JP2002522969A - 計算を簡単にした周波数濾波用デジタル処理装置 - Google Patents
計算を簡単にした周波数濾波用デジタル処理装置Info
- Publication number
- JP2002522969A JP2002522969A JP2000564363A JP2000564363A JP2002522969A JP 2002522969 A JP2002522969 A JP 2002522969A JP 2000564363 A JP2000564363 A JP 2000564363A JP 2000564363 A JP2000564363 A JP 2000564363A JP 2002522969 A JP2002522969 A JP 2002522969A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- module
- signal
- filter
- frequency domain
- vector
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
- H04M9/00—Arrangements for interconnection not involving centralised switching
- H04M9/08—Two-way loud-speaking telephone systems with means for conditioning the signal, e.g. for suppressing echoes for one or both directions of traffic
- H04M9/082—Two-way loud-speaking telephone systems with means for conditioning the signal, e.g. for suppressing echoes for one or both directions of traffic using echo cancellers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Complex Calculations (AREA)
- Interconnected Communication Systems, Intercoms, And Interphones (AREA)
Abstract
Description
することに対応する周波数領域関数に対して処理を行うデジタルフィルタに関す
るものである。
とえば、適応フィルタ、とすることができ、または時間領域信号のフーリエ変換
とすることができる。
直接利用できるデータ、または、フーリエ変換、ハートレー変換、またはその他
の変換などを適用することにより得られるデータとすることができるデータに対
して演算を行う。
ることにより、データを処理するために実行することが必要とされる非常に多く
の数の算術演算を減少できる。
れる。したがって、信号の適応処理を基にした数多くのアプリケーションが畳み
込み(濾波)演算および相関演算が実行されることを要求する。それらの演算は
、可変であるデータすなわち係数を持つベクトルに対して実行される。それらの
ベクトルはサイズが多くの場合大きい(数百または数千の係数)。
のノイズの除去と、伝送チャネルの等化、および他の分野では、適応制御などの
適用、の全てが信号を適応処理するためにそのような技術を使用する。
波数応答であるか、処理すべき時間領域信号の変換であるかどうかとは無関係に
、フィルタまたはデータを表している時間領域ベクトルのサイズに制約を課すこ
とをまさに多くの場合要求する、すなわち、この周波数領域ベクトルの逆変換に
おける非零標本の数に制限を加えることをまさに多くの場合要求する。
の後で、時間領域ベクトルのある成分を消去するウィンドウ演算を適用し、最後
に変換領域内で正確な結果を得るように順変換を適用する事によって従来実現さ
れていた。
を製作したい場合には、影響を受けた信号から最適フィルタの伝達関数を、信号
の点の総数より少ない、その信号の変換におけるある数の周波数領域点を用いて
計算することが普通のやり方である。
る必要があるフィルタの出力信号の正確な計算は、最適フィルタのインパルス応
答が零により引き延ばされる、としばしば仮定する。
ルタを基にして長い周波数応答フィルタを計算するというその演算は、まだ再び
、時間領域を中間的に通ることにより通常行われて、フィルタのインパルス応答
を零で引き延ばし、かつ変換領域における正確な結果を得るように順変換を引き
延ばす。
より引き延ばために、このやり方で時間領域内を通ることは計算に費用が掛かり
過ぎること、その理由が、そのためには変換を2回(順変換と逆変換)行う必要
があるからである、ことを理解されるであろう。
に述べる。
換領域相関演算が乗算によって単に表される、という事実から生ずる。以下の説
明は畳み込みのみに関するものであるが、相関もそれに完全に類似する。
ると、このフィルタの出力は次のようの書かれる。
を示し、*は畳み込み演算を示す。実際には、2つの困難が上式を直接使用する
ことを妨げる。
標本と未来の標本の全てを、知ることが必要であり、そしてそれは可能ではない
。
ルタh(n)は時間と共に変化する。
各ブロックbを長さLhのフィルタhb(n)に関連させる。一般的な場合には
、そのようなブロックは重なり合う。記法を簡単にするために、ブロックは並置
されていると仮定されるが、この条件は不要である。
T個の点についての順フーリエ変換ではFETT、T個の点についての逆フーリ
エ変換ではIFETT)として知られている速い方法が用いられる。
れは変換を計算するための点の最少数がTに等しいことを意味する。0≦n≦T
−1に対して次式が得られることを証明できる。
する。その場合には、FFTのサイズは T≧0.5×(N+Lh+Ly−1) を満たさなければならない。 この制約は線形畳み込み制約として知られている。
用長さ)とが設定される。FFTによりX(k)が計算され、T個の点について
の変換領域においてある任意の方法によりH(k)が直接得られる。このように
して乗算のための2つの要素を利用できるが、濾波が正確であることを確保する
ために必要な条件である、 Lh≦2T−N−Ly+1 は満たされない。疑問は、Hb,T(k)の近似であるが、制約を満たしもする
、変換領域内のフィルタ〜H(k)をどのようにして得るかということである。
先行技術では、Hの逆変換が計算され、信号の一部が零にセットされ、Hを置換
するために上記拡大された関数の順変換が再び計算される。
効長さ)とが設定される。FFTによりX(k)が計算され、L=T/D≦2T
−N−Ly+1個の点についての変換領域においてある任意の方法によりH(k
)を直接得る。問題は、H(k)の補間であって、制約Lh≦2T−N−Ly+
1を満たしている、Lの代わりにT個の点について変換領域内のフィルタ〜H(
k)をどのようにして得るかということである。
変換を基にして新しい関数Hが再び計算され、その後で順変換により再び計算さ
れる。
れる処理(濾波)による計算では費用がかさむ2つの変換でこのようにして行う
ことを避けるための提案が行われている。
AF)としてしばしば知られているフーリエ変換を用いるブロック適応フィルタ
の分野において、Clark et al[1]が、正しいアルゴリズムを獲得
するために適応フィルタのインパルス応答の長さに制約を加える必要があること
がわかるようにする一般的な形式主義について記述しており、彼等は、時間領域
