
    に結合された第１の出力を有する状態調整器と、を備えるオルタネータ・システ
    ム。
  12. 【請求項１２】 前記状態調整器が、前記オルタネータ・システムの出力に
    結合された第２の入力および前記交流電圧源の界磁電流を制御するように前記交
    流電圧源に結合された第２の出力をさらに備える、請求項１１に記載のシステム
    。
  13. 【請求項１３】 前記交流電圧源と前記状態調整器の間に結合された界磁制
    御回路を備え、前記界磁制御回路が前記状態調整器に結合された第１の入力およ
    び前記交流電圧源に結合された第１の出力を有する、請求項１２に記載のシステ
    ム。
  14. 【請求項１４】 前記センサは、交流電圧源およびエンジンの少なくとも１
    つから速度を感知する速度センサである、請求項１１に記載のシステム。
  15. 【請求項１５】 出力と内部インダクタンスを有し、界磁電流を制御するこ
    とにより制御可能な交流（ＡＣ）電圧源と、 前記交流電圧源に結合されたスイッチモード整流器と、 前記交流電圧源に結合された入力を有し、さらに出力を有する逆起電力センサ
    と、 前記逆起電力センサに結合された入力を有し、かつ前記スイッチモード整流器
    に結合された出力を有し、前記交流電圧源の感知された逆起電力に応答して、前
    記スイッチモード整流器のデューティ・レシオを制御するためのスイッチモード
    整流器（ＳＭＲ）制御回路とを備えるオルタネータ・システム。
  16. 【請求項１６】 前記ＳＭＲ制御回路に結合され、故障条件を表す制御信号
    を受け取り、前記制御信号に応答して、故障保護制御信号を前記ＳＭＲ制御器に
    送るための故障保護制御器をさらに備える、請求項１５に記載のシステム。
  17. 【請求項１７】 前記オルタネータ・システムの出力端子の、所定の閾値レ
    ベルを超える電圧レベルを検出し、かつ前記オルタネータ・システムの出力端子
    の前記電圧レベルを表す検出信号を送るための検出手段と、 前記検出手段から前記検出信号を受け取り前記界磁制御器およびスイッチモー
    ド整流器制御器に制御信号を与えるための、前記検出手段に結合された制御手段
    とをさらに備え、前記制御信号によって、前記界磁制御器が界磁電流を下げ、か
    つ前記スイッチモード整流器が前記オルタネータ・システムの出力端子の負荷ダ
    ンプ渡を制限する、請求項１５に記載のシステム。
  18. 【請求項１８】 交流機械および整流器を含むオルタネータ・システムを設
    計するための方法であって、 （ａ）交流機械の動作速度を選択するステップと、 （ｂ）前記選択された動作速度におけるダイオード整流に関する出力電力対出
    力電圧の曲線のピークが、所定の出力電圧で所定のレベルに達するように、交流
    機械の固定子巻線の巻数を選択するステップと、 （ｃ）ステップ（ｂ）において選択された巻数で前記交流機械の固定子を巻く
    ステップと、を含む方法。
  19. 【請求項１９】 界磁電流を制御することで制御可能な、出力と内部インダ
    クタンスを有する交流（ＡＣ）電圧源と、 前記交流（ＡＣ）電圧源に結合された界磁制御回路と、 前記交流電圧源に結合されたスイッチモード整流器と、 前記交流電圧源およびエンジンの１つに結合された入力を有し、かつ出力を有
    する速度センサと、 前記界磁制御回路、前記スイッチモード整流器および前記センサに結合され、
    前記スイッチモード整流器にパルス幅変調（ＰＷＭ）ゲート・コマンドを送り、
    かつ前記界磁制御回路に界磁制御器コマンド信号を与えるための制御回路とを備
    え、前記ゲート・コマンドおよび前記界磁制御器コマンドが前記オルタネータ・
    システムの出力電圧および前記オルタネータの速度に基づいて決定される、オル
    タネータ・システム。
  20. 【請求項２０】 前記制御回路は、所望の出力電圧および実際の出力電圧を
    受け取り、かつ所望の出力電圧および前記実際の出力電圧に基づいて制御信号を
    生成するための補償器を備える、請求項１９に記載のオルタネータ・システム。
  21. 【請求項２１】 前記制御回路は、 前記補償器の出力に結合された入力を有し、かつ前記界磁制御回路の入力に結
    合された出力を有するリミッタと、 前記センサからの第１の入力信号および前記補償器からの第２の入力信号を受
