JP2002223590A - Drive control device for ac motor - Google Patents
Drive control device for ac motorInfo
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は交流電動機の駆動制
御装置、特にパルス幅変調(PWM)電流制御と矩形波
電圧制御とを選択的に用いて交流電動機を駆動する技術
に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a drive control apparatus for an AC motor, and more particularly to a technique for driving an AC motor by selectively using pulse width modulation (PWM) current control and rectangular wave voltage control.
【0002】[0002]
【従来の技術】交流電動機を直流電源を用いて駆動する
ためにインバータが用いられており、インバータはイン
バータ駆動回路によりスイッチング制御される。スイッ
チング制御には、一般にパルス幅変調(PWM)が用い
られる。2. Description of the Related Art An inverter is used to drive an AC motor using a DC power supply, and the inverter is controlled by an inverter drive circuit. Generally, pulse width modulation (PWM) is used for switching control.
【0003】PWM波形を交流電動機に印加するPWM
電流制御では、低回転域でも滑らかな回転が得られる利
点があるが、直流電源の電圧利用率に限界がある問題が
ある。A PWM for applying a PWM waveform to an AC motor
The current control has an advantage that a smooth rotation can be obtained even in a low rotation range, but has a problem that the voltage utilization rate of the DC power supply is limited.
【0004】一方、交流電動機に矩形波電圧を印加する
矩形波制御方法では、直流電源の電圧利用率を向上させ
ることができ、したがって高回転域での出力を向上させ
ることが可能である。On the other hand, in the rectangular wave control method for applying a rectangular wave voltage to an AC motor, it is possible to improve the voltage utilization rate of a DC power supply, and thus to improve the output in a high rotation range.
【0005】このため、従来よりPWM制御と矩形波電
圧制御の双方を交流電動機に対して印加可能な構成と
し、これらを状況に応じて使い分け、特に高回転域での
電動機での出力を向上させる構成が提案されている。For this reason, conventionally, both a PWM control and a rectangular wave voltage control can be applied to an AC motor, and these can be selectively used depending on the situation, and the output of the motor particularly in a high rotation range is improved. A configuration has been proposed.
【0006】[0006]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、矩形波
電圧制御においては、交流電動機のトルクを検出し、こ
の検出トルク値がアクセル開度などに応じて定まるトル
ク指令値と一致するように矩形波電圧の位相を制御して
おり、交流電動機の出力トルクを高精度に検出する事が
前提となる。矩形波電圧制御では、矩形波電圧の位相を
制御して交流電動機に供給しており、矩形波電圧の切替
に伴って交流電動機への電流値が変動し、高調波成分を
有することになる。したがって、ある所定のタイミング
で電流及び電圧をサンプリングし、これらに基づき電
力、さらに交流電動機のトルクを検出する構成では正確
な出力トルクを検出できない問題があった。However, in the rectangular wave voltage control, the torque of the AC motor is detected, and the rectangular wave voltage is controlled so that the detected torque value matches a torque command value determined according to the accelerator opening and the like. And it is premised that the output torque of the AC motor is detected with high accuracy. In the rectangular wave voltage control, the phase of the rectangular wave voltage is controlled and supplied to the AC motor, and the current value to the AC motor fluctuates according to the switching of the rectangular wave voltage, so that it has a harmonic component. Therefore, there is a problem that an accurate output torque cannot be detected in a configuration in which a current and a voltage are sampled at a predetermined timing and the electric power and the torque of the AC motor are detected based on the current and the voltage.
【0007】また、PWM電流制御と矩形波電圧制御と
の切替は、交流電動機に供給する電圧振幅や電流位相に
基づき実行され、より具体的にはPWM電流制御から矩
形波電圧制御への切替は電圧振幅に基づき行われ、矩形
波電圧制御からPWM制御への切替は電流位相に基づき
行われるが、上述したように電流には高調波成分が含ま
れるため、ある一定のタイミングで電流位相をサンプリ
ングしたのでは、高精度に電流位相を検出できず、した
がって正確な切替ができない問題がある。The switching between the PWM current control and the rectangular wave voltage control is executed based on the voltage amplitude and the current phase supplied to the AC motor. More specifically, the switching from the PWM current control to the rectangular wave voltage control is performed. The control is performed based on the voltage amplitude, and the switching from the rectangular wave voltage control to the PWM control is performed based on the current phase. However, as described above, since the current includes a harmonic component, the current phase is sampled at a certain timing. In such a case, there is a problem that the current phase cannot be detected with high accuracy, and thus accurate switching cannot be performed.
【0008】また、電流位相を検出する際、電流の振幅
が小さいとノイズの影響を大きく受け、位相が大きく変
動するため、特に電流振幅が小さい場合に矩形波電圧制
御からPWM電流制御への切替が適正に行われない問題
があった。Further, when detecting the current phase, if the amplitude of the current is small, the influence of noise is large and the phase fluctuates greatly. Therefore, particularly when the current amplitude is small, switching from the rectangular wave voltage control to the PWM current control is performed. Was not performed properly.
【0009】さらに、電圧振幅あるいは電流位相に基づ
き制御を切替える場合、インバータが動作してこれらを
検出できる事が前提となっており、例えば交流電動機が
電気自動車(EV)やハイブリッド自動車(HV)に搭
載され、車両運転者が走行中にシフトポジションをDレ
ンジからNレンジにシフトさせた場合、車両の制御装置
はインバータのゲートを遮断してその動作を停止させる
ので電圧振幅や電流位相が検出できず、したがって車両
運転者がNレンジから再びDレンジにシフトさせた場合
に、円滑な切替が行われずドライバビリティが低下する
問題があった。Further, when the control is switched based on the voltage amplitude or the current phase, it is premised that the inverter operates and can detect these. For example, an AC motor is used in an electric vehicle (EV) or a hybrid vehicle (HV). When the vehicle driver shifts the shift position from the D range to the N range while driving, the control device of the vehicle shuts off the inverter gate and stops the operation, so that the voltage amplitude and the current phase can be detected. Therefore, when the vehicle driver shifts from the N range to the D range again, there is a problem that smooth switching is not performed and drivability is reduced.
【0010】本発明は、上記従来技術の有する課題に鑑
みなされたものであり、その目的は、矩形波電圧制御を
高精度に実行するとともに、PWM電流制御と矩形波電
圧制御との切替を適切に行う事ができる装置を提供する
ことにある。The present invention has been made in view of the above-mentioned problems of the related art, and has as its object to execute rectangular wave voltage control with high accuracy and to appropriately switch between PWM current control and rectangular wave voltage control. It is an object of the present invention to provide a device which can be performed on a computer.
【0011】[0011]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は、トルク指令に応じた所定振幅及び所定位
相の正弦波電流を出力するPWM電流制御手段と、トル
ク指令に応じた矩形波電圧を出力する矩形波電圧制御手
段と、前記PWM電流制御手段の出力と前記矩形波電圧
制御手段の出力とを切替えて前記交流電動機に供給する
切替手段とを有する交流電動機の駆動制御装置であっ
て、前記矩形波電圧制御手段は、前記交流電動機への電
流及び出力電圧を所定のタイミングで検出する手段と、
検出された電流及び電圧に基づいて各タイミングにおけ
る電力を算出する手段と、算出された各タイミングにお
ける電力を平均化する手段と、平均化された前記電力に
基づいて前記交流電動機の出力トルクを算出する手段と
を有することを特徴とする。矩形波電圧制御において矩
形波電圧の切替による電流変動が生じても、所定のタイ
ミングで得られた電力値を平均化することで、高次成分
を除去して精度良くトルクを検出することができる。In order to achieve the above object, the present invention provides a PWM current control means for outputting a sine wave current having a predetermined amplitude and a predetermined phase according to a torque command, and a rectangular current control means according to the torque command. A drive control device for an AC motor, comprising: a rectangular wave voltage control unit that outputs a wave voltage; and a switching unit that switches between the output of the PWM current control unit and the output of the rectangular wave voltage control unit and supplies the output to the AC motor. Wherein the rectangular wave voltage control means detects a current and an output voltage to the AC motor at a predetermined timing;
Means for calculating the power at each timing based on the detected current and voltage; means for averaging the power at each calculated timing; and calculating the output torque of the AC motor based on the averaged power. And means for performing the operation. Even if a current fluctuation occurs due to the switching of the rectangular wave voltage in the rectangular wave voltage control, by averaging the power values obtained at a predetermined timing, it is possible to remove a higher-order component and accurately detect torque. .
【0012】ここで、前記所定のタイミングは、前記矩
形波電圧の切替タイミング及び切替タイミング間の中間
タイミングとすることが好適である。Here, it is preferable that the predetermined timing is a switching timing of the rectangular wave voltage and an intermediate timing between the switching timings.
【0013】本発明において、前記平均化する手段は、
ローパスフィルタを含んで構成することができる。In the present invention, the averaging means includes:
It can be configured to include a low-pass filter.
