JP2003299365A - Inverter circuit - Google Patents

Inverter circuit

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JP2003299365A
JP2003299365A JP2002098479A JP2002098479A JP2003299365A JP 2003299365 A JP2003299365 A JP 2003299365A JP 2002098479 A JP2002098479 A JP 2002098479A JP 2002098479 A JP2002098479 A JP 2002098479A JP 2003299365 A JP2003299365 A JP 2003299365A
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JP
Japan
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circuit
capacitor
parallel
winding
switch
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Application number
JP2002098479A
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Japanese (ja)
Inventor
Masateru Igarashi
征輝 五十嵐
Hidetoshi Kaida
英俊 海田
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Fuji Electric Co Ltd
Original Assignee
Fuji Electric Co Ltd
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To enable an electromagnetic noise generate from an inverter circuit to be reduced without increasing the size and cost of the circuit. <P>SOLUTION: A DC intermediate circuit of the inverter circuit is split by capacitors C<SB>01</SB>, C<SB>02</SB>, and bidirectional switches Q<SB>7</SB>to Q<SB>9</SB>are connected between the split point and connecting points of upper arm elements Q<SB>1</SB>to Q<SB>3</SB>and lower arm elements Q<SB>4</SB>to Q<SB>6</SB>. Thus, a voltage applied to a stray C between a winding and a stator of a motor 3 becomes a predetermined value always including '0'. Thus, a leakage current iE flowing through the stray C is eliminated, and hence conductive electromagnetic noise is reduced. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】この発明は、直流電圧から可
変周波数の交流電圧に変換するインバータ回路、特に電
磁ノイズ（Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ Ｉｎｔｅ
ｒｆｅｒｅｎｃｅｎｏｉｓｅ：ＥＭＩノイズとも記す）
を低減可能なインバータ回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an inverter circuit for converting a DC voltage into an AC voltage having a variable frequency, and particularly to an electromagnetic noise (Electromagnetic Inte).
rferencenose: Also referred to as EMI noise)
To an inverter circuit that can reduce

【０００２】[0002]

【従来の技術】図８に、この種のインバータ回路の従来
例を示す。図示のように、交流電源１には３相整流回路
２の入力が、この３相整流回路２の出力にはコンデンサ
Ｃ02とＣ01との直列回路と、絶縁ゲート型バイポーラト
ランジスタ（ＩＧＢＴとも略記する）とダイオードとの
逆並列回路（単にスイッチとも言う）Ｑ1〜Ｑ6とからな
るインバータ回路の入力が、このインバータ回路の出力
にはモータ３が、さらに３相整流回路２の入力と接地間
にはコンデンサＣ1〜Ｃ3がそれぞれ接続されて構成され
ている。2. Description of the Related Art FIG. 8 shows a conventional example of this type of inverter circuit. As shown in the figure, the input of the three-phase rectifier circuit 2 is input to the AC power supply 1, the series circuit of capacitors C 02 and C 01 is connected to the output of the three-phase rectifier circuit 2, and an insulated gate bipolar transistor (abbreviated as IGBT) Input) of an inverter circuit composed of an anti-parallel circuit (also simply called a switch) Q 1 to Q 6 of a diode, a motor 3 at the output of this inverter circuit, and an input of the three-phase rectifier circuit 2 and ground. capacitor C 1 -C 3 is configured by connecting each between.