においてウィンドウにより乗ずることに等しいフィルタの周波数応答で畳み込み
を実現することを提案している。提案されている畳み込みの係数の数は非常に大
きいので、非常に複雑な計算が残ることになる。
込みにより実現されるような、FDAFの別の変形を記述している。著者等は、
フィルタの応答を表す周波数データに平滑化を加えること、とくに余弦ウィンド
ウによる時間応答の重みづけに等しい3つの係数に平滑化を加えることを提案し
ている。
仮定されている。この仮定は高度に限定的なものである。それらの著者によりか
れらの方法に与えられた正当化は、制約を課すための正確な解の近似を求めこと
ではなくて、係数の重みづけに関連させられている適応ノイズを減少することに
ある。
制約を課すことがない簡単にしたFDAFを提案している。このFDAFは複雑
さをかなり減少しているが、それの性能は制約を持つアルゴリズムの性能よりも
低い。
それは過標本化係数α(GMDFα)を有する一般化された多重遅延フィルタを
指す。そのフィルタにより、インパルス応答を短いブロックに区分することによ
って、より短いデータブロックを持つ長いインパルス応答を処理することか可能
にするものであり、それによりアルゴリズムにおける処理遅延を短縮する。その
アルゴリズムは上記制約を用いる。
パルス応答の短いブロックへの区分、を再現するFDAFアルゴリズムの変更し
た形態を記述しており、かつ彼等は明確な案(「スケジューラー」により実現さ
れる)の適用に際して時間と共に変化する制約を種々のブロックに課す技術を提
案している。それにより複雑さを制限することが可能にされ、しかも制約の利益
をある程度まで保持している。
ウ化することに等化し、かつ特に少数の計算しか必要としないのに十分な計算精
度を生ずる畳み込みを行うために前記周波数領域ベクトルを処理するデジタルフ
ィルタを提案することである。
れている、に対して関数Uを用いて畳み込みを行うモジュールを備え、その畳み
込みはZ(k)の逆変換の時間領域内の標本を零にすることに一致する、デジタ
ル処理装置において、関数Uは式:
ウィンドウであることを特徴とするデジタル処理装置によりその目的を達成する
ものである。
数の係数を持つ。その数は非常に小さくできる。実現させられるために、そのフ
ィルタは従来の解決策で求められるものよりもかなり少ない数の算術演算を要す
る。
して行われている下記の説明を読むと明らかになるであろう。
本からなる複数のブロックにより構成されている離散時間領域信号をそれの入力
端子で受ける。この時間領域信号は音信号すなわち音響信号であって、たとえば
、マイクロホンに向かって話している人のスピーチを表している。
されている。ここにNは1024に等しい。
を与えるように、その信号に対してN次の高速フーリエ変換を行う、FFTNと
書かれている、第1のモジュールM1により受信される。したがって、この周波
数領域信号は同様に音を表す信号である。したがって、この場合には、この信号
は音響信号である。
H(0,・・・,N−1)を計算する。そのベクトルでN個の係数はベクトルX
に依存している。ベクトルHの各成分は、ベクトルXの成分を用いるアルゴリズ
ムにより計算される。この依存性が図17において二重軸矢印で示されている。
たエコーを打ち消すように信号Xに適用するためのものであり、その信号Xから
フィルタ自体を適合させる。
適用できない。上記のように、ベクトルHのインパルス応答が、Nより小さい値
N′より小さい、零でないある数の係数を提供するように、ベクトルHを処理し
なければならない。いいかえると、ベクトルHはベクトルXで畳み込みされる前
に線形畳み込み制約を満たさなければならない。
域へのHの逆変換を行う1つのモジュールと、フィルタHのインパルス応答に、
インパルス応答の一部を不変のまま保つ長方形ウィンドウを乗じ、上記応答イン
パルスの後の部分を零で置換する第2のモジュールと、切り捨てられたインパル
ス応答に対応するフィルタH′の周波数応答を得るように順変換を行う第3のモ
ジュールとの、3個1組のモジュールを適応フィルタの出力端子に置くことが知
られている。
端子との間に、図17の装置は、N個の係数を持つ周波数領域ベクトルX′に、
それの初めのN′個の係数のみのために非零値を持つインパルス応答を提供する
ために、周波数領域において周波数領域ベクトルH(0,・・・,N−1)を、
時間領域を通ることなく処理するモジュールM3を置く。上記初めのN′個の係
数はHのインパルス応答の初めのN′個の係数と同じである。
ここにkは0乃至Lu−1の範囲にあり、U(k)は範囲Lu−1の外にあるk
の値に対して零である。上式中のsinc関数は sinc(x)=sin(π・x)/(π・x) により与えられる。sinc関数はx=0の時に値1をとる。 ここで説明している特定の例では、Luは7に設定されるので、Lu−1は偶
数であり、かつ(Lu−1)/4は1/2の倍数である。
ウを有し、kが0乃至512の範囲にある時は値約1を持ち、kが512乃至1
024の範囲にある時は値0を持つ。
N/4の範囲にある場合、および3N/4乃至Nの範囲にある場合は、2に近い
値を持ち、しかも、kがN/4乃至3N/4の範囲にある場合は0に近い値を持
つ関数を、持時間領域でのそれの逆離散変換として有することを観察することに
より、この形を持つ関数に達した。
に対して値0をほぼとる時間ウィンドウに対応する周波数関数U(k)を得るた
めに、発明者等は、周波数領域において複素数指数 exp(j2πkn0/N
)を乗ずることが、n0を経る逆フーリエ変換により得られる対応する時間領域
関数をシフトすることに等しくなる特性を使用した。
ウの4分の1の円形シフトを生ずる値n0/N=1/4を使用して、所望のウィ
ンドウを得ることを可能にした。したがって、このウィンドウは零にセットされ
ている時間領域信号の第2の半分と、不変のまま保たれている時間領域信号の最
初の半分とに対応する。更に一般的には、ウィンドウの4分の1に適用するここ
で提案されているもの以外のシフトを使用することが可能である。その場合には
、次の関数が使用される。
て、2に等しい値を持つαは、時間領域媒体の第1の4分の1乃至第4の4分の
1にわたって零である時間領域ウィンドウに対応する2に等しく、かつウィンド
ウの中心部にわたって1に等しい値を持ち、媒体の長さの半分に等しい長さを持
つ。したがって、本発明はこの特定の実施例で説明している、1に等しい値を持
つαに限定されるものではない。本発明の他の好適な実施例はα=−1を有する
。これはウィンドウの第1の部分において零に対応する。当業者は、円形のよう
にして行われるオフセットが与えられるならば、どの部分を例にセットするかに
応じてαの値を調整する。
あるカイザーウィンドウにより乗ぜられる。
≦k≦(Lu−1)の範囲にわたって切り捨てられた次の信号、
ることが好ましい。その値では関数
うにして、下で説明するように、上記重みづけウィンドウが乗ぜられた
点をもたらす。
ウィンドウ、たとえば、ハニングウィンドウ(Hanning window)
で置換できる。
が得られる。
対して −(Lu−1)/4+k0/2=0 すなわち、k0=(Lu−1)/2、すなわち、k0=3 である。このエルミート対称性自体のために、フィルタUの係数の半分だけを計
算する必要がある。また、このエルミート対称性のために、下で示すように、必
要とする計算量を50%近くまで減少してUを用いた畳み込みを実行できる。
できる。この特性は、因子 exp[−jπ(k/2−(Lu−1)/4)] の引き数が、−jπ/2のピッチで段階的に変化し、k=0の時にjπ/2の倍
数である値を持つ一次関数である、という事実から生ずる。ここで、exp(x
