JP2003004482A - センサ信号処理の同期検波回路 - Google Patents
センサ信号処理の同期検波回路Info
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- JP2003004482A JP2003004482A JP2001184428A JP2001184428A JP2003004482A JP 2003004482 A JP2003004482 A JP 2003004482A JP 2001184428 A JP2001184428 A JP 2001184428A JP 2001184428 A JP2001184428 A JP 2001184428A JP 2003004482 A JP2003004482 A JP 2003004482A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 センサの測定のための回路素子変動による雑
音成分を消去し、センサで得られた被測定物理量を得る
センサの測定精度向上を目的とする。 【解決手段】被測定物理量の変化に応じて特性が変化す
るセンサ部と、三角関数波状の発振信号を励起する発振
部と、前記発振部の出力側と前記センサ部の入力側との
間に接続され前記センサ部に発振信号を印加することで
得られる信号変化に対し演算処理を行なう演算部を備え
たセンサ信号処理回路において、前記演算部により得ら
れた演算出力信号を前記発振信号の周期と同期して、演
算出力信号波を１/２周期ごとに切り換えて得た二信号
の各々を積分器により平均値を求めて、さらに平均後の
信号の差分を得ることにより、当該センサで得られた被
測定物理量を得ることを特徴とするセンサ信号処理のた
めの同期検波回路。
音成分を消去し、センサで得られた被測定物理量を得る
センサの測定精度向上を目的とする。 【解決手段】被測定物理量の変化に応じて特性が変化す
るセンサ部と、三角関数波状の発振信号を励起する発振
部と、前記発振部の出力側と前記センサ部の入力側との
間に接続され前記センサ部に発振信号を印加することで
得られる信号変化に対し演算処理を行なう演算部を備え
たセンサ信号処理回路において、前記演算部により得ら
れた演算出力信号を前記発振信号の周期と同期して、演
算出力信号波を１/２周期ごとに切り換えて得た二信号
の各々を積分器により平均値を求めて、さらに平均後の
信号の差分を得ることにより、当該センサで得られた被
測定物理量を得ることを特徴とするセンサ信号処理のた
めの同期検波回路。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、センサ部からの信
号を被測定物理量の関数として取り出すセンサ信号処理
回路に関し、特に、温度変化等に基づく素子誤差および
オペアンプのオフセット等の回路誤差を信号処理によっ
て除去する手段を備えたセンサ信号処理回路に関する。
号を被測定物理量の関数として取り出すセンサ信号処理
回路に関し、特に、温度変化等に基づく素子誤差および
オペアンプのオフセット等の回路誤差を信号処理によっ
て除去する手段を備えたセンサ信号処理回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】圧力計測の分野では、機械式から電子式
への置き換えが急速に進んでいる。電子式圧力計を大別
すると、感圧ダイアフラムの応力変化を電気抵抗変化に
変換する抵抗式と、感圧ダイアフラムの変位を静電容量
変化に変換する静電容量式とに分類できる。この中で、
静電容量式圧力センサには微圧計測に優れているという
特徴がある。
への置き換えが急速に進んでいる。電子式圧力計を大別
すると、感圧ダイアフラムの応力変化を電気抵抗変化に
変換する抵抗式と、感圧ダイアフラムの変位を静電容量
変化に変換する静電容量式とに分類できる。この中で、
静電容量式圧力センサには微圧計測に優れているという
特徴がある。
【０００３】静電容量式圧力センサは台座基板およびダ
イアフラムなどによって囲まれた空間が容量性リアクタ
ンスを構成することを利用して、加圧する圧力を計測す
る原理を有するため、微小圧力の場合にはリアクタンス
の変化も微小なものになる。
イアフラムなどによって囲まれた空間が容量性リアクタ
ンスを構成することを利用して、加圧する圧力を計測す
る原理を有するため、微小圧力の場合にはリアクタンス
の変化も微小なものになる。
【０００４】そのため、リアクタンスの変化を電気信号
に変えるには、電気信号もいきおい微小なものになり、
種々のノイズが重畳するため、信号対雑音比を高め計測
精度を上げることが難しかった。そのため、従来は容量
式リアクタンスを用いた積分回路を設けて、そのリアク
タンスを計測する方法がとられてきた（特許 第150017
4号 容量式変位変換方式）。しかし、積分動作による
方法では、電荷蓄積のためにある程度の時間が必要なた
め、応答性能に問題があった。
に変えるには、電気信号もいきおい微小なものになり、
種々のノイズが重畳するため、信号対雑音比を高め計測
精度を上げることが難しかった。そのため、従来は容量
式リアクタンスを用いた積分回路を設けて、そのリアク
タンスを計測する方法がとられてきた（特許 第150017
4号 容量式変位変換方式）。しかし、積分動作による
方法では、電荷蓄積のためにある程度の時間が必要なた
め、応答性能に問題があった。
【０００５】近年、電子部品集積化技術の進歩により、
交流的信号を容量性リアクタンス素子に印加して小信号
演算技術を用いて、直流的な熱的ドリフトなどのノイズ