    け取り、かつ出力から制御されたリミッタの制御信号を送るための制御されたリ
    ミッタと、 第１の入力端子において基準信号を、第２の入力端子において前記制御された
    リミッタの制御信号を受け取り、前記スイッチモード整流器に結合された出力端
    子に比較器出力信号を与える比較器とをさらに備える、請求項２０に記載のオル
    タネータ・システム。
  22. 【請求項２２】 出力ポートに出力電圧レベルを与えるオルタネータ・シス
    テムであって、 出力と内部インダクタンスを有し、界磁電流を制御することにより制御可能な
    交流（ＡＣ）電圧源と、 前記交流（ＡＣ）電圧源に結合された界磁制御回路と、 前記交流電圧源に結合された整流器と、 前記交流電圧源およびエンジンの１つに結合された入力を有し、さらに出力を
    有する速度センサと、 前記界磁制御回路、前記整流器および前記センサに結合され、前記オルタネー
    タ・システムの出力ポートの出力電圧レベルを感知し、かつ前記感知された出力
    電圧を基準値と比較し、かつ前記比較に応答して制御信号を送るための制御回路
    とを備えるオルタネータ・システム。
  23. 【請求項２３】 前記基準値よりも小さい前記感知された出力電圧に応答し
    、前記制御回路は前記界磁電流を増加させるための第１の出力信号を前記交流電
    圧源に送る、請求項２２に記載のオルタネータ・システム。
  24. 【請求項２４】 正および負の端子を有する第２の電源から正および負の端
    子を有する第１の電源を充電するシステムであって、 内部インダクタンスを有する交流（ＡＣ）電圧源と、 前記交流電圧源に結合された第１の組の端子と、前記第１の電源の前記正およ
    び負の端子に結合された第２の組の端子とを有するスイッチング電力変換器と、 前記スイッチング電力変換器に結合された制御回路と、 前記第２の電源の正の端子を前記交流電圧源に選択的に接続するための接続シ
    ステムと、 前記制御回路に結合され、前記第２の電源から前記第１の電源へ充電するため
    の直流／直流変換器として前記スイッチング電力変換器を前記交流電圧源インダ
    クタンスと共に使用できるようにするように動作可能なジャンプ充電制御器と、
    を備えるシステム。
  25. 【請求項２５】 前記第２の電源の前記正の端子は、前記交流電圧源の中性
    点に結合されている、請求項２４に記載のシステム。
  26. 【請求項２６】 正の端子および負の端子を有する充電用電源から、スイッ
    チング電力変換器の出力に結合されたバッテリを充電するシステムであって、 前記スイッチング電力変換器の入力に結合された交流機械と、 前記充電用電源の正の端子を前記交流機械に選択的に接続するための接続手段
    と、を備えるシステム。
  27. 【請求項２７】 前記接続手段は、前記交流機械の中性点に結合されている
    、請求項２６に記載のシステム。
  28. 【請求項２８】 スイッチモード整流器の出力でバッテリを充電する方法で
    あって、 （ａ）充電用電源の正の端子を交流機械に接続するステップと、 （ｂ）前記充電用電源の負の端子をシステムの接地に接続するステップと、 （ｃ）前記交流機械の電流を増加させて、前記充電用電源から第１の量のエネ
    ルギーを引き出すステップと、 （ｄ）前記交流機械の誘導性要素内に前記第１の量のエネルギーを蓄えるステ
    ップと、 （ｅ）前記第１の量のエネルギーに前記充電用電源からの追加のエネルギーを
    加えたものを前記バッテリに移すステップとを含む方法。
  29. 【請求項２９】 ディアル出力オルタネータ・システムであって、前記ディ
    アルオルタネータ・システムの第１および第２の出力の第１および第２の出力電
    圧を供給するための第１の出力を有し、 出力と内部インダクタンスを有し、界磁電流を制御することにより制御可能な
    交流（ＡＣ）電圧源と、 第１の出力を有しかつ第２の出力を有する前記交流電圧源に結合された入力を
    有し、前記第１および第２の出力のそれぞれが、前記ディアル出力オルタネータ
    ・システムの前記第１および第２の出力のそれぞれの１つに結合された整流器と
    、 前記交流電圧源、エンジンおよび逆起電力信号源の少なくとも１つに結合され
    た入力を有し、かつ出力を有するセンサと、 前記センサの出力に結合された第１の入力、前記ディアル出力オルタネータ・