【0014】また、本発明は、トルク指令に応じた所定
振幅及び所定位相の正弦波電流を出力するPWM電流制
御手段と、トルク指令に応じた矩形波電圧を出力する矩
形波電圧制御手段と、前記PWM電流制御手段の出力と
前記矩形波電圧制御手段の出力とを切替えて前記交流電
動機に供給する切替手段とを有する交流電動機の駆動制
御装置であって、前記切替手段は、前記交流電動機への
電流の位相を所定のタイミングで検出する手段と、検出
された電流位相を平均化する手段とを有し、平均化され
た前記電流位相に応じて切替えることを特徴とする。所
定のタイミングで得られた電流位相を平均化すること
で、精度良く電流位相を検出し、これにより切替タイミ
ングを適正化できる。Further, the present invention provides a PWM current control means for outputting a sine wave current having a predetermined amplitude and a predetermined phase according to a torque command, a rectangular wave voltage control means for outputting a square wave voltage according to a torque command, A drive control device for an AC motor having switching means for switching between the output of the PWM current control means and the output of the rectangular wave voltage control means and supplying the output to the AC motor, wherein the switching means supplies the AC motor with Means for detecting the phase of the current at a predetermined timing, and means for averaging the detected current phase, and switching is performed according to the averaged current phase. By averaging the current phases obtained at a predetermined timing, the current phase can be accurately detected, and thereby the switching timing can be optimized.
【0015】ここで、前記所定のタイミングは、前記矩
形波電圧の切替タイミング及び切替タイミング間の中間
タイミングとすることが好適である。Here, it is preferable that the predetermined timing is a switching timing of the rectangular wave voltage and an intermediate timing between the switching timings.
【0016】本発明において、前記平均化する手段は、
ローパスフィルタを含んで構成することができる。In the present invention, the averaging means includes:
It can be configured to include a low-pass filter.
【0017】また、本発明は、トルク指令に応じた所定
振幅及び所定位相の正弦波電流を出力するPWM電流制
御手段と、トルク指令に応じた矩形波電圧を出力する矩
形波電圧制御手段と、前記PWM電流制御手段の出力と
前記矩形波電圧制御手段の出力とを切替えて前記交流電
動機に供給する切替手段とを有する交流電動機の駆動制
御装置であって、前記切替手段は、前記交流電動機への
電流ベクトルが所定領域内に位置するか否かを判定する
領域判定手段とを有し、前記判定に基づいて切替えるこ
とを特徴とする。電流ベクトルと領域との位置関係に基
づいて切替えることで、電流位相のみで切替える場合に
比べてノイズによる位相変動に強く、より安定的に切替
えることができる。Also, the present invention provides a PWM current control means for outputting a sine wave current having a predetermined amplitude and a predetermined phase according to a torque command, a rectangular wave voltage control means for outputting a rectangular wave voltage according to a torque command, A drive control device for an AC motor having switching means for switching between the output of the PWM current control means and the output of the rectangular wave voltage control means and supplying the output to the AC motor, wherein the switching means supplies the AC motor with And a region determining means for determining whether or not the current vector is located within a predetermined region, and switching is performed based on the determination. By performing the switching based on the positional relationship between the current vector and the region, the switching can be performed more stably with respect to the phase fluctuation due to noise than when switching is performed only by the current phase.
【0018】ここで、前記判定する手段は、前記電流ベ
クトルの大きさが所定値以上であるか否かを判定する絶
対値判定手段とを有し、前記電流ベクトルの大きさが所
定値以上の場合には前記電流ベクトルの位相に基づいて
切替え、前記電流ベクトルの大きさが所定値未満の場合
には前記領域判定手段での判定に基づいて切替えること
ができる。電流ベクトルの大きさが比較的小さい場合に
はノイズによる位相変動が大きくなる。そこで、この場
合には電流位相ではなく電流ベクトルと領域との位置関
係で判定することで、安定して切替えることができる。Here, the judging means has absolute value judging means for judging whether or not the magnitude of the current vector is equal to or larger than a predetermined value, wherein the magnitude of the current vector is equal to or larger than a predetermined value. In this case, the switching can be performed based on the phase of the current vector, and when the magnitude of the current vector is smaller than a predetermined value, the switching can be performed based on the determination by the area determination unit. When the magnitude of the current vector is relatively small, the phase fluctuation due to noise increases. Therefore, in this case, the switching can be stably performed by determining not the current phase but the positional relationship between the current vector and the region.
【0019】また、本発明において、前記領域判定手段
は、前記電流ベクトルのd-q平面におけるd軸成分に
基づいて判定することができる。領域がq軸に対して非
対称、より具体的にはd軸の負の領域に存在する場合、
電流ベクトルのd軸成分に基づいて電流ベクトルが領域
内にあるか否かを判定することができる。In the present invention, the area determination means can make the determination based on a d-axis component of the current vector on a dq plane. If the region is asymmetric with respect to the q-axis, more specifically in the negative region of the d-axis,
Whether or not the current vector is within the region can be determined based on the d-axis component of the current vector.
【0020】また、本発明は、トルク指令に応じた所定
振幅及び所定位相の正弦波電流を出力するPWM電流制
御手段と、トルク指令に応じた矩形波電圧を出力する矩
形波電圧制御手段と、前記PWM電流制御手段の出力と
前記矩形波電圧制御手段の出力とを切替えて前記交流電
動機に供給する切替手段とを有する交流電動機の駆動制
御装置であって、前記切替手段は、前記交流電動機の逆
起電圧を検出する手段と、前記逆起電圧と前記交流電動
機を駆動するインバータの入力電圧とを比較する手段と
を有し、前記比較に基づいて切替えることを特徴とす
る。インバータが停止状態にある場合、電圧振幅や電流
位相、電流ベクトルに基づいて切替えることができな
い。一方、交流電動機の回転数が高い場合には逆起電圧
も大きくなる。そこで、交流電動機の回転数を評価する
パラメータとして逆起電圧を検出し、この逆電圧とイン
バータの入力電圧とを用いることで制御モードを切替え
ることができる。なお、逆起電圧とインバータの入力電
圧との比較とは、例えば逆起電圧とインバータの入力電
圧との比を算出することにより実行できる。Also, the present invention provides a PWM current control means for outputting a sine wave current having a predetermined amplitude and a predetermined phase according to a torque command, a rectangular wave voltage control means for outputting a square wave voltage according to a torque command, A drive control device for an AC motor having switching means for switching between the output of the PWM current control means and the output of the rectangular wave voltage control means and supplying the output to the AC motor, wherein the switching means There is provided a means for detecting a back electromotive voltage, and a means for comparing the back electromotive voltage with an input voltage of an inverter for driving the AC motor, and switching is performed based on the comparison. When the inverter is in a stopped state, switching cannot be performed based on the voltage amplitude, the current phase, and the current vector. On the other hand, when the rotation speed of the AC motor is high, the back electromotive voltage also increases. Therefore, the control mode can be switched by detecting the back electromotive voltage as a parameter for evaluating the rotation speed of the AC motor, and using the reverse voltage and the input voltage of the inverter. The comparison between the back electromotive voltage and the input voltage of the inverter can be executed, for example, by calculating the ratio between the back electromotive voltage and the input voltage of the inverter.
【0021】ここで、前記検出する手段は、前記交流電
動機に設けられたレゾルバからの信号に基づいて回転数
を演算する手段と、前記回転数に基づいて前記逆起電圧
を算出する手段とを有することができる。Here, the means for detecting includes means for calculating a rotational speed based on a signal from a resolver provided in the AC motor, and means for calculating the back electromotive voltage based on the rotational speed. Can have.
【0022】また、本発明において、前記インバータの
停止状態を検出する手段とを有し、前記切替手段は、前
記インバータが停止状態のときに切替えることができ
る。Further, in the present invention, there is provided means for detecting a stop state of the inverter, and the switching means can switch when the inverter is in a stop state.
【0023】[0023]
【発明の実施の形態】以下、図面に基づき本発明の実施
形態について説明する。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
【0024】図1には、本実施形態に係る交流電動機の
駆動制御装置の基本的な構成が示されている。駆動制御
装置10は例えば電気自動車EVに搭載され、PWM電
流制御モード及び矩形波電圧制御モードの2つの制御モ
ードを有している。FIG. 1 shows a basic configuration of a drive control device for an AC motor according to this embodiment. The drive control device 10 is mounted on, for example, an electric vehicle EV, and has two control modes: a PWM current control mode and a rectangular wave voltage control mode.
【0025】PWM電流制御モードは、図中スイッチ2
8が上側に切替えられる場合に実行される制御モードで
あり、電流制御器14にはインバータ36から出力され
る交流電流の電流値がフィードバックされ、それが電流
振幅の指令値|I|及び電流位相の指令値φに近づくよ
うに電圧振幅|V|及び電圧位相ψを設定し、PWM回
路30及びインバータ36により正弦波電圧を交流電動
機(モータ)38に出力する。In the PWM current control mode, switch 2 in FIG.
8 is switched to the upper side, the current value of the alternating current output from the inverter 36 is fed back to the current controller 14, and the current value is the command value | I | The voltage amplitude | V | and the voltage phase ψ are set so as to approach the command value φ, and a sine wave voltage is output to the AC motor 38 by the PWM circuit 30 and the inverter 36.
【0026】矩形波電圧制御モードは、スイッチ28が
図中下側に切替えられる場合に実行される制御モードで
あり、このモードでは矩形波電圧がモータ38に印加さ
れる。矩形波電圧の振幅|V|はインバータ36のバッ
テリ電圧により決定され、常に一定である。また、その
電圧位相ψはトルク指令値に応じて設定される。The rectangular wave voltage control mode is a control mode executed when the switch 28 is switched to the lower side in the figure. In this mode, a rectangular wave voltage is applied to the motor 38. The amplitude | V | of the rectangular wave voltage is determined by the battery voltage of the inverter 36, and is always constant. Further, the voltage phase ψ is set according to the torque command value.
