JP2003284398A - 交流電動機の定数測定方法および制御装置 - Google Patents
交流電動機の定数測定方法および制御装置Info
- Publication number
- JP2003284398A JP2003284398A JP2002076735A JP2002076735A JP2003284398A JP 2003284398 A JP2003284398 A JP 2003284398A JP 2002076735 A JP2002076735 A JP 2002076735A JP 2002076735 A JP2002076735 A JP 2002076735A JP 2003284398 A JP2003284398 A JP 2003284398A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- value
- ave
- voltage
- current
- phase
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 制御周期毎のオン電圧降下の補正と、精度良
いパワー素子のオン電圧降下特性の設定を不要とした、
定数測定方法を提供する。 【解決手段】 交流電動機２のインバータ制御装置８
で、交流電動機の回転を停止させた状態で、正弦波発生
器により交番磁束が発生するように電圧位相を予め設定
された任意の値に固定し、周波数ｆｈの正弦波の電圧指
令を与え、電圧指令値は出力電流の大きさが所定値にな
るように調整した後、所定時間経過後に電圧指令の絶対
値の平均値Ｖ＿ａｖｅおよび出力電流の絶対値の平均値
Ｉ＿ａｖｅおよび電圧指令と出力電流の位相差θ＿ｄｉ
ｆを測定し２７、Ｖ＿ａｖｅとＩ＿ａｖｅとの比のｃｏ
ｓ成分から合成抵抗（Ｒ１＋Ｒ２）を演算測定し、Ｖ＿
ａｖｅとＩ＿ａｖｅとの比のｓｉｎ成分から、漏れイン
ダクタンスｌ＝ｌ１＋ｌ２を演算測定する方法である。
いパワー素子のオン電圧降下特性の設定を不要とした、
定数測定方法を提供する。 【解決手段】 交流電動機２のインバータ制御装置８
で、交流電動機の回転を停止させた状態で、正弦波発生
器により交番磁束が発生するように電圧位相を予め設定
された任意の値に固定し、周波数ｆｈの正弦波の電圧指
令を与え、電圧指令値は出力電流の大きさが所定値にな
るように調整した後、所定時間経過後に電圧指令の絶対
値の平均値Ｖ＿ａｖｅおよび出力電流の絶対値の平均値
Ｉ＿ａｖｅおよび電圧指令と出力電流の位相差θ＿ｄｉ
ｆを測定し２７、Ｖ＿ａｖｅとＩ＿ａｖｅとの比のｃｏ
ｓ成分から合成抵抗（Ｒ１＋Ｒ２）を演算測定し、Ｖ＿
ａｖｅとＩ＿ａｖｅとの比のｓｉｎ成分から、漏れイン
ダクタンスｌ＝ｌ１＋ｌ２を演算測定する方法である。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ベクトル制御等で
制御定数として使用される交流電動機の一次及び二次の
合成抵抗（Ｒ１＋Ｒ２）及び漏れインダクタンス（ｌ＝
ｌ１＋ｌ２）の測定方法に関し、詳しくは、交流電動機
を可変制御するインバータ装置を用いて、交流電動機の
合成抵抗（Ｒ１＋Ｒ２）、及び漏れインダクタンス（ｌ
＝ｌ１＋ｌ２）を測定する方法および交流電動機の制御
装置に関するものである。
制御定数として使用される交流電動機の一次及び二次の
合成抵抗（Ｒ１＋Ｒ２）及び漏れインダクタンス（ｌ＝
ｌ１＋ｌ２）の測定方法に関し、詳しくは、交流電動機
を可変制御するインバータ装置を用いて、交流電動機の
合成抵抗（Ｒ１＋Ｒ２）、及び漏れインダクタンス（ｌ
＝ｌ１＋ｌ２）を測定する方法および交流電動機の制御
装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来技術として、交流電動機を停止した
ままの状態で、交流電動機の合成抵抗（Ｒ１＋Ｒ２）と
漏れインダクタンス（ｌ＝ｌ１＋ｌ２）を測定する方法
は、例えば、特開平０６−９８５９５号に開示されてい
る「交流電動機の定数測定方法および制御装置」が知ら
れている。図１１は従来の交流電動機の定数測定装置の
構成図であり、通常の運転時は、インバータ入力電圧Ｖ
ｄｃをインバータ１０４によりＰＷＭ制御することで交
流電圧を作り、誘導電動機１０５を可変速制御してい
る。また、１チップマイコン等を用いた制御回路１０６
により、通常運転時には速度指令ωｒに追従するように
速度センサレスベクトル制御処理１０７を行い、ゲート
回路１０８にＰＷＭ信号を発生する。この場合、１次抵
抗測定値ｒ１や、二次抵抗値ｒ２、漏れインダクタンス
測定値（ｌ１＋ｌ２）や、他のモータ定数設定値及びモ
ータ電流検出器１０９の出力を基に速度及びトルク制御
を行っている。
ままの状態で、交流電動機の合成抵抗（Ｒ１＋Ｒ２）と
漏れインダクタンス（ｌ＝ｌ１＋ｌ２）を測定する方法
は、例えば、特開平０６−９８５９５号に開示されてい
る「交流電動機の定数測定方法および制御装置」が知ら
れている。図１１は従来の交流電動機の定数測定装置の
構成図であり、通常の運転時は、インバータ入力電圧Ｖ
ｄｃをインバータ１０４によりＰＷＭ制御することで交
流電圧を作り、誘導電動機１０５を可変速制御してい
る。また、１チップマイコン等を用いた制御回路１０６
により、通常運転時には速度指令ωｒに追従するように
速度センサレスベクトル制御処理１０７を行い、ゲート
回路１０８にＰＷＭ信号を発生する。この場合、１次抵
抗測定値ｒ１や、二次抵抗値ｒ２、漏れインダクタンス
測定値（ｌ１＋ｌ２）や、他のモータ定数設定値及びモ
ータ電流検出器１０９の出力を基に速度及びトルク制御
を行っている。
【０００３】従って、合成抵抗値（ｒ１＋ｒ２）、漏れ
インダクタンス（ｌ１＋ｌ２）といった定数測定は運転
前に行われる。先ず、単相交流励磁処理１１０で測定用
の正弦波変調信号を作り、これによりゲート回路１０８
を介してインバータ１０４を動作させ、交流励磁電圧に
より電動機１０５に交流電流を流して測定を行うもの
で、電動機１０５を停止状態のままで、有効パワー電流
Ｉｑ無効パワー電流Ｉｄ演算処理回路１１１では、測定
用の１次周波数指令ω１を積分した交流励磁電圧のベク
トルの回転位相をθとすると、ｓｉｎθ、−ｃｏｓθと
Ｕ相の電動機電流ｉｕを基に、Ｉｑ、Ｉｄを演算する。
次に、抵抗・インダクタンス演算処理回路１１２で、Ｉ
ｑ、Ｉｄ演算値と励磁電圧指令の大きさＶｃ１から、
（ｒ１＋ｒ２）、（ｌ１＋ｌ２）を演算する。
インダクタンス（ｌ１＋ｌ２）といった定数測定は運転
前に行われる。先ず、単相交流励磁処理１１０で測定用
の正弦波変調信号を作り、これによりゲート回路１０８
を介してインバータ１０４を動作させ、交流励磁電圧に
より電動機１０５に交流電流を流して測定を行うもの
で、電動機１０５を停止状態のままで、有効パワー電流
Ｉｑ無効パワー電流Ｉｄ演算処理回路１１１では、測定
用の１次周波数指令ω１を積分した交流励磁電圧のベク
トルの回転位相をθとすると、ｓｉｎθ、−ｃｏｓθと
Ｕ相の電動機電流ｉｕを基に、Ｉｑ、Ｉｄを演算する。
次に、抵抗・インダクタンス演算処理回路１１２で、Ｉ
ｑ、Ｉｄ演算値と励磁電圧指令の大きさＶｃ１から、
（ｒ１＋ｒ２）、（ｌ１＋ｌ２）を演算する。
【０００４】
【発明が解決しようする課題】しかしながら、上記従来
例では、パワー素子のオン電圧降下によるインバータ出
力電圧誤差の補正を行うことで、励磁電圧指令の大きさ
と電動機の瞬時電流検出値のみから、合成抵抗（ｒ１＋
ｒ２）、漏れインダクタンス（ｌ１＋ｌ２）を精度良く
演算測定するようにしているので、このうちパワー素子
のオン電圧降下による出力電圧誤差は、出力電流の大き
さで変化するため、制御周期毎に出力電流の瞬時値に対
するオン電圧降下を補正する必要があった。このため
に、定数測定のソフトが複雑になることと、事前に精度
良くパワー素子のオン電圧降下を設定しておくことが必
要になるという問題があった。
例では、パワー素子のオン電圧降下によるインバータ出
力電圧誤差の補正を行うことで、励磁電圧指令の大きさ
と電動機の瞬時電流検出値のみから、合成抵抗（ｒ１＋
ｒ２）、漏れインダクタンス（ｌ１＋ｌ２）を精度良く
演算測定するようにしているので、このうちパワー素子
のオン電圧降下による出力電圧誤差は、出力電流の大き
さで変化するため、制御周期毎に出力電流の瞬時値に対
するオン電圧降下を補正する必要があった。このため
に、定数測定のソフトが複雑になることと、事前に精度
良くパワー素子のオン電圧降下を設定しておくことが必
要になるという問題があった。
【０００５】そこで、本発明は、パワー半導体素子のオ
ン電圧降下による振幅誤差及び位相誤差を、測定後の電
圧指令の絶対値の平均値Ｖ＿ａｖｅおよび電圧指令と出
力電流の位相差θ＿ｄｉｆに補正することで、瞬時値に
対する制御周期毎のオン電圧降下の補正、及び精度の良
いパワー素子のオン電圧降下特性の設定が不要となる合
成抵抗（Ｒ１＋Ｒ２）および漏れインダクタンス（ｌ＝
ｌ１＋ｌ２）の高精度な演算方法と、その測定値を用い
た交流電動機の制御装置を提供することを目的としてい