)=exである。
ト対称性は半帯域以外のフィルタ、たとえば、時間領域信号の4分の1が零にセ
ットされるようなウィンドウに対応するフィルタ、で得ることもできる。
を知ることもできる。関数sinc(x)は零以外の全ての整数xに対して零で
ある。この特性もUが半帯域であるという事実から来る。したがって、上で与え
られた係数に対して、7つのうちの1つの係数が零である。
とを可能にする。
クトルH′が得られる。 H′(k+3)=H(k)・U(6)+H(k+1)・U(5) +H(k+2)・U(4)+H(k+3)・U(3) +H(k+4)・U(2)+H(k+5)・U(1) +H(k+6)・U(0) したがって、指数k′の係数が、同じ指数k′を持つHの係数に最大のモジュ
ラスを持つUの値が乗ぜられるようにして、畳み込みUとHによりH′について
計算される。この畳み込みの他の乗算は、全ての畳み込みにおけるように、Hの
指数が減少した時にUの指数を増加することにより行われる。
で選択された整数、Pは重みづけウィンドウである。
′の係数を得るために、畳み込みが、同じ指数k′を持つHの係数にUの最大モ
ジュラス係数を乗じなければならない、というようなものでなければならない、
という事実が与えられると、畳み込みを計算する時に当業者により容易に考慮さ
れる。
フセットされ、畳み込みの結果は、整数の数の標本によりそれ自体オフセットさ
れている畳み込みに含まれている関数の1つにより影響を受けない。
ユニットと、そのオフセットを行う第2のユニットとを有することができる。
指数kに与える畳み込み計算において、H(k)に、sinc(U)が最大であ
る時にUが到達した値が乗ぜられる、すなわち、H(k)にU(k+A)が乗ぜ
られるようにして畳み込みが行われる。ここで、Aはカージナル正弦関数(si
nc)の引き数が零であるようなものである。
H(k−1)にU(k+A+1)が乗ぜられ、H(k+2)にU(k+A−2)
が乗ぜられ、H(k−2)にU(k+A+2)が乗ぜられ、より一般的にはH(
k+p)にU(k+A−p)が乗ぜられる。
対応する時間領域信号の半分に零制約が、非常に満足できる精度で課されること
、およびこれが、時間領域内で逆変換を行う何等の必要もなく、非常に少ない量
の計算を行うことで実現されることを見出した。
れる。 U(1)=U(5)=0、U(0)=−U(6)、U(1)=−U(5)およ
びU(2)=−U(4)。
+4)−H(k+2))+U(3)・(H(k+3))、 すなわち、 H′(k+3)=U(0)・A(k)+U(2)・B(k)+U(3)・(H(
k+3)) A(k)=H(k+6)−H(k)およびB(k)=H(k+4)−H(k+2
)である。
数乗算と26の実数乗算、の代わりに、6つの実数乗算および8つの実数加算で
畳み込みを実行できる。
では、時間領域信号を変換することにより信号Hが得られるものとすると、Hは
同様にして考慮に入れることができるエルミート対称性を呈し、それにより、求
められる計算量を2分の1にできる。
、等)を用いることにより、k<0およびk>N−1の場合におけるH(k)の
値を得ることができる。
び位相で示し、図3は1024個の点にわたる、H(k)に対応するインパルス
応答h(i)を示す。
れ振幅および位相で示す。図9は前記信号に対応するインパルス応答h′を示す
。
12個の点に対してそれは不変のままであることがわかる。
2の部分を零に設定し、かつ前記切り捨てられた時間領域信号にフーリエ変換を
適用する従来の装置で得られた結果と以下で比較される。
周波数領域信号を示すものであって、その信号はそれぞれ振幅および位相で示さ
れている。図6はその信号のインパルス応答を示す。
の装置を用いて得られた周波数領域信号との間の振幅誤差と位相誤差をそれぞれ
示す。
ーチ処理アプリケーションにおいて求められている性能水準に適合することを当
業者は観察するであろう。
力端子に2N個、2Nは1024に等しい、の標本を含む時間領域信号S1を受
ける。第1のモジュールM1がS1の2N個の点に対して離散フーリエ変換を行
って、2N個の点を有する周波数領域ベクトルXを供給する。指数は0ないし2
N−1の範囲にある。
の10分の1を除去するので、X中のその他の全ての係数は保持され、それによ
り周波数領域ベクトルX′(0,・・・,N−1)をもたらす。
(0,・・・,N−1)を供給する。ベクトルHは係数をN個だけ有するので、
X(0,・・・,2N−1)でそれを畳み込みできない。したがって、2N個の
係数を持ち、Hを基にしていて、Hの初めのN個のインパルス応答に等しい初め
のN個の標本を有し、後のN個の標本が零である逆変換を有する2N個の係数を
有するベクトルH′(0,・・・,2N−1)を構成する必要がある。
込みモジュールとの間にモジュールM3が置かれている。
るN=512個の点を有する周波数領域信号Hを受ける。
を得ることが望ましい。
個の点を有する信号H0(0,・・・,2N−1)を得るように、第1のモジュ
ールM3′は信号HのN個の点のおのおのの後に零を挿入し、この場合には他の
あらゆる係数は零であり、かつより正確にいえばこの場合には奇数の指数の全て
の係数は零である。
るインパルス応答に対応し、それらの点のうち最初のN個の点はHのインパルス
応答のそれと、1/2のファクター内で、同じである。
た、すなわち、指数0から始まる指数を有する完成された信号の指数0から始ま
った他のあらゆる標本ごとに供給された信号中に最初の標本が存在するならば、
最初の標本の間に零を挿入することにより不変のままである。したがって、Hの
標本はH′の偶数指数の所に配置される。この挿入はインパルス応答の512個
の点を有する第1の部分を変更しない。
行う。これは図17を参照して上で説明した処理に類似し、かつH0の2N個の
点の後のN個の点を初めのN個の点を変更することなく零にするという効果を有
し、かつ時間領域に戻ることなく変換領域においてそれを行う。
例で用いられたやり方に類似するやり方で計算される。
ある。したがって、フィルタの内の2つにおけるただ1つの係数にH0(k)の
非零値を乗ずる必要がある。
のままにすることにより、上で説明した各場合に間に零が挿入されている初めの
512個の係数の変更はない。
UでのH0の畳み込みはH0の512個の非零値、すなわち、kの偶数値が範囲
0乃至1024の範囲にあるようなH0(k)の値、を変更しない。 その結果、H0(k)の零値のみを畳み込みにより再計算する必要がある。
5で、それの最大モジュラス、すなわち、それのエルミート対称点、を達成する
フィルタUで、k0=7に対して、すなわち、
択されることが好ましい。
って、実際にk0=7に関してエルミート対称を提供する。
書込み A(k)=Z(k+14)−Z(k) B(k)=Z(k+12)−Z(k+2) C(k)=Z(k+10)−Z(k+4) D(k)=Z(k+8)−Z(k+6) およびk0=(Lu−1)/2=7では、下記の補間された結果が得られる。
算になる。
装置では、補間のためのベクトルHは時間領域信号の変換にでき、この時間領域
信号は実数にできる。その場合には、計算の複雑さはhのエルミート対称性によ
り2分の1だけ減少される。
トルH′を形成するための種々の補間された点とを一緒に。
ような2つの高速フーリエ変換にある従来の方法によるHのインパルス応答から
得られたフィルタH″のインパルス応答。
得られたフィルタH′のインパルス応答。
答との間の誤差。
するなどの、スピーチ伝送に関連するアプリケーションにおいて求められる性能
に適合することを当業者は観察するであろう。
すなわち零による拡大、およびその後の順変換を置き換えるために適切な濾波が
