JP2003215172A - 充放電電流検出回路および可変抵抗器 - Google Patents
充放電電流検出回路および可変抵抗器Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 充電電流及び放電電流の検出が同一の動作条
件で行えるようにし、増幅回路の特性要因が充電電流及
び放電電流の検出時に同じように影響してその正確な比
較が可能で、オフセット調整も容易な充放電電流検出回
路の提供。 【解決手段】 この発明は、バッテリへの充電電流、お
よびバッテリから負荷に供給する放電電流を検出する充
放電電流検出回路である。この回路は、充電電流および
放電電流を検出電圧に変換する検出抵抗Ｒｓと、その検
出電圧を所定値だけレベルシフトするレベルシフト回路
１１と、レベルシフト回路１１の出力電圧を増幅して出
力するインスツルメンテーションアンプ１２とを備えて
いる。レベルシフト回路１１は、その検出電圧に対して
基準電圧Ｖｒｅｆを分圧抵抗Ｒａ、Ｒｂで抵抗分圧した
所定の分圧電圧を印加し、その検出電圧のレベルシフト
を行うようになっている。
件で行えるようにし、増幅回路の特性要因が充電電流及
び放電電流の検出時に同じように影響してその正確な比
較が可能で、オフセット調整も容易な充放電電流検出回
路の提供。 【解決手段】 この発明は、バッテリへの充電電流、お
よびバッテリから負荷に供給する放電電流を検出する充
放電電流検出回路である。この回路は、充電電流および
放電電流を検出電圧に変換する検出抵抗Ｒｓと、その検
出電圧を所定値だけレベルシフトするレベルシフト回路
１１と、レベルシフト回路１１の出力電圧を増幅して出
力するインスツルメンテーションアンプ１２とを備えて
いる。レベルシフト回路１１は、その検出電圧に対して
基準電圧Ｖｒｅｆを分圧抵抗Ｒａ、Ｒｂで抵抗分圧した
所定の分圧電圧を印加し、その検出電圧のレベルシフト
を行うようになっている。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、バッテリ（充電可
能な２次電池、蓄電池など）の充電時の充電電流、およ
び放電電流を検出する充放電電流検出回路、およびその
充放電電流検出回路の構成要素として好適な可変抵抗器
に関するものである。
能な２次電池、蓄電池など）の充電時の充電電流、およ
び放電電流を検出する充放電電流検出回路、およびその
充放電電流検出回路の構成要素として好適な可変抵抗器
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種の充放電電流検出回路とし
ては、例えば、図６に示すようなものが知られている。
この充放電電流検出回路は、図６に示すように、検出抵
抗Ｒｓ、充電電流モニターアンプ１、放電電流モニター
アンプ２、バッファアンプ３、オフセット電圧調整回路
４などから構成されている。
ては、例えば、図６に示すようなものが知られている。
この充放電電流検出回路は、図６に示すように、検出抵
抗Ｒｓ、充電電流モニターアンプ１、放電電流モニター
アンプ２、バッファアンプ３、オフセット電圧調整回路
４などから構成されている。
【０００３】検出抵抗Ｒｓは、バッテリへの充電電流の
検出、またはバッテリから負荷への放電電流の検出に使
用するものである。充電電流モニターアンプ１は、オペ
アンプＯＰ１と抵抗ＲＣ１、ＲＣ２とから構成される増
幅回路である。放電電流モニターアンプ２は、オペアン
プＯＰ２と抵抗ＲＤ１、ＲＤ２とから構成される増幅回
路である。充電電流モニターアンプ１と充電電流モニタ
ーアンプ２は、スイッチＳＷ１、ＳＷ２の選択的な切り
換えにより、その出力が取り出せるようになっている。
検出、またはバッテリから負荷への放電電流の検出に使
用するものである。充電電流モニターアンプ１は、オペ
アンプＯＰ１と抵抗ＲＣ１、ＲＣ２とから構成される増
幅回路である。放電電流モニターアンプ２は、オペアン
プＯＰ２と抵抗ＲＤ１、ＲＤ２とから構成される増幅回
路である。充電電流モニターアンプ１と充電電流モニタ
ーアンプ２は、スイッチＳＷ１、ＳＷ２の選択的な切り
換えにより、その出力が取り出せるようになっている。
【０００４】バッファアンプ３は、オペアンプＯＰ３と
抵抗Ｒ１〜Ｒ４から構成されている。オフセット電圧調
整回路４は、オフセット電圧の調整時に、外部からの指
示により所望のオフセット電圧が設定できるようになっ
ている。次に、このような構成からなる充放電電流検出
回路の動作について、図６を参照して説明する。まず、
スイッチＳＷ１がオンされ、充電電流モニターアンプ１
が、バッテリへの充電電流を検出する場合について説明
する。この場合には、検出抵抗Ｒｓに図６に示す方向に
充電電流が流れて電圧が発生するので、その電圧降下分
がオペアンプＯＰ１の＋入力端子に印加され、この印加
電圧が増幅されて出力される。
抵抗Ｒ１〜Ｒ４から構成されている。オフセット電圧調
整回路４は、オフセット電圧の調整時に、外部からの指
示により所望のオフセット電圧が設定できるようになっ
ている。次に、このような構成からなる充放電電流検出
回路の動作について、図６を参照して説明する。まず、
スイッチＳＷ１がオンされ、充電電流モニターアンプ１
が、バッテリへの充電電流を検出する場合について説明
する。この場合には、検出抵抗Ｒｓに図６に示す方向に
充電電流が流れて電圧が発生するので、その電圧降下分
がオペアンプＯＰ１の＋入力端子に印加され、この印加
電圧が増幅されて出力される。
【０００５】一方、スイッチＳＷ２がオンされ、放電電
流モニターアンプ２が、バッテリから負荷への放電電流
を検出する場合には、検出抵抗Ｒｓに図６に示す方向に
放電電流が流れて電圧が発生するので、その電圧降下分
がオペアンプＯＰ２の＋入力端子に印加され、この印加
電圧が増幅されて出力される。
流モニターアンプ２が、バッテリから負荷への放電電流
を検出する場合には、検出抵抗Ｒｓに図６に示す方向に
放電電流が流れて電圧が発生するので、その電圧降下分
がオペアンプＯＰ２の＋入力端子に印加され、この印加
電圧が増幅されて出力される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】ところで、従来の充放
電電流検出回路では、充電電流モニターアンプ１と放電
電流モニターアンプ２にそれぞれ異なるオフセット電圧
が存在するため、オフセット電圧調整回路４で別々にオ
フセット電圧を設定する必要があり、その設定が煩雑で
あるという不都合があった。また、充電電流モニターア
ンプ１と放電電流モニターアンプ２の２つのアンプを使
用するため、充電電流の検出時におけるゲインやその他
の特性要因（直線性誤差など）と、放電電流の検出時に
おけるそれらが異なり、充電電流と放電電流の正確な比
較ができないという不都合があった。
電電流検出回路では、充電電流モニターアンプ１と放電
電流モニターアンプ２にそれぞれ異なるオフセット電圧
が存在するため、オフセット電圧調整回路４で別々にオ
フセット電圧を設定する必要があり、その設定が煩雑で
あるという不都合があった。また、充電電流モニターア
ンプ１と放電電流モニターアンプ２の２つのアンプを使
用するため、充電電流の検出時におけるゲインやその他
の特性要因（直線性誤差など）と、放電電流の検出時に
おけるそれらが異なり、充電電流と放電電流の正確な比
較ができないという不都合があった。
【０００７】以上のような不都合を解消するために、発
明者は、鋭意研究を重ねた結果、新規な充放電電流検出
回路を発明するに至った。その一方、その新規な充放電
電流検出回路には可変抵抗器が必要であったが、例えば
図７に示すような従来からの可変抵抗器を使用すると、
以下のような不都合があることがわかったので、この点
について説明する。すなわち、従来の可変抵抗器は、図
７に示すように、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１６を直列に接続する
とともに、この各抵抗Ｒ１１〜Ｒ１６の両端にスイッチ
としてのＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ６を接続したもの
であり、そのＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ６のオンオフ