る。
ン電圧降下による振幅誤差及び位相誤差を、測定後の電
圧指令の絶対値の平均値Ｖ＿ａｖｅおよび電圧指令と出
力電流の位相差θ＿ｄｉｆに補正することで、瞬時値に
対する制御周期毎のオン電圧降下の補正、及び精度の良
いパワー素子のオン電圧降下特性の設定が不要となる合
成抵抗（Ｒ１＋Ｒ２）および漏れインダクタンス（ｌ＝
ｌ１＋ｌ２）の高精度な演算方法と、その測定値を用い
た交流電動機の制御装置を提供することを目的としてい
る。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１に記載の発明は、出力電圧の大きさ、周波
数および位相の制御が可能なパワー半導体素子から構成
される電力変換器を介して供給される一次電流を、該交
流電動機の磁束と平行な成分（励磁電流）とこれに直交
する成分（トルク電流）とに分離して各々を独立に調整
し、交流電動機の各相に流れる出力電流を検出する電流
検出器を有する交流電動機の定数測定方法において、前
記インバータ装置は、前記交流電動機の回転を停止させ
た状態で、正弦波発生器により交番磁束が発生するよう
に電圧位相を予め設定された任意の値に固定し、周波数
ｆｈの正弦波の電圧指令を与え、電圧指令値は出力電流
の大きさが所定値になるように調整した後、所定時間経
過後に前記電圧指令の絶対値の平均値Ｖ＿ａｖｅおよび
出力電流の絶対値の平均値Ｉ＿ａｖｅおよび前記電圧指
令と出力電流の位相差θ＿ｄｉｆを測定し、前記Ｖ＿ａ
ｖｅとＩ＿ａｖｅとの比のｃｏｓ成分から一次および二
次の合成抵抗（Ｒ１＋Ｒ２）を演算測定し、前記Ｖ＿ａ
ｖｅとＩ＿ａｖｅとの比のｓｉｎ成分から演算測定する
か、または次式、
め、請求項１に記載の発明は、出力電圧の大きさ、周波
数および位相の制御が可能なパワー半導体素子から構成
される電力変換器を介して供給される一次電流を、該交
流電動機の磁束と平行な成分（励磁電流）とこれに直交
する成分（トルク電流）とに分離して各々を独立に調整
し、交流電動機の各相に流れる出力電流を検出する電流
検出器を有する交流電動機の定数測定方法において、前
記インバータ装置は、前記交流電動機の回転を停止させ
た状態で、正弦波発生器により交番磁束が発生するよう
に電圧位相を予め設定された任意の値に固定し、周波数
ｆｈの正弦波の電圧指令を与え、電圧指令値は出力電流
の大きさが所定値になるように調整した後、所定時間経
過後に前記電圧指令の絶対値の平均値Ｖ＿ａｖｅおよび
出力電流の絶対値の平均値Ｉ＿ａｖｅおよび前記電圧指
令と出力電流の位相差θ＿ｄｉｆを測定し、前記Ｖ＿ａ
ｖｅとＩ＿ａｖｅとの比のｃｏｓ成分から一次および二
次の合成抵抗（Ｒ１＋Ｒ２）を演算測定し、前記Ｖ＿ａ
ｖｅとＩ＿ａｖｅとの比のｓｉｎ成分から演算測定する
か、または次式、
【数３】
より漏れインダクタンスｌ＝ｌ１＋ｌ２を演算測定する
ことを特徴としている。また、請求項２に記載の発明
は、請求項１に記載の交流電動機の定数測定方法におい
て、出力電圧誤差のうち少なくともバワー半導体素子の
オン電圧降下による振幅および位相差誤差を、測定した
電圧指令の絶対値の平均値Ｖ＿ａｖｅおよび電圧指令と
出力電流の位相差θ＿ｄｉｆに補正した後、一次および
二次の合成抵抗（Ｒ１＋Ｒ２）と漏れインダクタンスｌ
＝ｌ１＋ｌ２を演算測定することを特徴としている。ま
た、請求項３に記載の発明は、出力電圧の大きさ、周波
数および位相の制御が可能なパワー半導体素子から構成
される電力変換器を介して供給される一次電流を、該交
流電動機の磁束と平行な成分（励磁電流）とこれに直交
する成分（トルク電流）とに分離して各々を独立に調整
し、交流電動機の各相に流れる出力電流を検出する電流
検出器を有する交流電動機の制御装置において、前記イ
ンバータ装置は、前記交流電動機の回転を停止させた状
態で、正弦波発生器により交番磁束が発生するように電
圧位相を予め設定された任意の値に固定し、周波数ｆｈ
の正弦波の電圧指令を与える手段と、電圧指令値は出力
電流の大きさが所定値になるように調整した後、所定時
間経過後に前記電圧指令の絶対値の平均値Ｖ＿ａｖｅ、
出力電流の絶対値の平均値Ｉ＿ａｖｅおよび前記電圧指
令と出力電流の位相差θ＿ｄｉｆを測定する手段を具備
し、前記Ｖ＿ａｖｅとＩ＿ａｖｅとの比のｃｏｓ成分か
ら一次および二次の合成抵抗（Ｒ１＋Ｒ２）を演算測定
し、前記Ｖ＿ａｖｅとＩ＿ａｖｅとの比のｓｉｎ成分か
ら演算測定するか、あるいは次式、
ことを特徴としている。また、請求項２に記載の発明
は、請求項１に記載の交流電動機の定数測定方法におい
て、出力電圧誤差のうち少なくともバワー半導体素子の
オン電圧降下による振幅および位相差誤差を、測定した
電圧指令の絶対値の平均値Ｖ＿ａｖｅおよび電圧指令と
出力電流の位相差θ＿ｄｉｆに補正した後、一次および
二次の合成抵抗（Ｒ１＋Ｒ２）と漏れインダクタンスｌ
＝ｌ１＋ｌ２を演算測定することを特徴としている。ま
た、請求項３に記載の発明は、出力電圧の大きさ、周波
数および位相の制御が可能なパワー半導体素子から構成
される電力変換器を介して供給される一次電流を、該交
流電動機の磁束と平行な成分（励磁電流）とこれに直交
する成分（トルク電流）とに分離して各々を独立に調整
し、交流電動機の各相に流れる出力電流を検出する電流
検出器を有する交流電動機の制御装置において、前記イ
ンバータ装置は、前記交流電動機の回転を停止させた状
態で、正弦波発生器により交番磁束が発生するように電
圧位相を予め設定された任意の値に固定し、周波数ｆｈ
の正弦波の電圧指令を与える手段と、電圧指令値は出力
電流の大きさが所定値になるように調整した後、所定時
間経過後に前記電圧指令の絶対値の平均値Ｖ＿ａｖｅ、
出力電流の絶対値の平均値Ｉ＿ａｖｅおよび前記電圧指
令と出力電流の位相差θ＿ｄｉｆを測定する手段を具備
し、前記Ｖ＿ａｖｅとＩ＿ａｖｅとの比のｃｏｓ成分か
ら一次および二次の合成抵抗（Ｒ１＋Ｒ２）を演算測定
し、前記Ｖ＿ａｖｅとＩ＿ａｖｅとの比のｓｉｎ成分か
ら演算測定するか、あるいは次式、
【数４】
より漏れインダクタンスｌ＝ｌ１＋ｌ２を演算測定する
ことを特徴としている。また、請求項４に記載の発明
は、請求項３に記載の交流電動機の制御装置において、
出力電圧誤差のうち少なくともバワー半導体素子のオン
電圧降下による振幅および位相差誤差を、測定した電圧
指令の絶対値の平均値Ｖ＿ａｖｅおよび電圧指令と出力
電流の位相差θ＿ｄｉｆに補正する手段を具備し、これ
ら補正したＶ＿ａｖｅおよびθ＿ｄｉｆを用いて一次お
よび二次の合成抵抗（Ｒ１＋Ｒ２）と漏れインダクタン
スｌ＝ｌ１＋ｌ２を演算測定し、これらの測定値を基に
交流電動機を制御することを特徴としている。
ことを特徴としている。また、請求項４に記載の発明
は、請求項３に記載の交流電動機の制御装置において、
出力電圧誤差のうち少なくともバワー半導体素子のオン
電圧降下による振幅および位相差誤差を、測定した電圧
指令の絶対値の平均値Ｖ＿ａｖｅおよび電圧指令と出力
電流の位相差θ＿ｄｉｆに補正する手段を具備し、これ
ら補正したＶ＿ａｖｅおよびθ＿ｄｉｆを用いて一次お
よび二次の合成抵抗（Ｒ１＋Ｒ２）と漏れインダクタン
スｌ＝ｌ１＋ｌ２を演算測定し、これらの測定値を基に
交流電動機を制御することを特徴としている。
【０００７】
【発明の実施の形態】以下、本発明の第１の実施の形態
について図を参照して説明する。図１は本発明の第１の
実施の形態に係る電圧形インバータの回路構成図であ
る。図２は図１に示すインバータ制御装置の詳細回路図
である。図３は図１に示す平均値・位相差演算器の詳細
回路図である。図４は図１に示す電動機の等価回路図で
ある。図５は図１に示す電圧形インバータの動作のフロ
ーチャーチャートである。図６は図４に示す等価回路の
インピーダンスのベクトル図である。図７は図３に示す
平均的・位相差演算器の電圧指令値・電流検出値のタイ
ムチャートである。図１において、１は電圧形インバー
タ、２は交流電動機、３は電流検出器、４は比較器、５
は発振器、６は加算器、７はゲート回路、８はインバー
タ制御装置、 ９はデッドバンド補償器、１０は直流電
源、１１は速度指令回路、１４は速度検出器、２７は平
均値・位相演算器である。同図において、電圧形インバ
ータ１は直流電源１０から加えられる直流電圧をＰＷＭ
制御方式により任意の周波数と電圧の交流に変換する。
電圧形インバータ１はトランジスタやＩＧＢＴ等のパワ
ー半導体素子からなるスイッチング素子ＴＵＰ、ＴＶ
Ｐ、…ＴＷＮと各スイッチング素子に逆並列接続された
帰還ダイオードＤＵＰ、ＤＶＰ、…ＤＷＮとから構成さ
れる。
について図を参照して説明する。図１は本発明の第１の
実施の形態に係る電圧形インバータの回路構成図であ
る。図２は図１に示すインバータ制御装置の詳細回路図
である。図３は図１に示す平均値・位相差演算器の詳細
回路図である。図４は図１に示す電動機の等価回路図で
ある。図５は図１に示す電圧形インバータの動作のフロ
ーチャーチャートである。図６は図４に示す等価回路の
インピーダンスのベクトル図である。図７は図３に示す