を除去する方法が開発されてきている。そこでは、最終
的に被測定対象の物理量を直流的信号成分に復調しなけ
ればならないために、交流的信号から信号分を検波し復
調する方法が取られる必要があり、ダイオードによる検
波方式が一般的であった（USPatentNo.5942692 Capacit
ivePressureSensingMethod）。しかし、ダイオードによ
る半波または全波整流の検波方式では、ダイオード特性
の熱的変化などが影響して精度に難がある、また信号対
雑音比を高めるために誘導性インダクタンス素子を加え
ることなどが必要となり、回路が複雑となっていた。
交流的信号を容量性リアクタンス素子に印加して小信号
演算技術を用いて、直流的な熱的ドリフトなどのノイズ
を除去する方法が開発されてきている。そこでは、最終
的に被測定対象の物理量を直流的信号成分に復調しなけ
ればならないために、交流的信号から信号分を検波し復
調する方法が取られる必要があり、ダイオードによる検
波方式が一般的であった（USPatentNo.5942692 Capacit
ivePressureSensingMethod）。しかし、ダイオードによ
る半波または全波整流の検波方式では、ダイオード特性
の熱的変化などが影響して精度に難がある、また信号対
雑音比を高めるために誘導性インダクタンス素子を加え
ることなどが必要となり、回路が複雑となっていた。
【０００６】本出願人による特許出願でも、交流的小信
号演算を施して、センサ容量に並列に抵抗分が加わった
ような場合にもそのノイズ成分を除去するために、交流
発振信号に同期して信号を検波する基本的な方法が提案
されている（特願平11-210471）。しかし、この方式で
も、検波回路内にあるスイッチのOFF期間の漏れ電流な
どによるノイズ電圧の影響を受ける場合があり、それを
解決することが必要である。
号演算を施して、センサ容量に並列に抵抗分が加わった
ような場合にもそのノイズ成分を除去するために、交流
発振信号に同期して信号を検波する基本的な方法が提案
されている（特願平11-210471）。しかし、この方式で
も、検波回路内にあるスイッチのOFF期間の漏れ電流な
どによるノイズ電圧の影響を受ける場合があり、それを
解決することが必要である。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】本発明は前記のような
応答性能の問題、回路構成素子の熱などの要素による計
測雑音の課題を解決するためになされたものであり、セ
ンサ部、演算部および検波部の回路素子変動による雑音
成分をスイッチング構成により相殺的に消去し、当該セ
ンサで得られた被測定物理量を得るセンサの測定精度向
上を目的とする。
応答性能の問題、回路構成素子の熱などの要素による計
測雑音の課題を解決するためになされたものであり、セ
ンサ部、演算部および検波部の回路素子変動による雑音
成分をスイッチング構成により相殺的に消去し、当該セ
ンサで得られた被測定物理量を得るセンサの測定精度向
上を目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るために、本発明は、センサを駆動する交流電源を適宜
な期間で切り換えて差動演算部で増幅された演算出力信
号に対して、前記演算出力信号の交流波を前記交流電源
周波数に同期して１/２周期ごとに分割し、分割信号に
対して積分機能により直流成分を抽出するために平均値
を取得し、さらに平均後の二信号の差を求める同期検波
回路を構成する。
るために、本発明は、センサを駆動する交流電源を適宜
な期間で切り換えて差動演算部で増幅された演算出力信
号に対して、前記演算出力信号の交流波を前記交流電源
周波数に同期して１/２周期ごとに分割し、分割信号に
対して積分機能により直流成分を抽出するために平均値
を取得し、さらに平均後の二信号の差を求める同期検波
回路を構成する。
【０００９】すなわち同期検波回路は、演算出力の信号
を、当該発振波形の一周期の間に交流信号から直流信号
に変換する方法を提供するものである。これは、交流信
号の振幅ピーク値、又は平均値を求めれば交流波形に変
調された直流的信号値が得られる原理に基づくものであ
る。
を、当該発振波形の一周期の間に交流信号から直流信号
に変換する方法を提供するものである。これは、交流信
号の振幅ピーク値、又は平均値を求めれば交流波形に変
調された直流的信号値が得られる原理に基づくものであ
る。
【００１０】本発明では、同期検波回路は始めの１/２
周期にて、片側の積分器またはローパスフィルタ（以下
「LPF」と記す）に接続して、交流に変調された演算出
力信号の半周期を平均化することで、信号の直流分であ
るところの平均値を得る。後の１/２周期にては、もう
一方のLPFに演算出力信号を接続することで負極性の平
均値を得る。それぞれのLPFに入力が非接続のときに
は、積分動作は停止状態としておく。
周期にて、片側の積分器またはローパスフィルタ（以下
「LPF」と記す）に接続して、交流に変調された演算出
力信号の半周期を平均化することで、信号の直流分であ
るところの平均値を得る。後の１/２周期にては、もう
一方のLPFに演算出力信号を接続することで負極性の平
均値を得る。それぞれのLPFに入力が非接続のときに
は、積分動作は停止状態としておく。
【００１１】一周期経過の時点で、それぞれのLPFの出
力である演算出力信号の半波平均値の差を差動増幅器で
求める。LPFの出力は、理想的には極性が反転した同一
絶対値の演算出力であるため、差分により２倍の信号レ
ベルが得られる。この結果、演算出力にバイアスされた
直流的ノイズ電圧のみならず、それぞれのLPF自体に重
畳したオフセット電圧までもが差分により相殺されるこ
とになる。このように、先に述べた温度変化等に基づく
素子誤差およびオペアンプのオフセット等の回路誤差を
信号処理によって除去することができる。
力である演算出力信号の半波平均値の差を差動増幅器で
求める。LPFの出力は、理想的には極性が反転した同一
絶対値の演算出力であるため、差分により２倍の信号レ
ベルが得られる。この結果、演算出力にバイアスされた
直流的ノイズ電圧のみならず、それぞれのLPF自体に重
畳したオフセット電圧までもが差分により相殺されるこ
とになる。このように、先に述べた温度変化等に基づく
素子誤差およびオペアンプのオフセット等の回路誤差を
信号処理によって除去することができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して、本発明の
実施の形態について詳細に説明する。共通事項として、
本発明が適用されるセンサは、例えば圧力を測定するも
のが考えられ、容量を検出する手段は台座基板とダイア
フラムで囲まれた空間である容量室の容量キャパシタン
ス（Ｃ）を測定するものである。キャパシタンスのパラ
メータとして、容量室の空気誘電率ε、容量室に設けら
れた電極間ギャップｄ、感圧ダイアフラムの圧力感度変
位△ｄ、および対向面積Ｓがある。
実施の形態について詳細に説明する。共通事項として、
本発明が適用されるセンサは、例えば圧力を測定するも
のが考えられ、容量を検出する手段は台座基板とダイア
フラムで囲まれた空間である容量室の容量キャパシタン
ス（Ｃ）を測定するものである。キャパシタンスのパラ
メータとして、容量室の空気誘電率ε、容量室に設けら
れた電極間ギャップｄ、感圧ダイアフラムの圧力感度変
位△ｄ、および対向面積Ｓがある。
【００１３】（１）請求項1に係る発明の実施例
回路の例を図1に示し、各構成部分を破線で示してあ
る。そこでは、例えば圧力により電極間が変化する変化
容量CXとそれとは対称に変化する変化容量CYの差を計測
する場合である。 通常は単体容量を計測するだけだと、誘電率εの影響を
受けてしまうので、下記式（３）のように差容量と和容
量の比を計測することで、圧力感度変位△ｄを求める。
る。そこでは、例えば圧力により電極間が変化する変化
容量CXとそれとは対称に変化する変化容量CYの差を計測
する場合である。 通常は単体容量を計測するだけだと、誘電率εの影響を
受けてしまうので、下記式（３）のように差容量と和容
量の比を計測することで、圧力感度変位△ｄを求める。
【００１４】
以下に概略動作をしめす。そこでは、計測する期間を切
り替え（それら期間を「象限」とも云う）、4つの期間
で同期検波動作を行い、そこで求まった検波後の値とし
て電位ＶＤを利用して式（３）に相当する圧力変位を求
めるものである。
り替え（それら期間を「象限」とも云う）、4つの期間
で同期検波動作を行い、そこで求まった検波後の値とし
て電位ＶＤを利用して式（３）に相当する圧力変位を求
めるものである。
【００１５】第1の計測として、SW1をa側、SW2もa側に
接続し、CX、CYともに駆動電源として振幅E、周波数ｆ
の正弦波を入力する。そのときのA点の電圧は下式
（４）であらわせる。 SW3は駆動電源の正弦波に同期させて、１/２周期ごとに
ON,OFFさせる。このときの動作状況の例として、図７に
同期検波回路内のＬＰＦ手前の波形を示す。このように
B点、C点の電圧は其々ONしているときはVA1の値を計測
し、OFFしているときはその値を保持するので、下式と
なる。 式（５）および（６）におけるVQbおよびVQcはスイッチ
のOFFにより発生するチャージインジェクション、クロ
ックフィードスルーおよび漏れ電流により発生する誤差
電圧である。D点の電圧はB点の電圧とC点の電圧の差を
増幅するので、下式となる。 ここでNは差動増幅器の増幅率、Voffは差動増幅器のオ
フセット電圧である。
接続し、CX、CYともに駆動電源として振幅E、周波数ｆ
の正弦波を入力する。そのときのA点の電圧は下式
（４）であらわせる。 SW3は駆動電源の正弦波に同期させて、１/２周期ごとに
ON,OFFさせる。このときの動作状況の例として、図７に
同期検波回路内のＬＰＦ手前の波形を示す。このように
B点、C点の電圧は其々ONしているときはVA1の値を計測
し、OFFしているときはその値を保持するので、下式と
なる。 式（５）および（６）におけるVQbおよびVQcはスイッチ
のOFFにより発生するチャージインジェクション、クロ
ックフィードスルーおよび漏れ電流により発生する誤差
電圧である。D点の電圧はB点の電圧とC点の電圧の差を
増幅するので、下式となる。 ここでNは差動増幅器の増幅率、Voffは差動増幅器のオ
フセット電圧である。
【００１６】次に第2の計測として、SW1をｂ側、SW2も
ｂ側に接続し、CX、CYともに駆動電源として振幅E、周
波数ｆをL倍で反転させた正弦波を入力する。Lは1であ
ることが望ましいが、完全な1をつくることは難しいの
で、ここではあえてL倍とする。そのときのA点の電圧は
下式であらわせる。 B点、C点の電圧は、下式となる。 D点の電圧は、下式となる。
ｂ側に接続し、CX、CYともに駆動電源として振幅E、周
波数ｆをL倍で反転させた正弦波を入力する。Lは1であ
ることが望ましいが、完全な1をつくることは難しいの
で、ここではあえてL倍とする。そのときのA点の電圧は
下式であらわせる。 B点、C点の電圧は、下式となる。 D点の電圧は、下式となる。
【００１７】次に第3の計測として、SW1をa側、SW2をｂ
側に接続し、CXには駆動電源として振幅E、周波数ｆの
正弦波を入力する。CYには駆動電源として振幅E、周波
数ｆをL倍で反転させた正弦波を入力する。そのときのA
点の電圧は下式であらわせる。 B点、C点の電圧は、下式（１３）となる。 D点の電圧は、下式（１５）となる。
側に接続し、CXには駆動電源として振幅E、周波数ｆの
正弦波を入力する。CYには駆動電源として振幅E、周波
数ｆをL倍で反転させた正弦波を入力する。そのときのA
点の電圧は下式であらわせる。 B点、C点の電圧は、下式（１３）となる。 D点の電圧は、下式（１５）となる。
【００１８】次に第4の計測として、SW1をb側、SW2をa
側に接続し、CXには駆動電源として振幅E、周波数ｆをL
倍で反転させた正弦波を入力するCYには駆動電源として
振幅E、周波数ｆの正弦波を入力する。そのときのA点の
電圧は下式であらわせる。 B点、C点の電圧は、下式となる。 D点の電圧は、下式（１９）となる。
側に接続し、CXには駆動電源として振幅E、周波数ｆをL
倍で反転させた正弦波を入力するCYには駆動電源として
振幅E、周波数ｆの正弦波を入力する。そのときのA点の
電圧は下式であらわせる。 B点、C点の電圧は、下式となる。 D点の電圧は、下式（１９）となる。
【００１９】４つの計測の結果として最後に、式
（７）、（１１）、（１５）および（１９）から計測し
た4つの信号に下記演算を施すと下記となる。 結果として正確な計測ができることとなる。
（７）、（１１）、（１５）および（１９）から計測し
た4つの信号に下記演算を施すと下記となる。 結果として正確な計測ができることとなる。
【００２０】図1に示した回路にて正確な計測ができる
が、その前提条件として、各計測におけるVQbおよびVQc
が共通であるとしている。共通でない場合は正確な測定
ができなくなる。その請求項1に係る発明にある問題を
解決する発明を次に示す。
が、その前提条件として、各計測におけるVQbおよびVQc
が共通であるとしている。共通でない場合は正確な測定
ができなくなる。その請求項1に係る発明にある問題を
解決する発明を次に示す。
【００２１】（２）請求項２に係る発明の実施例
回路構成は図2に示す。第1の計測として、SW1をa側、SW
2もa側に接続し、CX、CYともに駆動電源として振幅E、
周波数ｆの正弦波を入力する。そのときのA点の電圧は
下式であらわせる。 SW3は駆動電源の正弦波に同期させてON,OFFさせる。こ
のときの動作状況の例として、図８に同期検波回路内の
ＬＰＦ手前の波形を示す。B点、C点の電圧は半周期は信
号に接続され、もう半周期はGNDに接続されることとな
るので、下式となる。ここで請求項1に係る発明例（図
1）と異なり、ＬＰＦの入力がOFFしている状態がないの
で、VQb、VQcは発生しない。 D点の電圧はB点の電圧とC点の電圧の差を増幅するの
で、下式となる。 ここでNは差動増幅器の増幅率、Voffは差動増幅器のオ
フセット電圧である。
2もa側に接続し、CX、CYともに駆動電源として振幅E、
周波数ｆの正弦波を入力する。そのときのA点の電圧は
下式であらわせる。 SW3は駆動電源の正弦波に同期させてON,OFFさせる。こ
のときの動作状況の例として、図８に同期検波回路内の
ＬＰＦ手前の波形を示す。B点、C点の電圧は半周期は信
号に接続され、もう半周期はGNDに接続されることとな
るので、下式となる。ここで請求項1に係る発明例（図
1）と異なり、ＬＰＦの入力がOFFしている状態がないの
で、VQb、VQcは発生しない。 D点の電圧はB点の電圧とC点の電圧の差を増幅するの
で、下式となる。 ここでNは差動増幅器の増幅率、Voffは差動増幅器のオ
フセット電圧である。
【００２２】次に第2の計測として、SW1をｂ側、SW2も
ｂ側に接続し、CX、CYともに駆動電源として振幅E、周
波数ｆをL倍で反転させた正弦波を入力する。そのとき
のA点の電圧は下式であらわせる。 B点、C点の電圧は、下式となる。 D点の電圧は、下式となる。
ｂ側に接続し、CX、CYともに駆動電源として振幅E、周
波数ｆをL倍で反転させた正弦波を入力する。そのとき
のA点の電圧は下式であらわせる。 B点、C点の電圧は、下式となる。 D点の電圧は、下式となる。
【００２３】次に第3の計測として、SW1をa側、SW2をｂ
側に接続し、CXには駆動電源として振幅E、周波数ｆの
正弦波を入力する。CYには駆動電源として振幅E、周波
数ｆをL倍で反転させた正弦波を入力する。そのときのA
点の電圧は下式であらわせる。 B点、C点の電圧は、下式となる。 D点の電圧は、下式となる。
側に接続し、CXには駆動電源として振幅E、周波数ｆの
正弦波を入力する。CYには駆動電源として振幅E、周波
数ｆをL倍で反転させた正弦波を入力する。そのときのA
点の電圧は下式であらわせる。 B点、C点の電圧は、下式となる。 D点の電圧は、下式となる。
【００２４】次に第4の計測として、SW1をb側、SW2をa
側に接続し、CXには駆動電源として振幅E、周波数ｆをL
倍で反転させた正弦波を入力するCYには駆動電源として
振幅E、周波数ｆの正弦波を入力する。そのときのA点の
電圧は下式であらわせる。 B点、C点の電圧は、下式となる。 D点の電圧は、下式となる。
側に接続し、CXには駆動電源として振幅E、周波数ｆをL
倍で反転させた正弦波を入力するCYには駆動電源として
振幅E、周波数ｆの正弦波を入力する。そのときのA点の
電圧は下式であらわせる。 B点、C点の電圧は、下式となる。 D点の電圧は、下式となる。
【００２５】最後に、式（２４）、（２８）、（３２）
および（３６）から計測した4つの信号に下記演算を施
すと下記となる。 結果としてVQb、VQcにかかわらず正確な計測ができるこ
ととなる。
および（３６）から計測した4つの信号に下記演算を施
すと下記となる。 結果としてVQb、VQcにかかわらず正確な計測ができるこ
ととなる。
【００２６】（３）請求項３に係る発明の実施例
請求項２に係る発明の例（図2）においては各計測にお
けるD点の電圧（ＶＤ）が図1の場合に対して半分に減少
している。これを解決する発明を図3に示し、以下に概
略動作を示す。
けるD点の電圧（ＶＤ）が図1の場合に対して半分に減少
している。これを解決する発明を図3に示し、以下に概
略動作を示す。
【００２７】第1の計測として、SW1をa側、SW2もa側に
接続し、CX、CYともに駆動電源として振幅E、周波数ｆ
の正弦波を入力する。そのときのA点の電圧は下式であ
らわせる。 SW3は駆動電源の正弦波に同期させてON,OFFさせる。こ
のときの動作状況の例として、図９に同期検波回路内の
ＬＰＦ手前の波形を示す。B点、C点の電圧は半周期は信
号に接続され、もう半周期はＭ倍で反転した信号に接続
されることとなるので、下式となる。ここで図1と異な
りOFFしている状態がないので、VQb、VQcは発生しな
い。またM＝1であることが望ましいが、完全な1をつく
ることは困難であるので、あえてMとする。 D点の電圧はB点の電圧とC点の電圧の差を増幅するの
で、下式となる。
接続し、CX、CYともに駆動電源として振幅E、周波数ｆ
の正弦波を入力する。そのときのA点の電圧は下式であ
らわせる。 SW3は駆動電源の正弦波に同期させてON,OFFさせる。こ
のときの動作状況の例として、図９に同期検波回路内の
ＬＰＦ手前の波形を示す。B点、C点の電圧は半周期は信
号に接続され、もう半周期はＭ倍で反転した信号に接続
されることとなるので、下式となる。ここで図1と異な
りOFFしている状態がないので、VQb、VQcは発生しな
い。またM＝1であることが望ましいが、完全な1をつく
ることは困難であるので、あえてMとする。 D点の電圧はB点の電圧とC点の電圧の差を増幅するの
で、下式となる。
【００２８】次に第2の計測として、SW1をｂ側、SW2も
ｂ側に接続し、CX、CYともに駆動電源として振幅E、周
波数ｆをL倍で反転させた正弦波を入力する。そのとき
のA点の電圧は下式であらわせる。 B点、C点の電圧は、下式となる。 D点の電圧は、下式となる。
ｂ側に接続し、CX、CYともに駆動電源として振幅E、周
波数ｆをL倍で反転させた正弦波を入力する。そのとき
のA点の電圧は下式であらわせる。 B点、C点の電圧は、下式となる。 D点の電圧は、下式となる。
【００２９】次に第3の計測として、SW1をa側、SW2をｂ
側に接続し、CXには駆動電源として振幅E、周波数ｆの
正弦波を入力する。CYには駆動電源として振幅E、周波
数ｆをL倍で反転させた正弦波を入力する。そのときのA
点の電圧は下式であらわせる。 B点、C点の電圧は、下式となる。 D点の電圧は、下式となる。
側に接続し、CXには駆動電源として振幅E、周波数ｆの
正弦波を入力する。CYには駆動電源として振幅E、周波
数ｆをL倍で反転させた正弦波を入力する。そのときのA
点の電圧は下式であらわせる。 B点、C点の電圧は、下式となる。 D点の電圧は、下式となる。
【００３０】次に第4の計測として、SW1をb側、SW2をa
側に接続し、CXには駆動電源として振幅E、周波数ｆをL
倍で反転させた正弦波を入力するCYには駆動電源として
振幅E、周波数ｆの正弦波を入力する。そのときのA点の
電圧は下式であらわせる。 B点、C点の電圧は、下式となる。 D点の電圧は、下式となる。
側に接続し、CXには駆動電源として振幅E、周波数ｆをL
倍で反転させた正弦波を入力するCYには駆動電源として
振幅E、周波数ｆの正弦波を入力する。そのときのA点の
電圧は下式であらわせる。 B点、C点の電圧は、下式となる。 D点の電圧は、下式となる。
【００３１】最後に、式（４１）、（４５）、（４９）
および（５３）から計測した4つの信号に下記演算を施
すと下記となる。 結果としてVQb、VQcにかかわらず、またD点の電圧は請
求項２に係る発明の例（図２）の場合のＶＤのゲインの
約2倍となり、信号対雑音比率が2倍なるより精度の良い
計測ができることとなる。
および（５３）から計測した4つの信号に下記演算を施
すと下記となる。 結果としてVQb、VQcにかかわらず、またD点の電圧は請
求項２に係る発明の例（図２）の場合のＶＤのゲインの
約2倍となり、信号対雑音比率が2倍なるより精度の良い
計測ができることとなる。
【００３２】（４）センサ構成が異なる場合の実施例
次に圧力により電極間が変化する変化容量CXと、圧力に
より変化しない基準容量CYを持つ構造のセンサにより物
理量を計測する場合である。 通常は単体容量を計測するだけだと、誘電率εの影響を
受けてしまうので、下記式（５７）のような差容量と単
体容量の比を計測することで、圧力変位を求める。 このような計測をする、回路例を図４に示すが、これは
請求項1に係る発明が適用される。前述のセンサ構成の
場合と同様に４つの期間で切り換えて測定する方法を用
いる。
より変化しない基準容量CYを持つ構造のセンサにより物
理量を計測する場合である。 通常は単体容量を計測するだけだと、誘電率εの影響を
受けてしまうので、下記式（５７）のような差容量と単
体容量の比を計測することで、圧力変位を求める。 このような計測をする、回路例を図４に示すが、これは
請求項1に係る発明が適用される。前述のセンサ構成の
場合と同様に４つの期間で切り換えて測定する方法を用
いる。
【００３３】第1の計測として、SW1をa側としCXの駆動
電源として振幅E、周波数ｆの正弦波を入力する。SW2は
c側に接続し、CYはGNDを入力する。そのときのA点の電
圧は下式であらわせる。 SW3は駆動電源の正弦波に同期させてON,OFFさせる。電
位の形状は図７と同様である。B点、C点の電圧はONして
いるときはVA1の値を計測し、OFFしているときはその値
を保持するので、下式となる。 ここでVQbおよびVQcはスイッチのOFFにより発生するチ
ャージインジェクション、クロックフィードスルーおよ
び漏れ電流により発生する誤差電圧である。D点の電圧
はB点の電圧とC点の電圧の差を増幅するので、下式とな
る。
電源として振幅E、周波数ｆの正弦波を入力する。SW2は
c側に接続し、CYはGNDを入力する。そのときのA点の電
圧は下式であらわせる。 SW3は駆動電源の正弦波に同期させてON,OFFさせる。電
位の形状は図７と同様である。B点、C点の電圧はONして
いるときはVA1の値を計測し、OFFしているときはその値
を保持するので、下式となる。 ここでVQbおよびVQcはスイッチのOFFにより発生するチ
ャージインジェクション、クロックフィードスルーおよ
び漏れ電流により発生する誤差電圧である。D点の電圧
はB点の電圧とC点の電圧の差を増幅するので、下式とな
る。
【００３４】第2の計測として、SW1をｂ側としCXの駆動
電源として振幅E、周波数ｆをL倍で反転させた正弦波を
入力する。SW2はc側に接続し、CYはGNDを入力する。そ
のときのA点の電圧は下式であらわせる。 B点、C点の電圧は、下式となる。 D点の電圧は、下式となる。
電源として振幅E、周波数ｆをL倍で反転させた正弦波を
入力する。SW2はc側に接続し、CYはGNDを入力する。そ
のときのA点の電圧は下式であらわせる。 B点、C点の電圧は、下式となる。 D点の電圧は、下式となる。
【００３５】次に第3の計測として、SW1をa側、SW2をｂ
側に接続し、CXには駆動電源として振幅E、周波数ｆの
正弦波を入力する。CYには駆動電源として振幅E、周波
数ｆをL倍で反転させた正弦波を入力する。そのときのA
点の電圧は下式であらわせる。 B点、C点の電圧は、下式となる。 D点の電圧は、下式となる。
側に接続し、CXには駆動電源として振幅E、周波数ｆの
正弦波を入力する。CYには駆動電源として振幅E、周波
数ｆをL倍で反転させた正弦波を入力する。そのときのA
点の電圧は下式であらわせる。 B点、C点の電圧は、下式となる。 D点の電圧は、下式となる。
【００３６】次に第4の計測として、SW1をb側、SW2をa
側に接続し、CXには駆動電源として振幅E、周波数ｆをL
倍で反転させた正弦波を入力するCYには駆動電源として
振幅E、周波数ｆの正弦波を入力する。そのときのA点の
電圧は下式であらわせる。 B点、C点の電圧は、下式となる。 D点の電圧は、下式となる。
側に接続し、CXには駆動電源として振幅E、周波数ｆをL
倍で反転させた正弦波を入力するCYには駆動電源として
振幅E、周波数ｆの正弦波を入力する。そのときのA点の
電圧は下式であらわせる。 B点、C点の電圧は、下式となる。 D点の電圧は、下式となる。
【００３７】最後に、式（６１）、（６５）、（６９）
および（７３）から計測した4つの信号に下記演算を施
すと下記となる。
および（７３）から計測した4つの信号に下記演算を施
すと下記となる。
【００３８】図4に示すようにセンサ構成が異なる場合
にも、図1のセンサ構成の場合と同様にVQb、VQcの問題
点を解決するための請求項２に係る発明（図２）および
請求項３に係る発明（図３）に示す同期検波回路を構成
することで、図5および6に示す構成にて解決できる。そ
れぞれ請求項２および３に対応するものである。計算式
による説明は省略する。
にも、図1のセンサ構成の場合と同様にVQb、VQcの問題
点を解決するための請求項２に係る発明（図２）および
請求項３に係る発明（図３）に示す同期検波回路を構成
することで、図5および6に示す構成にて解決できる。そ
れぞれ請求項２および３に対応するものである。計算式
による説明は省略する。
【００３９】以上では説明の簡素化のために、積分器相
当のローパスフィルタ（ＬＰＦ）で一周期の間に信号を
検波することを基本に述べてきた。
当のローパスフィルタ（ＬＰＦ）で一周期の間に信号を
検波することを基本に述べてきた。
【００４０】しかし、一次フィルタによる簡易な回路で
は三角関数波を整流しリップル分を除去ために、ある程
度大きな時定数を持つフィルタを構成する必要がある
が、これでは逆に信号の変化に対する応答性が悪くなる
ことがある。図１０のａとｂに図３の場合のＢ点のＬＰ
Ｆの前後の電位の例を示す。そこでは象限、すなわち第
１から第４までの計測期間の切り替え時に、信号が安定
するまで信号周波数の数周期分の時間がかかる様子を示
している。
は三角関数波を整流しリップル分を除去ために、ある程
度大きな時定数を持つフィルタを構成する必要がある
が、これでは逆に信号の変化に対する応答性が悪くなる
ことがある。図１０のａとｂに図３の場合のＢ点のＬＰ
Ｆの前後の電位の例を示す。そこでは象限、すなわち第
１から第４までの計測期間の切り替え時に、信号が安定
するまで信号周波数の数周期分の時間がかかる様子を示
している。
【００４１】（５）請求項４に係る発明の実施例
請求項４に係る発明として、純粋なる積分器をもって構
成することが望ましい場合にとる回路構成例を、図１１
に示す。そこでは、まず初期値として積分器をゼロ値リ
セットしておき、ＳＷ５とＳＷ６は其々信号側に接続す
る。その状態で信号の三角関数波に同期させたタイミン
グで積分リセット信号を解除し、積分を開始する。図１
２のａ、ｂ、およびｃにあるように、積分が開始され停
止するまでの間に図１１のＥ点の電位（図12a）につい
て、図１２のｄに示すように、全波整流された信号を積
分することで、B点とC点の電位を求め、検波できる。
成することが望ましい場合にとる回路構成例を、図１１
に示す。そこでは、まず初期値として積分器をゼロ値リ
セットしておき、ＳＷ５とＳＷ６は其々信号側に接続す
る。その状態で信号の三角関数波に同期させたタイミン
グで積分リセット信号を解除し、積分を開始する。図１
２のａ、ｂ、およびｃにあるように、積分が開始され停
止するまでの間に図１１のＥ点の電位（図12a）につい
て、図１２のｄに示すように、全波整流された信号を積
分することで、B点とC点の電位を求め、検波できる。
【００４２】以上、本発明が圧力センサに適用された形
態について説明したが、本発明は圧力以外にも、温度、
湿度、変位、変量、加速度等の各種物理量を測定するセ
ンサに適用できる。
態について説明したが、本発明は圧力以外にも、温度、
湿度、変位、変量、加速度等の各種物理量を測定するセ
ンサに適用できる。
【００４３】
【発明の効果】本発明では、演算部における適当なる切
り換えスイッチによる信号演算を繰り返す処理（複数期
間（象限）レシオメトリック演算）の過程で発生する回
路誤差および素子誤差の両方が同期検波回路によって除
去され、その結果として信号対雑音比の高い測定結果
が、簡潔な回路構成によって得られる。したがって、各
種の物理量測定に利用できる。
り換えスイッチによる信号演算を繰り返す処理（複数期
間（象限）レシオメトリック演算）の過程で発生する回
路誤差および素子誤差の両方が同期検波回路によって除
去され、その結果として信号対雑音比の高い測定結果
が、簡潔な回路構成によって得られる。したがって、各
種の物理量測定に利用できる。
【図１】 請求項1に係る発明の実施例およびセンサ信
号処理回路における同期検波回路の位置付け（点線ブロ
ック図（以降共通のため省略する））を表すものであ
る。
号処理回路における同期検波回路の位置付け（点線ブロ
ック図（以降共通のため省略する））を表すものであ
る。
【図２】 請求項２に係る発明の、１/２周期ごとに演
算信号およびグランド（接地）を切り換える実施例を示
す。
算信号およびグランド（接地）を切り換える実施例を示
す。
【図３】 請求項３に係る発明の、１/２周期ごとに演
算信号および反対極性信号を切り換える実施例を示す。
算信号および反対極性信号を切り換える実施例を示す。
【図４】 異なるセンサ構成の場合（変化容量と固定容
量による場合）の請求項1に係る発明の実施例を示す。
量による場合）の請求項1に係る発明の実施例を示す。
【図５】 異なるセンサ構成の場合（変化容量と固定容
量による場合）の請求項２に係る発明の実施例を示す。
量による場合）の請求項２に係る発明の実施例を示す。
【図６】 異なるセンサ構成の場合（変化容量と固定容
量による場合）の請求項３に係る発明の実施例を示す。
量による場合）の請求項３に係る発明の実施例を示す。
【図７】 請求項1に係る発明における同期検波回路内
のＢ点、Ｃ点のＬＰＦ手前電位を示す。
のＢ点、Ｃ点のＬＰＦ手前電位を示す。
【図８】 請求項２に係る発明における同期検波回路内
のＢ点、Ｃ点のＬＰＦ手前電位を示す。
のＢ点、Ｃ点のＬＰＦ手前電位を示す。
【図９】 請求項３に係る発明における同期検波回路内
のＢ点、Ｃ点のＬＰＦ手前電位を示す。
のＢ点、Ｃ点のＬＰＦ手前電位を示す。
【図10】 ローパスフィルタ（ＬＰＦ）で実現した同期
検波回路の信号波形を示す。 10a 請求項３に係る（図3）回路におけるＢ点のＬＰＦ
手前の電位 10b 請求項３に係る（図3）回路におけるＢ点（ＬＰＦ
後）の電位
検波回路の信号波形を示す。 10a 請求項３に係る（図3）回路におけるＢ点のＬＰＦ
手前の電位 10b 請求項３に係る（図3）回路におけるＢ点（ＬＰＦ
後）の電位
【図11】 請求項４に係る発明の積分器にて構成した実
施例を示す。
施例を示す。
【図12】 図11の回路における検波動作を示す各点の電
位波形を示す。 12a Ｅ点における電位 12b 積分リセット信号 12c 積分開始停止信号 12d Ｂ点における電位
位波形を示す。 12a Ｅ点における電位 12b 積分リセット信号 12c 積分開始停止信号 12d Ｂ点における電位
１ センサ信号処理回路におけるセンサ部
２ センサ信号処理回路における発振部
３ センサ信号処理回路における演算部
４ センサ信号処理回路における同期検波回路
１０ 三角関数波を励起する交流電源部
１１ ゲインL倍の反転増幅器
１２ 差動増幅器（OPアンプ）
１３ ゲインＮ倍の差動増幅器
１４ ゲインM倍の反転増幅器
２１，２２ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
２３，２４ 積分器
Cx,Cy, センサ・キャパシタンス
Cf フィードバック演算用キャパシタンス
SW1,SW2 センサ電源印加・象限切り換え用スイ
ッチ SW3,SW4 同期検波用信号切り換えスイッチ SW5,SW6 積分開始停止切り替えスイッチ
ッチ SW3,SW4 同期検波用信号切り換えスイッチ SW5,SW6 積分開始停止切り替えスイッチ
Claims (4)
- 【請求項１】 被測定物理量の変化に応じて特性が変化
するセンサ部と、三角関数波状の発振信号を励起する発
振部と、前記発振部の出力側と前記センサ部の入力側と
の間に接続され前記センサ部に発振信号を印加すること
で得られる信号変化に対し演算処理を行なう演算部を備
えたセンサ信号処理回路において、前記演算部により得
られた演算出力信号を前記発振信号の周期と同期して、
演算出力信号波を１/２周期ごとに切り換えて得た二信
号の各々を積分器により平均値を求めて、さらに平均後
の信号の差分を得ることにより、当該センサで得られた
被測定物理量を得ることを特徴とするセンサ信号処理の
ための同期検波回路。 - 【請求項２】 請求項1記載の同期検波回路において、
１/２周期ごとに各々信号を二つの積分器に接続し、信
号を接続していない間の１/２周期の間は積分器の入力
をグランドに接地することを特徴とする同期検波回路。 - 【請求項３】 請求項1記載の同期検波回路において、
１/２周期ごとに各々信号を二つの積分器に接続し、信
号を接続していない間の１/２周期の間は積分器の入力
に正負極性を反転させた入力を接続することを特徴とす
る同期検波回路。 - 【請求項４】 請求項２または請求項3に記載の同期検
波回路において、一定期間に１/２周期ごとに切り換え
て得た演算出力信号波の積分動作を行なうための積分開
始停止の切換スイッチおよび積分リセット機能を備えた
積分器回路を持つ同期検波回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001184428A JP4031215B2 (ja) | 2001-06-19 | 2001-06-19 | センサ信号処理回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001184428A JP4031215B2 (ja) | 2001-06-19 | 2001-06-19 | センサ信号処理回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003004482A true JP2003004482A (ja) | 2003-01-08 |
| JP4031215B2 JP4031215B2 (ja) | 2008-01-09 |
Family
ID=19024191
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001184428A Expired - Fee Related JP4031215B2 (ja) | 2001-06-19 | 2001-06-19 | センサ信号処理回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4031215B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007155729A (ja) * | 2005-12-02 | 2007-06-21 | St Microelectronics Srl | 特にマイクロ電気機械形式の容量センサを読み取るための装置及び方法 |
| JP2007174289A (ja) * | 2005-12-22 | 2007-07-05 | Fujitsu Ltd | センサ用アナログ多段増幅回路 |
| WO2010131640A1 (ja) * | 2009-05-12 | 2010-11-18 | アルプス電気株式会社 | 静電容量検出回路 |
| JP2011061613A (ja) * | 2009-09-11 | 2011-03-24 | Ricoh Co Ltd | 画像読取装置および画像形成装置 |
| JP2011080954A (ja) * | 2009-10-09 | 2011-04-21 | General Electric Co <Ge> | センサクリアランスの電子的自己校正 |
-
2001
- 2001-06-19 JP JP2001184428A patent/JP4031215B2/ja not_active Expired - Fee Related
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|---|---|---|---|---|
| JP2007155729A (ja) * | 2005-12-02 | 2007-06-21 | St Microelectronics Srl | 特にマイクロ電気機械形式の容量センサを読み取るための装置及び方法 |
| JP2007174289A (ja) * | 2005-12-22 | 2007-07-05 | Fujitsu Ltd | センサ用アナログ多段増幅回路 |
| WO2010131640A1 (ja) * | 2009-05-12 | 2010-11-18 | アルプス電気株式会社 | 静電容量検出回路 |
| JP2011061613A (ja) * | 2009-09-11 | 2011-03-24 | Ricoh Co Ltd | 画像読取装置および画像形成装置 |
| JP2011080954A (ja) * | 2009-10-09 | 2011-04-21 | General Electric Co <Ge> | センサクリアランスの電子的自己校正 |
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