【０００３】図９に、図８の回路を三角波と正弦波との
比較によるＰＷＭ（パルス幅変調）方式で駆動したとき
の動作波形を示す。コンデンサＣ02とＣ01の電圧をそれ
ぞれＥｄ／２とし、Ｃ02とＣ01の接続点Ｏを仮想中点と
する。Ｖ相変調波が三角波より大きいｔ１〜ｔ６の期間
はＱ2がオンし、Ｖ相端子は＋Ｅｄ／２の電位にあり、
三角波より小さいｔ６〜ｔ７の期間はＱ5がオンし、Ｖ
相端子は−Ｅｄ／２の電位にある。また、Ｕ相変調波が
三角波より大きいｔ２〜ｔ５の期間はＱ1がオンし、Ｕ
相端子は＋Ｅｄ／２の電位にあり、三角波より小さいｔ
５〜ｔ２の期間はＱ4がオンし、Ｕ相端子は−Ｅｄ／２
の電位にある。さらに、Ｗ相変調波が三角波より大きい
ｔ３〜ｔ４の期間はＱ 3がオンし、Ｗ相端子は＋Ｅｄ／
２の電位にあり、三角波より小さいｔ４〜ｔ３の期間は
Ｑ6がオンし、Ｗ相端子は−Ｅｄ／２の電位にある（か
かる動作について必要ならば、例えば、電気学会論文誌
Ｄ，ＶＯＬ．１１５‐Ｄ，ＮＯ．１「電圧形ＰＷＭイン
バータが発生する高周波漏れ電流のモデリングと理論解
析」の項参照のこと）。FIG. 9 shows a circuit of FIG. 8 with a triangular wave and a sine wave.
When driven by PWM (pulse width modulation) method by comparison
Shows the operation waveform of. Capacitor C02And C01The voltage of it
Ed / 2 and C respectively02And C01Connection point O of the
To do. Period of t1 to t6 in which V-phase modulated wave is larger than triangular wave
Is Q2Is turned on, the V-phase terminal is at + Ed / 2 potential,
Q is during the period from t6 to t7, which is smaller than the triangular wave.FiveTurns on, V
The phase terminals are at -Ed / 2 potential. Also, the U-phase modulated wave
Q is during the period from t2 to t5 which is larger than the triangular wave.1Turns on, U
The phase terminal is at + Ed / 2 potential and is smaller than the triangular wave t
Q during the period of 5 to t2FourTurns on and the U-phase terminal is -Ed / 2
It is at the potential of. Furthermore, the W-phase modulated wave is larger than the triangular wave
Q during the period from t3 to t4 3Turns on and the W-phase terminal has + Ed /
At the potential of 2 and smaller than the triangular wave, the period from t4 to t3
Q6Turns on, and the W-phase terminal is at a potential of -Ed / 2 (or
If necessary, for example, the journal of the Institute of Electrical Engineers of Japan
D, VOL. 115-D, NO. 1 "voltage source PWM in
Modeling and theoretical solution of high frequency leakage current generated by verters
See section "Analysis").

【０００４】[0004]

【発明が解決しようとする課題】以上のような動作をす
ると、モータの巻線と固定子間の電位は、Ｑ1〜Ｑ6の各
スイッチングのたびにＥｄ／３ずつ変化する。この電位
変動により、モータの巻線と固定子間のストレー容量Ｃ
CGを介して漏洩電流ｉEが流れ、これが交流電源に分流
して大きな伝導性ＥＭＩノイズを発生する。この伝導性
ＥＭＩノイズは、他の機器を誤動作させるなどの障害を
発生するという問題がある。また、Ｑ1〜Ｑ6の各スイッ
チング時に大きな電圧変動ｄｖ／ｄｔが発生し、これに
より放射性ＥＭＩノイズも発生する。この放射性ＥＭＩ
ノイズも通信機器などに影響し、障害を起こすなどの問
題がある。これを解決するためには、通常、大形のフィ
ルタや高価な電磁シールドで覆う必要があり、装置の大
型化を招き高価になる。したがって、この発明の課題
は、装置の大型化やコストアップを招くことなく漏洩電
流を抑制することにある。When the INVENTION Problems to be Solved] The above described operation, the potential between the windings and the stator of the motor is changed every time the switching of the Q 1 to Q 6 each Ed / 3. Due to this potential fluctuation, the stray capacitance C between the motor winding and the stator is
Leakage current i E flows through CG , and this is shunted to the AC power source to generate large conductive EMI noise. This conductive EMI noise has a problem of causing a failure such as malfunction of other equipment. Further, a large voltage fluctuation dv / dt occurs at the time of switching each of Q 1 to Q 6 , which causes radiated EMI noise. This radioactive EMI
Noise also affects communication equipment, causing problems such as causing problems. In order to solve this, it is usually necessary to cover with a large filter or an expensive electromagnetic shield, which causes an increase in the size of the device and is expensive. Therefore, an object of the present invention is to suppress the leakage current without increasing the size of the device and increasing the cost.

