JP2003518867A - 無線チャネルを介した信号の送信のための送信器および送信方法 - Google Patents

無線チャネルを介した信号の送信のための送信器および送信方法

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JP2003518867A JP2001548535A JP2001548535A JP2003518867A JP 2003518867 A JP2003518867 A JP 2003518867A JP 2001548535 A JP2001548535 A JP 2001548535A JP 2001548535 A JP2001548535 A JP 2001548535A JP 2003518867 A JP2003518867 A JP 2003518867A
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measurement signal
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ロハウ ミルコ
ハルムス ラルス
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Abstract

(57)【要約】 本発明では無線チャネルを介した信号の送信のための送信器並びに無線チャネルを介した信号の送信のための方法が提案されている。この送信器ないし方法は、送信器における増幅器（８）の伝送特性曲線の確定のために用いられる。その際送信すべきＯＦＤＭ信号において測定信号が所定の時点でキーイングされ、増幅器により増幅される測定信号が、測定モジュール（１２）にバッファされる測定信号と比較され、それによって増幅器（８）の伝送特性曲線が求められる。この増幅器（８）の伝送特性曲線は、これらの伝送特性曲線に相応した、信号の前置補償（先歪み）のために前置補償器（４）によって利用される。信号発生器（１３）によって生成される測定信号は、同期シンボルにおいてキーイングされ、その際測定信号の振幅が段階的に高められ、あるいは増幅器の伝送特性曲線を定めることのできる大きさの振幅を持たせられる。この測定信号は時間に依存しないエンベローブを有する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】 従来技術 本発明は、請求項１の上位概念による、無線チャネルを介した信号の送信のた
めの送信器並びに無線チャネルを介した信号の送信のための方法に関している。
【０００２】 公知文献“M. Schrader und N. Hentati; Reduktion von Ausserbandstrahlun
g von Sendestufen im DAB-COFDM-System, OFDM Fachgespraeche, September 19
98, Braunschweig, abgedruckt im Konferenzband”からは既にＯＦＤＭ（Ortho
gonal Frequency Division Multiplex) 方式による信号の前置補償が開示されて
おり、この場合はこの前置補償が送信器内の増幅器の伝送特性に従って行われて
いる。このことは非常に重要である。というのも、ＯＦＤＭ信号の全ての振幅は
直線的に増幅されるべきものであるが、このＯＦＤＭ方式による信号は、ＯＦＤ
Ｍ信号内で生じる大小の振幅間の差が大きいために、送信器内での増幅器の直線
性への要求が高くおかれているからである。前述の公知文献では、前置補償のた
めのフィードバックシステムが提案されており、このシステムでは送信器内の増
幅器の伝送特性を定めるために、増幅されたＯＦＤＭ信号の一部がフィードバッ
クされ、バッファされたＯＦＤＭ信号と比較されている。バッファされたＯＦＤ
Ｍ信号は、後に増幅されたフィードバックされるＯＦＤＭ信号である。ＯＦＤＭ
信号はその特性がノイズ信号と非常に似ているので、ここではバッファされたＯ
ＦＤＭ信号と増幅されたＯＦＤＭ信号に対する微妙な同期化が必要となる。
【０００３】 発明の利点 それに対して、請求項１および請求項６の特徴部分に記載されている、本発明
