JP2003199390A - ベクトル制御インバータ装置 - Google Patents
ベクトル制御インバータ装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 誘起電圧に高調波成分を含む永久磁石モータ
に対しても正弦波電流を供給し、正確な回転位置を推定
すること。 【解決手段】 誘起電圧生成手段２４は、モータ２の誘
起電圧に関する誘起電圧データを記憶しており、その誘
起電圧データと角周波数ωおよび回転位置θとに基づい
て誘起電圧Ｅｄ、Ｅｑを生成する。出力電圧決定手段２
７は、誘起電圧Ｅｄ、Ｅｑと電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを
比例積分演算して得た電圧Ｘｄ、Ｘｑとを加算して出力
電圧Ｖｄ、Ｖｑを生成する。誘起電圧推定手段２８は、
モータ定数、電流Ｉｄ、Ｉｑ、出力電圧Ｖｄ、Ｖｑおよ
び角周波数ωに基づいて、誘起電圧誤差ΔＥｄｓ、ΔＥ
ｑｓを演算し、角周波数決定手段２９は、その誘起電圧
誤差ΔＥｄｓ、ΔＥｑｓから角周波数ωを決定する。
に対しても正弦波電流を供給し、正確な回転位置を推定
すること。 【解決手段】 誘起電圧生成手段２４は、モータ２の誘
起電圧に関する誘起電圧データを記憶しており、その誘
起電圧データと角周波数ωおよび回転位置θとに基づい
て誘起電圧Ｅｄ、Ｅｑを生成する。出力電圧決定手段２
７は、誘起電圧Ｅｄ、Ｅｑと電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを
比例積分演算して得た電圧Ｘｄ、Ｘｑとを加算して出力
電圧Ｖｄ、Ｖｑを生成する。誘起電圧推定手段２８は、
モータ定数、電流Ｉｄ、Ｉｑ、出力電圧Ｖｄ、Ｖｑおよ
び角周波数ωに基づいて、誘起電圧誤差ΔＥｄｓ、ΔＥ
ｑｓを演算し、角周波数決定手段２９は、その誘起電圧
誤差ΔＥｄｓ、ΔＥｑｓから角周波数ωを決定する。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、永久磁石モータの
電流を磁界と平行なｄ軸電流とこれに直交するｑ軸電流
とに分離してそれぞれ独立に制御するベクトル制御イン
バータ装置に関する。
電流を磁界と平行なｄ軸電流とこれに直交するｑ軸電流
とに分離してそれぞれ独立に制御するベクトル制御イン
バータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ベクトル制御は、モータ電流を磁界と平
行なｄ軸成分であるＩｄとこれに直交するｑ軸成分であ
るＩｑとに分離し、これら電流ＩｄとＩｑをそれぞれ独
立に制御するものである。このベクトル制御は、その制
御性の良さから誘導電動機だけでなく、回転子に永久磁
石を有する永久磁石モータにも使用されている。
行なｄ軸成分であるＩｄとこれに直交するｑ軸成分であ
るＩｑとに分離し、これら電流ＩｄとＩｑをそれぞれ独
立に制御するものである。このベクトル制御は、その制
御性の良さから誘導電動機だけでなく、回転子に永久磁
石を有する永久磁石モータにも使用されている。
【０００３】図７は、従来から用いられているセンサレ
ス方式のベクトル制御インバータ装置の電気的構成を機
能ブロックにより示している。このインバータ装置１
は、永久磁石モータ（以下モータと称す）２の電流を制
御する電流制御手段３と、モータ２の回転子の角周波数
（回転速度）ωおよび回転位置θを推定する回転位置推
定手段４とから構成されている。
ス方式のベクトル制御インバータ装置の電気的構成を機
能ブロックにより示している。このインバータ装置１
は、永久磁石モータ（以下モータと称す）２の電流を制
御する電流制御手段３と、モータ２の回転子の角周波数
（回転速度）ωおよび回転位置θを推定する回転位置推
定手段４とから構成されている。
【０００４】電流制御手段３において、電流検出手段
５、６により検出されたモータ２の巻線電流Ｉｕ、Ｉｖ
は、三相／二相変換器７およびベクトル回転器８により
ｄｑ座標軸（回転座標軸）上の電流Ｉｄ、Ｉｑに変換さ
れ、減算器９、１０によりそれぞれ指令電流Ｉｄｒ、Ｉ
ｑｒとの偏差ΔＩｄ、ΔＩｑが求められる。そして、こ
れら偏差ΔＩｄ、ΔＩｑをそれぞれ比例積分器１１、１
２に入力することにより出力電圧Ｖｄ、Ｖｑが得られ
る。得られた出力電圧Ｖｄ、Ｖｑは、座標変換器１３に
より固定子座標上の電圧量に変換され、さらに空間ベク
トルなどの手法によるＰＷＭ形成器１４を介してパルス
幅変調信号としてＰＷＭインバータ回路１５に与えられ
る。これにより、指令電流Ｉｄｒ、Ｉｑｒに応じた電流
がモータ２に供給される。
５、６により検出されたモータ２の巻線電流Ｉｕ、Ｉｖ
は、三相／二相変換器７およびベクトル回転器８により
ｄｑ座標軸（回転座標軸）上の電流Ｉｄ、Ｉｑに変換さ
れ、減算器９、１０によりそれぞれ指令電流Ｉｄｒ、Ｉ
ｑｒとの偏差ΔＩｄ、ΔＩｑが求められる。そして、こ
れら偏差ΔＩｄ、ΔＩｑをそれぞれ比例積分器１１、１
２に入力することにより出力電圧Ｖｄ、Ｖｑが得られ
る。得られた出力電圧Ｖｄ、Ｖｑは、座標変換器１３に
より固定子座標上の電圧量に変換され、さらに空間ベク
トルなどの手法によるＰＷＭ形成器１４を介してパルス
幅変調信号としてＰＷＭインバータ回路１５に与えられ
る。これにより、指令電流Ｉｄｒ、Ｉｑｒに応じた電流
がモータ２に供給される。
【０００５】上記ベクトル回転器８および座標変換器１
３で用いられる回転子の回転位置θは、かつてはモータ
２にエンコーダなどの回転位置センサを配置することに
より直接的に検出していたが、近年ではモータ電流など
から推定するいわゆるセンサレス方式が用いられてい
る。すなわち、回転位置推定手段４において、誘起電圧
推定手段１６には予めモータ定数としてインダクタンス
Ｌｄ、Ｌｑおよび抵抗Ｒが記憶されているとともに、上
述した電流Ｉｄ、Ｉｑ、出力電圧Ｖｄ、Ｖｑおよび推定
した角周波数ωが入力されるようになっている。誘起電
圧推定手段１６は、次の（１）式および（２）式により
誘起電圧の推定値Ｅｄｓ、Ｅｑｓを演算する。なお、式
の中で用いられているｐは微分演算子である。
３で用いられる回転子の回転位置θは、かつてはモータ
２にエンコーダなどの回転位置センサを配置することに
より直接的に検出していたが、近年ではモータ電流など
から推定するいわゆるセンサレス方式が用いられてい
る。すなわち、回転位置推定手段４において、誘起電圧
推定手段１６には予めモータ定数としてインダクタンス
Ｌｄ、Ｌｑおよび抵抗Ｒが記憶されているとともに、上
述した電流Ｉｄ、Ｉｑ、出力電圧Ｖｄ、Ｖｑおよび推定
した角周波数ωが入力されるようになっている。誘起電
圧推定手段１６は、次の（１）式および（２）式により
誘起電圧の推定値Ｅｄｓ、Ｅｑｓを演算する。なお、式
の中で用いられているｐは微分演算子である。
【０００６】
【数１】
【０００７】角周波数決定手段１７は、推定誘起電圧Ｅ
ｄｓ、Ｅｑｓから例えば次の（３）式により角周波数ω
を推定する。ここで、Ｇ１はモータ２の誘起電圧定数の
逆数、Ｇ２はゲイン定数である。推定された角周波数ω
は積分器１８により積分され、以て回転位置θが得られ
る。
ｄｓ、Ｅｑｓから例えば次の（３）式により角周波数ω
を推定する。ここで、Ｇ１はモータ２の誘起電圧定数の
逆数、Ｇ２はゲイン定数である。推定された角周波数ω
は積分器１８により積分され、以て回転位置θが得られ
る。
【０００８】
【数２】
【０００９】この位置推定方法によれば、推定誘起電圧
Ｅｑｓに基づいて角周波数ωが得られるとともに推定誘
起電圧Ｅｄｓがゼロとなるように制御されるので、回転
位置θがモータ２の実際の回転位置と一致する作用があ
る。なお、以上説明した各処理は、ＤＳＰなどの高速プ
ロセッサにより周期的に処理されている。
Ｅｑｓに基づいて角周波数ωが得られるとともに推定誘
起電圧Ｅｄｓがゼロとなるように制御されるので、回転
位置θがモータ２の実際の回転位置と一致する作用があ
る。なお、以上説明した各処理は、ＤＳＰなどの高速プ
ロセッサにより周期的に処理されている。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】ところで、リラクタン
ストルクを利用してモータ効率を高めるために、回転子
鉄心１９内に永久磁石２０を配置する図８に示すような
回転子構造を採用する場合がある。この場合、モータ２
が回転中に発生する誘起電圧は、５次、７次、…などの
高調波を多く含んだ波形となる。図３に示す誘起電圧波
形は、上記回転子構造を持つモータ２についての計算結
果であり、大きな高調波成分（５次と７次）が重畳して
いることが分かる。
ストルクを利用してモータ効率を高めるために、回転子
鉄心１９内に永久磁石２０を配置する図８に示すような
回転子構造を採用する場合がある。この場合、モータ２
が回転中に発生する誘起電圧は、５次、７次、…などの
高調波を多く含んだ波形となる。図３に示す誘起電圧波
形は、上記回転子構造を持つモータ２についての計算結
果であり、大きな高調波成分（５次と７次）が重畳して
いることが分かる。
【００１１】このような誘起電圧の高調波成分は、電流
制御ループに変動を与える要因となる。このようなモー
タ２に対し、図７に示した従来構成のインバータ装置１
を用いた場合でも、プロセッサによる処理周期が短く、
比例積分器１１、１２のゲイン（以下、電流ゲインと称
す）が十分に高ければ、モータ電流は指令電流に追従す
るように制御されて正弦波形となる。
制御ループに変動を与える要因となる。このようなモー
タ２に対し、図７に示した従来構成のインバータ装置１
を用いた場合でも、プロセッサによる処理周期が短く、
比例積分器１１、１２のゲイン（以下、電流ゲインと称
す）が十分に高ければ、モータ電流は指令電流に追従す
るように制御されて正弦波形となる。
【００１２】しかしながら、実際のインバータ装置で
は、ＰＷＭインバータ回路１５のスイッチング損失を低
減する必要からＰＷＭによる電磁騒音が問題とならない
範囲内でＰＷＭ周波数を下げることが望ましく、このた
めＰＷＭ周期に同期している上記処理周期が長くなって
しまう。処理周期が長くなると、電流制御ループに制御
遅れが生じて位相余裕が低下するため、安定化のために
上記電流ゲインを下げる必要が生じる。
は、ＰＷＭインバータ回路１５のスイッチング損失を低
減する必要からＰＷＭによる電磁騒音が問題とならない
範囲内でＰＷＭ周波数を下げることが望ましく、このた
めＰＷＭ周期に同期している上記処理周期が長くなって
しまう。処理周期が長くなると、電流制御ループに制御
遅れが生じて位相余裕が低下するため、安定化のために
上記電流ゲインを下げる必要が生じる。
【００１３】また、これとは別に、例えば特開昭６１−
２６２０８４号公報や特開平２−１９７２９５号公報に
記載されている電流検出手段すなわち電流検出抵抗をイ
ンバータ装置内に配置しその両端電圧に基づいてモータ
電流を得る検出方法を採用する場合には、パワー系のグ
ランドと信号系のグランドとが共通となることから上記
両端電圧にノイズが混入する虞があり、やはり電流ゲイ
ンを下げることが望ましい。
２６２０８４号公報や特開平２−１９７２９５号公報に
記載されている電流検出手段すなわち電流検出抵抗をイ
ンバータ装置内に配置しその両端電圧に基づいてモータ
電流を得る検出方法を採用する場合には、パワー系のグ
ランドと信号系のグランドとが共通となることから上記
両端電圧にノイズが混入する虞があり、やはり電流ゲイ
ンを下げることが望ましい。
【００１４】しかし、電流ゲインを下げた場合には、電
流制御ループは誘起電圧の高調波成分に対抗してモータ
電流を指令電流に追従させることができなくなり、モー
タ電流が歪んでしまう。図９は、電流ゲインが低い場合
の（ａ）出力電圧Ｖｄ、Ｖｑ、（ｂ）モータ電流Ｉｕ、
Ｉｄ、Ｉｑ、（ｃ）発生トルクＴのシミュレーション結
果を示している。横軸は回転位置（電気角）である。誘
起電圧の高調波成分により電流Ｉｄ、Ｉｑが変動する
が、電流ゲインが低いためにその変動が出力電圧Ｖｄ、
Ｖｑに反映されず、出力電圧Ｖｄ、Ｖｑはほとんど変化
しない。このため、誘起電圧に高調波成分が存在するに
もかかわらず出力電圧Ｖｕが正弦波形のままとなり、モ
ータ電流Ｉｕは高調波成分の影響を受けて歪んでしま
う。その結果、次の（４）式で計算される発生トルクＴ
も変動が大きくなるという問題があった。
流制御ループは誘起電圧の高調波成分に対抗してモータ
電流を指令電流に追従させることができなくなり、モー
タ電流が歪んでしまう。図９は、電流ゲインが低い場合
の（ａ）出力電圧Ｖｄ、Ｖｑ、（ｂ）モータ電流Ｉｕ、
Ｉｄ、Ｉｑ、（ｃ）発生トルクＴのシミュレーション結
果を示している。横軸は回転位置（電気角）である。誘
起電圧の高調波成分により電流Ｉｄ、Ｉｑが変動する
が、電流ゲインが低いためにその変動が出力電圧Ｖｄ、
Ｖｑに反映されず、出力電圧Ｖｄ、Ｖｑはほとんど変化
しない。このため、誘起電圧に高調波成分が存在するに
もかかわらず出力電圧Ｖｕが正弦波形のままとなり、モ
ータ電流Ｉｕは高調波成分の影響を受けて歪んでしま
う。その結果、次の（４）式で計算される発生トルクＴ
も変動が大きくなるという問題があった。
【００１５】
【数３】
【００１６】さらに、上記電流Ｉｄ、Ｉｑの変動は、セ
ンサレス方式における回転位置の推定にも悪影響を及ぼ
す。すなわち、上記（１）式および（２）式において、
出力電圧Ｖｄ、Ｖｑは一定であるにもかかわらずモータ
電流Ｉｄ、Ｉｑが変動するため、推定誘起電圧Ｅｄｓ、
Ｅｑｓが変動してしまう。その結果、推定演算する角周
波数ωや回転位置θにも影響が及び、インバータ装置１
全体が不安定（振動的）になり、運転可能な周波数範囲
が狭くなる。特に、低周波数且つ高負荷での運転が難し
くなる。
ンサレス方式における回転位置の推定にも悪影響を及ぼ
す。すなわち、上記（１）式および（２）式において、
出力電圧Ｖｄ、Ｖｑは一定であるにもかかわらずモータ
電流Ｉｄ、Ｉｑが変動するため、推定誘起電圧Ｅｄｓ、
Ｅｑｓが変動してしまう。その結果、推定演算する角周
波数ωや回転位置θにも影響が及び、インバータ装置１
全体が不安定（振動的）になり、運転可能な周波数範囲
が狭くなる。特に、低周波数且つ高負荷での運転が難し
くなる。
【００１７】また、これを防止するために角周波数ωや
回転位置θに対し出力周波数に近い（つまり５次高調波
を減衰可能な）遮断周波数を持つローパスフィルタを付
加することも考えられるが、これにより応答性が低下
し、急激な負荷変動や急加減速に対応できなくなるとい
う新たな問題が生じてしまう。
回転位置θに対し出力周波数に近い（つまり５次高調波
を減衰可能な）遮断周波数を持つローパスフィルタを付
加することも考えられるが、これにより応答性が低下
し、急激な負荷変動や急加減速に対応できなくなるとい
う新たな問題が生じてしまう。
【００１８】本発明は上記事情に鑑みてなされたもの
で、その第１の目的は、誘起電圧に高調波成分を含む永
久磁石モータに対しても正弦波電流を供給可能なベクト
ル制御インバータ装置を提供することにあり、その第２
の目的は、誘起電圧に高調波成分を含む永久磁石モータ
に対してもセンサレスで正確な回転位置を推定可能なベ
クトル制御インバータ装置を提供することにある。
で、その第１の目的は、誘起電圧に高調波成分を含む永
久磁石モータに対しても正弦波電流を供給可能なベクト
ル制御インバータ装置を提供することにあり、その第２
の目的は、誘起電圧に高調波成分を含む永久磁石モータ
に対してもセンサレスで正確な回転位置を推定可能なベ
クトル制御インバータ装置を提供することにある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】上記第１の目的を達成す
るため、請求項１に記載したベクトル制御インバータ装
置は、回転子に永久磁石を設けてなる永久磁石モータの
電流を磁界と平行なｄ軸電流とこれに直交するｑ軸電流
とに分離してそれぞれ独立に制御するベクトル制御イン
バータ装置において、前記永久磁石モータの誘起電圧の
少なくとも高調波成分に対応して準備された誘起電圧デ
ータと前記回転子の角周波数および回転位置とに基づい
て、前記永久磁石モータのｄ軸誘起電圧とｑ軸誘起電圧
とを生成する誘起電圧生成手段と、前記ｄ軸電流の偏差
に応じて定まる電圧および前記ｑ軸電流の偏差に応じて
定まる電圧に対しそれぞれ前記誘起電圧生成手段により
生成されたｄ軸誘起電圧およびｑ軸誘起電圧を加算して
ｄ軸出力電圧およびｑ軸出力電圧を決定する出力電圧決
定手段とを備えていることを特徴とする。
るため、請求項１に記載したベクトル制御インバータ装
置は、回転子に永久磁石を設けてなる永久磁石モータの
電流を磁界と平行なｄ軸電流とこれに直交するｑ軸電流
とに分離してそれぞれ独立に制御するベクトル制御イン
バータ装置において、前記永久磁石モータの誘起電圧の
少なくとも高調波成分に対応して準備された誘起電圧デ
ータと前記回転子の角周波数および回転位置とに基づい
て、前記永久磁石モータのｄ軸誘起電圧とｑ軸誘起電圧
とを生成する誘起電圧生成手段と、前記ｄ軸電流の偏差
に応じて定まる電圧および前記ｑ軸電流の偏差に応じて
定まる電圧に対しそれぞれ前記誘起電圧生成手段により
生成されたｄ軸誘起電圧およびｑ軸誘起電圧を加算して
ｄ軸出力電圧およびｑ軸出力電圧を決定する出力電圧決
定手段とを備えていることを特徴とする。
【００２０】この構成によれば、誘起電圧生成手段が生
成するｄ軸誘起電圧とｑ軸誘起電圧には永久磁石モータ
の誘起電圧に対応した高調波成分が含まれ、そのｄ軸誘
起電圧とｑ軸誘起電圧はｄ軸出力電圧およびｑ軸出力電
圧として永久磁石モータに印加される。その結果、当該
ベクトル制御インバータ装置の出力電圧に含まれる高調
波成分と永久磁石モータの誘起電圧の高調波成分とが相
殺され、永久磁石モータの誘起電圧の高調波成分に起因
する電流変動が低減してモータ電流が正弦波形となる。
これにより発生トルクの変動や騒音が低減する。また、
ｄ軸出力電圧およびｑ軸出力電圧には、それぞれｄ軸電
流の偏差に応じて定まる電圧およびｑ軸電流の偏差に応
じて定まる電圧が加算されているので、電流偏差をゼロ
にするような電流フィードバック制御が行われる。
成するｄ軸誘起電圧とｑ軸誘起電圧には永久磁石モータ
の誘起電圧に対応した高調波成分が含まれ、そのｄ軸誘
起電圧とｑ軸誘起電圧はｄ軸出力電圧およびｑ軸出力電
圧として永久磁石モータに印加される。その結果、当該
ベクトル制御インバータ装置の出力電圧に含まれる高調
波成分と永久磁石モータの誘起電圧の高調波成分とが相
殺され、永久磁石モータの誘起電圧の高調波成分に起因
する電流変動が低減してモータ電流が正弦波形となる。
これにより発生トルクの変動や騒音が低減する。また、
ｄ軸出力電圧およびｑ軸出力電圧には、それぞれｄ軸電
流の偏差に応じて定まる電圧およびｑ軸電流の偏差に応
じて定まる電圧が加算されているので、電流偏差をゼロ
にするような電流フィードバック制御が行われる。
【００２１】本発明は、電流フィードバック制御に加え
て永久磁石モータの高調波成分を含む誘起電圧をフィー
ドフォワードする点に特徴を有しており、二相の電圧に
対して誘起電圧を生成することに替えて、請求項２に記
載したように三相の電圧に対して誘起電圧を生成する構
成としても良い。
て永久磁石モータの高調波成分を含む誘起電圧をフィー
ドフォワードする点に特徴を有しており、二相の電圧に
対して誘起電圧を生成することに替えて、請求項２に記
載したように三相の電圧に対して誘起電圧を生成する構
成としても良い。
【００２２】さらに、上記第２の目的を達成するため、
請求項３に記載したベクトル制御インバータ装置は、前
記ｄ軸電流の偏差に応じて定まる電圧およびｄ軸電流と
ｑ軸電流に基づいて、少なくとも前記永久磁石モータの
ｄ軸の誘起電圧誤差を求める誘起電圧推定手段と、少な
くとも前記ｄ軸誘起電圧誤差に基づいて前記回転子の角
周波数および回転位置を決定する角周波数・位置決定手
段とを備えていることを特徴とする。
請求項３に記載したベクトル制御インバータ装置は、前
記ｄ軸電流の偏差に応じて定まる電圧およびｄ軸電流と
ｑ軸電流に基づいて、少なくとも前記永久磁石モータの
ｄ軸の誘起電圧誤差を求める誘起電圧推定手段と、少な
くとも前記ｄ軸誘起電圧誤差に基づいて前記回転子の角
周波数および回転位置を決定する角周波数・位置決定手
段とを備えていることを特徴とする。
【００２３】この構成によれば、ｄ軸電流の偏差に応じ
て定まる電圧すなわちｄ軸出力電圧のうちのｄ軸誘起電
圧以外の電圧は、ｄ軸電流およびｑ軸電流を決定する電
流形成成分として作用する。そして、ｄ軸出力電圧を生
成する上で加算される上記ｄ軸電流の偏差に応じて定ま
る電圧と、ｄ軸電流およびｑ軸電流に基づいて演算され
るｄ軸の電流形成電圧との差分は、ｄ軸の誘起電圧誤差
となる。このｄ軸の誘起電圧誤差は回転位置のずれに応
じた値であって、しかも誘起電圧の高調波成分の影響が
除かれているため、これに基づいて回転子の角周波数を
正確に決定でき、さらに角周波数を積分して正確な回転
位置を得ることができる。
て定まる電圧すなわちｄ軸出力電圧のうちのｄ軸誘起電
圧以外の電圧は、ｄ軸電流およびｑ軸電流を決定する電
流形成成分として作用する。そして、ｄ軸出力電圧を生
成する上で加算される上記ｄ軸電流の偏差に応じて定ま
る電圧と、ｄ軸電流およびｑ軸電流に基づいて演算され
るｄ軸の電流形成電圧との差分は、ｄ軸の誘起電圧誤差
となる。このｄ軸の誘起電圧誤差は回転位置のずれに応
じた値であって、しかも誘起電圧の高調波成分の影響が
除かれているため、これに基づいて回転子の角周波数を
正確に決定でき、さらに角周波数を積分して正確な回転
位置を得ることができる。
【００２４】さらに、ｄ軸誘起電圧誤差とともにｑ軸誘
起電圧誤差に基づいて回転子の角周波数および回転位置
を決定するように構成しても良い（請求項４）。この場
合、ｑ軸誘起電圧誤差は角周波数のずれに応じた値とな
る。
起電圧誤差に基づいて回転子の角周波数および回転位置
を決定するように構成しても良い（請求項４）。この場
合、ｑ軸誘起電圧誤差は角周波数のずれに応じた値とな
る。
【００２５】
【発明の実施の形態】（第１の実施形態）以下、本発明
の第１の実施形態について図１ないし図４を参照しなが
ら説明する。図１は、ベクトル制御インバータ装置の電
気的構成を機能ブロックにより示すもので、図７と同一
構成部分には同一符号を付して示している。センサレス
方式のインバータ装置２１は、永久磁石モータ２の電流
を制御する電流制御手段２２と、モータ２の回転子の角
周波数（回転速度）ωおよび回転位置θを推定する回転
位置推定手段２３とから構成されている。
の第１の実施形態について図１ないし図４を参照しなが
ら説明する。図１は、ベクトル制御インバータ装置の電
気的構成を機能ブロックにより示すもので、図７と同一
構成部分には同一符号を付して示している。センサレス
方式のインバータ装置２１は、永久磁石モータ２の電流
を制御する電流制御手段２２と、モータ２の回転子の角
周波数（回転速度）ωおよび回転位置θを推定する回転
位置推定手段２３とから構成されている。
【００２６】このインバータ装置２１のうち電流検出手
段５、６とＰＷＭインバータ回路１５とを除いた各機能
は、メモリに記憶された制御プログラムに従ってＤＳＰ
などの高速プロセッサにより実行されるようになってい
る。その制御周期は、ＰＷＭ周期に等しく設定されてい
る。また、インバータ装置２１が駆動するモータ２は、
リラクタンストルクを発生できるように、回転子鉄心１
９内に永久磁石２０を埋め込んだ図８に示すような回転
子構造を有している。
段５、６とＰＷＭインバータ回路１５とを除いた各機能
は、メモリに記憶された制御プログラムに従ってＤＳＰ
などの高速プロセッサにより実行されるようになってい
る。その制御周期は、ＰＷＭ周期に等しく設定されてい
る。また、インバータ装置２１が駆動するモータ２は、
リラクタンストルクを発生できるように、回転子鉄心１
９内に永久磁石２０を埋め込んだ図８に示すような回転
子構造を有している。
【００２７】電流制御手段２２に設けられた誘起電圧生
成手段２４は、メモリなどにモータ２の誘起電圧に関す
る誘起電圧データを記憶しており、その誘起電圧データ
と回転位置推定手段２３から入力した角周波数ωおよび
回転位置θとに基づいてｄ軸の誘起電圧Ｅｄとｑ軸の誘
起電圧Ｅｑを生成するようになっている。
成手段２４は、メモリなどにモータ２の誘起電圧に関す
る誘起電圧データを記憶しており、その誘起電圧データ
と回転位置推定手段２３から入力した角周波数ωおよび
回転位置θとに基づいてｄ軸の誘起電圧Ｅｄとｑ軸の誘
起電圧Ｅｑを生成するようになっている。
【００２８】減算器９、１０は、それぞれ指令電流Ｉｄ
ｒ、Ｉｑｒから電流Ｉｄ、Ｉｑを減算して偏差ΔＩｄ、
ΔＩｑを求め、比例積分器１１、１２は、それぞれ偏差
ΔＩｄ、ΔＩｑを比例積分演算して電流形成電圧である
電圧Ｘｄ、Ｘｑ（電流偏差に応じて定まる電圧に相当）
を出力するようになっている。また、加算器２５は、誘
起電圧Ｅｄと電圧Ｘｄとを加算して出力電圧Ｖｄを求
め、加算器２６は、誘起電圧Ｅｑと電圧Ｘｑとを加算し
て出力電圧Ｖｑを求めるようになっている。これら出力
電圧Ｖｄ、Ｖｑは座標変換器１３に与えられる。ここ
で、減算器９、１０、比例積分器１１、１２および加算
器２５、２６により出力電圧決定手段２７が構成されて
いる。
ｒ、Ｉｑｒから電流Ｉｄ、Ｉｑを減算して偏差ΔＩｄ、
ΔＩｑを求め、比例積分器１１、１２は、それぞれ偏差
ΔＩｄ、ΔＩｑを比例積分演算して電流形成電圧である
電圧Ｘｄ、Ｘｑ（電流偏差に応じて定まる電圧に相当）
を出力するようになっている。また、加算器２５は、誘
起電圧Ｅｄと電圧Ｘｄとを加算して出力電圧Ｖｄを求
め、加算器２６は、誘起電圧Ｅｑと電圧Ｘｑとを加算し
て出力電圧Ｖｑを求めるようになっている。これら出力
電圧Ｖｄ、Ｖｑは座標変換器１３に与えられる。ここ
で、減算器９、１０、比例積分器１１、１２および加算
器２５、２６により出力電圧決定手段２７が構成されて
いる。
【００２９】一方、回転位置推定手段２３に設けられた
誘起電圧推定手段２８は、メモリなどにモータ定数であ
るインダクタンスＬｄ、Ｌｑおよび抵抗Ｒを記憶してお
り、これらモータ定数、電流Ｉｄ、Ｉｑ、出力電圧Ｖ
ｄ、Ｖｑおよび推定された角周波数ωに基づいて、ｄ軸
の誘起電圧誤差ΔＥｄｓとｑ軸の誘起電圧誤差ΔＥｑｓ
とを演算するようになっている。そして、角周波数決定
手段２９は、これら誘起電圧誤差ΔＥｄｓ、ΔＥｑｓか
ら角周波数ωを決定し、積分器１８は決定された角周波
数ωを積分して回転位置θを得てベクトル回転器６と座
標変換器１３に供給するようになっている。これら角周
波数決定手段２９と積分器１８とが、本発明でいう角周
波数・位置決定手段に相当する。
誘起電圧推定手段２８は、メモリなどにモータ定数であ
るインダクタンスＬｄ、Ｌｑおよび抵抗Ｒを記憶してお
り、これらモータ定数、電流Ｉｄ、Ｉｑ、出力電圧Ｖ
ｄ、Ｖｑおよび推定された角周波数ωに基づいて、ｄ軸
の誘起電圧誤差ΔＥｄｓとｑ軸の誘起電圧誤差ΔＥｑｓ
とを演算するようになっている。そして、角周波数決定
手段２９は、これら誘起電圧誤差ΔＥｄｓ、ΔＥｑｓか
ら角周波数ωを決定し、積分器１８は決定された角周波
数ωを積分して回転位置θを得てベクトル回転器６と座
標変換器１３に供給するようになっている。これら角周
波数決定手段２９と積分器１８とが、本発明でいう角周
波数・位置決定手段に相当する。
【００３０】次に、電流制御手段２２および回転位置推
定手段２３の作用について図２ないし図４も参照しなが
ら説明する。 （１）電流制御手段２２の作用について 図８に示す回転子構造を有するモータ２の誘起電圧Ｅ
ｕ、Ｅｖ、Ｅｗは、基本波成分に加え５次、７次、…な
どの高調波成分を含んでいる。この誘起電圧Ｅｕ、Ｅ
ｖ、Ｅｗは、次の（５）式に示すように基本波成分と主
要な高調波成分（５次、７次）とを重ね合わせることに
より表すことができる。ここで、係数Ｅ１、Ｅ５、Ｅ７
は各次数成分の電圧振幅であって試験により得ることが
できる。
定手段２３の作用について図２ないし図４も参照しなが
ら説明する。 （１）電流制御手段２２の作用について 図８に示す回転子構造を有するモータ２の誘起電圧Ｅ
ｕ、Ｅｖ、Ｅｗは、基本波成分に加え５次、７次、…な
どの高調波成分を含んでいる。この誘起電圧Ｅｕ、Ｅ
ｖ、Ｅｗは、次の（５）式に示すように基本波成分と主
要な高調波成分（５次、７次）とを重ね合わせることに
より表すことができる。ここで、係数Ｅ１、Ｅ５、Ｅ７
は各次数成分の電圧振幅であって試験により得ることが
できる。
【００３１】
【数４】
【００３２】この誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗを次の
（６）式に従って三相／二相変換し、さらに（７）式に
従って回転座標変換することにより、（８）式、（９）
式で示すｄｑ座標軸上の誘起電圧Ｅｄ、Ｅｑが得られ
る。ここで、Ｋ０は基本波の誘起電圧定数、Ｋ１、Ｋ２
はそれぞれｄ軸上、ｑ軸上の高調波成分の誘起電圧定数
であって、これらＫ０、Ｋ１、Ｋ２は誘起電圧データに
相当する。
（６）式に従って三相／二相変換し、さらに（７）式に
従って回転座標変換することにより、（８）式、（９）
式で示すｄｑ座標軸上の誘起電圧Ｅｄ、Ｅｑが得られ
る。ここで、Ｋ０は基本波の誘起電圧定数、Ｋ１、Ｋ２
はそれぞれｄ軸上、ｑ軸上の高調波成分の誘起電圧定数
であって、これらＫ０、Ｋ１、Ｋ２は誘起電圧データに
相当する。
【００３３】
【数５】
【００３４】図２は、上記（５）式〜（９）式を用いて
行った計算結果を示している。縦軸は電圧、横軸は回転
位置（電気角）θであって、（８）式、（９）式にも示
されるように誘起電圧Ｅｄ、Ｅｑは基本波の６倍の周波
数で脈動する。上述した誘起電圧定数Ｋ１、Ｋ２は、そ
れぞれ図２に示す誘起電圧Ｅｄ、Ｅｑの振幅を角周波数
ωで除した値である。誘起電圧生成手段２４は、回転位
置推定手段２３から入力した角周波数ωおよび回転位置
θを入力し、（８）式、（９）式を用いて誘起電圧Ｅ
ｄ、Ｅｑを算出する。
行った計算結果を示している。縦軸は電圧、横軸は回転
位置（電気角）θであって、（８）式、（９）式にも示
されるように誘起電圧Ｅｄ、Ｅｑは基本波の６倍の周波
数で脈動する。上述した誘起電圧定数Ｋ１、Ｋ２は、そ
れぞれ図２に示す誘起電圧Ｅｄ、Ｅｑの振幅を角周波数
ωで除した値である。誘起電圧生成手段２４は、回転位
置推定手段２３から入力した角周波数ωおよび回転位置
θを入力し、（８）式、（９）式を用いて誘起電圧Ｅ
ｄ、Ｅｑを算出する。
【００３５】図３は、インバータ装置２１についての電
圧、電流、トルクの計算結果を示している。ここで、
（ａ）にはＰＷＭ成分を除いたｕ相の出力電圧Ｖｕ、誘
起電圧生成手段２４が出力する誘起電圧Ｅｄ、Ｅｑおよ
び出力電圧決定手段２７が出力する出力電圧Ｖｄ、Ｖｑ
が示され、（ｂ）にはモータ２に流れる電流Ｉｕおよび
ベクトル回転機８が出力する電流Ｉｄ、Ｉｑが示され、
（ｃ）には（４）式に従って計算される発生トルクＴが
示されている。横軸は回転位置（電気角）θである。な
お、この計算では、リラクタンストルクを有効に利用し
て最大のトルクを得るために、電流Ｉｄ（指令電流Ｉｄ
ｒ）を負の所定値に設定している。
圧、電流、トルクの計算結果を示している。ここで、
（ａ）にはＰＷＭ成分を除いたｕ相の出力電圧Ｖｕ、誘
起電圧生成手段２４が出力する誘起電圧Ｅｄ、Ｅｑおよ
び出力電圧決定手段２７が出力する出力電圧Ｖｄ、Ｖｑ
が示され、（ｂ）にはモータ２に流れる電流Ｉｕおよび
ベクトル回転機８が出力する電流Ｉｄ、Ｉｑが示され、
（ｃ）には（４）式に従って計算される発生トルクＴが
示されている。横軸は回転位置（電気角）θである。な
お、この計算では、リラクタンストルクを有効に利用し
て最大のトルクを得るために、電流Ｉｄ（指令電流Ｉｄ
ｒ）を負の所定値に設定している。
【００３６】電流制御手段２２を用いると、出力電圧Ｖ
ｄ、Ｖｑは、それぞれ電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑにより定
まる電圧Ｘｄ、Ｘｑに対しさらに誘起電圧Ｅｄ、Ｅｑが
加算された値となる。従って、出力電圧Ｖｄ、Ｖｑには
モータ２の誘起電圧とほぼ同じ電圧が含まれることにな
り、両者の誘起電圧は相殺される。その結果、出力電圧
Ｖｄ、Ｖｑのうち上記電圧Ｘｄ、Ｘｑのみが電流形成成
分として作用し、モータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは誘起電
圧に影響されることなく正弦波形となる。そして、回転
座標変換して得られる電流Ｉｄ、Ｉｑは一定となり、以
て電流フィードバックループから誘起電圧の高調波に起
因する変動を排除できる。これにより、電流Ｉｄ、Ｉｑ
に基づいて計算されるトルクＴについても、従来構成に
おけるトルクＴを示す図９（ｃ）と比べ変動が顕著に小
さくなる。
ｄ、Ｖｑは、それぞれ電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑにより定
まる電圧Ｘｄ、Ｘｑに対しさらに誘起電圧Ｅｄ、Ｅｑが
加算された値となる。従って、出力電圧Ｖｄ、Ｖｑには
モータ２の誘起電圧とほぼ同じ電圧が含まれることにな
り、両者の誘起電圧は相殺される。その結果、出力電圧
Ｖｄ、Ｖｑのうち上記電圧Ｘｄ、Ｘｑのみが電流形成成
分として作用し、モータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは誘起電
圧に影響されることなく正弦波形となる。そして、回転
座標変換して得られる電流Ｉｄ、Ｉｑは一定となり、以
て電流フィードバックループから誘起電圧の高調波に起
因する変動を排除できる。これにより、電流Ｉｄ、Ｉｑ
に基づいて計算されるトルクＴについても、従来構成に
おけるトルクＴを示す図９（ｃ）と比べ変動が顕著に小
さくなる。
【００３７】図４は、モータ２の電圧および電流を示す
ベクトル図である。（ａ）、（ｂ）は、それぞれ本実施
形態のインバータ装置２１、従来構成のインバータ装置
１を用いてモータ２を駆動した場合を示している。誘起
電圧ベクトルＥ（Ｅｄ、Ｅｑ）は、その高調波成分によ
りｑ軸を中心として振幅と位相が変動する。（ａ）に示
す本実施形態の場合には、出力電圧ベクトルＶ（Ｖｄ、
Ｖｑ）は誘起電圧ベクトルＥ（Ｅｄ、Ｅｑ）を含む電圧
であるため、電流形成電圧ベクトルＸ（Ｘｄ、Ｘｑ）お
よび電流ベクトルＩ（Ｉｄ、Ｉｑ）がほぼ一定となる。
これに対し、（ｂ）に示す従来構成の場合には、出力電
圧ベクトルＶ（Ｖｄ、Ｖｑ）はほぼ一定であるため、電
流形成電圧ベクトルＸ（Ｘｄ、Ｘｑ）および電流ベクト
ルＩ（Ｉｄ、Ｉｑ）が変動してしまう。
ベクトル図である。（ａ）、（ｂ）は、それぞれ本実施
形態のインバータ装置２１、従来構成のインバータ装置
１を用いてモータ２を駆動した場合を示している。誘起
電圧ベクトルＥ（Ｅｄ、Ｅｑ）は、その高調波成分によ
りｑ軸を中心として振幅と位相が変動する。（ａ）に示
す本実施形態の場合には、出力電圧ベクトルＶ（Ｖｄ、
Ｖｑ）は誘起電圧ベクトルＥ（Ｅｄ、Ｅｑ）を含む電圧
であるため、電流形成電圧ベクトルＸ（Ｘｄ、Ｘｑ）お
よび電流ベクトルＩ（Ｉｄ、Ｉｑ）がほぼ一定となる。
これに対し、（ｂ）に示す従来構成の場合には、出力電
圧ベクトルＶ（Ｖｄ、Ｖｑ）はほぼ一定であるため、電
流形成電圧ベクトルＸ（Ｘｄ、Ｘｑ）および電流ベクト
ルＩ（Ｉｄ、Ｉｑ）が変動してしまう。
【００３８】（２）回転位置推定手段２３の作用につい
て 誘起電圧推定手段２８は、次の（１０）式および（１
１）式により誘起電圧誤差ΔＥｄｓ、ΔＥｑｓを演算す
る。式の中で用いられているｐは微分演算子である。
て 誘起電圧推定手段２８は、次の（１０）式および（１
１）式により誘起電圧誤差ΔＥｄｓ、ΔＥｑｓを演算す
る。式の中で用いられているｐは微分演算子である。
【００３９】
【数６】
【００４０】これら誘起電圧誤差ΔＥｄｓ、ΔＥｑｓ
は、実際のモータ２の角周波数および回転位置と回転位
置推定手段２３で求めた角周波数ωおよび回転位置θと
の差を意味している。特に、誘起電圧誤差ΔＥｄｓは回
転位置θのずれ、誘起電圧誤差ΔＥｑｓは誘起電圧の大
きさつまり角周波数ωのずれに対応している。また、上
述したように電圧Ｘｄ、Ｘｑおよび電流Ｉｄ、Ｉｑはモ
ータ誘起電圧の高調波成分の影響を受けないため、（１
０）式および（１１）式により得られる誘起電圧誤差Δ
Ｅｄｓ、ΔＥｑｓもモータ誘起電圧の高調波成分の影響
を受けない。
は、実際のモータ２の角周波数および回転位置と回転位
置推定手段２３で求めた角周波数ωおよび回転位置θと
の差を意味している。特に、誘起電圧誤差ΔＥｄｓは回
転位置θのずれ、誘起電圧誤差ΔＥｑｓは誘起電圧の大
きさつまり角周波数ωのずれに対応している。また、上
述したように電圧Ｘｄ、Ｘｑおよび電流Ｉｄ、Ｉｑはモ
ータ誘起電圧の高調波成分の影響を受けないため、（１
０）式および（１１）式により得られる誘起電圧誤差Δ
Ｅｄｓ、ΔＥｑｓもモータ誘起電圧の高調波成分の影響
を受けない。
【００４１】角周波数決定手段２９は、誘起電圧誤差Δ
Ｅｄｓ、ΔＥｑｓを用いて例えば次の（１２）式により
角周波数ωを推定する。ここで、Ｇａ、Ｇｂはゲイン定
数である。さらに、得られた角周波数ωを積分器１８で
積分することにより回転位置θが得られる。
Ｅｄｓ、ΔＥｑｓを用いて例えば次の（１２）式により
角周波数ωを推定する。ここで、Ｇａ、Ｇｂはゲイン定
数である。さらに、得られた角周波数ωを積分器１８で
積分することにより回転位置θが得られる。
【００４２】
【数７】
【００４３】この（１２）式により、誘起電圧誤差ΔＥ
ｑｓがゼロになるように角周波数ωが決定され、誘起電
圧生成手段２４から出力される誘起電圧Ｅｑがモータ２
のｑ軸の誘起電圧と一致するように作用する。また、誘
起電圧誤差ΔＥｄｓによって角周波数ωを介して回転位
置θが調整されることにから、誘起電圧生成手段２４か
ら出力される誘起電圧Ｅｄがモータ２のｄ軸の誘起電圧
と一致するように作用する。その結果、モータ２の角周
波数および回転位置が、それぞれ角周波数ωおよび回転
位置θとして求まる。
ｑｓがゼロになるように角周波数ωが決定され、誘起電
圧生成手段２４から出力される誘起電圧Ｅｑがモータ２
のｑ軸の誘起電圧と一致するように作用する。また、誘
起電圧誤差ΔＥｄｓによって角周波数ωを介して回転位
置θが調整されることにから、誘起電圧生成手段２４か
ら出力される誘起電圧Ｅｄがモータ２のｄ軸の誘起電圧
と一致するように作用する。その結果、モータ２の角周
波数および回転位置が、それぞれ角周波数ωおよび回転
位置θとして求まる。
【００４４】以上説明したように、インバータ装置２１
に設けた誘起電圧生成手段２４は、駆動対象モータ２の
誘起電圧に対応した誘起電圧データを記憶しており、モ
ータ２の回転駆動時にその誘起電圧データと角周波数ω
および回転位置θとに基づいてモータ２の誘起電圧Ｅ
ｄ、Ｅｑを生成する。この誘起電圧Ｅｄ、Ｅｑは出力電
圧Ｖｄ、Ｖｑとしてモータ２に印加されるので、出力電
圧Ｖｄ、Ｖｑに含まれる誘起電圧Ｅｄ、Ｅｑの高調波成
分と実際のモータ２の誘起電圧の高調波成分とが相殺さ
れ、モータ２の誘起電圧の高調波成分に起因する電流変
動が低減する。これにより、モータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉ
ｗが正弦波形となり、発生トルクの変動および騒音を低
減できる。また、出力電圧Ｖｄ、Ｖｑには、それぞれ電
流偏差に応じて定まる電圧Ｘｄ、Ｘｑが加算されている
ので、電流偏差をゼロにするような電流フィードバック
制御も併せて行われる。
に設けた誘起電圧生成手段２４は、駆動対象モータ２の
誘起電圧に対応した誘起電圧データを記憶しており、モ
ータ２の回転駆動時にその誘起電圧データと角周波数ω
および回転位置θとに基づいてモータ２の誘起電圧Ｅ
ｄ、Ｅｑを生成する。この誘起電圧Ｅｄ、Ｅｑは出力電
圧Ｖｄ、Ｖｑとしてモータ２に印加されるので、出力電
圧Ｖｄ、Ｖｑに含まれる誘起電圧Ｅｄ、Ｅｑの高調波成
分と実際のモータ２の誘起電圧の高調波成分とが相殺さ
れ、モータ２の誘起電圧の高調波成分に起因する電流変
動が低減する。これにより、モータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉ
ｗが正弦波形となり、発生トルクの変動および騒音を低
減できる。また、出力電圧Ｖｄ、Ｖｑには、それぞれ電
流偏差に応じて定まる電圧Ｘｄ、Ｘｑが加算されている
ので、電流偏差をゼロにするような電流フィードバック
制御も併せて行われる。
【００４５】また、誘起電圧推定手段２８は、モータ誘
起電圧の高調波成分の影響を受けない電圧Ｘｄ、Ｘｑと
電流Ｉｄ、Ｉｑおよび角周波数ωとを用いて誘起電圧誤
差ΔＥｄｓ、ΔＥｑｓを演算するので、その誘起電圧誤
差ΔＥｄｓ、ΔＥｑｓを用いて推定される角周波数ωと
回転位置θは変動のない正確な値となり、推定誤差に伴
うモータ効率の低下を防止できる。
起電圧の高調波成分の影響を受けない電圧Ｘｄ、Ｘｑと
電流Ｉｄ、Ｉｑおよび角周波数ωとを用いて誘起電圧誤
差ΔＥｄｓ、ΔＥｑｓを演算するので、その誘起電圧誤
差ΔＥｄｓ、ΔＥｑｓを用いて推定される角周波数ωと
回転位置θは変動のない正確な値となり、推定誤差に伴
うモータ効率の低下を防止できる。
【００４６】従って、本実施形態のインバータ装置２１
は、誘起電圧に大きな高調波成分が含まれるモータ、例
えばモータ２に示すように回転子鉄心１９に永久磁石２
０を埋め込んでリラクタンストルクを発生させる高効率
モータを駆動するのに好適となる。また、誘起電圧の高
調波成分に影響を受けないため、ローパスフィルタを付
加する必要がなく、応答性を高められる。
は、誘起電圧に大きな高調波成分が含まれるモータ、例
えばモータ２に示すように回転子鉄心１９に永久磁石２
０を埋め込んでリラクタンストルクを発生させる高効率
モータを駆動するのに好適となる。また、誘起電圧の高
調波成分に影響を受けないため、ローパスフィルタを付
加する必要がなく、応答性を高められる。
【００４７】（第２の実施形態）次に、本発明の第２の
実施形態について図５を参照しながら説明する。図５
は、ベクトル制御インバータ装置の電流制御手段の電気
的構成を機能ブロックにより示すもので、図１と同一構
成部分には同一符号を付して示している。図示しない回
転位置推定手段は、第１の実施形態における回転位置推
定手段２３と同一構成である。
実施形態について図５を参照しながら説明する。図５
は、ベクトル制御インバータ装置の電流制御手段の電気
的構成を機能ブロックにより示すもので、図１と同一構
成部分には同一符号を付して示している。図示しない回
転位置推定手段は、第１の実施形態における回転位置推
定手段２３と同一構成である。
【００４８】インバータ装置３０の電流制御手段３１
は、誘起電圧生成手段３２がモータ２の三相の誘起電圧
データを記憶しており、その誘起電圧データと回転位置
推定手段２３から入力した角周波数ωおよび回転位置θ
とに基づいてｕｖｗ各相の誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗを
生成するようになっている。
は、誘起電圧生成手段３２がモータ２の三相の誘起電圧
データを記憶しており、その誘起電圧データと回転位置
推定手段２３から入力した角周波数ωおよび回転位置θ
とに基づいてｕｖｗ各相の誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗを
生成するようになっている。
【００４９】比例積分器１１、１２から出力される電圧
Ｘｄ、Ｘｑは、座標変換器１３により回転座標上の電圧
量に変換され、さらに二相／三相変換器３３により三相
の電圧Ｘｕ、Ｘｖ、Ｘｗに変換される。加算器３４、３
５、３６は、それぞれ誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗと電圧
Ｘｕ、Ｘｖ、Ｘｗとを加算して出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖ
ｗを求めるようになっている。これら減算器９、１０、
比例積分器１１、１２、座標変換器１３、二相／三相変
換器３３および加算器３４、３５、３６により出力電圧
決定手段３７が構成されている。出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、
Ｖｗは、三角波比較などの手法によるＰＷＭ形成器３８
を介してパルス幅変調信号としてＰＷＭインバータ回路
１５に与えられる。
Ｘｄ、Ｘｑは、座標変換器１３により回転座標上の電圧
量に変換され、さらに二相／三相変換器３３により三相
の電圧Ｘｕ、Ｘｖ、Ｘｗに変換される。加算器３４、３
５、３６は、それぞれ誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗと電圧
Ｘｕ、Ｘｖ、Ｘｗとを加算して出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖ
ｗを求めるようになっている。これら減算器９、１０、
比例積分器１１、１２、座標変換器１３、二相／三相変
換器３３および加算器３４、３５、３６により出力電圧
決定手段３７が構成されている。出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、
Ｖｗは、三角波比較などの手法によるＰＷＭ形成器３８
を介してパルス幅変調信号としてＰＷＭインバータ回路
１５に与えられる。
【００５０】誘起電圧生成手段３２は、次の（１３）式
に基づく演算により三相の誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗを
生成している。ここで、Ｋ１、Ｋ２、Ｋ３は、それぞれ
モータ２を回転させて得た（５）式の係数Ｅ１、Ｅ５、
Ｅ７を角周波数ωで除算した値である。
に基づく演算により三相の誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗを
生成している。ここで、Ｋ１、Ｋ２、Ｋ３は、それぞれ
モータ２を回転させて得た（５）式の係数Ｅ１、Ｅ５、
Ｅ７を角周波数ωで除算した値である。
【００５１】
【数８】
【００５２】本実施形態は、三相の誘起電圧Ｅｕ、Ｅ
ｖ、Ｅｗを生成する点において二相の誘起電圧Ｅｄ、Ｅ
ｑを生成する第１の実施形態と異なるが、その作用およ
び効果は第１の実施形態と同様となり、モータ２に正弦
波形の電流を供給することができる。
ｖ、Ｅｗを生成する点において二相の誘起電圧Ｅｄ、Ｅ
ｑを生成する第１の実施形態と異なるが、その作用およ
び効果は第１の実施形態と同様となり、モータ２に正弦
波形の電流を供給することができる。
【００５３】（第３の実施形態）次に、本発明の第３の
実施形態について図６を参照しながら説明する。図６
は、ベクトル制御インバータ装置の電気的構成を機能ブ
ロックにより示すもので、図１と同一構成部分には同一
符号を付して示している。このインバータ装置３９は、
第１の実施形態で説明したインバータ装置２１に対し、
速度制御ループを付加した構成と回転位置推定手段４０
の構成とを異にしている。回転位置推定手段４０は、第
１の実施形態の回転位置推定手段２３に対し簡略化され
た構成となっている。
実施形態について図６を参照しながら説明する。図６
は、ベクトル制御インバータ装置の電気的構成を機能ブ
ロックにより示すもので、図１と同一構成部分には同一
符号を付して示している。このインバータ装置３９は、
第１の実施形態で説明したインバータ装置２１に対し、
速度制御ループを付加した構成と回転位置推定手段４０
の構成とを異にしている。回転位置推定手段４０は、第
１の実施形態の回転位置推定手段２３に対し簡略化され
た構成となっている。
【００５４】速度制御ループにおいて、減算器４１によ
り指令角周波数ω0 と推定角周波数ωとの偏差Δωが演
算され、その偏差Δωは比例積分器４２およびｄｑ分配
器４３に入力され、指令電流Ｉｄｒ、Ｉｑｒが決定され
るようになっている。
り指令角周波数ω0 と推定角周波数ωとの偏差Δωが演
算され、その偏差Δωは比例積分器４２およびｄｑ分配
器４３に入力され、指令電流Ｉｄｒ、Ｉｑｒが決定され
るようになっている。
【００５５】回転位置推定手段４０の誘起電圧推定手段
４４は、上述した（１０）式によりｄ軸の誘起電圧誤差
ΔＥｄｓを演算する。角周波数決定手段４５は、この誘
起電圧誤差ΔＥｄｓを用いて次の（１４）式による比例
積分演算により角周波数ωを推定する。ここで、Ｇｘ、
Ｇｙはそれぞれ比例ゲイン、積分ゲインである。さら
に、得られた角周波数ωを積分することにより回転位置
θを得られる。
４４は、上述した（１０）式によりｄ軸の誘起電圧誤差
ΔＥｄｓを演算する。角周波数決定手段４５は、この誘
起電圧誤差ΔＥｄｓを用いて次の（１４）式による比例
積分演算により角周波数ωを推定する。ここで、Ｇｘ、
Ｇｙはそれぞれ比例ゲイン、積分ゲインである。さら
に、得られた角周波数ωを積分することにより回転位置
θを得られる。
【００５６】
【数９】
【００５７】この誘起電圧誤差ΔＥｄｓによって角周波
数ωを介して回転位置θが調整されることから、誘起電
圧生成手段２４が出力する誘起電圧Ｅｄがモータ２のｄ
軸の誘起電圧と一致するように作用する。その結果、モ
ータ２の角周波数および回転位置が、それぞれ角周波数
ωおよび回転位置θとして求められる。本実施形態によ
っても、誘起電圧誤差ΔＥｄｓにはモータ２の誘起電圧
の高調波成分が含まれていないので、角周波数ωおよび
回転位置θを正確に推定でき、第１の実施形態と同様の
効果を得ることができる。
数ωを介して回転位置θが調整されることから、誘起電
圧生成手段２４が出力する誘起電圧Ｅｄがモータ２のｄ
軸の誘起電圧と一致するように作用する。その結果、モ
ータ２の角周波数および回転位置が、それぞれ角周波数
ωおよび回転位置θとして求められる。本実施形態によ
っても、誘起電圧誤差ΔＥｄｓにはモータ２の誘起電圧
の高調波成分が含まれていないので、角周波数ωおよび
回転位置θを正確に推定でき、第１の実施形態と同様の
効果を得ることができる。
【００５８】（その他の実施形態）なお、本発明は上記
した各実施形態に限定されるものではなく、以下のよう
な変形あるいは拡大が可能である。各実施形態では、回
転位置推定手段２３、４０を設けることにより回転位置
センサレスで回転位置θを得るように構成したが、レゾ
ルバやエンコーダなどの回転位置センサを用いて回転位
置θを得る場合であっても電流制御手段２２、３１の構
成、作用、効果は変わらない。各実施形態では誘起電圧
生成手段２４、３２を電流制御手段２２、３１の一部と
して説明したが、これら誘起電圧生成手段２４、３２を
回転位置推定手段２３、４０の一部と考えても良い。第
１、第２の各実施形態に対しても速度制御ループを付加
しても良い。
した各実施形態に限定されるものではなく、以下のよう
な変形あるいは拡大が可能である。各実施形態では、回
転位置推定手段２３、４０を設けることにより回転位置
センサレスで回転位置θを得るように構成したが、レゾ
ルバやエンコーダなどの回転位置センサを用いて回転位
置θを得る場合であっても電流制御手段２２、３１の構
成、作用、効果は変わらない。各実施形態では誘起電圧
生成手段２４、３２を電流制御手段２２、３１の一部と
して説明したが、これら誘起電圧生成手段２４、３２を
回転位置推定手段２３、４０の一部と考えても良い。第
１、第２の各実施形態に対しても速度制御ループを付加
しても良い。
【００５９】電流検出手段５、６からの混入するノイズ
を低減するため、例えば角周波数ω、回転位置θ、電流
Ｉｄ、Ｉｑ、電圧Ｘｄ、Ｘｑなどに対して処理周期に近
い遮断周波数を持つローパスフィルタを付加しても良
い。このローパスフィルタの付加は、本願発明の主旨に
反するものではない。モータ２の温度を検出するモータ
温度検出器を設け、誘起電圧生成手段２４、３２の演算
定数を温度補正すると良い。例えば、永久磁石２０の磁
束密度温度係数に従って、検出温度が高くなれば（８）
式、（９）式のＫ０、Ｋ１、Ｋ２を小さくする。これに
より、より正確な誘起電圧を生成できる。誘起電圧生成
手段２４、３２は、誘起電圧の基本波成分と高調波成分
とを生成しているが、誘起電圧の高調波成分のみ或いは
トルク変動に影響の大きい特定次数の高調波成分のみを
生成するようにしても良い。
を低減するため、例えば角周波数ω、回転位置θ、電流
Ｉｄ、Ｉｑ、電圧Ｘｄ、Ｘｑなどに対して処理周期に近
い遮断周波数を持つローパスフィルタを付加しても良
い。このローパスフィルタの付加は、本願発明の主旨に
反するものではない。モータ２の温度を検出するモータ
温度検出器を設け、誘起電圧生成手段２４、３２の演算
定数を温度補正すると良い。例えば、永久磁石２０の磁
束密度温度係数に従って、検出温度が高くなれば（８）
式、（９）式のＫ０、Ｋ１、Ｋ２を小さくする。これに
より、より正確な誘起電圧を生成できる。誘起電圧生成
手段２４、３２は、誘起電圧の基本波成分と高調波成分
とを生成しているが、誘起電圧の高調波成分のみ或いは
トルク変動に影響の大きい特定次数の高調波成分のみを
生成するようにしても良い。
【００６０】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
のベクトル制御インバータ装置は、永久磁石モータの誘
起電圧を生成する誘起電圧生成手段と、電流の偏差に応
じて定まる電圧に対し前記誘起電圧生成手段により生成
された誘起電圧を加算して出力電圧を決定する出力電圧
決定手段とを備えているので、出力電圧に含まれる高調
波成分と永久磁石モータの誘起電圧の高調波成分とが相
殺され、高調波成分に起因する電流変動が低減してモー
タ電流が正弦波形となり、発生トルクの変動や騒音が低
減する。
のベクトル制御インバータ装置は、永久磁石モータの誘
起電圧を生成する誘起電圧生成手段と、電流の偏差に応
じて定まる電圧に対し前記誘起電圧生成手段により生成
された誘起電圧を加算して出力電圧を決定する出力電圧
決定手段とを備えているので、出力電圧に含まれる高調
波成分と永久磁石モータの誘起電圧の高調波成分とが相
殺され、高調波成分に起因する電流変動が低減してモー
タ電流が正弦波形となり、発生トルクの変動や騒音が低
減する。
【００６１】また、電流偏差に応じて定まる電圧ならび
にｄ軸電流およびｑ軸電流に基づいて、少なくとも永久
磁石モータのｄ軸の誘起電圧誤差を求める誘起電圧推定
手段と、少なくともそのｄ軸誘起電圧誤差に基づいて回
転子の角周波数および回転位置を決定する角周波数・位
置決定手段とを備えているので、回転位置センサを用い
ることなく正確な回転位置を推定でき、推定誤差に伴う
モータ効率の低下を防止できる。
にｄ軸電流およびｑ軸電流に基づいて、少なくとも永久
磁石モータのｄ軸の誘起電圧誤差を求める誘起電圧推定
手段と、少なくともそのｄ軸誘起電圧誤差に基づいて回
転子の角周波数および回転位置を決定する角周波数・位
置決定手段とを備えているので、回転位置センサを用い
ることなく正確な回転位置を推定でき、推定誤差に伴う
モータ効率の低下を防止できる。
【図１】本発明の第１の実施形態であってベクトル制御
インバータ装置の電気的構成を機能ブロックにより示す
図
インバータ装置の電気的構成を機能ブロックにより示す
図
【図２】モータの回転位置に対する電圧の計算結果を示
す図
す図
【図３】モータ駆動時の電圧、電流、トルクの計算結果
を示す図
を示す図
【図４】モータの電圧ベクトルおよび電流ベクトルを示
す図
す図
【図５】本発明の第２の実施形態であってベクトル制御
インバータ装置の電流制御手段の電気的構成を機能ブロ
ックにより示す図
インバータ装置の電流制御手段の電気的構成を機能ブロ
ックにより示す図
【図６】本発明の第３の実施形態を示す図１相当図
【図７】従来技術を示す図１相当図
【図８】回転子の横断面図
【図９】図３相当図
２は永久磁石モータ、２１、３０、３９はベクトル制御
インバータ装置、２４、３２は誘起電圧生成手段、２
７、３７は出力電圧決定手段、２８、４４は誘起電圧推
定手段、２９、４５は角周波数決定手段である。
インバータ装置、２４、３２は誘起電圧生成手段、２
７、３７は出力電圧決定手段、２８、４４は誘起電圧推
定手段、２９、４５は角周波数決定手段である。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考）
Ｈ０２Ｐ 6/02 ３５１Ｇ
Ｆターム(参考） 5H560 BB04 BB12 DA14 DB14 DC12
EB01 EC01 RR01 XA02 XA04
XA12 XA13
5H576 BB04 DD02 DD07 EE01 EE11
GG03 GG04 HB01 JJ24 LL14
LL22 LL46
Claims (4)
- 【請求項１】 回転子に永久磁石を設けてなる永久磁石
モータの電流を磁界と平行なｄ軸電流とこれに直交する
ｑ軸電流とに分離してそれぞれ独立に制御するベクトル
制御インバータ装置において、 前記永久磁石モータの誘起電圧の少なくとも高調波成分
に対応して準備された誘起電圧データと前記回転子の角
周波数および回転位置とに基づいて、前記永久磁石モー
タのｄ軸誘起電圧とｑ軸誘起電圧とを生成する誘起電圧
生成手段と、 前記ｄ軸電流の偏差に応じて定まる電圧および前記ｑ軸
電流の偏差に応じて定まる電圧に対しそれぞれ前記誘起
電圧生成手段により生成されたｄ軸誘起電圧およびｑ軸
誘起電圧を加算してｄ軸出力電圧およびｑ軸出力電圧を
決定する出力電圧決定手段とを備えていることを特徴と
するベクトル制御インバータ装置。 - 【請求項２】 回転子に永久磁石を設けてなる三相の永
久磁石モータの電流を磁界と平行なｄ軸電流とこれに直
交するｑ軸電流とに分離してそれぞれ独立に制御するベ
クトル制御インバータ装置において、 前記永久磁石モータの誘起電圧の少なくとも高調波成分
に対応して準備された誘起電圧データと前記回転子の角
周波数および回転位置とに基づいて、前記永久磁石モー
タの三相の誘起電圧を生成する誘起電圧生成手段と、 前記ｄ軸電流の偏差に応じて定まる電圧および前記ｑ軸
電流の偏差に応じて定まる電圧を三相変換して得られる
各相の電圧に対しそれぞれ前記誘起電圧生成手段により
生成された三相の誘起電圧を加算して三相の出力電圧を
決定する出力電圧決定手段とを備えていることを特徴と
するベクトル制御インバータ装置。 - 【請求項３】 前記ｄ軸電流の偏差に応じて定まる電圧
およびｄ軸電流とｑ軸電流に基づいて少なくとも前記永
久磁石モータのｄ軸の誘起電圧誤差を求める誘起電圧推
定手段と、 少なくとも前記ｄ軸誘起電圧誤差に基づいて前記回転子
の角周波数および回転位置を決定する角周波数・位置決
定手段とを備えていることを特徴とする請求項１または
２記載のベクトル制御インバータ装置。 - 【請求項４】 前記誘起電圧推定手段は、前記ｄ軸誘起
電圧誤差に加えて、前記ｑ軸電流の偏差に応じて定まる
電圧およびｄ軸電流とｑ軸電流に基づいてｑ軸誘起電圧
誤差を求めるように構成され、 前記角周波数・位置決定手段は、前記ｄ軸誘起電圧誤差
と前記ｑ軸誘起電圧誤差とに基づいて前記回転子の角周
波数および回転位置を決定するように構成されているこ
とを特徴とする請求項３記載のベクトル制御インバータ
装置。
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|---|---|---|---|
| JP2001400313A JP4154149B2 (ja) | 2001-12-28 | 2001-12-28 | ベクトル制御インバータ装置 |
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|---|---|---|---|
| JP2001400313A JP4154149B2 (ja) | 2001-12-28 | 2001-12-28 | ベクトル制御インバータ装置 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003199390A true JP2003199390A (ja) | 2003-07-11 |
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|---|---|---|---|---|
| WO2005035333A1 (ja) * | 2003-10-07 | 2005-04-21 | Jtekt Corporation | 電動パワーステアリング装置 |
| WO2007119755A1 (ja) * | 2006-04-11 | 2007-10-25 | Nsk Ltd. | モータ制御装置及びこれを使用した電動パワーステアリング装置 |
| JP2008219966A (ja) * | 2007-02-28 | 2008-09-18 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | 永久磁石モータ制御装置 |
| JP2009017676A (ja) * | 2007-07-04 | 2009-01-22 | Aisin Seiki Co Ltd | 同期モータの制御装置及び制御方法 |
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| US20090267546A1 (en) * | 2008-04-23 | 2009-10-29 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Motor control device, motor drive system, washing machine, air conditioner and method of changing magnetization amount of permanent magnet motor |
| JP2010259323A (ja) * | 2009-04-21 | 2010-11-11 | Schneider Toshiba Inverter Europe Sas | モータの磁束ベクトルの位置を決定するための方法 |
| KR101445201B1 (ko) | 2012-06-06 | 2014-09-29 | 히타치 어플라이언스 가부시키가이샤 | 모터 제어 장치, 및 그것을 이용한 공기 조화기 |
| EP2953242A1 (en) * | 2014-06-02 | 2015-12-09 | Kone Corporation | Axial flux permanent magnet motor condition monitoring |
| JP2017046407A (ja) * | 2015-08-25 | 2017-03-02 | 株式会社東芝 | 回転位置検出装置，空気調和機及び回転位置検出方法 |
| CN112751514A (zh) * | 2020-12-28 | 2021-05-04 | 广东美芝制冷设备有限公司 | 电机的控制方法、装置、压缩机和制冷设备 |
| WO2023276181A1 (ja) | 2021-06-29 | 2023-01-05 | 株式会社日立産機システム | 電力変換装置 |
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|---|---|---|---|---|
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-
2001
- 2001-12-28 JP JP2001400313A patent/JP4154149B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| WO2007119755A1 (ja) * | 2006-04-11 | 2007-10-25 | Nsk Ltd. | モータ制御装置及びこれを使用した電動パワーステアリング装置 |
| JP2012029559A (ja) * | 2006-04-11 | 2012-02-09 | Nsk Ltd | モータ制御装置及びこれを使用した電動パワーステアリング装置 |
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| JP2009017676A (ja) * | 2007-07-04 | 2009-01-22 | Aisin Seiki Co Ltd | 同期モータの制御装置及び制御方法 |
| US20090267546A1 (en) * | 2008-04-23 | 2009-10-29 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Motor control device, motor drive system, washing machine, air conditioner and method of changing magnetization amount of permanent magnet motor |
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| KR101445201B1 (ko) | 2012-06-06 | 2014-09-29 | 히타치 어플라이언스 가부시키가이샤 | 모터 제어 장치, 및 그것을 이용한 공기 조화기 |
| EP2953242A1 (en) * | 2014-06-02 | 2015-12-09 | Kone Corporation | Axial flux permanent magnet motor condition monitoring |
| CN105227026A (zh) * | 2014-06-02 | 2016-01-06 | 通力股份公司 | 轴向通量永磁电机状态监测 |
| JP2017046407A (ja) * | 2015-08-25 | 2017-03-02 | 株式会社東芝 | 回転位置検出装置，空気調和機及び回転位置検出方法 |
| CN112751514A (zh) * | 2020-12-28 | 2021-05-04 | 广东美芝制冷设备有限公司 | 电机的控制方法、装置、压缩机和制冷设备 |
| WO2023276181A1 (ja) | 2021-06-29 | 2023-01-05 | 株式会社日立産機システム | 電力変換装置 |
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