用いられる。このあまり複雑でない濾波は変換から来るデータに直接適用できる
。その変換はしばしばフーリエ変換である。
の標本を例にセットする時間領域ウィンドウ化を、用途に適切な確度で近似する
ことを可能にする。そうすると変換領域内のデータに適用される濾波を低域濾波
、すなわち、平滑化に等しいものと考えることができる。
の標本のブロックを拡大することを近似することを可能にする。そうすると変換
領域内のデータに適用される濾波を、周波数データをN+M個の点に拡大するよ
うに、失われたM個の点を再構成するために適切な補間と考えることができる。
を持つ可変係数適応フィルタを有する。各装置はそれの入力端子に時間領域信号
S1を受けて、その信号にフーリエ変換を施すモジュールM1を有する。
有する時間領域ブロックS1を受ける。このモジュールM1はN点個別フーリエ
変換を前記信号S1に施し、したがって、N個のデータ標本の前記ブロックのフ
ーリエ変換Xを供給する。
、その後でそれは前記詰められた信号に2N係数個別フーリエ変換を行う。
フーリエ変換Xを用いて計算され、かつ前記フーリエ変換Xの関数として適合さ
れる。この依存性は垂直二重軸矢印で表されている。
,2N−1)を得るように、N係数信号X中の各値対の間に例を加える2つの上
記演算を実行し、その後で信号X′と上記種類のフィルタUとの間で畳み込みを
行うモジュールM2を有する。
る信号Xから始まる2N個の周波数点まで直接拡張するように、補間を行う。こ
こにX′は零により拡大されたXのインパルス応答に等しいインパルス応答を有
する。
、H中の各値対の間に零を挿入し、その後で、得られる2N点フィルタのインパ
ルス応答の第2の部分を、零を挿入することにより、零にすることに対応する、
上記種類の関数での畳み込みを行うモジュールM3も有する。
の点が入力信号S1に属しているような2N個の点を有する時間領域信号を表す
周波数領域信号が得られる。2N個の点を有する周波数領域信号S3がモジュー
ルM3からの出力端子に得られ、それのインパルス応答が初めのN個の点のため
にフィルタHのインパルス応答と同じ値を提供し、後のN個の点のために零の値
を提供する。
で乗算器モジュールM4で乗ぜられる。そのモジュールはS2とS3の間で相関
または畳み込みを行うモジュールであるように等しく良くできる。
ィルタのインパルス応答の後のN個の係数を周波数領域から零にセットすること
を除き、図18の装置の構造に構造が類似する。したがって、平滑が、線形畳み
込み制約と同等なものを達成すること、およびフィルタのインパルス応答の長さ
をN個の点に制限することを可能にする。
M4において乗ぜられる。
より大きいか、2に等しい整数)個の点中にただ1つの点を保持しながら、Nデ
ータ項目ブロックのN標本フーリエ変換Xにデシメータが10分の1除去(de
cimation)を行うことを除き、図18を参照して説明した構造と同じ構
造を有する装置を示す。
タの伝達関数を適合することが可能であり、前記伝達関数HはL=N/D個の点
を有する。図18の装置については、N個の点を有する伝達関数H′が、上で詳
しく説明したのと同じ種類のモジュールM3における補間により再構成されて、
乗算器モジュールM5においてH′とXとの間で線形畳み込みを行う。
する。このようにして得られた周波数領域信号H0はD×L点を有するインパル
ス応答に対応する。そのD×L点では初めのL個の点がHのインパルス応答のL
点と同じである。初めの標本の間に零を導入することによりHのインパルス応答
は不変に保たれる。
の(D−L)×L点を、前記インパルス応答の初めのL点を変更することなく、
零にセットするように、結果として得られたD×L点周波数領域信号H0を処理
する。これによってN=D×L点を有する所望の周波数領域ベクトルが提供され
る。
量を大幅に減少するという利点を有する。情報を大きく失うことなくフィルタの
伝達関数を10分の1除去できるように、それがかなり規則的である場合にそれ
を適用できる。
ることを観察されるであろう。
擾乱(雑音またはエコー)を減少する装置について説明する。
アプリケーションにおいて周知のように、対策を講じなければ会話の大きな困難
源を構成する反響に対抗するために適切な装置を使用する必要がある。
持たずに使用できる電話機端末または遠隔会議装置の拡声器LSとマイクロホン
MICの間の音響結合経路を特定して、モデル化する機能を持つ適応フィルタを
実現する。
る。
ものなどのように、広範囲に実現できる。
ICから送られて、前記信号にフィルタAFを適用した後で、スピーチ信号に存
在する誤差を見積もるある適切なアルゴリズムにより時間にわたって適応される
。フィルタAFの係数を適応させる従来のアルゴリズムは確率的傾きまたはLM
Sという名称で知られている。
で行われる。その理由は、この形式が旧来の時間領域形式のために求められるも
のより少ない計算量を要するからである。
は、相関計算制約と線形畳み込み制約をそれぞれ加えるモジュールC1とC2を
有する。それらのモジュールC1とC2はそれらの制約を時間領域信号に直接課
すこと、およびそれらのモジュールのおのおのが逆変換モジュールと順変換モジ
ュールの間に配置される。
よび順変換モジュールは、各場合に、順変換または逆変換を計算することを含ま
ない平滑化モジュールで置き換えられている。
つの係数を有して、上で提案された計算減少を用いる周波数平滑化フィルタのた
めの実数標本ブロックを処理するために実行する必要がある計算量を要約したも
のである。
なる。
る、109568回の算術演算を節約する(演算の総数は14336回に減少さ
れた)。
方の使用者に困難をもたらすことがある(車載の手持ち不要電話端末機からの電
話通話中に雑音レベルが非常に高くなることがある)。
打ち消し装置がないと、またはエコー打ち消し装置があっても、部屋の音響応答
よりも非常に短い長さの適応フィルタを有する場合には、伝送されるスピーチに
存在するエコーがそのような遠方の使用者にとって大きな困難を生ずるることが
あり得る。
」技術)が、エコーに起因する困難を減少するために採用されている。より進歩
した技術状態の装置では種々の信号の諸特徴を基にして適合された可変フィルタ
(「最適」フィルタ)がこの目的のために使用され、より良い主観的な質を提供
する。そのような可変フィルタは伝送されるスピーチに存在する雑音の減少に効
果的であり得る。
で生じた擾乱を減少するために最適フィルタを使用することを基にした装置を示
す。
ホン200と、減算器300と、フィルタユニット400とを有する。
る第1の入力端子を有し、かつこのフィルタユニットは、周波数領域に変換され
たマイクロホン信号y(t)から、フィルタユニットを拡声器信号x(t)に適
用することにより得られた信号を差し引くことにより、減算器モジュール300
からの出力端子に得られる信号を受ける第2の入力端子も有する。
。それらの分岐のうちの第1のものは拡声器信号x(t)を順変換するモジュー
ル410と、変換された信号を共役するためのモジュール420とを有する。第
2の分岐は、誤差ベクトルを計算するために信号Y′に制約を加える制約モジュ
ールC1と、正規化マトリックスを乗ずるために制約モジュールC1からの出力
端子における乗算器モジュール440とを有する。乗算器モジュール450は、
変換および共役された拡声器ベクトルに、正規化マトリックスを乗られた誤差ベ
クトルを乗ずる。
。制約モジュールC2からの出力端子に、エコー打ち消し器の適応フィルタの係
数を更新するモジュール470が置かれている。このようにして更新されたフィ
ルタは、更新装置470からの出力端子に、減算器300から上流に配置されて