による、無線チャネルを介した信号の送信のための送信器ないし送信方法によれ
ば、増幅器の伝送特性を定めるために、測定信号がＯＦＤＭ信号においてキーイ
ングされる。このことは特に、増幅器の伝送特性全体が求められるのと同時にＯ
ＦＤＭ信号のより良好な前置補償が可能となるので大きな利点となり得る。
【０００４】 さらなる利点は、適切な測定信号の挿入によって、フィードバックされた測定
信号とバッファされた測定信号の簡単かつ容易な同期化が可能となることである
。
【０００５】 さらなる別の利点は、測定信号が予め定められた時間区分の間だけキーイング
され、それによって送信信号の悪化がこのキーイングによって最小化されること
である。
【０００６】 本発明の別の有利な実施例および改善例は従属請求項に記載されている。
【０００７】 特に有利には、ＯＦＤＭ信号への情報の印加に対する変調方式として差分位相
変調方式（differential phase-modulation）、有利には差分直交位相偏移変調
方式、いわゆるＤＱＰＳＫ（differential quadratur phase shift keying）方
式が用いられる。これは次のような利点に結び付く。すなわち受信機が絶対位相
を定めるのではなく、復調に対する信号間の位相変化のみを求めるだけでよい。
【０００８】 その上さらに有利には、測定信号が時間に依存しない包絡線特性を有する。そ
れにより、測定自体に対する測定信号の影響が最小化される。
【０００９】 また有利には、増幅器の伝送特性を定めるために、測定信号の振幅が段階的に
高められる。それにより、増幅器の伝送特性曲線が段階的に求められる。
【００１０】 さらに有利には、測定信号が、増幅器を完全に補償制御できるような振幅を有
する。それにより、伝送特性曲線の個々の区分を定めるのに、この測定信号のサ
ンプリング値が伝送特性の特定に利用される。
【００１１】 その上さらに有利には、測定信号が信号の同期化シンボルにおいてキーイング
され、そのため有効データに対する帯域幅が失なわれるようなことはない。
【００１２】 図面 図面には本発明の実施例が示されており、これらの実施例は以下の明細書で詳
細に説明する。この場合、 図１は、本発明によるＯＦＤＭ送信器の実施例を示した図であり、 図２は、ＤＡＢフレームを示した図であり、 図３は、本発明による無線チャネルを介した信号の送信方法を示したフローチャ
ートである。
【００１３】 実施例の説明 直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplex ）いわゆる
OFDM方式は、公知なものであり、特に移動体無線分野では効果の高い手法であ
る。このＯＦＤＭ方式では、送信すべき信号が多数のサブ搬送波に分割され、こ
れらのサブ搬送波は、相互に所定の周波数帯域を有し、それによってサブ搬送波
に分割された信号が相互に干渉しなくなる。これらの信号特性は、直交性を有し
ている。
【００１４】 それ故にＯＦＤＭ方式は、ディジタルでの中継放送向けの伝送手段として、特
に移動体機器（例えばカーラジオ）向けの放送受信に用いられている。それに対
しては、ＤＡＢ（Digital Audio Broadcasting）、ＤＶＢ（Digital Video Broa
dcasting）、ＤＲＭ（Digital Radio Mondial)などが含まれる。これらの中継放
送伝送方式は、ＯＦＤＭ方式による特性の恩恵を多大に受けるものである。周波
数選択性の減衰が生じる場合には、伝送された放送信号の僅かな部分しか影響を
受けない。というのも放送信号が多数の周波数に分割されているため、強い減衰
の生じた周波数で伝送されている信号成分しか影響を受けないからである。障害
を受けた信号成分は、エラー検出/補正手段によって補正される。このエラー検
出/補正手段には、エラー検出/補正コード、例えばブロックコード、畳込みコー
ドなどが属している。
【００１５】 ＯＦＤＭ方式では、サブ搬送波への伝送すべき信号の分割によって、分割され
る信号の時間領域での加算が生じる。この場合振幅が次のように加算され得る。
すなわち重畳する信号の振幅が所定の時点で、一方では非常に大きな値になり、
他方では非常に小さな値になるように加算され得る。このことは、加算される信