平均的・位相差演算器の電圧指令値・電流検出値のタイ
ムチャートである。図１において、１は電圧形インバー
タ、２は交流電動機、３は電流検出器、４は比較器、５
は発振器、６は加算器、７はゲート回路、８はインバー
タ制御装置、 ９はデッドバンド補償器、１０は直流電
源、１１は速度指令回路、１４は速度検出器、２７は平
均値・位相演算器である。同図において、電圧形インバ
ータ１は直流電源１０から加えられる直流電圧をＰＷＭ
制御方式により任意の周波数と電圧の交流に変換する。
電圧形インバータ１はトランジスタやＩＧＢＴ等のパワ
ー半導体素子からなるスイッチング素子ＴＵＰ、ＴＶ
Ｐ、…ＴＷＮと各スイッチング素子に逆並列接続された
帰還ダイオードＤＵＰ、ＤＶＰ、…ＤＷＮとから構成さ
れる。
【０００８】電圧形インバータ１の各相Ｕ、Ｖ、Ｗの交
流出力端に交流電動機２が接続されている。交流電動機
２のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の１次電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは電
流検出器３ｕ、３ｖ、３ｗによって検出される。また、
速度検出器１４により交流電動機２の回転速度を検出す
る。インバータ制御装置８には、速度指令回路１１で作
成された速度指令値ωｒ＊と、電流検出器３ｕ、３ｖ、
３ｗにより検出した交流電動機２のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の
１次電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと、速度検出器１４からの速
度検出値ωｒが加えられ、１２０°位相差のＵ、Ｖ、Ｗ
の各相の電圧指令パターン信号（Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖ
ｗ*）と、デッドバンドによる電圧誤差を補償するデッ
ドバンド補償器９ｕ、９ｖ、９ｗに位相γを出力する。
デッドバンド補償器９ｕ、９ｖ、９Ｗは位相γを引数と
して電圧誤差補償値を加算器６ｕ、６ｖ、６ｗに出力す
る。
流出力端に交流電動機２が接続されている。交流電動機
２のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の１次電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは電
流検出器３ｕ、３ｖ、３ｗによって検出される。また、
速度検出器１４により交流電動機２の回転速度を検出す
る。インバータ制御装置８には、速度指令回路１１で作
成された速度指令値ωｒ＊と、電流検出器３ｕ、３ｖ、
３ｗにより検出した交流電動機２のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の
１次電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと、速度検出器１４からの速
度検出値ωｒが加えられ、１２０°位相差のＵ、Ｖ、Ｗ
の各相の電圧指令パターン信号（Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖ
ｗ*）と、デッドバンドによる電圧誤差を補償するデッ
ドバンド補償器９ｕ、９ｖ、９ｗに位相γを出力する。
デッドバンド補償器９ｕ、９ｖ、９Ｗは位相γを引数と
して電圧誤差補償値を加算器６ｕ、６ｖ、６ｗに出力す
る。
【０００９】また、加算器６ｕ、６ｖ、６ｗは、電圧パ
ターン信号Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*と、デッドバンド補償
器９ｕ、９ｖ、９ｗの出力値を加算し、加算値を比較器
４ｕ、４ｖ、４ｗに送出する。ＰＷＭ制御のための搬送
波信号を発生する発振器５の出力信号も比較器４ｕ、４
ｖ、４ｗへ送出され、比較器４ｕ、４ｖ、４ｗは加算器
６ｕ、６ｖ、６ｗの出力信号と搬送波信号を比較し、電
圧形インバータ１を構成するスイッチング素子ＴＵＰ、
ＴＶＰ、ＴＷＮをオン／オフするためのＰＷＭパルスを
発生する。ゲート回路７は比較器４ｕ、４ｖ、４ｗの出
力するＰＷＭパルスに応じてスイッチング素子ＴＵＰ、
ＴＶＰ、…ＴＷＮにゲート信号を与える。
ターン信号Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*と、デッドバンド補償
器９ｕ、９ｖ、９ｗの出力値を加算し、加算値を比較器
４ｕ、４ｖ、４ｗに送出する。ＰＷＭ制御のための搬送
波信号を発生する発振器５の出力信号も比較器４ｕ、４
ｖ、４ｗへ送出され、比較器４ｕ、４ｖ、４ｗは加算器
６ｕ、６ｖ、６ｗの出力信号と搬送波信号を比較し、電
圧形インバータ１を構成するスイッチング素子ＴＵＰ、
ＴＶＰ、ＴＷＮをオン／オフするためのＰＷＭパルスを
発生する。ゲート回路７は比較器４ｕ、４ｖ、４ｗの出
力するＰＷＭパルスに応じてスイッチング素子ＴＵＰ、
ＴＶＰ、…ＴＷＮにゲート信号を与える。
【００１０】図２において、８はインバータ制御装置、
１２は励磁電流指令回路、１５は３相／２相変換器、１
６は２相／３相変換器、１７は一次角周波数演算回路、
１８は速度制御回路、１９はトルク電流制御回路、２０
は励磁電流制御回路、２１は電圧指令補償回路、２２は
加算器、２３は積算器、２４は位相計算器、２５はチュ
ーニング処理部、２６は電流振幅演算器である。同図に
おいて、インバータ制御装置８には、交流電動機２への
一次電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出して座標変換を行った
トルク電流帰還値Ｉｑｆｂと、励磁電流帰還値Ｉｄｆｂ
を送出する３相／２相変換器１５が設けられている。速
度指令回路１１からの速度指令値ωｒ*と、速度検出器
１４からの速度検出値ωｒが一致するように設けられた
速度制御回路ＡＳＲ１８の出力値をトルク電流指令値Ｉ
ｑｒｅｆとし、このＩｑｒｅｆと３相／２相変換器１５
が出力するトルク電流帰還値Ｉｑｆｂとが一致するよう
に制御するためのトルク電流制御回路ＡＣＲｑ１９と、
励磁電流指令回路１２からの励磁電流指令値Ｉｄｒｅｆ
と、３相／２相変換器１５からの励磁電流帰還値Ｉｄｆ
ｂとが一致するように、励磁電流方向電圧を制御する励
磁電流制御回路ＡＣＲｄ２０が設けられている。
１２は励磁電流指令回路、１５は３相／２相変換器、１
６は２相／３相変換器、１７は一次角周波数演算回路、
１８は速度制御回路、１９はトルク電流制御回路、２０
は励磁電流制御回路、２１は電圧指令補償回路、２２は
加算器、２３は積算器、２４は位相計算器、２５はチュ
ーニング処理部、２６は電流振幅演算器である。同図に
おいて、インバータ制御装置８には、交流電動機２への
一次電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出して座標変換を行った
トルク電流帰還値Ｉｑｆｂと、励磁電流帰還値Ｉｄｆｂ
を送出する３相／２相変換器１５が設けられている。速
度指令回路１１からの速度指令値ωｒ*と、速度検出器
１４からの速度検出値ωｒが一致するように設けられた
速度制御回路ＡＳＲ１８の出力値をトルク電流指令値Ｉ
ｑｒｅｆとし、このＩｑｒｅｆと３相／２相変換器１５
が出力するトルク電流帰還値Ｉｑｆｂとが一致するよう
に制御するためのトルク電流制御回路ＡＣＲｑ１９と、
励磁電流指令回路１２からの励磁電流指令値Ｉｄｒｅｆ
と、３相／２相変換器１５からの励磁電流帰還値Ｉｄｆ
ｂとが一致するように、励磁電流方向電圧を制御する励
磁電流制御回路ＡＣＲｄ２０が設けられている。
【００１１】また、交流電動機２の磁束で発生し、誘導
起電力係数による誘起電圧と一次抵抗Ｒ１による逆起電
力のトルク電流方向成分の電圧と、交流電動機２の漏れ
インダクタンス（ｌ＝ｌ１＋ｌ２）や一次抵抗Ｒ１によ
る逆起電力の励磁電流方向成分の電圧を出力する電圧指
令補償回路２１を有している。電圧指令補償回路２１の
出力のうちトルク電流方向成分の電圧は、トルク電流制
御回路１９の出力と、加算器２２Ａで加算されトルク電
流方向電圧指令値Ｖｑｒｅｆを生成し、励磁電流方向成
分の電圧は、励磁電流制御回路２０の出力と加算器２２
Ｂで加算され励磁電流方向電圧指令値Ｖｄｒｅｆを生成
する。更に、トルク電流方向電圧指令値Ｖｑｒｅｆと、
励磁電流方向電圧指令値Ｖｄｒｅｆとから、１２０°位
相差のＵ、Ｖ、Ｗの各相の電圧指令パターン信号（Ｖｕ
*、Ｖｖ*、Ｖｗ*）を生成して出力する２相／３相変換
器１６が設けられている。
起電力係数による誘起電圧と一次抵抗Ｒ１による逆起電
力のトルク電流方向成分の電圧と、交流電動機２の漏れ
インダクタンス（ｌ＝ｌ１＋ｌ２）や一次抵抗Ｒ１によ
る逆起電力の励磁電流方向成分の電圧を出力する電圧指
令補償回路２１を有している。電圧指令補償回路２１の
出力のうちトルク電流方向成分の電圧は、トルク電流制
御回路１９の出力と、加算器２２Ａで加算されトルク電
流方向電圧指令値Ｖｑｒｅｆを生成し、励磁電流方向成