いる乗算器モジュール480において拡声器信号x(t)の変換に用いられる。
により、モジュール480においてフィルタが適用される周波数領域信号は、マ
イクロホンにより入力された時間領域信号y(t)から差し引くべき時間領域に
もはや直ちには変換されず、周波数領域内に保たれる。したがって、この装置で
は、乗算器480の出力端子から得られて、周波数領域に保持されている見積も
られたエコー信号を、周波数領域に変換されたマイクロホン信号から差し引くこ
とができるようにするのがマイクロホン信号y(t)である。周波数領域におけ
るこの減算演算は、適応エコーフィルタ打ち消しフィルタを適用するためのモジ
ュール480と、マイクロホンからの出力端子における順フーリエ変換モジュー
ル495との間に配置されている減算器300で行われる。
信号が差し引かれたマイクロホン信号に対応する時間領域誤差信号ではない。制
約モジュールC1は、周波数誤差ベクトルの計算と制約モジュールC1との間で
時間領域へ何等戻ることなくこの誤差ベクトルを受ける。この周波数誤差ベクト
ルは、適応フィルタ470が適用される拡声器信号の周波数変換と、周波数領域
へ変換されたマイクロホン信号との間の差に等しい。したがって、制約モジュー
ルC1は、従来の装置とは異なり、2つのサブモジュールを提供しないが、時間
領域内で逆フーリエ変換を行う第1のサブモジュール432と、モジュール43
からの出力端子で得られた時間領域信号の初めの部分を零にする第2のサブモジ
ュール435と、切り捨てられた時間領域信号を受けて周波数領域に順フーリエ
変換する第3のサブモジュール438とにより順次構成されている3つのサブモ
ジュールを有する。
て、この周波数誤差信号の時間領域変換に等しい処理を行う。
ジュール460と、乗算器モジュール450と、共役モジュール420とで構成
されているユニットにより用いられて、新しい標本ブロックx((t+1)B)
で適応フィルタのための係数の新しいセットを計算する。その係数の新しいセッ
トは、新しいベクトルY′を供給するように、新しい拡声器データブロックx(
(t+1)B)に加えられる。
でなく、この装置のうち擾乱を減少する第2の部分にも供給される。
号Y′はループ500の入力に供給されて、2つのモジュール520と530を
順次通る。モジュール520は擾乱減少フィルタのための係数を周波数領域信号
Y′を基にして計算する。この第1のモジュール520から出力された周波数領
域ベクトルは、周波数領域ベクトルに制約C3を課すモジュール530に供給さ
れる。モジュール530は3つのモジュールを有する。第1のモジュール532
は、前記ベクトルに対応する周波数領域信号を得るように、モジュール520に
より出力された周波数領域ベクトルに逆フーリエ変換を行う。その後で、この時
間領域信号はサブモジュール536に加えられる。そのモジュール536はこの
ベクトルの一部を零にする、更に正確にいえばそれの後の部分を零にし、その後
で切り捨てられた時間領域ベクトルが第3のサブモジュール538で順フーリエ
変換される。したがって、ループ500は擾乱減少フィルタに供給する。そのフ
ィルタの周波数係数は、それの逆フーリエ変換の非零係数が減少しているような
ものである。
乗算器モジュール600内の周波数誤差信号Y′に供給される。これによりエコ
ーが打ち消されていて、擾乱、この場合には雑音、が減少されている時間領域信
号のフーリエ変換に対応する周波数領域信号Z′が提供される。
Z′に施す出力モジュール700により時間領域に変換される。その後で、エコ
ーが打ち消されていて、擾乱が減少されている時間標本のブロックが得られる。
ジュール800が配置されていることも観察されるであろう。その後で、結果と
しての音響メッセージが遠方の話者へ送られ、したがって、その話者は、エコー
と雑音が解消され手、マイクロホン200に存在する音響信号を受ける。
た時の擾乱を減少するモジュールとの間に従来求められていた順フーリエ変換モ
ジュールを解消することを可能にする。意が周波数領域信号Y′はループ500
に、とくにそのループの、擾乱減少フィルタ計算を行う第1のモジュールに直接
加えられる。
されている擾乱減少フィルタ係数のセットを提供する。
と、エコーと雑音とを混合したものを減少する減少器、より一般的には任意の擾
乱減少器で置き換えることができる。
換モジュールと逆変換モジュールとの2つの変換モジュールの間にある時間領域
信号の一部を零にするモジュールにより構成されている。制約C3はフィルタの
周波数応答を平滑して、フィルタの時間領域媒体を制限して、後でサイズTの変
換を行うために必要な数の標本を零にすることにより、フィルタの選択性を制御
する手段と考えることができる。
化モジュールで置き換えられる。所望の目的に応じて、制約C3は周波数平滑化
モジュールで、または本発明の補間モジュールで置き換えることができる。本発
明の装置で行われる計算の量は従来の装置でのそれよりもかなり小さい。
たエコー打ち消し器の製作には9つのトランスを使用することを要する。図26
の装置は図25に示されている装置とは、3つの制約モジュールC1、C2、C
3が、上記種類の関数Uでの畳み込みを行う平滑化モジュールで置き換えられて
いる点が異なる。
の平滑化モジュールのみを要し、3つの平滑化モジュールのおのおのは2つのト
ランスと1つの時間領域制約とのセットを置き換える。
周波数平滑化(図26)のためモジュールC1、C2、C3を実現する必要があ
る計算の量を示すものである。
る、215040回の算術演算を節約する(演算の総数は33792回に減少さ
れた)。
を零にすることに均等なこと(平滑化)、または時間領域内で所与の数の零を加
えること直接に均等なこと(補間)を直接行うことを可能にする。その条件は、
文献[6]に詳細に記述されているように、相関が変換領域において行われる時
に、濾波/循環の畳み込み/相関を発生することを避けるために必要である。
により計算を大幅に減少するように特に良く適合している。そのような平滑化モ
ジュールが設けられているそのような装置は、計算に費用が掛かる時間領域に戻
ることなく、周波数領域においてエコー打ち消しおよび擾乱減少を完全に行うこ
とを可能にする。
オーディオアプリケーションおよび電気通信アプリケーションで一般に用いられ
ているもの(たとえば、テキサス・インスツルメンツからのTMS320C3X
またはTMS320C4X)を用いて実現できる。処理中にデータを適切に合わ
せるために通常の予防措置を講ずるならば、固定小数点算術プロセッサ使用する
こともできる。本発明は複雑さの面で利点をもたらすばかりでなく、実現を一層
容易にもする(「スクランブリング型置換(permutation)はなく、
固定小数点計算を行う場合には枠あけ問題が少しはあり、プログラミングがより
簡単で、アドレッシングがより簡単である、等である)。
は、本発明の装置は常に最も有利である。
多重使用、雑音除去、信号分離等におけるどのような濾波も包含する。
。その文献の装置では、ウィンドウモジュールの両側に2つのトランスを有する
従来の装置が、それのインパルス応答のサイズを変更することにより選択特性を
フィルタに与えるために用いられる。
である関数Xで畳み込みされる。もちろん、上で説明した種類の関数Uは、連続
時間領域信号の離散フーリエ変換に対応する周波数領域信号に同様にして適用す
る。
フィルタの周波数応答のモジュラスを示す図。
フィルタの周波数応答の位相を示す図。
フィルタのインパルス応答を示す図。
の周波数応答のモジュラスを示す図。
の周波数応答の位相を示す図。
のインパルス応答を示す図。
。
に示す図。
す図。
ルタとの間のインパルス応答の誤差を示す図。
Claims (28)
