JP2002335692A - Control method of preheat current and preheating device - Google Patents
Control method of preheat current and preheating deviceInfo
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】この発明はモータ、例えば空
気調和機の圧縮機用モータを温める予熱を供給する電流
を制御する技術に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a technique for controlling a current for supplying preheating for heating a motor, for example, a motor for a compressor of an air conditioner.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来からモータの軸受けの摩擦を軽減す
るための潤滑油が採用されている。かかる技術は空気調
和機の圧縮機用モータにおいても採用されている。2. Description of the Related Art Conventionally, lubricating oil has been employed to reduce friction of motor bearings. Such a technique is also employed in a compressor motor of an air conditioner.
【０００３】しかし、特に空気調和機の圧縮機用モータ
では冷媒を取り扱っており、低温時には当該潤滑油であ
る冷凍機油に冷媒が溶けやすいという特質を有してい
る。従って、低温で空気調和機の圧縮機用モータを駆動
すると、冷凍機油の濃度が低下した状態でモータが回転
するため、圧縮機の摺動部分が摩擦により焼き付くとい
う可能性が高かった。[0003] However, a compressor motor of an air conditioner, in particular, handles a refrigerant, and has a characteristic that the refrigerant is easily dissolved in the refrigerating machine oil, which is the lubricating oil at a low temperature. Therefore, when the compressor motor of the air conditioner is driven at a low temperature, the motor rotates in a state where the concentration of the refrigerating machine oil is reduced, so that there is a high possibility that the sliding part of the compressor is seized by friction.
【０００４】かかる問題を防止するため、圧縮機用モー
タの周囲にクランクヒータを設け、モータの回転前に予
熱を与え、冷凍機油の冷媒への溶解度を下げる技術が採
用されていた。また、特にインバータで駆動される圧縮
機用モータに予熱を与えるため、クランクヒータを設け
ることなく、圧縮機用モータに対して当該モータが回転
しない条件でインバータから電流を与える技術が提案さ
れている。In order to prevent such a problem, a technique has been adopted in which a crank heater is provided around a compressor motor to preheat the motor before rotation to reduce the solubility of the refrigerating machine oil in the refrigerant. In addition, a technique has been proposed in which, in order to preheat a compressor motor driven by an inverter, in particular, a current is supplied from the inverter to the compressor motor without providing the crank heater without rotating the motor. .
【０００５】[0005]
【発明が解決しようとする課題】例えば当該モータが回
転しない電流波形としては、デューティー比が小さいパ
ルス電流を挙げることができる。このようなパルス電流
をモータに与えると、モータの磁歪振動が生じる。この
場合、モータが停止しているため、非常に微弱な磁歪振
動でも顕著な騒音として把握される。For example, as a current waveform in which the motor does not rotate, there is a pulse current having a small duty ratio. When such a pulse current is applied to the motor, magnetostrictive vibration of the motor occurs. In this case, since the motor is stopped, even very weak magnetostrictive vibration is recognized as remarkable noise.
【０００６】このような騒音を低減するためには、パル
ス周波数を高くすることが望ましい。しかし、一般にモ
ータは巻き線を有しておりその誘導成分が大きい。従っ
て、デューティー比が小さいパルス電流をモータに与え
るに際してパルス周波数を高くすると、そのパルス波形
の歪みが大きくなる。そしてパルス波形の歪みは、圧縮
機用モータに対して流すべき電流量の推定が不正確にな
るという問題を招来する。In order to reduce such noise, it is desirable to increase the pulse frequency. However, in general, a motor has a winding and its induction component is large. Therefore, when the pulse frequency is increased when a pulse current having a small duty ratio is applied to the motor, the distortion of the pulse waveform increases. The distortion of the pulse waveform causes a problem that the estimation of the amount of current to be supplied to the compressor motor becomes inaccurate.
【０００７】本発明は上記の問題に鑑みてなされたもの
で、モータを回転させることなくこれに電流を与えつ
つ、騒音を低減し、かつ当該電流の大きさを正確に推定
する技術を提供することを目的としている。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above problems, and provides a technique for reducing the noise and accurately estimating the magnitude of the current while applying a current to the motor without rotating the motor. It is aimed at.
【０００８】[0008]
【課題を解決するための手段】この発明のうち第１の態
様にかかるものは、パルス電流（Ｉｍ）を入力し、前記
パルス電流（Ｉｍ）に基づいてモータ（３０）に対して
電流（Ｉ）を供給する予熱電流の制御方法である。そし
て前記モータ（３０）に対して予熱を与える期間を、前
記パルス電流（Ｉｍ）に基づいて前記電流（Ｉ）を推定
する推定期間と、前記推定期間以外の非推定期間とに区
分し、前記推定期間における前記パルス電流（Ｉｍ）が
流れるパルス幅は、前記非推定期間における前記パルス
幅よりも大きい。According to a first aspect of the present invention, a pulse current (Im) is input, and a current (I) is supplied to a motor (30) based on the pulse current (Im). ) Is a method of controlling the preheating current. Then, a period in which the motor (30) is preheated is divided into an estimation period for estimating the current (I) based on the pulse current (Im) and a non-estimation period other than the estimation period. The pulse width in which the pulse current (Im) flows in the estimation period is larger than the pulse width in the non-estimation period.
【０００９】この発明のうち第２の態様にかかるもの
は、第１の態様にかかる予熱電流の制御方法であって、
前記電流（Ｉ）の推定に基づいて前記モータ（３０）の
温度が推定される。According to a second aspect of the present invention, there is provided a method for controlling a preheating current according to the first aspect,
The temperature of the motor (30) is estimated based on the estimation of the current (I).
【００１０】望ましくは、前記推定期間の長さは前記非
推定期間の長さよりも短い。Preferably, the length of the estimation period is shorter than the length of the non-estimation period.
【００１１】この発明のうち第３の態様にかかるもの
は、第２の態様にかかる予熱電流の制御方法であって、
前記パルス電流（Ｉｍ）のデューティー比（Ｄ）は、前
記推定期間と前記非推定期間とで等しい。According to a third aspect of the present invention, there is provided a method for controlling a preheating current according to a second aspect,
The duty ratio (D) of the pulse current (Im) is equal between the estimation period and the non-estimation period.
【００１２】この発明のうち第４の態様にかかるもの
は、第３の態様にかかる予熱電流の制御方法であって、
前記推定期間において、前記パルス電流（Ｉｍ）の周波
数（ｆ）と前記電流（Ｉ）のリンギングの周期（τ）と
の積で、前記デューティー比（Ｄ）を除した値（Ｘ）は
３以上、望ましくは６以上である。According to a fourth aspect of the present invention, there is provided a method for controlling a preheating current according to a third aspect,
In the estimation period, the value (X) obtained by dividing the duty ratio (D) by the product of the frequency (f) of the pulse current (Im) and the ringing period (τ) of the current (I) is 3 or more. And desirably 6 or more.
【００１３】この発明のうち第５の態様にかかるもの
は、第１の態様乃至第４の態様にかかる予熱電流の制御
方法であって、前記推定期間において、前記パルス電流
（Ｉｍ）の周波数（ｆ）は２ｋＨｚ、望ましくは１ｋＨ
ｚ以下である。According to a fifth aspect of the present invention, there is provided the method for controlling a preheating current according to the first to fourth aspects, wherein the frequency of the pulse current (Im) ( f) is 2 kHz, preferably 1 kHz
z or less.
【００１４】この発明のうち第６の態様にかかるもの
は、第４の態様乃至第５の態様にかかる予熱電流の制御
方法であって、前記推定期間において、前記パルス電流
（Ｉｍ）のパルス間の間隔（Ｔj）の平均値の逆数が、
前記パルス電流の前記周波数（ｆ）として把握される。
あるいは前記推定期間において、前記パルス電流（Ｉ
ｍ）のパルス幅変調の周期（Ｔk）の平均値の逆数が、
前記パルス電流の前記周波数（ｆ）として把握される。
いずれにおいても望ましくは、前記パルス電流（Ｉｍ）
のパルス幅（ｔｐ）の値が、前記デューティー比（Ｄ）
を前記パルス電流の前記周波数（ｆ）を除して得られ
る。According to a sixth aspect of the present invention, there is provided a method for controlling a preheating current according to a fourth aspect to a fifth aspect, wherein the inter-pulse of the pulse current (Im) is controlled during the estimation period. The reciprocal of the average value of the interval (T j ) is
It is grasped as the frequency (f) of the pulse current.
Alternatively, in the estimation period, the pulse current (I
m) The reciprocal of the average value of the pulse width modulation period (T k ) is
It is grasped as the frequency (f) of the pulse current.
In any case, preferably, the pulse current (Im)
Of the pulse width (tp) is the duty ratio (D)
Is obtained by dividing the frequency (f) of the pulse current.
【００１５】この発明のうち第７の態様にかかるもの
は、第１の態様乃至第６の態様にかかる予熱電流の制御
方法であって、前記モータ（３０）に対して予熱を与え
る前記期間において、前記モータ（３０）は回転しな
い。According to a seventh aspect of the present invention, there is provided a method of controlling a preheating current according to the first to sixth aspects, wherein the preheating current is supplied to the motor (30) in the period. , The motor (30) does not rotate.
【００１６】この発明のうち第８の態様にかかるもの
は、第７の態様にかかる予熱電流の制御方法であって、
前記モータ（３０）は空気調和機の圧縮機用モータであ
る。According to an eighth aspect of the present invention, there is provided a method for controlling a preheating current according to a seventh aspect,
The motor (30) is a compressor motor of an air conditioner.
【００１７】この発明のうち第９の態様にかかるもの
は、予熱付与装置であって、パルス電流（Ｉｍ）を入力
し、前記パルス電流（Ｉｍ）に基づいてモータ（３０）
に対して電流（Ｉ）を供給する電流供給手段（１５）
と、前記モータ（３０）に対して予熱を与える予熱期間
の内の推定期間において前記パルス電流（Ｉｍ）に基づ
いて前記電流（Ｉ）を推定し、前記予熱期間であって前
記推定期間でない非推定期間よりも前記推定期間におい
て前記パルス電流のパルス幅を大きくするパルス幅変調
のスイッチングを前記電流供給手段に行わせる制御回路
（２０）とを備える。According to a ninth aspect of the present invention, there is provided a preheating device, which receives a pulse current (Im) and outputs a motor (30) based on the pulse current (Im).
Current supply means (15) for supplying a current (I) to the
And estimating the current (I) based on the pulse current (Im) in an estimation period of a preheating period in which the motor (30) is preheated. A control circuit (20) for causing the current supply means to perform pulse width modulation switching for increasing the pulse width of the pulse current in the estimation period than in the estimation period.
【００１８】[0018]
【発明の実施の形態】第１の実施の形態．図１は本発明
にかかる予熱電流の制御方法が適用される、空気調和機
の圧縮機用のモータ３０及びその駆動回路を示す回路図
である。例えば三相の交流電源１０から与えられた電圧
は、公知の構成を有するダイオードブリッジ１１によっ
てリップルを有する直流電流に変換される。そしてこれ
は例えばチョークインプット型のフィルタによって濾波
され、インバータ１５へと直流電圧が与えられる。イン
バータ１５は制御回路２０の制御の下でパルス幅変調の
スイッチングを行い、例えば三相の交流電流Ｉをモータ
３０へと供給する。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS First Embodiment FIG. 1 is a circuit diagram showing a motor 30 for a compressor of an air conditioner to which a method for controlling a preheating current according to the present invention is applied, and a drive circuit thereof. For example, a voltage supplied from a three-phase AC power supply 10 is converted into a rippled DC current by a diode bridge 11 having a known configuration. This is filtered by, for example, a choke input type filter, and a DC voltage is applied to the inverter 15. The inverter 15 performs switching of pulse width modulation under the control of the control circuit 20 and supplies, for example, a three-phase alternating current I to the motor 30.
【００１９】チョークインプット型のフィルタは、図１
に示されるように、ダイオードブリッジ１１の負側出力
端に接続される一端と、他端とを有するコンデンサ１３
と、コンデンサ１３の上記他端とダイオードブリッジ１
１の正側出力端との間に介挿されるインダクタ１２とで
構成される。ダイオードブリッジ１１の負側出力端は例
えば接地される。FIG. 1 shows a choke input type filter.
, A capacitor 13 having one end connected to the negative output terminal of the diode bridge 11 and the other end.
And the other end of the capacitor 13 and the diode bridge 1
1 and the inductor 12 interposed between the positive output terminal and the first output terminal. The negative output terminal of the diode bridge 11 is grounded, for example.
【００２０】制御回路２０は例えば中央演算処理装置で
構成され、インバータ１５の動作を制御する。通常動作
では当然、モータ３０を回転させる動作をインバータ１
５に行わせるが、予熱動作においてはモータ３０を回転
させることなく、モータ３０に電力を供給するスイッチ
ングをインバータ１５に行わせる。制御回路２０はアナ
ログ入力ポートＡＮ１を備えており、電流検出回路２２
の出力電圧Ｖａを入力する。The control circuit 20 comprises, for example, a central processing unit and controls the operation of the inverter 15. Of course, in the normal operation, the operation of rotating the motor 30 is performed by the inverter 1.
5, the inverter 15 performs switching for supplying electric power to the motor 30 without rotating the motor 30 in the preheating operation. The control circuit 20 has an analog input port AN1.
Is input.
【００２１】電流検出回路２２は例えばピークホールド
回路や平均値回路で構成されている。ダイオードブリッ
ジ１１の負側出力端とインバータ１５との間には抵抗１
４が介挿され、ここにおける電圧降下Ｖｍが電流検出回
路２２によって測定され、これに比例した出力電圧Ｖａ
が出力される。The current detection circuit 22 is composed of, for example, a peak hold circuit and an average value circuit. A resistor 1 is connected between the negative output terminal of the diode bridge 11 and the inverter 15.
4, the voltage drop Vm is measured by the current detection circuit 22, and the output voltage Va is proportional to the voltage drop Vm.
Is output.
【００２２】図１に示された回路構成において、モータ
３０に予熱を与えるため、インバータ１５のパルス幅変
調が利用される。パルス幅を狭くすることによってモー
タ３０に与える実効的な電圧を低くし、モータ３０を回
転させることなく電流を流し、モータ３０の巻き線にお
ける発熱によって予熱を得る。インバータ１５は、パル
ス幅変調を制御し、出力電圧Ｖａをモニタする制御回路
２０と共に、モータ３０に対して予熱を付与する予熱付
与装置として機能する。但し、このような予熱のための
電流をモータ３０に流す場合、電流Ｉが流れない相も存
在しうる。In the circuit configuration shown in FIG. 1, the pulse width modulation of the inverter 15 is used to preheat the motor 30. By reducing the pulse width, the effective voltage applied to the motor 30 is reduced, a current flows without rotating the motor 30, and preheating is obtained by the heat generated in the windings of the motor 30. The inverter 15 functions as a preheating applying device that applies preheating to the motor 30 together with the control circuit 20 that controls the pulse width modulation and monitors the output voltage Va. However, when such a current for preheating flows through the motor 30, there may be a phase in which the current I does not flow.
【００２３】ダイオードブリッジ１１からインバータ１
５に供給されるパルス電流Ｉｍが流れるデューティー比
Ｄと、モータ３０の相間電圧のピーク値Ｐと、巻き線に
流れる電流Ｉとを採用し、パルス電流Ｉｍが流れない期
間においてもモータ３０から帰還する電流がパルス電流
Ｉｍと等しい値でインバータ１５内を還流すると近似す
ると、予熱時に必要な電力ＨはＨ＝Ｐ・Ｉ・Ｄとして求
められる。具体的な値を用いれば、Ｈ＝２０Ｗ、Ｐ＝２
００Ｖ、Ｉ＝１０Ａを導入して、Ｄ＝１／１００とな
る。一般的に、デューティー比Ｄの値は１０-2のオーダ
ーである。From the diode bridge 11 to the inverter 1
5, a duty ratio D in which the pulse current Im supplied to the motor 5 flows, a peak value P of the inter-phase voltage of the motor 30 and a current I flowing in the winding, and the feedback from the motor 30 is performed even during the period in which the pulse current Im does not flow. When it is approximated that the current to flow is equal to the pulse current Im and returns in the inverter 15, the electric power H required at the time of preheating is obtained as H = P · I · D. If specific values are used, H = 20 W, P = 2
By introducing 00V and I = 10A, D = 1/100. Generally, the value of the duty ratio D is on the order of 10 -2 .
【００２４】図２及び図３は図１に示された回路構成に
おいて、Ｉ＝８Ａ、Ｄ＝１／１００の場合のパルス電流
Ｉｍ、及び抵抗１４の電圧降下Ｖｍを示すグラフであ
り、それぞれパルス周波数として６．５ｋＨｚ，１ｋＨ
ｚが採用された場合を示している。回路構成中のリアク
タンス成分に起因して、パルス電流Ｉｍにはリンギング
が生じている。FIGS. 2 and 3 are graphs showing the pulse current Im and the voltage drop Vm of the resistor 14 when I = 8 A and D = 1/100 in the circuit configuration shown in FIG. 1, respectively. 6.5kHz, 1kHz as frequency
It shows a case where z is adopted. Ringing occurs in the pulse current Im due to a reactance component in the circuit configuration.
【００２５】ここで示された結果が得られた回路構成に
おいては、リンギングの周期は１．６〜１．７μｓ程度
に見積もられる。一般にパルスにリンギングが重畳する
場合、当該リンギングの周期が当該パルスのパルス幅程
度以上であると、パルス波形は大きく崩れる。通常はパ
ルス幅はリンギング周期よりも大きいので、電流検出回
路２２が制御回路２０のアナログ入力ポートＡＮ１に与
える出力電圧Ｖａは、パルスの周波数が低いほど精度良
く制御回路２０に電流量を推定させることになる。図２
に則して言えばパルス幅は、（１／６．５ｋＨｚ）×
（１／１００）＝１．５４μｓである。一方、図３に則
して言えばパルス幅は、（１／１ｋＨｚ）×（１／１０
０）＝１０μｓである。図２に示されている波形よりも
図３に示されている波形の方が、より良好にパルス波形
を保っている。In the circuit configuration in which the results shown here are obtained, the ringing period is estimated to be about 1.6 to 1.7 μs. In general, when ringing is superimposed on a pulse, if the period of the ringing is equal to or longer than the pulse width of the pulse, the pulse waveform is largely distorted. Normally, the pulse width is larger than the ringing period, so that the output voltage Va applied by the current detection circuit 22 to the analog input port AN1 of the control circuit 20 is such that the lower the frequency of the pulse, the more accurately the control circuit 20 estimates the amount of current. become. FIG.
The pulse width is (1 / 6.5 kHz) ×
(1/100) = 1.54 μs. On the other hand, according to FIG. 3, the pulse width is (1/1 kHz) × (1/10)
0) = 10 μs. The waveform shown in FIG. 3 maintains the pulse waveform better than the waveform shown in FIG.
【００２６】つまりリンギングの周期をτ、当該パルス
の周波数をｆとすると、デューティー比Ｄを導入して、
Ｘ＝Ｄ／（ｆτ）の値が大きい方が望ましい。実験の結
果、Ｘが３以上であれば制御回路２０による制御を適切
にしてリンギングの影響を除去して制御回路２０による
インバータ１５の制御を行うことができた。更に、Ｘが
６以上であれば、特に制御回路２０による制御の最適化
を行わなくても、電流検出回路２２において採用される
ピークホールド回路のフィルタのみでリンギングの影響
を除去することができた。That is, assuming that the period of the ringing is τ and the frequency of the pulse is f, the duty ratio D is introduced,
It is desirable that the value of X = D / (fτ) be large. As a result of the experiment, when X was 3 or more, the control by the control circuit 20 was appropriately performed, and the influence of the ringing was removed, so that the control circuit 20 could control the inverter 15. Further, if X is 6 or more, the effect of ringing could be removed only by the filter of the peak hold circuit employed in the current detection circuit 22 without particularly optimizing the control by the control circuit 20. .
【００２７】従って、モータ３０に与える電流の適切な
制御を行う場合には、パルス幅が大きい方が望ましい。
例えば上述のようにＤ＝１／１００、τ＝１．６〜１．
７μｓであれば、Ｘ≧３とするためには、パルス周波数
ｆはほぼ２ｋＨｚ以下とすることが望ましく、Ｘ≧６と
するためには、パルス周波数ｆはほぼ１ｋＨｚ以下とす
ることが望ましい。Therefore, in order to appropriately control the current applied to the motor 30, it is desirable that the pulse width be large.
For example, as described above, D = 1/100, τ = 1.6-1.
If 7 μs, the pulse frequency f is desirably approximately 2 kHz or less to satisfy X ≧ 3, and the pulse frequency f is desirably approximately 1 kHz or less to satisfy X ≧ 6.
【００２８】図４はＤ＝１／１００の場合に、モータ電
流の実測値と、電流検出回路２２の出力Ｖａとの関係を
示すグラフである。折線Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３は、それぞれ
パルス周波数ｆが６．５ｋＨｚ，３．０ｋＨｚ，１．０
ｋＨｚの場合を示している。パルス周波数ｆが小さいほ
ど、モータ電流の実測値と電流検出回路２２の出力Ｖａ
とが比例する領域が、モータ電流の実測値が小さな値に
まで広がる傾向が見て取れる。具体的には折線Ｌ１にお
いて線型な関係が得られるのは電流の実測値が６Ａ以上
であるのに対し、折線Ｌ３において線型な関係が得られ
るのは電流の実測値が２Ａ以上である。つまりこのグラ
フからも、パルス周波数ｆが低い方が精度良く電流量を
推定できることが解る。FIG. 4 is a graph showing the relationship between the measured value of the motor current and the output Va of the current detection circuit 22 when D = 1/100. The broken lines L1, L2, and L3 have pulse frequencies f of 6.5 kHz, 3.0 kHz, and 1.0 kHz, respectively.
The case of kHz is shown. As the pulse frequency f becomes smaller, the measured value of the motor current and the output Va of the current detection circuit 22 become smaller.
It can be seen that there is a tendency that the measured value of the motor current spreads to a small value in a region where is proportional to. Specifically, a linear relationship is obtained at the broken line L1 when the measured current value is 6 A or more, whereas a linear relationship is obtained at the broken line L3 when the measured current value is 2 A or more. That is, it can be seen from this graph that the lower the pulse frequency f is, the more accurately the current amount can be estimated.
【００２９】しかしながら、Ｘ≧３となるパルス周波数
ｆでは、「発明が解決しようとする課題」の欄で述べた
ように、磁歪振動による騒音の問題が生じる。そこで本
発明では、モータ３０に対して予熱を与える期間を、モ
ータ３０の巻き線に流れる電流Ｉを制御回路２０によっ
て推定する推定期間と、推定しない非推定期間とに区分
し、推定期間においてインバータ１５からモータ３０に
供給する電流Ｉｍのパルス幅を大きくし、非推定期間に
おいてパルス幅を小さくする。かかるパルス幅の制御は
制御回路２０の制御の下でインバータ１５によって実行
できる。これにより推定期間でのリンギングの影響を抑
制することができる。例えば予熱を与える期間ではモー
タ３０を回転させない。However, when the pulse frequency f satisfies X ≧ 3, as described in the section of “Problems to be Solved by the Invention”, a problem of noise due to magnetostrictive vibration occurs. Therefore, in the present invention, the period in which preheating is applied to the motor 30 is divided into an estimation period in which the control circuit 20 estimates the current I flowing through the winding of the motor 30 and a non-estimation period in which the current I is not estimated. From 15, the pulse width of the current Im supplied to the motor 30 is increased, and the pulse width is reduced during the non-estimation period. Such control of the pulse width can be executed by the inverter 15 under the control of the control circuit 20. Thus, the influence of ringing during the estimation period can be suppressed. For example, the motor 30 is not rotated during the period in which preheating is applied.
【００３０】電流Ｉを推定することによってモータ３０
の温度が推定される。モータ３０の熱容量は一般には大
きい。そこで、推定期間の間隔、即ち非推定期間の長さ
を推定期間よりも長く、例えば数分間程度とすること
が、モータ３０の温度を正確に推定するのに好適であ
る。パルス周波数ｆの大きさが一般には０．１ｋＨｚ以
上であることに鑑みれば、推定期間の長さ、即ち電流検
出回路２２が制御回路２０のアナログ入力ポートＡＮ１
に出力電圧Ｖａを与えるに際して電圧降下Ｖｍを参照す
べき期間は、多くても数秒あれば足りる。By estimating the current I, the motor 30
Is estimated. The heat capacity of the motor 30 is generally large. Therefore, it is preferable to set the interval of the estimation period, that is, the length of the non-estimation period to be longer than the estimation period, for example, about several minutes, in order to accurately estimate the temperature of the motor 30. Considering that the magnitude of the pulse frequency f is generally 0.1 kHz or more, the length of the estimation period, that is, the current detection circuit 22 is connected to the analog input port AN1 of the control circuit 20.
The period during which the output voltage Va is to be referred to the voltage drop Vm when the output voltage Va is applied is only required to be several seconds at most.
【００３１】このように、非推定期間においては電流を
推定する精度が低くても騒音を小さくし、推定期間にお
いては騒音が大きくても電流を推定する精度を高くする
制御を行うことにより、モータを回転させることなくこ
れに電流を与えつつ、騒音を低減し、かつ当該電流の大
きさを正確に推定することができる。As described above, in the non-estimation period, the noise is reduced even if the accuracy of estimating the current is low, and the control is performed to increase the accuracy of estimating the current even if the noise is loud in the estimation period. It is possible to reduce the noise and to accurately estimate the magnitude of the current while supplying the current without rotating the.
【００３２】推定期間と非推定期間とにおいて、モータ
３０に与える実効的な電圧を等しくする方が、モータ３
０の温度の推定をより正確に行うことができる。その場
合には、電流Ｉｍのパルス幅を単に推定期間において大
きくし、非推定期間においてパルス幅を小さくするので
はなく、デューティー比Ｄが両期間で等しく保たれる。
即ちこの場合には、推定期間においてパルス周波数を低
くし、非推定期間においてパルス周波数を高くする。推
定期間においては例えば上述のようにＸ≧３、更に望ま
しくはＸ≧６とする。あるいはまた推定期間においてｆ
≦２ｋＨｚ、更に望ましくはｆ≦１ｋＨｚとする。It is better to make the effective voltage applied to the motor 30 equal between the estimation period and the non-estimation period.
The temperature of 0 can be estimated more accurately. In that case, the pulse width of the current Im is not simply increased in the estimation period and the pulse width is not decreased in the non-estimation period, but the duty ratio D is kept equal in both periods.
That is, in this case, the pulse frequency is reduced during the estimation period, and the pulse frequency is increased during the non-estimation period. In the estimation period, for example, X ≧ 3, more preferably X ≧ 6, as described above. Alternatively, in the estimation period, f
≤ 2 kHz, more preferably f ≤ 1 kHz.
【００３３】もちろん、モータ３０の騒音防止や加熱防
止のため、モータ３０に流れる電流Ｉに上限を定めるこ
とが望ましい。例えばデューティー比Ｄに上限を設け
る。Of course, in order to prevent noise and heating of the motor 30, it is desirable to set an upper limit for the current I flowing through the motor 30. For example, an upper limit is set for the duty ratio D.
【００３４】逆に、パルス電流Ｉｍのスイッチングロス
が大きくてモータ３０の予熱の効果が得られない事態を
回避するため、モータ３０に流れる電流Ｉに下限を定め
ることも望ましい。例えばデューティー比Ｄに下限を設
ける。Conversely, in order to avoid a situation where the switching loss of the pulse current Im is large and the effect of preheating the motor 30 cannot be obtained, it is also desirable to set a lower limit for the current I flowing through the motor 30. For example, a lower limit is set for the duty ratio D.
【００３５】本実施の形態においても、従来の技術と同
様に、モータ３０が回転することなく予熱を受けるの
で、予熱を発生させるために軸受けが摩耗するという、
目的が相反する現象を回避できる。また潤滑油である冷
凍機油に冷媒が溶けて冷凍機油の濃度が低下した状態で
モータが回転し、当該軸受けが摩擦により焼き付くとい
う事態も防止できる。Also in this embodiment, similarly to the prior art, since the motor 30 is preheated without rotating, the bearing is worn to generate the preheating.
It is possible to avoid conflicting purposes. Further, it is possible to prevent a situation in which the motor is rotated in a state where the concentration of the refrigerant oil is reduced due to the refrigerant being dissolved in the refrigerant oil as the lubricating oil, and the bearing is seized by friction.
【００３６】第２の実施の形態．推定期間においても騒
音を低減することは可能である。まず推定期間における
騒音の発生する原因について述べる。図５はパルス周期
が一定な場合に、インバータ１５に供給されるパルス電
流Ｉｍ、モータ３０の巻き線に流れる電流Ｉの関係を示
すグラフである。パルス電流Ｉｍが流れる周期は周期Ｔ
＝１／ｆで一定であり、パルス幅ｔｐ＝Ｔ・Ｄで一定で
ある。換言すれば、長さＴのある期間においてパルス電
流Ｉｍが流れる期間の相対的な位置が固定されて、上記
長さＴの期間が繰り返される。Second Embodiment Noise can be reduced even during the estimation period. First, the cause of noise generation during the estimation period will be described. FIG. 5 is a graph showing the relationship between the pulse current Im supplied to the inverter 15 and the current I flowing through the winding of the motor 30 when the pulse cycle is constant. The cycle in which the pulse current Im flows is the cycle T
= 1 / f and constant with a pulse width tp = TD. In other words, the relative position of the period in which the pulse current Im flows in a certain period of the length T is fixed, and the period of the length T is repeated.
【００３７】パルス電流Ｉｍが流れる期間においてイン
バータ１５からモータ３０に電流が供給され、それ以外
の期間ではモータ３０のリアクタンス成分に起因する電
流がインバータ１５へと減衰しつつ還流する。そのた
め、巻き線に流れる電流Ｉは周期Ｔで変動することにな
り、これによって生じる磁歪がほぼ周期Ｔで振動するこ
とになる。これが騒音の原因である。従って磁歪の発生
が周期的でないようにすれば騒音を低減することができ
る。The current is supplied from the inverter 15 to the motor 30 during the period in which the pulse current Im flows, and the current caused by the reactance component of the motor 30 returns to the inverter 15 while attenuating during the other periods. Therefore, the current I flowing through the winding changes at the cycle T, and the magnetostriction generated by the current I oscillates at the cycle T. This is the cause of the noise. Therefore, noise can be reduced if the occurrence of magnetostriction is not periodic.
【００３８】図６は本実施の形態において採用されるパ
ルス電流Ｉｍ、巻き線に流れる電流Ｉの関係を示すグラ
フである。インバータ１５の制御により、パルス電流Ｉ
ｍにおいて隣接するパルス間の間隔Ｔjは一定ではな
い。但し推定期間における間隔Ｔjの平均値はＴ＝１／
ｆに設定される。推定期間におけるパルス電流Ｉｍのパ
ルスの個数をＮとすると、ｊについての１から（Ｎ−
１）迄の総和ΣＴjを（Ｎ−１）で除した値が１／ｆに
等しく設定されつつ、間隔Ｔjはランダムに設定され
る。換言すれば、長さＴのある期間においてパルス電流
Ｉｍが流れる期間の相対的な位置がランダムに設定され
て、上記長さＴの期間が繰り返される。但し、パルス幅
ｔｐ＝Ｔ・Ｄ＝Ｄ／ｆで一定である。FIG. 6 is a graph showing the relationship between the pulse current Im used in this embodiment and the current I flowing through the winding. By controlling the inverter 15, the pulse current I
The interval T j between adjacent pulses at m is not constant. However, the average value of the interval T j in the estimation period is T = 1 /
is set to f. Assuming that the number of pulses of the pulse current Im in the estimation period is N, 1 to (N−
The interval T j is set at random while the value obtained by dividing the sum ΣT j up to 1) by (N−1) is set equal to 1 / f. In other words, the relative position of the period in which the pulse current Im flows in a certain period of the length T is set randomly, and the period of the length T is repeated. However, the pulse width tp = TD = D / f is constant.
【００３９】このようなパルス電流Ｉｍを採用すること
により、巻き線に流れる電流Ｉの変動、ひいては磁歪の
発生が周期的にはならず、騒音を低減することができ
る。しかも間隔Ｔjとパルス幅ｔｐとが上記の関係を有
しているので、推定期間全体としてみれば、Ｘ＝Ｄ／
（ｆτ）の値を大きくし、推定の精度を高めることがで
きる。換言すれば、推定期間におけるパルス電流のパル
ス間の間隔Ｔjの平均値の逆数を、パルス電流の周波数
ｆとして第１の実施の形態を適用することができる。By employing such a pulse current Im, the fluctuation of the current I flowing through the winding, and hence the occurrence of magnetostriction, do not become periodic, and noise can be reduced. In addition, since the interval Tj and the pulse width tp have the above-described relationship, when viewed as a whole estimation period, X = D /
By increasing the value of (fτ), the accuracy of estimation can be increased. In other words, the inverse of the average value of the interval T j between the pulse current in the estimation period pulse can be applied to the first embodiment as the frequency f of the pulse current.
【００４０】図７は本実施の形態において採用されるパ
ルス電流Ｉｍ、巻き線に流れる電流Ｉの他の関係を示す
グラフである。インバータ１５の制御により、パルス電
流Ｉｍにおいて採用されるパルス幅変調の周期Ｔkは一
定ではない。但し推定期間における周期Ｔkの平均値は
１／ｆに設定される。推定期間におけるパルス電流Ｉｍ
のパルスの個数をＮとすると、ｋについての１からＮ迄
の総和ΣＴkをＮで除した値が１／ｆに等しく設定され
つつ、周期Ｔkはランダムに設定される。換言すれば、
周期Ｔkのある期間においてパルス電流Ｉｍが流れる期
間の相対的な位置がランダムに設定されて、かつ周期Ｔ
kの大きさが更新されその期間が繰り返される。但し、
パルス幅変調の周期Ｔkにおいてパルス幅ｔp,k＝Ｔk・
Ｄの関係がある。FIG. 7 is a graph showing another relationship between the pulse current Im used in the present embodiment and the current I flowing through the winding. The control of the inverter 15, the period T k of the pulse width modulation employed in the pulse current Im is not constant. However the average value of the period T k in the estimation period is set to 1 / f. Pulse current Im in estimation period
Assuming that the number of pulses of N is N, the value obtained by dividing the sum ΣT k of k from 1 to N by N is set equal to 1 / f, and the period T k is set at random. In other words,
The relative positions of the period in which the pulse current Im flows is set at random in the period with a period T k, and the period T
The magnitude of k is updated and the period is repeated. However,
In the pulse width modulation period T k , the pulse width t p, k = T k.
There is a relationship of D.
【００４１】このようなパルス電流Ｉｍを採用すること
により、巻き線に流れる電流Ｉの変動、ひいては磁歪の
発生が周期的にはならず、騒音を低減することができ
る。しかも周期Ｔkとパルス幅ｔp,kとが上記の関係を有
しているので、推定期間全体としてみれば、Ｘ＝Ｄ／
（ｆτ）の値を大きくし、推定の精度を高めることがで
きる。換言すれば、推定期間におけるパルス電流のパル
ス幅変調の周期Ｔkの平均値の逆数を、パルス電流の周
波数ｆとして第１の実施の形態を適用することができ
る。By employing such a pulse current Im, the fluctuation of the current I flowing through the winding, and hence the occurrence of magnetostriction, do not occur periodically, and noise can be reduced. Moreover, since the period T k and the pulse width tp , k have the above-mentioned relationship, X = D / D
By increasing the value of (fτ), the accuracy of estimation can be increased. In other words, the inverse of the average of the periods T k of the pulse width modulation of the pulsed current in the estimation period, it is possible to apply the first embodiment as the frequency f of the pulse current.
【００４２】上記の説明ではインバータ１５に供給する
パルス電流Ｉｍに着目して説明を行ってきたが、これは
インバータ１５のスイッチングに起因して流れる。従っ
て、上記の説明においてパルス電流Ｉｍが流れる期間は
インバータ１５のスイッチングによって導通する期間と
読み替えることもできる。In the above description, the description has been given focusing on the pulse current Im supplied to the inverter 15, but this flows due to the switching of the inverter 15. Therefore, in the above description, the period during which the pulse current Im flows can be read as the period during which the inverter 15 is turned on by switching.
【００４３】[0043]
【発明の効果】この発明の第１の態様にかかる予熱電流
の制御方法、この発明の第９の態様にかかる予熱付与装
置によれば、非推定期間においては電流を推定する精度
が低くても騒音を小さくし、推定期間においては騒音が
大きくても電流を推定する精度を高くする制御を行うこ
とにより、騒音を低減し、かつ当該電流の大きさを正確
に推定することができる。According to the preheating current control method according to the first aspect of the present invention and the preheating applying apparatus according to the ninth aspect of the present invention, the accuracy of estimating the current is low during the non-estimation period. By performing control to reduce the noise and increase the accuracy of estimating the current even when the noise is loud during the estimation period, the noise can be reduced and the magnitude of the current can be accurately estimated.
【００４４】この発明の第２の態様にかかる予熱電流の
制御方法によれば、モータの温度を正確に推定するのに
好適である。The preheating current control method according to the second aspect of the present invention is suitable for accurately estimating the motor temperature.
【００４５】この発明の第３の態様にかかる予熱電流の
制御方法によれば、モータ（３０）に与える実効的な電
圧が等しくでき、予熱温度をより正確に推定することが
できる。According to the preheating current control method according to the third aspect of the present invention, the effective voltage applied to the motor (30) can be equalized, and the preheating temperature can be more accurately estimated.
【００４６】この発明の第４の態様又は第５の態様にか
かる予熱電流の制御方法によれば、リンギングの影響を
除去して電流（Ｉ）を与える制御を適切に行うことがで
きる。According to the control method of the preheating current according to the fourth or fifth aspect of the present invention, the control for giving the current (I) by removing the influence of the ringing can be appropriately performed.
【００４７】この発明の第６の態様にかかる予熱電流の
制御方法によれば、推定期間の騒音を低減することがで
きる。According to the method for controlling the preheating current according to the sixth aspect of the present invention, the noise during the estimation period can be reduced.
【００４８】この発明の第７の態様にかかる予熱電流の
制御方法によれば、モータ（３０）が回転することなく
予熱を受けるので、予熱を発生させるために軸受けが摩
耗するという、目的が相反する現象を回避できる。According to the control method of the preheating current according to the seventh aspect of the present invention, the motor (30) receives the preheating without rotating, so that the bearing is worn to generate the preheating. Can be avoided.
【００４９】この発明の第８の態様にかかる予熱電流の
制御方法によれば、潤滑油である冷凍機油に冷媒が溶け
て冷凍機油の濃度が低下した状態でモータが回転し、当
該軸受けが摩擦により焼き付くという事態を防止でき
る。According to the method for controlling the preheating current according to the eighth aspect of the present invention, the motor rotates in a state where the concentration of the refrigerating machine oil is reduced by dissolving the refrigerant in the refrigerating machine oil, which is a lubricating oil, and the bearing is subjected to friction. Can prevent the situation of burning.
【図１】本発明にかかる予熱電流の制御方法が適用され
る回路を示す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing a circuit to which a method for controlling a preheating current according to the present invention is applied.
【図２】パルス電流Ｉｍと電圧降下Ｖｍの関係を示すグ
ラフである。FIG. 2 is a graph showing a relationship between a pulse current Im and a voltage drop Vm.
【図３】パルス電流Ｉｍと電圧降下Ｖｍの関係を示すグ
ラフである。FIG. 3 is a graph showing a relationship between a pulse current Im and a voltage drop Vm.
【図４】モータ電流の実測値と出力Ｖａとの関係を示す
グラフである。FIG. 4 is a graph showing a relationship between an actually measured value of a motor current and an output Va.
【図５】パルス電流Ｉｍと電流Ｉとの関係を示すグラフ
である。FIG. 5 is a graph showing a relationship between a pulse current Im and a current I.
【図６】パルス電流Ｉｍと電流Ｉとの関係を示すグラフ
である。FIG. 6 is a graph showing a relationship between a pulse current Im and a current I.
【図７】パルス電流Ｉｍと電流Ｉとの関係を示すグラフ
である。FIG. 7 is a graph showing a relationship between a pulse current Im and a current I.
１５ インバータ ２０ 制御回路 ３０ モータ Ｉ （巻き線に流れる）電流 Ｉｍ パルス電流 15 Inverter 20 Control circuit 30 Motor I (current flowing through winding) Im Impulse current
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 加藤 雅一 大阪府堺市金岡町1304番地 ダイキン工業 株式会社堺製作所金岡工場内 (72)発明者 溝部 浩伸 滋賀県草津市岡本町字大谷1000番地の２ 株式会社ダイキン空調技術研究所内 Ｆターム(参考） 5H570 AA10 BB06 BB08 CC05 DD01 FF05 GG04 GG06 HA02 HA08 HA15 HB16 LL02 LL19 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continuing on the front page (72) Masakazu Kato 1304 Kanaokacho, Sakai-shi, Osaka Daikin Industries, Ltd.Kanaoka Plant of Sakai Seisakusho Co., Ltd. (72) Hironobu Mizobe 2 Daikin Air Conditioning Technology Laboratory Co., Ltd. F-term (reference) 5H570 AA10 BB06 BB08 CC05 DD01 FF05 GG04 GG06 HA02 HA08 HA15 HB16 LL02 LL19
Claims (14)
ス電流（Ｉｍ）に基づいてモータ（３０）に対して電流
（Ｉ）を供給する予熱電流の制御方法であって、 前記モータ（３０）に対して予熱を与える期間を、前記
パルス電流（Ｉｍ）に基づいて前記電流（Ｉ）を推定す
る推定期間と、前記推定期間以外の非推定期間とに区分
し、 前記推定期間における前記パルス電流（Ｉｍ）が流れる
パルス幅は、前記非推定期間における前記パルス幅より
も大きい、予熱電流の制御方法。1. A preheating current control method for receiving a pulse current (Im) and supplying a current (I) to a motor (30) based on the pulse current (Im). ) Is divided into an estimation period for estimating the current (I) based on the pulse current (Im) and a non-estimation period other than the estimation period, and the pulse in the estimation period is A method for controlling a preheating current, wherein a pulse width through which a current (Im) flows is larger than the pulse width in the non-estimated period.
ータ（３０）の温度が推定される、請求項１記載の予熱
電流の制御方法。2. The preheating current control method according to claim 1, wherein the temperature of the motor is estimated based on the estimation of the current.
長さよりも短い、請求項２記載の予熱電流の制御方法。3. The preheating current control method according to claim 2, wherein the length of the estimation period is shorter than the length of the non-estimation period.
比（Ｄ）は、前記推定期間と前記非推定期間とで等し
い、請求項２乃至請求項３のいずれか一つに記載の予熱
電流の制御方法。4. The preheating current control according to claim 2, wherein a duty ratio (D) of the pulse current (Im) is equal between the estimation period and the non-estimation period. Method.
（Ｉｍ）の周波数（ｆ）と前記電流（Ｉ）のリンギング
の周期（τ）との積で、前記デューティー比（Ｄ）を除
した値（Ｘ）は３以上である、請求項４記載の予熱電流
の制御方法。5. A value obtained by dividing the duty ratio (D) by a product of a frequency (f) of the pulse current (Im) and a ringing period (τ) of the current (I) during the estimation period. The method for controlling a preheating current according to claim 4, wherein X) is 3 or more.
（Ｉｍ）の周波数（ｆ）と前記電流（Ｉ）のリンギング
の周期（τ）との積で、前記デューティー比（Ｄ）を除
した値（Ｘ）は６以上である、請求項４記載の予熱電流
の制御方法。6. A value obtained by dividing the duty ratio (D) by a product of a frequency (f) of the pulse current (Im) and a ringing period (τ) of the current (I) during the estimation period. The method for controlling a preheating current according to claim 4, wherein X) is 6 or more.
（Ｉｍ）の周波数（ｆ）は２ｋＨｚ以下である、請求項
１乃至請求項５のいずれか一つに記載の予熱電流の制御
方法。7. The preheating current control method according to claim 1, wherein the frequency (f) of the pulse current (Im) is 2 kHz or less during the estimation period.
（Ｉｍ）の周波数（ｆ）は１ｋＨｚ以下である、請求項
１乃至請求項６のいずれか一つに記載の予熱電流の制御
方法。8. The preheating current control method according to claim 1, wherein a frequency (f) of the pulse current (Im) is 1 kHz or less during the estimation period.
（Ｉｍ）のパルス間の間隔（Ｔj）の平均値の逆数が、
前記パルス電流の前記周波数（ｆ）として把握される、
請求項５乃至請求項８のいずれか一つに記載の予熱電流
の制御方法。9. In the estimation period, the reciprocal of the average value of the interval (T j ) between pulses of the pulse current (Im) is:
Grasped as the frequency (f) of the pulse current,
The method for controlling a preheating current according to any one of claims 5 to 8.
流（Ｉｍ）のパルス幅変調の周期（Ｔk）の平均値の逆
数が、前記パルス電流の前記周波数（ｆ）として把握さ
れる、請求項５乃至請求項８のいずれか一つに記載の予
熱電流の制御方法。10. The frequency (f) of the pulse current, wherein the reciprocal of the average value of the period (T k ) of pulse width modulation of the pulse current (Im) is grasped during the estimation period. The method for controlling a preheating current according to claim 8.
（ｔｐ）の値は、前記デューティー比（Ｄ）を前記パル
ス電流の前記周波数（ｆ）を除して得られる、請求項９
及び請求項１０のいずれか一つに記載の予熱電流の制御
方法。11. The pulse width (tp) value of the pulse current (Im) is obtained by dividing the duty ratio (D) by the frequency (f) of the pulse current.
The method for controlling a preheating current according to claim 10.
える前記期間において、前記モータ（３０）は回転しな
い、請求項１乃至請求項１１のいずれか一つに記載の予
熱電流の制御方法。12. The preheating current control method according to claim 1, wherein the motor (30) does not rotate during the period in which preheating is performed on the motor (30).
縮機用モータである、請求項１２に記載の予熱電流の制
御方法。13. The method for controlling a preheating current according to claim 12, wherein the motor (30) is a motor for a compressor of an air conditioner.
ルス電流（Ｉｍ）に基づいてモータ（３０）に対して電
流（Ｉ）を供給する電流供給手段（１５）と、 前記モータ（３０）に対して予熱を与える予熱期間の内
の推定期間において前記パルス電流（Ｉｍ）に基づいて
前記電流（Ｉ）を推定し、前記予熱期間であって前記推
定期間でない非推定期間よりも前記推定期間において前
記パルス電流のパルス幅を大きくするパルス幅変調のス
イッチングを前記電流供給手段に行わせる制御回路（２
０）とを備える予熱付与装置。14. A current supply means (15) for receiving a pulse current (Im) and supplying a current (I) to a motor (30) based on the pulse current (Im); The current (I) is estimated based on the pulse current (Im) in an estimation period of a preheating period in which preheating is performed for the preheating period, and the estimation period is longer than the non-estimation period that is the preheating period and is not the estimation period. A control circuit (2) for causing the current supply means to perform pulse width modulation switching for increasing the pulse width of the pulse current.
0).
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Cited By (3)
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| KR100851905B1 (en) * | 2007-03-28 | 2008-08-13 | 삼성전자주식회사 | Method and preheating control apparatus of compressor |
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