【０００５】[0005]

【課題を解決するための手段】このような課題を解決す
るため、請求項１の発明では、直流電源に対し、半導体
スイッチとダイオードとの第１逆並列回路と半導体スイ
ッチとダイオードとの第２逆並列回路との直列回路を複
数組接続し、前記直流電源の直流電圧を可変周波数の交
流電圧に変換するインバータ回路において、前記直流電
源を第１コンデンサと第２コンデンサとの直列回路で分
割し、前記第１逆並列回路と第２逆並列回路の接続点と
前記第１コンデンサと第２コンデンサの接続点との間
に、それぞれ双方向スイッチを接続したことを特徴とす
る。In order to solve such a problem, in the invention of claim 1, a first anti-parallel circuit of a semiconductor switch and a diode and a second semiconductor switch and a diode are provided for a DC power source. In an inverter circuit for connecting a plurality of series circuits with an anti-parallel circuit and converting a DC voltage of the DC power supply into an AC voltage of variable frequency, the DC power supply is divided by a series circuit of a first capacitor and a second capacitor. A bidirectional switch is connected between the connection point of the first anti-parallel circuit and the second anti-parallel circuit and the connection point of the first capacitor and the second capacitor, respectively.

【０００６】上記請求項１の発明においては、前記第１
逆並列回路，第２逆並列回路のそれぞれにコンデンサを
並列に接続し、前記第１のコンデンサには半導体スイッ
チとダイオードとの逆並列回路と回生巻線付きリアクト
ルの１次巻線との直列接続回路を並列に、前記第２のコ
ンデンサには半導体スイッチとダイオードとの逆並列回
路と回生巻線付きリアクトルの２次巻線との直列接続回
路を並列に、それぞれ接続することができ（請求項２の
発明）、請求項２の発明においては、前記リアクトルに
第３次巻線，第４次巻線および第５次巻線を付加し、こ
れらの巻線を前記双方向スイッチにそれぞれ直列に接続
することができる（請求項３の発明）。In the invention of claim 1, the first
A capacitor is connected in parallel to each of the anti-parallel circuit and the second anti-parallel circuit, and the anti-parallel circuit of the semiconductor switch and the diode and the series connection of the primary winding of the reactor with the regenerative winding are connected to the first capacitor. A circuit may be connected in parallel, and an anti-parallel circuit of a semiconductor switch and a diode and a series connection circuit of a secondary winding of a reactor with a regenerative winding may be connected in parallel to the second capacitor (claim). 2) and the invention of claim 2, a third winding, a fourth winding, and a fifth winding are added to the reactor, and these windings are respectively connected in series to the bidirectional switch. It can be connected (the invention of claim 3).

【０００７】上記請求項１〜３のいずれかの発明におい
ては、前記第１逆並列回路を構成する半導体スイッチの
いずれかをオンしたときを「＋１」とし、前記第２逆並
列回路を構成する半導体スイッチのいずれかをオンした
ときを「−１」とし、前記双方向スイッチのいずれかを
オンしたときを「０」とするとき、これらスイッチの状
態の和が常に一定値となるようにオン，オフパターンを
選択して制御することができる（請求項４の発明）。In the invention according to any one of claims 1 to 3, when one of the semiconductor switches constituting the first anti-parallel circuit is turned on, "+1" is set to constitute the second anti-parallel circuit. When one of the semiconductor switches is turned on to be "-1" and when one of the bidirectional switches is turned to be "0", the two switches are turned on so that the sum of the states thereof is always a constant value. , The off pattern can be selected and controlled (the invention of claim 4).

【０００８】[0008]

【発明の実施の形態】図１はこの発明の第１の実施の形
態を示す回路図である。図示のように、この回路は図８
に示す従来例に対し、スイッチＱ1〜Ｑ6の接続点と、コ
ンデンサＣ02とＣ01との接続点間に、双方向スイッチＱ
7〜Ｑ9を接続した点が特徴である。図４は図１の動作を
説明するための説明図で、以下、この図４も参照してそ
の動作を説明する。FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of the present invention. As shown, this circuit is shown in FIG.
In comparison with the conventional example shown in FIG. 2, the bidirectional switch Q is provided between the connection points of the switches Q 1 to Q 6 and the connection points of the capacitors C 02 and C 01.
The feature is that 7 to Q 9 are connected. FIG. 4 is an explanatory diagram for explaining the operation of FIG. 1. Hereinafter, the operation will be described with reference to FIG. 4 as well.