- 【請求項1】 kを0〜N−1の範囲の整数としたとき、周波数領域データベクトルZ(k)
、に対して関数Uを用いて畳み込みを行うモジュール(M2,M3,M3″)を
備え、前記畳み込みがZ(k)の逆変換の時間領域内の標本を零にすることに対
応するデジタル処理装置において、k0を一定の整数、P(k)をk0に関して
対称的である重みづけウィンドウとしたとき、関数Uは下記の式 【数1】 で表されることを特徴とするデジタル処理装置。 - 【請求項2】 請求項1記載の装置であって、k0は零に等しいことを特徴とする装置。
- 【請求項3】 請求項1乃至2のいずれかに記載の装置であって、周波数領域ベクトル(H)
を受けるモジュール(M3′)を備え、このモジュールは、長さが長くされた周
波数領域ベクトル(H′)を供給するように、各場合に追加の係数をベクトル(
H)の2つの係数の間に挿入するのに適していることを特徴とする装置。 - 【請求項4】 請求項3記載の装置であって、追加の係数は零であることを特徴とする装置。
- 【請求項5】 請求項3または4記載の装置であって、0〜2N−1の指数を有する長さが長
くされた周波数領域ベクトル(H′)に対して、挿入される係数は奇数の指数を
有する係数であることを特徴とする装置。 - 【請求項6】 請求項3乃至5のいずれかに記載の装置であって、Uを用いて畳み込みを行う
モジュール(M2,M3,M3″)は挿入モジュール(M3′)から下流側に置
かれ、Zは長さが長くされた周波数領域ベクトル(H′)であることを特徴とす
る装置。 - 【請求項7】 請求項1乃至6のいずれかに記載の装置であって、Uを用いて畳み込みを行う
モジュール(M2,M3,M3″)から上流側にフィルタ(H)を含み、Zはこ
のフィルタ(H)の伝達関数であることを特徴とする装置。 - 【請求項8】 請求項7記載の装置であって、装置への信号(X,S1)入力を基にしてフィ
ルタ(H)の係数を計算する手段(H)を含むことを特徴とする装置。 - 【請求項9】 請求項1乃至8のいずれかに記載の装置であって、入力時間領域信号(S1)
の周波数領域への変換を実効するのに適するモジュール(M1)を含み、このモ
ジュール(M1)はUを用いて畳み込みを行うモジュール(M2,M3,M3″
)から上流側にあり、Zは前記周波数変換(X)であって、請求項3乃至5のい
ずれか1つに従って挿入モジュール(M3′)におそらく組合わされることを特
徴とする装置。 - 【請求項10】 請求項6、7および9に記載の装置であって、式: 【数2】 で表される第1の関数を用いて、選択により拡大される入力信号(S1)の周波
数変換(X)に畳み込みを適用する第1のモジュール(M2)と、式: 【数3】 で表される第2の関数を用いて、選択により拡大されるフィルタ(H)の周波数
変換(H)に畳み込みを適用する第2の畳み込みモジュール(M3)とを備え、
それら2つのモジュール(M2,M3,M3″)からの出力ベクトル(X′,S
3)は同数の係数を有し、装置はそれの出力端子に、それら2つの出力ベクトル
(X′,S3)の係数を一緒に乗ずるために適するモジュール(M4)を有する
ことを特徴とする装置。 - 【請求項11】 請求項3乃至5のいずれかに記載の装置と組み合わせられた請求項10記載の
装置であって、Uを用いて畳み込みを行うモジュール(M2,M3,M3″)は
、拡大されたベクトルZと同じ長さを有する出力ベクトル(H′,S3)を供給
し、この出力ベクトル(H′,S3)を保持することにより、挿入前に存在した
ベクトルZのそれらの係数と、出力ベクトル(H′,S3)のその他の係数とが
ZとUとの畳み込みにより得られることを特徴とする装置。 - 【請求項12】 請求項1乃至11のいずれかに記載の装置であって、Uを用いて畳み込みを行
うモジュール(M2,M3,M3″)はベクトルB(0,・・・,N−1)を供
給し、このベクトルは、全てのkに対して、指数kのB中の係数が、ZとUの間
の畳み込みの積に等しく、その積は、Z中の指数kの係数に前記畳み込み積にお
いてUの指数k0の係数が乗ぜられ、前記Uの指数k0の係数に対してsinc
関数が引き数0を有することを特徴とする装置。 - 【請求項13】 請求項1乃至12のいずれかに記載の装置であって、フィルタUは、値k0に
関して対称的であるkの値の範囲にわたって非零の値を取り、前記値k0に対し
てUのモジュラスが最大であることを特徴とする装置。 - 【請求項14】 請求項記1乃至13のいずれかに記載の装置であって、関数Uは奇数の係数L
uを持ち、Uは 【数4】 と表されることを特徴とする装置。 - 【請求項15】 請求項9または10と組合わされた任意の先行する請求項のいずれかに記載の
装置であって、変換は離散フーリエ変換であることを特徴とする装置。 - 【請求項16】 請求項1乃至15のいずれかに記載の装置であって、重みづけウィンドウは係
数が1.5であるカイザー(Kaiser)ウィンドウであることを特徴とする
装置。 - 【請求項17】 請求項1乃至16のいずれかに記載の装置であって、エコー打ち消し器を構成
することを特徴とする装置。 - 【請求項18】 請求項1乃至16のいずれかに記載の装置であって、ノイズ減少器を構成する
ことを特徴とする装置。 - 【請求項19】 請求項1乃至18のいずれかに記載の装置であって、α=1であることを特徴
とする装置。 - 【請求項20】 請求項1乃至18のいずれかに記載の装置であって、α=−1であることを特
徴とする装置。 - 【請求項21】 請求項1乃至20のいずれかに記載の装置であって、拡声器(100)と、マ
イクロホン(200)と、エコー打ち消し器(420、430、440、450
)と、擾乱減少器(500)とを備え、エコー打ち消し器は適応フィルタ(47
0)と、マイクロホン(200)から来る信号と適応フィルタ (460)を拡
声器(100)信号に適用することにより得られた信号との間の誤差(Y′)を
出力する減算器モジュール(300)とを含み、適応フィルタ(460)はそれ
の係数を前記誤差の関数として適応し、装置は、マイクロホンからの信号を、減
算が周波数領域内で行われるようにして、減算器モジュール(300)から上流
側で周波数領域に変換するのに適する手段(495)を含むことを特徴とする装
置。 - 【請求項22】 請求項1乃至21記載の装置であって、前記周波数領域減算の結果をエコー打
ち消し器の適応フィルタ(470)に送る手段(430、440)を有すること
を特徴とする装置。 - 【請求項23】 請求項21記載の装置であって、擾乱減少器(500)は減算器モジュール(
300)から下流側に置かれて、周波数領域内で減算の結果に適用されることを
特徴とする装置。 - 【請求項24】 請求項23記載の装置であって、擾乱減少器(500)はそれの係数を擾乱減
少器(500)からの周波数領域入力信号(Y′)の関数として再計算するのに
適する適応フィルタ(520)を含むことを特徴とする装置。 - 【請求項25】 請求項24記載の装置であって、擾乱減少器(500)は、減算器モジュール
(300)から出力された周波数領域信号(Y′)を擾乱減少器の前記周波数領
域入力信号として受けるために置かれることを特徴とする装置。 - 【請求項26】 請求項24または25記載の装置であって、擾乱減少器(500)は、減算器
モジュール(300)から出力された周波数領域信号(Y′)を入力信号として
受け、かつそれの出力端子において、減算器(300)により出力された周波数
領域信号(Y′)に、それの適応フィルタの適応された係数による乗算を加える
ループを形成することを特徴とする装置。 - 【請求項27】 請求項24乃至26のいずれかに記載の装置であって、同じ周波数領域信号(