    システムの前記第１および第２の出力の少なくとも１つに結合された第２の入力
    、および前記整流器に結合された第１の出力を有する制御システムと、を備える
    システム。
  30. 【請求項３０】 前記制御システムの前記第２の入力は、前記ディアル出力
    オルタネータ・システムの前記第１の出力に結合され、前記制御システムは、前
    記ディアル出力オルタネータ・システムの前記第２の出力に結合された第３の入
    力をさらに含む、請求項２９に記載のシステム。
  31. 【請求項３１】 前記整流器は、 それぞれのサイリスタが、前記交流電圧源出力端子のそれぞれの１つに結合さ
    れた第１の端子、前記ディアル出力オルタネータ・システムの前記第１の出力に
    結合された第２の端子、および前記制御システムからの制御信号を受け取るよう
    に結合された第３の端子を有する複数のサイリスタと、 それぞれの電界効果トランシスタが、前記交流電圧源出力端子のそれぞれの１
    つに結合された第１の端子、基準電位に結合された第２の端子、および前記制御
    システムから制御信号を受け取る制御端子を有する複数の電界効果トランジスタ
    と、 を備える、請求項２９に記載のシステム。
  32. 【請求項３２】 前記制御システムは、 前記センサから少なくとも第１の信号を、かつ前記ディアル出力オルタネータ
    の前記第１および第２の出力の１つから第２の信号を受け取るように構成された
    制御プロセッサと、 前記制御プロセッサに結合された第１の端子を有し、かつ前記複数のサイリス
    タのそれぞれの制御端子に結合された第２の端子を有する第１のデューティ／点
    弧制御器と 前記制御プロセッサに結合された第１の端子を有し、かつ前記スイッチモード
    整流器に結合された第２の端子を有する第２のデューティ／点弧制御器と、 前記制御プロセッサに結合された第１の端子を有し、かつ前記交流電圧源に結
    合された第２の端子を有する界磁制御器と、 を備える、請求項３１に記載のシステム。
  33. 【請求項３３】 前記整流器は、 それぞれのスイッチが、前記交流電圧源の出力端子の１つに結合された第１の
    端子を有し、ディアルオルタネータ・システムの出力の第１の１つに結合された
    第２の端子を有し、かつ前記制御システムに結合された第３の端子を有する第１
    の組のスイッチと、 それぞれのスイッチが、前記交流電圧源の出力端子と前記第１の組のスイッチ
    の第１の端子とに結合された第１の端子を有し、前記ディアル出力オルタネータ
    ・システムの出力の第２の１つに結合された第２の組の端子を有し、かつ前記制
    御システムに結合された第３の端子を有する第２の組のスイッチと、 を備えるスイッチモード整流器である、 請求項２９に記載のシステム。
  34. 【請求項３４】 前記整流器は、 スイッチモード整流器と、 前記交流電圧源と前記スイッチモード整流器の間に結合されたダイオード・ブ
    リッジと、 を備える、請求項２９に記載のシステム。
  35. 【請求項３５】 前記スイッチモード整流器は変圧器を含む、請求項２９に
    記載のシステム。
  36. 【請求項３６】 前記交流電圧源は、別個の機械巻線を有するディアル巻線
    オルタネータを備え、かつ、 前記整流器は、一対の別個の整流器を備え、その整流器のそれぞれが前記ディ
    アルオルタネータ・システムの前記第１および第２の出力の１つに結合されてい
    る、請求項２９に記載のシステム。
  37. 【請求項３７】 充電用電源に結合するように構成された第１の端子、およ
    び前記交流電圧源に結合された第２の端子を有し、その前記第１と第２の端子の
    間に低インピーダンス経路を選択的に設けるための接続システムをさらに備える
    、請求項２９に記載のシステム。
  38. 【請求項３８】 前記センサは、 前記交流電圧源および車のエンジンのうちの１つに結合された入力ポートを有
    し、かつ前記制御システムに結合された出力ポートを有する速度センサ、および 前記交流電圧源に結合された入力ポートおよび前記制御システムに結合された
    出力ポートを有する逆起電力センサの少なくとも１つとして設けられる、 請求項２９に記載のシステム。
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