を制御することにより、所望の抵抗値に設定できるよう
になっている。
明者は、鋭意研究を重ねた結果、新規な充放電電流検出
回路を発明するに至った。その一方、その新規な充放電
電流検出回路には可変抵抗器が必要であったが、例えば
図７に示すような従来からの可変抵抗器を使用すると、
以下のような不都合があることがわかったので、この点
について説明する。すなわち、従来の可変抵抗器は、図
７に示すように、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１６を直列に接続する
とともに、この各抵抗Ｒ１１〜Ｒ１６の両端にスイッチ
としてのＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ６を接続したもの
であり、そのＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ６のオンオフ
を制御することにより、所望の抵抗値に設定できるよう
になっている。
【０００８】ここで、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１６の各抵抗値
は、抵抗Ｒ１の抵抗値をＲ〔Ω〕とすると、抵抗Ｒ１２
〜Ｒ１６の各抵抗値は２×Ｒ、４×Ｒ、８×Ｒ・・・・の関
係を有するようになっている。しかし、従来の可変抵抗
器では、ＭＯＳトランジスタのオンオフを利用するの
で、そのオン抵抗が問題となる。例えば、図７におい
て、ＭＯＳトランジスタＱ１のみがオンの状態（抵抗値
が最大の状態）から、ＭＯＳトランジスタＱ２〜Ｑ６が
同時にオンの状態（抵抗値が最小の状態）に大幅に変化
する場合には、抵抗Ｒ１１に対してＭＯＳトランジスタ
Ｑ２〜Ｑ６の各オン抵抗が直列に接続された状態にな
り、そのオン抵抗の分が誤差になるという不都合があっ
た。
は、抵抗Ｒ１の抵抗値をＲ〔Ω〕とすると、抵抗Ｒ１２
〜Ｒ１６の各抵抗値は２×Ｒ、４×Ｒ、８×Ｒ・・・・の関
係を有するようになっている。しかし、従来の可変抵抗
器では、ＭＯＳトランジスタのオンオフを利用するの
で、そのオン抵抗が問題となる。例えば、図７におい
て、ＭＯＳトランジスタＱ１のみがオンの状態（抵抗値
が最大の状態）から、ＭＯＳトランジスタＱ２〜Ｑ６が
同時にオンの状態（抵抗値が最小の状態）に大幅に変化
する場合には、抵抗Ｒ１１に対してＭＯＳトランジスタ
Ｑ２〜Ｑ６の各オン抵抗が直列に接続された状態にな
り、そのオン抵抗の分が誤差になるという不都合があっ
た。
【０００９】このため、従来は、上記のような不具合を
解消するために、抵抗Ｒ１１の抵抗値を大きくしたり、
ＭＯＳトランジスタのオン抵抗を小さくするためにトラ
ンジスタサイズを大きくする必要があった。そこで、本
発明の第１の目的は、上記の点に鑑み、充電電流および
放電電流の検出が同一の動作条件で行えるようにし、増
幅回路の特性要因が充電電流および放電電流の検出時に
同じように影響してその正確な比較が可能となる上に、
オフセット調整が容易である充放電電流検出回路を提供
することにある。
解消するために、抵抗Ｒ１１の抵抗値を大きくしたり、
ＭＯＳトランジスタのオン抵抗を小さくするためにトラ
ンジスタサイズを大きくする必要があった。そこで、本
発明の第１の目的は、上記の点に鑑み、充電電流および
放電電流の検出が同一の動作条件で行えるようにし、増
幅回路の特性要因が充電電流および放電電流の検出時に
同じように影響してその正確な比較が可能となる上に、
オフセット調整が容易である充放電電流検出回路を提供
することにある。
【００１０】また、本発明の第２の目的は、高精度に抵
抗値を調整でき、例えば充放電電流検出回路などに好適
な可変抵抗器を提供することにある。
抗値を調整でき、例えば充放電電流検出回路などに好適
な可変抵抗器を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決し本発
明の第１の目的を達成するために、請求項１〜請求項７
に記載の発明は、以下のように構成した。すなわち、請
求項１に記載の発明は、バッテリへの充電電流、および
前記バッテリから負荷に供給する放電電流を検出する充
放電電流検出回路であって、充電電流および放電電流を
検出電圧に変換する検出抵抗と、前記検出電圧を所定値
だけレベルシフトするレベルシフト回路と、前記レベル
シフト回路の出力電圧を増幅して出力する増幅回路とを
備え、前記レベルシフト回路は、前記検出電圧に対して
基準電圧を抵抗分圧した所定の分圧電圧を印加し、その
検出電圧のレベルシフトを行うようになっていることを
特徴とするものである。
明の第１の目的を達成するために、請求項１〜請求項７
に記載の発明は、以下のように構成した。すなわち、請
求項１に記載の発明は、バッテリへの充電電流、および
前記バッテリから負荷に供給する放電電流を検出する充
放電電流検出回路であって、充電電流および放電電流を
検出電圧に変換する検出抵抗と、前記検出電圧を所定値
だけレベルシフトするレベルシフト回路と、前記レベル
シフト回路の出力電圧を増幅して出力する増幅回路とを
備え、前記レベルシフト回路は、前記検出電圧に対して
基準電圧を抵抗分圧した所定の分圧電圧を印加し、その
検出電圧のレベルシフトを行うようになっていることを
特徴とするものである。
【００１２】請求項２に記載の発明は、請求項１に記載
の充放電電流検出回路において、前記レベルシフト回路
は、第１の分圧抵抗と第２の分圧抵抗とからなり、前記
第１の分圧抵抗の一端を前記検出抵抗の一端に接続し、
前記第１の分圧抵抗の他端に基準電圧を印加するように
し、かつ、前記第２の分圧抵抗の一端を前記検出抵抗の
他端に接続し、前記第２の分圧抵抗の他端に前記基準電
圧を印加するようにし、さらに、前記第１の分圧抵抗の
分圧電圧と、前記第２の分圧抵抗の分圧電圧を出力電圧
として取り出すようにしたことを特徴とするものであ
る。
の充放電電流検出回路において、前記レベルシフト回路
は、第１の分圧抵抗と第２の分圧抵抗とからなり、前記
第１の分圧抵抗の一端を前記検出抵抗の一端に接続し、
前記第１の分圧抵抗の他端に基準電圧を印加するように
し、かつ、前記第２の分圧抵抗の一端を前記検出抵抗の
他端に接続し、前記第２の分圧抵抗の他端に前記基準電
圧を印加するようにし、さらに、前記第１の分圧抵抗の
分圧電圧と、前記第２の分圧抵抗の分圧電圧を出力電圧
として取り出すようにしたことを特徴とするものであ
る。
【００１３】請求項３に記載の発明は、請求項１または
請求項２に記載の充放電電流検出回路において、前記増
幅回路は、インスツルメンテーションアンプであること
を特徴とするものである。請求項４に記載の発明は、請
求項２または請求項３に記載の充放電電流検出回路にお
いて、第１の分圧抵抗および第２の分圧抵抗のうちの少
なくとも一方は、可変抵抗器を含んでいることを特徴と
するものである。
請求項２に記載の充放電電流検出回路において、前記増
幅回路は、インスツルメンテーションアンプであること
を特徴とするものである。請求項４に記載の発明は、請
求項２または請求項３に記載の充放電電流検出回路にお
いて、第１の分圧抵抗および第２の分圧抵抗のうちの少
なくとも一方は、可変抵抗器を含んでいることを特徴と
するものである。
【００１４】請求項５に記載の発明は、請求項４に記載
の充放電電流検出回路において、前記可変抵抗器は、抵
抗とスイッチとを直列に接続した直列回路をｍ個並列に
接続した第１の回路と、抵抗とスイッチとを直列に接続
した直列回路をｎ個並列に接続した第２の回路と、前記
各スイッチのうちの所定のスイッチを閉じて所定の抵抗
を選択する選択手段とを備え、かつ、前記第１の回路と
前記第２の回路とを直列に接続したことを特徴とするも
のである。
の充放電電流検出回路において、前記可変抵抗器は、抵
抗とスイッチとを直列に接続した直列回路をｍ個並列に
接続した第１の回路と、抵抗とスイッチとを直列に接続
した直列回路をｎ個並列に接続した第２の回路と、前記
各スイッチのうちの所定のスイッチを閉じて所定の抵抗
を選択する選択手段とを備え、かつ、前記第１の回路と
前記第２の回路とを直列に接続したことを特徴とするも
のである。
【００１５】請求項６に記載の発明は、請求項５に記載
