JP2003046471A - Ｏｆｄｍ送信回路 - Google Patents
Ｏｆｄｍ送信回路Info
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- JP2003046471A JP2003046471A JP2001230045A JP2001230045A JP2003046471A JP 2003046471 A JP2003046471 A JP 2003046471A JP 2001230045 A JP2001230045 A JP 2001230045A JP 2001230045 A JP2001230045 A JP 2001230045A JP 2003046471 A JP2003046471 A JP 2003046471A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は高速の信号伝送と高い周波数利用効
率との両方を実現することが可能なＯＦＤＭ送信回路を
提供することを目的とする。 【解決手段】 サブキャリア毎の変調信号に対して離散
逆フーリエ変換を行いベースバンドの複素ＯＦＤＭ信号
を出力する複数のＮ個の逆フーリエ変換器１２，１３
と、それらの複素ＯＦＤＭ信号をアナログ信号に変換す
るＮ対のＤ／Ａ変換器１４〜１７と、アナログの複素Ｏ
ＦＤＭ信号からその高調波成分を除去するＮ対のフィル
タ１８〜２１と、前記変調信号におけるサブキャリア周
波数間隔の整数倍の間隔で互いに周波数同期の確立した
キャリア信号を出力するＮ個の発振器２４，２５と対の
フィルタ１８〜２１から出力される複素ＯＦＤＭ信号と
発振器２４，２５が出力するキャリア信号とを用いて直
交変調を行い互いに中心周波数の異なるＯＦＤＭ信号を
それぞれ出力するＮ個の直交変調器２２，２３と直交変
調されたＮ個のＯＦＤＭ信号を合成して出力する合成器
２６とを設けた。
率との両方を実現することが可能なＯＦＤＭ送信回路を
提供することを目的とする。 【解決手段】 サブキャリア毎の変調信号に対して離散
逆フーリエ変換を行いベースバンドの複素ＯＦＤＭ信号
を出力する複数のＮ個の逆フーリエ変換器１２，１３
と、それらの複素ＯＦＤＭ信号をアナログ信号に変換す
るＮ対のＤ／Ａ変換器１４〜１７と、アナログの複素Ｏ
ＦＤＭ信号からその高調波成分を除去するＮ対のフィル
タ１８〜２１と、前記変調信号におけるサブキャリア周
波数間隔の整数倍の間隔で互いに周波数同期の確立した
キャリア信号を出力するＮ個の発振器２４，２５と対の
フィルタ１８〜２１から出力される複素ＯＦＤＭ信号と
発振器２４，２５が出力するキャリア信号とを用いて直
交変調を行い互いに中心周波数の異なるＯＦＤＭ信号を
それぞれ出力するＮ個の直交変調器２２，２３と直交変
調されたＮ個のＯＦＤＭ信号を合成して出力する合成器
２６とを設けた。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、主に無線通信に用
いられるＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を変調し
て送信するＯＦＤＭ送信回路に関し、特に高速信号伝送
と高周波数利用効率とを実現するＯＦＤＭ送信回路に関
する。
いられるＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を変調し
て送信するＯＦＤＭ送信回路に関し、特に高速信号伝送
と高周波数利用効率とを実現するＯＦＤＭ送信回路に関
する。
【０００２】
【従来の技術】従来のＯＦＤＭ送信回路は、図４又は図
５に示すように構成されている。図４に示すＯＦＤＭ送
信回路の場合、サブキャリア変調器５１から出力された
サブキャリア毎の変調信号は、逆フーリエ変換器（ＩＦ
ＦＴ）５２により離散逆フーリエ変換され、ベースバン
ドの複素ＯＦＤＭ信号になる。この複素ＯＦＤＭ信号
は、Ｄ／Ａ変換器５３，５４によってアナログ信号に変
換され、フィルタ（ＬＰＦ）５５，５６により高調波成
分を除去された後、直交変調器５７に入力される。直交
変調器５７では、フィルタ５５，５６から入力される信
号を発振器５８が出力するキャリア（搬送波）信号を用
いて直交変調し、ＯＦＤＭ信号を出力する。
５に示すように構成されている。図４に示すＯＦＤＭ送
信回路の場合、サブキャリア変調器５１から出力された
サブキャリア毎の変調信号は、逆フーリエ変換器（ＩＦ
ＦＴ）５２により離散逆フーリエ変換され、ベースバン
ドの複素ＯＦＤＭ信号になる。この複素ＯＦＤＭ信号
は、Ｄ／Ａ変換器５３，５４によってアナログ信号に変
換され、フィルタ（ＬＰＦ）５５，５６により高調波成
分を除去された後、直交変調器５７に入力される。直交
変調器５７では、フィルタ５５，５６から入力される信
号を発振器５８が出力するキャリア（搬送波）信号を用
いて直交変調し、ＯＦＤＭ信号を出力する。
【０００３】図５に示すＯＦＤＭ送信回路においては、
直交変調の回路がディジタル化されている。このＯＦＤ
Ｍ送信回路の場合、逆フーリエ変換器７２から出力され
るベースバンドの複素ＯＦＤＭ信号は、ディジタル直交
変調器７３で直交変調され、ディジタルのＯＦＤＭ信号
になる。ディジタル直交変調器７３から出力されるディ
ジタルのＯＦＤＭ信号は、Ｄ／Ａ変換器７４によりアナ
ログ信号に変換され、フィルタ（ＬＰＦ）７５により高
調波成分を除去されＯＦＤＭ信号として出力される。
直交変調の回路がディジタル化されている。このＯＦＤ
Ｍ送信回路の場合、逆フーリエ変換器７２から出力され
るベースバンドの複素ＯＦＤＭ信号は、ディジタル直交
変調器７３で直交変調され、ディジタルのＯＦＤＭ信号
になる。ディジタル直交変調器７３から出力されるディ
ジタルのＯＦＤＭ信号は、Ｄ／Ａ変換器７４によりアナ
ログ信号に変換され、フィルタ（ＬＰＦ）７５により高
調波成分を除去されＯＦＤＭ信号として出力される。
【０００４】また、ディジタル直交変調を適用する場合
にはキャリア周波数が低い場合が多いので、通常は図５
に示すように、発振器７７が出力する局部発振信号を用
いてフィルタ７５から出力されるＯＦＤＭ信号の周波数
を周波数変換器７６で変換してから出力する。
にはキャリア周波数が低い場合が多いので、通常は図５
に示すように、発振器７７が出力する局部発振信号を用
いてフィルタ７５から出力されるＯＦＤＭ信号の周波数
を周波数変換器７６で変換してから出力する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】前述のようなＯＦＤＭ
送信回路においては、Ｄ／Ａ変換後のアナログ信号に含
まれる高調波を除去するためにフィルタ（ＬＰＦ）が用
いられる。
送信回路においては、Ｄ／Ａ変換後のアナログ信号に含
まれる高調波を除去するためにフィルタ（ＬＰＦ）が用
いられる。
【０００６】また、従来の一般的なＯＦＤＭ送信回路で
は、Ｄ／Ａ変換器をオーバーサンプリング動作させてい
る。オーバーサンプリング動作を行うと、図６（ａ）に
示すように高調波の周波数が希望波の周波数から大きく
離れるので、フィルタを用いて高調波成分だけを容易に
除去することができる。しかしながら、オーバーサンプ
リング動作を行うためにはＤ／Ａ変換器の動作速度を上
げる必要があるので、高速の信号を伝送する場合にはＤ
／Ａ変換器の消費電力の増大や動作の実現性の面で問題
がある。
は、Ｄ／Ａ変換器をオーバーサンプリング動作させてい
る。オーバーサンプリング動作を行うと、図６（ａ）に
示すように高調波の周波数が希望波の周波数から大きく
離れるので、フィルタを用いて高調波成分だけを容易に
除去することができる。しかしながら、オーバーサンプ
リング動作を行うためにはＤ／Ａ変換器の動作速度を上
げる必要があるので、高速の信号を伝送する場合にはＤ
／Ａ変換器の消費電力の増大や動作の実現性の面で問題
がある。
【０００７】一方、図６（ｂ）に示すように急峻なフィ
ルタ特性を有するフィルタを用いれば、高調波の周波数
が希望波の周波数に近い場合であっても高調波だけを除
去できるので、オーバーサンプリングを行う必要がなく
なる。しかし、急峻なフィルタ特性を有するフィルタを
実現するのは困難である。従って、実際にはＯＦＤＭ信
号に含まれる多数のサブキャリアのうち外側のサブキャ
リアを使用しないようにして、希望波と高調波との間隔
を広げている。このため、周波数の利用効率が低下する
のは避けられない。
ルタ特性を有するフィルタを用いれば、高調波の周波数
が希望波の周波数に近い場合であっても高調波だけを除
去できるので、オーバーサンプリングを行う必要がなく
なる。しかし、急峻なフィルタ特性を有するフィルタを
実現するのは困難である。従って、実際にはＯＦＤＭ信
号に含まれる多数のサブキャリアのうち外側のサブキャ
リアを使用しないようにして、希望波と高調波との間隔
を広げている。このため、周波数の利用効率が低下する
のは避けられない。
【０００８】また、互いに周波数をずらした複数のＯＦ
ＤＭ信号を並列的に使用して信号を伝送することによ
り、高速の信号を伝送することが可能になる。しかし、
その場合には図６（ｃ）に示すようなガードバンドを複
数のＯＦＤＭ信号の間に配置して、複数のＯＦＤＭ信号
が互いに混信するのを防止する必要がある。このような
ガードバンドを設けると、周波数の利用効率が低下する
のは避けられない。
ＤＭ信号を並列的に使用して信号を伝送することによ
り、高速の信号を伝送することが可能になる。しかし、
その場合には図６（ｃ）に示すようなガードバンドを複
数のＯＦＤＭ信号の間に配置して、複数のＯＦＤＭ信号
が互いに混信するのを防止する必要がある。このような
ガードバンドを設けると、周波数の利用効率が低下する
のは避けられない。
【０００９】本発明は、高速の信号伝送と高い周波数利
用効率との両方を実現することが可能なＯＦＤＭ送信回
路を提供することを目的とする。
用効率との両方を実現することが可能なＯＦＤＭ送信回
路を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】請求項１のＯＦＤＭ送信
回路は、サブキャリア毎の変調信号を出力するサブキャ
リア変調器と、前記サブキャリア変調器から出力される
サブキャリア毎の変調信号に対して離散逆フーリエ変換
を行い、ベースバンドの複素ＯＦＤＭ信号を出力する複
数のＮ個の逆フーリエ変換器と、前記逆フーリエ変換器
が出力する複素ＯＦＤＭ信号をアナログ信号に変換する
Ｎ対のＤ／Ａ変換器と、前記Ｄ／Ａ変換器が出力するア
ナログの複素ＯＦＤＭ信号からその高調波成分を除去す
るＮ対のフィルタと、前記サブキャリア変調器が出力す
る変調信号におけるサブキャリア周波数間隔の整数倍の
周波数間隔で、互いに周波数同期の確立したキャリア信
号を出力するＮ個の発振器と、前記対のフィルタから出
力される複素ＯＦＤＭ信号と、前記発振器が出力するキ
ャリア信号とを用いて直交変調を行い、互いに中心周波
数の異なるＯＦＤＭ信号をそれぞれ出力するＮ個の直交
変調器と、前記Ｎ個の直交変調器から出力されるＮ個の
ＯＦＤＭ信号を合成して出力する合成器とを設けたこと
を特徴とする。
回路は、サブキャリア毎の変調信号を出力するサブキャ
リア変調器と、前記サブキャリア変調器から出力される
サブキャリア毎の変調信号に対して離散逆フーリエ変換
を行い、ベースバンドの複素ＯＦＤＭ信号を出力する複
数のＮ個の逆フーリエ変換器と、前記逆フーリエ変換器
が出力する複素ＯＦＤＭ信号をアナログ信号に変換する
Ｎ対のＤ／Ａ変換器と、前記Ｄ／Ａ変換器が出力するア
ナログの複素ＯＦＤＭ信号からその高調波成分を除去す
るＮ対のフィルタと、前記サブキャリア変調器が出力す
る変調信号におけるサブキャリア周波数間隔の整数倍の
周波数間隔で、互いに周波数同期の確立したキャリア信
号を出力するＮ個の発振器と、前記対のフィルタから出
力される複素ＯＦＤＭ信号と、前記発振器が出力するキ
ャリア信号とを用いて直交変調を行い、互いに中心周波
数の異なるＯＦＤＭ信号をそれぞれ出力するＮ個の直交
変調器と、前記Ｎ個の直交変調器から出力されるＮ個の
ＯＦＤＭ信号を合成して出力する合成器とを設けたこと
を特徴とする。
【００１１】請求項１のＯＦＤＭ送信回路では、送信す
べきＯＦＤＭ信号の帯域を分割して帯域毎に信号を処理
する。これにより、Ｄ／Ａ変換器の動作速度を上げるこ
となく高速の信号を伝送できる。しかし、単に信号の帯
域を分割するだけでは、図６（ｃ）に示すようなガード
バンドを設けて複数のＯＦＤＭ信号の間の混信を防止す
る必要があるため、周波数利用効率があがらない。
べきＯＦＤＭ信号の帯域を分割して帯域毎に信号を処理
する。これにより、Ｄ／Ａ変換器の動作速度を上げるこ
となく高速の信号を伝送できる。しかし、単に信号の帯
域を分割するだけでは、図６（ｃ）に示すようなガード
バンドを設けて複数のＯＦＤＭ信号の間の混信を防止す
る必要があるため、周波数利用効率があがらない。
【００１２】そこで、請求項１では分割した複数のＯＦ
ＤＭ信号の間隔をＯＦＤＭ信号のサブキャリア間隔のＭ
倍（Ｍは自然数）とし、複数のＯＦＤＭ信号が重なり合
わないように配置する。更に、複数のＯＦＤＭ信号を直
交変調するキャリアを発生する発振器相互の間で周波数
同期を確立する。従って、帯域分割された複数のＯＦＤ
Ｍ信号を合成すれば、あたかも１つの広帯域なＯＦＤＭ
信号のような信号が生成される。これにより、ガードバ
ンドの設置が不要になり、高い周波数利用効率を実現で
きる。
ＤＭ信号の間隔をＯＦＤＭ信号のサブキャリア間隔のＭ
倍（Ｍは自然数）とし、複数のＯＦＤＭ信号が重なり合
わないように配置する。更に、複数のＯＦＤＭ信号を直
交変調するキャリアを発生する発振器相互の間で周波数
同期を確立する。従って、帯域分割された複数のＯＦＤ
Ｍ信号を合成すれば、あたかも１つの広帯域なＯＦＤＭ
信号のような信号が生成される。これにより、ガードバ
ンドの設置が不要になり、高い周波数利用効率を実現で
きる。
【００１３】請求項２のＯＦＤＭ送信回路は、サブキャ
リア毎の変調信号を出力するサブキャリア変調器と、前
記サブキャリア変調器から出力されるサブキャリア毎の
変調信号に対して離散逆フーリエ変換を行い、ベースバ
ンドの複素ＯＦＤＭ信号を出力する複数のＮ個の逆フー
リエ変換器と、前記逆フーリエ変換器が出力する複素Ｏ
ＦＤＭ信号をディジタル直交変調するＮ個のディジタル
直交変調器と、前記ディジタル直交変調器が出力するＯ
ＦＤＭ信号をアナログ信号に変換するＮ個のＤ／Ａ変換
器と、前記Ｄ／Ａ変換器が出力するアナログのＯＦＤＭ
信号に含まれる高調波成分を除去するＮ個のフィルタ
と、前記サブキャリア変調器が出力する変調信号におけ
るサブキャリア周波数間隔の整数倍の周波数間隔で、互
いに周波数同期の確立したキャリア信号を出力するＮ個
の発振器と、前記発振器が出力するキャリア信号を用い
て前記フィルタから出力されるＯＦＤＭ信号の周波数を
変換するＮ個の周波数変換器と、前記Ｎ個の周波数変換
器から出力され互いに中心周波数が異なるＮ個のＯＦＤ
Ｍ信号を合成する合成器とを設けたことを特徴とする。
リア毎の変調信号を出力するサブキャリア変調器と、前
記サブキャリア変調器から出力されるサブキャリア毎の
変調信号に対して離散逆フーリエ変換を行い、ベースバ
ンドの複素ＯＦＤＭ信号を出力する複数のＮ個の逆フー
リエ変換器と、前記逆フーリエ変換器が出力する複素Ｏ
ＦＤＭ信号をディジタル直交変調するＮ個のディジタル
直交変調器と、前記ディジタル直交変調器が出力するＯ
ＦＤＭ信号をアナログ信号に変換するＮ個のＤ／Ａ変換
器と、前記Ｄ／Ａ変換器が出力するアナログのＯＦＤＭ
信号に含まれる高調波成分を除去するＮ個のフィルタ
と、前記サブキャリア変調器が出力する変調信号におけ
るサブキャリア周波数間隔の整数倍の周波数間隔で、互
いに周波数同期の確立したキャリア信号を出力するＮ個
の発振器と、前記発振器が出力するキャリア信号を用い
て前記フィルタから出力されるＯＦＤＭ信号の周波数を
変換するＮ個の周波数変換器と、前記Ｎ個の周波数変換
器から出力され互いに中心周波数が異なるＮ個のＯＦＤ
Ｍ信号を合成する合成器とを設けたことを特徴とする。
【００１４】請求項２のＯＦＤＭ送信回路では、請求項
１と同様に送信すべきＯＦＤＭ信号の帯域を分割して帯
域毎に信号を処理する。これにより、Ｄ／Ａ変換器の動
作速度を上げることなく高速の信号を伝送できる。但
し、請求項２ではディジタル回路を用いて直交変調を行
う。また、請求項２では分割した複数のＯＦＤＭ信号の
間隔をＯＦＤＭ信号のサブキャリア間隔のＭ倍（Ｍは自
然数）とし、複数のＯＦＤＭ信号が重なり合わないよう
に配置する。更に、複数のＯＦＤＭ信号を周波数変換す
るための局部発振信号を発生する発振器相互の間で周波
数同期を確立する。
１と同様に送信すべきＯＦＤＭ信号の帯域を分割して帯
域毎に信号を処理する。これにより、Ｄ／Ａ変換器の動
作速度を上げることなく高速の信号を伝送できる。但
し、請求項２ではディジタル回路を用いて直交変調を行
う。また、請求項２では分割した複数のＯＦＤＭ信号の
間隔をＯＦＤＭ信号のサブキャリア間隔のＭ倍（Ｍは自
然数）とし、複数のＯＦＤＭ信号が重なり合わないよう
に配置する。更に、複数のＯＦＤＭ信号を周波数変換す
るための局部発振信号を発生する発振器相互の間で周波
数同期を確立する。
【００１５】従って、帯域分割された複数のＯＦＤＭ信
号を合成すれば、あたかも１つの広帯域なＯＦＤＭ信号
のような信号が生成される。これにより、ガードバンド
の設置が不要になり、高い周波数利用効率を実現でき
る。請求項３は、請求項１又は請求項２のＯＦＤＭ送信
回路において、前記Ｎ個の発振器に共通の基準信号を与
える基準信号発振器を設けたことを特徴とする。
号を合成すれば、あたかも１つの広帯域なＯＦＤＭ信号
のような信号が生成される。これにより、ガードバンド
の設置が不要になり、高い周波数利用効率を実現でき
る。請求項３は、請求項１又は請求項２のＯＦＤＭ送信
回路において、前記Ｎ個の発振器に共通の基準信号を与
える基準信号発振器を設けたことを特徴とする。
【００１６】基準信号発振器から出力される１つの基準
信号をＮ個の発振器で共通に利用することにより、Ｎ個
の発振器がそれぞれ出力する信号の周波数を互いに同期
させることができる。また、例えばＰＬＬ（位相同期ル
ープ）回路を用いて各発振器を構成することにより、互
いに周波数が異なりしかも周波数間隔が一定の信号をＮ
個の発振器からそれぞれ出力することができる。
信号をＮ個の発振器で共通に利用することにより、Ｎ個
の発振器がそれぞれ出力する信号の周波数を互いに同期
させることができる。また、例えばＰＬＬ（位相同期ル
ープ）回路を用いて各発振器を構成することにより、互
いに周波数が異なりしかも周波数間隔が一定の信号をＮ
個の発振器からそれぞれ出力することができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】（第１の実施の形態）本発明のＯ
ＦＤＭ送信回路の１つの実施の形態について、図１及び
図３を参照して説明する。この形態は請求項１及び請求
項３に対応する。図１はこの形態のＯＦＤＭ送信回路を
示すブロック図である。図３はこの形態における信号の
スペクトル配置を示すスペクトル図である。
ＦＤＭ送信回路の１つの実施の形態について、図１及び
図３を参照して説明する。この形態は請求項１及び請求
項３に対応する。図１はこの形態のＯＦＤＭ送信回路を
示すブロック図である。図３はこの形態における信号の
スペクトル配置を示すスペクトル図である。
【００１８】この形態では、請求項１のサブキャリア変
調器，逆フーリエ変換器，Ｄ／Ａ変換器，Ｎ対のフィル
タ，Ｎ個の発振器，Ｎ個の直交変調器及び合成器は、そ
れぞれサブキャリア変調器１１，逆フーリエ変換器（１
２，１３），Ｄ／Ａ変換器（１４〜１７），ローパスフ
ィルタ（１８〜２１），発振器（２４，２５），直交変
調器（２２，２３）及び合成器２６に対応する。また、
請求項３の基準信号発振器は基準発振器２７に対応す
る。
調器，逆フーリエ変換器，Ｄ／Ａ変換器，Ｎ対のフィル
タ，Ｎ個の発振器，Ｎ個の直交変調器及び合成器は、そ
れぞれサブキャリア変調器１１，逆フーリエ変換器（１
２，１３），Ｄ／Ａ変換器（１４〜１７），ローパスフ
ィルタ（１８〜２１），発振器（２４，２５），直交変
調器（２２，２３）及び合成器２６に対応する。また、
請求項３の基準信号発振器は基準発振器２７に対応す
る。
【００１９】この形態では、送信するＯＦＤＭ信号の帯
域を図３に示すように上下２つの領域ＲＬ，ＲＵに分割
し、分割された帯域毎に信号を処理する場合を想定して
いる。図１を参照すると、このＯＦＤＭ送信回路はサブ
キャリア変調器１１，逆フーリエ変換器１２，１３，Ｄ
／Ａ変換器１４〜１７，ローパスフィルタ１８〜２１，
直交変調器２２，２３，発振器２４，２５，合成器２６
及び基準発振器２７を備えている。
域を図３に示すように上下２つの領域ＲＬ，ＲＵに分割
し、分割された帯域毎に信号を処理する場合を想定して
いる。図１を参照すると、このＯＦＤＭ送信回路はサブ
キャリア変調器１１，逆フーリエ変換器１２，１３，Ｄ
／Ａ変換器１４〜１７，ローパスフィルタ１８〜２１，
直交変調器２２，２３，発振器２４，２５，合成器２６
及び基準発振器２７を備えている。
【００２０】サブキャリア変調器１１は、入力される送
信データに応じた変調信号を多数のサブキャリアのそれ
ぞれについて生成する。サブキャリア変調器１１が出力
するサブキャリア毎の多数の変調信号は、２つのグルー
プに分割される。２つのグループのうち、図３に示す領
域ＲＬに相当する信号は逆フーリエ変換器１２に入力さ
れ、領域ＲＵに対応する信号は逆フーリエ変換器１３に
入力される。
信データに応じた変調信号を多数のサブキャリアのそれ
ぞれについて生成する。サブキャリア変調器１１が出力
するサブキャリア毎の多数の変調信号は、２つのグルー
プに分割される。２つのグループのうち、図３に示す領
域ＲＬに相当する信号は逆フーリエ変換器１２に入力さ
れ、領域ＲＵに対応する信号は逆フーリエ変換器１３に
入力される。
【００２１】逆フーリエ変換器１２及び１３は、それぞ
れに入力された変調信号を逆フーリエ変換し、ベースバ
ンドの２対の複素ＯＦＤＭ信号を出力する。各複素ＯＦ
ＤＭ信号は、実数成分（Ｉ信号）と虚数成分（Ｑ信号）
とで構成される。逆フーリエ変換器１２が出力する複素
ＯＦＤＭ信号は、Ｄ／Ａ変換器１４，１５によってアナ
ログ信号に変換される。また、逆フーリエ変換器１３が
出力する複素ＯＦＤＭ信号はＤ／Ａ変換器１６，１７に
よってアナログ信号に変換される。
れに入力された変調信号を逆フーリエ変換し、ベースバ
ンドの２対の複素ＯＦＤＭ信号を出力する。各複素ＯＦ
ＤＭ信号は、実数成分（Ｉ信号）と虚数成分（Ｑ信号）
とで構成される。逆フーリエ変換器１２が出力する複素
ＯＦＤＭ信号は、Ｄ／Ａ変換器１４，１５によってアナ
ログ信号に変換される。また、逆フーリエ変換器１３が
出力する複素ＯＦＤＭ信号はＤ／Ａ変換器１６，１７に
よってアナログ信号に変換される。
【００２２】Ｄ／Ａ変換器１４〜１７から出力される信
号は、それぞれローパスフィルタ１８〜２１によって不
要波である高調波成分が除去される。直交変調器２２
は、発振器２４から出力されるキャリア信号を、ローパ
スフィルタ１８，１９から出力される複素ＯＦＤＭ信号
を用いて直交変調する。同様に、直交変調器２３は発振
器２５から出力されるキャリア信号を、ローパスフィル
タ２０，２１から出力される複素ＯＦＤＭ信号を用いて
直交変調する。
号は、それぞれローパスフィルタ１８〜２１によって不
要波である高調波成分が除去される。直交変調器２２
は、発振器２４から出力されるキャリア信号を、ローパ
スフィルタ１８，１９から出力される複素ＯＦＤＭ信号
を用いて直交変調する。同様に、直交変調器２３は発振
器２５から出力されるキャリア信号を、ローパスフィル
タ２０，２１から出力される複素ＯＦＤＭ信号を用いて
直交変調する。
【００２３】直交変調器２２から出力されるＯＦＤＭ信
号と直交変調器２３から出力されるＯＦＤＭ信号とは、
合成器２６で合成され、１つの広帯域のＯＦＤＭ信号と
して出力される。発振器２４が出力するキャリア信号と
発振器２５が出力するキャリア信号との間には、予め定
めた周波数差Δｆｄが存在している。この周波数差Δｆ
ｄは、送信するＯＦＤＭ信号におけるサブキャリア間隔
の整数倍になっている。また、分割された各帯域（Ｒ
Ｌ，ＲＵ）の信号が互いに重なり合わないように周波数
差Δｆｄが定めてある。
号と直交変調器２３から出力されるＯＦＤＭ信号とは、
合成器２６で合成され、１つの広帯域のＯＦＤＭ信号と
して出力される。発振器２４が出力するキャリア信号と
発振器２５が出力するキャリア信号との間には、予め定
めた周波数差Δｆｄが存在している。この周波数差Δｆ
ｄは、送信するＯＦＤＭ信号におけるサブキャリア間隔
の整数倍になっている。また、分割された各帯域（Ｒ
Ｌ，ＲＵ）の信号が互いに重なり合わないように周波数
差Δｆｄが定めてある。
【００２４】更に、周波数差Δｆｄが変動しないよう
に、２つの発振器２４，２５の間でキャリア信号の周波
数同期を確立してある。この例では、発振器２４，２５
をＰＬＬ回路で構成してあり、基準発振器２７が出力す
る基準信号を２つの発振器２４，２５に共通の基準信号
として与えている。図１に示すＯＦＤＭ送信回路におい
ては、図３に示される２つの帯域（ＲＬ，ＲＵ）の信号
を分割して処理した後でそれらを合成し、発振器２４が
出力するキャリア信号と発振器２５が出力するキャリア
信号との周波数差Δｆｄによって図３（ｃ）に示すよう
な広帯域の１つのＯＦＤＭ信号を合成器２６から出力す
ることができる。
に、２つの発振器２４，２５の間でキャリア信号の周波
数同期を確立してある。この例では、発振器２４，２５
をＰＬＬ回路で構成してあり、基準発振器２７が出力す
る基準信号を２つの発振器２４，２５に共通の基準信号
として与えている。図１に示すＯＦＤＭ送信回路におい
ては、図３に示される２つの帯域（ＲＬ，ＲＵ）の信号
を分割して処理した後でそれらを合成し、発振器２４が
出力するキャリア信号と発振器２５が出力するキャリア
信号との周波数差Δｆｄによって図３（ｃ）に示すよう
な広帯域の１つのＯＦＤＭ信号を合成器２６から出力す
ることができる。
【００２５】また、図１に示すＯＦＤＭ送信回路では領
域ＲＬの帯域成分と、領域ＲＵの帯域成分とをそれぞれ
独立した逆フーリエ変換器１２，１３を用いて逆フーリ
エ変換するので、Ｄ／Ａ変換器１４〜１７から出力され
るベースバンドＯＦＤＭ信号に含まれる高調波成分は、
図３（ａ），（ｂ）に示すように希望波から十分に離れ
た位置に発生する。
域ＲＬの帯域成分と、領域ＲＵの帯域成分とをそれぞれ
独立した逆フーリエ変換器１２，１３を用いて逆フーリ
エ変換するので、Ｄ／Ａ変換器１４〜１７から出力され
るベースバンドＯＦＤＭ信号に含まれる高調波成分は、
図３（ａ），（ｂ）に示すように希望波から十分に離れ
た位置に発生する。
【００２６】そのため、ＯＦＤＭ信号の高調波を除去す
るために用いるローパスフィルタ１８〜２１のフィルタ
特性については、図３に示すように緩やかなフィルタ特
性でかまわない。なお、この例ではＯＦＤＭ信号を２つ
の領域ＲＬ，ＲＵに帯域分割して信号を処理する場合を
示したが、もちろん３以上の領域に分割して処理するこ
ともできる。
るために用いるローパスフィルタ１８〜２１のフィルタ
特性については、図３に示すように緩やかなフィルタ特
性でかまわない。なお、この例ではＯＦＤＭ信号を２つ
の領域ＲＬ，ＲＵに帯域分割して信号を処理する場合を
示したが、もちろん３以上の領域に分割して処理するこ
ともできる。
【００２７】（第２の実施の形態）本発明のＯＦＤＭ送
信回路のもう１つの実施の形態について、図２を参照し
て説明する。この形態は請求項２及び請求項３に対応す
る。図２はこの形態のＯＦＤＭ送信回路を示すブロック
図である。この形態は第１の実施の形態の変形例であ
る。
信回路のもう１つの実施の形態について、図２を参照し
て説明する。この形態は請求項２及び請求項３に対応す
る。図２はこの形態のＯＦＤＭ送信回路を示すブロック
図である。この形態は第１の実施の形態の変形例であ
る。
【００２８】この形態では、請求項２のサブキャリア変
調器，逆フーリエ変換器，ディジタル直交変調器，Ｄ／
Ａ変換器，フィルタ，発振器，周波数変換器及び合成器
は、それぞれサブキャリア変調器３１，逆フーリエ変換
器（３２，３３），ディジタル直交変調器（３４，３
５），Ｄ／Ａ変換器（３６，３７），ローパスフィルタ
（３８，３９），発振器（４２，４３），周波数変換器
（４０，４１）及び合成器４４に対応する。また、請求
項３の基準信号発振器は基準発振器４５に対応する。
調器，逆フーリエ変換器，ディジタル直交変調器，Ｄ／
Ａ変換器，フィルタ，発振器，周波数変換器及び合成器
は、それぞれサブキャリア変調器３１，逆フーリエ変換
器（３２，３３），ディジタル直交変調器（３４，３
５），Ｄ／Ａ変換器（３６，３７），ローパスフィルタ
（３８，３９），発振器（４２，４３），周波数変換器
（４０，４１）及び合成器４４に対応する。また、請求
項３の基準信号発振器は基準発振器４５に対応する。
【００２９】この形態では、直交変調をディジタル回路
で実施するように構成が変更されている。すなわち、図
２に示すＯＦＤＭ送信回路は、サブキャリア変調器３
１，逆フーリエ変換器３２，３３，ディジタル直交変調
器３４，３５，Ｄ／Ａ変換器３６，３７，ローパスフィ
ルタ３８，３９，周波数変換器４０，４１，発振器４
２，４３，合成器４４及び基準発振器４５を備えてい
る。
で実施するように構成が変更されている。すなわち、図
２に示すＯＦＤＭ送信回路は、サブキャリア変調器３
１，逆フーリエ変換器３２，３３，ディジタル直交変調
器３４，３５，Ｄ／Ａ変換器３６，３７，ローパスフィ
ルタ３８，３９，周波数変換器４０，４１，発振器４
２，４３，合成器４４及び基準発振器４５を備えてい
る。
【００３０】第１の実施の形態と同様に、サブキャリア
変調器３１は入力される送信データに応じた変調信号を
多数のサブキャリアのそれぞれについて生成する。サブ
キャリア変調器３１が出力するサブキャリア毎の多数の
変調信号は、２つのグループに分割される。２つのグル
ープのうち、図３に示す領域ＲＬに相当する信号は逆フ
ーリエ変換器３２に入力され、領域ＲＵに対応する信号
は逆フーリエ変換器３３に入力される。
変調器３１は入力される送信データに応じた変調信号を
多数のサブキャリアのそれぞれについて生成する。サブ
キャリア変調器３１が出力するサブキャリア毎の多数の
変調信号は、２つのグループに分割される。２つのグル
ープのうち、図３に示す領域ＲＬに相当する信号は逆フ
ーリエ変換器３２に入力され、領域ＲＵに対応する信号
は逆フーリエ変換器３３に入力される。
【００３１】逆フーリエ変換器３２及び３３は、それぞ
れに入力された変調信号を逆フーリエ変換し、ベースバ
ンドの２対の複素ＯＦＤＭ信号を出力する。各複素ＯＦ
ＤＭ信号は、実数成分（Ｉ信号）と虚数成分（Ｑ信号）
とで構成される。逆フーリエ変換器３２が出力する複素
ＯＦＤＭ信号は、ディジタル直交変調器３４で直交変調
されＯＦＤＭ信号になる。また、逆フーリエ変換器３３
が出力する複素ＯＦＤＭ信号は、ディジタル直交変調器
３５で直交変調されＯＦＤＭ信号になる。
れに入力された変調信号を逆フーリエ変換し、ベースバ
ンドの２対の複素ＯＦＤＭ信号を出力する。各複素ＯＦ
ＤＭ信号は、実数成分（Ｉ信号）と虚数成分（Ｑ信号）
とで構成される。逆フーリエ変換器３２が出力する複素
ＯＦＤＭ信号は、ディジタル直交変調器３４で直交変調
されＯＦＤＭ信号になる。また、逆フーリエ変換器３３
が出力する複素ＯＦＤＭ信号は、ディジタル直交変調器
３５で直交変調されＯＦＤＭ信号になる。
【００３２】更に、ディジタル直交変調器３４から出力
されるＯＦＤＭ信号はＤ／Ａ変換器３６でアナログ信号
に変換された後、ローパスフィルタ３８で高調波を除去
される。また、ディジタル直交変調器３５から出力され
るＯＦＤＭ信号はＤ／Ａ変換器３７でアナログ信号に変
換された後、ローパスフィルタ３９で高調波を除去され
る。
されるＯＦＤＭ信号はＤ／Ａ変換器３６でアナログ信号
に変換された後、ローパスフィルタ３８で高調波を除去
される。また、ディジタル直交変調器３５から出力され
るＯＦＤＭ信号はＤ／Ａ変換器３７でアナログ信号に変
換された後、ローパスフィルタ３９で高調波を除去され
る。
【００３３】ローパスフィルタ３８及び３９から出力さ
れるＯＦＤＭ信号は、それぞれ周波数変換器４０及び４
１で周波数変換され、合成器４４で１つの広帯域のＯＦ
ＤＭ信号として合成される。第１の実施の形態と同様
に、発振器４２が出力するキャリア信号と発振器４３が
出力するキャリア信号との間には、予め定めた周波数差
Δｆｄが存在している。この周波数差Δｆｄは、送信す
るＯＦＤＭ信号におけるサブキャリア間隔の整数倍にな
っている。また、分割された各帯域（ＲＬ，ＲＵ）の信
号が互いに重なり合わないように周波数差Δｆｄが定め
てある。
れるＯＦＤＭ信号は、それぞれ周波数変換器４０及び４
１で周波数変換され、合成器４４で１つの広帯域のＯＦ
ＤＭ信号として合成される。第１の実施の形態と同様
に、発振器４２が出力するキャリア信号と発振器４３が
出力するキャリア信号との間には、予め定めた周波数差
Δｆｄが存在している。この周波数差Δｆｄは、送信す
るＯＦＤＭ信号におけるサブキャリア間隔の整数倍にな
っている。また、分割された各帯域（ＲＬ，ＲＵ）の信
号が互いに重なり合わないように周波数差Δｆｄが定め
てある。
【００３４】更に、周波数差Δｆｄが変動しないよう
に、２つの発振器４２，４３の間でキャリア信号の周波
数同期を確立してある。この例では、発振器４２，４３
をＰＬＬ回路で構成してあり、基準発振器４５が出力す
る基準信号を２つの発振器４２，４３に共通の基準信号
として与えている。
に、２つの発振器４２，４３の間でキャリア信号の周波
数同期を確立してある。この例では、発振器４２，４３
をＰＬＬ回路で構成してあり、基準発振器４５が出力す
る基準信号を２つの発振器４２，４３に共通の基準信号
として与えている。
【００３５】
【発明の効果】以上説明したように、本発明のＯＦＤＭ
送信回路によれば、Ｄ／Ａ変換器の動作速度を著しく高
くすることなく、高速信号伝送と高周波数利用効率とを
実現することができる。
送信回路によれば、Ｄ／Ａ変換器の動作速度を著しく高
くすることなく、高速信号伝送と高周波数利用効率とを
実現することができる。
【図１】第１の実施の形態のＯＦＤＭ送信回路を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図２】第２の実施の形態のＯＦＤＭ送信回路を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図３】第１の実施の形態における信号のスペクトル配
置を示すスペクトル図である。
置を示すスペクトル図である。
【図４】従来例のＯＦＤＭ送信回路を示すブロック図で
ある。
ある。
【図５】従来例のＯＦＤＭ送信回路を示すブロック図で
ある。
ある。
【図６】従来例における信号のスペクトル配置を示すス
ペクトル図である。
ペクトル図である。
１１ サブキャリア変調器
１２，１３ 逆フーリエ変換器
１４，１５，１６，１７ Ｄ／Ａ変換器
１８，１９，２０，２１ ローパスフィルタ
２２，２３ 直交変調器
２４，２５ 発振器
２６ 合成器
２７ 基準発振器
３１ サブキャリア変調器
３２，３３ 逆フーリエ変換器
３４，３５ ディジタル直交変調器
３６，３７ Ｄ／Ａ変換器
３８，３９ ローパスフィルタ
４０，４１ 周波数変換器
４２，４３ 発振器
４４ 合成器
４５ 基準発振器
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 守倉 正博
東京都千代田区大手町二丁目３番１号 日
本電信電話株式会社内
Ｆターム(参考） 5K022 DD01 DD23
Claims (3)
- 【請求項１】 サブキャリア毎の変調信号を出力するサ
ブキャリア変調器と、 前記サブキャリア変調器から出力されるサブキャリア毎
の変調信号に対して離散逆フーリエ変換を行い、ベース
バンドの複素ＯＦＤＭ信号を出力する複数のＮ個の逆フ
ーリエ変換器と、 前記逆フーリエ変換器が出力する複素ＯＦＤＭ信号をア
ナログ信号に変換するＮ対のＤ／Ａ変換器と、 前記Ｄ／Ａ変換器が出力するアナログの複素ＯＦＤＭ信
号からその高調波成分を除去するＮ対のフィルタと、 前記サブキャリア変調器が出力する変調信号におけるサ
ブキャリア周波数間隔の整数倍の周波数間隔で、互いに
周波数同期の確立したキャリア信号を出力するＮ個の発
振器と、 前記対のフィルタから出力される複素ＯＦＤＭ信号と、
前記発振器が出力するキャリア信号とを用いて直交変調
を行い、互いに中心周波数の異なるＯＦＤＭ信号をそれ
ぞれ出力するＮ個の直交変調器と、 前記Ｎ個の直交変調器から出力されるＮ個のＯＦＤＭ信
号を合成して出力する合成器とを設けたことを特徴とす
るＯＦＤＭ送信回路。 - 【請求項２】 サブキャリア毎の変調信号を出力するサ
ブキャリア変調器と、 前記サブキャリア変調器から出力されるサブキャリア毎
の変調信号に対して離散逆フーリエ変換を行い、ベース
バンドの複素ＯＦＤＭ信号を出力する複数のＮ個の逆フ
ーリエ変換器と、 前記逆フーリエ変換器が出力する複素ＯＦＤＭ信号をデ
ィジタル直交変調するＮ個のディジタル直交変調器と、 前記ディジタル直交変調器が出力するＯＦＤＭ信号をア
ナログ信号に変換するＮ個のＤ／Ａ変換器と、 前記Ｄ／Ａ変換器が出力するアナログのＯＦＤＭ信号に
含まれる高調波成分を除去するＮ個のフィルタと、 前記サブキャリア変調器が出力する変調信号におけるサ
ブキャリア周波数間隔の整数倍の周波数間隔で、互いに
周波数同期の確立したキャリア信号を出力するＮ個の発
振器と、 前記発振器が出力するキャリア信号を用いて前記フィル
タから出力されるＯＦＤＭ信号の周波数を変換するＮ個
の周波数変換器と、 前記Ｎ個の周波数変換器から出力され互いに中心周波数
が異なるＮ個のＯＦＤＭ信号を合成する合成器とを設け
たことを特徴とするＯＦＤＭ送信回路。 - 【請求項３】 請求項１又は請求項２のＯＦＤＭ送信回
路において、前記Ｎ個の発振器に共通の基準信号を与え
る基準信号発振器を設けたことを特徴とするＯＦＤＭ送
信回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001230045A JP2003046471A (ja) | 2001-07-30 | 2001-07-30 | Ｏｆｄｍ送信回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001230045A JP2003046471A (ja) | 2001-07-30 | 2001-07-30 | Ｏｆｄｍ送信回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003046471A true JP2003046471A (ja) | 2003-02-14 |
Family
ID=19062313
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001230045A Pending JP2003046471A (ja) | 2001-07-30 | 2001-07-30 | Ｏｆｄｍ送信回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003046471A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006525711A (ja) * | 2003-04-30 | 2006-11-09 | スピドコム テクノロジーズ | 搬送電流によるデータ伝送方法 |
| JP2013132068A (ja) * | 2007-09-12 | 2013-07-04 | Sharp Corp | 送信装置、送信方法及びプロセッサ |
| WO2013140763A1 (ja) * | 2012-03-21 | 2013-09-26 | 日本電気株式会社 | 広帯域無線通信装置および逆フーリエ変換方法 |
-
2001
- 2001-07-30 JP JP2001230045A patent/JP2003046471A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006525711A (ja) * | 2003-04-30 | 2006-11-09 | スピドコム テクノロジーズ | 搬送電流によるデータ伝送方法 |
| JP2013132068A (ja) * | 2007-09-12 | 2013-07-04 | Sharp Corp | 送信装置、送信方法及びプロセッサ |
| WO2013140763A1 (ja) * | 2012-03-21 | 2013-09-26 | 日本電気株式会社 | 広帯域無線通信装置および逆フーリエ変換方法 |
| JPWO2013140763A1 (ja) * | 2012-03-21 | 2015-08-03 | 日本電気株式会社 | 広帯域無線通信装置および逆フーリエ変換方法 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20050620 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20050809 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050926 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20060124 |