JP2002232212A - 非放射性誘電体線路用のパルス変調器およびそれを用いたミリ波送受信器 - Google Patents
非放射性誘電体線路用のパルス変調器およびそれを用いたミリ波送受信器Info
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- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/32—Non-reciprocal transmission devices
- H01P1/38—Circulators
- H01P1/383—Junction circulators, e.g. Y-circulators
Landscapes
- Waveguide Switches, Polarizers, And Phase Shifters (AREA)
- Waveguides (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 所望の周波数でＡＳＫ変調を行うためのイン
ピーダンス整合が容易かつ再現性よく行え、また製造が
容易化されて量産性に優れたものすること。 【解決手段】 平行平板導体の内面に対向設置された２
枚のフェライト円板２に略放射状に複数配置された、Ｌ
ＳＭモードの電磁波を伝送しＬＳＥモードの電磁波を遮
断するモードサプレッサ１ａ〜１ｃと、モードサプレッ
サ１ａ〜１ｃの一方の端面に設置されたインピーダンス
整合部材４とから成るサーキュレータが設けられ、ショ
ットキーバリアダイオード７を有するパルス変調用スイ
ッチＳｐを、モードサプレッサ１ｂの他方の端面に、シ
ョットキーバリアダイオード７のバイアス電圧印加方向
がＬＳＭモードの電磁波の電界方向に合致するように設
置しており、フェライト円板２の端からショットキーバ
リアダイオード７までの距離が略ｎλ／２（ｎは１以上
の整数、λは高周波信号の波長）である。
ピーダンス整合が容易かつ再現性よく行え、また製造が
容易化されて量産性に優れたものすること。 【解決手段】 平行平板導体の内面に対向設置された２
枚のフェライト円板２に略放射状に複数配置された、Ｌ
ＳＭモードの電磁波を伝送しＬＳＥモードの電磁波を遮
断するモードサプレッサ１ａ〜１ｃと、モードサプレッ
サ１ａ〜１ｃの一方の端面に設置されたインピーダンス
整合部材４とから成るサーキュレータが設けられ、ショ
ットキーバリアダイオード７を有するパルス変調用スイ
ッチＳｐを、モードサプレッサ１ｂの他方の端面に、シ
ョットキーバリアダイオード７のバイアス電圧印加方向
がＬＳＭモードの電磁波の電界方向に合致するように設
置しており、フェライト円板２の端からショットキーバ
リアダイオード７までの距離が略ｎλ／２（ｎは１以上
の整数、λは高周波信号の波長）である。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、非放射性誘電体線
路型のミリ波集積回路，ミリ波レーダーモジュール等に
組み込まれて、ミリ波信号をＡＳＫ（Amplituted Shif
t Keying）変調等させるパルス変調器、およびそれを
用いた非放射性誘電体線路構造のミリ波送受信器に関す
る。
路型のミリ波集積回路，ミリ波レーダーモジュール等に
組み込まれて、ミリ波信号をＡＳＫ（Amplituted Shif
t Keying）変調等させるパルス変調器、およびそれを
用いた非放射性誘電体線路構造のミリ波送受信器に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】従来、マイクロ波やミリ波の高周波信号
を伝送させる非放射性誘電体線路（Nonradiative Diel
ectric Waveguideで、以下、ＮＲＤガイドという）の
基本構成を図３に示す。同図に示すように、所定の間隔
ａでもって平行配置された平行平板導体１１，１２間
に、断面が長方形等の矩形状の誘電体線路１３を配置し
た構成であり、この間隔ａが高周波信号の波長λに対し
てａ≦λ／２であれば、外部から誘電体線路１３へのノ
イズの侵入をなくしかつ外部への高周波信号の放射をな
くして、誘電体線路１３中で高周波信号を伝搬させるこ
とができる。なお、高周波信号の波長λは使用周波数に
おける空気中（自由空間）での波長である。
を伝送させる非放射性誘電体線路（Nonradiative Diel
ectric Waveguideで、以下、ＮＲＤガイドという）の
基本構成を図３に示す。同図に示すように、所定の間隔
ａでもって平行配置された平行平板導体１１，１２間
に、断面が長方形等の矩形状の誘電体線路１３を配置し
た構成であり、この間隔ａが高周波信号の波長λに対し
てａ≦λ／２であれば、外部から誘電体線路１３へのノ
イズの侵入をなくしかつ外部への高周波信号の放射をな
くして、誘電体線路１３中で高周波信号を伝搬させるこ
とができる。なお、高周波信号の波長λは使用周波数に
おける空気中（自由空間）での波長である。
【０００３】このようなＮＲＤガイドに組み込まれるパ
ルス変調器の斜視図を図４（ａ）、上方から見たときの
平面図を図４（ｂ）に示す｛ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣ
ＴＩＯＮＳ ＯＮ ＭＩＣＲＯＷＡＶＥ ＴＨＥＯＲＹ
ＡＮＤ ＴＥＣＨＮＩＱＵＥＳ, ＶＯＬ.４６,Ｎ
Ｏ．６,ＪＵＮＥ １９９８,ｐｐ８０６−８１０,“Ｈ
ｉｇｈ−Ｓｐｅｅｄ ＡＳＫ Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ
Ｂａｓｅｄ ｏｎ ｔｈｅ ＮＲＤ−Ｇｕｉｄｅ Ｔ
ｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ａｔ ６０−ＧＨｚ Ｂａｎｄ”
（Ｆｕｔｏｓｈｉ Ｋｕｒｏｋｉ）参照｝。
ルス変調器の斜視図を図４（ａ）、上方から見たときの
平面図を図４（ｂ）に示す｛ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣ
ＴＩＯＮＳ ＯＮ ＭＩＣＲＯＷＡＶＥ ＴＨＥＯＲＹ
ＡＮＤ ＴＥＣＨＮＩＱＵＥＳ, ＶＯＬ.４６,Ｎ
Ｏ．６,ＪＵＮＥ １９９８,ｐｐ８０６−８１０,“Ｈ
ｉｇｈ−Ｓｐｅｅｄ ＡＳＫ Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ
Ｂａｓｅｄ ｏｎ ｔｈｅ ＮＲＤ−Ｇｕｉｄｅ Ｔ
ｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ａｔ ６０−ＧＨｚ Ｂａｎｄ”
（Ｆｕｔｏｓｈｉ Ｋｕｒｏｋｉ）参照｝。
【０００４】同図において、２０ａ，２０ｂ，２０ｃは
テフロン（登録商標）、ポリスチレン等の誘電体線路か
ら成る、ＬＳＥ（Longitudinal Section Electric）
モードの電磁波を遮断するモードサプレッサ、２１は周
囲にモードサプレッサ２０ａ，２０ｂ，２０ｃが１２０
°の間隔で放射状に配置されるサーキュレータ用の２枚
のフェライト円板、２２はモードサプレッサ２０の内部
に配置され、Ｃｕ箔等からなるストリップ線路導体であ
り、電界が平行平板導体の主面に垂直方向｛図４（ａ）
では縦方向｝であるＬＳＥモードの電磁波を遮断する。
また、ストリップ線路導体２２は、ＴＥＭ（Transverse
ElectroMagnetic）モードを除去するためにλ／４チ
ョークパターンが施されている。
テフロン（登録商標）、ポリスチレン等の誘電体線路か
ら成る、ＬＳＥ（Longitudinal Section Electric）
モードの電磁波を遮断するモードサプレッサ、２１は周
囲にモードサプレッサ２０ａ，２０ｂ，２０ｃが１２０
°の間隔で放射状に配置されるサーキュレータ用の２枚
のフェライト円板、２２はモードサプレッサ２０の内部
に配置され、Ｃｕ箔等からなるストリップ線路導体であ
り、電界が平行平板導体の主面に垂直方向｛図４（ａ）
では縦方向｝であるＬＳＥモードの電磁波を遮断する。
また、ストリップ線路導体２２は、ＴＥＭ（Transverse
ElectroMagnetic）モードを除去するためにλ／４チ
ョークパターンが施されている。
【０００５】また、モードサプレッサ２０ｂのフェライ
ト円板と反対側の他端には、所定の空隙を設けて、テフ
ロン、ポリスチレン等の誘電体線路２３ａが配置され、
さらにアルミナ等の誘電体線路とは誘電率の異なる誘電
体シート２４が配置されている。
ト円板と反対側の他端には、所定の空隙を設けて、テフ
ロン、ポリスチレン等の誘電体線路２３ａが配置され、
さらにアルミナ等の誘電体線路とは誘電率の異なる誘電
体シート２４が配置されている。
【０００６】そして、誘電体シート２４の後方には、Ｃ
ｕ箔等からなるストリップ線路導体２５がプリントさ
れ、チョーク型バイアス供給線路構造のストリップ線路
導体２５の中途にショットキーバリアダイオード２６が
実装された誘電体配線基板２７が配置される。また、誘
電体配線基板２７の後方には、テフロン、ポリスチレン
等の誘電体線路２３ｂが配置されている。
ｕ箔等からなるストリップ線路導体２５がプリントさ
れ、チョーク型バイアス供給線路構造のストリップ線路
導体２５の中途にショットキーバリアダイオード２６が
実装された誘電体配線基板２７が配置される。また、誘
電体配線基板２７の後方には、テフロン、ポリスチレン
等の誘電体線路２３ｂが配置されている。
【０００７】そして、モードサプレッサ２０ａ中を伝搬
してきた電磁波は、フェライト円板２１によって波面が
反時計方向に回転されモードサプレッサ２０ｂへ伝搬さ
れ、モードサプレッサ２０ｃへは伝搬しない。そして、
モードサプレッサ２０ｂを伝搬した電磁波は、その先の
誘電体配線基板２７上のショットキーバリアダイオード
２６において、ショットキーバリアダイオード２６に順
