JP2003079154A - Electric railway power synchronizing signal detector - Google Patents
Electric railway power synchronizing signal detectorInfo
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、単相交流架線から
き電する電鉄（電気鉄道）用コンバータを制御するため
の電源同期信号を生成する電鉄用電源同期信号検出装置
に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a power supply synchronizing signal detecting device for electric railways, which generates a power supply synchronizing signal for controlling a converter for electric railways (electric railways) fed from a single-phase AC overhead line.
【０００２】[0002]
【従来の技術】単相交流架線からき電する交流電気車の
主回路構成として、図５に示されたものが知られてい
る。同図において、パンタグラフ１に主変圧器２の１次
巻線２１の一端が接続され、この１次巻線２１の他端が
車輪３に接続されている。主変圧器２の２次巻線２２に
はPWMコンバータ４が接続され、このPWMコンバータ４は
２次巻線２２に誘起された単相交流電圧を直流電圧に変
換する。PWMコンバータ４の直流電圧の出力端にフィル
タコンデンサ５が接続されると共に、ＶＶＶＦインバー
タ６の入力端が接続されている。VVVFインバータ６の出
力端に電動機７が接続されている。VVVFインバータ６は
フィルタコンデンサ５によって交流分が除去された直流
電圧をVVVF（可変電圧可変周波数）の交流電圧に変換し
て電動機７に供給する。2. Description of the Related Art As a main circuit configuration of an AC electric vehicle that feeds power from a single-phase AC overhead line, the one shown in FIG. 5 is known. In the figure, one end of a primary winding 21 of a main transformer 2 is connected to a pantograph 1, and the other end of the primary winding 21 is connected to a wheel 3. The PWM converter 4 is connected to the secondary winding 22 of the main transformer 2, and the PWM converter 4 converts the single-phase AC voltage induced in the secondary winding 22 into a DC voltage. The filter capacitor 5 is connected to the output end of the DC voltage of the PWM converter 4, and the input end of the VVVF inverter 6 is connected to it. The electric motor 7 is connected to the output terminal of the VVVF inverter 6. The VVVF inverter 6 converts the DC voltage from which the AC component is removed by the filter capacitor 5 into an AC voltage of VVVF (variable voltage variable frequency) and supplies it to the electric motor 7.
【０００３】また、主変圧器２は２次側電圧を検出する
ための３次巻線２３を備えており、この３次巻線２３に
は、リアクトル、コンデンサ、抵抗で構成されるアナロ
グフィルタ８が結合され、３次巻線２３に発生する交流
電圧から基本波電圧成分を主に抽出し、電圧成分信号Fo
utを出力するようになっている。このアナログフィルタ
８にはゼロクロス検知回路９が接続され、このゼロクロ
ス検知回路９は抽出された電圧成分信号Foutよりゼロク
ロスを検出し、次式に示す電源同期信号FlgZEROを出力
してコンバータ制御部１０に供給する。Further, the main transformer 2 is provided with a tertiary winding 23 for detecting the secondary side voltage, and the tertiary winding 23 has an analog filter 8 composed of a reactor, a capacitor and a resistor. Are coupled to each other, the fundamental wave voltage component is mainly extracted from the AC voltage generated in the tertiary winding 23, and the voltage component signal Fo
It is designed to output ut. A zero-cross detection circuit 9 is connected to the analog filter 8, and the zero-cross detection circuit 9 detects a zero-cross from the extracted voltage component signal Fout and outputs a power supply synchronization signal FlgZERO shown in the following equation to the converter control unit 10. Supply.
【０００４】[0004]
【数１】
コンバータ制御部１０は電源同期信号FlgZEROに基づい
て、電源電圧位相を生成し、さらに、この電源電圧位相
に基づき所望の２次交流電流が流れるように、PWMコン
バータ４を構成するスイッチング素子を駆動するもので
ある。[Equation 1] The converter control unit 10 generates a power supply voltage phase based on the power supply synchronization signal FlgZERO, and further drives a switching element forming the PWM converter 4 so that a desired secondary alternating current flows based on this power supply voltage phase. It is a thing.
【０００５】ここまで説明した装置全体を、本明細書で
は駆動制御装置と呼び、主変圧器２の３次巻線２３に誘
起された電圧から電源同期信号FlgZEROを生成する部分
を電鉄用電源同期信号検出装置と呼ぶこととする。The entire apparatus described up to this point is referred to as a drive control apparatus in the present specification, and a portion for generating a power supply synchronization signal FlgZERO from a voltage induced in the tertiary winding 23 of the main transformer 2 is a power supply synchronization for electric railway. It is called a signal detection device.
【０００６】１編成の電車には、複数台の車両に上述し
た駆動制御装置が組み込まれている場合がある。この場
合、各駆動制御装置は、それぞれの電鉄用電源同期信号
検出装置が生成した電源同期信号FlgZEROに基づき、各
々のPWMコンバータ４を独立に制御する構成になってい
る。[0006] In one train, there are cases where the drive control device described above is incorporated in a plurality of vehicles. In this case, each drive control device is configured to independently control each PWM converter 4 based on the power supply synchronization signal FlgZERO generated by each power supply synchronization signal detection device for electric railway.
【０００７】[0007]
【発明が解決しようとする課題】上述した駆動制御装置
を構成するPWMコンバータ４は、搬送波と変調波とが同
期した同期式PWM制御を行うが、PWM変調を行う際の搬送
波の位相を、複数の駆動制御装置間で、故意にずらした
設定とすることにより、PWM変調を行う際に発生する高
調波を低減している。ここに高調波とは、架線に流れる
基本波以外の電流成分を指し、特に、帰線高調波と呼ば
れる。帰線高調波の特定周波数成分は、各種信号機器制
御のために使用されている。このため、PWMコンバータ
４が基本波成分に影響を与えると、信号機器が誤動作す
る虞れがある。The PWM converter 4 constituting the drive control device described above performs synchronous PWM control in which a carrier wave and a modulated wave are synchronized. By intentionally shifting the settings between the drive control devices, the harmonics generated during PWM modulation are reduced. Here, the harmonic refers to a current component other than the fundamental wave that flows in the overhead line, and is particularly called a return harmonic. The specific frequency component of the retrace harmonic is used for controlling various signal devices. Therefore, if the PWM converter 4 affects the fundamental wave component, the signal device may malfunction.
【０００８】図５に示した従来の電鉄用電源同期信号検
出装置では、電源電圧の基本波成分の抽出を目的とする
アナログフィルタ８は、アナログフィルタ回路を構成す
る受動素子の定数に依存する特性があるため、入力とな
る電源電圧の周波数の変化や、電源電圧に重畳した基本
波以外の外乱成分の影響、アナログフィルタ回路に使用
される部品の温度特性、素子定数のばらつき、素子の経
年特性変化等により、設計時に考えていた周波数特性と
は異なった特性となる。すなわち、電源電圧の基本波と
電源同期信号FlgZEROとの間に位相ずれが生じると共
に、複数の電鉄用電源同期信号検出装置間の位相ずれは
一様にはならない。In the conventional electric power source synchronizing signal detecting device for electric railway shown in FIG. 5, the analog filter 8 for the purpose of extracting the fundamental wave component of the power source voltage has a characteristic which depends on the constant of the passive element constituting the analog filter circuit. Therefore, changes in the frequency of the input power supply voltage, effects of disturbance components other than the fundamental wave superimposed on the power supply voltage, temperature characteristics of components used in analog filter circuits, element constant variations, element aging characteristics Due to a change or the like, the frequency characteristic is different from the frequency characteristic considered at the time of design. That is, a phase shift occurs between the fundamental wave of the power supply voltage and the power supply synchronization signal FlgZERO, and the phase shift between the plurality of electric power supply synchronization signal detection devices for electric railway is not uniform.
【０００９】このため、各駆動制御装置間ごとの電源同
期信号間に位相差を生じ、当初考えていた高調波低減の
ための位相差運転が崩れ、信号系で使用する周波数域の
高調波が発生するという問題があった。近年のIGBT（絶
縁ゲートバイポーラトランジスタ）等のスイッチング素
子のスイッチング周波数の増加により、従来以上の位相
管理精度の向上が求められていた。For this reason, a phase difference is generated between the power supply synchronizing signals of the respective drive control devices, and the phase difference operation for reducing harmonics originally thought of is broken, and the harmonics in the frequency range used in the signal system are disturbed. There was a problem that it occurred. Due to the increase in switching frequency of switching elements such as IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) in recent years, there has been a demand for higher phase management accuracy than ever before.
【００１０】本発明は、上記の問題点を解決するために
なされたもので、その目的は、素子の経年変化や装置の
個体差の影響を受け難くして、長期間に亘って均一な同
期精度がえられる電鉄用電源同期信号検出装置を提供す
るにある。The present invention has been made in order to solve the above problems, and its purpose is to make it difficult to be influenced by the secular change of the element or the individual difference of the device, and to perform the uniform synchronization for a long period of time. (EN) It is possible to provide a power supply synchronization signal detection device for electric railways that can obtain accuracy.
【００１１】本発明の他の目的は、電源電圧周波数の微
小な変化や、電源に重畳した基本波以外の外乱高調波が
存在する状態においても、電源電圧基本波に対して同期
し、かつ、位相差の小さい電源同期信号を得ることがで
きる電鉄用電源同期信号検出装置を提供するにある。Another object of the present invention is to synchronize with the power supply voltage fundamental wave even in the presence of minute changes in the power supply voltage frequency and disturbance harmonics other than the fundamental wave superimposed on the power supply, and It is an object of the present invention to provide a power supply synchronization signal detection device for electric railway that can obtain a power supply synchronization signal with a small phase difference.
【００１２】[0012]
【課題を解決するための手段】請求項１に係る発明は、
単相交流架線の電源電圧が印加される変圧器の電圧に基
づいて、電源電圧の基本波に同期した電源同期信号を生
成する電鉄用電源同期信号検出装置において、変圧器に
印加される電圧を直接又は間接に検出する電圧検出手段
と、電圧検出手段によって検出された電圧をデジタル量
に変換するアナログデジタル変換器手段と、アナログデ
ジタル変換手段によって変換されたデジタル量を入力
し、デジタル処理によって電源電圧の基本波に同期した
電源同期信号を生成する電源同期信号生成手段と、を備
えたことを特徴とする。The invention according to claim 1 is
Based on the voltage of the transformer to which the power supply voltage of the single-phase AC overhead wire is applied, the voltage applied to the transformer in the power supply sync signal detection device for electric railway that generates the power supply sync signal synchronized with the fundamental wave of the power supply voltage. Voltage detection means for directly or indirectly detecting, analog-to-digital converter means for converting the voltage detected by the voltage detection means into a digital quantity, and digital quantity converted by the analog-to-digital conversion means are input, and power is supplied by digital processing. And a power supply synchronization signal generating means for generating a power supply synchronization signal synchronized with the fundamental wave of the voltage.
【００１３】請求項２に係る発明は、請求項１に記載の
電鉄用電源同期信号検出装置において、電源同期信号生
成手段は、電源電圧位相の推定値を入力として、電源電
圧位相の推定値の余弦を演算する余弦演算手段と、アナ
ログデジタル変換手段の出力と余弦演算手段の出力とを
乗算する乗算手段と、乗算手段の出力に基づいて、電源
電圧の周波数を推定する電源周波数推定手段と、電源周
波数推定手段による周波数の推定値を積分し、電源電圧
位相の推定値を出力する積分手段と、積分手段から出力
された電源電圧位相の推定値に基づいて電源同期信号を
生成するゼロクロス検出手段と、を備えたことを特徴と
する。According to a second aspect of the present invention, in the electric power source synchronizing signal detecting device for electric railway according to the first aspect, the power source synchronizing signal generating means receives the estimated value of the power source voltage phase as an input, and outputs the estimated value of the power source voltage phase. A cosine calculating means for calculating a cosine, a multiplying means for multiplying an output of the analog-digital converting means and an output of the cosine calculating means, and a power supply frequency estimating means for estimating a frequency of the power supply voltage based on the output of the multiplying means, Integrating means for integrating the estimated value of the frequency by the power supply frequency estimating means and outputting the estimated value of the power supply voltage phase, and zero-cross detection means for generating a power supply synchronizing signal based on the estimated value of the power supply voltage phase output from the integrating means. And are provided.
【００１４】請求項３に係る発明は、請求項２に記載の
電鉄用電源同期信号検出装置において、アナログデジタ
ル変換手段と、乗算手段との間に、電源電圧の基本波成
分の近傍の周波数成分のみを抽出するバンドパスフィル
タを接続したことを特徴とする。According to a third aspect of the present invention, in the electric power source synchronizing signal detecting apparatus for electric railway according to the second aspect, a frequency component near the fundamental wave component of the power source voltage is provided between the analog-digital converting means and the multiplying means. It is characterized in that a band-pass filter for extracting only is connected.
【００１５】請求項４に係る発明は、請求項３に記載の
電鉄用電源同期信号検出装置において、バンドパスフィ
ルタは、電源周波数推定手段の出力に応じて、固有周波
数を変換する手段を備えたことを特徴とする。According to a fourth aspect of the present invention, in the electric power source synchronizing signal detecting device for electric railway according to the third aspect, the bandpass filter includes means for converting the natural frequency according to the output of the power source frequency estimating means. It is characterized by
【００１６】請求項５に係る発明は、請求項２に記載の
電鉄用電源同期信号検出装置において、乗算手段と電源
周波数推定手段との間に、入力に対する移動平均処理を
実行する移動平均処理手段を接続したことを特徴とす
る。According to a fifth aspect of the present invention, in the electric power source synchronizing signal detecting device for electric railway according to the second aspect, a moving average processing means for executing a moving average processing for an input is provided between the multiplying means and the power source frequency estimating means. It is characterized by connecting.
【００１７】請求項６に係る発明は、請求項２に記載の
電鉄用電源同期信号検出装置において、電源同期信号生
成手段の制御割り込み周期が、電源周波数推定手段で推
定された電源電圧周波数の整数分の一になるように設定
する制御割り込み演算手段を備えたことを特徴とする。According to a sixth aspect of the present invention, in the electric power source synchronization signal detecting apparatus for electric railway according to the second aspect, the control interrupt period of the power source synchronization signal generating means is an integer of the power source voltage frequency estimated by the power source frequency estimating means. It is characterized in that it is provided with a control interrupt calculation means for setting so as to be divided by one.
【００１８】請求項７に係る発明は、請求項２に記載の
電鉄用電源同期信号検出装置において、積分手段及びゼ
ロクロス検出手段を論理回路で構成したことを特徴とす
る。According to a seventh aspect of the present invention, in the electric power source synchronizing signal detecting device for electric railway according to the second aspect, the integrating means and the zero-cross detecting means are constituted by a logic circuit.
【００１９】請求項８に係る発明は、請求項１に記載の
電鉄用電源同期信号検出装置において、電源同期信号生
成手段は、電源電圧位相の推定値を入力として、電源電
圧位相の推定値の余弦を演算する余弦演算手段と、アナ
ログデジタル変換手段の出力と余弦演算手段の出力とを
乗算する乗算手段と、乗算手段の出力に基づいて、電源
電圧の周波数を推定する電源周波数推定手段と、電源周
波数推定手段による周波数の推定値を積分し、電源電圧
位相の推定値を出力する積分手段と、アナログデジタル
変換手段の出力を入力し、電源電圧の基本波成分の近傍
の周波数成分のみを抽出するバンドパスフィルタと、電
源周波数推定手段の出力に応じて、バンドパスフィルタ
の固有周波数を変換する手段と、バンドパスフィルタの
出力に基づいて、電源同期信号を生成するゼロクロス検
出手段と、を備えたことを特徴とする。According to an eighth aspect of the present invention, in the electric power source synchronizing signal detecting device for electric railway according to the first aspect, the power source synchronizing signal generating means receives the estimated value of the power source voltage phase as an input, and outputs the estimated value of the power source voltage phase. A cosine calculating means for calculating a cosine, a multiplying means for multiplying an output of the analog-digital converting means and an output of the cosine calculating means, and a power supply frequency estimating means for estimating a frequency of the power supply voltage based on the output of the multiplying means, Integrate the estimated value of the frequency by the power supply frequency estimation means and output the estimated value of the power supply voltage phase and the output of the analog-digital conversion means, and extract only the frequency components near the fundamental wave component of the power supply voltage. According to the output of the band pass filter and the power supply frequency estimating means, based on the output of the band pass filter, means for converting the natural frequency of the band pass filter, A zero-cross detecting means for generating a source synchronization signal, and further comprising a.
【００２０】[0020]
【発明の実施の形態】以下、本発明を図面に示す好適な
実施形態に基づいて詳細に説明する。図１は本発明に係
る電鉄用電源同期信号検出装置の第１の実施形態の構成
を示すブロック図である。ここでは、主変圧器２を構成
する３次巻線２３の出力電圧を検出する電圧検出器１１
が設けられている。この電圧検出器１１にアナログデジ
タル変換器１２が接続され、このアナログデジタル変換
器１２の出力信号が高速デジタル演算プロセッサ３０に
入力され、この高速デジタル演算プロセッサ３０におい
て電源同期信号FlgZEROが生成される構成になってい
る。そして、この高速デジタル演算プロセッサ３０に対
して制御割り込み演算部４０が付帯的に設けられてい
る。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION The present invention will now be described in detail based on the preferred embodiments shown in the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a first embodiment of a power supply synchronizing signal detecting device for electric railway according to the present invention. Here, the voltage detector 11 that detects the output voltage of the tertiary winding 23 that constitutes the main transformer 2
Is provided. An analog-digital converter 12 is connected to the voltage detector 11, an output signal of the analog-digital converter 12 is input to the high-speed digital arithmetic processor 30, and a power supply synchronization signal FlgZERO is generated in the high-speed digital arithmetic processor 30. It has become. A control interrupt calculator 40 is additionally provided to the high-speed digital processor 30.
【００２１】このうち、高速デジタル演算プロセッサ３
０は、バンドパスフィルタ３１と、このバンドパスフィ
ルタ３１の出力に余弦演算部３８の出力とを乗算する乗
算器３２と、この乗算器３２の出力に対して移動平均処
理を施して電源電圧周波数誤差を求める移動平均処理部
３３と、電源電圧周波数誤差から電源周波数を推定する
電源周波数推定部３４と、積分部３６及びゼロクロス検
出部３７を含み、推定された電源周波数から電源同期信
号FlgZEROを出力する高速処理演算部３５と、積分部３
６の出力に余弦演算を施してその出力を乗算器３２に加
える余弦演算部３８とで構成されている。Of these, the high-speed digital arithmetic processor 3
0 is a band-pass filter 31, a multiplier 32 that multiplies the output of the band-pass filter 31 by the output of the cosine calculator 38, and a moving average process is performed on the output of the multiplier 32 to determine the power supply voltage frequency. Includes a moving average processing unit 33 for obtaining an error, a power supply frequency estimation unit 34 for estimating the power supply frequency from a power supply voltage frequency error, an integration unit 36 and a zero-cross detection unit 37, and outputs a power supply synchronization signal FlgZERO from the estimated power supply frequency. High-speed processing calculation unit 35 and integration unit 3
6 and the cosine calculation unit 38 which adds the output to the multiplier 32.
【００２２】また、制御割り込み演算部４０は、電源周
波数推定部３４の周波数推定値によって割り込み周期を
演算する制御割り込み周期演算部４１と、演算された割
り込み周期毎に制御割り込み信号を高速デジタル演算プ
ロセッサ３０に入力する制御割り込み発生部４２とで構
成されている。Further, the control interrupt calculating section 40 includes a control interrupt cycle calculating section 41 for calculating an interrupt cycle based on the frequency estimation value of the power source frequency estimating section 34, and a high-speed digital calculating processor for the control interrupt signal for each calculated interrupt cycle. It is composed of a control interrupt generation unit 42 which is input to 30.
【００２３】次に、上記のように構成された第１の実施
形態の各構成要素の機能を説明し、続いて全体的な動作
を説明する。Next, the function of each component of the first embodiment configured as described above will be described, and then the overall operation will be described.
【００２４】主変圧器２の３次巻線２３に誘起される３
次電圧VACが電圧検出器１１によって検出され、アナロ
グデジタル変換器１２によってデジタル信号に変換され
て高速デジタル演算プロセッサ３０に加えられる。3 induced in the tertiary winding 23 of the main transformer 2
The next voltage V AC is detected by the voltage detector 11, converted into a digital signal by the analog-digital converter 12, and applied to the high-speed digital arithmetic processor 30.
【００２５】高速デジタル演算プロセッサ３０において
は、先ず、入力信号をバンドパスフィルタ３１に加え
る。この場合、バンドパスフィルタ３１は次式に示す伝
達関数G(s)を有している。In the high speed digital arithmetic processor 30, first, the input signal is applied to the band pass filter 31. In this case, the bandpass filter 31 has the transfer function G (s) shown in the following equation.
【００２６】[0026]
【数２】
ここで、Fはバンドパスフィルタ３１の固有周波数［rad
/s］であり、このバンドパスフィルタ３１が通過させる
周波数成分の中心周波数を表す。この固有周波数Fを変
えることによって、図２（ａ），（ｂ）に示すようにゲ
イン特性及び位相特性を変化させることができる。
（２）式で定義されたフィルタの場合、入力された電圧
成分のうち、F［rad/s］成分のゲインが１となり、その
周囲の周波数成分は減衰する１未満のゲインをとる。
（２）式中のQ値は、減衰の度合を示すパラメータであ
り、Q値を大きくすることによって減衰の度合は大きく
なる。[Equation 2] Where F is the natural frequency of the bandpass filter 31 [rad
/ s], which represents the center frequency of the frequency component passed by the bandpass filter 31. By changing the natural frequency F, the gain characteristic and the phase characteristic can be changed as shown in FIGS.
In the case of the filter defined by the equation (2), the gain of the F [rad / s] component of the input voltage component is 1, and the frequency components around it have a gain of less than 1 that attenuates.
The Q value in the equation (2) is a parameter indicating the degree of attenuation, and increasing the Q value increases the degree of attenuation.
【００２７】バンドパスフィルタ３１の位相特性は、入
力された周波数成分のうち、F［rad/s］成分の位相差
で、０［deg］である。入力電圧の周波数がF［rad/s］
より小さい場合、位相差は進み方向となり、入力電圧の
周波数がF［rad/s］より大きい場合、位相差は遅れ方向
となる。固有周波数F［rad/s］より離れるに従って、こ
の位相差の絶対値は大きくなり、最大で進み９０度、あ
るいは遅れ９０度までの範囲をとる。Q値が大きいほ
ど、固有周波数と入力周波数成分の周波数差に対する位
相差の絶対値は大きくなる。The phase characteristic of the bandpass filter 31 is 0 [deg], which is the phase difference of the F [rad / s] component among the input frequency components. The frequency of the input voltage is F [rad / s]
When it is smaller, the phase difference is in the forward direction, and when the frequency of the input voltage is larger than F [rad / s], the phase difference is in the late direction. The absolute value of this phase difference increases as the distance from the natural frequency F [rad / s] increases, and the range is up to 90 degrees in advance or 90 degrees in delay. The larger the Q value, the larger the absolute value of the phase difference with respect to the frequency difference between the natural frequency and the input frequency component.
【００２８】バンドパスフィルタ３１は、デジタル処理
されるため、（２）式の連続系を離散化することによっ
て実現される。離散化の手法は広く知られているため、
ここではその詳細な説明を省略する。乗算器３２では、
バンドパスフィルタ３１の出力と余弦演算部３８の出力
とを乗算して出力する。移動平均処理部３３は、乗算器
３２の出力を入力として、次式のような移動平均処理を
施し、電源電圧周波数誤差ΔFsを出力する。Since the bandpass filter 31 is digitally processed, it is realized by discretizing the continuous system of equation (2). Since the method of discretization is widely known,
Here, the detailed description is omitted. In the multiplier 32,
The output of the bandpass filter 31 and the output of the cosine calculator 38 are multiplied and output. The moving average processing unit 33 receives the output of the multiplier 32 as input, performs moving average processing as shown in the following equation, and outputs a power supply voltage frequency error ΔFs.
【００２９】[0029]
【数３】
ここで、x(0)は現処理時点での入力値であり、x(1)は１
回前の処理時点での入力値を示す。同様に、x(n)はｎ回
前の処理時点での入力値を表すものである。Nは過去い
くつかの制御期間に亘り、移動平均を施すかという値で
ある。電源電圧基本波の一周期間で行う制御割り込み回
数をNcと定義すれば、N=(Nc/2)×n（≧１の整数）と設
定する。これは、すなわち、乗算器３２の出力を電源電
圧周波数推定値から算定した電源電圧半周期の整数倍の
区間分の移動平均処理を行うことである。[Equation 3] Where x (0) is the input value at the time of the current processing and x (1) is 1
Indicates the input value at the time of processing before the number of times. Similarly, x (n) represents an input value at the time of processing n times before. N is a value indicating whether a moving average is applied over the past several control periods. If Nc is defined as the number of control interrupts performed during one cycle of the power supply voltage fundamental wave, N = (Nc / 2) × n (an integer of ≧ 1) is set. This means that the output of the multiplier 32 is subjected to a moving average process for a section that is an integral multiple of the power supply voltage half cycle calculated from the power supply voltage frequency estimated value.
【００３０】電源周波数推定部３４では、移動平均処理
部３３の出力である電源電圧周波数誤差ΔFsに応じて、
次式のように電源周波数推定値Fsh［rad/s］を調整す
る。電源周波数推定部３４は、デジタル処理されるた
め、（４）式の連続系を離散化することによって実現で
きる。In the power supply frequency estimation unit 34, according to the power supply voltage frequency error ΔFs output from the moving average processing unit 33,
Adjust the power supply frequency estimated value Fsh [rad / s] as follows. Since the power supply frequency estimation unit 34 is digitally processed, it can be realized by discretizing the continuous system of Expression (4).
【００３１】[0031]
【数４】
積分部３６には電源周波数推定値Fsh［rad/s］が入力さ
れ、次式のように積分する。積分部３６の出力は、電源
電圧基本波位相の推定値θsh［rad］となる。積分部３
６はデジタル処理されるため、（５）式の連続系を離散
化することによって実現できる。[Equation 4] The power supply frequency estimated value Fsh [rad / s] is input to the integrator 36 and integrated as the following equation. The output of the integrator 36 becomes the estimated value θsh [rad] of the power supply voltage fundamental wave phase. Integrator 3
Since 6 is digitally processed, it can be realized by discretizing the continuous system of equation (5).
【００３２】[0032]
【数５】
ただし、θsh［rad］がπを超える場合には、次式の演
算を施し、θshの取り得る範囲を−π＜θsh≦πとす
る。
θsh＝θsh−２・π （６）
余弦演算部３８では、電源電圧位相推定値θshを入力
し、次式の余弦演算を施して余弦値値Ucを出力して、乗
算器３２に加えるものである。
Uc＝cos（θsh） （７）
ゼロクロス検出部３７は、電源電圧位相推定値θshを入
力とし、次式により電源同期信号FlgZEROを出力する。[Equation 5] However, when θsh [rad] exceeds π, the following equation is calculated, and the possible range of θsh is −π <θsh ≦ π. θsh = θsh−2 · π (6) The cosine calculator 38 inputs the power supply voltage phase estimated value θsh, performs the cosine calculation of the following equation, outputs the cosine value Uc, and adds it to the multiplier 32. is there. Uc = cos (θsh) (7) The zero-cross detection unit 37 receives the power supply voltage phase estimated value θsh as an input and outputs a power supply synchronization signal FlgZERO by the following equation.
【００３３】[0033]
【数６】
次に、制御割り込み演算部４０の制御割り込み周期につ
いて説明する。高速デジタル演算プロセッサ３０を構成
する要素のうち、少なくともバンドパスフィルタ３１、
乗算器３２、移動平均処理部３３、電源周波数推定部３
４及び余弦演算部３８は、制御割り込み演算部４０の出
力である制御割り込み信号INT に応じて処理を行うもの
である。[Equation 6] Next, the control interrupt cycle of the control interrupt calculator 40 will be described. At least the band pass filter 31, among the elements constituting the high-speed digital arithmetic processor 30,
Multiplier 32, moving average processing unit 33, power supply frequency estimation unit 3
4 and the cosine calculator 38 perform processing according to the control interrupt signal INT output from the control interrupt calculator 40.
【００３４】制御割り込み演算部４０には、電源周波数
推定部３４の出力である電源電圧基本波の周波数推定値
Fsh［rad/s］が入力される。そこで、制御割り込み周期
演算部４１では次式により制御割り込み周期Tc［s］を
演算する。The control interrupt calculation unit 40 includes a frequency estimation value of the power supply voltage fundamental wave output from the power supply frequency estimation unit 34.
Fsh [rad / s] is input. Therefore, the control interrupt cycle calculator 41 calculates the control interrupt cycle Tc [s] by the following equation.
【００３５】[0035]
【数７】
ここで、Ncは電源電圧基本波の１周期間で行う制御割り
込み処理の回数を表すもので、Nc＞０の整数として与え
る。制御割り込み発生部４２では、制御割り込み周期Tc
毎に、制御割り込み信号INTを出力する。[Equation 7] Here, Nc represents the number of control interrupt processes performed in one cycle of the power supply voltage fundamental wave, and is given as an integer of Nc> 0. In the control interrupt generation unit 42, the control interrupt cycle Tc
The control interrupt signal INT is output every time.
【００３６】また、積分部３６及びゼロクロス検出部３
７は、制御割り込みで処理するのではなく、論理回路で
構成し、高速に処理するものである。In addition, the integration section 36 and the zero-cross detection section 3
Reference numeral 7 does not process by a control interrupt, but is constituted by a logic circuit and processes at high speed.
【００３７】次に、図１に示した第１の実施形態の全体
的な動作を説明することとする。アナログデジタル変換
器１２に入力された電源電圧相当の３次（３次巻線）電
圧は、バンドパスフィルタ３１に入力され、ここで基本
波成分のみが抽出される。従って、電源電圧に重畳した
基本波以外の影響を低減することができる。バンドパス
フィルタ３１で抽出された基本波成分は、電源電圧位相
推定値θshの余弦と乗算される。ここで、乗算器３２の
出力に含まれる周波数成分を説明する。Next, the overall operation of the first embodiment shown in FIG. 1 will be described. The tertiary (tertiary winding) voltage corresponding to the power supply voltage input to the analog-digital converter 12 is input to the bandpass filter 31, where only the fundamental wave component is extracted. Therefore, it is possible to reduce influences other than the fundamental wave superimposed on the power supply voltage. The fundamental wave component extracted by the bandpass filter 31 is multiplied by the cosine of the power supply voltage phase estimated value θsh. Here, the frequency component included in the output of the multiplier 32 will be described.
【００３８】例えば、乗算器３２に加えられるバンドパ
スフィルタ３１の出力をy1とし、余弦演算部３８の出力
をy2とする。ただし、y1は簡単のため、その振幅は１で
あると仮定すると、y1、y2は次式によって表される。For example, the output of the bandpass filter 31 added to the multiplier 32 is y1, and the output of the cosine calculator 38 is y2. However, since y1 is simple, assuming that its amplitude is 1, y1 and y2 are expressed by the following equations.
【００３９】[0039]
【数８】 ここで、 ω１：電源電圧基本波角周波数［rad/s] ψ１：電源電圧基本波位相初期値［rad] ω２：電源電圧周波数推定値［rad/s] ψ２：電源電圧位相推定値の初期値［rad] である。[Equation 8] Here, ω1: power supply voltage fundamental frequency [rad / s] ψ1: power supply voltage fundamental wave phase initial value [rad] ω2: power supply voltage frequency estimated value [rad / s] ψ2: power supply voltage phase estimated value [Rad].
【００４０】乗算器３２の出力をy3とすれば、y3は次式
で表される。Assuming that the output of the multiplier 32 is y3, y3 is expressed by the following equation.
【００４１】[0041]
【数９】
ここで、電源電圧角周波数ω２が電源電圧基本波角周波
数ω１に等しい状態を仮定すると次式が得られる。[Equation 9] Here, assuming that the power supply voltage angular frequency ω2 is equal to the power supply voltage fundamental wave angular frequency ω1, the following formula is obtained.
【００４２】[0042]
【数１０】
この（１２）式中の第１項は電源電圧角周波数ω１の２
倍の成分であり、第２項は時間に依存しない定常項であ
る。よって、乗算器３２の出力y3を、電源電圧基本波の
半周期の整数倍の期間に亘って積分すれば、第１項の影
響が除去され、第２項の影響のみが現れる。よって、乗
算器３２の出力を積分することにより、第２項を０に収
束させることができる。これは、電源基本波位相と、電
源電圧推定値とが一致することを意味している。[Equation 10] The first term in the equation (12) is 2 of the power source voltage angular frequency ω1.
The second term is a stationary term that does not depend on time. Therefore, if the output y3 of the multiplier 32 is integrated over a period that is an integral multiple of a half cycle of the power supply voltage fundamental wave, the influence of the first term is removed and only the influence of the second term appears. Therefore, the second term can be converged to 0 by integrating the output of the multiplier 32. This means that the phase of the power supply fundamental wave matches the estimated value of the power supply voltage.
【００４３】次に、電源電圧基本波位相初期値ψ１と、
電源電圧位相推定値の初期値ψ２とが等しく、また、０
であると仮定する。このように仮定した状態では、（１
１）式は次のように記述できる。Next, the power supply voltage fundamental wave phase initial value ψ1 and
The power supply voltage phase estimated value is equal to the initial value ψ2, and 0
Suppose that Under this assumption, (1
Equation (1) can be described as follows.
【００４４】[0044]
【数１１】
ここで、電源電圧周波数推定誤差Δωを（１４）式のよ
うに定義すれば、（１３）式は（１５）式のように記述
できる。[Equation 11] Here, if the power supply voltage frequency estimation error Δω is defined as in Expression (14), Expression (13) can be described as Expression (15).
【００４５】[0045]
【数１２】
ここで、電鉄の電源周波数の変動は、±０．５［Hz］程
度であることを考えれば、Δωも同程度と考えることが
できる。[Equation 12] Here, considering that the fluctuation of the power supply frequency of the electric railway is about ± 0.5 [Hz], Δω can be considered to be about the same.
【００４６】（１５）式の第１項は、概ね電源電圧基本
波周波数の２倍の成分である。第２項は時間と共に変化
する項であるが、電源電圧周波数の推定誤差Δωが微小
であるため、電源電圧基本波の１周期間で見れば、その
変化量は小さく、直流量と見なすことができる。よっ
て、乗算器３２の出力であるy3を、電源電圧基本波の半
周期の整数倍の期間に亘り積分すれば、定常的には第１
項の影響が低減され、第２項が０に集束する。これは、
電源電圧基本波周波数ω１と電源電圧周波数推定値ω２
とが一致することを表している。The first term in equation (15) is a component that is approximately twice the fundamental frequency of the power supply voltage. The second term is a term that changes with time, but since the estimation error Δω of the power supply voltage frequency is minute, the change amount is small when viewed in one cycle of the power supply voltage fundamental wave, and can be regarded as a DC amount. it can. Therefore, if y3, which is the output of the multiplier 32, is integrated over a period that is an integral multiple of a half cycle of the power supply voltage fundamental wave, the first value is steady.
The effects of the terms are reduced and the second term focuses at zero. this is,
Power supply voltage fundamental wave frequency ω1 and power supply voltage frequency estimated value ω2
Indicates that and match.
【００４７】かくして、電源電圧基本波周波数の微小変
化時にも、電源電圧基本波周波数と電源電圧周波数推定
値とが一致し、また、電源電圧基本波位相と電源電圧位
相推定値とが一致する。電源同期信号FlgZEROは、電源
電圧位相推定値のゼロクロス点に応じて生成されている
ため、電源電圧基本波と位相のずれを生じない電源同期
信号が得られることになる。Thus, even when the power source voltage fundamental wave frequency changes slightly, the power source voltage fundamental wave frequency coincides with the power source voltage frequency estimated value, and the power source voltage fundamental wave phase coincides with the power source voltage phase estimated value. Since the power supply synchronization signal FlgZERO is generated according to the zero-cross point of the power supply voltage phase estimated value, a power supply synchronization signal that does not cause a phase shift with the power supply voltage fundamental wave can be obtained.
【００４８】以上、本発明の第１の実施形態について説
明したが、この実施形態に対応する各請求項に係る発明
の効果について、上記の実施形態と関連付けて説明する
こととする。While the first embodiment of the present invention has been described above, the effects of the invention according to each claim corresponding to this embodiment will be described in association with the above embodiment.
【００４９】請求項１に係る発明においては、電源電圧
を検出する以外の処理を、全てディジタル処理するよう
にしたので、素子の経年変化や装置の個体差の影響をう
け難くなり、長期間に亘って均一な同期精度が得られ
る。In the invention according to claim 1, since all the processes other than the detection of the power supply voltage are digitally processed, it becomes difficult to be influenced by the secular change of the element and the individual difference of the device, and the long-term Uniform synchronization accuracy can be obtained throughout.
【００５０】請求項２に係る発明においては、定常的に
は、電源電圧周波数推定値が電源電圧基本波周波数と一
致するため、電源電圧基本波に同調した電源同期信号が
得られる。According to the second aspect of the present invention, the estimated value of the power supply voltage frequency steadily matches the power supply voltage fundamental wave frequency, so that the power supply synchronization signal tuned to the power supply voltage fundamental wave is obtained.
【００５１】請求項３に係る発明においては、バンドパ
スフィルタ３１により、電源電圧の基本波成分の近傍の
周波数成分のみを抽出しているため、他の基本波成分の
影響を低減し、電源電圧基本波への同期精度を向上させ
ることができる。In the invention according to claim 3, since the bandpass filter 31 extracts only the frequency component in the vicinity of the fundamental wave component of the power supply voltage, the influence of other fundamental wave components is reduced, and the power supply voltage is reduced. The accuracy of synchronization with the fundamental wave can be improved.
【００５２】請求項４に係る発明においては、バンドパ
スフィルタ３１の固有周波数F［rad/s］を、電源電圧周
波数推定値Fsh［rad/s］に設定する。バンドパスフィル
タの目的は、前述したように基本波以外の周波数成分を
除去することであるため、Q値を大きくすることが望ま
しい。ただし、前述したように、Q値を大きくする場
合、固有周波数近傍での位相特性が急峻となる。つま
り、電源電圧基本波周波数が微小に変化し、固有周波数
と微小な差異がある場合、バンドパスフィルタの入出力
間の位相差が大きくなる。請求項２に関連して説明した
ように、バンドパスフィルタの出力に対して、電源電圧
推定値は一致するものの、バンドパスフィルタへの入力
である電源電圧基本波電圧位相に対しては一致しないこ
とになる。バンドパスフィルタの固有周波数を推定され
た電源電圧推定値に設定することにより、定常状態にお
いて、バンドパスフィルタの入出力間の位相差を０にす
ることが可能である。つまり、電源電圧基本波周波数が
微小に変化した場合でも、電源電圧基本波位相と電源電
圧位相推定値とを一致させることができ、電源電圧基本
波のゼロクロスと同期した電源同期信号が得られる。In the invention according to claim 4, the natural frequency F [rad / s] of the bandpass filter 31 is set to the power supply voltage frequency estimated value Fsh [rad / s]. Since the purpose of the bandpass filter is to remove frequency components other than the fundamental wave as described above, it is desirable to increase the Q value. However, as described above, when the Q value is increased, the phase characteristic near the natural frequency becomes steep. That is, when the power supply voltage fundamental wave frequency slightly changes and has a slight difference from the natural frequency, the phase difference between the input and output of the bandpass filter becomes large. As described in relation to claim 2, the power supply voltage estimated value matches the output of the bandpass filter, but does not match the power supply voltage fundamental wave voltage phase that is the input to the bandpass filter. It will be. By setting the natural frequency of the bandpass filter to the estimated power supply voltage estimated value, it is possible to reduce the phase difference between the input and output of the bandpass filter to 0 in the steady state. That is, even if the frequency of the power supply fundamental wave changes slightly, the power supply voltage fundamental wave phase and the power supply voltage phase estimated value can be made to coincide with each other, and a power supply synchronizing signal synchronized with the zero cross of the power supply voltage fundamental wave can be obtained.
【００５３】請求項５に係る発明においては、移動平均
処理を施す部分を有している。前述したように、乗算器
３２の出力には、概ね電源電圧の基本波周波数の２倍の
周波数成分が大きな振幅を持って重畳する。乗算器３２
の出力を直接電源周波数推定部３４に入力した場合、同
じ周波数成分のため、１周期内での電源電圧周波数推定
値と電源電圧位相推定値とが同じ周波数で脈動する。こ
の場合、電源電圧基本波がゼロクロスをする時点で、電
源電圧位相推定値が０を横切ることが保証されない。乗
算器３２の出力を移動平均処理し、電源周波数推定部３
４へ入力することで、電源電圧基本周波数の２倍の成分
を除去することが可能である。In the invention according to claim 5, there is a portion for performing moving average processing. As described above, the output of the multiplier 32 is superimposed with a frequency component that is approximately twice the fundamental frequency of the power supply voltage with a large amplitude. Multiplier 32
When the output of 1 is directly input to the power supply frequency estimation unit 34, the power supply voltage frequency estimated value and the power supply voltage phase estimated value within one cycle pulsate due to the same frequency component. In this case, it is not guaranteed that the power supply voltage phase estimated value crosses 0 at the time when the power supply voltage fundamental wave crosses zero. The output of the multiplier 32 is subjected to moving average processing, and the power supply frequency estimation unit 3
By inputting to 4, it is possible to remove a component twice the fundamental frequency of the power supply voltage.
【００５４】また、電鉄の電源電圧には、基本波以外に
３次高調波、５次高調波など低次の奇数次高調波が多く
重畳している場合がある。（１３）式の電源電圧の基本
波成分y1を第（２ｎ＋１）次高調波成分（ｎ＞０の整
数）と読み替えると、（１３）式は次式のように変形す
ることができる。In addition to the fundamental wave, many low-order odd harmonics such as the third harmonic and the fifth harmonic may be superposed on the power supply voltage of the electric railway. When the fundamental wave component y1 of the power supply voltage in the equation (13) is read as the (2n + 1) th harmonic component (an integer of n> 0), the equation (13) can be transformed into the following equation.
【００５５】[0055]
【数１３】
ここで、ｎは０より大きい整数であるので、（１６）式
の意味するところは、奇数次電圧高調波が電源電圧に重
畳した場合、乗算器３２の出力には、基本波周波数の２
次以上の偶数次成分が現れるというものである。移動平
均処理を施すことによって、電源電圧に重畳した奇数次
高調波の影響をも除去することができる。[Equation 13] Here, since n is an integer greater than 0, the meaning of the equation (16) is that when the odd-order voltage harmonics are superposed on the power supply voltage, the output of the multiplier 32 has the fundamental frequency of 2
That is, even-order components higher than the next appear. By performing the moving average process, it is possible to remove the influence of odd-order harmonics superimposed on the power supply voltage.
【００５６】なお、移動平均処理部の代わりに、ローパ
スフィルタを設け、カットオフ周波数を電源電圧の基本
波周波数の２倍の成分を減衰させるように設定すること
によって、同成分の影響を低減することも可能である。A low-pass filter is provided in place of the moving average processing unit, and the cutoff frequency is set so as to attenuate the component twice the fundamental frequency of the power supply voltage, thereby reducing the influence of the component. It is also possible.
【００５７】請求項６に係る発明においては、制御の割
り込み周期を、推定された電源電圧基本波の１周期の整
数倍に設定したことである。図３（ａ），（ｂ）は、正
弦波と制御割り込みとの関係を示す一例である。図３
（ａ）は、ある正弦波に対して同期して８回の制御割り
込み処理が行われる場合である。各割り込みタイミング
で、正弦波をサンプリングしていると仮定すれば、正弦
波の１周期間、すなわち、８回分の制御割り込みで積分
を行うと、成分出力は０となる。一方、（ｂ）は（ａ）
に比べて制御割り込み周期は変わらない状況で、正弦波
の周期のみが短くなった場合を示している。この場合、
制御割り込みが正弦波と同期していないため、８回分の
制御割り込みの出力は０とはなり得ない。According to the sixth aspect of the invention, the control interrupt period is set to an integral multiple of one period of the estimated power supply voltage fundamental wave. 3A and 3B are examples showing the relationship between the sine wave and the control interrupt. Figure 3
(A) is a case where control interrupt processing is performed eight times in synchronization with a sine wave. Assuming that the sine wave is sampled at each interrupt timing, the component output becomes 0 when integration is performed for one cycle of the sine wave, that is, eight control interrupts. On the other hand, (b) is (a)
It shows a case where the control interrupt period does not change as compared with, and only the period of the sine wave is shortened. in this case,
Since the control interrupt is not synchronized with the sine wave, the output of eight control interrupts cannot be zero.
【００５８】このように、制御割り込みが正弦波周期と
一致しない場合、例えば、（１２）式の第１項は１周期
間の積分で相殺、すなわち、０となり、その影響を除去
できることを確認しているが、制御割り込み周期が除去
すべき成分周期と同期していない場合、完全に除去する
ことができない。よって、電源電圧周波数推定値や電源
電圧位相推定値にビートが重畳し、同期をとることによ
り、ゼロクロス検知の精度を向上させることができる。
特に、乗算器３２に重畳した基本波の２倍の外乱成分の
影響を極力除去するためには、外乱成分の１周期内で、
偶数回の処理を施すことが望ましい。よって、制御割り
込み制御周期は、電源電圧の基本波周期の１／（４倍×
ｎ（ｎ＞０の整数））であるときに、顕著な効果を有す
る。As described above, when the control interrupt does not match the sine wave period, for example, the first term of the equation (12) is canceled by integration for one period, that is, 0, and it is confirmed that the influence can be removed. However, if the control interrupt period is not synchronized with the component period to be removed, it cannot be completely removed. Therefore, the beat is superimposed on the power supply voltage frequency estimated value and the power supply voltage phase estimated value, and synchronization is achieved, whereby the accuracy of zero-cross detection can be improved.
In particular, in order to remove as much as possible the influence of the disturbance component of twice the fundamental wave superimposed on the multiplier 32, within one cycle of the disturbance component,
It is desirable to perform the processing an even number of times. Therefore, the control interrupt control cycle is 1 / (4 times × the fundamental wave cycle of the power supply voltage).
n (n> 0 is an integer)) has a remarkable effect.
【００５９】請求項７に係る発明においては、積分部３
６及びゼロクロス検出部３７を高速で処理しようとする
ものである。電源同期信号FlgZEROは、電源電圧位相推
定値θsh に応じて、ゼロクロスする時点を境に、１ま
たは０を判断して出力している。積分部３６の処理速度
が遅い場合、電源電圧位相推定値θshの不連続性が大き
くなり、厳密なゼロクロス点が検知できない。逆に、ゼ
ロクロス検出部３７のゼロクロス検知処理が遅い場合、
電源電圧位相推定値θshが連続的であるとしても、ゼロ
クロス検知処理がそれと同期して行われないために、厳
密なゼロクロス点が検知できない。そこで、積分部３６
及びゼロクロス検出部３７を論理回路で構成することに
より高速処理を実現し、これによって電源同期精度を向
上させることができる。In the invention according to claim 7, the integrating section 3
6 and the zero-cross detector 37 are processed at high speed. The power supply synchronization signal FlgZERO is output by judging 1 or 0 at the time of zero crossing according to the power supply voltage phase estimated value θsh. When the processing speed of the integration unit 36 is low, the discontinuity of the power supply voltage phase estimated value θsh becomes large, and the exact zero-cross point cannot be detected. Conversely, when the zero-cross detection processing of the zero-cross detection unit 37 is slow,
Even if the estimated power supply voltage phase θsh is continuous, the zero-cross detection processing is not performed in synchronism therewith, so that a strict zero-cross point cannot be detected. Therefore, the integration unit 36
By configuring the zero-cross detection unit 37 with a logic circuit, high-speed processing can be realized, and thereby power supply synchronization accuracy can be improved.
【００６０】なお、上述した第１の実施形態では、主変
圧器２の３次巻線２３に誘起された３次電圧VＡＣを検
出するように構成したが、主変圧器２の１次巻線２１の
１次電圧や、主変圧器２の２次巻線２２の２次電圧、あ
るいは、特に高電源電圧のために設けられる４次巻線の
４次電圧など、電源電圧に相当する部位の電圧を検出す
るようにしても上述したと同様な効果が得られる。In the first embodiment described above, the tertiary voltage V AC induced in the tertiary winding 23 of the main transformer 2 is detected, but the primary winding of the main transformer 2 is detected. A portion corresponding to the power supply voltage, such as the primary voltage of the line 21, the secondary voltage of the secondary winding 22 of the main transformer 2, or the quaternary voltage of the quaternary winding provided especially for a high power supply voltage. Even if the voltage is detected, the same effect as described above can be obtained.
【００６１】図４は本発明に係る電鉄用電源同期信号検
出装置の第２の実施形態の構成を示すブロック図であ
る。ここでは、図１に示した高速デジタル演算プロセッ
サ３０及び制御割り込み演算部４０の代わりに高速デジ
タル演算プロセッサ５０及び制御割り込み発生部６０を
用いて構成したものである。高速デジタル演算プロセッ
サ５０を構成するバンドパスフィルタ５１、乗算器５
２、移動平均処理部５３、電源周波数推定部５４、積分
部５５及び余弦演算部５６は、図１に示したバンドパス
フィルタ３１、乗算器３２、移動平均処理部３３、電源
周波数推定部３４、高速処理演算部３５及び余弦演算部
３８と同一の機能を有しているのでこれらの説明を省略
し、特に、図１と構成を異にする部分を中心にしてその
構成及び動作について説明することとする。FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of a second embodiment of a power supply synchronizing signal detecting device for electric railway according to the present invention. Here, a high-speed digital arithmetic processor 50 and a control interrupt generator 60 are used instead of the high-speed digital arithmetic processor 30 and the control interrupt arithmetic unit 40 shown in FIG. Bandpass filter 51 and multiplier 5 that constitute the high-speed digital arithmetic processor 50
2, the moving average processing unit 53, the power supply frequency estimation unit 54, the integration unit 55 and the cosine calculation unit 56, the bandpass filter 31, the multiplier 32, the moving average processing unit 33, the power supply frequency estimation unit 34, shown in FIG. Since they have the same functions as the high-speed processing operation unit 35 and the cosine operation unit 38, their explanations are omitted, and in particular, the configuration and the operation will be explained focusing on the portions different from the configuration in FIG. And
【００６２】この実施形態に係る高速デジタル演算プロ
セッサ５０は、上記の構成要素の他に、アナログデジタ
ル変換器１２の出力を入力すると共に、電源周波数推定
部５４の出力に応じて、固有周波数を変換する手段を有
する第２バンドパスフィルタ５７と、この第２バンドパ
スフィルタ５７の出力に基づいて電源同期信号FlgZERO
を生成してコンバータ制御部１０に加えるゼロクロス検
出部５８とを備え、さらに、その詳細を略記したが、図
１に示した制御割り込み演算部４０と同一の機能を有す
る制御割り込み発生部６０を付帯している。The high-speed digital arithmetic processor 50 according to this embodiment inputs the output of the analog-digital converter 12 in addition to the above-mentioned constituent elements, and converts the natural frequency according to the output of the power supply frequency estimating section 54. A second band pass filter 57 having means for controlling the power supply synchronizing signal FlgZERO based on the output of the second band pass filter 57.
And a zero-cross detection unit 58 for generating the control interrupt and adding it to the converter control unit 10. Further, although the details thereof are omitted, a control interrupt generation unit 60 having the same function as the control interrupt calculation unit 40 shown in FIG. is doing.
【００６３】上記のように構成された第２の実施形態の
動作について説明する。第２バンドパスフィルタ５７は
次式に示す伝達関数G2(s)を有する。その特性について
は（２）式の伝達関数持つバンドパスフィルタと同一の
特性を持つのでその説明を省略する。The operation of the second embodiment configured as described above will be described. The second bandpass filter 57 has a transfer function G2 (s) represented by the following equation. The characteristic thereof is the same as that of the bandpass filter having the transfer function of the equation (2), and therefore its explanation is omitted.
【００６４】[0064]
【数１４】
ここで、固有周波数F2[rad/s]として、電源周波数推定
部５４の出力である電源電圧周波数推定値Fsh[rad/s]を
設定する。第２バンドパスフィルタ５７の出力BPFout2
は、ゼロクロス検出部５８に入力される。ゼロクロス検
出部５８では、第２バンドパスフィルタ５７の出力BPFo
ut2に応じて、次式のように電源同期信号FlgZEROを出力
する。[Equation 14] Here, the power supply voltage frequency estimated value Fsh [rad / s] which is the output of the power supply frequency estimation unit 54 is set as the natural frequency F2 [rad / s]. Output BPFout2 of second bandpass filter 57
Is input to the zero-cross detector 58. The zero-cross detector 58 outputs the output BPFo of the second bandpass filter 57.
According to ut2, the power supply synchronization signal FlgZERO is output as in the following equation.
【００６５】[0065]
【数１５】
次に、第２の実施形態の効果について説明する。前述し
たように、電源周波数推定値Fshは定常状態で電源電圧
基本波と一致する。第２バンドパスフィルタ５７の固有
周波数が電源電圧基本周波数と一致するため、第２バン
ドパスフィルタ５７は、電源電圧の基本波周波数の近傍
の周波数成分のみを抽出し、特に、基本波成分に関して
は位相差が０となる。よって、他の高調波電圧の影響や
電源電圧周波数の微小な変化に対して、同期精度の高い
同期信号が得られる。[Equation 15] Next, the effect of the second embodiment will be described. As described above, the power supply frequency estimated value Fsh matches the power supply voltage fundamental wave in the steady state. Since the natural frequency of the second bandpass filter 57 matches the power supply voltage fundamental frequency, the second bandpass filter 57 extracts only the frequency component in the vicinity of the fundamental frequency of the power supply voltage. The phase difference becomes zero. Therefore, a synchronization signal with high synchronization accuracy can be obtained with respect to the influence of other harmonic voltages and minute changes in the power supply voltage frequency.
【００６６】また、電鉄向けのPWMコンバータは、変電
所が動作停止した停電状態において、PWMコンバータの
動作を速やかに停止することが必要である。この停電を
検知する有効な指標に、電源電圧周波数の変化がある。
従来、PWMコンバータは、電源同期信号FlgZEROの周期よ
り、これを検知している。上記第１の実施形態によれ
ば、電源同期信号FlgZEROの周期の変化は、電源周波数
を推定している分の遅れが存在する。この第２の実施形
態によれば、電源同期信号FlgZEROは、第２バンドパス
フィルタ５７の出力に応じて生成される。第２バンドパ
スフィルタ５７では、入力となる電源基本波電圧の周波
数が変化したとしても、出力も同様な周波数成分が出力
される（ただし、位相差は変化する）ため、電源同期信
号FlgZEROの周期も、電源電圧の基本波の周波数に応じ
て瞬時に変化する。Further, the PWM converter for electric railways is required to promptly stop the operation of the PWM converter in a power failure state in which the substation has stopped operating. A change in the power supply voltage frequency is an effective index for detecting this power failure.
Conventionally, the PWM converter detects this from the cycle of the power supply synchronization signal FlgZERO. According to the first embodiment described above, the change in the cycle of the power supply synchronization signal FlgZERO has a delay corresponding to the estimation of the power supply frequency. According to the second embodiment, the power supply synchronization signal FlgZERO is generated according to the output of the second bandpass filter 57. In the second band pass filter 57, even if the frequency of the input power supply fundamental wave voltage changes, the same frequency component is output (but the phase difference changes), so the cycle of the power supply synchronization signal FlgZERO is changed. Also changes instantaneously according to the frequency of the fundamental wave of the power supply voltage.
【００６７】かくして、第１の実施形態と比較して、停
電検知時間を短縮することが可能である。Thus, the power failure detection time can be shortened as compared with the first embodiment.
【００６８】また、第１の実施形態においては、電源電
圧の基本波成分以外の外乱成分を除去するため、バンド
パスフィルタ３１を備えるが、このバンドパスフィルタ
３１のQ値を増加させることで、外乱除去能力を向上さ
せることが可能である。ただし、電源周波数の推定速度
が遅くなり、トレードオフが必要とされる。これに対し
て、第２の実施形態では、第２バンドパスフィルタ５７
のQ2値は、これらの制約を受けることなく、大きな値に
設定することが可能となる。Further, in the first embodiment, the bandpass filter 31 is provided in order to remove disturbance components other than the fundamental wave component of the power supply voltage. However, by increasing the Q value of the bandpass filter 31, It is possible to improve the disturbance removal capability. However, the estimation speed of the power supply frequency becomes slow, and a trade-off is required. On the other hand, in the second embodiment, the second bandpass filter 57 is used.
The Q2 value of can be set to a large value without these restrictions.
【００６９】かくして、第１の実施形態と比較して、基
本波以外の外乱成分の影響を除去した精度の良い電源同
期信号FlgZEROを得ることができる。Thus, as compared with the first embodiment, it is possible to obtain the power supply synchronizing signal FlgZERO with high accuracy in which the influence of the disturbance component other than the fundamental wave is removed.
【００７０】なお、第２の実施形態では、第２バンドパ
スフィルタ５７をバンドパスフィルタ３１とは別個設け
ているが、これらのバンドパスフィルタの機能を単一の
ものに兼用させるように構成することもできる。Although the second band-pass filter 57 is provided separately from the band-pass filter 31 in the second embodiment, the function of these band-pass filters is made to be a single function. You can also
【００７１】[0071]
【発明の効果】以上の説明によって明らかなように、本
発明によれば、素子の経年変化や装置の個体差の影響を
受け難くして、長期間に亘って均一な同期精度が得られ
る電鉄用電源同期信号検出装置を提供することができ
る。As is apparent from the above description, according to the present invention, the electric railway which is hardly affected by the secular change of the element and the individual difference of the device and can obtain the uniform synchronization accuracy over a long period of time. It is possible to provide a power supply synchronizing signal detecting device for use.
【００７２】また、電源電圧周波数の微小な変化や、電
源に重畳した基本波以外の外乱高調波が存在する状態に
おいても、電源電圧基本波に対して同期し、かつ、位相
差の小さい電源同期信号を得ることができる電鉄用電源
同期信号検出装置を提供することができる。Further, even in the presence of minute changes in the power supply voltage frequency and disturbance harmonics other than the fundamental wave superimposed on the power supply, the power source synchronization is synchronized with the power source voltage fundamental wave and the phase difference is small. It is possible to provide a power supply synchronization signal detection device for electric railway that can obtain a signal.
【図１】本発明に係る電鉄用電源同期信号検出装置の第
１の実施形態の構成を示すブロック図。FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a first embodiment of a power supply synchronization signal detection device for electric railway according to the present invention.
【図２】図１に示した第１の実施形態を構成するバンド
パスフィルタの動作を説明するためのゲイン特性曲線及
び位相特性曲線。FIG. 2 is a gain characteristic curve and a phase characteristic curve for explaining the operation of the bandpass filter which constitutes the first embodiment shown in FIG.
【図３】図１に示した第１の実施形態を構成する制御割
り込み演算部の動作を説明するためのタイミング図。FIG. 3 is a timing chart for explaining the operation of the control interrupt calculation unit that constitutes the first embodiment shown in FIG.
【図４】本発明に係る電鉄用電源同期信号検出装置の第
２の実施形態の構成を示すブロック図。FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of a second embodiment of a power supply synchronization signal detection device for electric railway according to the present invention.
【図５】従来の電鉄用電源同期信号検出装置を含む車両
駆動制御装置の構成を示すブロック回路図。FIG. 5 is a block circuit diagram showing a configuration of a vehicle drive control device including a conventional electric power source synchronization signal detection device for electric railway.
１ パンタグラフ ２ 主変圧器 ３ 車輪 １０ コンバータ制御部 １１ 電圧検出器 １２ アナログデジタル変換器 ３１，５１ バンドパスフィルタ ３２，５２ 乗算器 ３３，５３ 移動平均処理部 ３４，５４ 電源周波数推定部 ３５ 高速処理演算部 ３６，５５ 積分部 ３７，５８ ゼロクロス検出部 ４０ 制御割り込み演算部 ４１ 制御割り込み周期演算部 ４２，６０ 制御割り込み発生部 1 pantograph 2 main transformer Three wheels 10 Converter control unit 11 Voltage detector 12 Analog-to-digital converter 31,51 bandpass filter 32,52 multiplier 33,53 Moving average processing unit 34,54 Power supply frequency estimation unit 35 High-speed processing calculator 36,55 integrator 37,58 Zero cross detector 40 Control interrupt calculator 41 Control interrupt cycle calculator 42,60 Control interrupt generator
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 望 月 靖 文 東京都府中市晴見町２丁目24番地の１ 東 芝トランスポートエンジニアリング株式会 社内 (72)発明者 結 城 和 明 東京都府中市東芝町１番地 株式会社東芝 府中事業所内 (72)発明者 逸 見 琢 磨 東京都府中市東芝町１番地 株式会社東芝 府中事業所内 Ｆターム(参考） 5H006 AA01 CB08 CC02 DB02 DB07 DC04 DC05 5H115 PA00 PA14 PC01 PG01 PI02 PI29 PU08 PV02 PV09 QN01 QN02 RB22 SE03 SF30 TO11 TO13 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continued front page (72) Inventor Yasufumi Mochizuki 1-24 East, 2-24 Harumi-cho, Fuchu-shi, Tokyo Shiba Transport Engineering Stock Association In-house (72) Inventor Kazuaki Yuki No. 1 Toshiba-cho, Fuchu-shi, Tokyo Toshiba Corporation Fuchu Office (72) Inventor Takami Takuma No. 1 Toshiba-cho, Fuchu-shi, Tokyo Toshiba Corporation Fuchu Office F-term (reference) 5H006 AA01 CB08 CC02 DB02 DB07 DC04 DC05 5H115 PA00 PA14 PC01 PG01 PI02 PI29 PU08 PV02 PV09 QN01 QN02 RB22 SE03 SF30 TO11 TO13
Claims (8)
器の電圧に基づいて、電源電圧の基本波に同期した電源
同期信号を生成する電鉄用電源同期信号検出装置におい
て、 前記変圧器に印加される電圧を直接又は間接に検出する
電圧検出手段と、 前記電圧検出手段によって検出された電圧をデジタル量
に変換するアナログデジタル変換手段と、 前記アナログデジタル変換手段によって変換されたデジ
タル量を入力し、デジタル処理によって電源電圧の基本
波に同期した電源同期信号を生成する電源同期信号生成
手段と、 を備えたことを特徴とする電鉄用電源同期信号検出装
置。1. A power supply synchronization signal detecting device for electric railway, which generates a power supply synchronization signal synchronized with a fundamental wave of the power supply voltage based on a voltage of a transformer to which a power supply voltage of a single-phase AC overhead wire is applied. A voltage detecting means for directly or indirectly detecting a voltage applied to the analog voltage; an analog-digital converting means for converting the voltage detected by the voltage detecting means into a digital quantity; and a digital quantity converted by the analog-digital converting means. A power supply synchronization signal detecting device for electric railway, comprising: a power supply synchronization signal generating means for inputting and digitally generating a power supply synchronization signal synchronized with a fundamental wave of a power supply voltage.
の推定値の余弦を演算する余弦演算手段と、 前記アナログデジタル変換手段の出力と前記余弦演算手
段の出力とを乗算する乗算手段と、 前記乗算手段の出力に基づいて、電源電圧の周波数を推
定する電源周波数推定手段と、 前記電源周波数推定手段による周波数の推定値を積分
し、前記電源電圧位相の推定値を出力する積分手段と、 前記積分手段から出力された前記電源電圧位相の推定値
に基づいて電源同期信号を生成するゼロクロス検出手段
と、 を備えたことを特徴とする請求項１に記載の電鉄用電源
同期信号検出装置。2. The power supply synchronization signal generation means receives a power supply voltage phase estimated value as an input, and calculates a cosine of the power supply voltage phase estimated value, and an output of the analog-digital conversion means and the cosine. Multiplying means for multiplying the output of the computing means, power supply frequency estimating means for estimating the frequency of the power supply voltage based on the output of the multiplying means, and integrating the estimated value of the frequency by the power supply frequency estimating means, the power supply An integration unit that outputs an estimated value of the voltage phase, and a zero-cross detection unit that generates a power supply synchronization signal based on the estimated value of the power supply voltage phase output from the integration unit, are included. 1. A power supply synchronization signal detection device for electric railway according to 1.
算手段との間に、電源電圧の基本波成分の近傍の周波数
成分のみを抽出するバンドパスフィルタを接続したこと
を特徴とする請求項２に記載の電鉄用電源同期信号検出
装置。3. A bandpass filter for extracting only a frequency component in the vicinity of a fundamental wave component of a power supply voltage is connected between the analog-digital converting means and the multiplying means. A power supply synchronization signal detection device for electric railway.
数推定手段の出力に応じて、固有周波数を変換する手段
を備えたことを特徴とする請求項３に記載の電鉄用電源
同期信号検出装置。4. A power supply synchronizing signal detecting apparatus for electric railway according to claim 3, wherein said bandpass filter comprises means for converting a natural frequency according to the output of said power supply frequency estimating means.
の間に、入力に対する移動平均処理を実行する移動平均
処理手段を接続したことを特徴とする請求項２に記載の
電鉄用電源同期信号検出装置。5. A power supply synchronizing signal for electric railway according to claim 2, wherein a moving average processing means for executing a moving average processing for an input is connected between the multiplying means and the power supply frequency estimating means. Detection device.
周期が、前記電源周波数推定手段で推定された電源電圧
周波数の整数分の一になるように設定する制御割り込み
演算手段を備えたことを特徴とする請求項２に記載の電
鉄用電源同期信号検出装置。6. A control interrupt calculating means for setting the control interrupt cycle of the power supply synchronizing signal generating means to be a fraction of the power supply voltage frequency estimated by the power supply frequency estimating means. The power supply synchronization signal detection device for electric railway according to claim 2.
理回路で構成したことを特徴とする請求項２に記載の電
鉄用電源同期信号検出装置。7. The electric power source synchronizing signal detecting device for electric railway according to claim 2, wherein the integrating means and the zero-cross detecting means are constituted by a logic circuit.
の推定値の余弦を演算する余弦演算手段と、 前記アナログデジタル変換手段の出力と前記余弦演算手
段の出力とを乗算する乗算手段と、 前記乗算手段の出力に基づいて、電源電圧の周波数を推
定する電源周波数推定手段と、 前記電源周波数推定手段による周波数の推定値を積分
し、前記電源電圧位相の推定値を出力する積分手段と、 前記アナログデジタル変換手段の出力を入力し、電源電
圧の基本波成分の近傍の周波数成分のみを抽出するバン
ドパスフィルタと、 前記電源周波数推定手段の出力に応じて、前記バンドパ
スフィルタの固有周波数を変換する手段と、 前記バンドパスフィルタの出力に基づいて、電源同期信
号を生成するゼロクロス検出手段と、 を備えたことを特徴とする請求項１に記載の電鉄用電源
同期信号検出装置。8. The power supply synchronizing signal generating means receives a power supply voltage phase estimated value as an input, and calculates a cosine of the power supply voltage phase estimated value, an output of the analog-digital conversion means, and a cosine of the analog / digital converting means. Multiplying means for multiplying the output of the computing means, power supply frequency estimating means for estimating the frequency of the power supply voltage based on the output of the multiplying means, and integrating the estimated value of the frequency by the power supply frequency estimating means, the power supply An integrating unit that outputs an estimated value of the voltage phase, a bandpass filter that inputs the output of the analog-digital converting unit, and extracts only a frequency component near the fundamental wave component of the power supply voltage, and an output of the power supply frequency estimating unit A means for converting the natural frequency of the bandpass filter, and a zero for generating a power supply synchronization signal based on the output of the bandpass filter. The power supply synchronization signal detection device for electric railway according to claim 1, further comprising: cross detection means.
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP2001261785A JP2003079154A (en) | 2001-08-30 | 2001-08-30 | Electric railway power synchronizing signal detector |
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| JP2001261785A JP2003079154A (en) | 2001-08-30 | 2001-08-30 | Electric railway power synchronizing signal detector |
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|---|---|
| JP2003079154A true JP2003079154A (en) | 2003-03-14 |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003079154A (en) |
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-
2001
- 2001-08-30 JP JP2001261785A patent/JP2003079154A/en active Pending
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