Y′)が、エコー打ち消し器の適応フィルタ(470)を適合させるための誤差
信号として用いられ、かつ擾乱減少器(500)の適応フィルタ(520)の係
数が乗ぜられることを特徴とする装置。 - 【請求項28】 請求項21乃至27のいずれかに記載の装置であって、減算器モジュール(3
00)と擾乱減少器(500)の間にいかなる変換モジュールも置かれないこと
を特徴とする装置。
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
FR9810124A FR2782180B1 (fr) | 1998-08-06 | 1998-08-06 | Dispositif de traitement numerique a filtrage frequentiel et a complexite de calcul reduite |
FR98/10124 | 1998-08-06 | ||
PCT/FR1999/001941 WO2000008836A1 (fr) | 1998-08-06 | 1999-08-05 | Dispositif de traitement numerique a filtrage frequentiel et a complexite de calcul reduite |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2002522969A true JP2002522969A (ja) | 2002-07-23 |
JP4549535B2 JP4549535B2 (ja) | 2010-09-22 |
Family
ID=9529469
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2000564363A Expired - Fee Related JP4549535B2 (ja) | 1998-08-06 | 1999-08-05 | 計算を簡単にした周波数濾波用デジタル処理装置 |
Country Status (7)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6968352B1 (ja) |
EP (1) | EP1103138B1 (ja) |
JP (1) | JP4549535B2 (ja) |
DE (1) | DE69939263D1 (ja) |
ES (1) | ES2312212T3 (ja) |
FR (1) | FR2782180B1 (ja) |
WO (1) | WO2000008836A1 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2005130475A (ja) * | 2003-10-24 | 2005-05-19 | Microsoft Corp | 任意の再生サンプリングレートを用いたエコーキャンセルのためのシステムおよび方法 |
Families Citing this family (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
TWI233030B (en) * | 2002-04-11 | 2005-05-21 | Via Tech Inc | Digital audio signal processing method with improved processing efficiency |
JP4199144B2 (ja) * | 2004-03-11 | 2008-12-17 | 株式会社東芝 | ウェイト関数生成装置、参照信号生成装置、送信信号生成装置、信号処理装置及びアンテナ装置 |
US20120013565A1 (en) * | 2010-07-16 | 2012-01-19 | Perceptive Pixel Inc. | Techniques for Locally Improving Signal to Noise in a Capacitive Touch Sensor |
US8499021B2 (en) * | 2010-08-25 | 2013-07-30 | Qualcomm Incorporated | Circuit and method for computing circular convolution in streaming mode |
EP2730026B1 (en) * | 2011-05-05 | 2020-09-30 | Cerence Operating Company | Low-delay filtering |
CN107610713B (zh) * | 2017-10-23 | 2022-02-01 | 科大讯飞股份有限公司 | 基于时延估计的回声消除方法及装置 |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH04229728A (ja) * | 1990-04-27 | 1992-08-19 | Philips Gloeilampenfab:Nv | ディジタルエコーキャンセラ |
JPH08507421A (ja) * | 1993-03-10 | 1996-08-06 | フランス テレコム | ディジタル時間信号のフィルタリング方法と装置および伝送チャネルにおけるエコー修正へのその利用 |
Family Cites Families (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
NL8601604A (nl) | 1986-06-20 | 1988-01-18 | Philips Nv | Frequentie-domein blok-adaptief digitaal filter. |
US5526426A (en) | 1994-11-08 | 1996-06-11 | Signalworks | System and method for an efficiently constrained frequency-domain adaptive filter |
-
1998
- 1998-08-06 FR FR9810124A patent/FR2782180B1/fr not_active Expired - Fee Related
-
1999
- 1999-08-05 EP EP99936696A patent/EP1103138B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 1999-08-05 ES ES99936696T patent/ES2312212T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1999-08-05 JP JP2000564363A patent/JP4549535B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1999-08-05 DE DE69939263T patent/DE69939263D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1999-08-05 WO PCT/FR1999/001941 patent/WO2000008836A1/fr active IP Right Grant