方向にバイアス電圧をかけたときは吸収され、無バイア
スまたは逆方向にバイアス電圧をかけたときは反射す
る。
してきた電磁波は、フェライト円板２１によって波面が
反時計方向に回転されモードサプレッサ２０ｂへ伝搬さ
れ、モードサプレッサ２０ｃへは伝搬しない。そして、
モードサプレッサ２０ｂを伝搬した電磁波は、その先の
誘電体配線基板２７上のショットキーバリアダイオード
２６において、ショットキーバリアダイオード２６に順
方向にバイアス電圧をかけたときは吸収され、無バイア
スまたは逆方向にバイアス電圧をかけたときは反射す
る。
【０００８】ショットキーバリアダイオード２６で反射
された電磁波は、再びモードサプレッサ２０ｂ中を伝搬
し、フェライト円板２１によって波面が反時計方向に回
転されモードサプレッサ２０ｃへ伝搬される。このよう
にして、ショットキーバリアダイオード２６にバイアス
電圧をかけることにより、電磁波にＡＳＫ変調を施すこ
とができる。
された電磁波は、再びモードサプレッサ２０ｂ中を伝搬
し、フェライト円板２１によって波面が反時計方向に回
転されモードサプレッサ２０ｃへ伝搬される。このよう
にして、ショットキーバリアダイオード２６にバイアス
電圧をかけることにより、電磁波にＡＳＫ変調を施すこ
とができる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
ＮＲＤガイド用のパルス変調器では、所望の周波数で動
作させるために、モードサプレッサ２０ｂと誘電体線路
２３ａとの空隙、誘電体線路２３ａ，２３ｂの長さ、誘
電体シート２４の厚みでインピーダンスの整合をとって
おり、それらの位置ずれや加工精度が低いと動作周波数
がずれ、所望の周波数でのＡＳＫ変調の特性が劣化して
いた。即ち、それらの加工精度および位置決め精度の管
理が難しく、また組立ての再現性が低く製造の作業性が
悪くなるため、信頼性の高いものとならず、量産にも向
かないという問題点があった。
ＮＲＤガイド用のパルス変調器では、所望の周波数で動
作させるために、モードサプレッサ２０ｂと誘電体線路
２３ａとの空隙、誘電体線路２３ａ，２３ｂの長さ、誘
電体シート２４の厚みでインピーダンスの整合をとって
おり、それらの位置ずれや加工精度が低いと動作周波数
がずれ、所望の周波数でのＡＳＫ変調の特性が劣化して
いた。即ち、それらの加工精度および位置決め精度の管
理が難しく、また組立ての再現性が低く製造の作業性が
悪くなるため、信頼性の高いものとならず、量産にも向
かないという問題点があった。
【００１０】さらに、従来のＮＲＤガイド用のパルス変
調器では、図４（ｂ）のように、ショットキーバリアダ
イオード２６が実装された誘電体配線基板２７を誘電体
シート２４と誘電体線路２３ｂで挟む構成になってお
り、このため組立作業時にショットキーバリアダイオー
ド２６に誘電体線路２３ｂが接触し、ショットキーバリ
アダイオード２６を破損するという問題点があった。
調器では、図４（ｂ）のように、ショットキーバリアダ
イオード２６が実装された誘電体配線基板２７を誘電体
シート２４と誘電体線路２３ｂで挟む構成になってお
り、このため組立作業時にショットキーバリアダイオー
ド２６に誘電体線路２３ｂが接触し、ショットキーバリ
アダイオード２６を破損するという問題点があった。
【００１１】このようなパルス変調器を備えたミリ波送
受信器では、ＡＳＫ変調が不十分なため、ミリ波信号の
アイソレーション特性が悪くなり、ミリ波レーダ等に適
用した際に正確な探知が困難になるという問題点があっ
た。
受信器では、ＡＳＫ変調が不十分なため、ミリ波信号の
アイソレーション特性が悪くなり、ミリ波レーダ等に適
用した際に正確な探知が困難になるという問題点があっ
た。
【００１２】従って、本発明は上記事情に鑑みて完成さ
れたものであり、その目的は、パルス変調器の組立再現
性が向上し、また所望の周波数で動作させるためのイン
ピーダンス整合が容易になるように改善し、パルス変調
器の特性を再現性良く安定して得られるとともに、製造
が容易化されて量産性に優れたものとすることにある。
れたものであり、その目的は、パルス変調器の組立再現
性が向上し、また所望の周波数で動作させるためのイン
ピーダンス整合が容易になるように改善し、パルス変調
器の特性を再現性良く安定して得られるとともに、製造
が容易化されて量産性に優れたものとすることにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明の非放射性誘電体
線路用のパルス変調器は、高周波信号の波長の２分の１
以下の間隔で配置した平行平板導体間に、前記平行平板
導体の内面に互いに対向させて設置された２枚のフェラ
イト板と、前記２枚のフェライト板に対して略放射状に
複数配置された、ＬＳＭモードの電磁波を伝送するとと
もにＬＳＥモードの電磁波を遮断する誘電体線路から成
るモードサプレッサと、該モードサプレッサの一方の端
面に設置された、前記誘電体線路と異なる比誘電率を有
するインピーダンス整合部材とから成るサーキュレータ
が設けられており、誘電体配線基板上のチョーク型バイ
アス供給線路の中途にショットキーバリアダイオードを
接続したパルス変調用スイッチを、前記モードサプレッ
サの他方の端面に、前記ショットキーバリアダイオード
のバイアス電圧印加方向が前記ＬＳＭモードの電磁波の
電界方向に合致するように設置した非放射性誘電体線路
用のパルス変調器において、前記フェライト板の端から
前記ショットキーバリアダイオードまでの距離が略ｎλ
／２（ｎは１以上の整数、λは高周波信号の波長）であ
ることを特徴とする。
線路用のパルス変調器は、高周波信号の波長の２分の１
以下の間隔で配置した平行平板導体間に、前記平行平板
導体の内面に互いに対向させて設置された２枚のフェラ
イト板と、前記２枚のフェライト板に対して略放射状に
複数配置された、ＬＳＭモードの電磁波を伝送するとと
もにＬＳＥモードの電磁波を遮断する誘電体線路から成
るモードサプレッサと、該モードサプレッサの一方の端
面に設置された、前記誘電体線路と異なる比誘電率を有
するインピーダンス整合部材とから成るサーキュレータ
が設けられており、誘電体配線基板上のチョーク型バイ
アス供給線路の中途にショットキーバリアダイオードを
接続したパルス変調用スイッチを、前記モードサプレッ
サの他方の端面に、前記ショットキーバリアダイオード
のバイアス電圧印加方向が前記ＬＳＭモードの電磁波の
電界方向に合致するように設置した非放射性誘電体線路
用のパルス変調器において、前記フェライト板の端から
前記ショットキーバリアダイオードまでの距離が略ｎλ
／２（ｎは１以上の整数、λは高周波信号の波長）であ
ることを特徴とする。
【００１４】本発明は、上記の構成により、所望の周波
数で動作させるためのインピーダンスの整合を、フェラ
イト板からショットキーバリアダイオードまでの距離を
制御して行なっているため、従来のような空隙や誘電体
シートが不要となり、部品点数が削減され、組立再現性
が向上する。また、所望の周波数で動作させるためのイ
ンピーダンスの整合が容易になり、パルス変調器の特性
を再現性良く安定して得られる。従って、信頼性の高い
パルス変調器を生産性良く製造できる。
数で動作させるためのインピーダンスの整合を、フェラ
イト板からショットキーバリアダイオードまでの距離を
制御して行なっているため、従来のような空隙や誘電体
シートが不要となり、部品点数が削減され、組立再現性
が向上する。また、所望の周波数で動作させるためのイ
ンピーダンスの整合が容易になり、パルス変調器の特性
を再現性良く安定して得られる。従って、信頼性の高い
パルス変調器を生産性良く製造できる。
【００１５】また、従来のようにモードサプレッサとシ
ョットキーバリアダイオードの間に空隙がないため位置
決めが大幅に容易になり、再現性よく安定して製造がで
きるため、量産性が大幅に向上する。
ョットキーバリアダイオードの間に空隙がないため位置
決めが大幅に容易になり、再現性よく安定して製造がで
きるため、量産性が大幅に向上する。
【００１６】本発明において、好ましくは、前記モード
サプレッサと前記パルス変調用スイッチとの間に、前記
モードサプレッサと略同じ幅の中間誘電体線路を介装し
たことを特徴とする。
サプレッサと前記パルス変調用スイッチとの間に、前記
モードサプレッサと略同じ幅の中間誘電体線路を介装し
たことを特徴とする。
【００１７】本発明は、上記の構成により、フェライト
板からショットキーバリアダイオードまでの距離を制御
する自由度が増し、様々な所望の周波数での動作に対応
することが容易にできるという作用効果を有する。
板からショットキーバリアダイオードまでの距離を制御
する自由度が増し、様々な所望の周波数での動作に対応
することが容易にできるという作用効果を有する。
【００１８】また、本発明のミリ波送受信器は、送信用
のミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平
行平板導体間に、高周波発生素子から出力されたミリ波
信号を伝搬させる第１の誘電体線路と、該第１の誘電体
線路に付設され、前記高周波発生素子からミリ波信号を
出力し前記第１の誘電体線路中を伝搬させるミリ波信号
発振部と、前記第１の誘電体線路に、一端側が電磁結合
するように近接配置されるかまたは前記第１の誘電体線
路に一端が接合されて、前記ミリ波信号の一部をミキサ
ー側へ伝搬させる第２の誘電体線路と、前記平行平板導
体に平行に配設されたフェライト板の周縁部に所定間隔
で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とさ
れた第１の接続部，第２の接続部および第３の接続部を
有し、一つの前記接続部から入力された前記ミリ波信号
をフェライト板の面内で時計回りまたは反時計回りに隣
接する他の接続部より出力させるサーキュレータであっ