【0027】車両運転者がアクセルやブレーキを操作す
ると、そのアクセル開度やブレーキ踏み角に応じて図示
しない電子制御装置(ECU)がトルク指令値を生成
し、このトルク指令値を電流指令生成部12と加算器1
3とに出力する。電流指令生成部12は、入力されたト
ルク指令値に基づき、電流振幅|I|及び電流位相φを
生成する。電流制御器14は比例積分制御を実行し、電
圧振幅|V|と電圧位相ψとを生成する。なお、電圧位
相ψはd−q平面におけるq軸を基準とした電圧ベクト
ルの角度で定義される。生成された電圧振幅|V|と電
圧位相ψはPWM回路30に供給される。また、図示し
ないが、電流制御器14には電流センサ40から電流値
がフィードバックされ、電流制御器14はフィ−ドバッ
ク電流値に基づいて振幅及び位相を生成する。When a vehicle driver operates an accelerator or a brake, an electronic control unit (ECU) (not shown) generates a torque command value in accordance with the accelerator opening and the brake depression angle. 12 and adder 1
3 and output. The current command generator 12 generates a current amplitude | I | and a current phase φ based on the input torque command value. The current controller 14 performs a proportional-integral control to generate a voltage amplitude | V | and a voltage phase ψ. Note that the voltage phase ψ is defined by the angle of a voltage vector with respect to the q axis in the dq plane. The generated voltage amplitude | V | and the voltage phase ψ are supplied to the PWM circuit 30. Although not shown, a current value is fed back from the current sensor 40 to the current controller 14, and the current controller 14 generates an amplitude and a phase based on the feedback current value.
【0028】PWM回路30では、電流制御器14から
供給される電圧振幅|V|及び電圧位相ψを有する正弦
波と所定の三角波とを比較する事によりスイッチング信
号を生成する。スイッチング信号はスイッチ28を介し
てインバータ36に供給される。インバータ36は電圧
型インバータであり、PWM回路30から供給されるス
イッチング信号に基づき正弦波電圧を生成し、モータ3
8に出力してモータ38を回転駆動する。In the PWM circuit 30, a switching signal is generated by comparing a sine wave having a voltage amplitude | V | and a voltage phase ψ supplied from the current controller 14 with a predetermined triangular wave. The switching signal is supplied to the inverter 36 via the switch 28. The inverter 36 is a voltage type inverter, generates a sine wave voltage based on the switching signal supplied from the PWM circuit 30,
8 to drive the motor 38 to rotate.
【0029】モータ38は永久磁石同期型(PM)モー
タであり、インバータ36からモータ38の電流供給ラ
イン上には電流センサ40が設けられている。電流セン
サ40で検出される実電流位相φiは電流位相判定部2
2に供給される。The motor 38 is a permanent magnet synchronous (PM) motor, and a current sensor 40 is provided on a current supply line of the motor 38 from the inverter 36. The actual current phase φi detected by the current sensor 40 is the current phase determination unit 2
2 is supplied.
【0030】一方、ECUで生成されたトルク指令値は
上述したように加算器13にも供給される。加算器13
にはトルク検出部20で検出されたトルク値も入力さ
れ、加算器13では両者の差であるトルク偏差ΔTを生
成する。トルク検出部20は以下に示す演算を実行して
トルクを検出する。On the other hand, the torque command value generated by the ECU is also supplied to the adder 13 as described above. Adder 13
Is also input with the torque value detected by the torque detection unit 20, and the adder 13 generates a torque deviation ΔT, which is the difference between the two. The torque detector 20 detects the torque by executing the following calculation.
【0031】[0031]
【数1】 T=Pin/ω =(iu×vu+iv×vv+iw×vw)/ω ・・・(1) ここでPinはモータ38に供給される電力であり、ω
はモータ38の角速度、iu、iv、iwはモータ38
に供給されるU相、V相、W相の電流値、vu、vv、
vwはモータ38に供給されるU相、V相、W相の電圧
値をそれぞれ示す。これらは電流センサ40及び電圧セ
ンサで検出され、上記の式に従ってトルクTが算出され
るが、電力Pinの算出タイミング、つまり電流及び電
圧のサンプリングタイミングについては後述する。T = Pin / ω = (iu × vu + iv × vv + iw × vw) / ω (1) where Pin is the power supplied to the motor 38 and ω
Is the angular velocity of the motor 38, iu, iv, iw are the motor 38
, V-phase, and W-phase current values, vu, vv,
vw indicates the voltage values of the U-phase, V-phase, and W-phase supplied to the motor 38, respectively. These are detected by the current sensor 40 and the voltage sensor, and the torque T is calculated according to the above equation. The calculation timing of the electric power Pin, that is, the sampling timing of the current and the voltage will be described later.
【0032】加算器13で生成されたトルク偏差ΔTは
電圧位相制御器18に供給される。電圧位相制御器18
ではトルク偏差ΔTに応じた電圧位相ψを生成する。こ
の電圧位相ψはモータ38に印加される矩形波の位相で
ある。The torque deviation ΔT generated by the adder 13 is supplied to the voltage phase controller 18. Voltage phase controller 18
Generates a voltage phase ψ according to the torque deviation ΔT. This voltage phase ψ is the phase of the rectangular wave applied to the motor 38.
【0033】矩形波発生部32では、電圧位相制御器1
8から供給された電圧位相ψに基づいて矩形波電圧を生
成するようスイッチング信号を出力する。このスイッチ
ング信号は、スイッチ28を介してインバータ36に供
給され、インバータ36はこのスイッチング信号に基づ
き矩形波電圧をモータ38に供給して回転駆動する。In the rectangular wave generator 32, the voltage phase controller 1
A switching signal is generated so as to generate a rectangular wave voltage based on the voltage phase ψ supplied from 8. The switching signal is supplied to the inverter 36 via the switch 28, and the inverter 36 supplies a rectangular wave voltage to the motor 38 based on the switching signal to drive the motor 38 to rotate.
【0034】スイッチ28の切替は、電圧振幅判定部1
6からの信号と電流位相判定部22からの信号に基づき
行われ、電圧振幅判定部16は、駆動制御装置10がP
WM電流制御モードで動作している場合に電流制御器1
4からPWM回路30に供給される電圧振幅|V|が所
定の電圧振幅V0以上であるか否かを判定しており、所
定の電圧振幅V0以上であればスイッチ28を下側に切
替えてPWM電流制御モードから矩形波電圧制御モード
に切替える。また、電流位相判定部22は、駆動制御装
置10が矩形波電圧位相制御モードで動作している場合
にインバータ36からモータ38に供給される交流電流
の位相φiの絶対値が所定の電流位相Φ0未満であるか
否かを判定しており、電流位相がφ0未満であればスイ
ッチ28を上側に切替えて矩形波電圧制御モードからP
WM電流制御モードに移行する。The switch 28 is switched by the voltage amplitude determination unit 1
6 and the signal from the current phase determining unit 22. The voltage amplitude determining unit 16 determines that the drive control device 10
Current controller 1 when operating in WM current control mode
4 determines whether the voltage amplitude | V | supplied to the PWM circuit 30 is equal to or greater than a predetermined voltage amplitude V0. If the voltage amplitude | V | is equal to or greater than the predetermined voltage amplitude V0, the switch 28 is switched to the lower side to perform PWM. The mode is switched from the current control mode to the rectangular wave voltage control mode. When the drive control device 10 is operating in the rectangular wave voltage phase control mode, the current phase determination unit 22 determines that the absolute value of the phase φi of the alternating current supplied from the inverter 36 to the motor 38 is equal to the predetermined current phase φ0. If the current phase is less than φ0, the switch 28 is switched to the upper side to switch from the rectangular wave voltage control mode to P.
Shift to the WM current control mode.
【0035】図2には、モータ38に供給されるU相、
V相、W相の各矩形波電圧とU相電流が示されている。
矩形波制御モードでは、各相の矩形波電圧の位相を制御
することでモータ38を駆動しており、矩形波電圧の切
替タイミングにおいて電流値が変動する。したがって、
例えば矩形波電圧の切替タイミングに同期して電流セン
サ40にて電流をサンプリングする構成では、図に示す
ように各相の電流と電圧の積で算出される電力のピーク
時を算出することとなり、本来の電力値よりも大きな電
力値が得られてしまうことになる。もちろん、このよう
な電力値からオフセット分を差し引いた値を採用するこ
とも考えられるが、オフセット値をどのように設定する
かが問題となる。FIG. 2 shows the U-phase supplied to the motor 38,
The V-phase and W-phase rectangular wave voltages and the U-phase current are shown.
In the rectangular wave control mode, the motor 38 is driven by controlling the phase of each phase of the rectangular wave voltage, and the current value fluctuates at the rectangular wave voltage switching timing. Therefore,
For example, in the configuration in which the current is sampled by the current sensor 40 in synchronization with the switching timing of the rectangular wave voltage, the peak time of the power calculated by the product of the current and the voltage of each phase is calculated as shown in FIG. A power value larger than the original power value will be obtained. Of course, it is conceivable to adopt a value obtained by subtracting the offset from such a power value, but how to set the offset value is problematic.