【０００９】まず、例えば期間Ｔ１のようにＱ1，Ｑ8，
Ｑ6をオンすることによりＵ，Ｖ，Ｗの各端子は＋Ｅｄ
／２，０，−Ｅｄ／２の電位、また、例えば期間Ｔ２の
ようにＱ２，Ｑ７，Ｑ6をオンすることによりＵ，Ｖ，
Ｗの各端子は０，＋Ｅｄ／２，−Ｅｄ／２の電位とな
り、モータの巻線と固定子間のストレー容量ＣCGに印加
される電圧は零となる。したがって、Ｑ1〜Ｑ3をオンし
たときを例えば「＋１」とし、Ｑ4〜Ｑ6をオンしたとき
を「−１」とし、Ｑ7〜Ｑ9をオンしたときを「０」とし
たとき、これらスイッチの状態の和が零となるよう、図
４に示す電圧ベクトルＶ１〜Ｖ７のパルスパターンを選
択して制御することで、モータの巻線と固定子間のスト
レー容量ＣCGに印加される電圧は零となる。その結果、
スイッチング動作に伴う漏洩電流ｉEがなくなり、伝導
性ＥＭＩノイズが発生することはない。なお、この例で
は、スイッチの状態の和が零となるパターンを選択した
が、「−１」や「＋１」などの固定値にしても、同様の
効果が得られる。また、Ｑ1〜Ｑ3,Ｑ4〜Ｑ6およびＱ7〜
Ｑ9の各々では、いずれか１つのみオンすることが前提
である。First, for example, in the period T1, Q 1 , Q 8 ,
By turning on Q 6 , each terminal of U, V and W is + Ed
/ 2, 0, -Ed / 2 potentials, also, U by turning Q2, Q7, Q 6 a, for example, as the period T2, V,
Each terminal of W has a potential of 0, + Ed / 2, -Ed / 2, and the voltage applied to the stray capacitance C CG between the winding of the motor and the stator becomes zero. Therefore, when the for example, "+1" when turned on Q 1 to Q 3, when you turn on the Q 4 to Q 6 is "-1", and the time you turn on the Q 7 to Q 9 to "0" By selecting and controlling the pulse patterns of the voltage vectors V1 to V7 shown in FIG. 4 so that the sum of the states of these switches becomes zero, the stray capacitance C CG between the winding of the motor and the stator is applied. Voltage becomes zero. as a result,
The leakage current i E associated with the switching operation disappears, and conductive EMI noise does not occur. In this example, the pattern in which the sum of the switch states is zero is selected, but the same effect can be obtained by using a fixed value such as “−1” or “+1”. In addition, Q 1 to Q 3, Q 4 to Q 6 and Q 7 to
It is premised that only one of them is turned on in each of Q 9 .

【００１０】図２はこの発明の第２の実施の形態を示す
回路図である。図１との相違点は、Ｑ1〜Ｑ6と並列にコ
ンデンサＣS1〜ＣS6を接続するとともに、コンデンサＣ
02にはＩＧＢＴとダイオードの逆並列回路Ｑ10とリアク
トルＬの１次巻線Ｎ1との直列接続回路を並列に、ま
た、コンデンサＣ01にはＩＧＢＴとダイオードの逆並列
回路Ｑ11とリアクトルＬの２次巻線Ｎ2との直列接続回
路を並列に、それぞれ接続した点にある。FIG. 2 is a circuit diagram showing a second embodiment of the present invention. The difference from FIG. 1 is that the capacitors C S1 to C S6 are connected in parallel with Q 1 to Q 6 and
A series connection circuit in parallel with the primary winding N 1 of the antiparallel circuit Q 10 and the reactor L of the IGBT and diode 02, also antiparallel circuit Q 11 of the IGBT and the diode to the capacitor C 01 and the reactor L The secondary winding N 2 and the series connection circuit are connected in parallel.