て、前記第１の誘電体線路の前記ミリ波信号の出力端に
前記第１の接続部が接続されるサーキュレータと、該サ
ーキュレータの前記第２の接続部に接続され、前記ミリ
波信号を伝搬させるとともに先端部に送受信アンテナを
有する第３の誘電体線路と、前記送受信アンテナで受信
され前記第３の誘電体線路を伝搬して前記サーキュレー
タの前記第３の接続部より出力した受信波をミキサー側
へ伝搬させる第４の誘電体線路と、前記第２の誘電体線
路の中途と前記第４の誘電体線路の中途を近接させて電
磁結合させるかまたは接合させることにより、ミリ波信
号の一部と受信波とを混合させて中間周波信号を発生さ
せるミキサー部と、を設けたミリ波送受信器において、
前記第１の誘電体線路の前記第２の誘電体線路との信号
分岐部と、前記サーキュレータとの間に、本発明のパル
ス変調器を設けたことを特徴とする。
のミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平
行平板導体間に、高周波発生素子から出力されたミリ波
信号を伝搬させる第１の誘電体線路と、該第１の誘電体
線路に付設され、前記高周波発生素子からミリ波信号を
出力し前記第１の誘電体線路中を伝搬させるミリ波信号
発振部と、前記第１の誘電体線路に、一端側が電磁結合
するように近接配置されるかまたは前記第１の誘電体線
路に一端が接合されて、前記ミリ波信号の一部をミキサ
ー側へ伝搬させる第２の誘電体線路と、前記平行平板導
体に平行に配設されたフェライト板の周縁部に所定間隔
で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とさ
れた第１の接続部，第２の接続部および第３の接続部を
有し、一つの前記接続部から入力された前記ミリ波信号
をフェライト板の面内で時計回りまたは反時計回りに隣
接する他の接続部より出力させるサーキュレータであっ
て、前記第１の誘電体線路の前記ミリ波信号の出力端に
前記第１の接続部が接続されるサーキュレータと、該サ
ーキュレータの前記第２の接続部に接続され、前記ミリ
波信号を伝搬させるとともに先端部に送受信アンテナを
有する第３の誘電体線路と、前記送受信アンテナで受信
され前記第３の誘電体線路を伝搬して前記サーキュレー
タの前記第３の接続部より出力した受信波をミキサー側
へ伝搬させる第４の誘電体線路と、前記第２の誘電体線
路の中途と前記第４の誘電体線路の中途を近接させて電
磁結合させるかまたは接合させることにより、ミリ波信
号の一部と受信波とを混合させて中間周波信号を発生さ
せるミキサー部と、を設けたミリ波送受信器において、
前記第１の誘電体線路の前記第２の誘電体線路との信号
分岐部と、前記サーキュレータとの間に、本発明のパル
ス変調器を設けたことを特徴とする。
【００１９】本発明のミリ波送受信器は、上記構成によ
り、ミリ波信号のＡＳＫ変調等のパルス変調によるアイ
ソレーション特性が改善され、その結果ミリ波レーダー
等に適用した場合にその探知距離を増大し得るものとな
る。
り、ミリ波信号のＡＳＫ変調等のパルス変調によるアイ
ソレーション特性が改善され、その結果ミリ波レーダー
等に適用した場合にその探知距離を増大し得るものとな
る。
【００２０】また、本発明のミリ波送受信器は、送信用
のミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平
行平板導体間に、高周波発生素子から出力されたミリ波
信号を伝搬させる第１の誘電体線路と、該第１の誘電体
線路に付設され、前記高周波発生素子から送信用のミリ
波信号を出力し前記第１の誘電体線路中を伝搬させるミ
リ波信号発振部と、前記第１の誘電体線路に、一端側が
電磁結合するように近接配置されるかまたは前記第１の
誘電体線路に一端が接合されて、前記ミリ波信号の一部
をミキサー側へ伝搬させる第２の誘電体線路と、前記平
行平板導体に平行に配設されたフェライト板の周縁部に
所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出
力端とされた第１の接続部，第２の接続部および第３の
接続部を有し、一つの前記接続部から入力された前記ミ
リ波信号をフェライト板の面内で時計回りまたは反時計
回りに隣接する他の接続部より出力させるサーキュレー
タであって、前記第１の誘電体線路の前記ミリ波信号の
出力端に前記第１の接続部が接続されるサーキュレータ
と、該サーキュレータの前記第２の接続部に接続され、
前記ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送信アン
テナを有する第３の誘電体線路と、先端部に受信アンテ
ナ、他端部にミキサーが各々設けられた第４の誘電体線
路と、前記第２の誘電体線路の中途と前記第４の誘電体
線路の中途を近接させて電磁結合させるかまたは接合さ
せることにより、ミリ波信号の一部と受信波とを混合さ
せて中間周波信号を発生させるミキサー部と、を設けた
ミリ波送受信器において、前記第１の誘電体線路の前記
第２の誘電体線路との信号分岐部と、前記サーキュレー
タとの間に、本発明のパルス変調器を設けたことを特徴
とする。
のミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平
行平板導体間に、高周波発生素子から出力されたミリ波
信号を伝搬させる第１の誘電体線路と、該第１の誘電体
線路に付設され、前記高周波発生素子から送信用のミリ
波信号を出力し前記第１の誘電体線路中を伝搬させるミ
リ波信号発振部と、前記第１の誘電体線路に、一端側が
電磁結合するように近接配置されるかまたは前記第１の
誘電体線路に一端が接合されて、前記ミリ波信号の一部
をミキサー側へ伝搬させる第２の誘電体線路と、前記平
行平板導体に平行に配設されたフェライト板の周縁部に
所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出
力端とされた第１の接続部，第２の接続部および第３の
接続部を有し、一つの前記接続部から入力された前記ミ
リ波信号をフェライト板の面内で時計回りまたは反時計
回りに隣接する他の接続部より出力させるサーキュレー
タであって、前記第１の誘電体線路の前記ミリ波信号の
出力端に前記第１の接続部が接続されるサーキュレータ
と、該サーキュレータの前記第２の接続部に接続され、
前記ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送信アン
テナを有する第３の誘電体線路と、先端部に受信アンテ
ナ、他端部にミキサーが各々設けられた第４の誘電体線
路と、前記第２の誘電体線路の中途と前記第４の誘電体
線路の中途を近接させて電磁結合させるかまたは接合さ
せることにより、ミリ波信号の一部と受信波とを混合さ
せて中間周波信号を発生させるミキサー部と、を設けた
ミリ波送受信器において、前記第１の誘電体線路の前記
第２の誘電体線路との信号分岐部と、前記サーキュレー
タとの間に、本発明のパルス変調器を設けたことを特徴
とする。
【００２１】本発明のミリ波送受信器は、このような構
成により、ミリ波信号のＡＳＫ変調等のパルス変調によ
るアイソレーション特性が改善され、また送信用のミリ
波信号がサーキュレータを介してミキサーへ混入するこ
とがなく、従ってミリ波レーダーモジュールに適用した
場合受信信号のノイズが低減し探知距離が増大し、ミリ
波信号の伝送特性に優れ、ミリ波レーダーの探知距離を
さらに増大し得るものとなる。
成により、ミリ波信号のＡＳＫ変調等のパルス変調によ
るアイソレーション特性が改善され、また送信用のミリ
波信号がサーキュレータを介してミキサーへ混入するこ
とがなく、従ってミリ波レーダーモジュールに適用した
場合受信信号のノイズが低減し探知距離が増大し、ミリ
波信号の伝送特性に優れ、ミリ波レーダーの探知距離を
さらに増大し得るものとなる。
【００２２】
【発明の実施の形態】本発明のＮＲＤガイド用のパルス
変調器、およびそれを用いたミリ波送受信器としてのミ
リ波レーダーモジュールについて以下に説明する。図１
（ａ）は本発明のパルス変調器の斜視図、図１（ｂ）は
本発明のパルス変調器を上方から見た平面図である。な
お、両図とも平行平板導体は省略している。
変調器、およびそれを用いたミリ波送受信器としてのミ
リ波レーダーモジュールについて以下に説明する。図１
（ａ）は本発明のパルス変調器の斜視図、図１（ｂ）は
本発明のパルス変調器を上方から見た平面図である。な
お、両図とも平行平板導体は省略している。
【００２３】同図において、１ａ，１ｂ，１ｃは、テフ
ロン、ポリスチレン、コーディエライト（２ＭｇＯ・２
Ａｌ2Ｏ3・５ＳｉＯ2）セラミックス、ガラスセラミッ
クス等から成る、ＬＳＭモードの電磁波を伝送しＬＳＥ
モードの電磁波を遮断する誘電体線路から成るモードサ
プレッサ、２は、モードサプレッサ１ａ，１ｂ，１ｃの
先端が接続され、周囲にモードサプレッサ１ａ，１ｂ，
１ｃが１２０°の間隔で放射状に配置されるサーキュレ
ータ用の２枚のフェライト円板、３は、モードサプレッ
サ１ａ，１ｂ，１ｃの内部に配置され、Ｃｕ箔等からな
るストリップ線路導体であり、電界が平行平板導体の主
面に垂直方向（図１（ａ）では縦方向）であるＬＳＥモ
ードの電磁波を遮断する。また、ストリップ線路導体３
は、ＴＥＭモードを除去するためにλ／４チョークパタ
ーンが施されている。そして、４はモードサプレッサ１
ａ，１ｂ，１ｃのフェライト円板２側の一方の端面に設
置されたインピーダンス整合部材である。
ロン、ポリスチレン、コーディエライト（２ＭｇＯ・２
Ａｌ2Ｏ3・５ＳｉＯ2）セラミックス、ガラスセラミッ
クス等から成る、ＬＳＭモードの電磁波を伝送しＬＳＥ
モードの電磁波を遮断する誘電体線路から成るモードサ
プレッサ、２は、モードサプレッサ１ａ，１ｂ，１ｃの
先端が接続され、周囲にモードサプレッサ１ａ，１ｂ，
１ｃが１２０°の間隔で放射状に配置されるサーキュレ
ータ用の２枚のフェライト円板、３は、モードサプレッ
サ１ａ，１ｂ，１ｃの内部に配置され、Ｃｕ箔等からな
るストリップ線路導体であり、電界が平行平板導体の主
面に垂直方向（図１（ａ）では縦方向）であるＬＳＥモ
ードの電磁波を遮断する。また、ストリップ線路導体３
は、ＴＥＭモードを除去するためにλ／４チョークパタ
ーンが施されている。そして、４はモードサプレッサ１
ａ，１ｂ，１ｃのフェライト円板２側の一方の端面に設
置されたインピーダンス整合部材である。
【００２４】さらに、誘電体配線基板５上のチョーク型
バイアス供給線路６の中途に、半田実装または熱圧着実
装された、ビームリードタイプまたはフリップチップタ
イプのショットキーバリアダイオード７を接続したパル
ス変調用スイッチＳｐを、モードサプレッサ１ｂの他方
の端面に、ショットキーバリアダイオード７のバイアス
電圧印加方向がＬＳＭモードの電磁波の電界方向に合致
するように設置している。
バイアス供給線路６の中途に、半田実装または熱圧着実
装された、ビームリードタイプまたはフリップチップタ
イプのショットキーバリアダイオード７を接続したパル
ス変調用スイッチＳｐを、モードサプレッサ１ｂの他方
の端面に、ショットキーバリアダイオード７のバイアス
電圧印加方向がＬＳＭモードの電磁波の電界方向に合致
するように設置している。
【００２５】また、図２は、パルス変調用スイッチＳｐ
の誘電体配線基板５の平面図であり、チョーク型バイア
ス供給線路６はλ／４の幅広部と幅狭部とが交互に形成
されたチョークパターンが施されている。
の誘電体配線基板５の平面図であり、チョーク型バイア
ス供給線路６はλ／４の幅広部と幅狭部とが交互に形成
されたチョークパターンが施されている。
【００２６】そして、フェライト円板２の端からショッ
トキーバリアダイオード７までの距離ｄは略ｎλ／２
（ｎは１以上の整数、λは高周波信号の波長）であり、
これにより、インピーダンス整合が容易にとれ、ＡＳＫ
変調の動作が所望の周波数で行うことが可能となる。
トキーバリアダイオード７までの距離ｄは略ｎλ／２
（ｎは１以上の整数、λは高周波信号の波長）であり、
これにより、インピーダンス整合が容易にとれ、ＡＳＫ
変調の動作が所望の周波数で行うことが可能となる。
【００２７】このパルス変調器では、モードサプレッサ
１ａ中を伝搬してきた電磁波は、フェライト円板２によ
って波面が反時計方向に回転されモードサプレッサ１ｂ
へ伝搬され、モードサプレッサ１ｃへは伝搬しない。そ
して、モードサプレッサ１ｂを伝搬した電磁波は、その
先の誘電体配線基板５上のチョーク型バイアス供給線路
６に実装されたショットキーバリアダイオード７にて、
ショットキーバリアダイオード７に順方向にバイアス電
圧をかけたときは吸収され反射がないため、モードサプ
レッサ１ｃでの出力は得られない。このとき、フェライ
ト円板２の端とショットキーバリアダイオード７との距
離ｄを略ｎλ／２（ｎは１以上の整数）とすることによ
り、波長λの周波数においてショットキーバリアダイオ
ード７の所で電界が最大になり、最も効率良く電磁波が
吸収される。その結果、所望の周波数でインピーダンス
整合がとれ、良好なＡＳＫ変調が可能となる。
１ａ中を伝搬してきた電磁波は、フェライト円板２によ
って波面が反時計方向に回転されモードサプレッサ１ｂ
へ伝搬され、モードサプレッサ１ｃへは伝搬しない。そ
して、モードサプレッサ１ｂを伝搬した電磁波は、その
先の誘電体配線基板５上のチョーク型バイアス供給線路
６に実装されたショットキーバリアダイオード７にて、
ショットキーバリアダイオード７に順方向にバイアス電
圧をかけたときは吸収され反射がないため、モードサプ
レッサ１ｃでの出力は得られない。このとき、フェライ
ト円板２の端とショットキーバリアダイオード７との距
離ｄを略ｎλ／２（ｎは１以上の整数）とすることによ
り、波長λの周波数においてショットキーバリアダイオ
ード７の所で電界が最大になり、最も効率良く電磁波が
吸収される。その結果、所望の周波数でインピーダンス
整合がとれ、良好なＡＳＫ変調が可能となる。
【００２８】これに対し、ショットキーバリアダイオー
ド７に無バイアスまたは逆方向にバイアス電圧をかけた
ときは、電磁波は反射する。反射された電磁波は、再び
モードサプレッサ１ｂ中を伝搬し、フェライト円板２に
よって波面が反時計方向に回転されモードサプレッサ１
ｃへ伝搬され出力が得られる。
ド７に無バイアスまたは逆方向にバイアス電圧をかけた
ときは、電磁波は反射する。反射された電磁波は、再び
モードサプレッサ１ｂ中を伝搬し、フェライト円板２に
よって波面が反時計方向に回転されモードサプレッサ１
ｃへ伝搬され出力が得られる。
【００２９】このようにして、ショットキーバリアダイ
オード７に印加するバイアス電圧を制御することによ
り、電磁波にＡＳＫ変調を施すことができる。
オード７に印加するバイアス電圧を制御することによ
り、電磁波にＡＳＫ変調を施すことができる。
【００３０】本発明において、２枚の同一形状のフェラ
イト円板２は平行平板導体の内面に同心状に対向させて
設置される。即ち、平行平板導体の内面にそれらの主面
が接している。また、場合によっては平行平板導体の内
面から所定の間隔をあけて設置してもよい。なお、図１
（ａ）のものは、２枚のフェライト円板２の主面とモー
ドサプレッサ１の主面とは面一とされ、それらは平行平
板導体の内面に接した状態であり、高周波信号の伝送損
失を小さくするうえでこのような構成が好ましい。
イト円板２は平行平板導体の内面に同心状に対向させて
設置される。即ち、平行平板導体の内面にそれらの主面
が接している。また、場合によっては平行平板導体の内
面から所定の間隔をあけて設置してもよい。なお、図１
（ａ）のものは、２枚のフェライト円板２の主面とモー
ドサプレッサ１の主面とは面一とされ、それらは平行平
板導体の内面に接した状態であり、高周波信号の伝送損
失を小さくするうえでこのような構成が好ましい。
【００３１】このフェライト円板２の厚さについては、
自動車用のミリ波レーダーで使用される７７ＧＨｚ帯域
において、比誘電率１３のフェライトを使用した場合、
フェライト円板２の厚さは０．１５〜０．３０ｍｍが良
く、０．１５ｍｍ未満では、フェライト円板２の強度が
低下して取り扱いが困難になる。０．３０ｍｍを超える
と、通過帯域のずれを防ぐためにその直径を小さくしな
ければならず、直径が小さくなるとサーキュレータのア
イソレーションが劣化し、モードサプレッサ１ａからモ
ードサプレッサ１ｃへ電磁波が洩れて結果的にＡＳＫ変
調の特性が悪くなる。
自動車用のミリ波レーダーで使用される７７ＧＨｚ帯域
において、比誘電率１３のフェライトを使用した場合、
フェライト円板２の厚さは０．１５〜０．３０ｍｍが良
く、０．１５ｍｍ未満では、フェライト円板２の強度が
低下して取り扱いが困難になる。０．３０ｍｍを超える
と、通過帯域のずれを防ぐためにその直径を小さくしな
ければならず、直径が小さくなるとサーキュレータのア
イソレーションが劣化し、モードサプレッサ１ａからモ
ードサプレッサ１ｃへ電磁波が洩れて結果的にＡＳＫ変
調の特性が悪くなる。
【００３２】また、フェライト円板２の直径は１〜３ｍ
ｍがよく、１ｍｍ未満ではサーキュレータのアイソレー
ションが劣化し、３ｍｍを超えると通過帯域がずれない
ようにその厚さを薄くする必要があるが、厚さが０．１
５ｍｍ未満になり取り扱いが困難になる。
ｍがよく、１ｍｍ未満ではサーキュレータのアイソレー
ションが劣化し、３ｍｍを超えると通過帯域がずれない
ようにその厚さを薄くする必要があるが、厚さが０．１
５ｍｍ未満になり取り扱いが困難になる。
【００３３】上記フェライト円板２の代わりに正多角形
のフェライト板を用いてもよく、その場合接続される誘
電体線路（モードサプレッサ）の本数をｍ本（ｍは２以
上の整数）とすると、その平面形状は正ｋ角形（ｋは３
以上の整数）である。なお、フェライト円板２の主面に
対して、平行平板導体の外側から３５５５００Ａ／ｍ程
度の直流磁界を印加する磁石、電磁石等を設けることに
より、フェライト円板２はサーキュレータとして機能す
る。
のフェライト板を用いてもよく、その場合接続される誘
電体線路（モードサプレッサ）の本数をｍ本（ｍは２以
上の整数）とすると、その平面形状は正ｋ角形（ｋは３
以上の整数）である。なお、フェライト円板２の主面に
対して、平行平板導体の外側から３５５５００Ａ／ｍ程
度の直流磁界を印加する磁石、電磁石等を設けることに
より、フェライト円板２はサーキュレータとして機能す
る。
【００３４】また本発明において、モードサプレッサ１
ａ〜１ｃはフェライト円板２に対して略放射状に接続さ
れる。モードサプレッサ１ａ〜１ｃは、それらの伝送路
方向のなす角が１２０°の等間隔で３本配置されている
が、１２０°の等間隔で２本配置してもよく、その場合
高周波信号は１方向でのみ伝送路が変換される。図１
（ａ）のものでは、モードサプレッサ１ａからモードサ
プレッサ１ｂ、モードサプレッサ１ｂからモードサプレ
ッサ１ｃ、モードサプレッサ１ｃからモードサプレッサ
１ａへの３方向の変換が可能である。その他、９０°間
隔で４本、６０°間隔で６本等設けることもできる。
ａ〜１ｃはフェライト円板２に対して略放射状に接続さ
れる。モードサプレッサ１ａ〜１ｃは、それらの伝送路
方向のなす角が１２０°の等間隔で３本配置されている
が、１２０°の等間隔で２本配置してもよく、その場合
高周波信号は１方向でのみ伝送路が変換される。図１
（ａ）のものでは、モードサプレッサ１ａからモードサ
プレッサ１ｂ、モードサプレッサ１ｂからモードサプレ
ッサ１ｃ、モードサプレッサ１ｃからモードサプレッサ
１ａへの３方向の変換が可能である。その他、９０°間
隔で４本、６０°間隔で６本等設けることもできる。
【００３５】本発明のインピーダンス整合部材４は、モ
ードサプレッサ１ａ〜１ｃと異なる比誘電率を有するも
のであり、モードサプレッサ１ａ〜１ｃの比誘電率をε
ｒ１、インピーダンス整合部材４の比誘電率をεｒ２と
すると、―１０≦εｒ２−εｒ１≦２０（εｒ２≠εｒ
１）とするのが好ましい。εｒ２−εｒ１＜―１０で
は、インピーダンス整合部材４の伝送線路幅が小さくな
り、その取り扱いが困難となるためその設置の位置精度
が低下して、製品毎の透過損失がばらつき易くなる。２
０＜εｒ２−εｒ１では、インピーダンス整合のために
インピーダンス整合部材４の伝送方向の長さを短くする
必要が生じ、その取り扱いが困難となるとともにその形
状精度が低下して、製品毎の透過損失がばらつき易くな
る。εｒ２＝εｒ１では、高周波信号の反射が大きく、
インピーダンスの整合を取るのが困難となる。
ードサプレッサ１ａ〜１ｃと異なる比誘電率を有するも
のであり、モードサプレッサ１ａ〜１ｃの比誘電率をε
ｒ１、インピーダンス整合部材４の比誘電率をεｒ２と
すると、―１０≦εｒ２−εｒ１≦２０（εｒ２≠εｒ
１）とするのが好ましい。εｒ２−εｒ１＜―１０で
は、インピーダンス整合部材４の伝送線路幅が小さくな
り、その取り扱いが困難となるためその設置の位置精度
が低下して、製品毎の透過損失がばらつき易くなる。２
０＜εｒ２−εｒ１では、インピーダンス整合のために
インピーダンス整合部材４の伝送方向の長さを短くする
必要が生じ、その取り扱いが困難となるとともにその形
状精度が低下して、製品毎の透過損失がばらつき易くな
る。εｒ２＝εｒ１では、高周波信号の反射が大きく、
インピーダンスの整合を取るのが困難となる。
【００３６】また、インピーダンス整合部材４の伝送路
方向の厚さは０．０５〜０．５ｍｍが好ましく、０．０
５ｍｍ未満では、その取り扱いが困難となるとともにそ
の形状精度が低下して、製品毎の透過損失がばらつき易
くなる。０．５ｍｍを超えると、サーキュレータのアイ
ソレーション特性が劣化する。
方向の厚さは０．０５〜０．５ｍｍが好ましく、０．０
５ｍｍ未満では、その取り扱いが困難となるとともにそ
の形状精度が低下して、製品毎の透過損失がばらつき易
くなる。０．５ｍｍを超えると、サーキュレータのアイ
ソレーション特性が劣化する。
【００３７】このインピーダンス整合部材４の材質は、
比誘電率が９．７程度と比較的高いアルミナセラミック
ス、比誘電率７のフォルステライト（２ＭｇＯ・ＳｉＯ
2）セラミックス、比誘電率８程度のスピネル（ＭｇＯ
・Ａｌ2Ｏ3）セラミックス、その他ムライト（３Ａｌ2
Ｏ3・２ＳｉＯ2）セラミックス、窒化珪素（Ｓｉ3Ｎ4）
セラミックス等が良く、これらは誘電損失が小さく強度
に優れる。
比誘電率が９．７程度と比較的高いアルミナセラミック
ス、比誘電率７のフォルステライト（２ＭｇＯ・ＳｉＯ
2）セラミックス、比誘電率８程度のスピネル（ＭｇＯ
・Ａｌ2Ｏ3）セラミックス、その他ムライト（３Ａｌ2
Ｏ3・２ＳｉＯ2）セラミックス、窒化珪素（Ｓｉ3Ｎ4）
セラミックス等が良く、これらは誘電損失が小さく強度
に優れる。
【００３８】本発明でいう高周波帯域は、数１０〜数１
００ＧＨｚ帯域のマイクロ波帯域およびミリ波帯域に相
当し、例えば３０ＧＨｚ以上、特に５０ＧＨｚ以上、更
には７０ＧＨｚ以上の高周波帯域が好適である。
００ＧＨｚ帯域のマイクロ波帯域およびミリ波帯域に相
当し、例えば３０ＧＨｚ以上、特に５０ＧＨｚ以上、更
には７０ＧＨｚ以上の高周波帯域が好適である。
【００３９】本発明のＮＲＤガイド用の平行平板導体
は、高い電気伝導度および加工性等の点で、Ｃｕ，Ａ
ｌ，Ｆｅ，Ａｇ，Ａｕ，Ｐｔ，ＳＵＳ（ステンレススチ
ール），真鍮（Ｃｕ−Ｚｎ合金）等の導体板、あるいは
セラミックス，樹脂等から成る絶縁板の表面にこれらの
導体層を形成したものでもよい。
は、高い電気伝導度および加工性等の点で、Ｃｕ，Ａ
ｌ，Ｆｅ，Ａｇ，Ａｕ，Ｐｔ，ＳＵＳ（ステンレススチ
ール），真鍮（Ｃｕ−Ｚｎ合金）等の導体板、あるいは
セラミックス，樹脂等から成る絶縁板の表面にこれらの
導体層を形成したものでもよい。
【００４０】かくして、本発明のＮＲＤガイド用のパル
ス変調器は、フェライト円板２の端とショットキーバリ
アダイオード７との距離ｄを略ｎλ／２（ｎは１以上の
整数）することにより、容易に整合がとれ所望の周波数
でＡＳＫ変調を行うことが可能となる。
ス変調器は、フェライト円板２の端とショットキーバリ
アダイオード７との距離ｄを略ｎλ／２（ｎは１以上の
整数）することにより、容易に整合がとれ所望の周波数
でＡＳＫ変調を行うことが可能となる。
【００４１】次に、本発明のミリ波送受信器としてのミ
リ波レーダーモジュールについて以下に説明する。図６
〜図８は本発明のミリ波レーダーモジュールについて示
すものであり、図６は送信アンテナと受信アンテナが一
体化されたものの平面図、図７は送信アンテナと受信ア
ンテナが独立したものの平面図、図８はミリ波信号発振
部の斜視図である。
リ波レーダーモジュールについて以下に説明する。図６
〜図８は本発明のミリ波レーダーモジュールについて示
すものであり、図６は送信アンテナと受信アンテナが一
体化されたものの平面図、図７は送信アンテナと受信ア
ンテナが独立したものの平面図、図８はミリ波信号発振
部の斜視図である。
【００４２】図６において、５１は本発明の一方の平行
平板導体（他方は省略する）、５２は第１の誘電体線路
５３の一端に設けられたミリ波信号発振部であり、送信
用のミリ波信号を出力する。
平板導体（他方は省略する）、５２は第１の誘電体線路
５３の一端に設けられたミリ波信号発振部であり、送信
用のミリ波信号を出力する。
【００４３】５３は、高周波発生素子としてのガンダイ
オード等の高周波ダイオードから出力された高周波信号
が変調されたミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線
路、５４ａは第１の誘電体線路５３に続く第１のモード
サプレッサ、５５ａは、第１，第２，第３のモードサプ
レッサ５４ａ〜５４ｃとフェライト円板とから成る第１
のサーキュレータ、５６は、第１のサーキュレータ５５
ａの第２のモードサプレッサ５４ｂに接続されたショッ
トキーバリアダイオード（図示せず）が実装された誘電
体配線基板（パルス変調用スイッチ）であり、本発明の
パルス変調器を構成している。モードサプレッサ５４ｃ
の他端には、第３，第４，第５のモードサプレッサ５４
ｃ〜５４ｅとフェライト円板とから成る第２のサーキュ
レータ５５ｂがあり、第４のモードサプレッサ５４ｄの
他端には、先端がテーパー状等の送受信アンテナ５６が
設けられている。
オード等の高周波ダイオードから出力された高周波信号
が変調されたミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線
路、５４ａは第１の誘電体線路５３に続く第１のモード
サプレッサ、５５ａは、第１，第２，第３のモードサプ
レッサ５４ａ〜５４ｃとフェライト円板とから成る第１
のサーキュレータ、５６は、第１のサーキュレータ５５
ａの第２のモードサプレッサ５４ｂに接続されたショッ
トキーバリアダイオード（図示せず）が実装された誘電
体配線基板（パルス変調用スイッチ）であり、本発明の
パルス変調器を構成している。モードサプレッサ５４ｃ
の他端には、第３，第４，第５のモードサプレッサ５４
ｃ〜５４ｅとフェライト円板とから成る第２のサーキュ
レータ５５ｂがあり、第４のモードサプレッサ５４ｄの
他端には、先端がテーパー状等の送受信アンテナ５６が
設けられている。
【００４４】また５７は、送受信アンテナ５６で受信さ
れ第４のモードサプレッサ５４ｄを伝搬して第２のサー
キュレータ５５ｂの第５のモードサプレッサ５４ｅより
出力した受信波をミキサー５９側へ伝搬させる第３の誘
電体線路、５８は、第１の誘電体線路５３に一端側が電
磁結合するように近接配置されるかまたは第１の誘電体
線路５３に一端が接合されて、ミリ波信号の一部をミキ
サー５９側へ伝搬させる第２の誘電体線路、５８ａは、
第２の誘電体線路５８のミキサー５９と反対側の一端部
に設けられた無反射終端部（ターミネータ）である。ま
た、図中Ｍ１は、第２の誘電体線路５８の中途と第３の
誘電体線路５７の中途を近接させて電磁結合させるかま
たは接合させることにより、ミリ波信号の一部と受信波
を混合させて中間周波信号を発生させるミキサー部であ
る。
れ第４のモードサプレッサ５４ｄを伝搬して第２のサー
キュレータ５５ｂの第５のモードサプレッサ５４ｅより
出力した受信波をミキサー５９側へ伝搬させる第３の誘
電体線路、５８は、第１の誘電体線路５３に一端側が電
磁結合するように近接配置されるかまたは第１の誘電体
線路５３に一端が接合されて、ミリ波信号の一部をミキ
サー５９側へ伝搬させる第２の誘電体線路、５８ａは、
第２の誘電体線路５８のミキサー５９と反対側の一端部
に設けられた無反射終端部（ターミネータ）である。ま
た、図中Ｍ１は、第２の誘電体線路５８の中途と第３の
誘電体線路５７の中途を近接させて電磁結合させるかま
たは接合させることにより、ミリ波信号の一部と受信波
を混合させて中間周波信号を発生させるミキサー部であ
る。
【００４５】そして、これらの各種部品は、ミリ波信号
の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間
に設けられている。
の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間
に設けられている。
【００４６】また、本発明のミリ波レーダーモジュール
の他の実施形態として、送信アンテナと受信アンテナを
独立させた図７のタイプがある。同図において、６１は
本発明の一方の平行平板導体（他方は省略する）、６２
は第１の誘電体線路６３の一端に設けられたミリ波信号
発振部であり、送信用のミリ波信号として出力する。
の他の実施形態として、送信アンテナと受信アンテナを
独立させた図７のタイプがある。同図において、６１は
本発明の一方の平行平板導体（他方は省略する）、６２
は第１の誘電体線路６３の一端に設けられたミリ波信号
発振部であり、送信用のミリ波信号として出力する。
【００４７】６３は、高周波ダイオードから出力された
高周波信号が周波数変調されたミリ波信号を伝搬させる
第１の誘電体線路、６４ａは、第１の誘電体線路６３に
続く第１のモードサプレッサ、６５は、第１，第２，第
３のモードサプレッサ６４ａ〜６４ｃとフェライト円板
とから成るサーキュレータ、６６は、サーキュレータ６
５の第２のモードサプレッサ６４ｂに接続されたショッ
トキーバリアダイオード（図示せず）が実装された誘電
体配線基板（パルス変調用スイッチ）であり、本発明の
パルス変調器を構成している。６７は、サーキュレータ
６５の第３のモードサプレッサ６４ｃに接続され、先端
がテーパー状等の送信アンテナ６７である。
高周波信号が周波数変調されたミリ波信号を伝搬させる
第１の誘電体線路、６４ａは、第１の誘電体線路６３に
続く第１のモードサプレッサ、６５は、第１，第２，第
３のモードサプレッサ６４ａ〜６４ｃとフェライト円板
とから成るサーキュレータ、６６は、サーキュレータ６
５の第２のモードサプレッサ６４ｂに接続されたショッ
トキーバリアダイオード（図示せず）が実装された誘電
体配線基板（パルス変調用スイッチ）であり、本発明の
パルス変調器を構成している。６７は、サーキュレータ
６５の第３のモードサプレッサ６４ｃに接続され、先端
がテーパー状等の送信アンテナ６７である。
【００４８】また６８は、第１の誘電体線路６３に一端
側が電磁結合するように近接配置されるかまたは第１の
誘電体線路６３に一端が接合されて、ミリ波信号の一部
をミキサー７１側へ伝搬させる第２の誘電体線路、６８
ａは、第２の誘電体線路６８のミキサー７１と反対側の
一端部に設けられた無反射終端部、６９は、受信アンテ
ナ７０で受信された受信波をミキサー７１側へ伝搬させ
る第３の誘電体線路である。また、図中Ｍ２は、第２の
誘電体線路６８の中途と第３の誘電体線路６９の中途を
近接させて電磁結合させるかまたは接合させることによ
り、ミリ波信号の一部と受信波とを混合させて中間周波
信号を発生させるミキサー部である。
側が電磁結合するように近接配置されるかまたは第１の
誘電体線路６３に一端が接合されて、ミリ波信号の一部
をミキサー７１側へ伝搬させる第２の誘電体線路、６８
ａは、第２の誘電体線路６８のミキサー７１と反対側の
一端部に設けられた無反射終端部、６９は、受信アンテ
ナ７０で受信された受信波をミキサー７１側へ伝搬させ
る第３の誘電体線路である。また、図中Ｍ２は、第２の
誘電体線路６８の中途と第３の誘電体線路６９の中途を
近接させて電磁結合させるかまたは接合させることによ
り、ミリ波信号の一部と受信波とを混合させて中間周波
信号を発生させるミキサー部である。
【００４９】そして、これらの各種部品は、ミリ波信号
の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間
に設けられる。
の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間
に設けられる。
【００５０】また、これらのミリ波レーダーモジュール
において、平行平板導体間の間隔は、ミリ波信号の空気
中での波長であって、使用周波数での波長の２分の１以
下となる。
において、平行平板導体間の間隔は、ミリ波信号の空気
中での波長であって、使用周波数での波長の２分の１以
下となる。
【００５１】図６，図７のミリ波レーダーモジュール用
のミリ波信号発振部５２，６２を図８に示す。これらの
図において、８２は、ガンダイオード８３を設置（マウ
ント）するための金属ブロック等の金属部材、８３は、
ミリ波を発振する高周波ダイオードの１種であるガンダ
イオード、８４は、金属部材８２の一側面に設置され、
ガンダイオード８３にバイアス電圧を供給するとともに
高周波信号の漏れを防ぐローパスフィルタとして機能す
るチョーク型バイアス供給線路８４ａを形成した配線基
板えだる。８５は、チョーク型バイアス供給線路８４ａ
とガンダイオード８３の上部導体とを接続する金属箔リ
ボン等の帯状導体、８６は、誘電体の基体に共振用の金
属ストリップ線路８６ａを設けた金属ストリップ共振
器、８７は、金属ストリップ共振器８６により共振した
高周波信号をミリ波信号発振部外へ導く誘電体線路であ
る。
のミリ波信号発振部５２，６２を図８に示す。これらの
図において、８２は、ガンダイオード８３を設置（マウ
ント）するための金属ブロック等の金属部材、８３は、
ミリ波を発振する高周波ダイオードの１種であるガンダ
イオード、８４は、金属部材８２の一側面に設置され、
ガンダイオード８３にバイアス電圧を供給するとともに
高周波信号の漏れを防ぐローパスフィルタとして機能す
るチョーク型バイアス供給線路８４ａを形成した配線基
板えだる。８５は、チョーク型バイアス供給線路８４ａ
とガンダイオード８３の上部導体とを接続する金属箔リ
ボン等の帯状導体、８６は、誘電体の基体に共振用の金
属ストリップ線路８６ａを設けた金属ストリップ共振
器、８７は、金属ストリップ共振器８６により共振した
高周波信号をミリ波信号発振部外へ導く誘電体線路であ
る。
【００５２】また、図６，図７のミリ波レーダーモジュ
ールはパルス方式であり、その動作原理は以下のような
ものである。ミリ波信号発振部より出力されたミリ波信
号は、本発明のパルス変調器において、変調信号入力用
のＭＯＤＩＮ端子に、パルス形状の電圧を入力すること
により、パルス変調がかけられる。そして、送受信アン
テナ５６，送信アンテナ６６より出力信号（送信波）を
放射した場合、送受信用アンテナ５６，送信アンテナ６
６の前方にターゲットが存在すると、電波の伝搬速度の
往復分の時間差をともなって、反射波（受信波）が戻
り、ミキサー５９，７１の出力側のＩＦＯＵＴ端子にて
出力される。
ールはパルス方式であり、その動作原理は以下のような
ものである。ミリ波信号発振部より出力されたミリ波信
号は、本発明のパルス変調器において、変調信号入力用
のＭＯＤＩＮ端子に、パルス形状の電圧を入力すること
により、パルス変調がかけられる。そして、送受信アン
テナ５６，送信アンテナ６６より出力信号（送信波）を
放射した場合、送受信用アンテナ５６，送信アンテナ６
６の前方にターゲットが存在すると、電波の伝搬速度の
往復分の時間差をともなって、反射波（受信波）が戻
り、ミキサー５９，７１の出力側のＩＦＯＵＴ端子にて
出力される。
【００５３】このＩＦＯＵＴ端子の出力の送信パルスか
らの遅延時間ｔより、Ｒ＝ｃｔ／２（ｃ：光速）という
関係式から距離を求めることができる。
らの遅延時間ｔより、Ｒ＝ｃｔ／２（ｃ：光速）という
関係式から距離を求めることができる。
【００５４】本発明のミリ波信号発振部において、チョ
ーク型バイアス供給線路８４ａおよび帯状導体８５の材
料は、Ｃｕ，Ａｌ，Ａｕ，Ａｇ，Ｗ，Ｔｉ，Ｎｉ，Ｃ
ｒ，Ｐｄ，Ｐｔ等から成り、特にＣｕ，Ａｇが、電気伝
導度が良好であり、損失が小さく、発振出力が大きくな
るといった点で好ましい。
ーク型バイアス供給線路８４ａおよび帯状導体８５の材
料は、Ｃｕ，Ａｌ，Ａｕ，Ａｇ，Ｗ，Ｔｉ，Ｎｉ，Ｃ
ｒ，Ｐｄ，Ｐｔ等から成り、特にＣｕ，Ａｇが、電気伝
導度が良好であり、損失が小さく、発振出力が大きくな
るといった点で好ましい。
【００５５】また、帯状導体８５は金属部材８２の表面
から所定間隔をあけて金属部材８２と電磁結合してお
り、チョーク型バイアス供給線路８４ａとガンダイオー
ド素子８３間に架け渡されている。即ち、帯状導体８５
の一端はチョーク型バイアス供給線路８４ａの一端に半
田付け等により接続され、帯状導体８５の他端はガンダ
イオード素子８３の上部導体に半田付け等により接続さ
れており、帯状導体８５の接続部を除く中途部分は宙に
浮いた状態となっている。
から所定間隔をあけて金属部材８２と電磁結合してお
り、チョーク型バイアス供給線路８４ａとガンダイオー
ド素子８３間に架け渡されている。即ち、帯状導体８５
の一端はチョーク型バイアス供給線路８４ａの一端に半
田付け等により接続され、帯状導体８５の他端はガンダ
イオード素子８３の上部導体に半田付け等により接続さ
れており、帯状導体８５の接続部を除く中途部分は宙に
浮いた状態となっている。
【００５６】そして、金属部材８２は、ガンダイオード
素子８３の電気的な接地（アース）を兼ねているため金
属導体であれば良く、その材料は金属（合金を含む）導
体であれば特に限定するものではなく、真鍮（黄銅：Ｃ
ｕ−Ｚｎ合金），Ａｌ，Ｃｕ，ＳＵＳ（ステンレススチ
ール），Ａｇ，Ａｕ，Ｐｔ等から成る。また金属部材８
２は、全体が金属から成る金属ブロック、セラミックス
やプラスチック等の絶縁基体の表面全体または部分的に
金属メッキしたもの、絶縁基体の表面全体または部分的
に導電性樹脂材料等をコートしたものであっても良い。
素子８３の電気的な接地（アース）を兼ねているため金
属導体であれば良く、その材料は金属（合金を含む）導
体であれば特に限定するものではなく、真鍮（黄銅：Ｃ
ｕ−Ｚｎ合金），Ａｌ，Ｃｕ，ＳＵＳ（ステンレススチ
ール），Ａｇ，Ａｕ，Ｐｔ等から成る。また金属部材８
２は、全体が金属から成る金属ブロック、セラミックス
やプラスチック等の絶縁基体の表面全体または部分的に
金属メッキしたもの、絶縁基体の表面全体または部分的
に導電性樹脂材料等をコートしたものであっても良い。
【００５７】かくして、本発明のミリ波送受信器として
のミリ波レーダーモジュールは、ミリ波信号のパルス変
調によるアイソレーション特性が改善され、従ってミリ
波レーダーモジュールに適用した場合受信信号のノイズ
が低減し探知距離が増大し、ミリ波信号の伝送特性に優
れ、ミリ波レーダーの探知距離をさらに増大し得るもの
となる（図６のもの）。また、ミリ波信号のパルス変調
によるアイソレーション特性が改善され、また送信用の
ミリ波信号がサーキュレータを介してミキサーへ混入す
ることがなく、その結果受信信号のノイズが低減し探知
距離が増大するものであって、ミリ波レーダーの探知距
離をさらに増大し得るものとなる（図７のもの）。
のミリ波レーダーモジュールは、ミリ波信号のパルス変
調によるアイソレーション特性が改善され、従ってミリ
波レーダーモジュールに適用した場合受信信号のノイズ
が低減し探知距離が増大し、ミリ波信号の伝送特性に優
れ、ミリ波レーダーの探知距離をさらに増大し得るもの
となる（図６のもの）。また、ミリ波信号のパルス変調
によるアイソレーション特性が改善され、また送信用の
ミリ波信号がサーキュレータを介してミキサーへ混入す
ることがなく、その結果受信信号のノイズが低減し探知
距離が増大するものであって、ミリ波レーダーの探知距
離をさらに増大し得るものとなる（図７のもの）。
【００５８】なお、本発明は上記実施の形態に限定され
るものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内にお
いて種々の変更を行うことは何等差し支えない。
るものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内にお
いて種々の変更を行うことは何等差し支えない。
【００５９】
【実施例】本発明のＮＲＤガイド用のパルス変調器の実
施例を以下に説明する。
施例を以下に説明する。
【００６０】（実施例）図１のパルス変調器を以下のよ
うにして構成した。平行平板導体として厚さ６ｍｍの２
枚のＡｌ板を１．８ｍｍの間隔で配置し、それらの間に
断面形状が１．８ｍｍ（高さ）×０．８ｍｍ（幅）の矩
形状であり、比誘電率４．８のガラスセラミックスから
成る３本のモードサプレッサ１ａ〜１ｃを、１２０°の
等間隔で放射状になるように２枚のフェライト円板２に
接続して配置した。なお、モードサプレッサ１ａ〜１ｃ
は、その内部に、λ／４チョークパターンが施され、Ｃ
ｕ箔から成るストリップ線路導体３をが配置されてい
る。
うにして構成した。平行平板導体として厚さ６ｍｍの２
枚のＡｌ板を１．８ｍｍの間隔で配置し、それらの間に
断面形状が１．８ｍｍ（高さ）×０．８ｍｍ（幅）の矩
形状であり、比誘電率４．８のガラスセラミックスから
成る３本のモードサプレッサ１ａ〜１ｃを、１２０°の
等間隔で放射状になるように２枚のフェライト円板２に
接続して配置した。なお、モードサプレッサ１ａ〜１ｃ
は、その内部に、λ／４チョークパターンが施され、Ｃ
ｕ箔から成るストリップ線路導体３をが配置されてい
る。
【００６１】このとき、モードサプレッサ１ａ〜１ｃの
上下面が２枚のフェライト円板２の主面に面一となるよ
うにした。即ち、２枚のフェライト円板２を平行平板導
体の内面に互いに対向させて設置し、インピーダンス整
合部材４の上下にフェライト円板２の間隔（厚さ）に略
等しい間隔でそれぞれ段差ができるよう構成している。
上下面が２枚のフェライト円板２の主面に面一となるよ
うにした。即ち、２枚のフェライト円板２を平行平板導
体の内面に互いに対向させて設置し、インピーダンス整
合部材４の上下にフェライト円板２の間隔（厚さ）に略
等しい間隔でそれぞれ段差ができるよう構成している。
【００６２】このフェライト円板２の寸法は直径２．０
ｍｍ、厚さ０．２１ｍｍであり、フェライト円板２の上
下に３５５５００Ａ／ｍの直流磁界を印加するための磁
石を配置した。即ち、平行平板導体の外面のフェライト
円板２に対応する部分に、フェライト円板２と同心的に
直径１２．５ｍｍ、深さ５ｍｍの円形の凹部を形成し、
その凹部に厚さ４．５ｍｍで直径１２．５ｍｍの円形の
磁石を設置した。またインピーダンス整合部材５は比誘
電率９．７のアルミナセラミックスから成り、その伝送
方向に垂直な面での断面形状は、高さ１．３８ｍｍ×幅
０．８ｍｍの矩形状で、伝送方向の長さ（厚さ）は０．
１ｍｍであった。従って、段差は０．２１ｍｍとした。
ｍｍ、厚さ０．２１ｍｍであり、フェライト円板２の上
下に３５５５００Ａ／ｍの直流磁界を印加するための磁
石を配置した。即ち、平行平板導体の外面のフェライト
円板２に対応する部分に、フェライト円板２と同心的に
直径１２．５ｍｍ、深さ５ｍｍの円形の凹部を形成し、
その凹部に厚さ４．５ｍｍで直径１２．５ｍｍの円形の
磁石を設置した。またインピーダンス整合部材５は比誘
電率９．７のアルミナセラミックスから成り、その伝送
方向に垂直な面での断面形状は、高さ１．３８ｍｍ×幅
０．８ｍｍの矩形状で、伝送方向の長さ（厚さ）は０．
１ｍｍであった。従って、段差は０．２１ｍｍとした。
【００６３】モードサプレッサ１ｂは、長さが５．５ｍ
ｍであり、その他端には、厚さ０．２ｍｍのガラスエポ
キシ樹脂からなる誘電体配線基板５が配置されている。
さらに、誘電体配線基板５の裏面（モードサプレッサ１
ｂと反対側の面）にはチョーク型バイアス供給線路６が
プリントされている。チョーク型バイアス供給線路６の
幅の広い線路と幅の狭い線路について、幅の広い線路の
長さはλ／４＝０．７０ｍｍ（誘電体基板上では短波長
化する）、幅の狭い線路の長さはλ／４＝０．７０ｍｍ
であり、幅の広い線路部の幅は１．５ｍｍ、幅の狭い線
路部の幅は０．２ｍｍである。そして、チョーク型バイ
アス供給線路６上にはビームリードタイプのショットキ
ーバリアダイオード７がはんだ付けにて実装されてお
り、フェライト円板２の端からショットキーバリアダイ
オード７までの距離は５．７ｍｍであり、モードサプレ
ッサ１ｂの管内波長の１波長（７６．５ＧＨｚのモード
サプレッサ内の管内波長は５．８ｍｍ）とほぼ同じとな
っている。
ｍであり、その他端には、厚さ０．２ｍｍのガラスエポ
キシ樹脂からなる誘電体配線基板５が配置されている。
さらに、誘電体配線基板５の裏面（モードサプレッサ１
ｂと反対側の面）にはチョーク型バイアス供給線路６が
プリントされている。チョーク型バイアス供給線路６の
幅の広い線路と幅の狭い線路について、幅の広い線路の
長さはλ／４＝０．７０ｍｍ（誘電体基板上では短波長
化する）、幅の狭い線路の長さはλ／４＝０．７０ｍｍ
であり、幅の広い線路部の幅は１．５ｍｍ、幅の狭い線
路部の幅は０．２ｍｍである。そして、チョーク型バイ
アス供給線路６上にはビームリードタイプのショットキ
ーバリアダイオード７がはんだ付けにて実装されてお
り、フェライト円板２の端からショットキーバリアダイ
オード７までの距離は５．７ｍｍであり、モードサプレ
ッサ１ｂの管内波長の１波長（７６．５ＧＨｚのモード
サプレッサ内の管内波長は５．８ｍｍ）とほぼ同じとな
っている。
【００６４】上記構成のパルス変調器について、スペク
トラムアナライザを用いて７５〜８０ＧＨｚの高周波帯
域で、ショットキーバリアダイオード７に順方向にバイ
アスをかけた場合（高周波信号は吸収されて出力されな
いのでオフ状態）と逆方向にバイアス電圧をかけた場合
（高周波信号は反射してサーキュレータを介して出力さ
れるのでオン状態）の高周波信号の透過特性を測定した
結果を図５に示す。
トラムアナライザを用いて７５〜８０ＧＨｚの高周波帯
域で、ショットキーバリアダイオード７に順方向にバイ
アスをかけた場合（高周波信号は吸収されて出力されな
いのでオフ状態）と逆方向にバイアス電圧をかけた場合
（高周波信号は反射してサーキュレータを介して出力さ
れるのでオン状態）の高周波信号の透過特性を測定した
結果を図５に示す。
【００６５】本実施例は７６．５ＧＨｚ±０．５ＧＨｚ
を目的の周波数としており、図５より上記の周波数帯域
でのオン時の透過特性は−１〜−２ｄＢ程度と非常に損
失が小さかった。また、オン時とオフ時のアイソレーシ
ョン特性は上記の周波数帯域の全域にわたって−１８ｄ
Ｂ以上であり、最も高い部分では−３０ｄＢ程度と非常
に良好な特性である。さらに、この最もアイソレーショ
ン特性が高い部分の周波数は、所望の７６．５ＧＨｚで
あり、この周波数において整合が最もとれており、効率
良く高周波信号がショットキーバリアダイオード７で吸
収されていることがわかる。
を目的の周波数としており、図５より上記の周波数帯域
でのオン時の透過特性は−１〜−２ｄＢ程度と非常に損
失が小さかった。また、オン時とオフ時のアイソレーシ
ョン特性は上記の周波数帯域の全域にわたって−１８ｄ
Ｂ以上であり、最も高い部分では−３０ｄＢ程度と非常
に良好な特性である。さらに、この最もアイソレーショ
ン特性が高い部分の周波数は、所望の７６．５ＧＨｚで
あり、この周波数において整合が最もとれており、効率
良く高周波信号がショットキーバリアダイオード７で吸
収されていることがわかる。
【００６６】
【発明の効果】本発明のパルス変調器は、平行平板導体
の内面に互いに対向させて設置された２枚のフェライト
板と、２枚のフェライト板に対して略放射状に複数配置
された、ＬＳＭモードの電磁波を伝送するとともにＬＳ
Ｅモードの電磁波を遮断する誘電体線路から成るモード
サプレッサと、モードサプレッサの一方の端面に設置さ
れた、誘電体線路と異なる比誘電率を有するインピーダ
ンス整合部材とから成るサーキュレータが設けられてお
り、誘電体配線基板上のチョーク型バイアス供給線路の
中途にショットキーバリアダイオードを接続したパルス
変調用スイッチを、モードサプレッサの他方の端面に、
ショットキーバリアダイオードのバイアス電圧印加方向
がＬＳＭモードの電磁波の電界方向に合致するように設
置したパルス変調器において、フェライト板の端からシ
ョットキーバリアダイオードまでの距離が略ｎλ／２
（ｎは１以上の整数、λは高周波信号の波長）であるこ
とにより、インピーダンス整合をとることが容易にでき
るため、従来のような空隙や誘電体シートが不要とな
り、部品点数が削減され、生産性が大きく向上する。
の内面に互いに対向させて設置された２枚のフェライト
板と、２枚のフェライト板に対して略放射状に複数配置
された、ＬＳＭモードの電磁波を伝送するとともにＬＳ
Ｅモードの電磁波を遮断する誘電体線路から成るモード
サプレッサと、モードサプレッサの一方の端面に設置さ
れた、誘電体線路と異なる比誘電率を有するインピーダ
ンス整合部材とから成るサーキュレータが設けられてお
り、誘電体配線基板上のチョーク型バイアス供給線路の
中途にショットキーバリアダイオードを接続したパルス
変調用スイッチを、モードサプレッサの他方の端面に、
ショットキーバリアダイオードのバイアス電圧印加方向
がＬＳＭモードの電磁波の電界方向に合致するように設
置したパルス変調器において、フェライト板の端からシ
ョットキーバリアダイオードまでの距離が略ｎλ／２
（ｎは１以上の整数、λは高周波信号の波長）であるこ
とにより、インピーダンス整合をとることが容易にでき
るため、従来のような空隙や誘電体シートが不要とな
り、部品点数が削減され、生産性が大きく向上する。
【００６７】また、従来のようにモードサプレッサとシ
ョットキーバリアダイオードの間に空隙がないため位置
決めが大幅に容易になり、再現性よく安定して製造がで
きるため、量産性が大幅に向上する。
ョットキーバリアダイオードの間に空隙がないため位置
決めが大幅に容易になり、再現性よく安定して製造がで
きるため、量産性が大幅に向上する。
【００６８】また、本発明のミリ波送受信器は、本発明
のパルス変調器を用いることにより、ミリ波信号のパル
ス変調によるアイソレーション特性が改善され、従って
ミリ波レーダー等に適用した場合受信信号のノイズが低
減し探知距離が増大し、ミリ波信号の伝送特性に優れ、
ミリ波レーダーの探知距離をさらに増大し得るものとな
る。また、本発明の送信アンテナと受信アンテナが独立
したミリ波送受信器は、本発明のパルス変調器を用いる
ことにより、ミリ波信号のパルス変調によるアイソレー
ション特性が改善され、また送信用のミリ波信号がサー
キュレータを介してミキサーへ混入することがなく、そ
の結果受信信号のノイズが低減し探知距離が増大するも
のであって、ミリ波レーダーの探知距離をさらに増大し
得るものとなる。
のパルス変調器を用いることにより、ミリ波信号のパル
ス変調によるアイソレーション特性が改善され、従って
ミリ波レーダー等に適用した場合受信信号のノイズが低
減し探知距離が増大し、ミリ波信号の伝送特性に優れ、
ミリ波レーダーの探知距離をさらに増大し得るものとな
る。また、本発明の送信アンテナと受信アンテナが独立
したミリ波送受信器は、本発明のパルス変調器を用いる
ことにより、ミリ波信号のパルス変調によるアイソレー
ション特性が改善され、また送信用のミリ波信号がサー
キュレータを介してミキサーへ混入することがなく、そ
の結果受信信号のノイズが低減し探知距離が増大するも
のであって、ミリ波レーダーの探知距離をさらに増大し
得るものとなる。
【図１】（ａ）は本発明のＮＲＤガイド用のパルス変調
器の一実施形態の斜視図、（ｂ）はパルス変調器を上方
から見たときの平面図である。
器の一実施形態の斜視図、（ｂ）はパルス変調器を上方
から見たときの平面図である。
【図２】ショットキーバリアダイオードを設けた誘電体
配線基板の平面図である。
配線基板の平面図である。
【図３】ＮＲＤガイドの基本構成を示し、内部を一部透
視したものの斜視図である。
視したものの斜視図である。
【図４】（ａ）は従来のＮＲＤガイド用のパルス変調器
の斜視図、（ｂ）はパルス変調器を上方から見たときの
平面図である。
の斜視図、（ｂ）はパルス変調器を上方から見たときの
平面図である。
【図５】本発明のパルス変調器について高周波信号の透
過特性を測定した結果のグラフである。
過特性を測定した結果のグラフである。
【図６】本発明のミリ波レーダーモジュールの一実施形
態の平面図である。
態の平面図である。
【図７】本発明のミリ波レーダーモジュールの他の実施
形態の平面図である。
形態の平面図である。
【図８】本発明のミリ波レーダーモジュール用のミリ波
信号発振部の斜視図である。
信号発振部の斜視図である。
１ａ，１ｂ，１ｃ：モードサプレッサ ２：フェライト円板 ３：ストリップ線路導体 ４：インピーダンス整合部材 ５：誘電体配線基板 ６：チョーク型バイアス供給線路 ７：ショットキーバリアダイオード
Claims (4)
- 【請求項１】 高周波信号の波長の２分の１以下の間隔
で配置した平行平板導体間に、前記平行平板導体の内面
に互いに対向させて設置された２枚のフェライト板と、
前記２枚のフェライト板に対して略放射状に複数配置さ
れた、ＬＳＭモードの電磁波を伝送するとともにＬＳＥ
モードの電磁波を遮断する誘電体線路から成るモードサ
プレッサと、該モードサプレッサの一方の端面に設置さ
れた、前記誘電体線路と異なる比誘電率を有するインピ
ーダンス整合部材とから成るサーキュレータが設けられ
ており、誘電体配線基板上のチョーク型バイアス供給線
路の中途にショットキーバリアダイオードを接続したパ
ルス変調用スイッチを、前記モードサプレッサの他方の
端面に、前記ショットキーバリアダイオードのバイアス
電圧印加方向が前記ＬＳＭモードの電磁波の電界方向に
合致するように設置した非放射性誘電体線路用のパルス
変調器において、前記フェライト板の端から前記ショッ
トキーバリアダイオードまでの距離が略ｎλ／２（ｎは
１以上の整数、λは高周波信号の波長）であることを特
徴とする非放射性誘電体線路用のパルス変調器。 - 【請求項２】 前記モードサプレッサと前記パルス変調
用スイッチとの間に、前記モードサプレッサと略同じ幅
の中間誘電体線路を介装したことを特徴とする請求項１
記載の非放射性誘電体線路用のパルス変調器。 - 【請求項３】 送信用のミリ波信号の波長の２分の１以
下の間隔で配置した平行平板導体間に、 高周波発生素子から出力されたミリ波信号を伝搬させる
第１の誘電体線路と、 該第１の誘電体線路に付設され、前記高周波発生素子か
らミリ波信号を出力し前記第１の誘電体線路中を伝搬さ
せるミリ波信号発振部と、 前記第１の誘電体線路に、一端側が電磁結合するように
近接配置されるかまたは前記第１の誘電体線路に一端が
接合されて、前記ミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬
させる第２の誘電体線路と、 前記平行平板導体に平行に配設されたフェライト板の周
縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号
の入出力端とされた第１の接続部，第２の接続部および
第３の接続部を有し、一つの前記接続部から入力された
前記ミリ波信号をフェライト板の面内で時計回りまたは
反時計回りに隣接する他の接続部より出力させるサーキ
ュレータであって、前記第１の誘電体線路の前記ミリ波
信号の出力端に前記第１の接続部が接続されるサーキュ
レータと、 該サーキュレータの前記第２の接続部に接続され、前記
ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送受信アンテ
ナを有する第３の誘電体線路と、 前記送受信アンテナで受信され前記第３の誘電体線路を
伝搬して前記サーキュレータの前記第３の接続部より出
力した受信波をミキサー側へ伝搬させる第４の誘電体線
路と、 前記第２の誘電体線路の中途と前記第４の誘電体線路の
中途を近接させて電磁結合させるかまたは接合させるこ
とにより、ミリ波信号の一部と受信波とを混合させて中
間周波信号を発生させるミキサー部と、を設けたミリ波
送受信器において、 前記第１の誘電体線路の前記第２の誘電体線路との信号
分岐部と、前記サーキュレータとの間に、請求項１また
は請求項２記載のパルス変調器を設けたことを特徴とす
るミリ波送受信器。 - 【請求項４】 送信用のミリ波信号の波長の２分の１以
下の間隔で配置した平行平板導体間に、 高周波発生素子から出力されたミリ波信号を伝搬させる
第１の誘電体線路と、 該第１の誘電体線路に付設され、前記高周波発生素子か
ら送信用のミリ波信号を出力し前記第１の誘電体線路中
を伝搬させるミリ波信号発振部と、 前記第１の誘電体線路に、一端側が電磁結合するように
近接配置されるかまたは前記第１の誘電体線路に一端が
接合されて、前記ミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬
させる第２の誘電体線路と、 前記平行平板導体に平行に配設されたフェライト板の周
縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号
の入出力端とされた第１の接続部，第２の接続部および
第３の接続部を有し、一つの前記接続部から入力された
前記ミリ波信号をフェライト板の面内で時計回りまたは
反時計回りに隣接する他の接続部より出力させるサーキ
ュレータであって、前記第１の誘電体線路の前記ミリ波
信号の出力端に前記第１の接続部が接続されるサーキュ
レータと、 該サーキュレータの前記第２の接続部に接続され、前記
ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送信アンテナ
を有する第３の誘電体線路と、 先端部に受信アンテナ、他端部にミキサーが各々設けら
れた第４の誘電体線路と、 前記第２の誘電体線路の中途と前記第４の誘電体線路の
中途を近接させて電磁結合させるかまたは接合させるこ
とにより、ミリ波信号の一部と受信波とを混合させて中
間周波信号を発生させるミキサー部と、を設けたミリ波
送受信器において、 前記第１の誘電体線路の前記第２の誘電体線路との信号
分岐部と、前記サーキュレータとの間に、請求項１また
は請求項２記載のパルス変調器を設けたことを特徴とす
るミリ波送受信器。
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