JP2002216986A - Electric discharge lamp lighting equipment - Google Patents
Electric discharge lamp lighting equipmentInfo
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、放電灯点灯装置に
関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a discharge lamp lighting device.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図１８に従来の放電灯点灯装置の回路図
を示す。この放電灯点灯装置は、直流電源１の直流電圧
を例えばＨＩＤランプのような放電灯５を安定点灯させ
るのに必要な電圧まで昇降圧するフライバック式のＤＣ
−ＤＣ変換回路２と、ＤＣ−ＤＣ変換回路２の出力電圧
を交流電圧に変換して放電灯５に供給するインバータ回
路３と、消灯状態の放電灯５を始動させるために放電灯
５に高電圧を印加する始動回路４と、ＤＣ−ＤＣ変換回
路２の出力を制御する出力制御回路６とで構成される。2. Description of the Related Art FIG. 18 shows a circuit diagram of a conventional discharge lamp lighting device. This discharge lamp lighting device is a flyback type DC-DC converter that raises and lowers the DC voltage of a DC power supply 1 to a voltage required for stably lighting a discharge lamp 5 such as an HID lamp.
A DC conversion circuit 2, an inverter circuit 3 that converts the output voltage of the DC-DC conversion circuit 2 into an AC voltage and supplies the AC voltage to the discharge lamp 5, and a discharge lamp 5 for starting the discharge lamp 5 in an unlit state. It comprises a starting circuit 4 for applying a voltage and an output control circuit 6 for controlling the output of the DC-DC conversion circuit 2.
【０００３】ＤＣ−ＤＣ変換回路２は、直流電源１の高
圧側端に一次巻線の一端が接続されたトランス２１と、
トランス２１の一次巻線の他端と直流電源１の低圧側端
との間に接続されたスイッチング素子２２と、トランス
２１の二次巻線の両端間にダイオード２３を介して接続
された平滑コンデンサ２４とで構成される。スイッチン
グ素子２２がオンすると、直流電源１からスイッチング
素子２２を介してトランス２１の一次巻線に電流Ｉ１が
流れ、トランス２１にエネルギが蓄積される。その後、
スイッチング素子２２がオフになると、トランス２１に
蓄積されたエネルギによる逆起電力によってダイオード
２３が導通し、トランス２１の二次巻線からダイオード
２３を介して平滑コンデンサ２４に電流Ｉ２が流れ、平
滑コンデンサ２４が充電される。The DC-DC conversion circuit 2 includes a transformer 21 having one end of a primary winding connected to a high-voltage end of the DC power supply 1,
A switching element 22 connected between the other end of the primary winding of the transformer 21 and a low-voltage end of the DC power supply 1, and a smoothing capacitor connected via a diode 23 between both ends of the secondary winding of the transformer 21 24. When the switching element 22 is turned on, a current I1 flows from the DC power supply 1 to the primary winding of the transformer 21 via the switching element 22, and energy is stored in the transformer 21. afterwards,
When the switching element 22 is turned off, the diode 23 conducts by the back electromotive force due to the energy stored in the transformer 21, and the current I 2 flows from the secondary winding of the transformer 21 to the smoothing capacitor 24 via the diode 23, 24 is charged.
【０００４】この放電灯点灯装置では、放電灯５に供給
する電力の調整は、主としてＤＣ−ＤＣ変換回路２の出
力を変化させることにより行われている。つまり、出力
制御回路６ではランプ電流及びランプ電圧をＤＣ−ＤＣ
変換回路２の出力端で検出しており、ランプ電流及びラ
ンプ電圧の検出結果から求めたランプ電力と、電力指令
値発生回路６１から入力される電力指令値とに基づいて
フィードバック制御を行い、ＤＣ−ＤＣ変換回路２の出
力を変化させている。In this discharge lamp lighting device, the power supplied to the discharge lamp 5 is adjusted mainly by changing the output of the DC-DC conversion circuit 2. That is, the output control circuit 6 converts the lamp current and the lamp voltage into DC-DC
The feedback control is performed based on the lamp power detected from the output terminal of the conversion circuit 2 and obtained from the detection results of the lamp current and the lamp voltage, and the power command value input from the power command value generation circuit 61. -The output of the DC conversion circuit 2 is changed.
【０００５】出力制御回路６では、電流指令値演算部６
２が、電力指令値発生回路６１から入力される電力指令
値と、ランプ電圧の検出値をアンプ６５で増幅した値と
に基づいてランプ電流の制御目標値を演算し、誤差増幅
器６３がランプ電流の制御目標値と、ランプ電流を検出
するセンサ部２７の出力をアンプ６４により増幅した値
との誤差を増幅して、出力指令を発生する。そして、コ
ンパレータ９１が、誤差増幅器６３から入力された出力
指令と、三角波発生回路９０の出力電圧との高低を比較
することによりパルス幅変調されたＰＷＭ信号が得ら
れ、このＰＷＭ信号によってＤＣ−ＤＣ変換回路２のス
イッチング素子２２がオン／オフされる。したがって、
スイッチング素子２２をオン／オフさせる駆動信号は周
波数（スイッチング周波数）が一定であり、オンデュー
ティが変化することによって出力調整が行われる。The output control circuit 6 includes a current command value calculating section 6
2 calculates a lamp current control target value based on the power command value input from the power command value generation circuit 61 and a value obtained by amplifying the detected value of the lamp voltage by the amplifier 65, and the error amplifier 63 An error between the control target value and the value obtained by amplifying the output of the sensor unit 27 for detecting the lamp current by the amplifier 64 is amplified to generate an output command. The comparator 91 compares the level of the output command input from the error amplifier 63 with the level of the output voltage of the triangular wave generation circuit 90 to obtain a pulse width-modulated PWM signal. The switching element 22 of the conversion circuit 2 is turned on / off. Therefore,
The drive signal for turning on / off the switching element 22 has a constant frequency (switching frequency), and the output is adjusted by changing the on-duty.
【０００６】ところで、この放電灯点灯装置ではスイッ
チング素子２２のスイッチング周波数が一定であるた
め、回路定数、電源条件、負荷条件などによってはトラ
ンス２１に流れる電流が零になる期間が存在するような
スイッチング動作を行う場合（以下、不連続モードと言
う。）や、トランス２１に流れる電流が零にならないよ
うな条件（すなわちトランス２１に常に電流が流れてい
るような条件）でスイッチング素子２２がスイッチング
動作を行う場合（以下、連続モードと言う。）がある。In this discharge lamp lighting device, since the switching frequency of the switching element 22 is constant, there is a period during which the current flowing through the transformer 21 is zero depending on circuit constants, power supply conditions, load conditions, and the like. When the operation is performed (hereinafter, referred to as a discontinuous mode) or under the condition that the current flowing through the transformer 21 does not become zero (that is, the condition that the current always flows through the transformer 21), the switching element 22 performs the switching operation. (Hereinafter, referred to as a continuous mode).
【０００７】図１９（ａ）〜（ｄ）はスイッチング素子
２２が不連続モードでスイッチング動作を行っている場
合の波形図であり、図１９（ａ）はスイッチング素子２
２を駆動するための駆動信号（ＳＷ制御信号）ＶCTL、
図１９（ｂ）はスイッチング素子２２の両端電圧（ＳＷ
両端電圧）Ｖsw、図１９（ｃ）はトランス２１の一次巻
線に流れる一次側電流Ｉ１、図１９（ｄ）はトランス２
１の二次巻線に流れる二次側電流Ｉ２をそれぞれ示して
いる。スイッチング素子２２が不連続モードで動作して
いる場合には、トランス２１に流れる電流が零になる期
間（すなわち一次側電流Ｉ１及び二次側電流Ｉ２が共に
流れていない期間）Ｔ０が存在するため、その分だけス
イッチング素子２２に流れるスイッチング電流のピーク
値が増加して、スイッチング素子２２の損失が増大し、
効率の低下を招いてしまう。FIGS. 19A to 19D are waveform diagrams when the switching element 22 performs a switching operation in a discontinuous mode, and FIG.
2, a drive signal (SW control signal) V CTL for driving
FIG. 19B shows the voltage (SW) across the switching element 22.
FIG. 19 (c) shows the primary side current I1 flowing through the primary winding of the transformer 21, and FIG.
2 shows a secondary current I2 flowing through the secondary winding of No. 1 respectively. When the switching element 22 is operating in the discontinuous mode, there is a period T0 in which the current flowing through the transformer 21 becomes zero (that is, a period in which both the primary current I1 and the secondary current I2 do not flow). , The peak value of the switching current flowing through the switching element 22 increases, and the loss of the switching element 22 increases,
This leads to a decrease in efficiency.
【０００８】また、図２０（ａ）〜（ｄ）はスイッチン
グ素子２２が連続モードでスイッチング動作を行ってい
る場合の波形図であり、図２０（ａ）はＳＷ制御信号Ｖ
CTL、図２０（ｂ）はＳＷ両端電圧Ｖsw、図２０（ｃ）
はトランス２１の一次側電流Ｉ１、図２０（ｄ）はトラ
ンス２１の二次側電流Ｉ２をそれぞれ示している。スイ
ッチング素子２２が連続モードで動作している場合に
は、トランス２１の一次側電流Ｉ１、二次側Ｉ２にそれ
ぞれ直流電流Ｉ０’，Ｉ０が重畳しているため、トラン
ス２１の損失が増大し、効率の低下を招いてしまう。FIGS. 20A to 20D are waveform diagrams when the switching element 22 performs a switching operation in the continuous mode. FIG. 20A shows the SW control signal V.
CTL , FIG. 20 (b) shows the voltage Vsw across the SW, FIG. 20 (c)
Represents the primary current I1 of the transformer 21, and FIG. 20D represents the secondary current I2 of the transformer 21, respectively. When the switching element 22 operates in the continuous mode, the DC currents I0 ′ and I0 are superimposed on the primary current I1 and the secondary current I2 of the transformer 21, respectively, so that the loss of the transformer 21 increases, This leads to a decrease in efficiency.
【０００９】そこで、本発明者らは、定常点灯時におい
てスイッチング素子２２を連続モードと不連続モードの
境界付近で動作させることにより、損失を低減した放電
灯点灯装置を従来より提案している。図２１はこの放電
灯点灯装置の回路図であり、この放電灯点灯装置では、
トランス２１の一次巻線及び二次巻線にそれぞれ流れる
一次側電流Ｉ１、二次側電流Ｉ２をセンサ部２５，２６
を用いて検出しており、出力制御回路６がスイッチング
素子２２を所定時間オンさせ、一次側電流Ｉ１の検出結
果が誤差増幅器６３から入力される出力指令（一次側ピ
ーク電流指令）を超えると（すなわちコンパレータ６８
の出力ＲＥＳＥＴがハイになると）、スイッチング素子
２２をオフにし、その後二次側電流Ｉ２が零になってコ
ンパレータ９２の出力ＳＥＴがハイからローに反転した
時点でスイッチング素子２２を再びオンするように動作
している。すなわち、本回路ではスイッチング素子２２
のスイッチング周波数及びオンデューティを両方共に変
化させることによって、ＤＣ−ＤＣ変換回路２の出力を
調整している。Therefore, the present inventors have proposed a discharge lamp lighting device in which the loss is reduced by operating the switching element 22 near the boundary between the continuous mode and the discontinuous mode during steady lighting. FIG. 21 is a circuit diagram of the discharge lamp lighting device.
The primary side current I1 and the secondary side current I2 flowing through the primary winding and the secondary winding of the transformer 21, respectively, are sent to the sensor units 25 and 26.
When the output control circuit 6 turns on the switching element 22 for a predetermined time and the detection result of the primary current I1 exceeds the output command (primary peak current command) input from the error amplifier 63 ( That is, the comparator 68
When the output RESET of the comparator 92 becomes high), the switching element 22 is turned off. Then, when the secondary current I2 becomes zero and the output SET of the comparator 92 is inverted from high to low, the switching element 22 is turned on again. It is working. That is, in this circuit, the switching element 22
The output of the DC-DC conversion circuit 2 is adjusted by changing both the switching frequency and the on-duty.
【００１０】ここで、図２２（ａ）〜（ｆ）はスイッチ
ング素子２２が境界モードで動作している場合の波形図
を示し、図２２（ａ）はＳＷ制御信号ＶCTL、図２２
（ｂ）はＳＷ両端電圧Ｖsw、図２２（ｃ）は一次側電流
Ｉ１、図２２（ｄ）はコンパレータ６８の出力ＲＥＳＥ
Ｔ、図２２（ｅ）は二次側電流Ｉ２、図２２（ｆ）はコ
ンパレータ９２の出力ＳＥＴをそれぞれ示している。ま
た、図２３（ａ）〜（ｆ）はスイッチング素子２２が連
続モードで動作している場合の波形図を示し、図２３
（ａ）はＳＷ制御信号ＶCTL、図２３（ｂ）はＳＷ両端
電圧Ｖsw、図２３（ｃ）は一次側電流Ｉ１、図２３
（ｄ）はコンパレータ６８の出力ＲＥＳＥＴ、図２３
（ｅ）は二次側電流Ｉ２、図２３（ｆ）はコンパレータ
９２の出力ＳＥＴをそれぞれ示している。FIGS. 22A to 22F show waveform diagrams when the switching element 22 is operating in the boundary mode. FIG. 22A shows the SW control signal V CTL and FIG.
(B) is the voltage Vsw across the SW, FIG. 22 (c) is the primary current I1, and FIG. 22 (d) is the output RESE of the comparator 68.
T, FIG. 22 (e) shows the secondary current I2, and FIG. 22 (f) shows the output SET of the comparator 92. 23A to 23F show waveform diagrams when the switching element 22 operates in the continuous mode.
23A shows the SW control signal V CTL , FIG. 23B shows the voltage Vsw across the SW, FIG. 23C shows the primary current I1, and FIG.
(D) is the output RESET of the comparator 68, FIG.
23E shows the secondary current I2, and FIG. 23F shows the output SET of the comparator 92.
【００１１】ところで、負荷が放電灯である場合は負荷
電圧が大幅に変動し、さらに直流電源１として電池を用
いる場合は電源電圧が広範囲に変動するため、スイッチ
ング周波数の変動囲が広範囲に及ぶ虞がある。例えば始
動直後のようにランプ温度が低く、そのためランプ電圧
が低い状態で境界モード動作を行う場合、スイッチング
素子２２のオン時にトランス２１に蓄積された磁気エネ
ルギが、電流として負荷側へ伝達されるのに要する時間
が長くなり、スイッチング周波数が低下して可聴域に入
る虞がある。また、同じ電力を負荷側へ送る場合でもト
ランス２１に流れる電流のピーク値が増大するため、損
失や磁気飽和を招く虞があり、トランス２１が大型化す
るという問題もある。そこで、このような問題を防止す
るために、本回路ではスイッチング素子２２のオフ時間
を所定値以下に制限しており、スイッチング素子２２の
オフ時間が所定値に達すると、スイッチング素子２２を
強制的にオンさせて連続モード動作に移行させ、スイッ
チング周波数が大幅に低下するのを防止している。When the load is a discharge lamp, the load voltage fluctuates greatly, and when a battery is used as the DC power supply 1, the power supply voltage fluctuates over a wide range. There is. For example, if the boundary mode operation is performed in a state where the lamp temperature is low, such as immediately after starting, and the lamp voltage is low, the magnetic energy stored in the transformer 21 when the switching element 22 is turned on is transmitted to the load side as a current. , The switching frequency may be reduced and enter the audible range. Further, even when the same electric power is sent to the load side, the peak value of the current flowing through the transformer 21 increases, which may cause loss or magnetic saturation, and there is a problem that the transformer 21 becomes large. Therefore, in order to prevent such a problem, the off-time of the switching element 22 is limited to a predetermined value or less in the present circuit, and when the off-time of the switching element 22 reaches the predetermined value, the switching element 22 is forcibly forced. To switch to a continuous mode operation to prevent the switching frequency from dropping significantly.
【００１２】また本回路では、広範囲な負荷変動や電源
変動が発生したとしても、安定なスイッチング動作を行
わせるように、スイッチング素子２２のオン期間及びオ
フ期間の最大値、最小値を適宜設定している。Further, in this circuit, the maximum value and the minimum value of the ON period and the OFF period of the switching element 22 are appropriately set so that a stable switching operation is performed even if a wide range of load fluctuation or power supply fluctuation occurs. ing.
【００１３】また、図２４に示すように、上述した図２
１の回路において、スイッチング素子間電圧検出回路９
４を用いてスイッチング素子２２の両端電圧からトラン
ス２１の一次側電流Ｉ１及び二次側電流Ｉ２を検出する
ことにより、検出点を少なくした放電灯点灯装置も従来
より提供されている。Further, as shown in FIG.
In the circuit of FIG.
A discharge lamp lighting device in which the number of detection points is reduced by detecting the primary current I1 and the secondary current I2 of the transformer 21 from the voltage across the switching element 22 using the switching element 22 has been conventionally provided.
【００１４】[0014]
【発明が解決しようとする課題】上述した図２１及び図
２４に示す放電灯点灯装置では、定常点灯時においてト
ランス２１に流れる電流が零になると（すなわち一次側
電流Ｉ１及び二次側電流Ｉ２がともに流れなくなる
と）、スイッチング素子２２をオンさせているので（境
界モード）、トランス２１やスイッチング素子２２の損
失が小さく、サージ電圧も比較的小さいので、ノイズを
抑制することができる。In the discharge lamp lighting device shown in FIGS. 21 and 24, when the current flowing through the transformer 21 becomes zero during steady lighting (that is, the primary current I1 and the secondary current I2 are reduced). Since the switching element 22 is turned on (boundary mode), the loss of the transformer 21 and the switching element 22 is small and the surge voltage is relatively small, so that noise can be suppressed.
【００１５】一方、始動直後のようにランプ温度が低
く、そのためランプ電圧が低い状態でスイッチング素子
２２を境界モードで動作させると、スイッチング素子２
２のオン時にトランス２１に蓄積されたエネルギが、二
次側に伝達されるのに要する時間が長くなり、スイッチ
ング周波数が低下して可聴域に入る虞がある。また、ト
ランス２１に流れる電流のピーク値が増大するため、ト
ランス２１の損失や磁気飽和を招く虞があり、トランス
２１が大型化するという問題があった。On the other hand, when the switching element 22 is operated in the boundary mode in a state where the lamp temperature is low immediately after starting and the lamp voltage is low, the switching element 2
When the energy stored in the transformer 21 is turned on, the time required for the energy stored in the transformer 21 to be transmitted to the secondary side becomes longer, and the switching frequency may be reduced to enter the audible range. Further, since the peak value of the current flowing through the transformer 21 increases, there is a possibility that loss of the transformer 21 or magnetic saturation may occur, and there is a problem that the transformer 21 becomes large.
【００１６】そこで、このような問題を防止するため
に、図２１及び図２４に示す放電灯点灯装置ではスイッ
チング素子２２のオフ時間の最大値を所定値以下に制限
しており、スイッチング素子２２のオフ時間が所定値に
達すると、スイッチング素子２２を強制的にオンさせて
連続モード動作に移行させ、スイッチング周波数が大幅
に低下するのを防止している。しかしながら、スイッチ
ング素子２２を連続モードで動作させた場合、二次巻線
に二次側電流Ｉ２が流れている途中でスイッチング素子
２２が再びオンするため、スイッチング時のサージ電圧
が高く、ノイズレベルが大きくなるという問題があっ
た。さらに、ＨＩＤランプのように低温時に光束が低下
するような放電灯を用いる場合は、低温時における光束
の低下を補うために、始動時には定常点灯時に比べてよ
り大きな電力を与えるように制御しており、スイッチン
グ時のサージ電圧がさらに高くなり、ノイズレベルがさ
らに大きくなるという問題があった。In order to prevent such a problem, the maximum value of the off time of the switching element 22 is limited to a predetermined value or less in the discharge lamp lighting devices shown in FIGS. When the off-time reaches a predetermined value, the switching element 22 is forcibly turned on to shift to the continuous mode operation, thereby preventing the switching frequency from dropping significantly. However, when the switching element 22 is operated in the continuous mode, the switching element 22 is turned on again while the secondary current I2 is flowing through the secondary winding, so that the surge voltage during switching is high and the noise level is reduced. There was a problem of becoming larger. Furthermore, when using a discharge lamp such as an HID lamp that reduces the luminous flux at a low temperature, control is performed so as to supply a larger electric power at start-up than at the time of steady lighting in order to compensate for the decrease in the luminous flux at a low temperature. Therefore, there is a problem that the surge voltage at the time of switching is further increased and the noise level is further increased.
【００１７】ここで、ランプ始動時においてスイッチン
グ素子２２が連続モードでスイッチング動作を行う場合
にもオン時間が変動するので、スイッチング素子２２の
スイッチング周波数は変動し、スイッチングによって発
生するノイズの周波数もスイッチング周波数に応じて変
動することになる。一般に、輻射ノイズを抑制するフィ
ルタは特定の周波数帯域のノイズに対して有効であり、
全ての周波数帯域のノイズを抑制することはできないた
め、ノイズ成分の周波数が変動する場合はノイズ対策を
施すのが難しいという問題があった。Here, even when the switching element 22 performs the switching operation in the continuous mode at the time of starting the lamp, the ON time fluctuates. Therefore, the switching frequency of the switching element 22 fluctuates, and the frequency of the noise generated by the switching also changes. It will fluctuate according to the frequency. In general, filters that suppress radiation noise are effective for noise in a specific frequency band,
Since noise in all frequency bands cannot be suppressed, there is a problem that it is difficult to take noise countermeasures when the frequency of the noise component fluctuates.
【００１８】本発明は上記問題点に鑑みて為されたもの
であり、その目的とするところは、定常点灯時における
効率を向上させるとともに、始動時などの連続モード動
作時に発生するノイズを容易に低減できる放電灯点灯装
置を提供することにある。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above problems, and has as its object to improve the efficiency at the time of steady lighting and to easily reduce the noise generated at the time of continuous mode operation such as starting. It is to provide a discharge lamp lighting device that can be reduced.