【００１１】図２の回路で、双方向スイッチＱ7がオン
の状態からＱ1をオンの状態にするときの動作を図５に
示す。図５（ａ）は電流ｉuがモータ３からインバータ
に流れているときである。この状態で、Ｑ10をオンする
ことにより、コンデンサＣS1の電荷は、スイッチＱ10→
リアクトル１次巻線Ｎ1→双方向スイッチＱ7→コンデン
サＣS1の径路で流れる電流ｉ1にて放電する。コンデン
サＣ01が零電圧になると、電流ｉuはスイッチＱ1のダイ
オードを流れる。この状態でスイッチＱ1のＩＧＢＴを
オンにすることにより、零電圧スイッチングとすること
ができる。次に、Ｑ10，Ｑ7をオフすることにより、リ
アクトルＬに蓄えられたエネルギーは電流ｉ2（２次巻
線Ｎ2→コンデンサＣ01→スイッチＱ11のダイオード）
にてコンデンサＣ01に回生される。FIG. 5 shows the operation of the circuit of FIG. 2 when the bidirectional switch Q 7 is turned on and Q 1 is turned on. FIG. 5A shows the case where the current i u is flowing from the motor 3 to the inverter. In this state, by turning on Q 10 , the charge of the capacitor C S1 is switched to the switch Q 10 →
Reactor primary winding N 1 → bidirectional switch Q 7 → discharge with current i 1 flowing in the path of capacitor C S1 . When the capacitor C 01 reaches zero voltage, the current i u flows through the diode of the switch Q 1 . By turning on the IGBT of the switch Q 1 in this state, zero voltage switching can be performed. Next, by turning off the Q 10, Q 7, energy stored in the reactor L (diodes of the secondary winding N 2 → capacitor C 01 → switch Q 11) current i 2
Is regenerated to the capacitor C 01 .

【００１２】図５（ｂ）は、電流ｉuがインバータから
モータ３に流れているときである。このときもＱ10をオ
ンすることにより、コンデンサＣS1の電荷はスイッチＱ
10→リアクトル１次巻線Ｎ1→双方向スイッチＱ7→コン
デンサＣS1の径路で流れる電流ｉ3にて放電する。この
状態でスイッチＱ1のＩＧＢＴをオンにすることによ
り、零電圧スイッチングとすることができる。また、ス
イッチＱ1のＩＧＢＴをオンすると、電流ｉuはスイッチ
Ｑ1を介して流れる。次に、Ｑ10，Ｑ7をオフすることに
より、リアクトルＬに蓄えられたエネルギーは電流ｉ4
（２次巻線Ｎ2→コンデンサＣ01→スイッチＱ11のダイ
オード）にてコンデンサＣ01に回生される。FIG. 5B shows the case where the current i u is flowing from the inverter to the motor 3. Also at this time, by turning on Q 10 , the charge of the capacitor C S1 is switched to the switch Q.
10 → Reactor primary winding N 1 → Bidirectional switch Q 7 → Discharge with current i 3 flowing in the path of capacitor C S1 . By turning on the IGBT of the switch Q 1 in this state, zero voltage switching can be performed. Further, when the IGBT of the switch Q 1 is turned on, the current i u flows through the switch Q 1 . Then, Q 10, by turning off the Q 7, the energy stored in reactor L a current i 4
(Secondary winding N 2 → capacitor C 01 → diode of switch Q 11 ) regenerates the capacitor C 01 .

【００１３】図２の回路で、双方向スイッチＱ7がオン
の状態からＱ4をオンの状態にするときの動作を図６に
示す。図６（ａ）は電流ｉuがモータ３からインバータ
に流れているときである。この状態で、Ｑ11をオンする
ことにより、コンデンサＣS4の電荷は双方向スイッチＱ
7→リアクトル２次巻線Ｎ2→スイッチＱ11→コンデンサ
ＣS4の径路で流れる電流ｉ5で放電する。この状態でス
イッチＱ4のＩＧＢＴをオンにすることにより、零電圧
スイッチングとすることができる。また、スイッチＱ4
のＩＧＢＴをオンにすると、電流ｉuはスイッチＱ4を介
して流れる。次に、Ｑ11，Ｑ７をオフすることにより、
リアクトルＬに蓄えられたエネルギーは電流ｉ6（１次
巻線Ｎ1→スイッチＱ10のダイオード→コンデンサ
Ｃ02）でコンデンサＣ02に回生される。FIG. 6 shows the operation of the circuit of FIG. 2 when the bidirectional switch Q 7 is turned on and Q 4 is turned on. FIG. 6A shows the case where the current i u is flowing from the motor 3 to the inverter. In this state, by turning on Q 11 , the electric charge of the capacitor C S4 is changed to the bidirectional switch Q.
7 → Reactor secondary winding N 2 → Switch Q 11 → Capacitor C S4 is discharged by the current i 5 flowing in the path. By turning on the IGBT of the switch Q 4 in this state, zero voltage switching can be performed. Also, switch Q 4
When the IGBT is turned on, the current i u flows through the switch Q 4 . Next, by turning off Q 11 and Q 7,
The energy stored in reactor L is regenerated in capacitor C 02 by current i 6 (primary winding N 1 → diode of switch Q 10 → capacitor C 02 ).