【0036】そこで、本実施形態においては、トルクを
算出するための電流及び電圧のサンプリングタイミング
として、上述した矩形波電圧の切替タイミング(図2に
おける黒丸)に加え、さらに切替タイミングの間の中間
タイミング(図2における白丸)でもサンプリングし、
これら両者のタイミングで算出された電力値を平均化す
ることで高精度なトルク検出を可能としている。Therefore, in this embodiment, in addition to the above-described rectangular wave voltage switching timing (black circles in FIG. 2), the intermediate timing between the switching timings is used as the current and voltage sampling timings for calculating the torque. (White circle in Fig. 2)
By averaging the power values calculated at these two timings, highly accurate torque detection is possible.
【0037】図3には、本実施形態におけるトルク検出
部20の構成ブロック図が示されている。電流センサ4
0及び電圧検出器20aでそれぞれ電流値及び電圧値を
検出し、矩形波電圧の切替タイミング及び切替タイミン
グの中間タイミングでサンプリングされた電流値及び電
圧値は順次電力演算器20bに供給される。電力演算器
20bでは、入力した電流値及び電圧値の積を算出し、
そのタイミングにおける電力値を算出して平均化部20
cに順次供給する。電力の算出については、(1)式を
参照されたい。平均化部20cでは、切替タイミングに
おける電力値P0と切替タイミングの中間タイミングに
おける電力値P1との平均(P0+P1)/2を算出し、
モータ38の電力値としてトルク演算器20dに供給す
る。トルク演算器20dでは、(1)式に基づき、算出
された電力をモータ38の角速度で除算してモータ38
のトルクを検出し、矩形波電圧制御器19に供給する。FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of the torque detector 20 in this embodiment. Current sensor 4
The current value and the voltage value are detected by the 0 and the voltage detector 20a, respectively, and the current value and the voltage value sampled at the switching timing of the rectangular wave voltage and at the intermediate timing of the switching timing are sequentially supplied to the power calculator 20b. The power calculator 20b calculates the product of the input current value and voltage value,
The power value at that timing is calculated and the averaging unit 20
c. For the calculation of the power, refer to equation (1). The averaging unit 20c calculates an average (P0 + P1) / 2 of the power value P0 at the switching timing and the power value P1 at an intermediate timing between the switching timings,
The electric power of the motor 38 is supplied to the torque calculator 20d. The torque calculator 20d divides the calculated electric power by the angular velocity of the motor 38 based on the equation (1), and
Is supplied to the rectangular wave voltage controller 19.
【0038】なお、矩形波電圧制御器19は、図1にお
ける加算器13、電圧位相制御器18、矩形波発生器3
2、及びスイッチ28に相当する。The rectangular wave voltage controller 19 includes the adder 13, the voltage phase controller 18, and the rectangular wave generator 3 in FIG.
2 and the switch 28.
【0039】図4には、以上述べたトルク検出部20で
のトルク検出処理のフローチャートが示されている。ま
ず、矩形波電圧の切替タイミングであるか否かを判定し
(S101)、切替タイミングである場合には電流セン
サ40で検出された電流値及び電圧検出器20aで検出
された電圧をサンプリングし(S102)、サンプリン
グされた電流値及び電圧値を用いて矩形波電圧の切替タ
イミングにおける電力P0を演算する(S103)。次
に、矩形波電圧の切替タイミングの中間タイミングであ
るか否かを判定し(S104)、中間タイミングである
場合には検出された電流値及び電圧値をサンプリングし
(S105)、同様にその時点における電力P1を演算
する(S106)。矩形波電圧の切替タイミング及び中
間タイミングにおける電力は平均化部20cに供給さ
れ、平均化部20cではこれらの平均値Pを算出する
(S107)。平均化された電力値Pは、モータ38の
電力値としてトルク演算器20dに供給され、トルク演
算器20dでは電力値及びモータ38の角速度ωに基づ
きモータ38のトルクを演算する(S108)。FIG. 4 shows a flowchart of the torque detecting process in the torque detecting section 20 described above. First, it is determined whether or not it is a rectangular wave voltage switching timing (S101). If it is the switching timing, the current value detected by the current sensor 40 and the voltage detected by the voltage detector 20a are sampled ( (S102), the power P0 at the rectangular wave voltage switching timing is calculated using the sampled current value and voltage value (S103). Next, it is determined whether or not the timing is the intermediate timing of the switching timing of the rectangular wave voltage (S104). If the timing is the intermediate timing, the detected current value and voltage value are sampled (S105). Is calculated (S106). The power at the switching timing and the intermediate timing of the rectangular wave voltage is supplied to the averaging unit 20c, and the averaging unit 20c calculates the average value P (S107). The averaged power value P is supplied to the torque calculator 20d as the power value of the motor 38, and the torque calculator 20d calculates the torque of the motor 38 based on the power value and the angular velocity ω of the motor 38 (S108).
【0040】このように、本実施形態においては検出さ
れた電流値と電圧値を切替タイミングと切替タイミング
の2つのタイミングでサンプリングして電力を算出し、
電力を平均化することで、正確なトルク値を算出するこ
とができる。As described above, in the present embodiment, the detected current value and voltage value are sampled at two timings of the switching timing and the switching timing to calculate the power.
By averaging the power, an accurate torque value can be calculated.
【0041】なお、本実施形態においては矩形波電圧の
切替タイミング及び切替タイミングの中間タイミングで
電流値及び電圧値をサンプリングして電力を算出し、両
者の平均値を算出しているが、これらのタイミングでサ
ンプリングする代わりに、サンプリング周期を電気周期
の1/12よりも短くし、さらにローパスフィルタを透
過させて電気周波数の6倍以上の高調波成分を除去する
ことによっても等価的に平均化処理を行うことができ
る。In this embodiment, the current value and the voltage value are sampled at the switching timing of the rectangular wave voltage and at an intermediate timing between the switching timings, the power is calculated, and the average value of both is calculated. Instead of sampling at the timing, the averaging process is equivalently performed by making the sampling period shorter than 1/12 of the electric period and passing through a low-pass filter to remove harmonic components that are 6 times or more the electric frequency. It can be performed.
【0042】図5には、このような場合の構成ブロック
図が示されている。トルク検出部20として、平均化部
20cの代わりにローパスフィルタLPF20eが設け
られている。電流センサ40及び電圧検出器20aで検
出された電流、電圧は電力演算器20bにて乗算され、
電力が算出される。算出された電力はローパスフィルタ
20eに供給され、ここで高次成分が除去されトルク演
算器20dに供給される。高次成分が除去された電力信
号はほぼ平均的な値を示すこととなり、トルク演算器2
0dでは入力された電力値と回転数演算器42からの回
転数に基づきモータ38のトルクを算出して矩形波電圧
制御器19に供給する。FIG. 5 is a block diagram showing the configuration in such a case. As the torque detecting section 20, a low-pass filter LPF 20e is provided instead of the averaging section 20c. The current and voltage detected by the current sensor 40 and the voltage detector 20a are multiplied by the power calculator 20b,
Power is calculated. The calculated electric power is supplied to the low-pass filter 20e, where the higher-order components are removed, and the electric power is supplied to the torque calculator 20d. The power signal from which the higher-order component has been removed shows an almost average value, and the torque calculator 2
In 0d, the torque of the motor 38 is calculated based on the input electric power value and the rotation speed from the rotation speed calculator 42, and is supplied to the rectangular wave voltage controller 19.
【0043】以上により、高精度にトルクを検出して矩
形波電圧制御モードにおける制御を確実なものとするこ
とができる。As described above, the torque can be detected with high accuracy, and the control in the rectangular wave voltage control mode can be ensured.
【0044】次に、矩形波電圧制御からPWM電流制御
に切替えるための電流位相の検出について説明する。Next, detection of a current phase for switching from rectangular wave voltage control to PWM current control will be described.
【0045】図6には、電流位相を検出して矩形波電圧
制御からPWM制御に切替える際の構成ブロック図が示
されている。上述したように、電流位相が所定値未満の
場合には矩形波電圧制御からPWM制御に切替えるが、
電流位相を正確に検出できなければ切替タイミングが不
適当となる。そこで、電流センサ40で検出された電流
の位相を平均化し、平均化された電流位相に基づき切替
を決定している。即ち、電流位相演算部44で演算され
た切替タイミング及び切替タイミングの中間タイミング
における電流位相は平均化部46に供給され、平均化部
46ではそれぞれの電流位相を平均化して電流位相判定
部22に供給する。FIG. 6 is a block diagram showing the configuration when the current phase is detected and the rectangular wave voltage control is switched to the PWM control. As described above, when the current phase is less than the predetermined value, the control is switched from the rectangular wave voltage control to the PWM control.
If the current phase cannot be accurately detected, the switching timing becomes inappropriate. Therefore, the phase of the current detected by the current sensor 40 is averaged, and switching is determined based on the averaged current phase. That is, the switching timing calculated by the current phase calculation unit 44 and the current phase at the intermediate timing between the switching timings are supplied to the averaging unit 46, and the averaging unit 46 averages the respective current phases and sends the averaged current phase to the current phase determination unit 22. Supply.
【0046】図7には、本実施形態における処理フロー
チャートが示されている。まず、矩形波電圧が位相切替
タイミングであるか否かを判定する(S201)。そし
て、切替タイミングである場合には、電流センサ40で
検出された電流をサンプリングし、その位相φi0を演
算する(S203)。次に、切替タイミングの中間タイ
ミングであるか否かを判定し(S204)、中間タイミ
ングである場合には再びこのタイミングにおいて電流を
サンプリングし(S205)、その電流位相φi1を演
算する(S206)、そして、S203で算出された電
流位相φi0とS206で算出された電流位相φi1と
の平均(φi0+φi1)/2を算出し(S207)、そ
の平均値を実電流位相φiとして電流位相判定部22に
供給する。FIG. 7 shows a processing flowchart in this embodiment. First, it is determined whether or not the rectangular wave voltage is at the phase switching timing (S201). If it is the switching timing, the current detected by the current sensor 40 is sampled, and its phase φi0 is calculated (S203). Next, it is determined whether or not the timing is an intermediate timing of the switching timing (S204). If the timing is the intermediate timing, the current is sampled again at this timing (S205), and the current phase φi1 is calculated (S206). Then, the average (φi0 + φi1) / 2 of the current phase φi0 calculated in S203 and the current phase φi1 calculated in S206 is calculated (S207), and the average value is set as the actual current phase φi in the current phase determination unit 22. To supply.
【0047】このように、電流位相も2つのタイミング
でサンプリングした値の平均とすることで、電流成分に
高次成分が含まれていても正確に電流位相を検出し、こ
れにより矩形波電圧制御からPWM制御に適切に切替え
ることができる。As described above, the current phase is also determined by averaging the values sampled at two timings, thereby accurately detecting the current phase even if the current component contains a higher-order component. Can be appropriately switched to PWM control.
【0048】なお、上記の例においても、所定のタイミ
ングでサンプリングする代わりに、サンプリング周期を
電気周期の1/12よりも短くし、さらにローパスフィ
ルタを透過させて電気周波数の6倍以上の高調波成分を
除去することによっても等価的に平均化処理を行うこと
ができる。Also in the above example, instead of sampling at a predetermined timing, the sampling period is made shorter than 1/12 of the electric period, and further transmitted through a low-pass filter to obtain a higher harmonic of 6 times or more the electric frequency. The averaging process can be equivalently performed by removing the components.
【0049】次に、矩形波電圧制御からPWM電流制御
に切替える他の方法について説明する。Next, another method for switching from the rectangular wave voltage control to the PWM current control will be described.
【0050】図8には、本実施形態に係る駆動装置10
の他の構成が示されている。本実施形態においては、矩
形波電圧制御からPWM電流制御に切替える際に、モー
タ38への電流の位相に基づき切替えるのではなく、電
流ベクトル自体と所定領域との位置関係に基づき判定す
る。上述したように、電流振幅が小さい場合、電流セン
サ40のノイズや電流変動が電流位相へ与える影響が大
きくなるため、電流位相が大きく変化し制御切替えが頻
繁に起こって制御が不安定になる。そこで、本実施形態
においては、単に電流位相のみで判定するのではなく、
電流ベクトル自体、具体的にはd−q軸上における電流
ベクトルのd成分Idとq軸成分Iqの両成分に基づい
て制御を切替える。これにより、従来以上に安定した切
替えが可能となる。FIG. 8 shows a driving device 10 according to this embodiment.
Other configurations are shown. In the present embodiment, when switching from the rectangular wave voltage control to the PWM current control, the switching is not performed based on the phase of the current to the motor 38 but is determined based on the positional relationship between the current vector itself and the predetermined area. As described above, when the current amplitude is small, the influence of the noise or current fluctuation of the current sensor 40 on the current phase becomes large, so that the current phase largely changes and control switching frequently occurs, and the control becomes unstable. Therefore, in the present embodiment, the determination is not made based only on the current phase.
The control is switched based on the current vector itself, specifically, both the d component Id and the q axis component Iq of the current vector on the dq axes. This enables more stable switching than before.
【0051】本実施形態において、電流センサ40で検
出された電流は電流ベクトル領域判定部50に供給され
る。電流ベクトル領域判定部50には、制御領域マップ
記憶部48に予め記憶された制御領域マップデータ、よ
り詳細にはd-q平面において矩形波電圧制御を実行す
べき領域のデータも供給され、電流ベクトル領域判定部
50では、電流センサ40で検出された電流ベクトルと
制御領域マップデータとを比較し、電流ベクトルが矩形
波電圧制御領域内にあるか否かを判定する。そして、電
流ベクトルが矩形波電圧領域内、具体的には電流ベクト
ルのId及びIqから矩形波電圧領域内に位置すると判
定された場合にはスイッチ28を下側に設定して矩形波
電圧制御を維持し、一方電流ベクトルが当該領域を外れ
た場合にはスイッチ28を上側に切替えて矩形波電圧制
御からPWM電流制御に切替える。In the present embodiment, the current detected by the current sensor 40 is supplied to the current vector area determination section 50. The current vector region determination unit 50 is also supplied with control region map data stored in the control region map storage unit 48 in advance, more specifically, data on a region where rectangular wave voltage control is to be performed on the dq plane. The vector area determination unit 50 compares the current vector detected by the current sensor 40 with the control area map data to determine whether the current vector is within the rectangular wave voltage control area. When it is determined that the current vector is located in the rectangular wave voltage region, specifically, from the current vectors Id and Iq, the switch 28 is set to the lower side to perform the rectangular wave voltage control. If the current vector is out of the area, the switch 28 is switched to the upper side to switch from the rectangular wave voltage control to the PWM current control.
【0052】図9には、制御領域マップ記憶部48に記
憶されている矩形波電圧制御領域の一例が示されてい
る。矩形波電圧制御領域(図中斜線部分)は、d−q平
面上の所定領域として定義され、その境界線はPWM電
流制御で制御されるべき条件を示している。電流ベクト
ルが領域内に位置する場合には矩形波電圧制御モードが
実行され、それ以外では境界線に沿ってPWM制御が実
行される。FIG. 9 shows an example of the rectangular wave voltage control area stored in the control area map storage unit 48. A rectangular wave voltage control area (shaded area in the figure) is defined as a predetermined area on the dq plane, and a boundary line indicates a condition to be controlled by the PWM current control. When the current vector is located within the region, the rectangular wave voltage control mode is executed, and otherwise, the PWM control is executed along the boundary.
【0053】なお、本実施形態においては電流ベクトル
のId、Iqに基づき判定したが、電流ベクトルの絶対
値と位相に基づき電流ベクトルが所定の領域内にあるか
否かを判定してもよい。In the present embodiment, the determination is made based on the current vectors Id and Iq, but it may be determined whether the current vector is within a predetermined area based on the absolute value and phase of the current vector.
【0054】さらに、本実施形態においては電流ベクト
ルが所定の領域内にあるか否かにより制御を切替えてい
るが、d−q平面上における電流ベクトルのIdの大き
さのみに基づいて制御を切替えることも可能である。即
ち、図9において矩形波電圧制御領域はd軸の負領域に
存在しているから、Idが負の場合には矩形波電圧正弦
領域内に存在する可能性があるが、Idが正と大きい場
合には、電流ベクトルは矩形波電圧制御領域内には存在
しないことになる。そこで、単にIdの符号、あるいは
Idの大きさをしきい値と比較することにより、簡易に
電流ベクトルが領域内に存在するか否かを判定すること
ができる。Further, in the present embodiment, the control is switched depending on whether or not the current vector is within a predetermined area. However, the control is switched based only on the magnitude of Id of the current vector on the dq plane. It is also possible. That is, in FIG. 9, since the rectangular wave voltage control region exists in the negative region of the d-axis, if Id is negative, there is a possibility that it exists in the rectangular wave voltage sine region, but Id is positive and large. In this case, the current vector does not exist in the rectangular wave voltage control area. Therefore, simply comparing the sign of Id or the magnitude of Id with a threshold value makes it possible to easily determine whether or not the current vector exists in the region.
【0055】図10には、Idを用いて切替える場合の
処理フローチャートが示されている。まず、現在の制御
がPWM電流制御モードか矩形波電圧制御モードかを判
定する。PWM電流制御モードである場合には、上述し
たように電圧振幅を所定のしきい値V0と比較し、電圧
振幅がしきい値未満である場合にはPWM電流制御を維
持し(S303)、電圧振幅がしきい値以上である場合
には矩形波電圧制御に切替える(S306)。FIG. 10 shows a processing flowchart in the case of switching using Id. First, it is determined whether the current control is the PWM current control mode or the rectangular wave voltage control mode. If the current mode is the PWM current control mode, the voltage amplitude is compared with the predetermined threshold value V0 as described above. If the voltage amplitude is smaller than the threshold value, the PWM current control is maintained (S303). If the amplitude is equal to or larger than the threshold, the control is switched to rectangular wave voltage control (S306).
【0056】一方、現在の制御が矩形波電圧制御モード
ある場合には、次に電流センサ40で検出した電流ベク
トルの絶対値|I|が所定のしきい値I0未満であるか
否かを判定する。電流ベクトルの絶対値が大きく、しき
い値以上である場合には従来と同様に電流位相に基づき
制御を切替える(S305)。即ち、電流位相が所定値
未満である場合にはPWM電流制御に切替え(S30
3)、電流位相が所定値以上である場合には矩形波電圧
制御を維持する(S306)。また、電流ベクトルの絶
対値が所定値未満であり、電流センサのノイズや電流変
動の影響を受けやすい状況下においては、電流位相では
なく電流ベクトルのd軸成分Idに基づき制御を切替え
る。具体的には、Idが所定のしきい値Id0を超える
か否かを判定し、しきい値を超える場合にはPWM制御
モードに切替え(S303)、所定のしきい値以下であ
る場合には矩形波電圧制御を維持する(S306)。し
きい値Id0は図9における矩形波電圧制御領域から決
定されることは言うまでもなく、例えばId0=0とす
ることもできる。On the other hand, if the current control is in the rectangular wave voltage control mode, it is next determined whether or not the absolute value | I | of the current vector detected by the current sensor 40 is less than a predetermined threshold value I0. I do. If the absolute value of the current vector is large and equal to or larger than the threshold value, the control is switched based on the current phase as in the related art (S305). That is, if the current phase is less than the predetermined value, the mode is switched to the PWM current control (S30).
3) If the current phase is equal to or greater than the predetermined value, the rectangular wave voltage control is maintained (S306). When the absolute value of the current vector is smaller than the predetermined value and the current sensor is susceptible to noise or current fluctuation, the control is switched based on the d-axis component Id of the current vector instead of the current phase. Specifically, it is determined whether or not Id exceeds a predetermined threshold value Id0. If it exceeds the threshold value, the mode is switched to the PWM control mode (S303). The rectangular wave voltage control is maintained (S306). Needless to say, the threshold value Id0 is determined from the rectangular wave voltage control region in FIG. 9, and for example, Id0 = 0 can be set.
【0057】なお、本実施形態において電流位相やId
を検出する際に、上述した実施例の如く切替タイミング
及び切替タイミングの中間タイミングでサンプリング
し、これらの平均値を算出することで電流位相φi及び
Idを算出することが好適である。In this embodiment, the current phase and Id
When detecting the current phase, it is preferable to calculate the current phases φi and Id by sampling at the switching timing and at an intermediate timing between the switching timings as in the above-described embodiment, and calculating the average value thereof.
【0058】このように、矩形波電圧制御からPWM電
流制御に切替える際に、電流位相ではなく電流ベクトル
の位置、あるいは電流ベクトルのd軸成分を用いること
で、確実に制御モードを切替えることができる。As described above, when switching from the rectangular wave voltage control to the PWM current control, the control mode can be reliably switched by using the position of the current vector or the d-axis component of the current vector instead of the current phase. .
【0059】次に、電圧振幅、電流位相、あるいは電流
ベクトルで制御モードを切替える際に、インバータ36
の動作が停止してこれらの物理量を検出できない場合の
処理について説明する。Next, when switching the control mode by the voltage amplitude, the current phase, or the current vector, the inverter 36
The processing in the case where these operations are stopped and these physical quantities cannot be detected will be described.
【0060】図11には、駆動装置10の他の構成ブロ
ック図が示されている。本実施形態においては、EVや
HVにおいて、走行中に車両運転者がシフトポジション
をDレンジからNレンジにシフトさせ、その後Nレンジ
からDレンジに再び復帰させた場合を想定する。シフト
ポジションがNレンジにおいては、図示しないECUは
Nレンジであることを検出するとインバータ36のゲー
トを遮断し、モータ38の駆動を停止する。このとき、
PWM電流制御モードから矩形波電圧制御モードに切替
えるための電圧振幅や、矩形波電圧制御モードからPW
M電流制御モードへ切替える際の電流位相、あるいは電
流ベクトルを検出することができない。もちろん、Nレ
ンジから再びDレンジに復帰させた場合、Nレンジであ
る時間が短い等により車両の走行状態に変化がない場合
にはNレンジにシフトさせる直前の制御モードをDレン
ジ復帰後においても引き続き実行すれば問題はないが、
Nレンジにシフト中に車両の走行状態が大きく変化し、
制御モードをそのまま維持することが好適でない場合も
想定し得る。例えば、矩形波電圧制御モード中にDレン
ジからNレンジに移行させ、再びNレンジからDレンジ
に復帰させたときに本来PWM電流制御を行うべきとこ
ろを矩形波電圧制御を継続して用いたのではモータに印
加する電圧が大きすぎて電流が乱れてしまい、逆に、本
来矩形波電圧制御を行うべきところをPWM電流制御を
行ったのでは弱め界磁制御ができずに指令通りの電流を
供給できない問題が生じ得る。FIG. 11 is a block diagram showing another configuration of the driving device 10. In the present embodiment, it is assumed that the vehicle driver shifts the shift position from the D range to the N range during traveling in the EV or the HV, and then returns to the D range from the N range. When the shift position is in the N range, the ECU (not shown) detects the N range, shuts off the gate of the inverter 36, and stops driving the motor 38. At this time,
The voltage amplitude for switching from the PWM current control mode to the rectangular wave voltage control mode,
The current phase or current vector when switching to the M current control mode cannot be detected. Of course, if the vehicle is returned from the N range to the D range again, and if the running state of the vehicle does not change due to a short period of time in the N range, the control mode immediately before shifting to the N range may be used even after the return to the D range. There is no problem if you continue running,
While shifting to the N range, the running condition of the vehicle changes greatly,
It can be assumed that it is not preferable to keep the control mode as it is. For example, during the rectangular wave voltage control mode, the range was shifted from the D range to the N range, and when the range was returned from the N range to the D range again, where the PWM current control should be originally performed, the rectangular wave voltage control was continuously used. In this case, the voltage applied to the motor is too large and the current is disturbed. Conversely, if the PWM current control is performed where rectangular wave voltage control should be performed, the field weakening control cannot be performed and the current cannot be supplied as instructed. Problems can arise.
【0061】そこで、本実施形態においては、シフトポ
ジションがDレンジからNレンジに変化し、インバータ
36のゲートが遮断状態となってもモータ38をPWM
電流制御すべきか、あるいは矩形波電圧制御を行うべき
かを正確に判定することができる構成としている。Therefore, in the present embodiment, even if the shift position changes from the D range to the N range and the gate of the inverter 36 is shut off, the motor 38 is switched to the PWM mode.
It is configured to accurately determine whether to perform current control or rectangular wave voltage control.
【0062】すなわち、図11において、モータ38に
はレゾルバ52が設けられ、回転子の回転位置(角度)
を検出して回転数演算部54に出力する。回転数演算部
54では、レゾルバ52からの信号に基づきモ−タ38
の回転数を演算し、逆起電圧演算部56に供給する。逆
起電圧演算部56では、モータ38の設計パラメータに
基づき、回転数演算部54で算出された回転数からモー
タ38の逆起電圧を算出し、電圧比判定部58に供給す
る。電圧比判定部58では、モータ38の逆起電圧とイ
ンバータ36を駆動するバッテリ60の直流電圧との比
を算出し、この比を所定値と比較することによりスイッ
チ28を切替え制御する。モータ38の回転数が増大す
るほど逆起電圧も増大し、矩形波電圧制御ではバッテリ
60の電圧により電圧振幅が決定される。したがって、
モータ38の回転数が大きく変動するバッテリ60の電
圧に対する逆起電圧の比率が一定以上であれば矩形波電
圧制御と判定でき、モータ38の回転数が小さく比率が
一定未満であればPWM電流制御と判定することができ
る。この判定においては、インバータ36でモータ38
を駆動するときの電圧振幅や電流位相、あるいは電流ベ
クトルが用いられていない点に着目されたい。That is, in FIG. 11, a resolver 52 is provided in the motor 38, and the rotational position (angle) of the rotor is
Is detected and output to the rotation speed calculation unit 54. In the rotational speed calculating section 54, the motor 38 is operated based on the signal from the resolver 52.
Is calculated and supplied to the back electromotive voltage calculator 56. The back electromotive voltage calculation unit 56 calculates the back electromotive voltage of the motor 38 from the rotation speed calculated by the rotation speed calculation unit 54 based on the design parameters of the motor 38, and supplies the calculated back electromotive voltage to the voltage ratio determination unit 58. The voltage ratio determination unit 58 calculates the ratio between the back electromotive voltage of the motor 38 and the DC voltage of the battery 60 that drives the inverter 36, and compares and compares this ratio with a predetermined value to control switching of the switch 28. As the rotation speed of the motor 38 increases, the back electromotive force also increases, and in rectangular wave voltage control, the voltage amplitude is determined by the voltage of the battery 60. Therefore,
If the ratio of the back electromotive voltage to the voltage of the battery 60 at which the rotation speed of the motor 38 greatly fluctuates is equal to or more than a predetermined value, it can be determined that rectangular wave voltage control is performed. If the rotation speed of the motor 38 is small and the ratio is less than a predetermined value, PWM current control is performed. Can be determined. In this determination, the inverter 38 controls the motor 38
Note that no voltage amplitude, current phase, or current vector is used when driving.
【0063】図12には、電圧比判定部58での判定の
様子が模式的に示されている。図において、横軸はモー
タ38の回転数、縦軸は逆起電圧/バッテリ電圧比を示
す。回転数が増大するほど逆起電圧/バッテリ電圧比も
増大し、その比が所定値(図では0.78)を超えた場
合に矩形波電圧制御モードに移行し、0.78未満であ
ればPWM電流制御を行う。FIG. 12 schematically shows how the voltage ratio determination section 58 makes a determination. In the figure, the horizontal axis represents the rotation speed of the motor 38, and the vertical axis represents the back electromotive voltage / battery voltage ratio. As the rotation speed increases, the back electromotive voltage / battery voltage ratio also increases. When the ratio exceeds a predetermined value (0.78 in the figure), the mode shifts to the rectangular wave voltage control mode. Performs PWM current control.
【0064】このように、本実施形態においてはモータ
38の回転数を演算し、この回転数からモータ38の逆
起電圧を算出し、この逆起電圧に基づきPWM電流制御
と矩形波電圧制御とを切替えるので、インバータ36の
ゲートが遮断される状況、具体的にはシフトポジション
がNレンジに位置する状況下においても、モータ38を
どちらの制御モードで制御すべきかを正しく判定するこ
とができる。したがって、シフトポジションがNレンジ
からDレンジに再び復帰した時点においても、正しい制
御モードでモータ38を制御することができる。As described above, in the present embodiment, the rotation speed of the motor 38 is calculated, the back electromotive voltage of the motor 38 is calculated from the rotation speed, and the PWM current control and the rectangular wave voltage control are performed based on the back electromotive voltage. Therefore, even in a situation where the gate of the inverter 36 is shut off, specifically, in a situation where the shift position is in the N range, it is possible to correctly determine which control mode the motor 38 should be controlled in. Therefore, even when the shift position returns from the N range to the D range again, the motor 38 can be controlled in the correct control mode.
【0065】図13には、本実施形態における処理フロ
ーチャートが示されている。まず、インバータ36のゲ
−トが遮断状態であり、インバータ36の動作が停止し
ているか否かを判定する(S401)。なお、この判定
は、より直接的にシフトポジションがNレンジにあるか
否かを判定することで行ってもよい。ゲート遮断状態に
なければ既述したように電圧振幅、電流位相、あるいは
電流ベクトルに基づき制御を切替える。具体的には、現
在の制御がPWM電流制御である場合には(S402に
てPWM電流制御と判定)、次に電圧振幅の大小に応じ
てPWM電流制御と矩形波電圧制御とを切替える(S4
03、S404、S406)。また、現在の制御が矩形
波電圧制御である場合には、電流位相の大小に応じて両
制御モードを切替える(S404、S405、S40
6)。電流位相は、既述したように切替タイミング及び
切替タイミングの中間タイミングでサンプリングし、そ
の平均を算出することが好ましい。電流ベクトル及びI
dについても同様である。FIG. 13 shows a processing flowchart in this embodiment. First, it is determined whether the gate of the inverter 36 is in the cut-off state and the operation of the inverter 36 is stopped (S401). This determination may be made more directly by determining whether the shift position is in the N range. If the gate is not shut off, control is switched based on the voltage amplitude, current phase, or current vector as described above. Specifically, when the current control is the PWM current control (determined as the PWM current control in S402), the control is switched between the PWM current control and the rectangular wave voltage control according to the magnitude of the voltage amplitude (S4).
03, S404, S406). If the current control is rectangular wave voltage control, both control modes are switched according to the magnitude of the current phase (S404, S405, S40).
6). As described above, the current phase is preferably sampled at the switching timing and at an intermediate timing between the switching timings, and the average is preferably calculated. Current vector and I
The same applies to d.
【0066】一方、ゲート遮断状態である場合には、電
圧振幅あるいは電流位相を用いることができないため、
その代替手段として逆起電圧演算部56で演算された逆
起電圧EとバッテリVbとの比E/Vbと所定のしきい
値とを比較する(S407)。そして、逆起電圧とバッ
テリ電圧との比率E/Vbが所定値未満である場合には
次回の制御モードをPWM電流制御モードとし(S40
8)、所定のしきい値以上である場合には次回の制御モ
ードを矩形波電圧制御モードとする(S409)。な
お、S408あるいはS409で決定された制御モード
は、インバータ36が停止状態においてスイッチ28を
切替えることで実現することができるが、インバータ3
6が停止状態のときには単に制御モードの判定だけを行
い、インバータ36のゲートが再び動作状態となった時
点でスイッチ28を切替えることもできる。On the other hand, in the gate cutoff state, the voltage amplitude or the current phase cannot be used.
As an alternative, the ratio E / Vb between the back electromotive voltage E and the battery Vb calculated by the back electromotive voltage calculator 56 is compared with a predetermined threshold value (S407). If the ratio E / Vb between the back electromotive voltage and the battery voltage is less than the predetermined value, the next control mode is set to the PWM current control mode (S40).
8) If it is not less than the predetermined threshold, the next control mode is set to the rectangular wave voltage control mode (S409). The control mode determined in S408 or S409 can be realized by switching the switch 28 while the inverter 36 is stopped.
When the switch 6 is in the stop state, the control mode is merely determined, and the switch 28 can be switched when the gate of the inverter 36 is again in the operating state.
【0067】以上、本発明の実施形態について説明した
が、本発明はこれに限定されるものではなく、種々の変
更が可能である。例えば、図11においてはレゾルバ5
2及び回転数演算部54にて検出された回転数からモー
タ38の逆起電圧Eを算出しているが、より直接的にモ
ータ38に電圧センサを設け、この電圧センサによりモ
ータ38の逆起電圧Eを検出して電圧比判定部58に供
給する構成とすることもできる。Although the embodiments of the present invention have been described above, the present invention is not limited to these embodiments, and various modifications can be made. For example, in FIG.
The counter electromotive voltage E of the motor 38 is calculated from the rotation speed detected by the rotation speed calculation unit 2 and the rotation speed calculation unit 54. However, a voltage sensor is more directly provided on the motor 38, and the voltage sensor detects the back electromotive force of the motor 38. The voltage E may be detected and supplied to the voltage ratio determination unit 58.
【0068】図14には、このような場合の構成例が示
されている。モータ38には電圧センサ62が設けら
れ、この電圧センサ62によりインバータ36のゲート
遮断状態におけるモータ38の逆起電圧を検出し電圧比
判定部58に供給している。FIG. 14 shows a configuration example in such a case. The motor 38 is provided with a voltage sensor 62. The voltage sensor 62 detects a back electromotive voltage of the motor 38 in a state where the gate of the inverter 36 is shut off, and supplies the voltage to the voltage ratio determination unit 58.
【0069】[0069]
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば矩
形波電圧制御モードにおいてモータに供給する電流に位
相切替に伴う高次成分が含まれていても、正確にトルク
値あるいは電流位相を検出することができ、これにより
矩形波電圧制御を高精度に実行することができる。As described above, according to the present invention, even if the current supplied to the motor in the rectangular wave voltage control mode contains a high-order component accompanying the phase switching, the torque value or the current phase can be accurately determined. Thus, the rectangular wave voltage control can be performed with high accuracy.
【0070】また、本発明によれば、PWM電流制御と
矩形波電圧制御とを適切に切替えることができる。Further, according to the present invention, it is possible to appropriately switch between PWM current control and rectangular wave voltage control.
【0071】さらに、本発明によればインバータの動作
が停止した状態においても、モータの制御状態を正確に
判定することができ、これによりインバータが動作状態
に復帰した場合においても適切な制御モードでモータを
駆動することができる。Further, according to the present invention, even when the operation of the inverter is stopped, the control state of the motor can be accurately determined, so that even when the inverter returns to the operation state, an appropriate control mode is maintained. The motor can be driven.
【図1】 実施形態の駆動装置の構成ブロック図であ
る。FIG. 1 is a configuration block diagram of a driving device according to an embodiment.
【図2】 電流サンプリングタイミングを示すタイミン
グチャート図である。FIG. 2 is a timing chart showing a current sampling timing.
【図3】 トルク検出部の詳細構成ブロック図である。FIG. 3 is a detailed configuration block diagram of a torque detection unit.
【図4】 実施形態の処理フローチャートである。FIG. 4 is a processing flowchart of the embodiment.
【図5】 他の実施形態におけるトルク検出部の詳細構
成ブロック図である。FIG. 5 is a detailed configuration block diagram of a torque detector according to another embodiment.
【図6】 実施形態における電流位相検出部の構成ブロ
ック図である。FIG. 6 is a configuration block diagram of a current phase detection unit according to the embodiment.
【図7】 図6における処理フローチャートである。FIG. 7 is a processing flowchart in FIG. 6;
【図8】 他の実施形態に係る駆動装置の構成ブロック
図である。FIG. 8 is a configuration block diagram of a driving device according to another embodiment.
【図9】 図8における制御領域マップ説明図である。9 is an explanatory diagram of a control area map in FIG.
【図10】 図8における処理フローチャートである。FIG. 10 is a processing flowchart in FIG. 8;
【図11】 他の実施形態に係る駆動装置の構成ブロッ
ク図である。FIG. 11 is a configuration block diagram of a driving device according to another embodiment.
【図12】 図11における電圧比判定部の処理説明図
である。FIG. 12 is an explanatory diagram of a process of a voltage ratio determination unit in FIG. 11;
【図13】 図11における処理フローチャートであ
る。FIG. 13 is a processing flowchart in FIG. 11;
【図14】 さらに他の実施形態に係る駆動装置の構成
ブロック図である。FIG. 14 is a configuration block diagram of a driving device according to still another embodiment.
10 駆動装置、12 電流指令生成部、14 電流制
御器、16 電圧振幅判定部、18 電圧位相制御器、
20 トルク検出部、22 電流位相判定部、28 ス
イッチ、36 インバータ、38 モータ、40 電流
センサ。10 drive device, 12 current command generator, 14 current controller, 16 voltage amplitude determiner, 18 voltage phase controller,
20 Torque detector, 22 current phase determiner, 28 switch, 36 inverter, 38 motor, 40 current sensor.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 大谷 裕樹 愛知県愛知郡長久手町大字長湫字横道41番 地の1 株式会社豊田中央研究所内 Fターム(参考) 5H115 PA01 PA08 PC06 PG04 PI16 PI29 PU10 PV09 QN03 QN04 QN09 QN22 QN23 RB21 RB22 TB10 TD20 TO04 TO12 TO13 TO14 5H576 AA15 BB06 CC02 DD02 DD07 EE01 EE11 EE19 EE30 GG01 GG04 GG05 HB02 JJ08 JJ17 JJ24 JJ26 LL12 LL22 LL24 LL25 LL28 LL38 LL39 LL41 LL58 ────────────────────────────────────────────────── ─── Continuing on the front page (72) Inventor Hiroki Otani 41-cho, Yokomichi, Nagakute-cho, Aichi-gun, Aichi Prefecture F-term in Toyota Central Research Laboratory Co., Ltd. QN04 QN09 QN22 QN23 RB21 RB22 TB10 TD20 TO04 TO12 TO13 TO14 5H576 AA15 BB06 CC02 DD02 DD07 EE01 EE11 EE19 EE30 GG01 GG04 GG05 HB02 JJ08 JJ17 JJ24 JJ26 LL12 LL22 LL24 LL25 LL28 LL28
Claims (10)
相の正弦波電流を出力するPWM電流制御手段と、 トルク指令に応じた矩形波電圧を出力する矩形波電圧制
御手段と、 前記PWM電流制御手段の出力と前記矩形波電圧制御手
段の出力とを切替えて前記交流電動機に供給する切替手
段と、 を有する交流電動機の駆動制御装置であって、 前記矩形波電圧制御手段は、 前記交流電動機への電流及び出力電圧を所定のタイミン
グで検出する手段と、 検出された電流及び電圧に基づいて各タイミングにおけ
る電力を算出する手段と、 算出された各タイミングにおける電力を平均化する手段
と、 平均化された前記電力に基づいて前記交流電動機の出力
トルクを算出する手段と、 を有することを特徴とする交流電動機の駆動制御装置。1. A PWM current control means for outputting a sine wave current having a predetermined amplitude and a predetermined phase in accordance with a torque command; a rectangular wave voltage control means for outputting a rectangular wave voltage in accordance with a torque command; Switching means for switching between the output of the means and the output of the rectangular wave voltage control means and supplying the output to the AC motor.A drive control device for an AC motor, wherein the rectangular wave voltage control means Means for detecting the current and the output voltage of the power supply at a predetermined timing, means for calculating the power at each timing based on the detected current and voltage, means for averaging the power at each calculated timing, and averaging Means for calculating an output torque of the AC motor based on the obtained electric power, and a drive control device for the AC motor.
相の正弦波電流を出力するPWM電流制御手段と、 トルク指令に応じた矩形波電圧を出力する矩形波電圧制
御手段と、 前記PWM電流制御手段の出力と前記矩形波電圧制御手
段の出力とを切替えて前記交流電動機に供給する切替手
段と、 を有する交流電動機の駆動制御装置であって、 前記切替手段は、 前記交流電動機への電流の位相を所定のタイミングで検
出する手段と、 検出された電流位相を平均化する手段と、 を有し、平均化された前記電流位相に応じて切替えるこ
とを特徴とする交流電動機の駆動制御装置。2. A PWM current control means for outputting a sine wave current having a predetermined amplitude and a predetermined phase in accordance with a torque command, a rectangular wave voltage control means for outputting a rectangular wave voltage in accordance with a torque command, and the PWM current control. Switching means for switching between the output of the means and the output of the rectangular wave voltage control means and supplying the output to the AC motor; anda drive control device for the AC motor, comprising: A drive control device for an AC motor, comprising: means for detecting a phase at a predetermined timing; and means for averaging a detected current phase, wherein switching is performed according to the averaged current phase.
おいて、 前記所定のタイミングは、前記矩形波電圧の切替タイミ
ング及び切替タイミング間の中間タイミングであること
を特徴とする交流電動機の駆動制御装置。3. The drive of an AC motor according to claim 1, wherein the predetermined timing is a switching timing of the rectangular wave voltage and an intermediate timing between the switching timings. Control device.
おいて、 前記平均化する手段は、ローパスフィルタを含むことを
特徴とする交流電動機の駆動装置。4. The driving device for an AC motor according to claim 1, wherein the averaging unit includes a low-pass filter.
相の正弦波電流を出力するPWM電流制御手段と、 トルク指令に応じた矩形波電圧を出力する矩形波電圧制
御手段と、 前記PWM電流制御手段の出力と前記矩形波電圧制御手
段の出力とを切替えて前記交流電動機に供給する切替手
段と、 を有する交流電動機の駆動制御装置であって、 前記切替手段は、 前記交流電動機への電流ベクトルが所定領域内に位置す
るか否かを判定する領域判定手段と、 を有し、前記判定に基づいて切替えることを特徴とする
交流電動機の駆動制御装置。5. A PWM current control means for outputting a sine wave current having a predetermined amplitude and a predetermined phase in accordance with a torque command; a rectangular wave voltage control means for outputting a rectangular wave voltage in accordance with a torque command; Switching means for switching between the output of the means and the output of the rectangular wave voltage control means and supplying the output to the AC motor, and a drive control device for the AC motor, wherein the switching means comprises a current vector to the AC motor. And a region determining means for determining whether or not is located within a predetermined region, wherein the switching is performed based on the determination.
判定する絶対値判定手段と、 を有し、前記電流ベクトルの大きさが所定値以上の場合
には前記電流ベクトルの位相に基づいて切替え、前記電
流ベクトルの大きさが所定値未満の場合には前記領域判
定手段での判定に基づいて切替えることを特徴とする交
流電動機の駆動制御装置。6. The apparatus according to claim 5, wherein said determining means includes: an absolute value determining means for determining whether a magnitude of the current vector is equal to or greater than a predetermined value. When the magnitude of the current vector is greater than or equal to a predetermined value, switching is performed based on the phase of the current vector, and when the magnitude of the current vector is less than a predetermined value, switching is performed based on the determination by the area determination unit. AC motor drive control device.
おいて、 前記領域判定手段は、前記電流ベクトルのd-q平面に
おけるd軸成分に基づいて判定することを特徴とする交
流電動機の駆動制御装置。7. The apparatus according to claim 5, wherein the area determination unit makes the determination based on a d-axis component of the current vector in a dq plane. Drive control device.
相の正弦波電流を出力するPWM電流制御手段と、 トルク指令に応じた矩形波電圧を出力する矩形波電圧制
御手段と、 前記PWM電流制御手段の出力と前記矩形波電圧制御手
段の出力とを切替えて前記交流電動機に供給する切替手
段と、 を有する交流電動機の駆動制御装置であって、 前記切替手段は、 前記交流電動機の逆起電圧を検出する手段と、 前記逆起電圧と前記交流電動機を駆動するインバータの
入力電圧とを比較する手段と、 を有し、前記比較に基づいて切替えることを特徴とする
交流電動機の駆動制御装置。8. A PWM current control means for outputting a sine wave current having a predetermined amplitude and a predetermined phase in accordance with a torque command; a rectangular wave voltage control means for outputting a rectangular wave voltage in accordance with a torque command; Switching means for switching between the output of the means and the output of the rectangular wave voltage control means and supplying the output to the AC motor.A drive control device for an AC motor, wherein the switching means comprises a back electromotive force of the AC motor. And a means for comparing the back electromotive voltage with an input voltage of an inverter that drives the AC motor, wherein the switching is performed based on the comparison.
いて回転数を演算する手段と、 前記回転数に基づいて前記逆起電圧を算出する手段と、 を有することを特徴とする交流電動機の駆動制御装置。9. The apparatus according to claim 8, wherein said means for detecting comprises: means for calculating a rotation speed based on a signal from a resolver provided in said AC motor; and said counter electromotive force based on said rotation speed. A drive control device for an AC motor, comprising: means for calculating a voltage.
において、 前記インバータの停止状態を検出する手段と、 を有し、前記切替手段は、前記インバータが停止状態の
ときに切替えることを特徴とする交流電動機の駆動制御
装置。10. The device according to claim 8, further comprising: a unit that detects a stop state of the inverter, wherein the switching unit switches when the inverter is in a stop state. A drive control device for an AC motor.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2001015982A JP4667608B2 (en) | 2001-01-24 | 2001-01-24 | AC motor drive control device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2001015982A JP4667608B2 (en) | 2001-01-24 | 2001-01-24 | AC motor drive control device |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2002223590A true JP2002223590A (en) | 2002-08-09 |
JP4667608B2 JP4667608B2 (en) | 2011-04-13 |
Family
ID=18882436
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2001015982A Expired - Lifetime JP4667608B2 (en) | 2001-01-24 | 2001-01-24 | AC motor drive control device |
Country Status (1)
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Date | Code | Title | Description |
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A977 | Report on retrieval |
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FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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R151 | Written notification of patent or utility model registration |
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FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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S531 | Written request for registration of change of domicile |
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R350 | Written notification of registration of transfer |
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