号成分の位相関係においてそれらの信号が構造的に加算されるのか非構造的に加
算されるのかに依存している。その際送信器内の増幅器は、全ての振幅を同じよ
うに増幅させなければならない課題を有し、それによって非線形的な歪みの発生
を抑えている。
【００１６】 送信器内の増幅器の伝送特性を考慮するために、事前補償ないし先歪み（pred
istortion）手段が設けられている。特に増幅器の伝送特性曲線を定めるために
は、増幅器によって増幅された信号をもとの信号と比較する必要がある。ＯＦＤ
Ｍ信号は、個々の信号成分の加算によって生じる振幅の非相関的シーケンスのた
めに誘発的である。なぜならもとのＯＦＤＭ信号と増幅されたＯＦＤＭ信号との
同期が難しいからである。
【００１７】 ＯＦＤＭ信号の増幅のために、増幅器は線形的な領域内だけで作動すべきであ
る。所定の周波数で伝送される信号が、非線形的な特性曲線を与えられるならば
、増幅器内で生じる周波数成分もこの所定の周波数の数倍になり得る。このよう
な値が送信周波数スペクトルの領域外であるならば、帯域外電磁波ビームの言及
となる。なぜなら可用スペクトル領域外の信号エネルギの伝送は、信号伝送自体
の喪失となるからである。ならぜなら受信機は帯域外ビームをフィルタリングで
排除するからである。その上さらにこの帯域外ビームは、このビームの生じる周
波数を使用している他の伝送系にも障害を与える。
【００１８】 しかしながら新たな周波数成分が、可用の送信周波数スペクトル領域内にある
のであれば、不所望な信号成分も受信機内で復調される。それにより、信号品質
と受信信号のビット誤り率も決定的に悪化する。このビット誤り率は、受信ビッ
ト毎にどの位のビットが誤って検出されるかを表わすものである。このビット誤
り率を定めるために、エラーを検出するコードが用いられる。ＯＦＤＭ信号は、
伝送すべき信号の分割の後でノイズ信号のようにサブ搬送波上に存在する。この
場合個々の振幅のピークは、送信器の増幅器を非線形領域で作動させる。それ故
にＯＦＤＭ信号の前置補償すなわち先歪み処理（vorverzerrung）が必要となる
。それによって増幅器の特性曲線はＯＦＤＭ信号のスペクトルへの悪影響を持た
なくなる。
【００１９】 図１には、本発明によるＯＦＤＭ送信器のブロック回路図が示されている。デ
ータソース１はここではマイクロフォンであり、これは増幅とマイクロフォンに
よって変換された音声信号のディジタル化のための電子回路を備えている。マイ
クロフォン１は、音波をアナログの電気信号に変換する。これはマイクロフォン
に接続された電子回路によって増幅され、ディジタル化される。この音声信号か
ら生じたディジタルデータストリームは、ソース符号化回路２に供給される。こ
のソース符号化はプロセッサ上で実行される。
【００２０】 ソース符号化回路２は、音声信号から生じたビットの数を低減する。この場合
ソース符号化回路２はディジタルデータストリームから冗長度を引き出す。音響
心理学的モデルの利用のもとで音声信号からは、この音声信号の再生に不要なデ
ータが消去される。ソース符号化回路２によって低減されたデータストリームは
、その後ＯＦＤＭ変調器３に供給される。その他に、音声信号以外の他のデータ
、例えばテキストデータ、画像データ、ビデオデータなども伝送可能である。そ
の場合にはデータの形式毎に専用のソース符号化回路が用いられる。
【００２１】 ＯＦＤＭ変調器３は、まず伝送された信号に差分直交位相変調（differential
Quadrature Phase Shift Keying）いわゆるDQPSK処理を施す。このＤＱＰＳＫ
処理は、ディジタル変調の１つであり、そこでは信号の位相変化が変調される。
その際この位相変化は所定の時間間隔内で、つまりビット毎に、変調信号として
挿入される。ここでは＋/−９０゜の１つの位相変化が用いられる。差分変調方
式の利点としては、信号の復調に際して受信機内で絶対値を求める必要がないこ
とが挙げられる。例えばビット列“１１０”は、２つの１に対してはそれぞれ＋
９０゜の位相変化で、０に対しては−９０゜の位相変化に結び付けられる。
【００２２】 ＤＱＰＳＫ方式の以外にも他の差分ないし非差分の位相変調方式が用いられて