【００１４】図６（ｂ）は、電流ｉuがインバータから
モータ３に流れているときである。このときもＱ11をオ
ンすることにより、コンデンサＣS4の電荷は双方向スイ
ッチＱ7→リアクトル２次巻線Ｎ2→スイッチＱ11→コン
デンサＣS4の径路で流れる電流ｉ7で放電する。この状
態でスイッチＱ4のＩＧＢＴをオンにすることにより、
零電圧スイッチングとすることができる。また、コンデ
ンサＣS4の電圧が零電圧になると、電流ｉuはスイッチ
Ｑ4のダイオードを介して流れる。次にＱ11，Ｑ7をオフ
することにより、リアクトルＬに蓄えられたエネルギー
は電流ｉ8（１次巻線Ｎ1→スイッチＱ10のダイオード→
コンデンサＣ02）でコンデンサＣ02に回生される。FIG. 6B shows the case where the current i u is flowing from the inverter to the motor 3. By turning on the Q 11 In this case, the charge of the capacitor C S4 is discharged at a current i 7 flowing path of the bidirectional switch Q 7 → reactor secondary winding N 2 → switch Q 11 → capacitor C S4. By turning on the IGBT of the switch Q 4 in this state,
It can be zero voltage switching. When the voltage of the capacitor C S4 becomes zero, the current i u flows through the diode of the switch Q 4 . Then Q 11, by turning off the Q 7, the energy stored in reactor L a current i 8 (1 winding N 1 → switch Q 10 diode →
It is regenerated into the capacitor C 02 by the capacitor C 02 ).

【００１５】次に、図２でスイッチＱ1がオンの状態か
ら双方向スイッチＱ7をオンの状態にするときの動作を
図７に示す。図７（ａ）は電流ｉuがインバータからモ
ータ３に流れているときである。ここで、Ｑ7をオン、
Ｑ1をオフすることにより、コンデンサＣS1に電流ｉ
u（ｉ9）が流れ、コンデンサ電圧が上昇する。コンデン
サＣS1の電圧がＥｄ／２に達すると、電流ｉu（ｉ10）
は双方向スイッチＱ7に転流する。図７（ｂ）は、電流
ｉuがモータ３からインバータに流れているときであ
る。このときもＱ7をオン、Ｑ1をオフすることにより電
流ｉuは双方向スイッチＱ7の径路に転流し、コンデンサ
ＣS1に電流ｉ11が流れ、その電圧がＥｄ／２にまで上昇
する。Next, FIG. 7 shows the operation when the bidirectional switch Q 7 is turned on from the state where the switch Q 1 is turned on in FIG. FIG. 7A shows the case where the current i u is flowing from the inverter to the motor 3. Now turn on Q 7 ,
By turning off the Q 1, the current i in the capacitor C S1
u (i 9 ) flows and the capacitor voltage rises. When the voltage of the capacitor C S1 reaches Ed / 2, the current i u (i 10 )
Commutates to the bidirectional switch Q 7 . FIG. 7B shows a case where the current i u is flowing from the motor 3 to the inverter. Also at this time, by turning on Q 7 and turning off Q 1 , the current i u commutates to the path of the bidirectional switch Q 7 , and the current i 11 flows through the capacitor C S1 and its voltage rises to Ed / 2. .

【００１６】双方向スイッチＱ7がオンの状態からスイ
ッチＱ4をオン状態にするときも上記Ｑ1をＱ4に置きか
えるだけで、上記と同様の動作となる。また、このよう
な動作はＱ2，Ｑ3，Ｑ5，Ｑ6，Ｑ10，Ｑ11の各スイッチ
の切換に対しても同様である。いずれにしても、スイッ
チング時の電圧変化が、各スイッチに並列に接続された
コンデンサＣS1〜ＣS6により抑えられるため、スイッチ
ング損失と放射性ＥＭＩノイズが低減する。Even when the switch Q 4 is turned on from the state where the bidirectional switch Q 7 is turned on, the same operation as described above is performed only by replacing Q 1 with Q 4 . Further, such an operation is the same for switching each switch Q 2, Q 3, Q 5 , Q 6, Q 10, Q 11. In any case, since the voltage change at the time of switching is suppressed by the capacitors C S1 to C S6 connected in parallel to each switch, switching loss and radiated EMI noise are reduced.

【００１７】図３はこの発明の第３の実施の形態を示す
回路図である。これは図２を変形したもので、リアクト
ルＬに３次〜５次巻線（Ｎ3〜Ｎ5）を付加し、これらを
双方向スイッチＱ7〜Ｑ9へそれぞれ直列に接続した点が
特徴である。こうすることで、双方向スイッチＱ7〜Ｑ9
がオンするときに電流上昇率ｄｉ／ｄｔが抑えられて零
電流スイッチング動作となり、双方向スイッチＱ7〜Ｑ9
のターンオン損失を低減できる効果がある。FIG. 3 is a circuit diagram showing a third embodiment of the present invention. This is a modification of the FIG. 2, by adding a tertiary 5 winding the reactor L (N 3 ~N 5), characterized these points were connected in series to the bidirectional switch Q 7 to Q 9 Is. By doing so, the bidirectional switches Q 7 to Q 9
When the switch is turned on, the current increase rate di / dt is suppressed and the zero current switching operation is performed, and the bidirectional switches Q 7 to Q 9 are operated.
It has an effect of reducing the turn-on loss of.

【００１８】[0018]

【発明の効果】この発明によれば、モータの巻線と固定
子間のストレー容量ＣCGに印加される電圧は零電圧とな
り、スイッチング動作に伴う漏洩電流が無くなるので、
伝導性ＥＭＩノイズが発生しない。このため、他の機器
への電磁障害を無くすことができる。また、漏洩電流を
抑制するために、従来は大形フィルタを必要であった
が、この発明によればこのような大形フィルタを無くす
か、または小形のフィルタに置きかえることができるた
め、装置の小型化，低コスト化を実現することができ
る。特に、請求項２，３の発明によれば、スイッチング
時の電圧変化率ｄｖ／ｄｔを低く抑えられるため、放射
性ＥＭＩノイズも低減し、従来必要とされた電磁シール
ドなどの高価な部品が不要となる。According to the present invention, the voltage applied to the stray capacitance C CG between the winding of the motor and the stator becomes zero voltage, and the leakage current due to the switching operation is eliminated.
Conducted EMI noise does not occur. Therefore, it is possible to eliminate electromagnetic interference with other devices. Further, in order to suppress the leakage current, a large filter has been conventionally required, but according to the present invention, such a large filter can be eliminated or replaced with a small filter. Miniaturization and cost reduction can be realized. Particularly, according to the inventions of claims 2 and 3, since the voltage change rate dv / dt at the time of switching can be suppressed to a low level, the radiated EMI noise is also reduced, and expensive components such as an electromagnetic shield, which are conventionally required, are unnecessary. Become.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】この発明の第１の実施の形態を示す回路図であ
る。FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of the present invention.

【図２】この発明の第２の実施の形態を示す回路図であ
る。FIG. 2 is a circuit diagram showing a second embodiment of the present invention.

【図３】この発明の第３の実施の形態を示す回路図であ
る。FIG. 3 is a circuit diagram showing a third embodiment of the present invention.

【図４】この発明の動作を説明するための説明図であ
る。FIG. 4 is an explanatory diagram for explaining the operation of the present invention.

【図５】図２の第１動作を説明するための説明図であ
る。5 is an explanatory diagram for explaining the first operation in FIG. 2. FIG.

【図６】図２の第２動作を説明するための説明図であ
る。6 is an explanatory diagram for explaining a second operation of FIG. 2. FIG.

【図７】図２の第３動作を説明するための説明図であ
る。7 is an explanatory diagram for explaining a third operation of FIG. 2. FIG.

【図８】従来例を示す回路図である。FIG. 8 is a circuit diagram showing a conventional example.

【図９】図８の従来例の動作を説明するための説明図で
ある。9 is an explanatory diagram for explaining the operation of the conventional example of FIG.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１…交流電源、２…３相整流回路、３…モータ、Ｑ1〜
Ｑ6，Ｑ10，Ｑ11…スイッチ、Ｑ7〜Ｑ9…双方向スイッ
チ、Ｃ01，Ｃ02，Ｃ1〜Ｃ3，ＣS1〜ＣS6…コンデンサ、
Ｌ…リアクトル、Ｎ1〜Ｎ5…リアクトル巻線。1 ... AC power supply, 2 ... 3-phase rectifier circuit, 3 ... Motor, Q 1 ~
Q 6, Q 10, Q 11 ... switch, Q 7 to Q 9 ... bidirectional switch, C 01, C 02, C 1 ~C 3, C S1 ~C S6 ... capacitors,
L ... reactor, N 1 ~N 5 ... reactor winding.