の充放電電流検出回路において、前記第１の回路と前記
第２の回路とは、さらに、スイッチをそれぞれ並列に追
加するようにしたことを特徴とするものである。請求項
７に記載の発明は、請求項５または請求項６に記載の充
放電電流検出回路において、前記スイッチはＭＯＳトラ
ンジスタから構成し、前記選択手段はデコーダ回路から
構成することを特徴とするものである。
の充放電電流検出回路において、前記第１の回路と前記
第２の回路とは、さらに、スイッチをそれぞれ並列に追
加するようにしたことを特徴とするものである。請求項
７に記載の発明は、請求項５または請求項６に記載の充
放電電流検出回路において、前記スイッチはＭＯＳトラ
ンジスタから構成し、前記選択手段はデコーダ回路から
構成することを特徴とするものである。
【００１６】このような構成からなる本発明の充放電電
流検出回路では、充電電流および放電電流の検出時に、
同一の動作条件で共通の増幅回路を使用できる。このた
め、その増幅回路の特性要因が充電時および放電時に同
じように影響するので、充電電流および放電電流の比較
を正確に行うことができる。また、本発明の充放電電流
検出回路では、充電電流および放電電流の検出を共通の
増幅回路で行うようにしたので、その増幅回路のオフセ
ット調整を容易に行うことができる。
流検出回路では、充電電流および放電電流の検出時に、
同一の動作条件で共通の増幅回路を使用できる。このた
め、その増幅回路の特性要因が充電時および放電時に同
じように影響するので、充電電流および放電電流の比較
を正確に行うことができる。また、本発明の充放電電流
検出回路では、充電電流および放電電流の検出を共通の
増幅回路で行うようにしたので、その増幅回路のオフセ
ット調整を容易に行うことができる。
【００１７】一方、本発明の第２の目的を達成するため
に、請求項８〜請求項１０に記載の発明は、以下のよう
に構成した。すなわち、請求項８に記載の発明は、抵抗
とスイッチとを直列に接続した直列回路をｍ個並列に接
続した第１の回路と、抵抗とスイッチとを直列に接続し
た直列回路をｎ個並列に接続した第２の回路と、前記各
スイッチのうちの所定のスイッチを閉じて所定の抵抗を
選択する選択手段とを備え、前記第１の回路と前記第２
の回路とを直列に接続したことを特徴とするものであ
る。
に、請求項８〜請求項１０に記載の発明は、以下のよう
に構成した。すなわち、請求項８に記載の発明は、抵抗
とスイッチとを直列に接続した直列回路をｍ個並列に接
続した第１の回路と、抵抗とスイッチとを直列に接続し
た直列回路をｎ個並列に接続した第２の回路と、前記各
スイッチのうちの所定のスイッチを閉じて所定の抵抗を
選択する選択手段とを備え、前記第１の回路と前記第２
の回路とを直列に接続したことを特徴とするものであ
る。
【００１８】請求項９に記載の発明は、請求項８に記載
の可変抵抗器において、前記第１の回路と前記第２の回
路とは、さらに、スイッチをそれぞれ並列に追加するよ
うにしたことを特徴とするものである。請求項１０に記
載の発明は、請求項８または請求項９に記載の可変抵抗
器において、前記スイッチはＭＯＳトランジスタから構
成し、前記選択手段はデコーダ回路から構成することを
特徴とするものである。
の可変抵抗器において、前記第１の回路と前記第２の回
路とは、さらに、スイッチをそれぞれ並列に追加するよ
うにしたことを特徴とするものである。請求項１０に記
載の発明は、請求項８または請求項９に記載の可変抵抗
器において、前記スイッチはＭＯＳトランジスタから構
成し、前記選択手段はデコーダ回路から構成することを
特徴とするものである。
【００１９】このような構成からなる本発明の可変抵抗
器によれば、第１の回路側のスイッチを１つだけオンに
して所望の抵抗を選択し、第２の回路側のスイッチを１
つだけオンにして所望の抵抗を選択できる。このため、
いずれの抵抗を選択した場合にも、その選択した抵抗の
抵抗値の他に、スイッチのオン抵抗の抵抗値が含まれる
ので、高精度で抵抗値の調整を行うことができる。
器によれば、第１の回路側のスイッチを１つだけオンに
して所望の抵抗を選択し、第２の回路側のスイッチを１
つだけオンにして所望の抵抗を選択できる。このため、
いずれの抵抗を選択した場合にも、その選択した抵抗の
抵抗値の他に、スイッチのオン抵抗の抵抗値が含まれる
ので、高精度で抵抗値の調整を行うことができる。
【００２０】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態について
説明する。まず、本発明の充放電電流検出回路の実施形
態について、図１を参照して説明する。この実施形態に
係る充放電電流検出回路は、図１に示すように、バッテ
リ（図示せず）への充電電流、およびバッテリから負荷
に供給する放電電流を検出電圧に変換する検出抵抗Ｒｓ
と、その検出電圧を所定値だけレベルシフトするレベル
シフト回路１１と、レベルシフト回路１１の出力電圧を
増幅して出力する増幅回路としてのインスツルメンテー
ションアンプ１２とを備えている。
説明する。まず、本発明の充放電電流検出回路の実施形
態について、図１を参照して説明する。この実施形態に
係る充放電電流検出回路は、図１に示すように、バッテ
リ（図示せず）への充電電流、およびバッテリから負荷
に供給する放電電流を検出電圧に変換する検出抵抗Ｒｓ
と、その検出電圧を所定値だけレベルシフトするレベル
シフト回路１１と、レベルシフト回路１１の出力電圧を
増幅して出力する増幅回路としてのインスツルメンテー
ションアンプ１２とを備えている。
【００２１】検出抵抗Ｒｓは、その両端が検出抵抗接続
端子１３、１４に接続されて使用されるようになってい
る。検出抵抗接続端子１３は、接地されている。レベル
シフト回路１１は、検出抵抗Ｒｓの検出電圧に対して基
準電圧Ｖｒｅｆを抵抗分圧した所定の分圧電圧を印加
し、その検出電圧のレベルシフトを行うようになってい
る。具体的には、このレベルシフト回路１１は、図１に
示すように、第１分圧抵抗Ｒａと第２分圧抵抗Ｒｂとか
らなる。
端子１３、１４に接続されて使用されるようになってい
る。検出抵抗接続端子１３は、接地されている。レベル
シフト回路１１は、検出抵抗Ｒｓの検出電圧に対して基
準電圧Ｖｒｅｆを抵抗分圧した所定の分圧電圧を印加
し、その検出電圧のレベルシフトを行うようになってい
る。具体的には、このレベルシフト回路１１は、図１に
示すように、第１分圧抵抗Ｒａと第２分圧抵抗Ｒｂとか
らなる。
【００２２】第１分圧抵抗Ｒａは、抵抗Ｒａ１、抵抗Ｒ
ａ２、および可変抵抗器ＶＲ１の一部からなり、これら
が直列回路を形成するとともに、抵抗Ｒａ１の一端が検
出抵抗Ｒｓの一端に接続され、その可変抵抗器ＶＲ１の
スライド端子（可動端子）に基準電圧Ｖｒｅｆが印加さ
れるようになっている。第２分圧抵抗Ｒｂは、抵抗Ｒｂ
１、抵抗Ｒｂ２、および可変抵抗器ＶＲ１の一部からな
り、これらが直列回路を形成するとともに、抵抗Ｒｂ１
の一端が検出抵抗Ｒｓの他端に接続され、その可変抵抗
器ＶＲ１のスライド端子に基準電圧Ｖｒｅｆが印加され
るようになっている。
ａ２、および可変抵抗器ＶＲ１の一部からなり、これら
が直列回路を形成するとともに、抵抗Ｒａ１の一端が検
出抵抗Ｒｓの一端に接続され、その可変抵抗器ＶＲ１の
スライド端子（可動端子）に基準電圧Ｖｒｅｆが印加さ
れるようになっている。第２分圧抵抗Ｒｂは、抵抗Ｒｂ
１、抵抗Ｒｂ２、および可変抵抗器ＶＲ１の一部からな
り、これらが直列回路を形成するとともに、抵抗Ｒｂ１
の一端が検出抵抗Ｒｓの他端に接続され、その可変抵抗
器ＶＲ１のスライド端子に基準電圧Ｖｒｅｆが印加され
るようになっている。
【００２３】さらに、レベルシフト回路１１は、第１分
圧抵抗Ｒａの分圧電圧Ｖｓ１と、第２分圧抵抗Ｒｂの分
圧電圧Ｖｓ２とを出力電圧として取り出し、これをイン
スツルメンテーションアンプ１２に供給するようになっ
ている。インスツルメンテーションアンプ１２は、図１
に示すように、オペアンプＯＰ１１〜ＯＰ１３と、可変
抵抗器ＶＲ２と、抵抗Ｒ２１〜Ｒ２５とから構成されて
いる。
圧抵抗Ｒａの分圧電圧Ｖｓ１と、第２分圧抵抗Ｒｂの分
圧電圧Ｖｓ２とを出力電圧として取り出し、これをイン
スツルメンテーションアンプ１２に供給するようになっ
ている。インスツルメンテーションアンプ１２は、図１
に示すように、オペアンプＯＰ１１〜ＯＰ１３と、可変
抵抗器ＶＲ２と、抵抗Ｒ２１〜Ｒ２５とから構成されて
いる。
【００２４】さらに詳述すると、オペアンプＯＰ１１
は、その＋入力端子が抵抗Ｒａ１と抵抗Ｒａ２の共通接
続部に接続され、その−入力端子が抵抗Ｒ２１を介して
その出力端子に接続されている。オペアンプＯＰ１２
は、その＋入力端子が抵抗Ｒｂ１と抵抗Ｒｂ２の共通接
続部に接続され、その−入力端子が抵抗Ｒ２２を介して
その出力端子に接続されている。オペアンプＯＰ１１の
−入力端子とオペアンプＯＰ１２の−入力端子とは、可
変抵抗器ＶＲ２を介して接続されている。
は、その＋入力端子が抵抗Ｒａ１と抵抗Ｒａ２の共通接
続部に接続され、その−入力端子が抵抗Ｒ２１を介して
その出力端子に接続されている。オペアンプＯＰ１２
は、その＋入力端子が抵抗Ｒｂ１と抵抗Ｒｂ２の共通接
続部に接続され、その−入力端子が抵抗Ｒ２２を介して
その出力端子に接続されている。オペアンプＯＰ１１の
−入力端子とオペアンプＯＰ１２の−入力端子とは、可
変抵抗器ＶＲ２を介して接続されている。
【００２５】また、オペアンプＯＰ１１の出力端子は、
抵抗Ｒ２３を介してオペアンプＯＰ１３の＋入力端子に
接続され、オペアンプＯＰ１２の出力端子は、抵抗Ｒ２
４を介してオペアンプＯＰ１３の−入力端子に接続され
ている。さらに、オペアンプＯＰ１３は、−入力端子が
抵抗Ｒ２５を介して出力端子に接続され、その出力端子
から出力電圧Ｖｏｕｔを取り出すようにしている。次
に、このような構成からなる実施形態に係る充放電電流
検出回路の動作例について、図１〜図３を参照して説明
する。
抵抗Ｒ２３を介してオペアンプＯＰ１３の＋入力端子に
接続され、オペアンプＯＰ１２の出力端子は、抵抗Ｒ２
４を介してオペアンプＯＰ１３の−入力端子に接続され
ている。さらに、オペアンプＯＰ１３は、−入力端子が
抵抗Ｒ２５を介して出力端子に接続され、その出力端子
から出力電圧Ｖｏｕｔを取り出すようにしている。次
に、このような構成からなる実施形態に係る充放電電流
検出回路の動作例について、図１〜図３を参照して説明
する。
【００２６】この充放電電流検出回路では、図１に示す
ように、検出抵抗Ｒｓを接続する検出抵抗出力端子１３
の電圧ＶＳＳと、検出抵抗出力端子１４の電圧ＶＭと
が、レベルシフト回路１１を構成する第１分圧抵抗Ｒａ
と第２分圧抵抗Ｒｂ、および基準電圧Ｖｒｅｆにより引
き上げられる。このため、インスツルメンテーションア
ンプ１２の入力電圧Ｖｓ１、Ｖｓ２は、次の（１）式お
よび（２）式のようになる。
ように、検出抵抗Ｒｓを接続する検出抵抗出力端子１３
の電圧ＶＳＳと、検出抵抗出力端子１４の電圧ＶＭと
が、レベルシフト回路１１を構成する第１分圧抵抗Ｒａ
と第２分圧抵抗Ｒｂ、および基準電圧Ｖｒｅｆにより引
き上げられる。このため、インスツルメンテーションア
ンプ１２の入力電圧Ｖｓ１、Ｖｓ２は、次の（１）式お
よび（２）式のようになる。
【００２７】
Ｖｓ１＝ＶＳＳ＋（Ｖｒｅｆ−ＶＳＳ）×〔Ｒａ１／（Ｒａ１＋Ｒａ２＋Ｒａ
ｔ）〕・・・・（１）
Ｖｓ２＝ＶＭ＋（Ｖｒｅｆ−ＶＭ）×〔Ｒｂ１／（Ｒｂ１＋Ｒｂ２＋Ｒｂｔ）
〕・・・・（２）
ここで、第１分圧抵抗Ｒａと第２分圧抵抗Ｒｂのばらつ
き、オペアンプＯＰ１１、ＯＰ１２のオフセット電圧Ｖ
ｏｓ１、Ｖｏｓ２を考慮して、以下の（３）式を満たす
ように可変抵抗器ＶＲ１の抵抗Ｒａｔ、Ｒｂｔを調整す
る。
き、オペアンプＯＰ１１、ＯＰ１２のオフセット電圧Ｖ
ｏｓ１、Ｖｏｓ２を考慮して、以下の（３）式を満たす
ように可変抵抗器ＶＲ１の抵抗Ｒａｔ、Ｒｂｔを調整す
る。
【００２８】
Ｖｒｅｆ×〔Ｒａ１／（Ｒａ１＋Ｒａ２＋Ｒａｔ）〕−Ｖｏｓ１＝Ｖｒｅｆ×
〔Ｒｂ１／（Ｒｂ１＋Ｒｂ２＋Ｒｂｔ）〕−Ｖｏｓ２＝ｋ ・・・・（３）
この（３）式となるように可変抵抗器ＶＲ１の抵抗Ｒａ
ｔ、Ｒｂｔを調整した場合には、オペアンプＯＰ１１、
ＯＰ１２の出力電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２は、次の（４）
（５）式のようになる。 Ｖｏ１＝〔１＋（Ｒ２１＋Ｒ２２）／ＶＲ２〕×〔（Ｖｒｅｆ−ＶＳＳ）×Ｒ ａ１／（Ｒａ１＋Ｒａ２＋Ｒａｔ）−Ｖｏｓ１〕＝〔１＋（Ｒ２１＋Ｒ２２）／ ＶＲ２〕×ｋ・・・・（４） Ｖｏ２＝〔１＋（Ｒ２１＋Ｒ２２）／ＶＲ２〕×〔（Ｖｒｅｆ−ＶＭ）×Ｒｂ １／（Ｒｂ１＋Ｒｂ２＋Ｒｂｔ）−Ｖｏｓ２〕＝〔１＋（Ｒ２１＋Ｒ２２）／Ｖ Ｒ２〕×ｋ−〔１＋（Ｒ２１＋Ｒ２２）／ＶＲ２〕×ＶＭ×〔Ｒｂ１／（Ｒｂ１ ＋Ｒｂ２＋Ｒｂｔ）〕・・・・（５） （４）式と（５）式とにより、オペアンプＯＰ１１、Ｏ
Ｐ１２の出力電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２の差動電圧Ｖｏを求め
ると、次の（６）式となる。
ｔ、Ｒｂｔを調整した場合には、オペアンプＯＰ１１、
ＯＰ１２の出力電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２は、次の（４）
（５）式のようになる。 Ｖｏ１＝〔１＋（Ｒ２１＋Ｒ２２）／ＶＲ２〕×〔（Ｖｒｅｆ−ＶＳＳ）×Ｒ ａ１／（Ｒａ１＋Ｒａ２＋Ｒａｔ）−Ｖｏｓ１〕＝〔１＋（Ｒ２１＋Ｒ２２）／ ＶＲ２〕×ｋ・・・・（４） Ｖｏ２＝〔１＋（Ｒ２１＋Ｒ２２）／ＶＲ２〕×〔（Ｖｒｅｆ−ＶＭ）×Ｒｂ １／（Ｒｂ１＋Ｒｂ２＋Ｒｂｔ）−Ｖｏｓ２〕＝〔１＋（Ｒ２１＋Ｒ２２）／Ｖ Ｒ２〕×ｋ−〔１＋（Ｒ２１＋Ｒ２２）／ＶＲ２〕×ＶＭ×〔Ｒｂ１／（Ｒｂ１ ＋Ｒｂ２＋Ｒｂｔ）〕・・・・（５） （４）式と（５）式とにより、オペアンプＯＰ１１、Ｏ
Ｐ１２の出力電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２の差動電圧Ｖｏを求め
ると、次の（６）式となる。
【００２９】
Ｖｏ＝Ｖｏ１−Ｖｏ２＝〔１＋（Ｒ２１＋Ｒ２２）／ＶＲ２〕×ＶＭ×〔Ｒｂ
１／（Ｒｂ１＋Ｒｂ２＋Ｒｂｔ）〕・・・・（６）
（６）式からわかるように、差動電圧Ｖｏは、検出抵抗
出力端子１４の電圧ＶＭを増幅したことになる。次に、
オペアンプＯＰ１３のオフセット電圧Ｖｏｓ３として、
オペアンプＯＰ１３の出力電圧Ｖｏｕｔを求めると、次
の（７）式となる。
出力端子１４の電圧ＶＭを増幅したことになる。次に、
オペアンプＯＰ１３のオフセット電圧Ｖｏｓ３として、
オペアンプＯＰ１３の出力電圧Ｖｏｕｔを求めると、次
の（７）式となる。
【００３０】
Ｖｏｕｔ＝Ｖｓ１−〔（Ｒ２５／Ｒ２4 ）×（Ｖｏ−Ｖｏｓ３）〕＝Ｖｒｅｆ
×〔Ｒａ１／（Ｒａ１＋Ｒａ２＋Ｒａｔ）〕−（Ｒ２５／Ｒ２4 ）×〔１＋（Ｒ
２１＋Ｒ２２）／ＶＲ２〕×ＶＭ×〔Ｒｂ１／（Ｒｂ１＋Ｒｂ２＋Ｒｂｔ）〕＋
〔（Ｒ２５／Ｒ２4 ）×Ｖｏｓ３〕・・・・（７）
（７）式のおいて、−（Ｒ２５／Ｒ２4 ）×〔１＋（Ｒ
２１＋Ｒ２２）／ＶＲ２〕を、ｇａｉｎとする。
２１＋Ｒ２２）／ＶＲ２〕を、ｇａｉｎとする。
【００３１】また、−（Ｒ２５／Ｒ２4 ）×〔１＋（Ｒ
２１＋Ｒ２２）／ＶＲ２〕×〔Ｒｂ１／（Ｒｂ１＋Ｒｂ
２＋Ｒｂｔ）〕を、トータルゲインＧａｉｎとする。こ
こで、（Ｒ２５／Ｒ２4 ）×Ｖｏｓ３は、非常に小さい
ため、これを省略することができる。このため、（３）
式が成り立つ抵抗Ｒａｔ、Ｒｂｔに対しては、抵抗Ｒａ
ｔが小さいと出力電圧Ｖｏｕｔが上方（正の方向）にシ
フトし、抵抗Ｒｂｔが小さいと出力電圧Ｖｏｕｔが下方
（負の方向）にシフトする。
２１＋Ｒ２２）／ＶＲ２〕×〔Ｒｂ１／（Ｒｂ１＋Ｒｂ
２＋Ｒｂｔ）〕を、トータルゲインＧａｉｎとする。こ
こで、（Ｒ２５／Ｒ２4 ）×Ｖｏｓ３は、非常に小さい
ため、これを省略することができる。このため、（３）
式が成り立つ抵抗Ｒａｔ、Ｒｂｔに対しては、抵抗Ｒａ
ｔが小さいと出力電圧Ｖｏｕｔが上方（正の方向）にシ
フトし、抵抗Ｒｂｔが小さいと出力電圧Ｖｏｕｔが下方
（負の方向）にシフトする。
【００３２】従って、充電電圧、放電電圧が共に最大に
なるように抵抗Ｒａｔ、Ｒｂｔを調整することにより、
抵抗の相対値のばらつき、インスツルメンテーションア
ンプ１２のオフセット電圧を考慮した調整ができる。次
に、この調整の一例について、以下に説明する。この調
整は、インスツルメンテーションアンプ１２の利得（ゲ
イン）を最大にして行う。すなわち、いま、図２（Ａ）
に示すように、検出抵抗接続端子１４の電圧ＶＭが、例
えば、ＶＭ＝−６０ｍＶ〜３０ｍＶの範囲にある場合に
は、抵抗Ｒａｔが小さくなり抵抗Ｒｂｔが大きくなるよ
うに可変抵抗器ＶＲ１を調整する。
なるように抵抗Ｒａｔ、Ｒｂｔを調整することにより、
抵抗の相対値のばらつき、インスツルメンテーションア
ンプ１２のオフセット電圧を考慮した調整ができる。次
に、この調整の一例について、以下に説明する。この調
整は、インスツルメンテーションアンプ１２の利得（ゲ
イン）を最大にして行う。すなわち、いま、図２（Ａ）
に示すように、検出抵抗接続端子１４の電圧ＶＭが、例
えば、ＶＭ＝−６０ｍＶ〜３０ｍＶの範囲にある場合に
は、抵抗Ｒａｔが小さくなり抵抗Ｒｂｔが大きくなるよ
うに可変抵抗器ＶＲ１を調整する。
【００３３】一方、図２（Ｂ）に示すように、検出抵抗
接続端子１４の電圧ＶＭが、例えばＶＭ＝−３０ｍＶ〜
６０ｍＶの範囲にある場合には、抵抗Ｒａｔが大きくな
り抵抗Ｒｂｔが小さくなるように可変抵抗器ＶＲ１を調
整する。このような調整の結果、図２（Ｃ）に示すよう
に、例えばＶＭ＝−４５ｍＶ〜４５ｍＶの範囲になる
と、その可変抵抗器ＶＲ１の調整を終了する。ここで、
上記の調整が必要であるのは、第１分圧抵抗Ｒａと第２
分圧抵抗Ｒｂの抵抗値のばらつきや、オペアンプＯＰ１
１、ＯＰ１２のオフセット電圧Ｖｏｓ１、Ｖｏｓ２など
であることを上述した。そこで、その抵抗値の相対的な
ばらつきや、オフセット電圧の一般的な値について述べ
る。
接続端子１４の電圧ＶＭが、例えばＶＭ＝−３０ｍＶ〜
６０ｍＶの範囲にある場合には、抵抗Ｒａｔが大きくな
り抵抗Ｒｂｔが小さくなるように可変抵抗器ＶＲ１を調
整する。このような調整の結果、図２（Ｃ）に示すよう
に、例えばＶＭ＝−４５ｍＶ〜４５ｍＶの範囲になる
と、その可変抵抗器ＶＲ１の調整を終了する。ここで、
上記の調整が必要であるのは、第１分圧抵抗Ｒａと第２
分圧抵抗Ｒｂの抵抗値のばらつきや、オペアンプＯＰ１
１、ＯＰ１２のオフセット電圧Ｖｏｓ１、Ｖｏｓ２など
であることを上述した。そこで、その抵抗値の相対的な
ばらつきや、オフセット電圧の一般的な値について述べ
る。
【００３４】例えば、第１分圧抵抗Ｒａと第２分圧抵抗
Ｒｂとしてイオン打ち込み層抵抗を使用すると、その抵
抗値の相対的なばらつきは±２％となる。また、オペア
ンプのオフセット電圧は３〜１０ｍＶ程度であり、オペ
アンプＯＰ１、ＯＰ２が２つの場合には、出力電圧Ｖｏ
ｕｔは最大で２０ｍＶの誤差となる。さらに、基準電圧
Ｖｒｅｆを２Ｖとした場合に、その相対値ばらつきを２
％とすると、出力電圧Ｖｏｕｔは４０ｍＶの誤差とな
る。
Ｒｂとしてイオン打ち込み層抵抗を使用すると、その抵
抗値の相対的なばらつきは±２％となる。また、オペア
ンプのオフセット電圧は３〜１０ｍＶ程度であり、オペ
アンプＯＰ１、ＯＰ２が２つの場合には、出力電圧Ｖｏ
ｕｔは最大で２０ｍＶの誤差となる。さらに、基準電圧
Ｖｒｅｆを２Ｖとした場合に、その相対値ばらつきを２
％とすると、出力電圧Ｖｏｕｔは４０ｍＶの誤差とな
る。
【００３５】従って、検出抵抗接続端子１４の電圧ＶＭ
が、ＶＭ＝−４５ｍＶ〜４５ｍＶの範囲とする場合に
は、上記の調整が必ず必要となる。ところで、この充放
電電流検出回路では、初期状態（検出抵抗Ｒｓに流れる
電流Ｉｓが、Ｉｓ＝０のとき）のインスツルメンテーシ
ョンアンプ１２の出力電圧Ｖｏｕｔの値をメモリ（図示
せず）に記憶しておき、充電時または放電時のインスツ
ルメンテーションアンプ１２の出力電圧Ｖｏｕｔをその
初期電圧と比較することにより、充電電流または放電電
流を検出するので、これについて以下に詳述する。
が、ＶＭ＝−４５ｍＶ〜４５ｍＶの範囲とする場合に
は、上記の調整が必ず必要となる。ところで、この充放
電電流検出回路では、初期状態（検出抵抗Ｒｓに流れる
電流Ｉｓが、Ｉｓ＝０のとき）のインスツルメンテーシ
ョンアンプ１２の出力電圧Ｖｏｕｔの値をメモリ（図示
せず）に記憶しておき、充電時または放電時のインスツ
ルメンテーションアンプ１２の出力電圧Ｖｏｕｔをその
初期電圧と比較することにより、充電電流または放電電
流を検出するので、これについて以下に詳述する。
【００３６】まず、図示しない充電用のＭＯＳトランジ
スタと放電用のＭＯＳトランジスタを、いずれもオフ
（ＯＦＦ）の状態にする。この状態で、各トータルゲイ
ンＧａｉｎ毎に、その各トータルゲインにおけるインス
ツルメンテーションアンプ１２の出力電圧Ｖｏｕｔを得
るとともに、その出力電圧Ｖｏｕｔを図示しないＡ／Ｄ
変換器でＡ／Ｄ変換してフラッシュメモリ（図示せず）
に記憶する。これらの値が、充放電電流Ｉｓ＝０の場合
の検出電圧値Ｖｓ１となる。
スタと放電用のＭＯＳトランジスタを、いずれもオフ
（ＯＦＦ）の状態にする。この状態で、各トータルゲイ
ンＧａｉｎ毎に、その各トータルゲインにおけるインス
ツルメンテーションアンプ１２の出力電圧Ｖｏｕｔを得
るとともに、その出力電圧Ｖｏｕｔを図示しないＡ／Ｄ
変換器でＡ／Ｄ変換してフラッシュメモリ（図示せず）
に記憶する。これらの値が、充放電電流Ｉｓ＝０の場合
の検出電圧値Ｖｓ１となる。
【００３７】次に、検出抵抗Ｒｓで充電電流を検出する
場合の動作について説明する。この場合には、充電用の
ＭＯＳトランジスタ、および放電用ＭＯＳトランジスタ
を共にオンの状態にして、バッテリを充電器に接続す
る。これにより、図１に示すように、検出抵抗Ｒｓに図
示の方向に充電電流Ｉｓが流れ、検出抵抗接続端子１４
に（Ｉｓ×Ｒｓ）の負の電圧が発生する。その検出抵抗
接続端子１４の電圧ＶＭと、インスツルメンテーション
アンプ１２の出力電圧Ｖｏｕｔの関係は、例えば図３の
充電時のようになる。
場合の動作について説明する。この場合には、充電用の
ＭＯＳトランジスタ、および放電用ＭＯＳトランジスタ
を共にオンの状態にして、バッテリを充電器に接続す
る。これにより、図１に示すように、検出抵抗Ｒｓに図
示の方向に充電電流Ｉｓが流れ、検出抵抗接続端子１４
に（Ｉｓ×Ｒｓ）の負の電圧が発生する。その検出抵抗
接続端子１４の電圧ＶＭと、インスツルメンテーション
アンプ１２の出力電圧Ｖｏｕｔの関係は、例えば図３の
充電時のようになる。
【００３８】このとき、検出抵抗接続端子１４の電圧Ｖ
Ｍと、インスツルメンテーションアンプ１２の出力電圧
Ｖｏｕｔは、次の（８）（９）式のようになる。 ＶＭ＝（Ｉｓ×Ｒｓ） ・・・・（８） Ｖｏｕｔ＝Ｖｓ１−Ｇａｉｎ×ＶＭ ・・・・（９） （８）（９）式から、充電電流Ｉｓは、次の（１０）式
のようになる。 Ｉｓ＝−（Ｖｏｕｔ−Ｖｓ１）÷Ｇａｉｎ÷Ｒｓ （Ｖｏｕｔ＞Ｖｓ１） ・・・・ （１０） ここで、Ｖｓ１は、各トータルゲインＧａｉｎにおけ
る、インスツルメンテーションアンプの出力電圧Ｖｏｕ
ｔ（Ｉｓ＝０）となる。
Ｍと、インスツルメンテーションアンプ１２の出力電圧
Ｖｏｕｔは、次の（８）（９）式のようになる。 ＶＭ＝（Ｉｓ×Ｒｓ） ・・・・（８） Ｖｏｕｔ＝Ｖｓ１−Ｇａｉｎ×ＶＭ ・・・・（９） （８）（９）式から、充電電流Ｉｓは、次の（１０）式
のようになる。 Ｉｓ＝−（Ｖｏｕｔ−Ｖｓ１）÷Ｇａｉｎ÷Ｒｓ （Ｖｏｕｔ＞Ｖｓ１） ・・・・ （１０） ここで、Ｖｓ１は、各トータルゲインＧａｉｎにおけ
る、インスツルメンテーションアンプの出力電圧Ｖｏｕ
ｔ（Ｉｓ＝０）となる。
【００３９】次に、検出抵抗Ｒｓで放電電流を検出する
場合の動作について説明する。この場合には、充電用の
ＭＯＳトランジスタ、および放電用ＭＯＳトランジスタ
を共にオンの状態にして、バッテリを負荷に接続する。
これにより、図１に示すように、検出抵抗Ｒｓに図示の
方向に放電電流Ｉｓが流れ、検出抵抗接続端子１４に
（Ｉｓ×Ｒｓ）の正の電圧が発生する。その検出抵抗接
続端子１４の電圧ＶＭと、インスツルメンテーションア
ンプ１２の出力電圧Ｖｏｕｔの関係は、例えば図３の放
電時のようになる。
場合の動作について説明する。この場合には、充電用の
ＭＯＳトランジスタ、および放電用ＭＯＳトランジスタ
を共にオンの状態にして、バッテリを負荷に接続する。
これにより、図１に示すように、検出抵抗Ｒｓに図示の
方向に放電電流Ｉｓが流れ、検出抵抗接続端子１４に
（Ｉｓ×Ｒｓ）の正の電圧が発生する。その検出抵抗接
続端子１４の電圧ＶＭと、インスツルメンテーションア
ンプ１２の出力電圧Ｖｏｕｔの関係は、例えば図３の放
電時のようになる。
【００４０】このとき、放電電流Ｉｓは、次の（１１）
式のようになる。 Ｉｓ＝−（Ｖｏｕｔ−Ｖｓ１）÷Ｇａｉｎ÷Ｒｓ （Ｖｏｕｔ＜Ｖｓ１）・・・・ （１１） ここで、上記の算出結果において、充電時はＩｓ≦０、
放電時はＩｓ≧０になるが、微小電流の検出時は誤差要
因により、充電時にＩｓ＞０、放電時にはＩｓ＜０にな
る場合があるが、その場合にはＩｓ＝０として計算す
る。
式のようになる。 Ｉｓ＝−（Ｖｏｕｔ−Ｖｓ１）÷Ｇａｉｎ÷Ｒｓ （Ｖｏｕｔ＜Ｖｓ１）・・・・ （１１） ここで、上記の算出結果において、充電時はＩｓ≦０、
放電時はＩｓ≧０になるが、微小電流の検出時は誤差要
因により、充電時にＩｓ＞０、放電時にはＩｓ＜０にな
る場合があるが、その場合にはＩｓ＝０として計算す
る。
【００４１】ところで、充放電電流の測定可能範囲は、
検出抵抗ＲｓとトータルゲインＧａｉｎによって決ま
る。例えば、図２に示すように、トータルゲインがＧａ
ｉｎ＝２２では、インスツルメンテーションアンプ１２
の出力電圧Ｖｏｕｔが０〜２〔Ｖ〕に対して、検出抵抗
接続端子１４の電圧ＶＭは、ＶＭ＝−４５ｍＶ〜４５ｍ
Ｖの範囲になる。なお、オフセット調整の精度に起因
し、実際に使用できる検出抵抗接続端子１４の電圧ＶＭ
は、例えばＶＭ＝−３５ｍＶ〜３５ｍＶの範囲になる。
検出抵抗ＲｓとトータルゲインＧａｉｎによって決ま
る。例えば、図２に示すように、トータルゲインがＧａ
ｉｎ＝２２では、インスツルメンテーションアンプ１２
の出力電圧Ｖｏｕｔが０〜２〔Ｖ〕に対して、検出抵抗
接続端子１４の電圧ＶＭは、ＶＭ＝−４５ｍＶ〜４５ｍ
Ｖの範囲になる。なお、オフセット調整の精度に起因
し、実際に使用できる検出抵抗接続端子１４の電圧ＶＭ
は、例えばＶＭ＝−３５ｍＶ〜３５ｍＶの範囲になる。
【００４２】また、検出抵抗Ｒｓが、Ｒｓ＝０．２
〔Ω〕の場合には、充放電電流Ｉｓは、Ｉｓ＝−１７５
ｍＡ〜１７５ｍＡになる。この結果、インスツルメンテ
ーションアンプ１２の出力側に接続するＡ／Ｄコンバー
タとして１０ビットのものを使用する場合には、最小分
解能は０．４５ｍＡとなる。以上説明したように、この
実施形態に係る充放電電流検出回路によれば、充電電流
および放電電流の検出時に、同一の動作条件で共通のイ
ンスツルメンテーションアンプ（増幅回路）を使用でき
る。このため、そのアンプの特性要因が充電時および放
電時に同じように影響するので、充電電流および放電電
流の比較を正確に行うことができる。
〔Ω〕の場合には、充放電電流Ｉｓは、Ｉｓ＝−１７５
ｍＡ〜１７５ｍＡになる。この結果、インスツルメンテ
ーションアンプ１２の出力側に接続するＡ／Ｄコンバー
タとして１０ビットのものを使用する場合には、最小分
解能は０．４５ｍＡとなる。以上説明したように、この
実施形態に係る充放電電流検出回路によれば、充電電流
および放電電流の検出時に、同一の動作条件で共通のイ
ンスツルメンテーションアンプ（増幅回路）を使用でき
る。このため、そのアンプの特性要因が充電時および放
電時に同じように影響するので、充電電流および放電電
流の比較を正確に行うことができる。
【００４３】また、この実施形態に係る充放電電流検出
回路によれば、充電電流および放電電流を共通のインス
ツルメンテーションアンプで行うようにしたので、その
アンプのオフセット電圧調整を１回で行うことができ
る。次に、図１に示すレベルシフト回路１１の変形例に
ついて、図４を参照して説明する。この変形例に係るレ
ベルシフト回路１１Ａは、図４に示すように、可変抵抗
器ＶＲ３を含む第１分圧抵抗Ｒａ’と、それを含まない
第２分圧抵抗Ｒｂ’とからなり、第１分圧抵抗Ｒａ’と
第２分圧抵抗Ｒｂの共通接続部に基準電圧Ｖｒｅｆを印
加するようにしたものである。
回路によれば、充電電流および放電電流を共通のインス
ツルメンテーションアンプで行うようにしたので、その
アンプのオフセット電圧調整を１回で行うことができ
る。次に、図１に示すレベルシフト回路１１の変形例に
ついて、図４を参照して説明する。この変形例に係るレ
ベルシフト回路１１Ａは、図４に示すように、可変抵抗
器ＶＲ３を含む第１分圧抵抗Ｒａ’と、それを含まない
第２分圧抵抗Ｒｂ’とからなり、第１分圧抵抗Ｒａ’と
第２分圧抵抗Ｒｂの共通接続部に基準電圧Ｖｒｅｆを印
加するようにしたものである。
【００４４】すなわち、第１分圧抵抗Ｒａ’は、抵抗Ｒ
ａ１、抵抗Ｒａ２、および可変抵抗器ＶＲ３を直列に接
続するとともに、抵抗Ｒａ１の一端を検出抵抗接続端子
１３に接続し、可変抵抗器ＶＲ３の一端に基準電圧Ｖｒ
ｅｆを印加するようになっている。さらに、抵抗Ｒａ１
と抵抗Ｒａ２の共通接続部から分圧電圧Ｖｓ１を取り出
すようになっている。また、第２分圧抵抗Ｒｂ’は、抵
抗Ｒｂ１および抵抗Ｒｂ２を直列に接続するとともに、
抵抗Ｒｂ１の一端を検出抵抗接続端子１４に接続し、抵
抗Ｒｂ２の一端に基準電圧Ｖｒｅｆを印加するようにな
っている。さらに、抵抗Ｒｂ１と抵抗Ｒｂ２の共通接続
部から分圧電圧Ｖｓ２を取り出すようになっている。
ａ１、抵抗Ｒａ２、および可変抵抗器ＶＲ３を直列に接
続するとともに、抵抗Ｒａ１の一端を検出抵抗接続端子
１３に接続し、可変抵抗器ＶＲ３の一端に基準電圧Ｖｒ
ｅｆを印加するようになっている。さらに、抵抗Ｒａ１
と抵抗Ｒａ２の共通接続部から分圧電圧Ｖｓ１を取り出
すようになっている。また、第２分圧抵抗Ｒｂ’は、抵
抗Ｒｂ１および抵抗Ｒｂ２を直列に接続するとともに、
抵抗Ｒｂ１の一端を検出抵抗接続端子１４に接続し、抵
抗Ｒｂ２の一端に基準電圧Ｖｒｅｆを印加するようにな
っている。さらに、抵抗Ｒｂ１と抵抗Ｒｂ２の共通接続
部から分圧電圧Ｖｓ２を取り出すようになっている。
【００４５】ここで、抵抗Ｒａ１、Ｒａ２、および抵抗
Ｒｂ１、Ｒｂ２の各値を例示すると、Ｒａ１＝１００Ｋ
Ω、Ｒａ２＝９２ＫΩ、Ｒｂ１＝Ｒｂ２＝１００ＫΩで
ある。また、可変抵抗器ＶＲ１の抵抗値が０〜１６ＫΩ
の範囲で可変できるようになっている。次に、本発明の
可変抵抗器の実施形態の構成について、図５を参照して
説明する。
Ｒｂ１、Ｒｂ２の各値を例示すると、Ｒａ１＝１００Ｋ
Ω、Ｒａ２＝９２ＫΩ、Ｒｂ１＝Ｒｂ２＝１００ＫΩで
ある。また、可変抵抗器ＶＲ１の抵抗値が０〜１６ＫΩ
の範囲で可変できるようになっている。次に、本発明の
可変抵抗器の実施形態の構成について、図５を参照して
説明する。
【００４６】この実施形態に係る可変抵抗器は、図５に
示すように、抵抗Ｒ３１〜Ｒ３７とＭＯＳトランジスタ
Ｑ１１〜Ｑ１８の組み合わせからなる第１の回路２１
と、抵抗Ｒ４１〜Ｒ４７とＭＯＳトランジスタＱ２１〜
Ｑ２８の組み合わせからなる第２の回路２２と、スイッ
チとしてのＭＯＳトランジスタＱ１１〜Ｑ１８をオンす
る第１デコーダ回路２３と、スイッチとしてのＭＯＳト
ランジスタＱ２１〜Ｑ２８をオンする第２デコーダ回路
２４とを備え、さらに第１の回路２１と第２の回路２２
とを直列に接続するようにしたものである。
示すように、抵抗Ｒ３１〜Ｒ３７とＭＯＳトランジスタ
Ｑ１１〜Ｑ１８の組み合わせからなる第１の回路２１
と、抵抗Ｒ４１〜Ｒ４７とＭＯＳトランジスタＱ２１〜
Ｑ２８の組み合わせからなる第２の回路２２と、スイッ
チとしてのＭＯＳトランジスタＱ１１〜Ｑ１８をオンす
る第１デコーダ回路２３と、スイッチとしてのＭＯＳト
ランジスタＱ２１〜Ｑ２８をオンする第２デコーダ回路
２４とを備え、さらに第１の回路２１と第２の回路２２
とを直列に接続するようにしたものである。
【００４７】さらに詳述すると、第１の回路２１は、抵
抗Ｒ３１〜Ｒ３７と、これに対応するＭＯＳトランジス
タＱ１１〜Ｑ１７とをそれぞれ直列に接続した直列回路
をｍ個（この例では７個）並列に接続するとともに、こ
れらにさらにＭＯＳトランジスタＱ１８を並列に接続し
たものである。第２の回路２２は、抵抗Ｒ４１〜Ｒ４７
と、これに対応するＭＯＳトランジスタＱ２１〜Ｑ２７
とをそれぞれ直列に接続した直列回路をｎ個（この例で
は７個）並列に接続するとともに、これらにさらにＭＯ
ＳトランジスタＱ２８を並列に接続したものである。
抗Ｒ３１〜Ｒ３７と、これに対応するＭＯＳトランジス
タＱ１１〜Ｑ１７とをそれぞれ直列に接続した直列回路
をｍ個（この例では７個）並列に接続するとともに、こ