分の電圧は、励磁電流制御回路２０の出力と加算器２２
Ｂで加算され励磁電流方向電圧指令値Ｖｄｒｅｆを生成
する。更に、トルク電流方向電圧指令値Ｖｑｒｅｆと、
励磁電流方向電圧指令値Ｖｄｒｅｆとから、１２０°位
相差のＵ、Ｖ、Ｗの各相の電圧指令パターン信号（Ｖｕ
*、Ｖｖ*、Ｖｗ*）を生成して出力する２相／３相変換
器１６が設けられている。
【００１２】なお、３相／２相変換器１５、２相／３相
変換器１６は、夫々次の（１）式、（２）式で演算され
る。
変換器１６は、夫々次の（１）式、（２）式で演算され
る。
【数５】
また、インバータ制御装置８は、Ｉｄｒｅｆ、Ｉｑｒｅ
ｆと設定された二次抵抗Ｒ２から、すべり周波数指令値
ωｓ*を求め、速度検出器１４からの速度検出値ωｒと
から一次角周波数ω１*を演算して出力する一次角周波
数指令演算回路１７を有し、一次角周波数指令演算回路
１７からの一次角周波数ω１*は、積算器２３により積
算され、３相／２相変換器１５と２相／３相変換器１６
へ、位相θとして出力される。また、位相θは位相計算
回路２４の出力であるｔａｎ-1（Ｉｑｆｂ／Ｉｄｆｂ）
と加算器２２ｃで加算され、位相γとしてデッドバンド
補償器９ｕ、９ｖ、９ｗへ出力される。
ｆと設定された二次抵抗Ｒ２から、すべり周波数指令値
ωｓ*を求め、速度検出器１４からの速度検出値ωｒと
から一次角周波数ω１*を演算して出力する一次角周波
数指令演算回路１７を有し、一次角周波数指令演算回路
１７からの一次角周波数ω１*は、積算器２３により積
算され、３相／２相変換器１５と２相／３相変換器１６
へ、位相θとして出力される。また、位相θは位相計算
回路２４の出力であるｔａｎ-1（Ｉｑｆｂ／Ｉｄｆｂ）
と加算器２２ｃで加算され、位相γとしてデッドバンド
補償器９ｕ、９ｖ、９ｗへ出力される。
【００１３】図２のインバータ制御装置中、本発明の中
核部分を構成するチューニング処理は、実運転前の合成
抵抗、漏れインダクタンス測定動作をコントロールする
チューニング処理部２５と、チューニング処理部２５か
らの切替信号Ｃｓｗにより実運転と定数測定動作を切替
えられるスイッチ回路１３Ａ、１３Ｂ、１３Ｃを設け
て、実運転前の定数測定時にはｂ端子側へ切替え、スイ
ッチ回路１３Ａではトルク電流方向電圧指令値Ｖｑｒｅ
ｆは０に切替え、スイッチ回路１３Ｂでは励磁電流方向
電圧指令値Ｖｄｒｅｆは、チューニング処理部２５で定
数測定用に設定したチューニング電圧指令値Ｖ＿ｒｅｆ
に切替え、スイッチ回路１３Ｃでは位相θを設定値（固
定値）に切替える処理を行う。従って、定数測定時のチ
ューニング処理部２５の出力としては、スイッチ切替信
号Ｃｓｗ、定数測定用信号として設定されたチューニン
グ電圧指令値Ｖ ｒｅｆ、および同じ位相θｈを出力
し、スイッチ１３Ｃにより位相θに任意の固定値に設定
する処理を行う。また、電流振幅演算器２６はトルク電
流帰還値Ｉｑｆｂと励磁電流帰還値Ｉｄｆｂを入力とし
て、出力電流の振幅値Ｉ＿ｆｂを演算出力する。
核部分を構成するチューニング処理は、実運転前の合成
抵抗、漏れインダクタンス測定動作をコントロールする
チューニング処理部２５と、チューニング処理部２５か
らの切替信号Ｃｓｗにより実運転と定数測定動作を切替
えられるスイッチ回路１３Ａ、１３Ｂ、１３Ｃを設け
て、実運転前の定数測定時にはｂ端子側へ切替え、スイ
ッチ回路１３Ａではトルク電流方向電圧指令値Ｖｑｒｅ
ｆは０に切替え、スイッチ回路１３Ｂでは励磁電流方向
電圧指令値Ｖｄｒｅｆは、チューニング処理部２５で定
数測定用に設定したチューニング電圧指令値Ｖ＿ｒｅｆ
に切替え、スイッチ回路１３Ｃでは位相θを設定値（固
定値）に切替える処理を行う。従って、定数測定時のチ
ューニング処理部２５の出力としては、スイッチ切替信
号Ｃｓｗ、定数測定用信号として設定されたチューニン
グ電圧指令値Ｖ ｒｅｆ、および同じ位相θｈを出力
し、スイッチ１３Ｃにより位相θに任意の固定値に設定
する処理を行う。また、電流振幅演算器２６はトルク電
流帰還値Ｉｑｆｂと励磁電流帰還値Ｉｄｆｂを入力とし
て、出力電流の振幅値Ｉ＿ｆｂを演算出力する。
【００１４】図３において、２７は平均値・位相演算
器、２８はＬＰＦ、２９はＨＰＦ、３０は絶対値回路、
３１は乗算器、３２は減算器、３３は正弦波発生器であ
る。同図において、平均値・位相差演算器２７は、イン
バータ制御装置８からの定数測定時の信号Ｖ＿ｒｅｆ、
Ｉ＿ｆｂ、位相θｈを入力して、両信号の位相差θ＿ｄ
ｉｆと、各信号の絶対値の平均値Ｖ＿ａｖｅ、Ｉ＿ａｖ
ｅを演算するものであり、直流分を除去するハイパスフ
ィルターＨＰＦ２９Ａ、２９Ｂと、ｓｉｎ、ｃｏｓを出
力する正弦波発生器３３と、ＨＰＦ２９の出力とｓｉｎ
θｈ、ｃｏｓθｈを乗算する乗算回路３１Ａ〜Ｄと、平
均値処理を行うローパスフィルタＬＰＦ２８Ａ〜Ｆと、
絶対値演算回路（ＡＢＳ）３０Ａ、３０Ｂと、位相計算
回路２４Ｂ、２４Ｃを有している。
器、２８はＬＰＦ、２９はＨＰＦ、３０は絶対値回路、
３１は乗算器、３２は減算器、３３は正弦波発生器であ
る。同図において、平均値・位相差演算器２７は、イン
バータ制御装置８からの定数測定時の信号Ｖ＿ｒｅｆ、
Ｉ＿ｆｂ、位相θｈを入力して、両信号の位相差θ＿ｄ
ｉｆと、各信号の絶対値の平均値Ｖ＿ａｖｅ、Ｉ＿ａｖ
ｅを演算するものであり、直流分を除去するハイパスフ
ィルターＨＰＦ２９Ａ、２９Ｂと、ｓｉｎ、ｃｏｓを出
力する正弦波発生器３３と、ＨＰＦ２９の出力とｓｉｎ
θｈ、ｃｏｓθｈを乗算する乗算回路３１Ａ〜Ｄと、平
均値処理を行うローパスフィルタＬＰＦ２８Ａ〜Ｆと、
絶対値演算回路（ＡＢＳ）３０Ａ、３０Ｂと、位相計算
回路２４Ｂ、２４Ｃを有している。
【００１５】以上の図１に示した電圧形インバータ１
と、図２に示したインバータ制御装置８と、図３に示し
た平均値・位相差演算器２７による、定数測定処理の概
略は、先ず、図２に示すインバータ制御装置８におい
て、実運転前に、チューニング処理部２５より切替信号
Ｃｓｗによりスイッチ１３Ａ、１３Ｂ、１３Ｃを測定用
のｂ端子側へ切替えて、Ｖｑｒｅｆは０に、Ｖｄｒｅｆ
は定数測定用の電圧指令値Ｖ＿ｒｅｆに、位相θは固定
値に設定して、定数測定時の電動機停止状態での電圧指
令パターン信号Ｖｕ*〜Ｖｗ*を出力して、図１に示す電
圧形インバータにより交流電動機２を駆動し、定数測定
時の一次電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出する。定数測定用
電圧指令Ｖ＿ｒｅｆと同位相θｈと、電流振幅Ｉｆｂを
図３の平均値・位相差演算器２７へ出力する。平均値・
位相差演算器２７では、Ｖ＿ｒｅｆ、θｈ、Ｉｆｂ信号
より位相差θ＿ｄｉｆと、平均値Ｖ＿ａｖｅ、Ｉ＿ａｖ
ｅを演算し、定数演算器（図示していない）により合成
抵抗（Ｒ１＋Ｒ２）、漏れインダクタンス（ｌ１＋ｌ
２）を求めて記憶する。定数測定が終了したら、図２の
スイッチ１３Ａ、１３Ｂ、１３Ｃを切替え、実運転用の
ａ端子側に戻し、求めた電動機定数を用いて、図１に示
すインバータ１を制御し実運転を行うものである。
と、図２に示したインバータ制御装置８と、図３に示し
た平均値・位相差演算器２７による、定数測定処理の概
略は、先ず、図２に示すインバータ制御装置８におい
て、実運転前に、チューニング処理部２５より切替信号
Ｃｓｗによりスイッチ１３Ａ、１３Ｂ、１３Ｃを測定用
のｂ端子側へ切替えて、Ｖｑｒｅｆは０に、Ｖｄｒｅｆ
は定数測定用の電圧指令値Ｖ＿ｒｅｆに、位相θは固定
値に設定して、定数測定時の電動機停止状態での電圧指
令パターン信号Ｖｕ*〜Ｖｗ*を出力して、図１に示す電
圧形インバータにより交流電動機２を駆動し、定数測定
時の一次電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出する。定数測定用
電圧指令Ｖ＿ｒｅｆと同位相θｈと、電流振幅Ｉｆｂを
図３の平均値・位相差演算器２７へ出力する。平均値・
位相差演算器２７では、Ｖ＿ｒｅｆ、θｈ、Ｉｆｂ信号
より位相差θ＿ｄｉｆと、平均値Ｖ＿ａｖｅ、Ｉ＿ａｖ
ｅを演算し、定数演算器（図示していない）により合成
抵抗（Ｒ１＋Ｒ２）、漏れインダクタンス（ｌ１＋ｌ
２）を求めて記憶する。定数測定が終了したら、図２の
スイッチ１３Ａ、１３Ｂ、１３Ｃを切替え、実運転用の
ａ端子側に戻し、求めた電動機定数を用いて、図１に示
すインバータ１を制御し実運転を行うものである。
【００１６】つぎに図５を参照して本発明の定数測定方
法について説明する。定数測定時（チューニング時）に
は、インバータ制御装置８のチューニング処理部２５に
おいて、チューニング時に流す定数測定用の交流電流の
大きさと周波数ｆｈを決める（Ｓ１００）。この場合の
交流電流の大きさは、電圧形インバータ１と交流電動機
２の定格電流値を基に、例えば、２つの定格電流値のう
ち小さい方の５０％〜１００％程度とし、周波数ｆｈ
は、２π・ｆh ・Ｍ≫Ｒ２が成立する周波数とする。図
４（ａ）は交流電動機のＴ−１型等価回路であり、Ｒ
１、Ｒ２、ｌ＝ｌ１＋ｌ２、Ｍはそれぞれ１次抵抗、２
次抵抗、漏れインダクタンス、相互インダクタンスであ