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H007 AA01 AA03 AA07 BB01 BB06 CA01 CB05 CC14 CC23 FA13 FA20 5H576 BB03 BB05 CC05 EE30 HA04 HB02 JJ03    ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continued front page    F-term (reference) 5H007 AA01 AA03 AA07 BB01 BB06                       CA01 CB05 CC14 CC23 FA13                       FA20                 5H576 BB03 BB05 CC05 EE30 HA04                       HB02 JJ03

Claims (4)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 直流電源に対し、半導体スイッチとダイ
オードとの第１逆並列回路と半導体スイッチとダイオー
ドとの第２逆並列回路との直列回路を複数組接続し、前
記直流電源の直流電圧を可変周波数の交流電圧に変換す
るインバータ回路において、 前記直流電源を第１コンデンサと第２コンデンサとの直
列回路で分割し、前記第１逆並列回路と第２逆並列回路
の接続点と前記第１コンデンサと第２コンデンサの接続
点との間に、それぞれ双方向スイッチを接続したことを
特徴とするインバータ回路。1. A DC power supply is connected with a plurality of series circuits each including a first anti-parallel circuit including a semiconductor switch and a diode and a second anti-parallel circuit including a semiconductor switch and a diode, and a DC voltage of the DC power supply is connected to the DC power supply. In an inverter circuit for converting to an AC voltage of variable frequency, the DC power supply is divided by a series circuit of a first capacitor and a second capacitor, and a connection point of the first anti-parallel circuit and a second anti-parallel circuit and the first circuit. An inverter circuit characterized in that bidirectional switches are respectively connected between the connection point of the capacitor and the second capacitor. 【請求項２】 前記第１逆並列回路，第２逆並列回路の
それぞれにコンデンサを並列に接続し、前記第１のコン
デンサには半導体スイッチとダイオードとの逆並列回路
と回生巻線付きリアクトルの１次巻線との直列接続回路
を並列に、前記第２のコンデンサには半導体スイッチと
ダイオードとの逆並列回路と回生巻線付きリアクトルの
２次巻線との直列接続回路を並列に、それぞれ接続する
ことを特徴とする請求項１に記載のインバータ回路。2. A capacitor is connected in parallel to each of the first anti-parallel circuit and the second anti-parallel circuit, and the first capacitor includes an anti-parallel circuit of a semiconductor switch and a diode and a reactor with a regenerative winding. A series connection circuit with a primary winding is connected in parallel, and an anti-parallel circuit with a semiconductor switch and a diode and a series connection circuit with a secondary winding of a reactor with a regenerative winding are connected in parallel to the second capacitor. The inverter circuit according to claim 1, wherein the inverter circuit is connected. 【請求項３】 前記リアクトルに第３次巻線，第４次巻
線および第５次巻線を付加し、これらの巻線を前記双方
向スイッチにそれぞれ直列に接続したことを特徴とする
請求項２に記載のインバータ回路。3. A third winding, a fourth winding, and a fifth winding are added to the reactor, and these windings are connected in series to the bidirectional switch, respectively. Item 2. The inverter circuit according to Item 2. 【請求項４】 前記第１逆並列回路を構成する半導体ス
イッチのいずれかをオンしたときを「＋１」とし、前記
第２逆並列回路を構成する半導体スイッチのいずれかを
オンしたときを「−１」とし、前記双方向スイッチのい
ずれかをオンしたときを「０」とするとき、これらスイ
ッチの状態の和が常に一定値となるようにオン，オフパ
ターンを選択して制御することを特徴とする請求項１な
いし３のいずれかに記載のインバータ回路。4. When the one of the semiconductor switches forming the first anti-parallel circuit is turned on, “+1” is set, and when the one of the semiconductor switches forming the second anti-parallel circuit is turned on, “−” is set. 1 "and when any one of the bidirectional switches is turned on and" 0 ", the on / off pattern is selected and controlled so that the sum of the states of these switches is always a constant value. The inverter circuit according to any one of claims 1 to 3.
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