- 1999-08-05 US US09/762,388 patent/US6968352B1/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH04229728A (ja) * | 1990-04-27 | 1992-08-19 | Philips Gloeilampenfab:Nv | ディジタルエコーキャンセラ |
JPH08507421A (ja) * | 1993-03-10 | 1996-08-06 | フランス テレコム | ディジタル時間信号のフィルタリング方法と装置および伝送チャネルにおけるエコー修正へのその利用 |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2005130475A (ja) * | 2003-10-24 | 2005-05-19 | Microsoft Corp | 任意の再生サンプリングレートを用いたエコーキャンセルのためのシステムおよび方法 |
JP4514125B2 (ja) * | 2003-10-24 | 2010-07-28 | マイクロソフト コーポレーション | 任意の再生サンプリングレートを用いたエコーキャンセルのためのシステムおよび方法 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US6968352B1 (en) | 2005-11-22 |
ES2312212T3 (es) | 2009-02-16 |
WO2000008836A1 (fr) | 2000-02-17 |
JP4549535B2 (ja) | 2010-09-22 |
FR2782180B1 (fr) | 2001-09-07 |
FR2782180A1 (fr) | 2000-02-11 |
DE69939263D1 (de) | 2008-09-18 |
EP1103138B1 (fr) | 2008-08-06 |
EP1103138A1 (fr) | 2001-05-30 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
EP1879293B1 (en) | Partitioned fast convolution in the time and frequency domain | |
US5680393A (en) | Method and device for suppressing background noise in a voice signal and corresponding system with echo cancellation | |
EP0649578B1 (en) | Digital filter having high accuracy and efficiency | |
US5568558A (en) | Adaptive noise cancellation device | |
EP0288577B1 (en) | Echo canceller with short processing delay and decreased multiplication number and method for controlling an echo signal | |
EP3353785B2 (en) | Audio signal processing | |
JP4700871B2 (ja) | 音響エコー及びノイズ除去 | |
Petraglia et al. | Adaptive FIR filter structure based on the generalized subband decomposition of FIR filters | |
JP2004507922A (ja) | 区分ブロック周波数領域適応フィルタ | |
JPS634710A (ja) | 周波数域ブロック適応ディジタルフィルタ | |
JP5472642B2 (ja) | 信号処理方法、信号処理装置、および信号処理プログラム | |
JPH0879137A (ja) | 帯域分割適応フィルタによる未知システム同定の方法及び装置 | |
JP5472643B2 (ja) | 信号処理方法、信号処理装置、および信号処理プログラム | |
JP4549535B2 (ja) | 計算を簡単にした周波数濾波用デジタル処理装置 | |
Weiss et al. | Adaptive equalization in oversampled subbands | |
EP1879292B1 (en) | Partitioned fast convolution | |
US9036752B2 (en) | Low-delay filtering | |
JP4041770B2 (ja) | 音響エコー消去方法、その装置、プログラム及びその記録媒体 | |
US20050123129A1 (en) | Method and apparatus for reducing echo in a communication system | |
JPH09261135A (ja) | 音響エコー消去装置 | |
JP2000134138A (ja) | 副帯エコ―を打ち消すための無遅延システム | |
US6134570A (en) | Method and apparatus for efficient implementation of a multirate LMS filter | |
US4868775A (en) | Adaptive digital filter | |
JP4286479B2 (ja) | 遅延波キャンセラ | |
KR19980087722A (ko) | 웨이브릿 변환과 다이아딕 희소인자를 갖는 서브필터를 이용한 일반화된 서브밴드 분해 구조의 적응 유한 임펄스 응답 필터 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20060629 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20090508 |
|
A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20090807 |
|
A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20090814 |
|
A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20090908 |
|
A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20090915 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20090925 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20100105 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20100401 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20100611 |
|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20100707 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130716 Year of fee payment: 3 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |