JP2003215172A - 充放電電流検出回路および可変抵抗器 - Google Patents
充放電電流検出回路および可変抵抗器Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 充電電流及び放電電流の検出が同一の動作条
件で行えるようにし、増幅回路の特性要因が充電電流及
び放電電流の検出時に同じように影響してその正確な比
較が可能で、オフセット調整も容易な充放電電流検出回
路の提供。 【解決手段】 この発明は、バッテリへの充電電流、お
よびバッテリから負荷に供給する放電電流を検出する充
放電電流検出回路である。この回路は、充電電流および
放電電流を検出電圧に変換する検出抵抗Rsと、その検
出電圧を所定値だけレベルシフトするレベルシフト回路
11と、レベルシフト回路11の出力電圧を増幅して出
力するインスツルメンテーションアンプ12とを備えて
いる。レベルシフト回路11は、その検出電圧に対して
基準電圧Vrefを分圧抵抗Ra、Rbで抵抗分圧した
所定の分圧電圧を印加し、その検出電圧のレベルシフト
を行うようになっている。
件で行えるようにし、増幅回路の特性要因が充電電流及
び放電電流の検出時に同じように影響してその正確な比
較が可能で、オフセット調整も容易な充放電電流検出回
路の提供。 【解決手段】 この発明は、バッテリへの充電電流、お
よびバッテリから負荷に供給する放電電流を検出する充
放電電流検出回路である。この回路は、充電電流および
放電電流を検出電圧に変換する検出抵抗Rsと、その検
出電圧を所定値だけレベルシフトするレベルシフト回路
11と、レベルシフト回路11の出力電圧を増幅して出
力するインスツルメンテーションアンプ12とを備えて
いる。レベルシフト回路11は、その検出電圧に対して
基準電圧Vrefを分圧抵抗Ra、Rbで抵抗分圧した
所定の分圧電圧を印加し、その検出電圧のレベルシフト
を行うようになっている。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、バッテリ(充電可
能な2次電池、蓄電池など)の充電時の充電電流、およ
び放電電流を検出する充放電電流検出回路、およびその
充放電電流検出回路の構成要素として好適な可変抵抗器
に関するものである。
能な2次電池、蓄電池など)の充電時の充電電流、およ
び放電電流を検出する充放電電流検出回路、およびその
充放電電流検出回路の構成要素として好適な可変抵抗器
に関するものである。
【0002】
【従来の技術】従来、この種の充放電電流検出回路とし
ては、例えば、図6に示すようなものが知られている。
この充放電電流検出回路は、図6に示すように、検出抵
抗Rs、充電電流モニターアンプ1、放電電流モニター
アンプ2、バッファアンプ3、オフセット電圧調整回路
4などから構成されている。
ては、例えば、図6に示すようなものが知られている。
この充放電電流検出回路は、図6に示すように、検出抵
抗Rs、充電電流モニターアンプ1、放電電流モニター
アンプ2、バッファアンプ3、オフセット電圧調整回路
4などから構成されている。
【0003】検出抵抗Rsは、バッテリへの充電電流の
検出、またはバッテリから負荷への放電電流の検出に使
用するものである。充電電流モニターアンプ1は、オペ
アンプOP1と抵抗RC1、RC2とから構成される増
幅回路である。放電電流モニターアンプ2は、オペアン
プOP2と抵抗RD1、RD2とから構成される増幅回
路である。充電電流モニターアンプ1と充電電流モニタ
ーアンプ2は、スイッチSW1、SW2の選択的な切り
換えにより、その出力が取り出せるようになっている。
検出、またはバッテリから負荷への放電電流の検出に使
用するものである。充電電流モニターアンプ1は、オペ
アンプOP1と抵抗RC1、RC2とから構成される増
幅回路である。放電電流モニターアンプ2は、オペアン
プOP2と抵抗RD1、RD2とから構成される増幅回
路である。充電電流モニターアンプ1と充電電流モニタ
ーアンプ2は、スイッチSW1、SW2の選択的な切り
換えにより、その出力が取り出せるようになっている。
【0004】バッファアンプ3は、オペアンプOP3と
抵抗R1〜R4から構成されている。オフセット電圧調
整回路4は、オフセット電圧の調整時に、外部からの指
示により所望のオフセット電圧が設定できるようになっ
ている。次に、このような構成からなる充放電電流検出
回路の動作について、図6を参照して説明する。まず、
スイッチSW1がオンされ、充電電流モニターアンプ1
が、バッテリへの充電電流を検出する場合について説明
する。この場合には、検出抵抗Rsに図6に示す方向に
充電電流が流れて電圧が発生するので、その電圧降下分
がオペアンプOP1の+入力端子に印加され、この印加
電圧が増幅されて出力される。
抵抗R1〜R4から構成されている。オフセット電圧調
整回路4は、オフセット電圧の調整時に、外部からの指
示により所望のオフセット電圧が設定できるようになっ
ている。次に、このような構成からなる充放電電流検出
回路の動作について、図6を参照して説明する。まず、
スイッチSW1がオンされ、充電電流モニターアンプ1
が、バッテリへの充電電流を検出する場合について説明
する。この場合には、検出抵抗Rsに図6に示す方向に
充電電流が流れて電圧が発生するので、その電圧降下分
がオペアンプOP1の+入力端子に印加され、この印加
電圧が増幅されて出力される。
【0005】一方、スイッチSW2がオンされ、放電電
流モニターアンプ2が、バッテリから負荷への放電電流
を検出する場合には、検出抵抗Rsに図6に示す方向に
放電電流が流れて電圧が発生するので、その電圧降下分
がオペアンプOP2の+入力端子に印加され、この印加
電圧が増幅されて出力される。
流モニターアンプ2が、バッテリから負荷への放電電流
を検出する場合には、検出抵抗Rsに図6に示す方向に
放電電流が流れて電圧が発生するので、その電圧降下分
がオペアンプOP2の+入力端子に印加され、この印加
電圧が増幅されて出力される。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】ところで、従来の充放
電電流検出回路では、充電電流モニターアンプ1と放電
電流モニターアンプ2にそれぞれ異なるオフセット電圧
が存在するため、オフセット電圧調整回路4で別々にオ
フセット電圧を設定する必要があり、その設定が煩雑で
あるという不都合があった。また、充電電流モニターア
ンプ1と放電電流モニターアンプ2の2つのアンプを使
用するため、充電電流の検出時におけるゲインやその他
の特性要因(直線性誤差など)と、放電電流の検出時に
おけるそれらが異なり、充電電流と放電電流の正確な比
較ができないという不都合があった。
電電流検出回路では、充電電流モニターアンプ1と放電
電流モニターアンプ2にそれぞれ異なるオフセット電圧
が存在するため、オフセット電圧調整回路4で別々にオ
フセット電圧を設定する必要があり、その設定が煩雑で
あるという不都合があった。また、充電電流モニターア
ンプ1と放電電流モニターアンプ2の2つのアンプを使
用するため、充電電流の検出時におけるゲインやその他
の特性要因(直線性誤差など)と、放電電流の検出時に
おけるそれらが異なり、充電電流と放電電流の正確な比
較ができないという不都合があった。
【0007】以上のような不都合を解消するために、発
明者は、鋭意研究を重ねた結果、新規な充放電電流検出
回路を発明するに至った。その一方、その新規な充放電
電流検出回路には可変抵抗器が必要であったが、例えば
図7に示すような従来からの可変抵抗器を使用すると、
以下のような不都合があることがわかったので、この点
について説明する。すなわち、従来の可変抵抗器は、図
7に示すように、抵抗R11〜R16を直列に接続する
とともに、この各抵抗R11〜R16の両端にスイッチ
としてのMOSトランジスタQ1〜Q6を接続したもの
であり、そのMOSトランジスタQ1〜Q6のオンオフ
を制御することにより、所望の抵抗値に設定できるよう
になっている。
明者は、鋭意研究を重ねた結果、新規な充放電電流検出
回路を発明するに至った。その一方、その新規な充放電
電流検出回路には可変抵抗器が必要であったが、例えば
図7に示すような従来からの可変抵抗器を使用すると、
以下のような不都合があることがわかったので、この点