るが、定数測定用ｆｈのように印加する運転周波数が高
いと、ωＭ≫Ｒ２となるので、Ｍには殆ど電流は流れず
等価回路は図４（ｂ）のようになる。また、この時の電
圧と電流の位相差θ＿ｄｉｆと、（Ｒ１＋Ｒ２）、（ｌ
１＋ｌ２）×２πｆｈ、Ｚ、の関係は図６のようにな
る。
法について説明する。定数測定時（チューニング時）に
は、インバータ制御装置８のチューニング処理部２５に
おいて、チューニング時に流す定数測定用の交流電流の
大きさと周波数ｆｈを決める（Ｓ１００）。この場合の
交流電流の大きさは、電圧形インバータ１と交流電動機
２の定格電流値を基に、例えば、２つの定格電流値のう
ち小さい方の５０％〜１００％程度とし、周波数ｆｈ
は、２π・ｆh ・Ｍ≫Ｒ２が成立する周波数とする。図
４（ａ）は交流電動機のＴ−１型等価回路であり、Ｒ
１、Ｒ２、ｌ＝ｌ１＋ｌ２、Ｍはそれぞれ１次抵抗、２
次抵抗、漏れインダクタンス、相互インダクタンスであ
るが、定数測定用ｆｈのように印加する運転周波数が高
いと、ωＭ≫Ｒ２となるので、Ｍには殆ど電流は流れず
等価回路は図４（ｂ）のようになる。また、この時の電
圧と電流の位相差θ＿ｄｉｆと、（Ｒ１＋Ｒ２）、（ｌ
１＋ｌ２）×２πｆｈ、Ｚ、の関係は図６のようにな
る。
【００１７】次に、チューニング処理部２５は、定数測
定時には切替信号Ｃｓｗにより、スイッチ回路１３Ａで
はＶｑｒｅｆを０に、１３Ｂではチューニング電圧指令
値Ｖ＿ｒｅｆに、１３Ｃでは位相θを固定値に設定する
（Ｓ１０１）。ここでＶ＿ｒｅｆ＝Ｖａｍｐ・ｓｉｎ
（２πｆｈ・ｔ）、であり、Ｖａｍｐの初期値は０とし
て測定運転を開始する。その後、電流検出値の絶対値の
平均値Ｉ＿ａｖｅが、Ｓ１００で決めた所定の電流値に
なるように、Ｖａｍｐ（Ｖ＿ｒｅｆの振幅）を増加させ
る。そしてＩ＿ａｖｅの値が所定値に達したら、平均値
・位相差演算器２７内のＬＰＦ２８Ａ〜２８Ｆの出力が
安定するまで、所定時間の経過を待つ（Ｓ１０２）。
定時には切替信号Ｃｓｗにより、スイッチ回路１３Ａで
はＶｑｒｅｆを０に、１３Ｂではチューニング電圧指令
値Ｖ＿ｒｅｆに、１３Ｃでは位相θを固定値に設定する
（Ｓ１０１）。ここでＶ＿ｒｅｆ＝Ｖａｍｐ・ｓｉｎ
（２πｆｈ・ｔ）、であり、Ｖａｍｐの初期値は０とし
て測定運転を開始する。その後、電流検出値の絶対値の
平均値Ｉ＿ａｖｅが、Ｓ１００で決めた所定の電流値に
なるように、Ｖａｍｐ（Ｖ＿ｒｅｆの振幅）を増加させ
る。そしてＩ＿ａｖｅの値が所定値に達したら、平均値
・位相差演算器２７内のＬＰＦ２８Ａ〜２８Ｆの出力が
安定するまで、所定時間の経過を待つ（Ｓ１０２）。
【００１８】なお、電流平均値Ｉ＿ａｖｅは、図３に示
す平均値・位相差演算器２７において、Ｉ＿ｆｂ入力か
ら絶対値回路３０Ｂと平均値処理回路ＬＰＦ２８Ｆによ
り演算している。Ｖ＿ａｖｅは絶対値回路３０ＡとＬＰ
Ｆ２８Ｅにより求めている。また、基本信号と各信号の
位相差θｖ´、θｉ´を位相計算回路２４Ｂ、２４Ｃの
出力として求め、その差θｖ´−θｉ´を減算器３２出
力θ＿ｄｉｆとして求めている。次に、求めた電圧平均
値Ｖ＿ａｖｅ、電流平均値Ｉ＿ａｖｅ、位相差θ＿ｄｉ
ｆの値をそれぞれメモリに保存して、運転を停止する
（Ｓ１０３）。この時の電圧指令Ｖ＿ｒｅｆと、電流検
出値Ｉ＿ｆｂの変化の様子を図７に示す。図７（ａ）に
は、ＬＰＦの出力が時間ｔの経過と共に安定する様子
が、図７（ｂ）にはその時のＶ＿ｒｅｆとＩ＿ｆｂと位
相差θ＿ｄｉｆの関係図が示されている。
す平均値・位相差演算器２７において、Ｉ＿ｆｂ入力か
ら絶対値回路３０Ｂと平均値処理回路ＬＰＦ２８Ｆによ
り演算している。Ｖ＿ａｖｅは絶対値回路３０ＡとＬＰ
Ｆ２８Ｅにより求めている。また、基本信号と各信号の
位相差θｖ´、θｉ´を位相計算回路２４Ｂ、２４Ｃの
出力として求め、その差θｖ´−θｉ´を減算器３２出
力θ＿ｄｉｆとして求めている。次に、求めた電圧平均
値Ｖ＿ａｖｅ、電流平均値Ｉ＿ａｖｅ、位相差θ＿ｄｉ
ｆの値をそれぞれメモリに保存して、運転を停止する
（Ｓ１０３）。この時の電圧指令Ｖ＿ｒｅｆと、電流検
出値Ｉ＿ｆｂの変化の様子を図７に示す。図７（ａ）に
は、ＬＰＦの出力が時間ｔの経過と共に安定する様子
が、図７（ｂ）にはその時のＶ＿ｒｅｆとＩ＿ｆｂと位
相差θ＿ｄｉｆの関係図が示されている。
【００１９】Ｖ＿ａｖｅ、Ｉ＿ａｖｅ、θ＿ｄｉｆが求
められたら、次の（３）式、（４）式、（５）式によ
り、
められたら、次の（３）式、（４）式、（５）式によ
り、
【数６】
（Ｒ１＋Ｒ２）、（ｌ１＋ｌ２）を求める（Ｓ１０
４）。また、（３）式、（４）式、（５）式は、図６か
ら、回路のインピーダンスをＺ＝（Ｖ＿ａｖｅ／√３）
／Ｉ＿ａｖｅ、Ｚと実軸Ｒｅとのなす角をθ＿ｄｉｆと
すれば、図示の関係から求められる。
４）。また、（３）式、（４）式、（５）式は、図６か
ら、回路のインピーダンスをＺ＝（Ｖ＿ａｖｅ／√３）
／Ｉ＿ａｖｅ、Ｚと実軸Ｒｅとのなす角をθ＿ｄｉｆと
すれば、図示の関係から求められる。
【００２０】以上の第１の実施の形態によれば、ここま
でＶａｍｐの初期値を０として測定開始するように説明
したが、実際運転時には、流れる電流値を交流電動機の
Ｖ／ｆ特性値から予測し、予めいくらかの値を設定し
て、そこから加減することにより時間短縮することも可
能である。また、図３において各信号の平均値Ｖ＿ａｖ
ｅ、Ｉ＿ａｖｅをＬＰＦ２８Ｅ、２８Ｆによって求めて
いるが、移動平均によって求めてもよいし、Ｖ＿ａｖ
ｅ、位相θＶ´は、チューニング電圧指令値Ｖ＿ｒｅｆ
の振幅、周波数、及びＬＰＦ２８Ｅの時定数が自明なの
で、演算で求めることもできる。更に、チューニング電
圧指令値Ｖ＿ａｖｅにオフセット値Ｖ＿ｒｅｆ＿ｏｆｓ
を加えたものを電圧指令値とすると、オフセット分の電
圧は直流として出力されるので、この直流分から同時に
一次抵抗Ｒ１を求めることもできる。Ｒ１が求まれば、
（Ｒ１＋Ｒ２）よりＲ２を求めることは容易である。ま
た、本実施の形態では、１種類の振幅、周波数の交流信
号Ｖ＿ｒｅｆで合成抵抗、漏れインダクタンスを測定し
たが、複数の条件で測定を行い、測定結果の平均を取っ
たり、オフセット量の影響を避けるために差分量を用い
て演算する等しても本発明は実施できる。
でＶａｍｐの初期値を０として測定開始するように説明
したが、実際運転時には、流れる電流値を交流電動機の
Ｖ／ｆ特性値から予測し、予めいくらかの値を設定し
て、そこから加減することにより時間短縮することも可
能である。また、図３において各信号の平均値Ｖ＿ａｖ
ｅ、Ｉ＿ａｖｅをＬＰＦ２８Ｅ、２８Ｆによって求めて
いるが、移動平均によって求めてもよいし、Ｖ＿ａｖ
ｅ、位相θＶ´は、チューニング電圧指令値Ｖ＿ｒｅｆ
の振幅、周波数、及びＬＰＦ２８Ｅの時定数が自明なの
で、演算で求めることもできる。更に、チューニング電
圧指令値Ｖ＿ａｖｅにオフセット値Ｖ＿ｒｅｆ＿ｏｆｓ
を加えたものを電圧指令値とすると、オフセット分の電
圧は直流として出力されるので、この直流分から同時に
一次抵抗Ｒ１を求めることもできる。Ｒ１が求まれば、
（Ｒ１＋Ｒ２）よりＲ２を求めることは容易である。ま
た、本実施の形態では、１種類の振幅、周波数の交流信
号Ｖ＿ｒｅｆで合成抵抗、漏れインダクタンスを測定し
たが、複数の条件で測定を行い、測定結果の平均を取っ
たり、オフセット量の影響を避けるために差分量を用い
て演算する等しても本発明は実施できる。
【００２１】次に、本発明の第２の実施の形態について
図を参照して説明する。図８は本発明の第２の実施の形
態に係る電圧形インバータの動作のフローチャートであ
る。図９は図８に示す電圧形インバータのオン電圧降下
量を示す図である。図１０は図８に示すオン電圧降下量
による補正処理の説明図である。第１の実施の形態で
は、パワー半導体素子の電圧降下の補正を行っていない
ために、測定したＶ＿ａｖｅ、θ＿ｄｉｆに誤差が生じ
る場合があるので、第２の実施の形態では、Ｖ＿ａｖｅ
とθ＿ｄｉｆの値の補正手段（図示していない）を平均
値・位相差演算器２７内に設けて、図８に示すように、
第１の実施の形態の処理に、Ｓ１０５、Ｓ１０６の補正
処理を追加している。
図を参照して説明する。図８は本発明の第２の実施の形
態に係る電圧形インバータの動作のフローチャートであ
る。図９は図８に示す電圧形インバータのオン電圧降下
量を示す図である。図１０は図８に示すオン電圧降下量
による補正処理の説明図である。第１の実施の形態で
は、パワー半導体素子の電圧降下の補正を行っていない
ために、測定したＶ＿ａｖｅ、θ＿ｄｉｆに誤差が生じ
る場合があるので、第２の実施の形態では、Ｖ＿ａｖｅ
とθ＿ｄｉｆの値の補正手段（図示していない）を平均
値・位相差演算器２７内に設けて、図８に示すように、
第１の実施の形態の処理に、Ｓ１０５、Ｓ１０６の補正
処理を追加している。
【００２２】なお、図８において、Ｓ１００〜Ｓ１０４
の処理は第１の実施の形態そのままなので、重複する説
明は省略する。先ず、Ｓ１００〜Ｓ１０３の処理により
測定したＶ＿ａｖｅの補正を行う（Ｓ１０５）。具体的
には、測定交流電流のピーク値Ｉｐｋを電流の平均値×
π／２として、電流の位相がθ＿ｄｉｆの時の瞬時電流
値をＩｐｋ×ｓｉｎθ＿ｄｉｆ、として求める。次に、
各電流値でのパワー半導体素子のオン電圧降下量の平均
値Ｖｏｎ＿ａｖｅを次の（６）式で演算し、Ｖ＿ａｖｅ
からＶｏｎ＿ａｖｅを減じて、新たなＶ＿ａｖｅとす
る。
の処理は第１の実施の形態そのままなので、重複する説
明は省略する。先ず、Ｓ１００〜Ｓ１０３の処理により
測定したＶ＿ａｖｅの補正を行う（Ｓ１０５）。具体的
には、測定交流電流のピーク値Ｉｐｋを電流の平均値×
π／２として、電流の位相がθ＿ｄｉｆの時の瞬時電流
値をＩｐｋ×ｓｉｎθ＿ｄｉｆ、として求める。次に、
各電流値でのパワー半導体素子のオン電圧降下量の平均
値Ｖｏｎ＿ａｖｅを次の（６）式で演算し、Ｖ＿ａｖｅ
からＶｏｎ＿ａｖｅを減じて、新たなＶ＿ａｖｅとす
る。
【００２３】
Ｖｏｎ＿ａｖｅ＝（Ａ＋Ｂ）／２×（９０−θ＿ｄｉｆ）／９０ …（６）
但し、Ａ＝２／３×［Ｖｏｎ（Ｉｐｋ）＋Ｖｏｎ（Ｉｐ
ｋ／２）］ Ｂ＝２／３×［Ｖｏｎ（Ｉｐｋ×ｓｉｎθ＿ｄｉｆ）＋
Ｖｏｎ（Ｉｐｋ／２×ｓｉｎθ＿ｄｉｆ）］ なお、Ｖｏｎ（Ｉ）は、電流Ｉが流れている時のパワー
半導体素子のオン電圧降下量を示し、図９に示すように
スイッチング素子による降下量とダイオードによる降下
量との平均値として求め、電流Ｉの関数として平均値・
位相演算器２７に内蔵されている。
ｋ／２）］ Ｂ＝２／３×［Ｖｏｎ（Ｉｐｋ×ｓｉｎθ＿ｄｉｆ）＋
Ｖｏｎ（Ｉｐｋ／２×ｓｉｎθ＿ｄｉｆ）］ なお、Ｖｏｎ（Ｉ）は、電流Ｉが流れている時のパワー
半導体素子のオン電圧降下量を示し、図９に示すように
スイッチング素子による降下量とダイオードによる降下
量との平均値として求め、電流Ｉの関数として平均値・
位相演算器２７に内蔵されている。
【００２４】次に、位相差θ＿ｄｉｆの補正を行う（Ｓ
１０６）。具体的には、位相補正量θｃｍｐを次の
（７）式で演算し、θ＿ｄｉｆにθｃｍｐを加算して新
たなθ＿ｄｉｆとする。 θ＿ｄｉｆ＝Ｋ×４／３×Ｖｏｎ（Ｉｐｋ） ／Ｖ＿ａｖｅ×θ＿ｄｉｆ／９０ …（７） なお、（７）式中のＫは、電圧指令値Ｖ＿ａｖｅとピー
ク電流値Ｉｐｋの時のオン電圧降下量４／３×Ｖｏｎ
（Ｉｐｋ）との比で決定される、位相角度の補正のため
の比例係数である。
１０６）。具体的には、位相補正量θｃｍｐを次の
（７）式で演算し、θ＿ｄｉｆにθｃｍｐを加算して新
たなθ＿ｄｉｆとする。 θ＿ｄｉｆ＝Ｋ×４／３×Ｖｏｎ（Ｉｐｋ） ／Ｖ＿ａｖｅ×θ＿ｄｉｆ／９０ …（７） なお、（７）式中のＫは、電圧指令値Ｖ＿ａｖｅとピー
ク電流値Ｉｐｋの時のオン電圧降下量４／３×Ｖｏｎ
（Ｉｐｋ）との比で決定される、位相角度の補正のため
の比例係数である。
【００２５】上の（６）式、（７）式の、（９０−θ＿
ｄｉｆ）／９０、とθ＿ｄｉｆ／９０は、パワー半導体
素子のオン電圧降下の影響が平均することで相殺される
残りの部分を位相９０°単位で平均していることを示し
ている。図１０にこの関係を示している。図１０（ａ）
のＡ１とＡ２、図１０（ｂ）のＢ１とＢ２の領域での影
響は相殺されること、Ａ１の領域はθ＿ｄｉｆと一致す
ること、Ｂ１の領域は９０−θ＿ｄｉｆと一致すること
が分かる。また、図１０（ａ）から分かるように、電流
０付近の電圧誤差の影響は相殺されてしまうために、微
小電流でのオン電圧降下量の特性を知る必要が無く、オ
ン電圧分の影響を補正することが可能になる。最後に、
Ｓ１０４でオン電圧量により補正された制御定数を演算
して、測定を終了する（Ｓ１０４）。
ｄｉｆ）／９０、とθ＿ｄｉｆ／９０は、パワー半導体
素子のオン電圧降下の影響が平均することで相殺される
残りの部分を位相９０°単位で平均していることを示し
ている。図１０にこの関係を示している。図１０（ａ）
のＡ１とＡ２、図１０（ｂ）のＢ１とＢ２の領域での影
響は相殺されること、Ａ１の領域はθ＿ｄｉｆと一致す
ること、Ｂ１の領域は９０−θ＿ｄｉｆと一致すること
が分かる。また、図１０（ａ）から分かるように、電流
０付近の電圧誤差の影響は相殺されてしまうために、微
小電流でのオン電圧降下量の特性を知る必要が無く、オ
ン電圧分の影響を補正することが可能になる。最後に、
Ｓ１０４でオン電圧量により補正された制御定数を演算
して、測定を終了する（Ｓ１０４）。
【００２６】このように本発明によれば、測定した合成
抵抗、漏れインダクタンス測定値と、事前に設定された
１次抵抗Ｒ１の値から、Ｒ２及び（ｌ＝ｌ１＋ｌ２）を
求め、一次角周波数演算回路１７と、電圧指令補償回路
２１に設定して、実運転時にはスイッチ回路１３Ａ〜１
３Ｃをａ端子側に戻し切替えることで、測定した抵抗、
漏れインダクタンス等の制御定数によって、ベクトル制
御を行うことができる。また、ここまでは実施対象を速
度検出器付きの誘導電動機により説明したが、速度検出
器無しの誘導電動機や、同期機を用いても適用可能であ
る。すなわち、速度検出器の代りに速度推定器や速度指
令値から周波数指令を作成したり、すべり周波数指令値
ωｓ＊の補償をしない等で実施可能であり、速度推定器
に測定した抵抗、漏れインダクタンスの制御定数を設定
することもできる。なお、本発明により開示された合成
抵抗、漏れインダクタンス測定方法は、実運転時の制御
方法が異なっても、何等問題なく使用できることは言う
までもない。
抵抗、漏れインダクタンス測定値と、事前に設定された
１次抵抗Ｒ１の値から、Ｒ２及び（ｌ＝ｌ１＋ｌ２）を
求め、一次角周波数演算回路１７と、電圧指令補償回路
２１に設定して、実運転時にはスイッチ回路１３Ａ〜１
３Ｃをａ端子側に戻し切替えることで、測定した抵抗、
漏れインダクタンス等の制御定数によって、ベクトル制
御を行うことができる。また、ここまでは実施対象を速
度検出器付きの誘導電動機により説明したが、速度検出
器無しの誘導電動機や、同期機を用いても適用可能であ
る。すなわち、速度検出器の代りに速度推定器や速度指
令値から周波数指令を作成したり、すべり周波数指令値
ωｓ＊の補償をしない等で実施可能であり、速度推定器
に測定した抵抗、漏れインダクタンスの制御定数を設定
することもできる。なお、本発明により開示された合成
抵抗、漏れインダクタンス測定方法は、実運転時の制御
方法が異なっても、何等問題なく使用できることは言う
までもない。
【００２７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
合成抵抗（Ｒ１＋Ｒ２）、漏れインダクタンス（ｌ＝ｌ
１＋ｌ２）等の制御定数を測定する場合に、インバータ
の出力電圧検出器が不要で、且つ、電動機を停止した状
態で合成抵抗及び漏れインダクタンスの測定演算が可能
であって、特に、パワー半導体素子のオン電圧降下の影
響を電圧指令の平均値Ｖ＿ａｖｅ、及び電圧指令と出力
電流の位相差θ＿ｄｉｆに補正することで、制御周期毎
のオン電圧降下の瞬時補正、精度を考慮したパワー素子
のオン電圧降下特性の設定なしでも、簡単に高精度な制
御定数の測定演算が可能になるという効果がある。
合成抵抗（Ｒ１＋Ｒ２）、漏れインダクタンス（ｌ＝ｌ
１＋ｌ２）等の制御定数を測定する場合に、インバータ
の出力電圧検出器が不要で、且つ、電動機を停止した状
態で合成抵抗及び漏れインダクタンスの測定演算が可能
であって、特に、パワー半導体素子のオン電圧降下の影
響を電圧指令の平均値Ｖ＿ａｖｅ、及び電圧指令と出力
電流の位相差θ＿ｄｉｆに補正することで、制御周期毎
のオン電圧降下の瞬時補正、精度を考慮したパワー素子
のオン電圧降下特性の設定なしでも、簡単に高精度な制
御定数の測定演算が可能になるという効果がある。
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る電圧形インバ
ータの回路構成図である。
ータの回路構成図である。
【図２】図１に示すインバータ制御装置の詳細回路図で
ある。
ある。
【図３】図１に示す平均値・位相差演算器の詳細回路図
である。
である。
【図４】図１に示す交流電動機の等価回路図である。
【図５】図１に示す電圧形インバータの動作のフローチ
ャートである。
ャートである。
【図６】図４に示す等価回路のインピーダンスのベクト
ル図である。
ル図である。
【図７】図３に示す平均値・位相差演算器の電圧指令値
・電流検出値のタイムチャートである。
・電流検出値のタイムチャートである。
【図８】本発明の第２の実施の形態に係る電圧形インバ
ータの動作のフローチャートである。
ータの動作のフローチャートである。
【図９】図８に示す電圧形インバータのオン電圧降下量
を示す図である。
を示す図である。
【図１０】図８に示すオン電圧降下量による補正処理の
説明図である。
説明図である。
【図１１】従来の交流電動機の定数測定装置の構成図で
ある。
ある。
１ 電圧形インバータ
２ 交流電動機
３ 電流検出器
４ 比較器
５ 発振器
６ 加算器
７ ゲート回路
８ インバータ制御装置
９ デッドバンド補償器
１０ 直流電源
１１ 速度指令回路
１２ 励磁電流指令回路
１３ スイッチ回路
１４ 速度検出器
１５ ３相／２相変換器
１６ ２相／３相変換器
１７ 一次角周波数演算回路
１８ 速度制御回路
１９ トルク電流制御回路
２０ 励磁電流制御回路
２１ 電圧指令補償回路
２２ 加算器
２３ 積算器
２４ 位相計算器
２５ チューニング処理部
２６ 電流振幅演算器
２７ 平均値・位相演算器
２８ ＬＰＦ
２９ ＨＰＦ
３０ 絶対値回路
３１ 乗算器
３２ 減算器
３３ 正弦波発生器
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
Ｆターム(参考） 5H576 BB06 BB07 CC01 DD02 DD04
DD05 DD07 EE01 EE11 FF05
GG02 GG04 HA02 HB02 JJ03
JJ04 JJ17 JJ26 KK06 LL01
LL22 LL29 LL40
Claims (4)
- 【請求項１】 出力電圧の大きさ、周波数および位相の
制御が可能なパワー半導体素子から構成される電力変換
器を介して供給される一次電流を、該交流電動機の磁束
と平行な成分（励磁電流）とこれに直交する成分（トル
ク電流）とに分離して各々を独立に調整し、交流電動機
の各相に流れる出力電流を検出する電流検出器を有する
交流電動機の定数測定方法において、 インバータ装置は前記交流電動機の回転を停止させた状
態で、正弦波発生器により交番磁束が発生するように電
圧位相を予め設定された任意の値に固定し、周波数ｆｈ
の正弦波の電圧指令を与え、電圧指令値は出力電流の大
きさが所定値になるように調整した後、所定時間経過後
に前記電圧指令の絶対値の平均値Ｖ＿ａｖｅおよび出力
電流の絶対値の平均値Ｉ＿ａｖｅおよび前記電圧指令と
出力電流の位相差θ＿ｄｉｆを測定し、前記Ｖ＿ａｖｅ
とＩ＿ａｖｅとの比のｃｏｓ成分から一次および二次の
合成抵抗（Ｒ１＋Ｒ２）を演算測定し、前記Ｖ＿ａｖｅ
とＩ＿ａｖｅとの比のｓｉｎ成分から演算測定するか、
または次式、 【数１】 より、漏れインダクタンスｌ＝ｌ１＋ｌ２を演算測定す
ることを特徴とする交流電動機の定数測定方法。 - 【請求項２】 請求項１に記載の交流電動機の定数測定
方法において、 出力電圧誤差のうち少なくともバワー半導体素子のオン
電圧降下による振幅および位相差誤差を、測定した電圧
指令の絶対値の平均値Ｖ＿ａｖｅおよび電圧指令と出力
電流の位相差θ＿ｄｉｆに補正した後、一次および二次
の合成抵抗（Ｒ１＋Ｒ２）と漏れインダクタンスｌ＝ｌ
１＋ｌ２を演算測定することを特徴とする交流電動機の
定数測定方法。 - 【請求項３】 出力電圧の大きさ、周波数および位相の
制御が可能なパワー半導体素子から構成される電力変換
器を介して供給される一次電流を、該交流電動機の磁束
と平行な成分（励磁電流）とこれに直交する成分（トル
ク電流）とに分離して各々を独立に調整し、交流電動機
の各相に流れる出力電流を検出する電流検出器を有する
交流電動機の制御装置において、 インバータ装置は、前記交流電動機の回転を停止させた
状態で、正弦波発生器により交番磁束が発生するように
電圧位相を予め設定された任意の値に固定し、周波数ｆ
ｈの正弦波の電圧指令を与える手段と、電圧指令値は出
力電流の大きさが所定値になるように調整した後、所定
時間経過後に前記電圧指令の絶対値の平均値Ｖ＿ａｖｅ
および出力電流の絶対値の平均値Ｉ＿ａｖｅおよび前記
電圧指令と出力電流の位相差θ＿ｄｉｆを測定する手段
を具備し、前記Ｖ＿ａｖｅとＩ＿ａｖｅとの比のｃｏｓ
成分から一次および二次の合成抵抗（Ｒ１＋Ｒ２）を演
算測定し、前記Ｖ＿ａｖｅとＩ＿ａｖｅとの比のｓｉｎ
成分から演算測定するか、あるいは次式、 【数２】 より漏れインダクタンスｌ＝ｌ１＋ｌ２を演算測定する
ことを特徴とする交流電動機の制御装置。 - 【請求項４】 請求項３に記載の交流電動機の制御装置
において、 出力電圧誤差のうち少なくともパワー半導体素子のオン
電圧降下による振幅および位相差誤差を、測定した電圧
指令の絶対値の平均値Ｖ＿ａｖｅおよび電圧指令と出力
電流の位相差θ＿ｄｉｆに補正する手段を具備し、これ
ら補正したＶ＿ａｖｅおよびθ＿ａｖｅを用いて一次お
よび二次の合成抵抗（Ｒ１＋Ｒ２）と漏れインダクタン
スｌ＝ｌ１＋ｌ２を演算測定し、これらの測定値を基に
交流電動機を制御することを特徴とする交流電動機の制
御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002076735A JP3959617B2 (ja) | 2002-03-19 | 2002-03-19 | 交流電動機の定数測定方法および制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002076735A JP3959617B2 (ja) | 2002-03-19 | 2002-03-19 | 交流電動機の定数測定方法および制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003284398A true JP2003284398A (ja) | 2003-10-03 |
| JP3959617B2 JP3959617B2 (ja) | 2007-08-15 |
Family
ID=29227811
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002076735A Expired - Fee Related JP3959617B2 (ja) | 2002-03-19 | 2002-03-19 | 交流電動機の定数測定方法および制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3959617B2 (ja) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7218282B2 (en) | 2003-04-28 | 2007-05-15 | Fraunhofer-Gesellschaft Zur Foerderung Der Angewandten Forschung E.V. | Antenna device |
| WO2009078216A1 (ja) * | 2007-12-18 | 2009-06-25 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | 誘導電動機制御装置及びその電動機定数測定演算方法 |
| JP2010045914A (ja) * | 2008-08-12 | 2010-02-25 | Sinfonia Technology Co Ltd | 同期モータ駆動制御装置 |
| US7852022B2 (en) * | 2007-01-12 | 2010-12-14 | Mitsubishi Electric Corporation | Control apparatus for electric car |
| JP2015204651A (ja) * | 2014-04-11 | 2015-11-16 | 株式会社明電舎 | 誘導電動機の制御装置および制御方法 |
| US9335356B2 (en) | 2010-12-06 | 2016-05-10 | Mitsubishi Electric Corporation | Inductance measuring device and measuring method for synchronous motor |
| WO2019111728A1 (ja) * | 2017-12-06 | 2019-06-13 | 日本電産株式会社 | コントローラ、当該コントローラを有するモータ制御システム、および当該モータ制御システムを有する電動パワーステアリングシステム |
| WO2019111730A1 (ja) * | 2017-12-06 | 2019-06-13 | 日本電産株式会社 | コントローラ、当該コントローラを有するモータ制御システム、および当該モータ制御システムを有する電動パワーステアリングシステム |
| KR20210102643A (ko) * | 2020-02-12 | 2021-08-20 | 엘에스일렉트릭(주) | 전동기 제정수 추정 장치 |
-
2002
- 2002-03-19 JP JP2002076735A patent/JP3959617B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7218282B2 (en) | 2003-04-28 | 2007-05-15 | Fraunhofer-Gesellschaft Zur Foerderung Der Angewandten Forschung E.V. | Antenna device |
| US7852022B2 (en) * | 2007-01-12 | 2010-12-14 | Mitsubishi Electric Corporation | Control apparatus for electric car |
| WO2009078216A1 (ja) * | 2007-12-18 | 2009-06-25 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | 誘導電動機制御装置及びその電動機定数測定演算方法 |
| JP5146925B2 (ja) * | 2007-12-18 | 2013-02-20 | 株式会社安川電機 | 誘導電動機制御装置及びその電動機定数測定演算方法 |
| JP2010045914A (ja) * | 2008-08-12 | 2010-02-25 | Sinfonia Technology Co Ltd | 同期モータ駆動制御装置 |
| US9335356B2 (en) | 2010-12-06 | 2016-05-10 | Mitsubishi Electric Corporation | Inductance measuring device and measuring method for synchronous motor |
| JP2015204651A (ja) * | 2014-04-11 | 2015-11-16 | 株式会社明電舎 | 誘導電動機の制御装置および制御方法 |
| WO2019111730A1 (ja) * | 2017-12-06 | 2019-06-13 | 日本電産株式会社 | コントローラ、当該コントローラを有するモータ制御システム、および当該モータ制御システムを有する電動パワーステアリングシステム |
| WO2019111728A1 (ja) * | 2017-12-06 | 2019-06-13 | 日本電産株式会社 | コントローラ、当該コントローラを有するモータ制御システム、および当該モータ制御システムを有する電動パワーステアリングシステム |
| CN111344945A (zh) * | 2017-12-06 | 2020-06-26 | 日本电产株式会社 | 控制器、具有该控制器的马达控制***以及具有该马达控制***的电动助力转向*** |
| CN111344943A (zh) * | 2017-12-06 | 2020-06-26 | 日本电产株式会社 | 控制器、具有该控制器的马达控制***以及具有该马达控制***的电动助力转向*** |
| JPWO2019111730A1 (ja) * | 2017-12-06 | 2020-11-26 | 日本電産株式会社 | コントローラ、当該コントローラを有するモータ制御システム、および当該モータ制御システムを有する電動パワーステアリングシステム |
| US11271503B2 (en) | 2017-12-06 | 2022-03-08 | Nidec Corporation | Controller, motor control system having the controller, and electric power steering system having the motor control system |
| CN111344943B (zh) * | 2017-12-06 | 2023-11-03 | 日本电产株式会社 | 控制器、具有该控制器的马达控制***以及具有该马达控制***的电动助力转向*** |
| KR20210102643A (ko) * | 2020-02-12 | 2021-08-20 | 엘에스일렉트릭(주) | 전동기 제정수 추정 장치 |
| KR102414478B1 (ko) * | 2020-02-12 | 2022-06-28 | 엘에스일렉트릭(주) | 전동기 제정수 추정 장치 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3959617B2 (ja) | 2007-08-15 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3611492B2 (ja) | インバータの制御方法および装置 | |
| US8988027B2 (en) | Motor control apparatus and motor control method | |
| US7800337B2 (en) | Control apparatus for AC rotary machine and method for measuring electrical constant of AC rotary machine using the control apparatus | |
| US10498283B2 (en) | Motor drive device | |
| JP2004112898A (ja) | 位置センサレスモータ制御方法および装置 | |
| JP2008167568A (ja) | 永久磁石モータのビートレス制御装置 | |
| WO2016121237A1 (ja) | インバータ制御装置及びモータ駆動システム | |
| US7423401B2 (en) | AC rotary machine constant measuring apparatus for measuring constants of stationary AC rotary machine | |
| US20050253550A1 (en) | Leakage inductance saturation compensation for a slip control technique of a motor drive | |
| JP3832443B2 (ja) | 交流電動機の制御装置 | |
| JP4377091B2 (ja) | インバータ装置、及びその交流電流検出方法 | |
| JP3959617B2 (ja) | 交流電動機の定数測定方法および制御装置 | |
| JP3284602B2 (ja) | 交流電動機の定数測定方法及び制御装置 | |
| JP2008206330A (ja) | 同期電動機の磁極位置推定装置および磁極位置推定方法 | |
| JP2929344B2 (ja) | 電動機定数測定方法及びその装置 | |
| JP3771239B2 (ja) | 誘導電動機制御装置 | |
| KR102409792B1 (ko) | 영구 자석 동기 전동기의 제어 장치, 마이크로 컴퓨터, 전동기 시스템 및 영구 자석 동기 전동기의 운전 방법 | |
| US11456691B2 (en) | Inverter control device | |
| JP2018125955A (ja) | モータ制御装置 | |
| JP2004135407A (ja) | 交流電動機の制御装置 | |
| JP4803413B2 (ja) | 交流電動機のインバータ装置 | |
| JP7226211B2 (ja) | インバータ装置及びインバータ装置の制御方法 | |
| JP3849857B2 (ja) | 交流電動機の抵抗測定方法 | |
| JP2003259698A (ja) | 三相電流検出器のゲイン補正方法 | |
| JP2000342000A (ja) | 誘導電動機の制御装置およびその制御方法 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050228 |
|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20060324 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20060802 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060809 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20061005 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20070418 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20070501 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 3959617 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100525 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110525 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130525 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140525 Year of fee payment: 7 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |