JP5006403B2 - 無線周波数増幅器のスイッチ変調 - Google Patents

Description

本発明は、無線周波数電力増幅器をスイッチ変調する方法と装置に関する。

電気通信システム、例えば、基地局または衛星システムにおけるＲＦ（無線周波数）信号送信器の電力増幅器は、多数のキャリア信号の同時増幅のため、１００ＭＨｚまでの帯域幅に及ぶ周波数範囲を増幅しなければならない可能性がある。さらに、ＲＦ増幅器は、高い効率とダイナミックレンジ、並びに歪みを軽減するために高い直線性を持つことが望ましい。

例えばＤ級電力増幅器は、全ての電力デバイスがスイッチ（オン／オフ）モードで動作する電力増幅器であり、例えば、高い電力効率を得ることが可能なＰＷＭ（パルス幅変調）によるスイッチ変調であってもよい。通常、スイッチ変調技術には、入力信号よりはるかに高い周波数成分を持つパルス系列に入力信号を変換すること、引き続いてそのパルス系列を増幅すること、その後でフィルタに掛けて、望ましくないスペクトル成分、例えばキャリア周波数高調波または変調雑音を除去することを含む。フィルタに掛けた結果の信号は、入力信号を増幅したレプリカに対応する。Ｄ級電力増幅器の利点は高電力効率であり、固定振幅を持つパルス系列およびオンかオフのどちらかになっているスイッチ素子によって実現され、このため低電力損失となる。

上述のＰＷＭでは、増幅器への入力信号を変調し、パルス系列のパルスの持続、即ち、信号振幅に比例するパルス幅を与える。増幅器からの出力では、帯域通過フィルタでパルス列にフィルタを掛け、高次の高調波が存在しない状態で前の形状を得る。パワーエレクトロニクスでは、例えば、電気エンジンを制御するため、または電力変換のため、ＰＷＭを普通に使用し、さらには、オーディオシステムでは、ＰＷＭを導入して増幅器冷却の必要性とサイズとを削減している。しかしながら、無線周波数応用では、スイッチ変調Ｄ級電力増幅器の使用は、依然として、必要とする高いスイッチ周波数のため、例えば、ＧＨｚ範囲に制限されている。

もう一つの例は、無線周波数信号に適当な高効率スイッチ電力増幅器であるＥ級増幅器であり、スイッチとして駆動される単一のトランジスタおよび受動付加ネットワークからなる。

図１は従来のスイッチ変調器２の構成を示すブロック図であり、ベースバンド入力信号１を変調して、電力増幅器４に２レベルの信号を形成するパルス系列３を提供するよう構成したパルス幅変調器（ＰＷＭ）からなる。最大効率の動作点で電力増幅器を常に駆動することができるので、典型的な振幅が変化し、かつ位相が変化する信号を増幅する全体的効率は極めて高いであろう。従って、キャリア周波数前後で同調するようにした適正な設計のフィルタ６、好ましくはＰＷＭに対する帯域通過フィルタで、増幅されたパルス系列５をフィルタに掛けるが、これは、電力変換器またはオーディオシステムに通常使用するＰＷＭ用低域通過フィルタと対比して、正しい増幅出力信号７をフィルタ出力するためである。

従来のＰＷＭ（パルス幅変調）では、信号の振幅を各サンプルでのパルス幅にマッピングし、変調器により各入力サンプルに対して単一パルスを送信する。しかしながら、例えば、無線通信システムでは、信号の位相情報をそのパルスのある特徴、例えば、位置にマッピングすることが要求され、これによりシステムの振幅と位相の両方を表わすパルス系列を生成し、ＰＷＭと一緒に使用するＰＰＭ（パルス位置変調）、即ち、ＰＷＭ／ＰＰＭを構成する。Ｔ_s0でサンプルした信号１の振幅を、変調したパルス３の幅、即ち持続時間にマッピングし、二つのサンプル間の時間間隔Ｔ_s＝Ｔ_s1−Ｔ_s0、即ち、サンプル区間またはサンプル周期内で、その信号サンプルの位相をパルス３の位置にマッピングするかを、図２に示す。

図２に説明した技術を図３に示す従来の構成に適用し、従来の合成ＰＷＭ／ＰＰＭ８でベースバンド信号の振幅部分１と位相部分９とを変調し、その振幅はパルスの幅を変調し、その位相はベースバンド信号のサンプル周期内で前記パルスの位置を変調する。さらに、図３は、上記で述べたように、ベースバンド信号１の振幅と位相の両方をマッピングした、合成ＰＷＭ／ＰＰＭ８が生成するパルス系列３を示す。従って、電力増幅器４はパルス系列を増幅し、帯域通過フィルタ６は増幅したパルス系列５をフィルタに掛け、その結果、増幅したベースバンド信号７を出力にもたらす。

本技術分野内の関連技術については、例えば、ＵＳ２００４／０２４６０６０で開示されており、Ｄ級またはＥ級増幅器のようなスイッチ・モードの電力増幅器による増幅に適する２レベルの信号を生成する変調器について説明している。

この技術分野内でさらに知られていることは、上記のＰＷＭ（パルス幅変調）とＰＰＭ（パルス位置変調）を、デルタ−シグマ（ＤＳ）変調と合成することであり、複素ベースバンド信号の振幅部分を２レベルのデルタ−シグマ変調器に提供し、その信号の位相部分を８レベルを持つＤＳ変調器に提供する。ＤＳＭ（デルタ−シグマ変調）では、増幅器への入力信号を、固定パルス幅とキャリア周波数より高い周波数とを持つパルス系列に変換するが、そのビットストリームの平均レベルは入力信号レベルを示す。通常は、ｆ_s／４のＤＳ変調器におけるように、サンプル周波数＝４・キャリア周波数であり、例えば、３ＧＰＰ（第3世代パートナーシップ・プロジェクト）の周波数バンドでは８．５６ＧＨｚのサンプル周波数となる。図４のブロック図に示す構成では、２個のデルタ−シグマ変調器１０ａ、１０ｂからの出力信号を、合成ＰＷＭ／ＰＰＭ８のパルス幅変調部分とパルス位置変調部分にそれぞれ提供し、ＤＳ変調とＰＷＭ／ＰＰＭの合成した特性を持つパルス列を形成する。ＤＳ変調器は雑音形状のスペクトルを生成し、ＰＷＭ／ＰＰＭは、スイッチ増幅器に供給する必要のあるパルスのみから構成される信号を生成する。ＰＷＭ／ＰＰＭが生成する信号は、ＤＳ変調器から到来する信号のように早くは変化しないが、その信号は、有用な信号のそれと同程度のスペクトル密度を有する広帯域雑音を含む。

上記の図４では、入力ベースバンド信号の振幅部分１と位相部分９とを、２つのデルタ−シグマ変調器１０ａ、１０ｂで変調し、その後で合成ＰＷＭ／ＰＰＭ８で変調している。入力振幅のパルス幅へのマッピングは非線形関数、即ち、正弦関数であるから、線形出力を得るためには、逆（即ち、逆正弦）の前置歪み器を必要とし、図４に示す装置では、この修正は修正計算器１１で事前に計算している。例えば、意図するキャリア周波数で動作する発信器を位相変調することにより、または、ベースバンド信号をＲＦにアップコンバートして位相情報を抽出することにより、入力信号の位相情報をパルス系列３のパルス位置に変換する。その後、デルタ−シグマ変調およびＰＷ／ＰＰ変調をした信号３を電力増幅器４で増幅し、帯域通過フィルタ６でフィルタに掛ける。

しかしながら、上記の従来装置、同様にその技術分野内の関連技術には数個の欠点を含む。例えば、固定サンプル周期Ｔ_sで行う合成したパルス幅およびパルス位置変調は、パルスのいわゆる“ラップアラウンド（ｗｒａｐ−ａｒｏｕｎｄ）”に導く可能性があり、このことを図５に示す。この第一のパルスは次のサンプル区間まで及ぶことができないため、Ｔ_s0でのサンプルを示すパルスはそのサンプル周期内で“ラップ”される。代わりに、第二のパルスを次の区間の間送信するであろうが、この第二のパルスは、Ｔ_s1での第二のパルスの振幅と位相を示すであろう。

合成ＰＷ／ＰＰ変調が有するもう一つの欠点は、デジタル的に定義したパルス幅と位置の時間精度であり、量子化雑音により、実現可能なダイナミックレンジを制限する。６０−７０ｄＢのダイナミックレンジに及ぶためには、幅または位置のために少なくとも５１２レベルが必要とされ、これは、今日では実現できない程のデジタル回路のクロック周波数および速度を必要とする。この問題点はＤＳ変調と組み合わせた粗い時間精度（３／８レベル）のＰＷ／ＰＰ変調により軽減可能であるが、出力信号のダイナミックレンジは依然として非常に低く、単一キャリアのＷＣＤＭＡ（広帯域符号分割多元接続）に対しては、典型的には４０ｄＢ程度であり、受け取り可能なレベルまでに帯域外雑音を削減するには強力なフィルタ動作が必要となる。

それ故、高いダイナミックレンジを有しかつ“ラップアラウンド”問題を有せず、広い帯域幅にわたる無線周波数信号の線形増幅を可能とする、無線周波数信号のための高効率なスイッチ変調の電力増幅器を実現することは、依然として問題点を提起する。

本発明の目的は、上記で概観した問題点に対処して、低電力損失、広い帯域幅にわたる高い線形性、ならびに高いダイナミックレンジを含めて、無線周波数電力増幅器による改善したスイッチ変調を提供することである。この目的およびその他については、添付の特許請求の範囲に従い、無線周波数電力増幅器をスイッチ変調する方法および装置により達成される。

一つの態様によれば、本発明は無線周波数電力増幅器でスイッチ変調する方法を提供し、その方法においては、入力信号を複素数成分（Ｉ＋ｊ・Ｑ）のＩ信号とＱ信号で入力信号を表す。さらに、本方法では、Ｉ信号とＱ信号のサンプリングとパルス幅変調を個別に実行して、変調を受けたＩ信号パルス系列と変調を受けたＱ信号パルス系列と、正のサンプル値に対応するパルスに対して負のサンプル値に対応するパルスの時間シフトと、遅延時間シフトを導入してＩ信号パルス系列の各パルスの遅延とを生成する。

その結果、広い帯域幅に及び、かつ高いダイナミックレンジを有して、高効率の線形増幅を行うことが可能となる。変調は、パルス幅変調のみで、かつ位置変調ではなく実行されるので、位相ラップアラウンド問題は回避される。さらに、Ｉ信号パルス系列の遅延時間シフトは、複素数表現への二つの直交成分の組合せを単純化するであろう。

加えて、時間シフトしたパルスにマッピングするように新しいサンプル値を補間してもよく、その結果、増幅のより正確なマッピングを実現する。

また、本方法では、Ｉ信号パルス系列とＱ信号パルス系列を個別に電力増幅し、その後で、増幅したＩ信号パルス系列と増幅したＱ信号パルス系列を組み合わせ、そして増幅し、組み合わせたパルス系列にフィルタを掛けて正しい出力信号を生成する。

パルス幅変調にはパルス系列のパルスの幅にサンプル振幅をマッピングすることを含み、その振幅を修正して線形関数を得てもよい。Ｉ成分における遅延時間シフトは０．２５Ｔ_sであってもよく、これは９０度位相シフトに相当し、正パルスに対する負パルスの時間シフトは、負のサンプル・パルスをサンプル間隔Ｔ_sの第二の半分に置き、正のサンプル・パルスをサンプル間隔Ｔ_sの第一の半分に置いてもよく、例えば、正のサンプル・パルスを０．２５Ｔ_sに置き、負のサンプル・パルスを０．７５Ｔ_sに置いてもよい。

加えて、フィルタを掛けることには、着目周波数を得るため、帯域通過フィルタをかけることを含めてもよく、前記補間には二つの隣接するサンプル間の線形補間、または３次スプライン補間を含めてもよい。

もう一つの態様によれば、本発明は、入力信号の複素数成分（Ｉ＋ｊ・Ｑ）のＩ信号とＱ信号を個別に変調することにより、無線周波数電力増幅器でスイッチ変調する装置を提供する。本装置は、Ｉ信号とＱ信号を個別にサンプルして変調し、変調したＩ信号パルス系列と変調したＱ信号パルス系列を生成するパルス幅変調器と、サンプル区間内で正のサンプル値に対応するパルスに対して負のサンプル値に対応するパルスを移動させる時間シフタと、遅延時間シフトをＩ信号パルス系列に導入する遅延ユニットとを備える。

さらに、本装置は、時間シフトされたパルスの各々の幅にマッピングするよう新しい振幅を補間する補間器と、Ｉ信号パルス系列とＱ信号パルス系列を個別に増幅する電力増幅器と、増幅したＩ信号パルス系列と増幅したＱ信号パルス系列の合成器と、合成したパルス系列を帯域通過フィルタに掛けて着目周波数の正しい増幅出力信号を生成するフィルタとを備えてもよい。

パルスの幅にサンプル振幅をマッピングするようにパルス幅変調器を構成し、さらに、パルス幅とサンプル振幅との間の線形関係を得る修正計算器を備えてもよい。

遅延時間シフトは０．２５Ｔ_sであってもよく、これは変調したＩ信号パルス系列が９０度位相シフトしていることに対応し、補間器は線形補間器または３次スプライン補間器を備えてもよく、電力増幅器はＤ級またはＥ級増幅器であってもよい。

ここで、本発明について、以下に示す添付の図面を参照してさらに詳細に説明する。
パルス幅変調器の従来装置を簡略に示すブロック図である。 信号の振幅および位相のパルスへのマッピングを示す。 合成したパルス幅変調器とパルス位置変調器の従来装置を示すブロック図である。 合成したデルタ−シグマ変調器、パルス幅変調器およびパルス位置変調器の従来装置を示すブロック図である。 固定のサンプル周期内に信号の位相をパルスの位置にマッピングする場合に起こる可能性のある“ラップアラウンド”を示す。 本発明の第一の実施形態による電力増幅器のスイッチ変調を簡略に示すブロック図である。 本発明による、Ｉ成分およびＱ成分信号のサンプル振幅のマッピングを示す。 本発明による、Ｉ成分およびＱ成分信号の正または負のサンプルのマッピングを示す。 本発明の実施形態による、新しい時間シフトしたサンプル値の線形補間を示す。 本発明の第二の実施形態による、導入した遅延のため生じるＩ成分における時間シフトしたサンプル値の補間を示す。 本発明の第二の実施形態による、電力増幅器をスイッチ変調する装置を簡略に示すブロック図である。 本発明による、帯域通過フィルタを掛けて増幅したＲＦ信号を示す。 本発明の第一の実施形態による、電力増幅器をスイッチ変調する方法のフローチャートである。

以下の記述では、本発明の完全な理解を提供するため、特定のアーキテクチャおよびステップのシーケンスについて、特別に詳細に説明する。しかしながら、当業者には明らかであるが、これらの特別な詳細から離れている可能性のある他の実施形態で、本発明を実施してもよい。

その上、プログラムしたマイクロプロセッサまたは汎用計算機と連動するソフトウエア機能を使用して、または特定用途向け集積回路を使用して、またはその両方によって説明する機能を実装してもよいことは明らかである。方法の形式で本発明を説明する場合は、本発明はまた、計算機プロセッサおよびメモリを備えるシステムでと同様に、計算機プログラム製品で具現してもよく、本メモリでは、説明する機能を実行する可能性のある一つ以上のプログラムでコード化されている。

本発明は、無線周波数電力増幅器の改善したスイッチ変調に関し、その変調方法では、ベースバンド信号の振幅および位相の両方に関する情報をマッピングすることができる。従来のパルス位置／パルス位相変調におけるように、二つのサンプル間のパルスの位置に位相をマッピングする代わりに、本発明によるスイッチ変調は、二つの機能的に個別のパルス幅変調器により実行される。Ｉ＋ｊ・Ｑと表現した複素数のデカルト座標で入力ベースバンド信号を表わし、その実数成分Ｉは同相（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）成分を表し、虚数成分Ｑは信号の直交位相（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ）成分を表す。二つの個別のパルス幅変調器のうちの一つは同相成分（以降Ｉ信号と表示）を変調し、他は直交位相成分（以降Ｑ信号と表示）を変調する。パルス幅変調器は、サンプルの振幅をパルスの幅にマッピングし、負および正のサンプル振幅を、サンプル周期内で正のサンプル・パルスに対して負のサンプル・パルスを時間シフトすることで示し、本発明の更なる実施形態によれば、時間シフトを補償するために新しい補間サンプル振幅を計算する。

実数部分（Ｉ）と虚数部分（Ｑ）を個別にではなく、ベースバンド信号を表す複素数Ｉ＋ｊ・Ｑを進めるため、個別の信号を増幅した後、二つの信号をＩ＋ｊ・Ｑに対応する一つの信号に変換するのが望ましい。“ｊ”による乗算は９０°の遅延に対応するので、二つの個別信号ＩおよびＱの変換には、０．２５Ｔ_sによるＩ成分の遅延、即ち、時間シフトを含み、ここでサンプル周期Ｔｓは無線周波数（ＲＦ）でのサンプル周期であり、本発明の更なる実施形態によれば、時間シフトを補償するために新しい補間サンプル振幅を計算する。２個の増幅器の前で遅延を時間領域で直接実行してもよく、または四分の一波長の伝送線で信号を物理的に遅延させることにより（例えば、集積化した遅延線部分を持つハイブリッド合成器により）、遅延を実行してもよい。その後で、例えば、通常のＲＦ分岐線結合器において、Ｉ＋ｊ・Ｑを実現するために２個の電力増幅器からの出力信号を合成することができ、それをフィルタに掛けて増幅した正しい無線周波数信号を出力に生成する。 図６は、本発明の第一の実施形態を示すブロック図であり、２個の機能的に個別のパルス幅変調器２ａ、２ｂにより、ベースバンド信号のＩ信号成分１とＱ信号成分９のパルス幅変調を実行する。その結果の二つの個別のパルス系列３ａ、３ｂを２個の機能的に個別の増幅器４ａ、４ｂで増幅し、増幅した信号を適当な合成器１３が合成して、合成した増幅パルス系列５を生成し、これを適当な帯域通過フィルタ６でフィルタに掛けて、増幅した正しい帯域通過信号７を生成する。

正のサンプルに対応するパルスに対して負のパルスに対応するパルスを適当に時間シフトすることを導入し、保存されたバイナリ符号化を可能とすることにより、同相信号、即ちＩ信号と、直交位相信号、即ちＱ信号との両方の負のサンプルを処理する。本発明の更なる実施形態によれば、負のサンプル・パルスを、サンプル区間Ｔ_s＝Ｔ_s1−Ｔ_s0の第二の半分に置き、正のサンプル・パルスを第一の半分に置く。例えば、サンプル区間Ｔ_s内で、正のサンプルを０．２５Ｔ_sに置いてもよく、負のサンプルを０．７５Ｔ_sに置いてもよい。

さらに、この時間シフトのため、サンプルの実際の振幅は、パルスにマッピングした振幅から外れるであろうから、本発明の第二の実施形態により、新しい補間サンプル振幅を計算する。

それ故、本発明により、２個の機能的に個別の電力増幅器を使用し、一つの同相信号（Ｉ信号）と一つの直交位相信号（Ｑ信号）とからなる入力信号を増幅する。しかしながら、増幅した正しい複素出力無線周波数信号を得るため、パルス幅変調の後、同相（Ｉ）および直交位相（Ｑ）信号の合成に先行して、Ｉ信号の遅延、例えば、サンプル区間の四分の一（即ち、０．２５Ｔ_s）の遅延を持たせる。これは、Ｉ信号パルス系列のパルスが、サンプル区間内で０．２５Ｔｓだけ時間シフトすることを意味し、正のサンプル・パルスを０．５Ｔ_sに置き、負のサンプル・パルスを１Ｔ_sに置いてもよく、一方、非遅延のＱ信号サンプル・パルスを、それぞれ０．２５Ｔｓと０．７５Ｔｓに置いてもよい。このＩ信号の遅延は９０度位相シフトに相当し、これは、二つの直交成分を複素表現Ｉ＋ｊ・Ｑに組み合わせることを簡単化する。

それ故、本発明による解決策は、図６のブロック図に示すように、入力ベースバンド信号を表すデカルト複素数成分ＩおよびＱにＰＷＭ（パルス幅変調）を適用することである。正の成分のみを持つ正の実際の信号については、（図２に示すように）例えば、２個の隣接サンプル間にパルスを置くことにより、その振幅をパルスの幅にマッピングすることが可能となる。しかしながら、本発明によれば、実数のＩ信号成分および虚数のＱ信号成分の両方を含む複素信号を、Ｉ信号およびＱ信号の両方で表す。図７は、本発明の典型的な実施形態によるスイッチ変調を示し、Ｔ_s0でのサンプルの正の振幅をパルスの幅で表すことにより、さらに０．５Ｔ_s近辺に中心があるパルスを置くことにより、Ｉ信号およびＱ信号の個別のパルス幅変調を組み込んでいる。

図８は本発明による負のサンプルの処理を示し、正のサンプル・パルスに対して負のサンプル・パルスを時間シフトしている。負のサンプル振幅をパルスにマッピングし、例えば、サンプル周期の第二の半分にそのパルスを置き、図８では、Ｔ_s1でのＩ成分のサンプルを０．７５Ｔ_sに置くことで示し、図のＩ成分におけるＴ_s0でのサンプルのような正の振幅と関連するパルスを、サンプル周期の第一の半分、０．２５Ｔ_sに置く。対応して、例えば、Ｔ_s0およびＴ_s1での図のサンプルのように、Ｑ成分の正の振幅に関連するパルスは、例えば、０，２５Ｔ_sのように、関連するサンプル周期の第一の半分に置く。このようにして、サンプル区間Ｔ_s内の若干異なる位置にパルスを割付けることにより、複素信号を実際の信号に変換する。

明らかに、正のサンプル値に対する０．２５Ｔ_sおよび負のサンプル値に対する０．７５Ｔ_sという上記で説明した位置は、サンプル区間内の適当な位置の単なる例であり、多くの他の位置が可能である。さらに、代わりに、正のサンプル値をサンプル周期の第二の半分に置き、負のサンプル値を第一の半分に置いてもよく、０．２５Ｔ_sおよび０．７５Ｔ_sより他の適当な位置、例えば、０．３０Ｔ_sおよび０．８０Ｔ_sのような位置、または、正と負のサンプル間が０．５Ｔ_sの時間差を持つ任意の他の適当な位置においてもよい。

本発明の第二の実施形態により、導入した時間シフトのために生じる、サンプル事象に対する負のパルスのオフセットの処理を、図９に示す。もしｔ＝Ｔ_s0での負のサンプルを表わすパルスが、０．２５Ｔ_sの元の位置から、半分のサンプル周期、例えば、０．５Ｔｓ時間シフトして、０．７５Ｔ_sの新しい位置にあるなら、そのパルスのパルス幅は、その新しい位置に対応する振幅を表わしていない。従って、補間を実行し、図９に示すように、パルス幅にマッピングし、ｔ＝０．５Ｔｓでの補間した時間シフトサンプル値Ｙ_intを得る。補間は任意の適当な補間方法で、例えば、２個の最近接サンプル間の単純な線形補間で、または３次スプライン補間で実行してもよい。図９に示す本発明の典型的な実施形態によれば、０．５Ｔ_sでの時間シフトしたサンプルを補間することにより、時間シフトした負のサンプル値の補間を実行し、その補間方法は次式を使用する線形補間である。
ｙ_neg＝（１／２）・（ｙ_n+1＋ｙ_n）
ベースバンド信号を表わす複素数Ｉ＋ｊ・Ｑを進めるため、変調したＩおよびＱ信号を表わす二つの個別のパルス系列について、その個別の信号を増幅した後、Ｉ＋ｊ・Ｑに対応する一つの信号に変換または合成する。０．２５Ｔ_sのＩ成分の遅延に先立ってこの合成を行うが、これは、“ｊ”による乗算は、周期の四分の一に対応する９０°の位相シフトに対応するからである。その後で、２個の増幅器からの出力信号を、例えば、通常のＲＦ分岐線結合器内で合成することができる。しかしながら、この遅延のため、図１０に示すように、本発明の第二の実施形態により、Ｉ成分の正および負の両方の遅延した新しいパルス位置のために、負のパルスに対するものと同じ補間を実行するのが望ましい。

図１０のＩ成分では、正で非遅延のＴ_s0サンプルに対応するパルスは、０．２５Ｔ_sにおかれるであろう。Ｉ成分とＱ成分の合成を簡単化するため、Ｉ成分において０．２５Ｔ_sの遅延を導入して、遅延したＴ_s0サンプルに対応するパルスを時間シフトし、０．５Ｔ_sに置く。しかしながら、０．５Ｔ_sにあるパルスのパルス幅のもっと正しいマッピングを得るため、０．２５Ｔ_sにあるサンプル値を任意の適当な補間方法で、例えば、ｔ_s0とｔ_s1にある２個の最近接サンプル間の線形補間で補間し、Ｔ_s0intを得る。

図に示したＩ成分のＴ_s1での隣接サンプルは負であり、対応する非遅延のパルスは、例えば、０．７５Ｔ_sに置かれるであろう。しかしながら、０．２５Ｔ_sの導入した遅延のため、その対応するパルスは時間シフトし、１Ｔ_sに置かれるだろう。１Ｔ_sでのパルス幅にもっと正しい振幅マッピングを得るため、０．７５Ｔ_sでのＩ成分のサンプル値を任意の適当な方法で、例えば、ｔ_s1とｔ_s2にある２個の最近接サンプル間の簡単な線形補間で補間し、Ｔ_s1intを得る。

このようにして、本発明の典型的な実施形態により、もし第一のサンプルをサンプルｎで示し、隣接サンプルをサンプルｎ＋１で示すなら、補間し、時間シフトしたＱおよびＩの新しいサンプル値は以下の通りである。
非遅延Ｑ成分の正のサンプル値に対して、Ｑ_pos＝Ｑ_n、時間シフト＝０。
Ｑ成分の負の値に対して、Ｑ_neg＝Ｑ_n＋０．５（Ｑ_n+1−Ｑ_n）、時間シフトは０．５Ｔ_s。
導入した遅延を有するＩ成分の正のサンプル値に対して、Ｉ_pos＝Ｉ_n＋０．２５（Ｉ_n+1−Ｉ_n）、時間シフトは０．２５Ｔ_s。
導入した遅延を有するＩ成分の負のサンプル値に対して、Ｉ_neg＝Ｉ_n＋０．７５（Ｉ_n+1−Ｉ_n）、時間シフトは０．７５Ｔ_s。
しかしながら、もし他の任意の適当な時間シフトを用いるなら、それに従って補間は再計算しなければならない。

図１１は、本発明の第二の実施形態を示すブロック図であり、入力ベースバンド信号である複素表現Ｉ＋ｊ・Ｑの個別のＩ信号成分１と個別のＱ信号成分９を変調するため、２個の機能的に個別のパルス幅変調器２ａ、２ｂを備える。線形性を得るため、例えば、逆正弦関数で、修正計算器（図示せず）により、または２個の変調器２ａ、２ｂ内で直接、修正を実行してもよい。個別の本パルス幅変調器は、変調したＩ信号とＱ信号それぞれに対応する二つの個別のパルス系列を生成し、サンプル区間内で時間シフタ１４ａ、１４ｂにより、正のサンプル値に対応するパルスに対して、負のサンプル値に対応するパルス系列のパルスを時間シフトする。さらに、変調したＩ信号を表わすパルス系列３ａにおいて、遅延ユニット１２により遅延、望ましくは、ｊによる乗算に対応する０．２５Ｔ_sを導入するが、これは、複素ベースバンド信号Ｉ＋ｊ・Ｑを再生成するＩ信号成分とＱ信号成分の組合せを簡単化するため、ｊによる乗算に対応する。スイッチ変調を改善するため、２個の変調器２ａ、２ｂにおいて振幅をパルス幅にマッピングする前に、新しく時間シフトし、遅延したサンプル値の補間を、補間器１５ａ、１５ｂで実行する。Ｉ成分の第一の補間器１５ａは、負のサンプル値の時間シフトおよびＩ成分において導入した遅延のため、新しいサンプル値を補間し、一方、第二の補間器１５ｂは、負の値の時間シフトのみのため、新しいサンプル値を補間する。補間し、時間シフトしたパルス系列を電力増幅器４ａ、４ｂで増幅し、合成器１３で合成する。その後で、入力ベースバンド信号の増幅した出力７を実現するため、増幅し、合成した信号を、適当な帯域通過フィルタ６でフィルタに掛ける。

図１２は、本発明の方法および装置による、スイッチ変調し、増幅したベースバンド信号にフィルタを掛けたスペクトルの拡大図を示す。フィルタを掛けた周波数は増幅した元の複素ベースバンド信号を表わし、フィルタを掛けた信号の二つのキャリアの性質は、良好なダイナミックレンジが実現されていることを示している。

図１３は、本発明の第一の実施形態による、無線周波数増幅器への入力信号をスイッチ変調する方法を示すフローチャートである。ステップ１４１では、デカルト複素座標Ｉ＋ｊ・Ｑにおいてサンプリングした入力ベースバンド信号を、一つのＩ信号成分と一つのＱ信号成分によって表す。その後、ステップ１４２で、各サンプルの振幅をパルス系列におけるパルスの幅にマッピングするため、ＩおよびＱ信号を２個の個別のパルス幅変調器に入力する。

正の振幅を表すパルスに対する負の振幅を表すパルスの時間シフトをステップ１４３で実行し、サンプル周期内の二つの異なる位置に正および負のサンプル・パルスを置くが、例えば、正のサンプル・パルスを０．２５Ｔ_sに置き、負のサンプル・パルスを０．７５Ｔ_sに置く。複素表現Ｉ＋ｊ・Ｑを再び再生成するよう、個別のＩ信号およびＱ信号の簡単な合成を促進するため、ステップ１４４では、Ｉ信号成分を表すパルス系列を、例えば、０．２５Ｔ_s遅延させるが、これは、ｊで乗算することに対応する。

ステップ１４５では、パルス系列を２個の個別の増幅器で増幅し、ステップ１４６では、増幅したパルス系列を合成して、複素表現Ｉ＋ｊ・Ｑを生成する。ステップ１４７では、増幅し、合成したパルス系列を適当な帯域通過フィルタでフィルタに掛け、増幅したベースバンド信号を得る。

本発明の第二の実施形態によれば、サンプルをパルスの幅にマッピングするのに先行して、Ｉ信号とＱ信号の時間シフトした新しいサンプルの補間を実行するが、これは、図１３のステップ１４３および１４４で示す時間シフトのためである。例えば０．２５Ｔ_sから０．７５Ｔ_sに時間シフトしているＱ成分における負のサンプルに、および、例えば０．２５Ｔ_sから０．５０Ｔ_sに時間シフト（正のサンプル）している、または、０．７５Ｔ_sから１Ｔ_sに時間シフト（負のサンプル）している遅延したＩ成分のサンプルに、新しいサンプル値を計算するため補間を実行する。好ましい実施形態によれば、本補間には線形補間を備えるが、代わりに、任意の適当な他の補間方法、例えば、３次スプライン補間を備えてもよい。

提示した解決策により、スイッチ無線周波数電力増幅器におけるパルス幅変調の使用が可能となり、大きな電力効率を達成する。さらに、無線周波数のキャリア周波数に対応して非常に高いサンプル周波数であるにもかかわらず、無線周波数に全くアップコンバートすること無しに、パルス幅変調を採用している。更なる利点は、位相ラップアラウンドが回避され、一方、合成したデルタ−シグマおよびパルス幅変調における以上に大きなダイナミックレンジを得ることができる、ということである。

本発明は、特定の典型的な実施形態を参照して説明したが、本発明は、一般的に、独創的概念を示すことを意図するのみであり、本発明の範囲を制限するものとして本説明を受け取るべきではない。

Claims (15)

1. 無線周波数電力増幅器でスイッチ変調する方法であって、入力信号を複素成分（Ｉ＋ｊ・Ｑ）のＩ信号とＱ信号とで表し、
   前記Ｉ信号と前記Ｑ信号とを個別にサンプリングしてサンプリングした信号の振幅をパルス系列中のパルスの幅にマッピングすることでパルス幅変調し（１４２）、変調したＩ信号パルス系列と変調したＱ信号パルス系列とを生成するステップと、
   正のサンプル値に対応する前記パルスに対して負のサンプル値の対応する前記パルスを時間シフトするステップと、
   遅延時間シフトを導入して前記Ｉ信号パルス系列の各パルスを遅延させるステップとを有し、
   前記正のサンプル・パルスに対する前記負のサンプル・パルスの前記時間シフトには、前記正のサンプル・パルスをサンプル区間の一方の半分に置き、前記負のサンプル・パルスを前記サンプル区間のもう一方の半分に置くことを含むことを特徴とする方法。
2. 前記時間シフトしたパルスにマッピングするよう新しいサンプル値が補間されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 前記Ｉ信号パルス系列と前記Ｑ信号パルス系列とを個別に電力増幅するステップと（１４５）、
   前記増幅したＩ信号パルス系列と前記増幅したＱ信号パルス系列とを合成するステップと（１４６）、
   前記増幅し、合成したパルス系列にフィルタを掛けて正しい出力信号を生成するステップ（１４７）と
   を更に有することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の方法。
4. 前記振幅を修正して線形関数を得ることを特徴とする請求項１に記載の方法。
5. 前記Ｉ成分の前記遅延時間シフトが、９０度位相シフトに対応する０．２５Ｔ_sであることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか一項に記載の方法。
6. 前記正のサンプル・パルスに対する前記負のサンプル・パルスの前記時間シフトには、前記負のサンプル・パルスを前記サンプル区間Ｔ_sの第二の半分に置き、前記正のサンプル・パルスを前記サンプル区間の第一の半分に置くことを含むことを特徴とする請求項１乃至５のいずれか一項に記載の方法。
7. 前記補間には２個の隣接サンプル間の線形補間を含むことを特徴とする請求項２に記載の方法。
8. 前記補間には３次スプライン補間を含むことを特徴とする請求項２に記載の方法。
9. 入力信号の複素成分（Ｉ＋ｊ・Ｑ）のＩ信号とＱ信号の個別変調により無線周波数電力増幅器をスイッチ変調する装置であって、
   前記Ｉ信号と前記Ｑ信号とを個別にサンプリングし、サンプリングした信号の振幅をパルス系列中のパルスの幅にマッピングすることで変調して、変調したＩ信号パルス系列（３ａ）と変調したＱ信号パルス系列（３ｂ）とを生成するパルス幅変調器（２ａ、２ｂ）と、
   サンプル区間内で、正のサンプル値に対応する前記パルスに対して負のサンプル値に対応する前記パルスを時間シフトさせる時間シフタ（１４ａ、１４ｂ）と、
   遅延時間シフトを前記Ｉ信号パルス系列に導入する遅延ユニット（１２）とを備え、
   前記正のサンプル・パルスに対する前記負のサンプル・パルスの前記時間シフトには、前記正のサンプル・パルスを前記サンプル区間の一方の半分に置き、前記負のサンプル・パルスを前記サンプル区間のもう一方の半分に置くことを含むことを特徴とする装置。
10. 前記時間シフトしたパルスの各々の前記幅にマッピングするよう新しいサンプル振幅を補間する補間器（１５ａ、１５ｂ）をさらに備えることを特徴とする請求項９に記載の装置。
11. 前記Ｉ信号パルス系列と前記Ｑ信号パルス系列とを個別に増幅する２個の電力増幅器（４ａ、４ｂ）と、
    前記増幅したＩ信号パルス系列と前記増幅したＱ信号パルス系列との合成器（１３）と、
    前記合成したパルス系列を帯域通過フィルタに掛けて増幅した正しい出力信号（７）を生成するフィルタ（６）と
    をさらに備える
    ことを特徴とする請求項９または１０に記載の装置。
12. 前記パルス幅と前記サンプリングした信号の振幅との間の線形関係を得るよう修正計算器（１１）をさらに備えることを特徴とする請求項９に記載の装置。
13. 前記遅延時間シフトが、前記変調したＩ信号パルス系列の９０度位相シフトに対応する０．２５Ｔ_sであることを特徴とする請求項９乃至１２のいずれか一項に記載の装置。
14. 前記補間器（１５ａ、１５ｂ）には３次スプライン補間器を備えることを特徴とする請求項１０に記載の装置。
15. 前記電力増幅器（４ａ、４ｂ）がＤ級増幅器またはＥ級増幅器であることを特徴とする請求項１１に記載の装置。

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