について説明する。すなわち、従来の可変抵抗器は、図
7に示すように、抵抗R11〜R16を直列に接続する
とともに、この各抵抗R11〜R16の両端にスイッチ
としてのMOSトランジスタQ1〜Q6を接続したもの
であり、そのMOSトランジスタQ1〜Q6のオンオフ
を制御することにより、所望の抵抗値に設定できるよう
になっている。
【0008】ここで、抵抗R11〜R16の各抵抗値
は、抵抗R1の抵抗値をR〔Ω〕とすると、抵抗R12
〜R16の各抵抗値は2×R、4×R、8×R・・・・の関
係を有するようになっている。しかし、従来の可変抵抗
器では、MOSトランジスタのオンオフを利用するの
で、そのオン抵抗が問題となる。例えば、図7におい
て、MOSトランジスタQ1のみがオンの状態(抵抗値
が最大の状態)から、MOSトランジスタQ2〜Q6が
同時にオンの状態(抵抗値が最小の状態)に大幅に変化
する場合には、抵抗R11に対してMOSトランジスタ
Q2〜Q6の各オン抵抗が直列に接続された状態にな
り、そのオン抵抗の分が誤差になるという不都合があっ
た。
は、抵抗R1の抵抗値をR〔Ω〕とすると、抵抗R12
〜R16の各抵抗値は2×R、4×R、8×R・・・・の関
係を有するようになっている。しかし、従来の可変抵抗
器では、MOSトランジスタのオンオフを利用するの
で、そのオン抵抗が問題となる。例えば、図7におい
て、MOSトランジスタQ1のみがオンの状態(抵抗値
が最大の状態)から、MOSトランジスタQ2〜Q6が
同時にオンの状態(抵抗値が最小の状態)に大幅に変化
する場合には、抵抗R11に対してMOSトランジスタ
Q2〜Q6の各オン抵抗が直列に接続された状態にな
り、そのオン抵抗の分が誤差になるという不都合があっ
た。
【0009】このため、従来は、上記のような不具合を
解消するために、抵抗R11の抵抗値を大きくしたり、
MOSトランジスタのオン抵抗を小さくするためにトラ
ンジスタサイズを大きくする必要があった。そこで、本
発明の第1の目的は、上記の点に鑑み、充電電流および
放電電流の検出が同一の動作条件で行えるようにし、増
幅回路の特性要因が充電電流および放電電流の検出時に
同じように影響してその正確な比較が可能となる上に、
オフセット調整が容易である充放電電流検出回路を提供
することにある。
解消するために、抵抗R11の抵抗値を大きくしたり、
MOSトランジスタのオン抵抗を小さくするためにトラ
ンジスタサイズを大きくする必要があった。そこで、本
発明の第1の目的は、上記の点に鑑み、充電電流および
放電電流の検出が同一の動作条件で行えるようにし、増
幅回路の特性要因が充電電流および放電電流の検出時に
同じように影響してその正確な比較が可能となる上に、
オフセット調整が容易である充放電電流検出回路を提供
することにある。
【0010】また、本発明の第2の目的は、高精度に抵
抗値を調整でき、例えば充放電電流検出回路などに好適
な可変抵抗器を提供することにある。
抗値を調整でき、例えば充放電電流検出回路などに好適
な可変抵抗器を提供することにある。
【0011】
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決し本発
明の第1の目的を達成するために、請求項1〜請求項7
に記載の発明は、以下のように構成した。すなわち、請
求項1に記載の発明は、バッテリへの充電電流、および
前記バッテリから負荷に供給する放電電流を検出する充
放電電流検出回路であって、充電電流および放電電流を
検出電圧に変換する検出抵抗と、前記検出電圧を所定値
だけレベルシフトするレベルシフト回路と、前記レベル
シフト回路の出力電圧を増幅して出力する増幅回路とを
備え、前記レベルシフト回路は、前記検出電圧に対して
基準電圧を抵抗分圧した所定の分圧電圧を印加し、その
検出電圧のレベルシフトを行うようになっていることを
特徴とするものである。
明の第1の目的を達成するために、請求項1〜請求項7
に記載の発明は、以下のように構成した。すなわち、請
求項1に記載の発明は、バッテリへの充電電流、および
前記バッテリから負荷に供給する放電電流を検出する充
放電電流検出回路であって、充電電流および放電電流を
検出電圧に変換する検出抵抗と、前記検出電圧を所定値
だけレベルシフトするレベルシフト回路と、前記レベル
シフト回路の出力電圧を増幅して出力する増幅回路とを
備え、前記レベルシフト回路は、前記検出電圧に対して
基準電圧を抵抗分圧した所定の分圧電圧を印加し、その
検出電圧のレベルシフトを行うようになっていることを
特徴とするものである。
【0012】請求項2に記載の発明は、請求項1に記載
の充放電電流検出回路において、前記レベルシフト回路
は、第1の分圧抵抗と第2の分圧抵抗とからなり、前記
第1の分圧抵抗の一端を前記検出抵抗の一端に接続し、
前記第1の分圧抵抗の他端に基準電圧を印加するように
し、かつ、前記第2の分圧抵抗の一端を前記検出抵抗の
他端に接続し、前記第2の分圧抵抗の他端に前記基準電
圧を印加するようにし、さらに、前記第1の分圧抵抗の
分圧電圧と、前記第2の分圧抵抗の分圧電圧を出力電圧
として取り出すようにしたことを特徴とするものであ
る。
の充放電電流検出回路において、前記レベルシフト回路
は、第1の分圧抵抗と第2の分圧抵抗とからなり、前記
第1の分圧抵抗の一端を前記検出抵抗の一端に接続し、
前記第1の分圧抵抗の他端に基準電圧を印加するように
し、かつ、前記第2の分圧抵抗の一端を前記検出抵抗の
他端に接続し、前記第2の分圧抵抗の他端に前記基準電
圧を印加するようにし、さらに、前記第1の分圧抵抗の
分圧電圧と、前記第2の分圧抵抗の分圧電圧を出力電圧
として取り出すようにしたことを特徴とするものであ
る。
【0013】請求項3に記載の発明は、請求項1または
請求項2に記載の充放電電流検出回路において、前記増
幅回路は、インスツルメンテーションアンプであること
を特徴とするものである。請求項4に記載の発明は、請
求項2または請求項3に記載の充放電電流検出回路にお
いて、第1の分圧抵抗および第2の分圧抵抗のうちの少
なくとも一方は、可変抵抗器を含んでいることを特徴と
するものである。
請求項2に記載の充放電電流検出回路において、前記増
幅回路は、インスツルメンテーションアンプであること
を特徴とするものである。請求項4に記載の発明は、請
求項2または請求項3に記載の充放電電流検出回路にお
いて、第1の分圧抵抗および第2の分圧抵抗のうちの少
なくとも一方は、可変抵抗器を含んでいることを特徴と
するものである。
【0014】請求項5に記載の発明は、請求項4に記載
の充放電電流検出回路において、前記可変抵抗器は、抵
抗とスイッチとを直列に接続した直列回路をm個並列に
接続した第1の回路と、抵抗とスイッチとを直列に接続
した直列回路をn個並列に接続した第2の回路と、前記
各スイッチのうちの所定のスイッチを閉じて所定の抵抗
を選択する選択手段とを備え、かつ、前記第1の回路と
前記第2の回路とを直列に接続したことを特徴とするも
のである。
の充放電電流検出回路において、前記可変抵抗器は、抵
抗とスイッチとを直列に接続した直列回路をm個並列に
接続した第1の回路と、抵抗とスイッチとを直列に接続
した直列回路をn個並列に接続した第2の回路と、前記
各スイッチのうちの所定のスイッチを閉じて所定の抵抗
を選択する選択手段とを備え、かつ、前記第1の回路と
前記第2の回路とを直列に接続したことを特徴とするも
のである。
【0015】請求項6に記載の発明は、請求項5に記載
の充放電電流検出回路において、前記第1の回路と前記
第2の回路とは、さらに、スイッチをそれぞれ並列に追
加するようにしたことを特徴とするものである。請求項
7に記載の発明は、請求項5または請求項6に記載の充
放電電流検出回路において、前記スイッチはMOSトラ
ンジスタから構成し、前記選択手段はデコーダ回路から
構成することを特徴とするものである。
の充放電電流検出回路において、前記第1の回路と前記
第2の回路とは、さらに、スイッチをそれぞれ並列に追
加するようにしたことを特徴とするものである。請求項
7に記載の発明は、請求項5または請求項6に記載の充
放電電流検出回路において、前記スイッチはMOSトラ
ンジスタから構成し、前記選択手段はデコーダ回路から
構成することを特徴とするものである。
【0016】このような構成からなる本発明の充放電電
流検出回路では、充電電流および放電電流の検出時に、
同一の動作条件で共通の増幅回路を使用できる。このた
め、その増幅回路の特性要因が充電時および放電時に同
じように影響するので、充電電流および放電電流の比較
を正確に行うことができる。また、本発明の充放電電流
検出回路では、充電電流および放電電流の検出を共通の
増幅回路で行うようにしたので、その増幅回路のオフセ
ット調整を容易に行うことができる。
流検出回路では、充電電流および放電電流の検出時に、
同一の動作条件で共通の増幅回路を使用できる。このた
め、その増幅回路の特性要因が充電時および放電時に同
じように影響するので、充電電流および放電電流の比較
を正確に行うことができる。また、本発明の充放電電流
検出回路では、充電電流および放電電流の検出を共通の
増幅回路で行うようにしたので、その増幅回路のオフセ
ット調整を容易に行うことができる。
【0017】一方、本発明の第2の目的を達成するため
に、請求項8〜請求項10に記載の発明は、以下のよう
に構成した。すなわち、請求項8に記載の発明は、抵抗
とスイッチとを直列に接続した直列回路をm個並列に接
続した第1の回路と、抵抗とスイッチとを直列に接続し
た直列回路をn個並列に接続した第2の回路と、前記各
スイッチのうちの所定のスイッチを閉じて所定の抵抗を
選択する選択手段とを備え、前記第1の回路と前記第2
の回路とを直列に接続したことを特徴とするものであ
る。
に、請求項8〜請求項10に記載の発明は、以下のよう
に構成した。すなわち、請求項8に記載の発明は、抵抗
とスイッチとを直列に接続した直列回路をm個並列に接
続した第1の回路と、抵抗とスイッチとを直列に接続し
た直列回路をn個並列に接続した第2の回路と、前記各
スイッチのうちの所定のスイッチを閉じて所定の抵抗を
選択する選択手段とを備え、前記第1の回路と前記第2
の回路とを直列に接続したことを特徴とするものであ
る。
【0018】請求項9に記載の発明は、請求項8に記載
の可変抵抗器において、前記第1の回路と前記第2の回
路とは、さらに、スイッチをそれぞれ並列に追加するよ
うにしたことを特徴とするものである。請求項10に記
載の発明は、請求項8または請求項9に記載の可変抵抗
器において、前記スイッチはMOSトランジスタから構
成し、前記選択手段はデコーダ回路から構成することを
特徴とするものである。
の可変抵抗器において、前記第1の回路と前記第2の回
路とは、さらに、スイッチをそれぞれ並列に追加するよ
うにしたことを特徴とするものである。請求項10に記
載の発明は、請求項8または請求項9に記載の可変抵抗
器において、前記スイッチはMOSトランジスタから構
成し、前記選択手段はデコーダ回路から構成することを
特徴とするものである。
【0019】このような構成からなる本発明の可変抵抗
器によれば、第1の回路側のスイッチを1つだけオンに
して所望の抵抗を選択し、第2の回路側のスイッチを1
つだけオンにして所望の抵抗を選択できる。このため、
いずれの抵抗を選択した場合にも、その選択した抵抗の
抵抗値の他に、スイッチのオン抵抗の抵抗値が含まれる
ので、高精度で抵抗値の調整を行うことができる。
器によれば、第1の回路側のスイッチを1つだけオンに
して所望の抵抗を選択し、第2の回路側のスイッチを1
つだけオンにして所望の抵抗を選択できる。このため、
いずれの抵抗を選択した場合にも、その選択した抵抗の
抵抗値の他に、スイッチのオン抵抗の抵抗値が含まれる
ので、高精度で抵抗値の調整を行うことができる。
【0020】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態について
説明する。まず、本発明の充放電電流検出回路の実施形
態について、図1を参照して説明する。この実施形態に
係る充放電電流検出回路は、図1に示すように、バッテ
リ(図示せず)への充電電流、およびバッテリから負荷
に供給する放電電流を検出電圧に変換する検出抵抗Rs
と、その検出電圧を所定値だけレベルシフトするレベル
シフト回路11と、レベルシフト回路11の出力電圧を
増幅して出力する増幅回路としてのインスツルメンテー
ションアンプ12とを備えている。
説明する。まず、本発明の充放電電流検出回路の実施形
態について、図1を参照して説明する。この実施形態に
係る充放電電流検出回路は、図1に示すように、バッテ
リ(図示せず)への充電電流、およびバッテリから負荷
に供給する放電電流を検出電圧に変換する検出抵抗Rs
と、その検出電圧を所定値だけレベルシフトするレベル
シフト回路11と、レベルシフト回路11の出力電圧を
増幅して出力する増幅回路としてのインスツルメンテー
ションアンプ12とを備えている。
【0021】検出抵抗Rsは、その両端が検出抵抗接続
端子13、14に接続されて使用されるようになってい
る。検出抵抗接続端子13は、接地されている。レベル
シフト回路11は、検出抵抗Rsの検出電圧に対して基
準電圧Vrefを抵抗分圧した所定の分圧電圧を印加
し、その検出電圧のレベルシフトを行うようになってい
る。具体的には、このレベルシフト回路11は、図1に
示すように、第1分圧抵抗Raと第2分圧抵抗Rbとか
らなる。
端子13、14に接続されて使用されるようになってい
る。検出抵抗接続端子13は、接地されている。レベル
シフト回路11は、検出抵抗Rsの検出電圧に対して基
準電圧Vrefを抵抗分圧した所定の分圧電圧を印加
し、その検出電圧のレベルシフトを行うようになってい
る。具体的には、このレベルシフト回路11は、図1に
示すように、第1分圧抵抗Raと第2分圧抵抗Rbとか
らなる。
【0022】第1分圧抵抗Raは、抵抗Ra1、抵抗R
a2、および可変抵抗器VR1の一部からなり、これら
が直列回路を形成するとともに、抵抗Ra1の一端が検
出抵抗Rsの一端に接続され、その可変抵抗器VR1の
スライド端子(可動端子)に基準電圧Vrefが印加さ
れるようになっている。第2分圧抵抗Rbは、抵抗Rb
1、抵抗Rb2、および可変抵抗器VR1の一部からな
り、これらが直列回路を形成するとともに、抵抗Rb1
の一端が検出抵抗Rsの他端に接続され、その可変抵抗
器VR1のスライド端子に基準電圧Vrefが印加され
るようになっている。
a2、および可変抵抗器VR1の一部からなり、これら
が直列回路を形成するとともに、抵抗Ra1の一端が検
出抵抗Rsの一端に接続され、その可変抵抗器VR1の
スライド端子(可動端子)に基準電圧Vrefが印加さ
れるようになっている。第2分圧抵抗Rbは、抵抗Rb
1、抵抗Rb2、および可変抵抗器VR1の一部からな
り、これらが直列回路を形成するとともに、抵抗Rb1
の一端が検出抵抗Rsの他端に接続され、その可変抵抗
器VR1のスライド端子に基準電圧Vrefが印加され
るようになっている。
【0023】さらに、レベルシフト回路11は、第1分
圧抵抗Raの分圧電圧Vs1と、第2分圧抵抗Rbの分
圧電圧Vs2とを出力電圧として取り出し、これをイン
スツルメンテーションアンプ12に供給するようになっ
ている。インスツルメンテーションアンプ12は、図1
に示すように、オペアンプOP11〜OP13と、可変
抵抗器VR2と、抵抗R21〜R25とから構成されて
いる。
圧抵抗Raの分圧電圧Vs1と、第2分圧抵抗Rbの分
圧電圧Vs2とを出力電圧として取り出し、これをイン
スツルメンテーションアンプ12に供給するようになっ
ている。インスツルメンテーションアンプ12は、図1
に示すように、オペアンプOP11〜OP13と、可変
抵抗器VR2と、抵抗R21〜R25とから構成されて
いる。
【0024】さらに詳述すると、オペアンプOP11
は、その+入力端子が抵抗Ra1と抵抗Ra2の共通接
続部に接続され、その−入力端子が抵抗R21を介して
その出力端子に接続されている。オペアンプOP12
は、その+入力端子が抵抗Rb1と抵抗Rb2の共通接
続部に接続され、その−入力端子が抵抗R22を介して
その出力端子に接続されている。オペアンプOP11の
−入力端子とオペアンプOP12の−入力端子とは、可
変抵抗器VR2を介して接続されている。
は、その+入力端子が抵抗Ra1と抵抗Ra2の共通接
続部に接続され、その−入力端子が抵抗R21を介して
その出力端子に接続されている。オペアンプOP12
は、その+入力端子が抵抗Rb1と抵抗Rb2の共通接
続部に接続され、その−入力端子が抵抗R22を介して
その出力端子に接続されている。オペアンプOP11の
−入力端子とオペアンプOP12の−入力端子とは、可
変抵抗器VR2を介して接続されている。
【0025】また、オペアンプOP11の出力端子は、
抵抗R23を介してオペアンプOP13の+入力端子に
接続され、オペアンプOP12の出力端子は、抵抗R2
4を介してオペアンプOP13の−入力端子に接続され
ている。さらに、オペアンプOP13は、−入力端子が
抵抗R25を介して出力端子に接続され、その出力端子
から出力電圧Voutを取り出すようにしている。次
に、このような構成からなる実施形態に係る充放電電流
検出回路の動作例について、図1〜図3を参照して説明
する。
抵抗R23を介してオペアンプOP13の+入力端子に
接続され、オペアンプOP12の出力端子は、抵抗R2
4を介してオペアンプOP13の−入力端子に接続され
ている。さらに、オペアンプOP13は、−入力端子が
抵抗R25を介して出力端子に接続され、その出力端子
から出力電圧Voutを取り出すようにしている。次
に、このような構成からなる実施形態に係る充放電電流
検出回路の動作例について、図1〜図3を参照して説明
する。
【0026】この充放電電流検出回路では、図1に示す
ように、検出抵抗Rsを接続する検出抵抗出力端子13
の電圧VSSと、検出抵抗出力端子14の電圧VMと
が、レベルシフト回路11を構成する第1分圧抵抗Ra
と第2分圧抵抗Rb、および基準電圧Vrefにより引
き上げられる。このため、インスツルメンテーションア
ンプ12の入力電圧Vs1、Vs2は、次の(1)式お
よび(2)式のようになる。
ように、検出抵抗Rsを接続する検出抵抗出力端子13
の電圧VSSと、検出抵抗出力端子14の電圧VMと
が、レベルシフト回路11を構成する第1分圧抵抗Ra
と第2分圧抵抗Rb、および基準電圧Vrefにより引
き上げられる。このため、インスツルメンテーションア
ンプ12の入力電圧Vs1、Vs2は、次の(1)式お
よび(2)式のようになる。
【0027】
Vs1=VSS+(Vref−VSS)×〔Ra1/(Ra1+Ra2+Ra
t)〕・・・・(1)
Vs2=VM+(Vref−VM)×〔Rb1/(Rb1+Rb2+Rbt)
〕・・・・(2)
ここで、第1分圧抵抗Raと第2分圧抵抗Rbのばらつ
き、オペアンプOP11、OP12のオフセット電圧V
os1、Vos2を考慮して、以下の(3)式を満たす
ように可変抵抗器VR1の抵抗Rat、Rbtを調整す
る。
き、オペアンプOP11、OP12のオフセット電圧V
os1、Vos2を考慮して、以下の(3)式を満たす
ように可変抵抗器VR1の抵抗Rat、Rbtを調整す
る。
【0028】
Vref×〔Ra1/(Ra1+Ra2+Rat)〕−Vos1=Vref×
〔Rb1/(Rb1+Rb2+Rbt)〕−Vos2=k ・・・・(3)
この(3)式となるように可変抵抗器VR1の抵抗Ra
t、Rbtを調整した場合には、オペアンプOP11、
OP12の出力電圧Vo1、Vo2は、次の(4)
(5)式のようになる。 Vo1=〔1+(R21+R22)/VR2〕×〔(Vref−VSS)×R a1/(Ra1+Ra2+Rat)−Vos1〕=〔1+(R21+R22)/ VR2〕×k・・・・(4) Vo2=〔1+(R21+R22)/VR2〕×〔(Vref−VM)×Rb 1/(Rb1+Rb2+Rbt)−Vos2〕=〔1+(R21+R22)/V R2〕×k−〔1+(R21+R22)/VR2〕×VM×〔Rb1/(Rb1 +Rb2+Rbt)〕・・・・(5) (4)式と(5)式とにより、オペアンプOP11、O
P12の出力電圧Vo1、Vo2の差動電圧Voを求め
ると、次の(6)式となる。
t、Rbtを調整した場合には、オペアンプOP11、
OP12の出力電圧Vo1、Vo2は、次の(4)
(5)式のようになる。 Vo1=〔1+(R21+R22)/VR2〕×〔(Vref−VSS)×R a1/(Ra1+Ra2+Rat)−Vos1〕=〔1+(R21+R22)/ VR2〕×k・・・・(4) Vo2=〔1+(R21+R22)/VR2〕×〔(Vref−VM)×Rb 1/(Rb1+Rb2+Rbt)−Vos2〕=〔1+(R21+R22)/V R2〕×k−〔1+(R21+R22)/VR2〕×VM×〔Rb1/(Rb1 +Rb2+Rbt)〕・・・・(5) (4)式と(5)式とにより、オペアンプOP11、O
P12の出力電圧Vo1、Vo2の差動電圧Voを求め
ると、次の(6)式となる。
【0029】
Vo=Vo1−Vo2=〔1+(R21+R22)/VR2〕×VM×〔Rb
1/(Rb1+Rb2+Rbt)〕・・・・(6)
(6)式からわかるように、差動電圧Voは、検出抵抗
出力端子14の電圧VMを増幅したことになる。次に、
オペアンプOP13のオフセット電圧Vos3として、
オペアンプOP13の出力電圧Voutを求めると、次
の(7)式となる。
出力端子14の電圧VMを増幅したことになる。次に、
オペアンプOP13のオフセット電圧Vos3として、
オペアンプOP13の出力電圧Voutを求めると、次
の(7)式となる。
【0030】
Vout=Vs1−〔(R25/R24 )×(Vo−Vos3)〕=Vref
×〔Ra1/(Ra1+Ra2+Rat)〕−(R25/R24 )×〔1+(R
21+R22)/VR2〕×VM×〔Rb1/(Rb1+Rb2+Rbt)〕+
〔(R25/R24 )×Vos3〕・・・・(7)
(7)式のおいて、−(R25/R24 )×〔1+(R
21+R22)/VR2〕を、gainとする。
21+R22)/VR2〕を、gainとする。
【0031】また、−(R25/R24 )×〔1+(R
21+R22)/VR2〕×〔Rb1/(Rb1+Rb
2+Rbt)〕を、トータルゲインGainとする。こ
こで、(R25/R24 )×Vos3は、非常に小さい
ため、これを省略することができる。このため、(3)
式が成り立つ抵抗Rat、Rbtに対しては、抵抗Ra
tが小さいと出力電圧Voutが上方(正の方向)にシ
フトし、抵抗Rbtが小さいと出力電圧Voutが下方
(負の方向)にシフトする。
21+R22)/VR2〕×〔Rb1/(Rb1+Rb
2+Rbt)〕を、トータルゲインGainとする。こ
こで、(R25/R24 )×Vos3は、非常に小さい
ため、これを省略することができる。このため、(3)
式が成り立つ抵抗Rat、Rbtに対しては、抵抗Ra
tが小さいと出力電圧Voutが上方(正の方向)にシ
フトし、抵抗Rbtが小さいと出力電圧Voutが下方
(負の方向)にシフトする。
【0032】従って、充電電圧、放電電圧が共に最大に
なるように抵抗Rat、Rbtを調整することにより、
抵抗の相対値のばらつき、インスツルメンテーションア
ンプ12のオフセット電圧を考慮した調整ができる。次
に、この調整の一例について、以下に説明する。この調
整は、インスツルメンテーションアンプ12の利得(ゲ
イン)を最大にして行う。すなわち、いま、図2(A)
に示すように、検出抵抗接続端子14の電圧VMが、例
えば、VM=−60mV〜30mVの範囲にある場合に
は、抵抗Ratが小さくなり抵抗Rbtが大きくなるよ
うに可変抵抗器VR1を調整する。
なるように抵抗Rat、Rbtを調整することにより、
抵抗の相対値のばらつき、インスツルメンテーションア
ンプ12のオフセット電圧を考慮した調整ができる。次
に、この調整の一例について、以下に説明する。この調
整は、インスツルメンテーションアンプ12の利得(ゲ
イン)を最大にして行う。すなわち、いま、図2(A)
に示すように、検出抵抗接続端子14の電圧VMが、例
えば、VM=−60mV〜30mVの範囲にある場合に
は、抵抗Ratが小さくなり抵抗Rbtが大きくなるよ
うに可変抵抗器VR1を調整する。
【0033】一方、図2(B)に示すように、検出抵抗
接続端子14の電圧VMが、例えばVM=−30mV〜
60mVの範囲にある場合には、抵抗Ratが大きくな
り抵抗Rbtが小さくなるように可変抵抗器VR1を調
整する。このような調整の結果、図2(C)に示すよう
に、例えばVM=−45mV〜45mVの範囲になる
と、その可変抵抗器VR1の調整を終了する。ここで、
上記の調整が必要であるのは、第1分圧抵抗Raと第2
分圧抵抗Rbの抵抗値のばらつきや、オペアンプOP1
1、OP12のオフセット電圧Vos1、Vos2など
であることを上述した。そこで、その抵抗値の相対的な
ばらつきや、オフセット電圧の一般的な値について述べ
る。
接続端子14の電圧VMが、例えばVM=−30mV〜
60mVの範囲にある場合には、抵抗Ratが大きくな
り抵抗Rbtが小さくなるように可変抵抗器VR1を調
整する。このような調整の結果、図2(C)に示すよう
に、例えばVM=−45mV〜45mVの範囲になる
と、その可変抵抗器VR1の調整を終了する。ここで、
上記の調整が必要であるのは、第1分圧抵抗Raと第2
分圧抵抗Rbの抵抗値のばらつきや、オペアンプOP1
1、OP12のオフセット電圧Vos1、Vos2など
であることを上述した。そこで、その抵抗値の相対的な
ばらつきや、オフセット電圧の一般的な値について述べ
る。
【0034】例えば、第1分圧抵抗Raと第2分圧抵抗
Rbとしてイオン打ち込み層抵抗を使用すると、その抵
抗値の相対的なばらつきは±2%となる。また、オペア
ンプのオフセット電圧は3〜10mV程度であり、オペ
アンプOP1、OP2が2つの場合には、出力電圧Vo
utは最大で20mVの誤差となる。さらに、基準電圧
Vrefを2Vとした場合に、その相対値ばらつきを2
%とすると、出力電圧Voutは40mVの誤差とな
る。
Rbとしてイオン打ち込み層抵抗を使用すると、その抵
抗値の相対的なばらつきは±2%となる。また、オペア
ンプのオフセット電圧は3〜10mV程度であり、オペ
アンプOP1、OP2が2つの場合には、出力電圧Vo
utは最大で20mVの誤差となる。さらに、基準電圧
Vrefを2Vとした場合に、その相対値ばらつきを2
%とすると、出力電圧Voutは40mVの誤差とな
る。
【0035】従って、検出抵抗接続端子14の電圧VM
が、VM=−45mV〜45mVの範囲とする場合に
は、上記の調整が必ず必要となる。ところで、この充放
電電流検出回路では、初期状態(検出抵抗Rsに流れる
電流Isが、Is=0のとき)のインスツルメンテーシ
ョンアンプ12の出力電圧Voutの値をメモリ(図示
せず)に記憶しておき、充電時または放電時のインスツ
ルメンテーションアンプ12の出力電圧Voutをその
初期電圧と比較することにより、充電電流または放電電
流を検出するので、これについて以下に詳述する。
が、VM=−45mV〜45mVの範囲とする場合に
は、上記の調整が必ず必要となる。ところで、この充放
電電流検出回路では、初期状態(検出抵抗Rsに流れる
電流Isが、Is=0のとき)のインスツルメンテーシ
ョンアンプ12の出力電圧Voutの値をメモリ(図示
せず)に記憶しておき、充電時または放電時のインスツ
ルメンテーションアンプ12の出力電圧Voutをその
初期電圧と比較することにより、充電電流または放電電
流を検出するので、これについて以下に詳述する。
【0036】まず、図示しない充電用のMOSトランジ
スタと放電用のMOSトランジスタを、いずれもオフ
(OFF)の状態にする。この状態で、各トータルゲイ
ンGain毎に、その各トータルゲインにおけるインス
ツルメンテーションアンプ12の出力電圧Voutを得
るとともに、その出力電圧Voutを図示しないA/D
変換器でA/D変換してフラッシュメモリ(図示せず)
に記憶する。これらの値が、充放電電流Is=0の場合
の検出電圧値Vs1となる。
スタと放電用のMOSトランジスタを、いずれもオフ
(OFF)の状態にする。この状態で、各トータルゲイ
ンGain毎に、その各トータルゲインにおけるインス
ツルメンテーションアンプ12の出力電圧Voutを得
るとともに、その出力電圧Voutを図示しないA/D
変換器でA/D変換してフラッシュメモリ(図示せず)
に記憶する。これらの値が、充放電電流Is=0の場合
の検出電圧値Vs1となる。
【0037】次に、検出抵抗Rsで充電電流を検出する
場合の動作について説明する。この場合には、充電用の
MOSトランジスタ、および放電用MOSトランジスタ
を共にオンの状態にして、バッテリを充電器に接続す
る。これにより、図1に示すように、検出抵抗Rsに図
示の方向に充電電流Isが流れ、検出抵抗接続端子14
に(Is×Rs)の負の電圧が発生する。その検出抵抗
接続端子14の電圧VMと、インスツルメンテーション
アンプ12の出力電圧Voutの関係は、例えば図3の
充電時のようになる。
場合の動作について説明する。この場合には、充電用の
MOSトランジスタ、および放電用MOSトランジスタ
を共にオンの状態にして、バッテリを充電器に接続す
る。これにより、図1に示すように、検出抵抗Rsに図
示の方向に充電電流Isが流れ、検出抵抗接続端子14
に(Is×Rs)の負の電圧が発生する。その検出抵抗
接続端子14の電圧VMと、インスツルメンテーション
アンプ12の出力電圧Voutの関係は、例えば図3の
充電時のようになる。
【0038】このとき、検出抵抗接続端子14の電圧V
Mと、インスツルメンテーションアンプ12の出力電圧
Voutは、次の(8)(9)式のようになる。 VM=(Is×Rs) ・・・・(8) Vout=Vs1−Gain×VM ・・・・(9) (8)(9)式から、充電電流Isは、次の(10)式
のようになる。 Is=−(Vout−Vs1)÷Gain÷Rs (Vout>Vs1) ・・・・ (10) ここで、Vs1は、各トータルゲインGainにおけ
る、インスツルメンテーションアンプの出力電圧Vou
t(Is=0)となる。
Mと、インスツルメンテーションアンプ12の出力電圧
Voutは、次の(8)(9)式のようになる。 VM=(Is×Rs) ・・・・(8) Vout=Vs1−Gain×VM ・・・・(9) (8)(9)式から、充電電流Isは、次の(10)式
のようになる。 Is=−(Vout−Vs1)÷Gain÷Rs (Vout>Vs1) ・・・・ (10) ここで、Vs1は、各トータルゲインGainにおけ
る、インスツルメンテーションアンプの出力電圧Vou
t(Is=0)となる。
【0039】次に、検出抵抗Rsで放電電流を検出する
場合の動作について説明する。この場合には、充電用の
MOSトランジスタ、および放電用MOSトランジスタ
を共にオンの状態にして、バッテリを負荷に接続する。
これにより、図1に示すように、検出抵抗Rsに図示の
方向に放電電流Isが流れ、検出抵抗接続端子14に
(Is×Rs)の正の電圧が発生する。その検出抵抗接
続端子14の電圧VMと、インスツルメンテーションア
ンプ12の出力電圧Voutの関係は、例えば図3の放
電時のようになる。
場合の動作について説明する。この場合には、充電用の
MOSトランジスタ、および放電用MOSトランジスタ
を共にオンの状態にして、バッテリを負荷に接続する。
これにより、図1に示すように、検出抵抗Rsに図示の
方向に放電電流Isが流れ、検出抵抗接続端子14に
(Is×Rs)の正の電圧が発生する。その検出抵抗接
続端子14の電圧VMと、インスツルメンテーションア
ンプ12の出力電圧Voutの関係は、例えば図3の放
電時のようになる。
【0040】このとき、放電電流Isは、次の(11)
式のようになる。 Is=−(Vout−Vs1)÷Gain÷Rs (Vout<Vs1)・・・・ (11) ここで、上記の算出結果において、充電時はIs≦0、
放電時はIs≧0になるが、微小電流の検出時は誤差要
因により、充電時にIs>0、放電時にはIs<0にな
る場合があるが、その場合にはIs=0として計算す
る。
式のようになる。 Is=−(Vout−Vs1)÷Gain÷Rs (Vout<Vs1)・・・・ (11) ここで、上記の算出結果において、充電時はIs≦0、
放電時はIs≧0になるが、微小電流の検出時は誤差要
因により、充電時にIs>0、放電時にはIs<0にな
る場合があるが、その場合にはIs=0として計算す
る。
【0041】ところで、充放電電流の測定可能範囲は、
検出抵抗RsとトータルゲインGainによって決ま
る。例えば、図2に示すように、トータルゲインがGa
in=22では、インスツルメンテーションアンプ12
の出力電圧Voutが0〜2〔V〕に対して、検出抵抗
接続端子14の電圧VMは、VM=−45mV〜45m
Vの範囲になる。なお、オフセット調整の精度に起因
し、実際に使用できる検出抵抗接続端子14の電圧VM
は、例えばVM=−35mV〜35mVの範囲になる。
検出抵抗RsとトータルゲインGainによって決ま
る。例えば、図2に示すように、トータルゲインがGa
in=22では、インスツルメンテーションアンプ12
の出力電圧Voutが0〜2〔V〕に対して、検出抵抗
接続端子14の電圧VMは、VM=−45mV〜45m
Vの範囲になる。なお、オフセット調整の精度に起因
し、実際に使用できる検出抵抗接続端子14の電圧VM
は、例えばVM=−35mV〜35mVの範囲になる。
【0042】また、検出抵抗Rsが、Rs=0.2
〔Ω〕の場合には、充放電電流Isは、Is=−175
mA〜175mAになる。この結果、インスツルメンテ
ーションアンプ12の出力側に接続するA/Dコンバー
タとして10ビットのものを使用する場合には、最小分
解能は0.45mAとなる。以上説明したように、この
実施形態に係る充放電電流検出回路によれば、充電電流
および放電電流の検出時に、同一の動作条件で共通のイ
ンスツルメンテーションアンプ(増幅回路)を使用でき
る。このため、そのアンプの特性要因が充電時および放
電時に同じように影響するので、充電電流および放電電
流の比較を正確に行うことができる。
〔Ω〕の場合には、充放電電流Isは、Is=−175
mA〜175mAになる。この結果、インスツルメンテ
ーションアンプ12の出力側に接続するA/Dコンバー
タとして10ビットのものを使用する場合には、最小分
解能は0.45mAとなる。以上説明したように、この
実施形態に係る充放電電流検出回路によれば、充電電流
および放電電流の検出時に、同一の動作条件で共通のイ
ンスツルメンテーションアンプ(増幅回路)を使用でき
る。このため、そのアンプの特性要因が充電時および放
電時に同じように影響するので、充電電流および放電電
流の比較を正確に行うことができる。
【0043】また、この実施形態に係る充放電電流検出
回路によれば、充電電流および放電電流を共通のインス
ツルメンテーションアンプで行うようにしたので、その
アンプのオフセット電圧調整を1回で行うことができ
る。次に、図1に示すレベルシフト回路11の変形例に
ついて、図4を参照して説明する。この変形例に係るレ
ベルシフト回路11Aは、図4に示すように、可変抵抗
器VR3を含む第1分圧抵抗Ra’と、それを含まない
第2分圧抵抗Rb’とからなり、第1分圧抵抗Ra’と
第2分圧抵抗Rbの共通接続部に基準電圧Vrefを印
加するようにしたものである。
回路によれば、充電電流および放電電流を共通のインス
ツルメンテーションアンプで行うようにしたので、その
アンプのオフセット電圧調整を1回で行うことができ
る。次に、図1に示すレベルシフト回路11の変形例に
ついて、図4を参照して説明する。この変形例に係るレ
ベルシフト回路11Aは、図4に示すように、可変抵抗
器VR3を含む第1分圧抵抗Ra’と、それを含まない
第2分圧抵抗Rb’とからなり、第1分圧抵抗Ra’と
第2分圧抵抗Rbの共通接続部に基準電圧Vrefを印
加するようにしたものである。
【0044】すなわち、第1分圧抵抗Ra’は、抵抗R
a1、抵抗Ra2、および可変抵抗器VR3を直列に接
続するとともに、抵抗Ra1の一端を検出抵抗接続端子
13に接続し、可変抵抗器VR3の一端に基準電圧Vr
efを印加するようになっている。さらに、抵抗Ra1
と抵抗Ra2の共通接続部から分圧電圧Vs1を取り出
すようになっている。また、第2分圧抵抗Rb’は、抵
抗Rb1および抵抗Rb2を直列に接続するとともに、
抵抗Rb1の一端を検出抵抗接続端子14に接続し、抵
抗Rb2の一端に基準電圧Vrefを印加するようにな
っている。さらに、抵抗Rb1と抵抗Rb2の共通接続
部から分圧電圧Vs2を取り出すようになっている。
a1、抵抗Ra2、および可変抵抗器VR3を直列に接
続するとともに、抵抗Ra1の一端を検出抵抗接続端子
13に接続し、可変抵抗器VR3の一端に基準電圧Vr
efを印加するようになっている。さらに、抵抗Ra1
と抵抗Ra2の共通接続部から分圧電圧Vs1を取り出
すようになっている。また、第2分圧抵抗Rb’は、抵
抗Rb1および抵抗Rb2を直列に接続するとともに、
抵抗Rb1の一端を検出抵抗接続端子14に接続し、抵
抗Rb2の一端に基準電圧Vrefを印加するようにな
っている。さらに、抵抗Rb1と抵抗Rb2の共通接続
部から分圧電圧Vs2を取り出すようになっている。
【0045】ここで、抵抗Ra1、Ra2、および抵抗
Rb1、Rb2の各値を例示すると、Ra1=100K
Ω、Ra2=92KΩ、Rb1=Rb2=100KΩで
ある。また、可変抵抗器VR1の抵抗値が0〜16KΩ
の範囲で可変できるようになっている。次に、本発明の
可変抵抗器の実施形態の構成について、図5を参照して
説明する。
Rb1、Rb2の各値を例示すると、Ra1=100K
Ω、Ra2=92KΩ、Rb1=Rb2=100KΩで
ある。また、可変抵抗器VR1の抵抗値が0〜16KΩ
の範囲で可変できるようになっている。次に、本発明の
可変抵抗器の実施形態の構成について、図5を参照して
説明する。
【0046】この実施形態に係る可変抵抗器は、図5に
示すように、抵抗R31〜R37とMOSトランジスタ
Q11〜Q18の組み合わせからなる第1の回路21
と、抵抗R41〜R47とMOSトランジスタQ21〜
Q28の組み合わせからなる第2の回路22と、スイッ
チとしてのMOSトランジスタQ11〜Q18をオンす
る第1デコーダ回路23と、スイッチとしてのMOSト
ランジスタQ21〜Q28をオンする第2デコーダ回路
24とを備え、さらに第1の回路21と第2の回路22
とを直列に接続するようにしたものである。
示すように、抵抗R31〜R37とMOSトランジスタ
Q11〜Q18の組み合わせからなる第1の回路21
と、抵抗R41〜R47とMOSトランジスタQ21〜
Q28の組み合わせからなる第2の回路22と、スイッ
チとしてのMOSトランジスタQ11〜Q18をオンす
る第1デコーダ回路23と、スイッチとしてのMOSト
ランジスタQ21〜Q28をオンする第2デコーダ回路
24とを備え、さらに第1の回路21と第2の回路22
とを直列に接続するようにしたものである。
【0047】さらに詳述すると、第1の回路21は、抵
抗R31〜R37と、これに対応するMOSトランジス
タQ11〜Q17とをそれぞれ直列に接続した直列回路
をm個(この例では7個)並列に接続するとともに、こ
れらにさらにMOSトランジスタQ18を並列に接続し
たものである。第2の回路22は、抵抗R41〜R47
と、これに対応するMOSトランジスタQ21〜Q27
とをそれぞれ直列に接続した直列回路をn個(この例で
は7個)並列に接続するとともに、これらにさらにMO
SトランジスタQ28を並列に接続したものである。
抗R31〜R37と、これに対応するMOSトランジス
タQ11〜Q17とをそれぞれ直列に接続した直列回路
をm個(この例では7個)並列に接続するとともに、こ
れらにさらにMOSトランジスタQ18を並列に接続し
たものである。第2の回路22は、抵抗R41〜R47
と、これに対応するMOSトランジスタQ21〜Q27
とをそれぞれ直列に接続した直列回路をn個(この例で
は7個)並列に接続するとともに、これらにさらにMO
SトランジスタQ28を並列に接続したものである。
【0048】第1デコーダ回路23は、入力信号S1〜
S3に基づいてMOSトランジスタQ11〜Q18のい
ずれか1つをオンにし、抵抗R31〜R37の中から任
意の抵抗を選択し、またはその抵抗を選択せずに短絡状
態とする回路である。第2デコーダ回路24は、入力信
号S11〜S13に基づいてMOSトランジスタQ21
〜Q28のいずれか1つをオンにし、抵抗R41〜R4
7の中から任意の抵抗を選択し、またはその抵抗を選択
せずに短絡状態とするための回路である。
S3に基づいてMOSトランジスタQ11〜Q18のい
ずれか1つをオンにし、抵抗R31〜R37の中から任
意の抵抗を選択し、またはその抵抗を選択せずに短絡状
態とする回路である。第2デコーダ回路24は、入力信
号S11〜S13に基づいてMOSトランジスタQ21
〜Q28のいずれか1つをオンにし、抵抗R41〜R4
7の中から任意の抵抗を選択し、またはその抵抗を選択
せずに短絡状態とするための回路である。
【0049】ここで、抵抗R31〜R37と抵抗R41
〜R47の各抵抗値は、例えば次のような関係にある。
すなわち、抵抗R31の値をRとすると、抵抗R32〜
R37の各値は、2R、3R、4R、5R、6R、7R
の関係にあり、さらに抵抗R41〜R47の各値は、8
R、16R、24R、32R、40R、48R、56R
の関係にある。従って、例えば、R31=250Ωとす
ると、R32=500Ω、R33=750Ω、R34=
1000Ω、R35=1250Ω、R36=1500
Ω、R37=1750Ωとなる。さらに、R41=2K
Ω、R42=4KΩ、R43=6KΩ、R44=8K
Ω、R45=10KΩ、R46=12KΩ、R47=1
4KΩとなる。
〜R47の各抵抗値は、例えば次のような関係にある。
すなわち、抵抗R31の値をRとすると、抵抗R32〜
R37の各値は、2R、3R、4R、5R、6R、7R
の関係にあり、さらに抵抗R41〜R47の各値は、8
R、16R、24R、32R、40R、48R、56R
の関係にある。従って、例えば、R31=250Ωとす
ると、R32=500Ω、R33=750Ω、R34=
1000Ω、R35=1250Ω、R36=1500
Ω、R37=1750Ωとなる。さらに、R41=2K
Ω、R42=4KΩ、R43=6KΩ、R44=8K
Ω、R45=10KΩ、R46=12KΩ、R47=1
4KΩとなる。
【0050】また、MOSトランジスタQ11〜Q18
とMOSトランジスタQ21〜Q28は、いずれもトラ
ンジスタサイズが同一のものから構成されている。次
に、このような構成からなる実施形態に係る可変抵抗器
の動作の一例について、図5を参照して説明する。い
ま、第1デコーダ23に所定の入力信号S1〜S3が入
力されると、それに応じてMOSトランジスタQ11〜
Q18のうちの1つがオンとなる。いま、例えばMOS
トランジスタQ11がオンになったとすると、第1の回
路21では抵抗R31が選択されたことになる。
とMOSトランジスタQ21〜Q28は、いずれもトラ
ンジスタサイズが同一のものから構成されている。次
に、このような構成からなる実施形態に係る可変抵抗器
の動作の一例について、図5を参照して説明する。い
ま、第1デコーダ23に所定の入力信号S1〜S3が入
力されると、それに応じてMOSトランジスタQ11〜
Q18のうちの1つがオンとなる。いま、例えばMOS
トランジスタQ11がオンになったとすると、第1の回
路21では抵抗R31が選択されたことになる。
【0051】次に、第2デコーダ24に所定の入力信号
S11〜S13が入力されると、それに応じてMOSト
ランジスタQ21〜Q28のうちの1つがオンとなる。
いま、例えばMOSトランジスタQ24がオンになった
とすると、第2の回路22では抵抗R44が選択された
ことになる。このように抵抗R31と抵抗R44が選択
されると、この両抵抗は直列接続された状態になり、全
体の抵抗値は(R31+R44)となる。このときに
は、その抵抗値に、MOSトランジスタQ11とMOS
トランジスタQ24の各オン抵抗の抵抗値が含まれる。
S11〜S13が入力されると、それに応じてMOSト
ランジスタQ21〜Q28のうちの1つがオンとなる。
いま、例えばMOSトランジスタQ24がオンになった
とすると、第2の回路22では抵抗R44が選択された
ことになる。このように抵抗R31と抵抗R44が選択
されると、この両抵抗は直列接続された状態になり、全
体の抵抗値は(R31+R44)となる。このときに
は、その抵抗値に、MOSトランジスタQ11とMOS
トランジスタQ24の各オン抵抗の抵抗値が含まれる。
【0052】一方、第1の回路21においてMOSトラ
ンジスタQ11がオンして、抵抗R31が選択されると
ともに、第2の回路22においてMOSトランジスタQ
28がオンして抵抗が選択されずに短絡されたものとす
る。この場合には、全体の抵抗値はR31となり、その
抵抗値に、MOSトランジスタQ11とMOSトランジ
スタQ28の各オン抵抗の抵抗値が含まれる。このよう
に、この実施形態に係る可変抵抗器では、第1の回路2
1側のMOSトランジスタを1つだけオンにして所望の
抵抗を選択するとともに、第2の回路22側のMOSト
ランジスタを1つだけオンにして所望の抵抗を選択する
ようにした。このため、いずれの抵抗を選択した場合に
も、その選択した抵抗の抵抗値に、MOSトランジスタ
のオン抵抗の抵抗値が含まれるので、高精度で抵抗値の
調整を行うことができる。
ンジスタQ11がオンして、抵抗R31が選択されると
ともに、第2の回路22においてMOSトランジスタQ
28がオンして抵抗が選択されずに短絡されたものとす
る。この場合には、全体の抵抗値はR31となり、その
抵抗値に、MOSトランジスタQ11とMOSトランジ
スタQ28の各オン抵抗の抵抗値が含まれる。このよう
に、この実施形態に係る可変抵抗器では、第1の回路2
1側のMOSトランジスタを1つだけオンにして所望の
抵抗を選択するとともに、第2の回路22側のMOSト
ランジスタを1つだけオンにして所望の抵抗を選択する
ようにした。このため、いずれの抵抗を選択した場合に
も、その選択した抵抗の抵抗値に、MOSトランジスタ
のオン抵抗の抵抗値が含まれるので、高精度で抵抗値の
調整を行うことができる。
【0053】また、この実施形態に係る可変抵抗器は、
図4に示すレベルシフタ回路11Aの可変抵抗器VR3
として好適である。
図4に示すレベルシフタ回路11Aの可変抵抗器VR3
として好適である。
【0054】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の充放電電
流検出回路によれば、充電電流および放電電流の検出時
に、同一の動作条件で共通の増幅回路を使用できる。こ
のため、その増幅回路の特性要因が充電時および放電時
に同じように影響するので、充電電流および放電電流の
比較を正確に行うことができる。また、本発明の充放電
電流検出回路では、充電電流および放電電流の検出を共
通の増幅回路で行うようにしたので、その増幅回路のオ
フセット調整を容易に行うことができる。
流検出回路によれば、充電電流および放電電流の検出時
に、同一の動作条件で共通の増幅回路を使用できる。こ
のため、その増幅回路の特性要因が充電時および放電時
に同じように影響するので、充電電流および放電電流の
比較を正確に行うことができる。また、本発明の充放電
電流検出回路では、充電電流および放電電流の検出を共
通の増幅回路で行うようにしたので、その増幅回路のオ
フセット調整を容易に行うことができる。
【0055】さらに、本発明の可変抵抗器によれば、第
1の回路側のスイッチを1つだけオンにして所望の抵抗
を選択し、第2の回路側のスイッチを1つだけオンにし
て所望の抵抗を選択できる。このため、いずれの抵抗を
選択した場合にも、その選択した抵抗の抵抗値に、スイ
ッチのオン抵抗の抵抗値が含まれることになるので、高
精度で抵抗値の調整を行うことができる。
1の回路側のスイッチを1つだけオンにして所望の抵抗
を選択し、第2の回路側のスイッチを1つだけオンにし
て所望の抵抗を選択できる。このため、いずれの抵抗を
選択した場合にも、その選択した抵抗の抵抗値に、スイ
ッチのオン抵抗の抵抗値が含まれることになるので、高
精度で抵抗値の調整を行うことができる。
【図1】 本発明の充放電電流検出回路の実施形態の構
成を示す回路図である。
成を示す回路図である。
【図2】 その実施形態の調整方法を説明する説明図で
ある。
ある。
【図3】 その実施形態の検出電圧と出力電圧の関係を
示す図である。
示す図である。
【図4】 レベルシフト回路の変形例の構成を示す回路
図である。
図である。
【図5】 本発明の可変抵抗器の実施形態の構成を示す
回路図である。
回路図である。
【図6】 従来の充放電電流検出回路の構成例を示す回
路図である。
路図である。
【図7】 従来の可変抵抗器の構成例を示す回路図であ
る。
る。
Rs 検出抵抗
Ra、Ra’ 第1分圧抵抗
Rb、Rb’ 第2分圧抵抗
VR1、VR3 可変抵抗器
11 レベルシフト回路
12 インスツルメンテーションアンプ(増幅回路)
13、14 検出抵抗接続端子
Q11〜Q18 MOSトランジスタ(スイッチ)
Q21〜Q28 MOSトランジスタ(スイッチ)
R31〜R37、R41〜R47 抵抗
21 第1の回路
22 第2の回路
23 第1デコーダ回路
24 第2デコーダ回路
Claims (10)
- 【請求項1】 バッテリへの充電電流、および前記バッ
テリから負荷に供給する放電電流を検出する充放電電流