もよい。但しここでは振幅変調方式か周波数変調方式が用いられる。
【００２３】 ＤＱＰＳＫ方式は、複素的な変調方式である。なぜならＯＦＤＭ変調器３に供
給されるビットストリームのビットが位相変化に対してマッピングされるからで
ある。１つの信号位相が変化した場合には、信号のグラフィカル表示に対し複素
平面が指針として用いられる。この場合実部は横軸に、虚部は縦軸にプロットさ
れる。０よりも大きい位相を有する信号は、その位相を中心に複素平面内で反時
計回りに横軸から回転する。９０゜の位相変化が４回行われると、再びもとの信
号になる。従って相互に区別できる４つの変調状態がＤＱＰＳＫ方式では可能で
ある。
【００２４】 この差分直交位相変調の他にも、ＯＦＤＭ変調器３は復調すべき信号のサブ搬
送波への分割も実施する。それによりＯＦＤＭ信号が生じる。複素信号の生成さ
れるＯＦＤＭ変調器３で実施された差分直交位相変調の続きとして、このＯＦＤ
Ｍ変調器３の第１および第２のデータ出力側は、前置補償器（先歪み回路）４の
第１および第２のデータ入力側に接続されている。これはここでの信号の２つの
成分、すなわち実部と虚部を別個に処理するためである。
【００２５】 前置補償器４はＯＦＤＭ変調器３から供給された信号を増幅器８の伝送特性曲
線に従って先歪みさせる。増幅器の伝送特性曲線は、増幅器出力信号の振幅と位
相が増幅器入力信号の振幅の関数としてどのように変化するかを表わすものであ
る。前置補償器４は、この特性曲線を先歪み処理の実施のために反転する。この
場合増幅器８の線形的な増幅率は計算によって導出される。そのためこの先歪み
処理は、ＯＦＤＭ変調器３から到来する信号の減衰にはつながらない。前置補償
器４は、ディジタル信号プロセッサ上で実現される。増幅器８の特性曲線に関す
るデータを、前置補償器４は測定モジュール１２の第３のデータ入力側を介して
受取る。
【００２６】 先歪みされた信号は前置補償器４後方のキーイング回路５に供給される。これ
らの信号は前述したように複素的であり、そのため前置補償器４からは２つのデ
ータ出力側がこのキーイング回路５に接続されている。キーイング回路５は、測
定信号を先歪みされたＯＦＤＭ信号においてキーイングする。従ってキーイング
回路５は、測定信号をＯＦＤＭ信号において所定の時点で切換る。それにより測
定信号がＯＦＤＭ信号の代わりにその時点で存在する。この時点は例えば１時間
毎に１回、あるいは１日毎に一回など、予め定めることができる。この測定は本
発明による送信器の実際の作動前に実施され、その後では所定の時点で送信器の
作動中に継続される。
【００２７】 ＤＡＢ方式では、ＤＡＢフレームの開始時点にＤＡＢ信号が伝送され、ゼロシ
ンボルが同期のために設けられる。図２には、１つのＤＡＢフレームが示されて
いる。同期チャネル４０は、ＤＡＢフレームの開始時点でゼロシンボルを有して
いる。いわゆる高速情報チャネル４１は、多重化に関する情報と他のサービス情
報を伝送している。いわゆるメインサービスチャネル４２は、伝送すべきデータ
、例えばオーディオプログラムおよび/またはマルチメディアデータ等を有して
いる。
【００２８】 ゼロシンボルでは測定信号がキーイングされる。そのためＤＡＢフレーム内で
伝送されるその他のデータは書換えられない。同期シンボルがＤＡＢフレームの
ゼロシンボルを測定信号で書換えることは許容される。なぜなら同期が１つのフ
レームの後で既に中断されることは考えにくいからである。というのも前述した
ようにキーイングは比較的まれにしか行われないからである。複素的である測定
信号は、信号発生器１３によって生成される。この信号発生器１３は、２つのデ
ータ出力側を有しており、これらはキーイング回路５に接続されている。それに
よりキーイング回路５は、その第３および第４のデータ入力側を介して測定信号
を信号発生器１３から受取る。信号発生器１３は、正弦波振動を生成する通常一
般のオシレータである。
【００２９】 測定信号は択一的に先歪みの前にキーイングすることも可能である。この点に
関しては以下に説明する。
【００３０】 測定信号は以下に述べるような要求をみたすものである。すなわち、まず測定
信号は増幅器の構成要素によるフィルタリングが許されない。それ故に測定信号
に対しては非常に低い周波数が用いられる。その上さらにもう１つの条件は、測
定信号が一定の包絡線を有していることである。それによって測定信号の振幅は
、同じ値を有するものとなる。従ってこの包絡線は、それぞれ最大値から最大値
まで正の領域と負の領域の中で延伸し、時間軸として表わされる横軸に対して並
行する。それによりそのような測定信号による増幅器の伝送測定の簡単な確定が
可能となる。正弦振動はそのような特性を表わしている。
【００３１】 キーイングによる測定信号を伴ったＯＦＤＭ信号は、第１および第２のデータ
出力側を介して複素的信号としてキーイング回路５からそれぞれディジタル/ア
ナログ変換器３０および３５に供給され、そこで複素的信号がアナログ信号に変
換される。この信号はその後直交変調器６に供給される。直交変調器６では複素
的ＯＦＤＭ信号がキーイングされた測定信号と共に実信号へ変換される。この場
合この複素的信号ｙ（ｔ）は、算術的に以下の式、 ｙ(ｔ)＝ａ(ｔ)＋ｊｂ(ｔ) で表わされる。さらに後続するステップにおいて以下のように実信号ｘ(ｔ) ｘ(ｔ)＝ａ(ｔ)ｃｏｓ(ωｔ)−ｂ(ｔ)ｓｉｎ(ωｔ) に変換される。この場合前記ωは、ＯＦＤＭ信号を逓昇方向のミキシングによっ
て中間周波数に置換える際の周波数である。
【００３２】 直交変調器６は逓昇型ミクサ７に接続されている。ここにおいてＯＦＤＭ−実
信号が中間周波数領域に置換えられる。それ故に前記逓昇ミクサ７は、ＯＦＤＭ
信号をシフトさせる周波数を生成するオシレータを有している。
【００３３】 中間周波に変換されたＯＦＤＭ信号は、逓昇方向のミキシング処理の後で増幅
器８に送出され、あるいは増幅器８の伝送特性曲線に応じて増幅される。増幅器
９の後ではこのＯＦＤＭ信号は一方では送信のためにアンテナ９に供給され、他
方では逓降ミクサ１０に供給され、そこでこの増幅信号が再びベース帯域に引下
げられる。つまりこのＯＦＤＭ信号の成分は、フィードバックされている。この
成分はもちろん送信される成分に比べて非常に小さく、例えば１％以下である。
というのもほとんどの信号エネルギはＯＦＤＭ信号の送信に用いられるからであ
る。フィードバックされたＯＦＤＭ信号の減結合は、方向性結合器によって行わ
れる。この方向性結合器は、２つの線路を有しており、それらの配置構成は、一
方の線路からもう一方の線路への信号エネルギの電磁的減結合が可能となるよう
に行われている。
【００３４】 ベース帯域は、データの生成された周波数領域である。逓降ミクサ１０の後で
は、直交変調器において実信号から再び複素的信号が生成される。そのため直交
変調器１１は、２つのデータ出力側を有している。それらの２つのデータ出力側
にはアナログ/ディジタル変換器３１および３２が接続されており、これらは複
素的信号の成分をディジタル化する。ディジタル化された信号はその後測定モジ
ュール１２に供給される。
【００３５】 測定モジュール１２はその第１および第２のデータ入力側を介してキーイング
された測定信号と共にＯＦＤＭ信号を受取る。これは増幅器８によって増幅され
たものである。測定モジュール１２は、その第３および第４のデータ入力側を介
してキーイング回路５の第１および第２のデータ入力側からキーイングされた測
定信号を伴うＯＦＤＭ信号を受取る。このキーイング回路５から測定モジュール
１２に供給されるキーイングされた測定信号を伴うＯＦＤＭ信号は、キーイング
された測定信号を伴った同じＯＦＤＭ信号が直交変調器１１から測定モジュール
１２に送信されるまで、測定モジュール１２において中間記憶される。それによ
って、増幅器８の前後でのキーイングされた測定信号の比較が可能となる。入力
振幅に依存した絶対値と位相の比較によって増幅器８の伝送特性曲線は定められ
る。同期化を実行するために、測定モジュール１２は、信号発生器１３の第３の
データ出力側に接続された第５のデータ入力側を有している。それによりこの測
定モジュール１２は、いつ測定信号が生成されたかに関する情報を得る。測定モ
ジュール１２は、１つのデータ出力側を有しており、これは前置補償器４の第２
のデータ入力側に接続されている。そのため前置補償器４は、増幅器８の伝達さ
れた伝送特性に従って、ＯＦＤＭ変調器から到来した信号を先歪みさせる。この
測定モジュール１２は、測定信号がキーイングされる時にのみ動作する。プロセ
ッサは、測定信号の生成時期について信号発生器１３を制御する。
【００３６】 図３には本発明による無線チャネルを介した信号の送信方法が示されている。
方法ステップ１４では、データが生成される。これは前述したようにマイクロフ
ォンを用いて行われる。しかしながら他のデータソース、例えばキーボードを備
えたコンピュータなどもも可能である。方法ステップ１５ではソース符号化が行
われる。この場合音声信号から、受信機内で音声データの再生には不要な冗長度
分が取り出される。方法ステップ１６ではソース符号化ステップ１５の後のデー
タストリームの変調が実施される。この場合ここでは前述したような差分位相変
調が実施される。
【００３７】 方法ステップ１７では、ＯＦＤＭ変調によってデータストリームが異なる搬送
波に分割される。方法ステップ１８では、増幅器８の伝送特性曲線に従った先歪
み処理が行われる。方法ステップ１９では、測定信号が生成される。方法ステッ
プ２０では、この測定信号が先歪みされたＯＦＤＭ信号における所定の時点、す
なわちゼロシンボルの位置にてキーイングされる。方法ステップ４３では、測定
信号と共にＯＦＤＭ信号のディジタル/アナログ変換が行われる。方法ステップ
２１では、直交変調が実施され、複素的信号から実信号が形成される。
【００３８】 方法ステップ２２では、この実信号が中間周波に変換される。方法ステップ２
３では、増幅器８を用いて、変換された信号の増幅が行われる。方法ステップ２
４では、増幅された信号が送信され、それに対して増幅された信号の一部は、方
法ステップ２５において再び逓降方向にミキシング（heruntergemischten）され
、方法ステップ２６において直交変調器により複素的信号に再び変換される。方
法ステップ４４では、この複素的信号がアナログ/ディジタル変換され、方法ス
テップ２７において、キーイングされ増幅器８を介して入った測定信号と同じ測
定信号を用いた比較が行われ、増幅器８の伝送特性曲線が求められる。測定信号
が何もキーイングされない場合には、そこで当該の方法が終了する。方法ステッ
プ２８では、求められた増幅器８の伝送特性曲線に応じて前置補償器が設定され
る。方法ステップ２９ではこの方法が終了する。
【００３９】 様々なＤＡＢフレーム内でキーイングされる測定信号は、増幅器の特性曲線が
完全に続くように、その振幅の中で段階的に高められる。それにより増幅器８の
全ての伝送特性曲線が求められる。
【００４０】 代替的に測定信号は、一定でないエンベロープを伴ってＯＦＤＭ信号において
キーイングされてもよい。測定信号のエンベローブは、増幅器８が完全に補償制
御されるように設定される。この測定信号のサンプリング値によって増幅器８の
伝送特性曲線は定められる。
【００４１】 代替的に測定信号は、前置補償器４の前でキーイングされてもよい。その場合
この事前補償器４は、一定の値をロードされ、それによってこの前置補償器４は
計算によって取り出される信号へ既知の影響を及ぼす。理想的には、この前置補
償器４はその後では信号を変更しない。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明によるＯＦＤＭ送信器の実施例を示した図である。
【図２】 ＤＡＢフレームを示した図である。
【図３】 本発明による無線チャネルを介した信号の送信方法を示したフローチャートで
ある。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ラルス ハルムス ドイツ連邦共和国 ヒルデスハイム ノイ ホーファーシュトラーセ 125 (72)発明者 ナビル ヘンターティ ドイツ連邦共和国 ハノーファー ヒーシ ェシュトラーセ ５ Ｆターム(参考） 5C025 AA09 AA10 5C063 AA01 AB03 AB05 AB15 AC01 AC05 AC10 5K022 DD01 DD27 5K060 BB07 CC04 CC11 DD03 FF06 HH01 HH04 HH16 KK06

Claims (12)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 無線チャネルを介した信号の送信のための送信器であって、
    変調器（３）が送信すべき信号への変調を実施し、変調された信号が異なるサブ
    搬送波に分割され、前置補償器（４）は、異なるサブ搬送波に分割された信号を
    増幅器（８）の伝送特性に従って前置補償（先歪み処理）し、その場合ミクサ（
    ７）は、前置補償された信号をベース帯域から中間周波数に変換し、増幅器（８
    ）は変換された信号を増幅し、増幅された信号の第１の部分がアンテナ（９）に
    よって送信され、ミクサ（１０）は、増幅された信号の第２の部分を中間周波数
    からベース帯域に逓降方向にミキシングし、測定モジュール（１２）は、増幅器
    （８）の伝送特性を求めて前置補償器（４）にこの増幅器（８）の伝送特性を伝
    達するために、前記逓降方向にミキシングされた信号を、前置補償された信号と
    比較する形式のものにおいて、 信号発生器（１３）が測定信号を発生し、キーイング回路（５）は、測定信号
    を所定の時点でキーイングし、測定モジュール（１２）は、逓降方向にミキシン
    グされた信号の測定信号を信号内の測定信号と比較し、増幅器（８）の伝送特性
    を得るようにしたことを特徴とする送信器。
  2. 【請求項２】 前記キーイング回路（５）は測定信号を、前置補償された信
    号において所定の時点でキーイングし、測定モジュール（１２）は、逓降方向に
    ミキシングされた信号の測定信号を前置処理された信号の測定信号と比較し、こ
    れによって増幅器（８）の伝送特性を求める、請求項１記載の送信器。
  3. 【請求項３】 前記キーイング回路（５）は、測定信号を前置補償器（４）
    の前でキーイングし、その際前置補償器（４）は一定の値のセットをロードされ
    る、請求項１記載の送信器。
  4. 【請求項４】 前記変調器（３）は、差分位相変調方式、例えばＤＱＰＳＫ
    方式で変調を実施する、請求項１記載の送信器。
  5. 【請求項５】 前記信号発生器（１３）は、時間に依存しないエンベローブ
    を有する測定信号を生成する、請求項１記載の送信器。
  6. 【請求項６】 無線チャネルを介した信号の送信方法であって、 送信すべき信号を変調し、 変調された信号をサブ搬送波に分割し、 サブ搬送波に分割された信号を増幅器（８）の伝送特性に従って前置補償（先
    歪み）させ、 前置補償された信号をベース帯域から中間周波に変換し、 変換された信号を増幅し、 増幅された信号の第１の部分を無線チャネルを介して送信し、 増幅された信号の第２の部分は、中間周波からベース帯域に変換し、 前置補償された信号と、ベース帯域に変換された信号を比較し、それによって
    増幅器（８）の伝送特性を求めて前置補償器（４）にそれを伝達する形式の方法
    において、 複数の測定信号を生成し、 所定の時点の信号において測定信号をキーイングし、 前記信号における測定信号を、増幅されベース帯域に変換された信号の測定信
    号と比較し、それによって増幅器（８）の伝送特性を求めるようにしたことを特
    徴とする方法。
  7. 【請求項７】 前置補償された信号における測定信号をキーイングする、請
    求項６記載の方法。
  8. 【請求項８】 測定信号を、前置補償器（４）の処理前にキーイングし、こ
    の場合前置補償器には一定の値がロードされている、請求項６記載の方法。
  9. 【請求項９】 測定信号の振幅を所定の大きさまで段階的に高め、それによ
    って増幅器（８）の補償制御領域を測定する、請求項６記載の方法。
  10. 【請求項１０】 測定信号の振幅は１つの大きさを有しており、それによっ
    て増幅器（８）は測定信号によって少なくとも完全に補償制御される、請求項６
    記載の方法。
  11. 【請求項１１】 測定信号のサンプリング値が、増幅器（８）の伝送特性の
    確定のために用いられる、請求項１０記載の方法。
  12. 【請求項１２】 測定信号は、同期シンボルにおいてキーイングされる、請
    求項９から１１いずれか１項記載の方法。
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