れらにさらにＭＯＳトランジスタＱ１８を並列に接続し
たものである。第２の回路２２は、抵抗Ｒ４１〜Ｒ４７
と、これに対応するＭＯＳトランジスタＱ２１〜Ｑ２７
とをそれぞれ直列に接続した直列回路をｎ個（この例で
は７個）並列に接続するとともに、これらにさらにＭＯ
ＳトランジスタＱ２８を並列に接続したものである。
【００４８】第１デコーダ回路２３は、入力信号Ｓ１〜
Ｓ３に基づいてＭＯＳトランジスタＱ１１〜Ｑ１８のい
ずれか１つをオンにし、抵抗Ｒ３１〜Ｒ３７の中から任
意の抵抗を選択し、またはその抵抗を選択せずに短絡状
態とする回路である。第２デコーダ回路２４は、入力信
号Ｓ１１〜Ｓ１３に基づいてＭＯＳトランジスタＱ２１
〜Ｑ２８のいずれか１つをオンにし、抵抗Ｒ４１〜Ｒ４
７の中から任意の抵抗を選択し、またはその抵抗を選択
せずに短絡状態とするための回路である。
Ｓ３に基づいてＭＯＳトランジスタＱ１１〜Ｑ１８のい
ずれか１つをオンにし、抵抗Ｒ３１〜Ｒ３７の中から任
意の抵抗を選択し、またはその抵抗を選択せずに短絡状
態とする回路である。第２デコーダ回路２４は、入力信
号Ｓ１１〜Ｓ１３に基づいてＭＯＳトランジスタＱ２１
〜Ｑ２８のいずれか１つをオンにし、抵抗Ｒ４１〜Ｒ４
７の中から任意の抵抗を選択し、またはその抵抗を選択
せずに短絡状態とするための回路である。
【００４９】ここで、抵抗Ｒ３１〜Ｒ３７と抵抗Ｒ４１
〜Ｒ４７の各抵抗値は、例えば次のような関係にある。
すなわち、抵抗Ｒ３１の値をＲとすると、抵抗Ｒ３２〜
Ｒ３７の各値は、２Ｒ、３Ｒ、４Ｒ、５Ｒ、６Ｒ、７Ｒ
の関係にあり、さらに抵抗Ｒ４１〜Ｒ４７の各値は、８
Ｒ、１６Ｒ、２４Ｒ、３２Ｒ、４０Ｒ、４８Ｒ、５６Ｒ
の関係にある。従って、例えば、Ｒ３１＝２５０Ωとす
ると、Ｒ３２＝５００Ω、Ｒ３３＝７５０Ω、Ｒ３４＝
１０００Ω、Ｒ３５＝１２５０Ω、Ｒ３６＝１５００
Ω、Ｒ３７＝１７５０Ωとなる。さらに、Ｒ４１＝２Ｋ
Ω、Ｒ４２＝４ＫΩ、Ｒ４３＝６ＫΩ、Ｒ４４＝８Ｋ
Ω、Ｒ４５＝１０ＫΩ、Ｒ４６＝１２ＫΩ、Ｒ４７＝１
４ＫΩとなる。
〜Ｒ４７の各抵抗値は、例えば次のような関係にある。
すなわち、抵抗Ｒ３１の値をＲとすると、抵抗Ｒ３２〜
Ｒ３７の各値は、２Ｒ、３Ｒ、４Ｒ、５Ｒ、６Ｒ、７Ｒ
の関係にあり、さらに抵抗Ｒ４１〜Ｒ４７の各値は、８
Ｒ、１６Ｒ、２４Ｒ、３２Ｒ、４０Ｒ、４８Ｒ、５６Ｒ
の関係にある。従って、例えば、Ｒ３１＝２５０Ωとす
ると、Ｒ３２＝５００Ω、Ｒ３３＝７５０Ω、Ｒ３４＝
１０００Ω、Ｒ３５＝１２５０Ω、Ｒ３６＝１５００
Ω、Ｒ３７＝１７５０Ωとなる。さらに、Ｒ４１＝２Ｋ
Ω、Ｒ４２＝４ＫΩ、Ｒ４３＝６ＫΩ、Ｒ４４＝８Ｋ
Ω、Ｒ４５＝１０ＫΩ、Ｒ４６＝１２ＫΩ、Ｒ４７＝１
４ＫΩとなる。
【００５０】また、ＭＯＳトランジスタＱ１１〜Ｑ１８
とＭＯＳトランジスタＱ２１〜Ｑ２８は、いずれもトラ
ンジスタサイズが同一のものから構成されている。次
に、このような構成からなる実施形態に係る可変抵抗器
の動作の一例について、図５を参照して説明する。い
ま、第１デコーダ２３に所定の入力信号Ｓ１〜Ｓ３が入
力されると、それに応じてＭＯＳトランジスタＱ１１〜
Ｑ１８のうちの１つがオンとなる。いま、例えばＭＯＳ
トランジスタＱ１１がオンになったとすると、第１の回
路２１では抵抗Ｒ３１が選択されたことになる。
とＭＯＳトランジスタＱ２１〜Ｑ２８は、いずれもトラ
ンジスタサイズが同一のものから構成されている。次
に、このような構成からなる実施形態に係る可変抵抗器
の動作の一例について、図５を参照して説明する。い
ま、第１デコーダ２３に所定の入力信号Ｓ１〜Ｓ３が入
力されると、それに応じてＭＯＳトランジスタＱ１１〜
Ｑ１８のうちの１つがオンとなる。いま、例えばＭＯＳ
トランジスタＱ１１がオンになったとすると、第１の回
路２１では抵抗Ｒ３１が選択されたことになる。
【００５１】次に、第２デコーダ２４に所定の入力信号
Ｓ１１〜Ｓ１３が入力されると、それに応じてＭＯＳト
ランジスタＱ２１〜Ｑ２８のうちの１つがオンとなる。
いま、例えばＭＯＳトランジスタＱ２４がオンになった
とすると、第２の回路２２では抵抗Ｒ４４が選択された
ことになる。このように抵抗Ｒ３１と抵抗Ｒ４４が選択
されると、この両抵抗は直列接続された状態になり、全
体の抵抗値は（Ｒ３１＋Ｒ４４）となる。このときに
は、その抵抗値に、ＭＯＳトランジスタＱ１１とＭＯＳ
トランジスタＱ２４の各オン抵抗の抵抗値が含まれる。
Ｓ１１〜Ｓ１３が入力されると、それに応じてＭＯＳト
ランジスタＱ２１〜Ｑ２８のうちの１つがオンとなる。
いま、例えばＭＯＳトランジスタＱ２４がオンになった
とすると、第２の回路２２では抵抗Ｒ４４が選択された
ことになる。このように抵抗Ｒ３１と抵抗Ｒ４４が選択
されると、この両抵抗は直列接続された状態になり、全
体の抵抗値は（Ｒ３１＋Ｒ４４）となる。このときに
は、その抵抗値に、ＭＯＳトランジスタＱ１１とＭＯＳ
トランジスタＱ２４の各オン抵抗の抵抗値が含まれる。
【００５２】一方、第１の回路２１においてＭＯＳトラ
ンジスタＱ１１がオンして、抵抗Ｒ３１が選択されると
ともに、第２の回路２２においてＭＯＳトランジスタＱ
２８がオンして抵抗が選択されずに短絡されたものとす
る。この場合には、全体の抵抗値はＲ３１となり、その
抵抗値に、ＭＯＳトランジスタＱ１１とＭＯＳトランジ
スタＱ２８の各オン抵抗の抵抗値が含まれる。このよう
に、この実施形態に係る可変抵抗器では、第１の回路２
１側のＭＯＳトランジスタを１つだけオンにして所望の
抵抗を選択するとともに、第２の回路２２側のＭＯＳト
ランジスタを１つだけオンにして所望の抵抗を選択する
ようにした。このため、いずれの抵抗を選択した場合に
も、その選択した抵抗の抵抗値に、ＭＯＳトランジスタ
のオン抵抗の抵抗値が含まれるので、高精度で抵抗値の
調整を行うことができる。
ンジスタＱ１１がオンして、抵抗Ｒ３１が選択されると
ともに、第２の回路２２においてＭＯＳトランジスタＱ
２８がオンして抵抗が選択されずに短絡されたものとす
る。この場合には、全体の抵抗値はＲ３１となり、その
抵抗値に、ＭＯＳトランジスタＱ１１とＭＯＳトランジ
スタＱ２８の各オン抵抗の抵抗値が含まれる。このよう
に、この実施形態に係る可変抵抗器では、第１の回路２
１側のＭＯＳトランジスタを１つだけオンにして所望の
抵抗を選択するとともに、第２の回路２２側のＭＯＳト
ランジスタを１つだけオンにして所望の抵抗を選択する
ようにした。このため、いずれの抵抗を選択した場合に
も、その選択した抵抗の抵抗値に、ＭＯＳトランジスタ
のオン抵抗の抵抗値が含まれるので、高精度で抵抗値の
調整を行うことができる。
【００５３】また、この実施形態に係る可変抵抗器は、
図４に示すレベルシフタ回路１１Ａの可変抵抗器ＶＲ３
として好適である。
図４に示すレベルシフタ回路１１Ａの可変抵抗器ＶＲ３
として好適である。
【００５４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の充放電電
流検出回路によれば、充電電流および放電電流の検出時
に、同一の動作条件で共通の増幅回路を使用できる。こ
のため、その増幅回路の特性要因が充電時および放電時
に同じように影響するので、充電電流および放電電流の
比較を正確に行うことができる。また、本発明の充放電
電流検出回路では、充電電流および放電電流の検出を共
通の増幅回路で行うようにしたので、その増幅回路のオ
フセット調整を容易に行うことができる。
流検出回路によれば、充電電流および放電電流の検出時
に、同一の動作条件で共通の増幅回路を使用できる。こ
のため、その増幅回路の特性要因が充電時および放電時
に同じように影響するので、充電電流および放電電流の
比較を正確に行うことができる。また、本発明の充放電
電流検出回路では、充電電流および放電電流の検出を共
通の増幅回路で行うようにしたので、その増幅回路のオ
フセット調整を容易に行うことができる。
【００５５】さらに、本発明の可変抵抗器によれば、第
１の回路側のスイッチを１つだけオンにして所望の抵抗
を選択し、第２の回路側のスイッチを１つだけオンにし
て所望の抵抗を選択できる。このため、いずれの抵抗を
選択した場合にも、その選択した抵抗の抵抗値に、スイ
ッチのオン抵抗の抵抗値が含まれることになるので、高
精度で抵抗値の調整を行うことができる。
１の回路側のスイッチを１つだけオンにして所望の抵抗
を選択し、第２の回路側のスイッチを１つだけオンにし
て所望の抵抗を選択できる。このため、いずれの抵抗を
選択した場合にも、その選択した抵抗の抵抗値に、スイ
ッチのオン抵抗の抵抗値が含まれることになるので、高
精度で抵抗値の調整を行うことができる。
【図１】 本発明の充放電電流検出回路の実施形態の構
成を示す回路図である。
成を示す回路図である。
【図２】 その実施形態の調整方法を説明する説明図で
ある。
ある。
【図３】 その実施形態の検出電圧と出力電圧の関係を
示す図である。
示す図である。
【図４】 レベルシフト回路の変形例の構成を示す回路
図である。
図である。
【図５】 本発明の可変抵抗器の実施形態の構成を示す
回路図である。
回路図である。
【図６】 従来の充放電電流検出回路の構成例を示す回
路図である。
路図である。
【図７】 従来の可変抵抗器の構成例を示す回路図であ
る。
る。
Ｒｓ 検出抵抗
Ｒａ、Ｒａ’ 第１分圧抵抗
Ｒｂ、Ｒｂ’ 第２分圧抵抗
ＶＲ１、ＶＲ３ 可変抵抗器
１１ レベルシフト回路
１２ インスツルメンテーションアンプ（増幅回路）
１３、１４ 検出抵抗接続端子
Ｑ１１〜Ｑ１８ ＭＯＳトランジスタ（スイッチ）
Ｑ２１〜Ｑ２８ ＭＯＳトランジスタ（スイッチ）
Ｒ３１〜Ｒ３７、Ｒ４１〜Ｒ４７ 抵抗
２１ 第１の回路
２２ 第２の回路
２３ 第１デコーダ回路
２４ 第２デコーダ回路
Claims (10)
- 【請求項１】 バッテリへの充電電流、および前記バッ
テリから負荷に供給する放電電流を検出する充放電電流
検出回路であって、 充電電流および放電電流を検出電圧に変換する検出抵抗
と、 前記検出電圧を所定値だけレベルシフトするレベルシフ
ト回路と、 前記レベルシフト回路の出力電圧を増幅して出力する増
幅回路とを備え、 前記レベルシフト回路は、前記検出電圧に対して基準電
圧を抵抗分圧した所定の分圧電圧を印加し、その検出電
圧のレベルシフトを行うようになっていることを特徴と
する充放電電流検出回路。 - 【請求項２】 前記レベルシフト回路は、第１の分圧抵
抗と第２の分圧抵抗とからなり、 前記第１の分圧抵抗の一端を前記検出抵抗の一端に接続
し、前記第１の分圧抵抗の他端に基準電圧を印加するよ
うにし、かつ、前記第２の分圧抵抗の一端を前記検出抵
抗の他端に接続し、前記第２の分圧抵抗の他端に前記基
準電圧を印加するようにし、 さらに、前記第１の分圧抵抗の分圧電圧と、前記第２の
分圧抵抗の分圧電圧を出力電圧として取り出すようにし
たことを特徴とする請求項１に記載の充放電電流検出回
路。 - 【請求項３】 前記増幅回路は、インスツルメンテーシ
ョンアンプであることを特徴とする請求項１または請求
項２に記載の充放電電流検出回路。 - 【請求項４】 第１の分圧抵抗および第２の分圧抵抗の
うちの少なくとも一方は、可変抵抗器を含んでいること
を特徴とする請求項２または請求項３に記載の充放電電
流検出回路。 - 【請求項５】 前記可変抵抗器は、抵抗とスイッチとを
直列に接続した直列回路をｍ個並列に接続した第１の回
路と、抵抗とスイッチとを直列に接続した直列回路をｎ
個並列に接続した第２の回路と、前記各スイッチのうち
の所定のスイッチを閉じて所定の抵抗を選択する選択手
段とを備え、かつ、前記第１の回路と前記第２の回路と
を直列に接続したことを特徴とする請求項４に記載の充
放電電流検出回路。 - 【請求項６】 前記第１の回路と前記第２の回路とは、
さらに、スイッチをそれぞれ並列に追加するようにした
ことを特徴とする請求項５に記載の充放電電流検出回
路。 - 【請求項７】 前記スイッチはＭＯＳトランジスタから
構成し、前記選択手段はデコーダ回路から構成すること
を特徴とする請求項５または請求項６に記載の充放電電
流検出回路。 - 【請求項８】 抵抗とスイッチとを直列に接続した直列
回路をｍ個並列に接続した第１の回路と、 抵抗とスイッチとを直列に接続した直列回路をｎ個並列
に接続した第２の回路と、 前記各スイッチのうちの所定のスイッチを閉じて所定の
抵抗を選択する選択手段とを備え、 かつ、前記第１の回路と前記第２の回路とを直列に接続
したことを特徴とする可変抵抗器。 - 【請求項９】 前記第１の回路と前記第２の回路とは、
さらに、スイッチをそれぞれ並列に追加するようにした
ことを特徴とする請求項８に記載の可変抵抗器。 - 【請求項１０】 前記スイッチはＭＯＳトランジスタか
ら構成し、前記選択手段はデコーダ回路から構成するこ
とを特徴とする請求項８または請求項９に記載の可変抵
抗器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002014605A JP2003215172A (ja) | 2002-01-23 | 2002-01-23 | 充放電電流検出回路および可変抵抗器 |
| US10/349,309 US6838913B2 (en) | 2002-01-23 | 2003-01-22 | Charge/discharge current detection circuit and variable resistor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002014605A JP2003215172A (ja) | 2002-01-23 | 2002-01-23 | 充放電電流検出回路および可変抵抗器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003215172A true JP2003215172A (ja) | 2003-07-30 |
Family
ID=27651238
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002014605A Withdrawn JP2003215172A (ja) | 2002-01-23 | 2002-01-23 | 充放電電流検出回路および可変抵抗器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
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| JP (1) | JP2003215172A (ja) |
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| DE102021200762A1 (de) | 2021-01-28 | 2022-07-28 | BSH Hausgeräte GmbH | Mess-Vorrichtung zur differentiellen Spannungsmessung |
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| JPH06274805A (ja) * | 1993-03-19 | 1994-09-30 | Hitachi Ltd | リード／ライト集積回路 |
| GB2305082B (en) * | 1995-09-06 | 1999-10-06 | At & T Corp | Wave shaping transmit circuit |
| US5898321A (en) * | 1997-03-24 | 1999-04-27 | Intel Corporation | Method and apparatus for slew rate and impedance compensating buffer circuits |
| JPH11234915A (ja) | 1998-02-20 | 1999-08-27 | Fujitsu Ltd | 充電可能な電池を備えた電源装置、および複数の電池の充電／放電方法 |
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-
2003
- 2003-01-22 US US10/349,309 patent/US6838913B2/en not_active Expired - Fee Related
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