検出回路であって、 充電電流および放電電流を検出電圧に変換する検出抵抗
と、 前記検出電圧を所定値だけレベルシフトするレベルシフ
ト回路と、 前記レベルシフト回路の出力電圧を増幅して出力する増
幅回路とを備え、 前記レベルシフト回路は、前記検出電圧に対して基準電
圧を抵抗分圧した所定の分圧電圧を印加し、その検出電
圧のレベルシフトを行うようになっていることを特徴と
する充放電電流検出回路。 - 【請求項2】 前記レベルシフト回路は、第1の分圧抵
抗と第2の分圧抵抗とからなり、 前記第1の分圧抵抗の一端を前記検出抵抗の一端に接続
し、前記第1の分圧抵抗の他端に基準電圧を印加するよ
うにし、かつ、前記第2の分圧抵抗の一端を前記検出抵
抗の他端に接続し、前記第2の分圧抵抗の他端に前記基
準電圧を印加するようにし、 さらに、前記第1の分圧抵抗の分圧電圧と、前記第2の
分圧抵抗の分圧電圧を出力電圧として取り出すようにし
たことを特徴とする請求項1に記載の充放電電流検出回
路。 - 【請求項3】 前記増幅回路は、インスツルメンテーシ
ョンアンプであることを特徴とする請求項1または請求
項2に記載の充放電電流検出回路。 - 【請求項4】 第1の分圧抵抗および第2の分圧抵抗の
うちの少なくとも一方は、可変抵抗器を含んでいること
を特徴とする請求項2または請求項3に記載の充放電電
流検出回路。 - 【請求項5】 前記可変抵抗器は、抵抗とスイッチとを
直列に接続した直列回路をm個並列に接続した第1の回
路と、抵抗とスイッチとを直列に接続した直列回路をn
個並列に接続した第2の回路と、前記各スイッチのうち
の所定のスイッチを閉じて所定の抵抗を選択する選択手
段とを備え、かつ、前記第1の回路と前記第2の回路と
を直列に接続したことを特徴とする請求項4に記載の充
放電電流検出回路。 - 【請求項6】 前記第1の回路と前記第2の回路とは、
さらに、スイッチをそれぞれ並列に追加するようにした
ことを特徴とする請求項5に記載の充放電電流検出回
路。 - 【請求項7】 前記スイッチはMOSトランジスタから
構成し、前記選択手段はデコーダ回路から構成すること
を特徴とする請求項5または請求項6に記載の充放電電
流検出回路。 - 【請求項8】 抵抗とスイッチとを直列に接続した直列
回路をm個並列に接続した第1の回路と、 抵抗とスイッチとを直列に接続した直列回路をn個並列
に接続した第2の回路と、 前記各スイッチのうちの所定のスイッチを閉じて所定の
抵抗を選択する選択手段とを備え、 かつ、前記第1の回路と前記第2の回路とを直列に接続
したことを特徴とする可変抵抗器。 - 【請求項9】 前記第1の回路と前記第2の回路とは、
さらに、スイッチをそれぞれ並列に追加するようにした
ことを特徴とする請求項8に記載の可変抵抗器。 - 【請求項10】 前記スイッチはMOSトランジスタか
ら構成し、前記選択手段はデコーダ回路から構成するこ
とを特徴とする請求項8または請求項9に記載の可変抵
抗器。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002014605A JP2003215172A (ja) | 2002-01-23 | 2002-01-23 | 充放電電流検出回路および可変抵抗器 |
US10/349,309 US6838913B2 (en) | 2002-01-23 | 2003-01-22 | Charge/discharge current detection circuit and variable resistor |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002014605A JP2003215172A (ja) | 2002-01-23 | 2002-01-23 | 充放電電流検出回路および可変抵抗器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2003215172A true JP2003215172A (ja) | 2003-07-30 |
Family
ID=27651238
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2002014605A Withdrawn JP2003215172A (ja) | 2002-01-23 | 2002-01-23 | 充放電電流検出回路および可変抵抗器 |
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Country | Link |
---|---|
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JP (1) | JP2003215172A (ja) |
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JP2008232645A (ja) * | 2007-03-16 | 2008-10-02 | Sanyo Electric Co Ltd | 車両用電源装置の電流検出装置 |
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CN102981541B (zh) * | 2012-11-06 | 2015-01-14 | 四川和芯微电子股份有限公司 | 电阻校准电路 |
CN108845181A (zh) * | 2018-07-09 | 2018-11-20 | 珠海市微半导体有限公司 | 电流检测电路和检测方法 |
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CN112336444A (zh) * | 2019-08-06 | 2021-02-09 | 深圳钮迈科技有限公司 | 充放电监测电路及肿瘤治疗仪 |
DE102021200762A1 (de) | 2021-01-28 | 2022-07-28 | BSH Hausgeräte GmbH | Mess-Vorrichtung zur differentiellen Spannungsmessung |
CN113533844A (zh) * | 2021-08-17 | 2021-10-22 | 南昌黑鲨科技有限公司 | 一种电量计电路、控制方法、电量计及终端 |
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JPH06274805A (ja) * | 1993-03-19 | 1994-09-30 | Hitachi Ltd | リード/ライト集積回路 |
GB2305082B (en) * | 1995-09-06 | 1999-10-06 | At & T Corp | Wave shaping transmit circuit |
US5898321A (en) * | 1997-03-24 | 1999-04-27 | Intel Corporation | Method and apparatus for slew rate and impedance compensating buffer circuits |
JPH11234915A (ja) | 1998-02-20 | 1999-08-27 | Fujitsu Ltd | 充電可能な電池を備えた電源装置、および複数の電池の充電/放電方法 |
JP3396627B2 (ja) | 1998-07-13 | 2003-04-14 | シャープ株式会社 | 低電圧検出回路 |
JP3306385B2 (ja) | 1998-11-20 | 2002-07-24 | 東光株式会社 | 電流検出回路 |
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2002
- 2002-01-23 JP JP2002014605A patent/JP2003215172A/ja not_active Withdrawn
-
2003
- 2003-01-22 US US10/349,309 patent/US6838913B2/en not_active Expired - Fee Related
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