【００１９】[0019]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１の発明では、直流電源の両端間に接続され
たスイッチング素子、及び、スイッチング素子のオン時
に該スイッチング素子を介して直流電源から供給される
エネルギを蓄積し、蓄積したエネルギをスイッチング素
子のオフ時に少なくとも放電灯を含む負荷回路側へ放出
するインダクタンス要素を具備し、スイッチング素子が
オン／オフを繰り返すことによって電圧変換を行うＤＣ
−ＤＣ変換部と、スイッチング素子をオンさせるタイミ
ングを決定する発振器を具備し、出力電力の検出結果に
基づいてスイッチング素子のオン時間を変化させること
により放電灯に供給する電力を制御する出力制御部とを
備え、出力制御部は、インダクタンス要素に流れる電流
が略零となる条件でスイッチング素子がオンし、且つ、
インダクタンス要素に流れる電流が略零となる電流ゼロ
期間が所定時間以下となるように、発振器の発振周波数
を所定の周波数範囲内で変化させることを特徴とし、出
力制御部は発振器の発振周波数を変化させることによっ
て、スイッチング素子がオンするタイミングを変化さ
せ、インダクタンス要素に流れる電流が略零となる条件
でスイッチング素子をオンさせ、且つ、インダクタンス
要素に流れる電流が略零となる電流ゼロ期間を所定時間
以下に制御しているので、スイッチング素子のオフ時に
インダクタンス要素に流れる電流が略零となった時点で
スイッチング素子を再度オンさせることができ、スイッ
チングノイズを低減することができる。さらに、ランプ
電圧が低い始動直後には、スイッチング素子のオン時に
蓄積したエネルギを負荷回路側に伝達するのに要する時
間（スイッチング素子のオフ時間）が長くなってスイッ
チング周波数が低下し、またインダクタンス要素に電流
が流れている状態でスイッチング素子が再度オンされる
ような連続モード動作となるため、スイッチングノイズ
が増加するが、出力制御部はスイッチング周波数を所定
の周波数範囲内で変化させているので、始動直後の連続
モード動作時におけるスイッチング周波数が周波数範囲
の下限値に固定されることになり、周波数範囲の下限値
付近のノイズに対してノイズ低減効果を有するフィルタ
を用いることによって、ノイズ対策を容易に施すことが
できる。In order to achieve the above object, according to the present invention, a switching element connected between both ends of a DC power supply, and a direct current through the switching element when the switching element is turned on. An inductance element that accumulates energy supplied from a power supply and discharges the accumulated energy to at least a load circuit including a discharge lamp when the switching element is turned off, and performs voltage conversion by repeating on / off of the switching element DC
An output control unit that includes a DC conversion unit and an oscillator that determines a timing for turning on the switching element, and controls power supplied to the discharge lamp by changing an on-time of the switching element based on a detection result of the output power. The output control unit turns on the switching element under the condition that the current flowing through the inductance element becomes substantially zero, and
The oscillation frequency of the oscillator is changed within a predetermined frequency range so that the current zero period in which the current flowing through the inductance element becomes substantially zero is equal to or less than a predetermined time, and the output control unit changes the oscillation frequency of the oscillator. By changing the timing at which the switching element is turned on, the switching element is turned on under the condition that the current flowing through the inductance element becomes substantially zero, and the current zero period during which the current flowing through the inductance element becomes substantially zero is a predetermined time. Since the following control is performed, the switching element can be turned on again when the current flowing through the inductance element becomes substantially zero when the switching element is turned off, and the switching noise can be reduced. Further, immediately after starting with a low lamp voltage, the time required for transmitting the energy accumulated when the switching element is turned on to the load circuit (the off time of the switching element) becomes longer, and the switching frequency decreases. In the continuous mode operation in which the switching element is turned on again in a state where the current flows, the switching noise increases, but since the output control unit changes the switching frequency within a predetermined frequency range, The switching frequency during continuous mode operation immediately after starting is fixed at the lower limit of the frequency range, and noise suppression is facilitated by using a filter that has a noise reduction effect on noise near the lower limit of the frequency range. Can be applied to
【００２０】請求項２の発明では、直流電源の両端間に
接続されたスイッチング素子、及び、スイッチング素子
のオン時に該スイッチング素子を介して直流電源から供
給されるエネルギを蓄積し、蓄積したエネルギをスイッ
チング素子のオフ時に少なくとも放電灯を含む負荷回路
側へ放出するインダクタンス要素を具備し、スイッチン
グ素子がオン／オフを繰り返すことによって電圧変換を
行うＤＣ−ＤＣ変換部と、スイッチング素子をオンさせ
るタイミングを決定する発振器を具備し、出力電力の検
出結果に基づいてスイッチング素子のオン時間を変化さ
せることにより放電灯に供給する電力を制御する出力制
御部とを備え、出力制御部は、インダクタンス要素に流
れる電流が略零となる電流ゼロ期間が所定時間以下とな
るように、発振器の発振周波数を所定の周波数範囲内で
変化させることを特徴とし、出力制御部は発振器の発振
周波数を変化させることによって、スイッチング素子が
オンするタイミングを変化させ、インダクタンス要素に
流れる電流が略零となる条件でスイッチング素子をオン
させ、且つ、インダクタンス要素に流れる電流が略零と
なる電流ゼロ期間を所定時間以下に制御しているので、
スイッチング素子のオフ時にインダクタンス要素に流れ
る電流が略零となった時点でスイッチング素子を再度オ
ンさせることができ、スイッチングノイズを低減するこ
とができる。さらに、ランプ電圧が低い始動直後には、
スイッチング素子のオン時に蓄積したエネルギを負荷回
路側に伝達するのに要する時間（スイッチング素子のオ
フ時間）が長くなってスイッチング周波数が低下し、ま
たインダクタンス要素に電流が流れている状態でスイッ
チング素子が再度オンされるような連続モード動作とな
るため、スイッチングノイズが増加するが、出力制御部
はスイッチング周波数を所定の周波数範囲内で変化させ
ているので、始動直後の連続モード動作時におけるスイ
ッチング周波数が周波数範囲の下限値に固定されること
になり、周波数範囲の下限値付近のノイズに対してノイ
ズ低減効果を有するフィルタを用いることによって、ノ
イズ対策を容易に施すことができる。According to the second aspect of the present invention, the switching element connected between both ends of the DC power supply, and the energy supplied from the DC power supply via the switching element when the switching element is turned on is stored, and the stored energy is stored. A DC-DC converter that includes an inductance element that discharges at least to a load circuit side including a discharge lamp when the switching element is turned off, and performs voltage conversion by repeating on / off of the switching element, and a timing for turning on the switching element. An output control unit that controls the power supplied to the discharge lamp by changing the on-time of the switching element based on the detection result of the output power, wherein the output control unit flows through the inductance element. The oscillator is set so that the current zero period in which the current becomes substantially zero is shorter than a predetermined time. The oscillation frequency is changed within a predetermined frequency range, and the output control unit changes the oscillation frequency of the oscillator, thereby changing the timing at which the switching element is turned on, and the current flowing through the inductance element becomes substantially zero. Since the switching element is turned on under the condition, and the current zero period during which the current flowing through the inductance element becomes substantially zero is controlled to a predetermined time or less,
When the current flowing through the inductance element becomes substantially zero when the switching element is turned off, the switching element can be turned on again when the switching element is turned off, and the switching noise can be reduced. In addition, immediately after starting with low lamp voltage,
The time required for transmitting the energy accumulated when the switching element is turned on to the load circuit side (off time of the switching element) is prolonged, the switching frequency is reduced, and the switching element is operated in a state where a current flows through the inductance element. The switching noise increases because of the continuous mode operation in which it is turned on again.However, since the output control unit changes the switching frequency within a predetermined frequency range, the switching frequency in the continuous mode operation immediately after the start-up is reduced. The noise is fixed to the lower limit of the frequency range, and the use of a filter having a noise reduction effect on noise near the lower limit of the frequency range makes it possible to easily take noise countermeasures.
【００２１】請求項３の発明では、請求項１又は２の発
明において、出力制御部が発振器の発振周波数を変化さ
せる応答時間を、出力電力の検出結果に基づいて出力を
変化させる応答時間に比べて十分長い時間に設定したこ
とを特徴とし、発振周波数を変化させる動作を安定して
行わせることができる。According to a third aspect of the present invention, in the first or second aspect of the present invention, the response time at which the output control unit changes the oscillation frequency of the oscillator is compared with the response time at which the output is changed based on the detection result of the output power. And the operation for changing the oscillation frequency can be stably performed.
【００２２】請求項４の発明では、請求項１乃至３の発
明において、インダクタンス要素に流れる電流を検出す
る電流検出手段を設け、出力制御部は、スイッチング素
子がオンする直前の電流検出手段の検出結果に基づいて
発振器の発振周波数を変化させることを特徴とし、請求
項１乃至３の発明と同様の作用を奏する。According to a fourth aspect of the present invention, in the first to third aspects of the present invention, current detecting means for detecting a current flowing through the inductance element is provided, and the output control unit detects the current detecting means immediately before the switching element is turned on. The oscillation frequency of the oscillator is changed based on the result, and the same effects as those of the first to third aspects are achieved.
【００２３】請求項５の発明では、請求項１乃至３の発
明において、スイッチング素子がオンする直前のインダ
クタンス要素に流れる電流が所定の電流値以下となる状
態で、ＤＣ−ＤＣ変換部を構成する所定の回路要素に発
生する電圧変化を検出する電圧検出手段を設け、出力制
御部は電圧検出手段の検出結果に基づいて発振器の発振
周波数を変化させることを特徴とし、請求項１乃至３の
発明と同様の作用を奏する。According to a fifth aspect of the present invention, in the first to third aspects of the present invention, the DC-DC converter is configured in a state where the current flowing through the inductance element immediately before the switching element is turned on is equal to or less than a predetermined current value. 4. The invention according to claim 1, further comprising voltage detecting means for detecting a voltage change occurring in a predetermined circuit element, wherein the output control section changes the oscillation frequency of the oscillator based on the detection result of the voltage detecting means. It has the same function as.
【００２４】請求項６の発明では、請求項１乃至３の発
明において、インダクタンス要素に流れる電流を検出す
る電流検出手段を設け、出力制御部は、電流検出手段の
検出値が所定の電流値以下となる期間に基づいて発振器
の発振周波数を変化させることを特徴とし、請求項１乃
至３の発明と同様の作用を奏する。According to a sixth aspect of the present invention, in the first to third aspects of the present invention, current detecting means for detecting a current flowing through the inductance element is provided, and the output control section makes a detection value of the current detecting means equal to or less than a predetermined current value. The oscillating frequency of the oscillator is changed based on the time period, and the same effects as those of the first to third aspects of the invention are achieved.
【００２５】請求項７の発明では、請求項６の発明にお
いて、スイッチング素子がオフした状態で、インダクタ
ンス要素に流れる電流が所定の電流値以下となった場合
に、ＤＣ−ＤＣ変換部を構成する所定の回路要素に発生
する電圧変化を検出する電圧検出手段を設け、出力制御
部は、電圧検出手段が電圧変化を検出してからスイッチ
ング素子が再びオンするまでの期間が、電流検出手段の
検出値が所定の電流値以下となる期間となるように、発
振器の発振周波数を変化させることを特徴とし、請求項
６の発明と同様の作用を奏する。According to a seventh aspect of the present invention, in the sixth aspect of the present invention, when the current flowing through the inductance element becomes equal to or less than a predetermined current value with the switching element turned off, the DC-DC converter is constituted. A voltage detecting means for detecting a voltage change occurring in a predetermined circuit element is provided, and the output control unit detects the voltage change in the period from when the voltage detecting means detects the voltage change to when the switching element is turned on again. The oscillating frequency of the oscillator is changed so that the value becomes a period in which the value is equal to or less than a predetermined current value, and the same effect as the invention of claim 6 is exerted.
【００２６】請求項８の発明では、請求項５又は７の発
明において、電圧検出手段は、スイッチング素子がオフ
している状態でスイッチング素子の両端間に発生する電
圧を検出することを特徴とし、請求項５又は７の発明と
同様の作用を奏する。According to an eighth aspect of the present invention, in the fifth or seventh aspect, the voltage detecting means detects a voltage generated between both ends of the switching element while the switching element is off. The same operation as that of the fifth or seventh aspect is achieved.
【００２７】請求項９の発明では、請求項５又は７の発
明において、インダクタンス要素は直流電源の両端間に
スイッチング素子を介して接続された一次巻線と、一次
巻線に磁気結合された二次巻線とを有し、電圧検出手段
は一次巻線に発生する電圧を検出することを特徴とし、
請求項５又は７の発明と同様の作用を奏する。According to a ninth aspect of the present invention, in the invention of the fifth or seventh aspect, the inductance element has a primary winding connected between both ends of the DC power supply via a switching element, and a secondary winding magnetically coupled to the primary winding. Having a secondary winding, wherein the voltage detecting means detects a voltage generated in the primary winding,
The same operation as that of the fifth or seventh aspect is achieved.
【００２８】請求項１０の発明では、請求項５又は７の
発明において、インダクタンス要素は直流電源の両端間
にスイッチング素子を介して接続された一次巻線と、一
次巻線に磁気結合された二次巻線とを有し、電圧検出手
段は二次巻線に発生する電圧を検出することを特徴と
し、請求項５又は７の発明と同様の作用を奏する。According to a tenth aspect of the present invention, in the invention of the fifth or seventh aspect, the inductance element includes a primary winding connected between both ends of the DC power supply via a switching element, and a secondary winding magnetically coupled to the primary winding. And a voltage detecting means for detecting a voltage generated in the secondary winding, and has the same effect as the invention of claim 5 or 7.
【００２９】請求項１１の発明では、請求項３の発明に
おいて、発振器から出力される信号のオンデューティ
を、スイッチング素子のオンデューティの最大値に設定
することを特徴とし、請求項３の発明と同様の作用を奏
する。According to an eleventh aspect of the present invention, in the third aspect of the invention, the on-duty of the signal output from the oscillator is set to a maximum value of the on-duty of the switching element. It has a similar effect.
【００３０】請求項１２の発明では、請求項３の発明に
おいて、インダクタンス要素は、直流電源の両端間にス
イッチング素子を介して一次巻線が接続されたトランス
からなり、直流電源の電源電圧、ＤＣ−ＤＣ変換部の出
力電圧及びトランスの昇圧比から所定の演算式を用いて
スイッチング素子のオンデューティの最大値を求める最
大オンデューティ演算部を設けたことを特徴とし、請求
項３の発明と同様の作用を奏する。According to a twelfth aspect of the present invention, in the third aspect of the invention, the inductance element comprises a transformer having a primary winding connected between both ends of the DC power supply via a switching element. A maximum on-duty operation unit for obtaining a maximum value of the on-duty of the switching element from an output voltage of the DC conversion unit and a step-up ratio of the transformer using a predetermined operation expression; Has the effect of
【００３１】請求項１３の発明では、請求項１２の発明
において、最大オンデューティ演算部は、演算結果に所
定の補正値を加算した結果をオンデューティの最大値と
することを特徴とし、請求項１２の発明と同様の作用を
奏する。According to a thirteenth aspect of the present invention, in the twelfth aspect, the maximum on-duty calculating section sets a result obtained by adding a predetermined correction value to the calculation result to a maximum value of the on-duty. It has the same effect as the twelfth invention.
【００３２】請求項１４の発明では、請求項１２又は１
３の発明において、最大オンデューティ演算部は、演算
結果が所定の下限値よりも小さい場合、この下限値をオ
ンデューティの最大値とすることを特徴とし、請求項１
２又は１３の発明と同様の作用を奏する。According to the fourteenth aspect, in the twelfth aspect or the first aspect,
3. The invention according to claim 3, wherein the maximum on-duty operation unit sets the lower limit value to a maximum value of the on-duty when the operation result is smaller than a predetermined lower limit value.
The same operation as that of the second or thirteenth invention is exerted.
【００３３】請求項１５の発明では、請求項２の発明に
おいて、出力条件に応じて発振器の発振周波数の上限値
及び下限値をそれぞれ設定する周波数範囲設定手段を設
けたことを特徴とし、請求項２の発明と同様の作用を奏
する。According to a fifteenth aspect, in the second aspect, frequency range setting means for setting an upper limit value and a lower limit value of the oscillation frequency of the oscillator according to the output condition is provided. The same effect as that of the second invention is exerted.
【００３４】請求項１６の発明では、請求項２の発明に
おいて、出力制御部は、出力条件に応じて発振器の発振
周波数を所定周波数に固定する機能を有することを特徴
とし、請求項２の発明と同様の作用を奏する。According to a sixteenth aspect of the present invention, in the second aspect, the output control section has a function of fixing the oscillation frequency of the oscillator to a predetermined frequency according to the output condition. It has the same function as.
【００３５】[0035]
【発明の実施の形態】本発明の実施の形態を図面を参照
して説明する。Embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
【００３６】（実施形態１）本発明の実施形態１を図１
を参照して説明する。この放電灯点灯装置は、直流電源
１の直流電圧を、例えばＨＩＤランプのような放電灯５
を安定点灯させるのに必要な電圧まで昇降圧するフライ
バック式のＤＣ−ＤＣ変換回路２と、ＤＣ−ＤＣ変換回
路（ＤＣ−ＤＣ変換部）２の出力電圧を交流電圧に変換
して放電灯５に供給するインバータ回路３と、消灯状態
の放電灯５を始動させるために放電灯５に高電圧を印加
する始動回路４と、ＤＣ−ＤＣ変換回路２の出力を制御
する出力制御回路（出力制御部）６とで構成される。(Embodiment 1) FIG. 1 shows Embodiment 1 of the present invention.
This will be described with reference to FIG. This discharge lamp lighting device converts the DC voltage of the DC power supply 1 into a discharge lamp 5 such as an HID lamp.
And a flyback type DC-DC conversion circuit 2 that steps up and down to a voltage necessary for stable lighting of the discharge lamp 5 by converting an output voltage of the DC-DC conversion circuit (DC-DC conversion unit) 2 into an AC voltage. Circuit, an initiating circuit 4 for applying a high voltage to the discharge lamp 5 to start the off-state discharge lamp 5, and an output control circuit (output control) for controlling the output of the DC-DC conversion circuit 2. 6).
【００３７】ＤＣ−ＤＣ変換回路２は、直流電源１の高
圧側端に一次巻線の一端が接続されたトランス２１と、
トランス２１の一次巻線の他端と直流電源１の低圧側端
との間に接続されたスイッチング素子２２と、トランス
２１の二次巻線の両端間にダイオード２３を介して接続
された平滑コンデンサ２４とで構成される。そして、ス
イッチング素子２２がオンすると、直流電源１からスイ
ッチング素子２２を介してトランス２１の一次巻線に電
流Ｉ１が流れ、トランス２１にエネルギが蓄積される。
その後、スイッチング素子２２がオフになると、トラン
ス２１に蓄積されたエネルギによる逆起電力によってダ
イオード２３が導通し、トランス２１の二次巻線からダ
イオード２３を介して平滑コンデンサ２４に電流Ｉ２が
流れ、平滑コンデンサ２４が充電される。The DC-DC conversion circuit 2 includes a transformer 21 having one end of a primary winding connected to the high voltage side end of the DC power supply 1,
A switching element 22 connected between the other end of the primary winding of the transformer 21 and a low-voltage end of the DC power supply 1, and a smoothing capacitor connected via a diode 23 between both ends of the secondary winding of the transformer 21 24. When the switching element 22 is turned on, a current I1 flows from the DC power supply 1 to the primary winding of the transformer 21 via the switching element 22, and energy is stored in the transformer 21.
Thereafter, when the switching element 22 is turned off, the diode 23 conducts by the back electromotive force due to the energy stored in the transformer 21, and the current I 2 flows from the secondary winding of the transformer 21 to the smoothing capacitor 24 via the diode 23, The smoothing capacitor 24 is charged.
【００３８】インバータ回路３はフルブリッジ型のイン
バータ回路であって、平滑コンデンサ２４の両端間にス
イッチング素子３２，３３の直列回路と、スイッチング
素子３４，３５の直列回路とをそれぞれ接続して構成さ
れ、スイッチング素子３２，３３の接続点とスイッチン
グ素子３４，３５の接続点との間には始動回路４を介し
て放電灯５が接続されている。ここで、ドライブ回路３
１は、対角の位置に配置されたスイッチング素子３２，
３５の組とスイッチング素子３３，３４の組とを交互に
オン／オフさせることにより、ＤＣ−ＤＣ変換回路２の
直流電圧を交流電圧に変換して、放電灯５に供給する。The inverter circuit 3 is a full-bridge type inverter circuit, and is constituted by connecting a series circuit of switching elements 32 and 33 and a series circuit of switching elements 34 and 35 between both ends of a smoothing capacitor 24. A discharge lamp 5 is connected via a starting circuit 4 between a connection point between the switching elements 32 and 33 and a connection point between the switching elements 34 and 35. Here, the drive circuit 3
1 is a switching element 32 arranged at a diagonal position,
By alternately turning on / off the set of 35 and the set of switching elements 33 and 34, the DC voltage of the DC-DC conversion circuit 2 is converted into an AC voltage and supplied to the discharge lamp 5.
【００３９】出力制御回路６は、スイッチング素子２２
がオンするタイミングを決定する所定周波数の信号を発
生する発振回路（ＯＳＣ）６６を有し、発振回路６６の
出力はスイッチング素子２２の制御端に印加されて、ス
イッチング素子２２がオンになる。The output control circuit 6 includes a switching element 22
Has an oscillating circuit (OSC) 66 for generating a signal of a predetermined frequency that determines the timing at which the switching element 22 is turned on.
【００４０】一方、スイッチング素子２２をオフさせる
タイミングは、電力指令値発生回路６１、電流指令値演
算部６２及び誤差増幅器６３で構成される出力フィード
バック系により決定される。すなわち、電流指令値演算
部６２は、電力指令値発生回路６１から入力される電力
指令値と、アンプ６５で増幅されたランプ電圧の検出値
とに基づいてランプ電流の制御目標値を演算し、誤差増
幅器６３がランプ電流の制御目標値と、ランプ電流を検
出する例えば検出抵抗のようなセンサ部２７の出力をア
ンプ６４により増幅した値との誤差を増幅して、一次側
ピーク電流指令を発生する。そして、コンパレータ６８
は、誤差増幅器６３から入力された一次側ピーク電流指
令と、例えば検出抵抗のようなセンサ部２５を用いて検
出した一次側電流Ｉ１の検出結果との高低を比較してお
り、一次側電流Ｉ１の検出結果が一次側ピーク電流指令
値よりも大きくなると、コンパレータ６８から発振回路
６６にリセット信号が出力され、スイッチング素子２２
がオフされる。ここに、センサ部２５から、インダクタ
ンス要素たるトランス２１に流れる電流を検出する電流
検出手段が構成される。On the other hand, the timing at which the switching element 22 is turned off is determined by an output feedback system including a power command value generation circuit 61, a current command value calculation unit 62, and an error amplifier 63. That is, the current command value calculation unit 62 calculates a control target value of the lamp current based on the power command value input from the power command value generation circuit 61 and the detected value of the lamp voltage amplified by the amplifier 65, An error amplifier 63 amplifies an error between the lamp current control target value and a value obtained by amplifying an output of the sensor unit 27 such as a detection resistor for detecting the lamp current by an amplifier 64 to generate a primary peak current command. I do. Then, the comparator 68
Compares the primary peak current command input from the error amplifier 63 with the detection result of the primary current I1 detected by using the sensor unit 25 such as a detection resistor, for example. Is larger than the primary side peak current command value, a reset signal is output from the comparator 68 to the oscillation circuit 66, and the switching element 22
Is turned off. Here, current detecting means for detecting a current flowing from the sensor unit 25 to the transformer 21 as an inductance element is configured.
【００４１】また、発振回路６６には周波数調整回路６
７から周波数指令値が入力されており、この周波数指令
値に応じて発振周波数が調整される。周波数調整回路６
７には、発振回路６６の出力（すなわちスイッチング素
子２２の駆動信号）と、例えば検出抵抗のようなセンサ
部２６を用いて検出した二次側電流Ｉ２の検出結果とが
入力されており、スイッチング素子２２がオンする直前
の二次側電流Ｉ２の電流値に基づいて発振回路６６の発
振周波数を制御している。The oscillation circuit 66 has a frequency adjustment circuit 6
7, a frequency command value is input, and the oscillation frequency is adjusted according to the frequency command value. Frequency adjustment circuit 6
7, the output of the oscillation circuit 66 (ie, the drive signal of the switching element 22) and the detection result of the secondary current I2 detected by using the sensor unit 26 such as a detection resistor are input. The oscillation frequency of the oscillation circuit 66 is controlled based on the current value of the secondary current I2 immediately before the element 22 is turned on.
【００４２】例えば、図２（ａ）〜（ｇ）はスイッチン
グ素子２２が不連続モードで動作している場合の波形図
であり、スイッチング素子２２がオンする直前（時刻ｔ
１）の二次側電流Ｉ２が零であれば、周波数調整回路６
７は発振周波数を高くするような周波数指令を発振回路
６６に出力して、スイッチング素子２２がオンするタイ
ミングを早める。一方、図３（ａ）〜（ｇ）はスイッチ
ング素子２２が連続モードで動作している場合の波形図
であり、スイッチング素子２２がオンする直前（時刻ｔ
２）の二次側電流Ｉ２が零でなければ、周波数調整回路
６７は発振周波数を低くするような周波数指令を発振回
路６６に出力して、スイッチング素子２２がオンするタ
イミングを遅くする。このように、周波数調整回路６７
は、スイッチング素子２２がオンする直前の二次側電流
Ｉ２の電流値に応じて発振回路６６の発振周波数を制御
しており、スイッチング素子２２が境界モードで動作す
るような周波数に発振回路６６の発信周波数を制御して
いる。For example, FIGS. 2A to 2G are waveform diagrams in a case where the switching element 22 is operating in the discontinuous mode.
If the secondary current I2 of 1) is zero, the frequency adjustment circuit 6
7 outputs a frequency command to increase the oscillation frequency to the oscillation circuit 66 to advance the timing at which the switching element 22 is turned on. On the other hand, FIGS. 3A to 3G are waveform diagrams when the switching element 22 is operating in the continuous mode.
If the secondary current I2 in 2) is not zero, the frequency adjustment circuit 67 outputs a frequency command to lower the oscillation frequency to the oscillation circuit 66 to delay the timing at which the switching element 22 turns on. Thus, the frequency adjustment circuit 67
Controls the oscillation frequency of the oscillating circuit 66 in accordance with the current value of the secondary current I2 immediately before the switching element 22 is turned on, and sets the oscillating circuit 66 to a frequency such that the switching element 22 operates in the boundary mode. Controlling the transmission frequency.
【００４３】尚、周波数調整回路６７から発振回路６６
に出力される周波数指令値には所定の下限値が設定され
ており、始動時などランプ電圧が低い状態で連続モード
動作が発生した場合は、スイッチング周波数が低下して
下限値に固定されるため、周波数変動が発生せず、下限
周波数付近のノイズに対してノイズ低減効果を有するノ
イズフィルタを付加することによって容易にノイズ対策
を施すことができる。また、周波数調整回路６７から発
振回路６６に出力される周波数指令値には所定の上限値
も設定されており、スイッチング素子２２が不要に高い
周波数で動作することはなく、スイッチング損失が増加
するのを防止できる。It should be noted that from the frequency adjustment circuit 67 to the oscillation circuit 66
A predetermined lower limit is set for the frequency command value output to the controller.If continuous mode operation occurs when the lamp voltage is low, such as at startup, the switching frequency is reduced and fixed at the lower limit. In addition, noise countermeasures can be easily taken by adding a noise filter which does not cause frequency fluctuation and has a noise reduction effect on noise near the lower limit frequency. Also, a predetermined upper limit is set for the frequency command value output from the frequency adjustment circuit 67 to the oscillation circuit 66, and the switching element 22 does not operate at an unnecessarily high frequency, and the switching loss increases. Can be prevented.
【００４４】また、発振回路６６は、放電灯５が点灯し
ていない時などのような無負荷条件において、出力電圧
が過大にならないように、出力電圧が所定値を超えると
スイッチング素子を再度オンさせないような機能も有し
ている。The oscillation circuit 66 turns on the switching element again when the output voltage exceeds a predetermined value so that the output voltage does not become excessive under no load condition such as when the discharge lamp 5 is not lit. It also has a function that prevents it from being performed.
【００４５】また、本回路では、周波数調整回路６７に
より発振回路６６の発振周波数を変化させる場合の応答
時間を、周波数調整回路６７を除く出力制御回路６及び
主回路により出力電力の検出結果に基づいて出力を変化
させる場合の応答時間に比べて十分長い時間に設定して
いるので、安定的な制御が可能になる。In this circuit, the response time when the oscillation frequency of the oscillation circuit 66 is changed by the frequency adjustment circuit 67 is determined based on the output power detection result by the output control circuit 6 and the main circuit except the frequency adjustment circuit 67. Since the time is set to be sufficiently long as compared with the response time when the output is changed, stable control becomes possible.
【００４６】尚、本実施形態ではＤＣ−ＤＣ変換回路２
をフライバック式のコンバータ回路で構成しているが、
例えば昇圧チョッパ、降圧チョッパ、昇降圧チョッパな
どのように、少なくともスイッチング素子とインダクタ
ンス要素とを含み、スイッチング素子のオン時にスイッ
チング素子を介してインダクタンス要素に電流を流し、
インダクタンス要素にエネルギを一時蓄積した後、スイ
ッチング素子のオフ時に蓄積したエネルギを負荷側へ放
出するような回路構成であれば、どのような回路構成で
も良い。In this embodiment, the DC-DC conversion circuit 2
Is composed of a flyback type converter circuit,
For example, a boost chopper, a step-down chopper, a step-up / step-down chopper, etc., include at least a switching element and an inductance element, and when a switching element is turned on, a current flows through the inductance element via the switching element,
Any circuit configuration may be used as long as the energy is temporarily stored in the inductance element and then the stored energy is released to the load side when the switching element is turned off.
【００４７】また本回路では、周波数調整回路６７が、
スイッチング素子２２が再オンする直前にトランス２１
の二次巻線に流れる電流Ｉ２をセンサ部２６を用いて検
出し、この電流Ｉ２に基づいてスイッチング周波数を制
御しているが、スイッチング素子２２が再オンする直前
にトランス２１に流れる電流が０以上か否かを検出でき
れば、どのような回路構成でも良い。In this circuit, the frequency adjusting circuit 67
Immediately before the switching element 22 is turned on again, the transformer 21
Is detected using the sensor unit 26, and the switching frequency is controlled based on the current I2. However, the current flowing through the transformer 21 immediately before the switching element 22 is turned on again becomes zero. Any circuit configuration may be used as long as it can detect whether or not the above is true.
【００４８】（実施形態２）本発明の実施形態２を図４
を参照して説明する。本回路は実施形態１で説明した放
電灯点灯装置の具体回路であり、周波数調整回路６７
を、センサ部２６の出力が反転入力端子に入力されるコ
ンパレータ６９と、発振回路６６の出力をクロック信号
としてコンパレータ６９の出力をラッチするＤフリップ
フロップ（以下、Ｄ−ＦＦと略す。）７０と、Ｄ−ＦＦ
７０の出力を積分する積分器７１と、積分器７１の出力
の上限値及び下限値を設定するリミッタ７２とで構成し
ている。また発振回路６６を、周波数調整回路６７の出
力に応じた周波数のクロック信号を発生する発振器７３
と、コンパレータ６８の出力の立ち上がりを検出する立
上り検出回路７４と、発振器７３の出力がセット端子、
立上り検出回路７４の出力がリセット端子に入力され、
出力信号をスイッチング素子２２の制御端子に出力する
ＲＳフリップフロップ（以下、ＲＳ−ＦＦと略す。）７
５とで構成している。尚、発振回路６６及び周波数調整
回路６７以外の回路構成は実施形態１と同様であるの
で、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明
を省略する。(Embodiment 2) Embodiment 2 of the present invention is shown in FIG.
This will be described with reference to FIG. This circuit is a specific circuit of the discharge lamp lighting device described in the first embodiment.
And a D flip-flop (hereinafter abbreviated as D-FF) 70 that latches the output of the comparator 69 using the output of the oscillation circuit 66 as a clock signal. , D-FF
The integrator 71 includes an integrator 71 that integrates the output of the integrator 70 and a limiter 72 that sets an upper limit and a lower limit of the output of the integrator 71. Further, the oscillation circuit 66 is provided with an oscillator 73 for generating a clock signal having a frequency corresponding to the output of the frequency adjustment circuit 67.
A rising detection circuit 74 for detecting the rising of the output of the comparator 68;
The output of the rise detection circuit 74 is input to the reset terminal,
RS flip-flop (hereinafter, abbreviated as RS-FF) 7 that outputs an output signal to a control terminal of switching element 22.
5. Since the circuit configuration other than the oscillation circuit 66 and the frequency adjustment circuit 67 is the same as that of the first embodiment, the same components are denoted by the same reference numerals and description thereof will be omitted.
【００４９】次に発振回路６６及び周波数調整回路６７
の動作を簡単に説明する。先ず周波数調整回路６７の動
作を説明する。コンパレータ６９はセンサ部２６を用い
て検出した二次側電流Ｉ２の検出結果と零とを比較し、
二次側電流Ｉ２が零よりも大きければ（−１）（Ｌレベ
ル）を、二次側電流Ｉ２が０以下であれば１（Ｈレベ
ル）を出力する。Ｄ−ＦＦ７０は、発振回路６６からの
出力（ＳＷ制御信号ＶCT L）に応じて、スイッチング素
子２２がオンする直前のコンパレータ６９の出力をラッ
チする。そして、Ｄ−ＦＦ７０のラッチ出力は積分器７
１により積分され、リミッタ７２により上限値、下限値
が制限された後、周波数指令として発振回路６６に出力
される。つまり、リミッタ７２により発振回路６６の発
振周波数の上限値及び下限値がそれぞれ設定される。Next, the oscillation circuit 66 and the frequency adjustment circuit 67
The operation of will be briefly described. First, the operation of the frequency adjustment circuit 67
Explain the work. The comparator 69 uses the sensor unit 26
The detection result of the secondary current I2 detected by the above is compared with zero,
If the secondary current I2 is larger than zero, (-1) (L level
) To 1 (H level) if the secondary current I2 is 0 or less.
Output). The D-FF 70 receives the signal from the oscillation circuit 66
Output (SW control signal VCT L) Depending on the switching element
The output of comparator 69 immediately before element 22 turns on is latched.
Touch. The latch output of the D-FF 70 is
1 and the upper and lower limits by the limiter 72
Is output to the oscillation circuit 66 as a frequency command after the
Is done. That is, the oscillation of the oscillation circuit 66 is performed by the limiter 72.
An upper limit and a lower limit of the vibration frequency are set, respectively.
【００５０】而して、スイッチング素子２２が再オンす
る直前の二次側電流Ｉ２が零よりも大きければ、コンパ
レータ６９の出力は−１となり、積分器７１の出力が低
下して、スイッチング素子２２のスイッチング周波数を
低下させるような周波数指令を発振器７３に出力する。
一方、スイッチング素子２２が再オンする直前の二次側
電流Ｉ２が零以下であれば、コンパレータ６９の出力は
１となり、積分器７１の出力が増加して、スイッチング
素子２２のスイッチング周波数を高くするような周波数
指令を発振器７３に出力する。Thus, if the secondary current I2 immediately before the switching element 22 is turned on again is greater than zero, the output of the comparator 69 becomes -1 and the output of the integrator 71 is reduced. Is output to the oscillator 73 to lower the switching frequency.
On the other hand, if the secondary current I2 immediately before the switching element 22 is turned on again is equal to or less than zero, the output of the comparator 69 becomes 1, the output of the integrator 71 increases, and the switching frequency of the switching element 22 increases. Such a frequency command is output to the oscillator 73.
【００５１】発振回路６６では、発振器７３の出力がセ
ット信号として、立上り検出回路７４の出力がリセット
信号としてＲＳ−ＦＦに入力されており、スイッチング
素子２２をオンさせるタイミングは発振器７３の出力に
より決定される。一方、スイッチング素子２２をオフさ
せるタイミングは立上り検出回路７４により決定され
る。すなわち、コンパレータ６８では、誤差増幅器６３
から入力された一次側ピーク電流指令と、例えば検出抵
抗のようなセンサ部２５を用いて検出した一次側電流Ｉ
１の検出結果との高低を比較しており、一次側電流Ｉ１
の検出結果が一次側ピーク電流指令値よりも大きくなる
と、コンパレータ６８の出力がローからハイに反転し、
立下り検出回路７４からＲＳ−ＦＦ７５にリセット信号
が出力され、スイッチング素子２２がオフになる。In the oscillation circuit 66, the output of the oscillator 73 is input to the RS-FF as a set signal, and the output of the rise detection circuit 74 is input to the RS-FF as a reset signal. The timing at which the switching element 22 is turned on is determined by the output of the oscillator 73. Is done. On the other hand, the timing at which the switching element 22 is turned off is determined by the rise detection circuit 74. That is, in the comparator 68, the error amplifier 63
And the primary-side current I detected using the sensor unit 25 such as a detection resistor.
1 is compared with the detection result, and the primary current I1
Is larger than the primary side peak current command value, the output of the comparator 68 is inverted from low to high,
A reset signal is output from the falling detection circuit 74 to the RS-FF 75, and the switching element 22 is turned off.
【００５２】ここで、本回路では、周波数調整回路６７
を除いた出力制御回路６及び主回路からなるフィードバ
ック系の応答時間に対して、周波数調整回路６７を構成
する積分器７１の時定数を十分大きい値に設定している
ので、安定した制御動作を行わせることができる。すな
わち、周波数調整回路６７は、スイッチング素子２２の
スイッチング動作を全て境界モードで行わせるのではな
く、スイッチング素子２２が平均して境界モード付近で
動作するように、スイッチング周波数を徐々に変化させ
ている。Here, in this circuit, the frequency adjustment circuit 67
Since the time constant of the integrator 71 constituting the frequency adjustment circuit 67 is set to a sufficiently large value with respect to the response time of the feedback system including the output control circuit 6 and the main circuit except for the above, a stable control operation can be performed. Can be done. That is, the frequency adjustment circuit 67 does not cause all the switching operations of the switching element 22 to be performed in the boundary mode, but gradually changes the switching frequency so that the switching element 22 operates in the vicinity of the boundary mode on average. .
【００５３】ところで、図５に示す回路は、上述した図
４の回路において、ＤＣ−ＤＣ変換回路２の回路構成を
変更したものである。本回路では、直流電源１の高圧側
端に一次巻線の一端が接続されたトランス２１と、トラ
ンス２１の一次巻線の他端と直流電源１の低圧側端との
間に接続されたスイッチング素子２２と、トランス２１
の二次巻線の両端間にダイオード２３を介して接続され
た平滑コンデンサ２４とで構成され、トランス２１の二
次巻線及び平滑コンデンサ２４の接続点とトランス２１
の一次巻線及びスイッチング素子２２の接続点との間を
コンデンサ２８を介して電気的に接続するとともに、平
滑コンデンサ２４及びダイオード２３の接続点とスイッ
チング素子２２の直流電源１側の端子との間を電気的に
接続している。本回路においてもスイッチング素子２２
がオンすると、直流電源１からトランス２１の一次巻線
に電流Ｉ１が流れ、トランス２１にエネルギが蓄積され
る。その後、スイッチング素子２２がオフになると、ト
ランス２１に蓄積されたエネルギによる逆起電力によっ
てダイオード２３が導通し、トランス２１の二次巻線か
らダイオード２３を介して平滑コンデンサ２４に電流Ｉ
２が流れ、平滑コンデンサ２４が充電される。尚、ＤＣ
−ＤＣ変換回路２の回路構成を図４又は図５に示す回路
構成に限定する趣旨のものではなく、例えば昇圧チョッ
パ、降圧チョッパ、昇降圧チョッパなどのように、少な
くともスイッチング素子とインダクタンス要素とを含
み、スイッチング素子のオン時にスイッチング素子を介
してインダクタンス要素に電流を流し、インダクタンス
要素にエネルギを一時蓄積した後、蓄積したエネルギを
スイッチング素子のオフ時に負荷側へ放出するような回
路構成であれば、どのような回路構成でも良い。The circuit shown in FIG. 5 is obtained by changing the circuit configuration of the DC-DC converter 2 in the circuit shown in FIG. In this circuit, a transformer 21 having one end of a primary winding connected to a high-voltage end of the DC power supply 1 and a switching device connected between the other end of the primary winding of the transformer 21 and a low-voltage side end of the DC power supply 1 Element 22 and transformer 21
And a smoothing capacitor 24 connected between both ends of a secondary winding of the transformer 21 via a diode 23.
Between the primary winding and the connection point of the switching element 22 via a capacitor 28, and between the connection point of the smoothing capacitor 24 and the diode 23 and the terminal of the switching element 22 on the DC power supply 1 side. Are electrically connected. Also in this circuit, the switching element 22
Is turned on, a current I1 flows from the DC power supply 1 to the primary winding of the transformer 21, and energy is stored in the transformer 21. Thereafter, when the switching element 22 is turned off, the diode 23 conducts due to the back electromotive force due to the energy stored in the transformer 21, and the current I flows from the secondary winding of the transformer 21 to the smoothing capacitor 24 via the diode 23.
2 flows and the smoothing capacitor 24 is charged. In addition, DC
The circuit configuration of the DC conversion circuit 2 is not intended to be limited to the circuit configuration shown in FIG. 4 or FIG. 5, and at least a switching element and an inductance element are connected, such as a boost chopper, a buck chopper, and a buck-boost chopper. In the circuit configuration, when the switching element is turned on, a current flows through the inductance element via the switching element, energy is temporarily stored in the inductance element, and the stored energy is released to the load side when the switching element is turned off. Any circuit configuration may be used.
【００５４】（実施形態３）本発明の実施形態３を図６
を参照して説明する。本回路では、実施形態２で説明し
た図４の回路において、周波数調整回路６７の出力に応
じた周波数の三角波を発生する三角波発生器７６と、三
角波発生器７６から入力される三角波と誤差増幅器６３
から入力される出力指令との高低を比較し、出力指令の
大きさに応じたパルス幅のＰＷＭ信号を発生するコンパ
レータ７７とで発振回路６６を構成している。尚、発振
回路６６以外の回路構成は実施形態２と同様であるの
で、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明
を省略する。(Embodiment 3) FIG. 6 shows Embodiment 3 of the present invention.
This will be described with reference to FIG. In this circuit, in the circuit of FIG. 4 described in the second embodiment, a triangular wave generator 76 for generating a triangular wave having a frequency corresponding to the output of the frequency adjusting circuit 67, a triangular wave input from the triangular wave generator 76 and an error amplifier 63
An oscillator circuit 66 is configured by a comparator 77 that compares the height of the output command with a comparator 77 and generates a PWM signal having a pulse width corresponding to the magnitude of the output command. Since the circuit configuration other than the oscillation circuit 66 is the same as that of the second embodiment, the same components are denoted by the same reference numerals and description thereof will be omitted.
【００５５】本回路においても周波数調整回路６７は、
スイッチング素子２２が再オンする直前の二次側電流Ｉ
２に基づいて三角波発生器７６の発振周波数（すなわち
スイッチング素子２２がオンするタイミング）を変化さ
せており、スイッチング素子２２が再オンする直前の二
次側電流Ｉ２が零よりも大きければ、スイッチング周波
数を低下させるような周波数指令を出力し、二次側電流
Ｉ２が零以下であればスイッチング周波数を高くするよ
うな周波数指令を出力するので、スイッチング素子２２
が境界モード付近で動作するように、スイッチング周波
数を制御することができる。Also in this circuit, the frequency adjustment circuit 67
The secondary current I just before the switching element 22 is turned on again
2, the oscillation frequency of the triangular wave generator 76 (ie, the timing at which the switching element 22 is turned on) is changed. If the secondary current I2 immediately before the switching element 22 is turned on again is larger than zero, the switching frequency is changed. And outputs a frequency command to increase the switching frequency if the secondary current I2 is equal to or less than zero.
The switching frequency can be controlled so that operates near the boundary mode.
【００５６】（実施形態４）本発明の実施形態４を図７
を参照して説明する。実施形態１の放電灯点灯装置で
は、スイッチング素子２２が再オンする直前の二次側電
流Ｉ２が零になるように、周波数調整回路６７が発振回
路６６の発振周波数を制御しているのに対して、本実施
形態の放電灯点灯装置では、スイッチング素子２２が再
オンする直前の一次側電流Ｉ１及び二次側電流Ｉ２がそ
れぞれ零以下となり、且つ、一次側電流Ｉ１及び二次側
電流Ｉ２が共に零以下となる期間が零となるように、周
波数調整回路６７が発振回路６６の発振周波数を所定の
周波数範囲内で制御している。尚、周波数調整回路６７
以外の回路構成は実施形態１と同様であるので、同一の
構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略す
る。(Embodiment 4) FIG. 7 shows Embodiment 4 of the present invention.
This will be described with reference to FIG. In the discharge lamp lighting device of the first embodiment, the frequency adjustment circuit 67 controls the oscillation frequency of the oscillation circuit 66 so that the secondary current I2 immediately before the switching element 22 is turned on again becomes zero. Therefore, in the discharge lamp lighting device of the present embodiment, the primary current I1 and the secondary current I2 immediately before the switching element 22 is turned on again become zero or less, respectively, and the primary current I1 and the secondary current I2 become The frequency adjusting circuit 67 controls the oscillating frequency of the oscillating circuit 66 within a predetermined frequency range so that the period in which both are zero or less becomes zero. The frequency adjustment circuit 67
The circuit configuration other than the above is the same as that of the first embodiment, and therefore, the same components are denoted by the same reference numerals and description thereof will be omitted.
【００５７】ここで、周波数調整回路６７には、トラン
ス２１の一次巻線に流れる一次側電流Ｉ１を検出するセ
ンサ部２５の検出結果と、二次巻線に流れる二次側電流
Ｉ２を検出するセンサ部２６の検出結果とが入力されて
おり、センサ部２５，２６の検出結果に基づいてスイッ
チング周波数を制御している。例えば、図８（ａ）〜
（ｆ）に示すように一次側電流Ｉ１、二次側電流Ｉ２が
共に零となる期間Ｔ０が零よりも大きい場合（すなわち
トランス２１に電流が流れていない期間が存在する場
合）、周波数調整回路６７は発振回路６６の発振周波数
を高くして、スイッチング素子２２がオンするタイミン
グを早めている。一方、図９（ａ）〜（ｆ）に示すよう
にスイッチング素子２２が再オンする直前の二次側電流
Ｉ２が零より大きい場合（すなわちトランス２１の一次
巻線及び二次巻線に連続的に電流が流れている場合）、
周波数調整回路６７は発振回路６６の発振周波数を低下
させており、スイッチング素子２２がオンするタイミン
グを遅くしている。Here, the frequency adjustment circuit 67 detects the detection result of the sensor unit 25 for detecting the primary current I1 flowing through the primary winding of the transformer 21 and the secondary current I2 flowing through the secondary winding. The detection result of the sensor unit 26 is input, and the switching frequency is controlled based on the detection results of the sensor units 25 and 26. For example, FIG.
As shown in (f), when the period T0 during which both the primary current I1 and the secondary current I2 are zero is greater than zero (that is, when there is a period during which no current flows through the transformer 21), the frequency adjustment circuit is used. Numeral 67 increases the oscillation frequency of the oscillation circuit 66 to advance the timing at which the switching element 22 turns on. On the other hand, as shown in FIGS. 9A to 9F, when the secondary current I2 immediately before the switching element 22 is turned on again is larger than zero (that is, when the secondary current I2 is continuously connected to the primary winding and the secondary winding of the transformer 21). When current is flowing through),
The frequency adjustment circuit 67 lowers the oscillation frequency of the oscillation circuit 66, and delays the timing at which the switching element 22 turns on.
【００５８】このように、周波数調整回路６７は、スイ
ッチング素子２２が再オンする直前の一次側電流Ｉ１及
び二次側電流Ｉ２がそれぞれ零以下となり、且つ、一次
側電流Ｉ１及び二次側電流Ｉ２が共に零以下となる期間
が零となるように、発振回路６６の発振周波数を所定の
周波数範囲内で制御しているので、スイッチング素子２
２を境界モード付近で動作させることができ、トランス
２１やスイッチング素子２２の損失を低減して、ノイズ
を抑制することができる。As described above, the frequency adjusting circuit 67 determines that the primary current I1 and the secondary current I2 immediately before the switching element 22 is turned on again become zero or less, and that the primary current I1 and the secondary current I2 The oscillation frequency of the oscillation circuit 66 is controlled within a predetermined frequency range so that the period during which both are zero or less is zero.
2 can be operated near the boundary mode, the loss of the transformer 21 and the switching element 22 can be reduced, and the noise can be suppressed.
【００５９】尚、周波数調整回路６７において、一次側
電流Ｉ１及び二次側電流Ｉ２が両方共に流れていない電
流ゼロ期間Ｔ０のみを検出し、電流ゼロ期間Ｔ０が所定
のしきい値よりも長ければ、周波数調整回路６７が発振
回路６６の発振周波数を高くし、電流ゼロ期間Ｔ０がし
きい値以下であれば、周波数調整回路６７が発振回路６
６の発振周波数を低下させるようにしても良く、上述と
同様にスイッチング素子２２を境界モード付近で動作さ
せることができる。ここで、電流ゼロ期間Ｔ０のしきい
値としては零或いは零に近い値を設定すれば良い。また
本回路では一次側電流Ｉ１と二次側電流Ｉ２とを検出
し、これらの検出結果から一次側電流Ｉ１及び二次側電
流Ｉ２が共に流れていない電流ゼロ期間Ｔ０を測定して
いるが、トランス２１の一次側及び二次側に流れる電流
を推定し等価的に電流ゼロ期間Ｔ０を検出できるのであ
れば、上記以外の検出方法を用いても良いことは言うま
でもない。The frequency adjustment circuit 67 detects only the current zero period T0 during which neither the primary current I1 nor the secondary current I2 flows, and if the current zero period T0 is longer than a predetermined threshold value. If the frequency adjustment circuit 67 increases the oscillation frequency of the oscillation circuit 66 and the current zero period T0 is equal to or less than the threshold value, the frequency adjustment circuit 67
6, the switching element 22 can be operated in the vicinity of the boundary mode in the same manner as described above. Here, the threshold value of the current zero period T0 may be set to zero or a value close to zero. Further, in this circuit, the primary current I1 and the secondary current I2 are detected, and from these detection results, the current zero period T0 during which neither the primary current I1 nor the secondary current I2 flows is measured. It goes without saying that any other detection method may be used as long as the current flowing through the primary side and the secondary side of the transformer 21 can be estimated and the current zero period T0 can be equivalently detected.
【００６０】（実施形態５）本発明の実施形態５を図１
０を参照して説明する。本回路は実施形態４で説明した
放電灯点灯装置の具体回路であり、周波数調整回路６７
を、センサ部２５，２６の検出結果を加算した信号が反
転入力端子に入力されるコンパレータ６９と、ローパス
フィルタ７８を介して入力されたコンパレータ６９の出
力と基準電源７９の電圧値との高低を比較するコンパレ
ータ８０と、コンパレータ８０の出力を積分する積分器
７１と、積分器７１の出力の上限値及び下限値を設定す
るリミッタ７２とで構成している。尚、周波数調整回路
６７以外の回路構成は実施形態４と同様であるので、同
一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略
する。(Embodiment 5) Embodiment 5 of the present invention is shown in FIG.
0 will be described. This circuit is a specific circuit of the discharge lamp lighting device described in the fourth embodiment.
Is compared with the output of the comparator 69 input through the low-pass filter 78 and the voltage value of the reference power supply 79, by comparing the signal obtained by adding the detection results of the sensor units 25 and 26 to the inverting input terminal. It comprises a comparator 80 for comparison, an integrator 71 for integrating the output of the comparator 80, and a limiter 72 for setting the upper and lower limits of the output of the integrator 71. Since the circuit configuration other than the frequency adjustment circuit 67 is the same as that of the fourth embodiment, the same components are denoted by the same reference numerals and description thereof will be omitted.
【００６１】コンパレータ６９では、センサ部２５，２
６の検出結果を加算した値が零よりも大きいか否か、す
なわちトランス２１に電流が流れているか否かを判定し
ており、一次側電流Ｉ１及び二次側電流Ｉ２が共に０以
下であれば出力が１（Ｈレベル）となり、一次側電流Ｉ
１又は二次側電流Ｉ２が流れていれば出力が０となる。
コンパレータ６９の出力はローパスフィルタ７８によっ
て平滑され、電流ゼロ期間Ｔ０の時間幅に応じた電圧値
の直流電圧がコンパレータ８０に入力される。コンパレ
ータ８０は、ローパスフィルタ７８の出力と基準電源７
９の電圧値との高低を比較し、ローパスフィルタ７８の
出力が基準電源７９の電圧値を超えると（すなわち、電
流ゼロ期間Ｔ０が所定のしきい値よりも長くなると）、
１（Ｈレベル）を出力し、ローパスフィルタ７８の出力
が基準電源７９の電圧値以下になると（すなわち、電流
ゼロ期間Ｔ０がしきい値以下になると）、−１（Ｌレベ
ル）を出力する。そして、コンパレータ８０の出力は積
分器７１によって積分され、リミッタ７２により上限値
及び下限値が制限された後、周波数指令として発振回路
６６に出力される。In the comparator 69, the sensor units 25 and 2
It is determined whether the value obtained by adding the detection result of No. 6 is greater than zero, that is, whether a current is flowing through the transformer 21. If both the primary current I1 and the secondary current I2 are 0 or less, If the output becomes 1 (H level), the primary side current I
The output becomes 0 if 1 or the secondary current I2 is flowing.
The output of the comparator 69 is smoothed by the low-pass filter 78, and a DC voltage having a voltage value corresponding to the time width of the current zero period T0 is input to the comparator 80. The comparator 80 is connected to the output of the low-pass filter 78 and the reference power supply 7.
When the output of the low-pass filter 78 exceeds the voltage value of the reference power supply 79 (that is, when the current zero period T0 becomes longer than a predetermined threshold value),
1 (H level), and outputs -1 (L level) when the output of the low-pass filter 78 falls below the voltage value of the reference power supply 79 (that is, when the current zero period T0 falls below the threshold). Then, the output of the comparator 80 is integrated by the integrator 71, and the upper and lower limits are limited by the limiter 72, and then output to the oscillation circuit 66 as a frequency command.
【００６２】尚、基準電源７９の電圧値は０に近い０以
上の値に設定されており、周波数調整回路６７では、コ
ンパレータ６９により検出した電流ゼロ期間Ｔ０が所定
値以下になるように、発振回路６６の発振周波数を変化
させ、スイッチング素子２２がオンするタイミングを調
整している。また、ローパスフィルタ７８のカットオフ
周波数はスイッチング周波数の調整範囲よりも十分低い
周波数に設定されている。Note that the voltage value of the reference power supply 79 is set to a value of 0 or more close to 0, and the frequency adjusting circuit 67 oscillates so that the current zero period T0 detected by the comparator 69 becomes a predetermined value or less. The oscillation frequency of the circuit 66 is changed to adjust the timing at which the switching element 22 is turned on. The cutoff frequency of the low-pass filter 78 is set to a frequency sufficiently lower than the switching frequency adjustment range.
【００６３】（実施形態６）本発明の実施形態６を図１
１を参照して説明する。本回路は実施形態４で説明した
放電灯点灯装置の具体回路である。なお、実施形態４で
説明した放電灯点灯装置では、一次側電流Ｉ１と二次側
電流Ｉ２とを検出し、その検出結果から一次側電流Ｉ１
及び二次側電流Ｉ２が共に流れていない期間Ｔ０を検出
しているのに対して、本回路ではスイッチング素子２２
のオフ期間におけるスイッチング素子２２の両端電圧か
ら一次側電流Ｉ１及び二次側電流Ｉ２が共に流れていな
い電流ゼロ期間を検出している。尚、放電灯点灯装置の
基本的な構成は実施形態４と同様であるので、同一の構
成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。(Embodiment 6) Embodiment 6 of the present invention is shown in FIG.
This will be described with reference to FIG. This circuit is a specific circuit of the discharge lamp lighting device described in the fourth embodiment. In the discharge lamp lighting device described in the fourth embodiment, the primary current I1 and the secondary current I2 are detected, and from the detection results, the primary current I1 is detected.
And the period T0 during which the secondary current I2 does not flow, the switching element 22
From the voltage across the switching element 22 during the off period, a current zero period during which neither the primary current I1 nor the secondary current I2 flows is detected. Since the basic configuration of the discharge lamp lighting device is the same as that of the fourth embodiment, the same components are denoted by the same reference numerals and description thereof will be omitted.
【００６４】本回路では、ＤＣ−ＤＣ変換回路２を、直
流電源１の高圧側端に一次巻線の一端が接続されたトラ
ンス２１と、トランス２１の一次巻線の他端と直流電源
１の低圧側端との間に接続されたスイッチング素子２２
と、トランス２１の二次巻線の両端間にダイオード２３
を介して接続された平滑コンデンサ２４とで構成してお
り、トランス２１の二次巻線及び平滑コンデンサ２４の
接続点とトランス２１の一次巻線及びスイッチング素子
２２の接続点との間をコンデンサ２８を介して電気的に
接続するとともに、平滑コンデンサ２４及びダイオード
２３の接続点とスイッチング素子２２の直流電源１側の
端子との間を電気的に接続している。In this circuit, the DC-DC conversion circuit 2 includes a transformer 21 having one end of a primary winding connected to the high-voltage end of the DC power supply 1, and the other end of the primary winding of the transformer 21 and the DC power supply 1. Switching element 22 connected between low-voltage side end
And a diode 23 across the secondary winding of the transformer 21.
And a smoothing capacitor 24 connected between the secondary winding of the transformer 21 and the connection point between the smoothing capacitor 24 and the primary winding of the transformer 21 and the connection point of the switching element 22. And a connection point between the smoothing capacitor 24 and the diode 23 and a terminal of the switching element 22 on the side of the DC power supply 1 are electrically connected.
【００６５】周波数調整回路６７は、スイッチング素子
２２の両端電圧の立下りを検出する立下り検出回路８１
と、立下り検出回路８１の出力がセット端子、発振回路
６６の出力がリセット端子に入力されるＲＳフリップフ
ロップ（以下、ＲＳ−ＦＦと略す。）８２と、ローパス
フィルタ７８を介して入力されたＲＳ−ＦＦ８２の出力
と基準電源７９の電圧値との高低を比較するコンパレー
タ８０と、所定周波数のクロック信号が入力されコンパ
レータ８０の出力に応じて周波数指令値をアップカウン
ト又はダウンカウントするカウンタ７１ａとで構成され
る。The frequency adjusting circuit 67 has a falling detecting circuit 81 for detecting the falling of the voltage across the switching element 22.
And an RS flip-flop (hereinafter abbreviated as RS-FF) 82 in which the output of the falling detection circuit 81 is input to a set terminal and the output of the oscillation circuit 66 is input to a reset terminal, and a low-pass filter 78. A comparator 80 for comparing the level of the output of the RS-FF 82 with the voltage value of the reference power supply 79; a counter 71a to which a clock signal of a predetermined frequency is input and which counts up or down the frequency command value according to the output of the comparator 80; It consists of.
【００６６】また発振回路６６は、周波数調整回路６７
から入力される周波数指令値に応じた周波数のクロック
信号を発生する発振器７３と、コンパレータ６８の出力
の立ち上がりを検出する立上り検出回路７４と、発振器
７３の出力がセット端子、立上り検出回路７４の出力が
リセット端子に入力され、出力信号をスイッチング素子
２２の制御端子に出力するＲＳ−ＦＦとで構成される。The oscillation circuit 66 includes a frequency adjustment circuit 67
An oscillator 73 that generates a clock signal having a frequency corresponding to the frequency command value input from the input terminal, a rising detection circuit 74 that detects the rising of the output of the comparator 68, an output of the oscillator 73 is a set terminal, and an output of the rising detection circuit 74 Is input to a reset terminal, and an RS-FF that outputs an output signal to a control terminal of the switching element 22.
【００６７】次に周波数調整回路６７の動作を簡単に説
明する。スイッチング素子２２がオフ状態からオン状態
に切り替わると、トランス２１の一次側に一次側電流Ｉ
１が流れ、その後スイッチング素子２２がオン状態から
オフ状態に切り替わるとトランス２１の二次巻線に二次
側電流Ｉ２が流れる。この時、スイッチング素子２２の
両端間にはトランス２１の二次巻線に発生する逆起電力
により略一定の電圧が発生するが、二次側電流Ｉ２が流
れなくなるとスイッチング素子２２の両端電圧が低下す
る。したがって、本回路ではスイッチング素子２２のオ
フ期間においてスイッチング素子２２の両端電圧が低下
した時点からスイッチング素子２２が再びオンするまで
の期間を検出することにより、電流ゼロ期間Ｔ０を検出
している。Next, the operation of the frequency adjustment circuit 67 will be briefly described. When the switching element 22 switches from the off state to the on state, the primary current I
1 flows, and when the switching element 22 switches from the on state to the off state, a secondary current I2 flows through the secondary winding of the transformer 21. At this time, a substantially constant voltage is generated between the both ends of the switching element 22 due to the back electromotive force generated in the secondary winding of the transformer 21, but when the secondary current I2 stops flowing, the voltage across the switching element 22 is reduced. descend. Therefore, in this circuit, the zero current period T0 is detected by detecting a period from the time when the voltage across the switching element 22 decreases during the OFF period of the switching element 22 until the switching element 22 is turned on again.
【００６８】すなわち、スイッチング素子２２のオフ期
間において二次側電流Ｉ２が流れなくなると、スイッチ
ング素子２２の両端電圧が低下するので、立下り検出回
路８１がスイッチング素子２２の両端電圧の立下りを検
出して、検出信号をＲＳ−ＦＦ８２のセット端子に出力
し、ＲＳ−ＦＦ８２の出力がローからハイに反転する。
その後、発振回路６６からスイッチング素子２２の制御
端子にスイッチング素子２２をオンさせる信号が出力さ
れると、この信号がＲＳ−ＦＦ８２のリセット端子に入
力され、ＲＳ−ＦＦ８２の出力がハイからローに反転す
る。したがって、トランス２１に一次側電流Ｉ１及び二
次側電流Ｉ２が共に流れていない間だけ、ＲＳ−ＦＦ８
２の出力はハイになる。That is, when the secondary current I2 stops flowing during the off period of the switching element 22, the voltage across the switching element 22 decreases, so that the fall detection circuit 81 detects the fall of the voltage across the switching element 22. Then, the detection signal is output to the set terminal of the RS-FF 82, and the output of the RS-FF 82 is inverted from low to high.
Thereafter, when a signal for turning on the switching element 22 is output from the oscillation circuit 66 to the control terminal of the switching element 22, this signal is input to the reset terminal of the RS-FF 82, and the output of the RS-FF 82 is inverted from high to low. I do. Therefore, the RS-FF 8 is connected only while the primary current I1 and the secondary current I2 do not flow through the transformer 21.
The output of 2 goes high.
【００６９】ＲＳ−ＦＦ８２の出力はローパスフィルタ
７８によって平滑され、電流ゼロ期間Ｔ０の時間幅に応
じた電圧値の直流電圧がコンパレータ８０に入力され
る。コンパレータ８０は、ローパスフィルタ７８の出力
と基準電源７９の電圧値との高低を比較し、ローパスフ
ィルタ７８の出力が基準電源７９の電圧値を超えると
（すなわち、電流ゼロ期間Ｔ０が所定のしきい値よりも
長くなると）、Ｈレベルの信号を出力し、ローパスフィ
ルタ７８の出力が基準電源７９の電圧値以下になると
（すなわち、電流ゼロ期間Ｔ０がしきい値以下になる
と）、Ｌレベルの信号を出力する。そして、コンパレー
タ８０の出力がＨレベルであれば、カウンタ７１ａはア
ップカウントして周波数指令値を高くし、コンパレータ
８０の出力がＬレベルであれば、カウンタ７１ａはダウ
ンカウントして周波数指令値を低下させる。このよう
に、本回路では積分回路としてカウンタ７１ａを用い、
カウンタ７１ａがコンパレータ８０の出力に応じて周波
数指令値をアップカウント又はダウンカウントしてお
り、周波数指令値をディジタル的に求めている。尚、カ
ウンタ７１ａの出力には予め上限値及び下限値が設定さ
れており、発振回路６６の発振周波数に上限値及び下限
値が設定されている。The output of the RS-FF 82 is smoothed by the low-pass filter 78, and a DC voltage having a voltage value corresponding to the time width of the current zero period T0 is input to the comparator 80. The comparator 80 compares the level of the output of the low-pass filter 78 with the level of the voltage of the reference power supply 79, and when the output of the low-pass filter 78 exceeds the voltage of the reference power supply 79 (that is, the current zero period T0 is a predetermined threshold). If the output of the low-pass filter 78 becomes equal to or less than the voltage value of the reference power supply 79 (that is, if the current zero period T0 becomes equal to or less than the threshold value), an L-level signal is output. Is output. If the output of the comparator 80 is at the H level, the counter 71a counts up to increase the frequency command value, and if the output of the comparator 80 is at the L level, the counter 71a counts down and decreases the frequency command value. Let it. Thus, in this circuit, the counter 71a is used as an integrating circuit,
The counter 71a counts up or down the frequency command value according to the output of the comparator 80, and obtains the frequency command value digitally. Note that an upper limit value and a lower limit value are set in advance for the output of the counter 71a, and an upper limit value and a lower limit value are set for the oscillation frequency of the oscillation circuit 66.
【００７０】また、本回路ではスイッチング素子２２の
オン抵抗を利用してトランス２１の一次巻線に流れる一
次側電流Ｉ１を検出している。すなわち、トランス２１
の一次巻線及びスイッチング素子２２の接続点にダイオ
ードＤ０のカソードを接続し、一端に一定電圧が印加さ
れた抵抗Ｒ０の他端をダイオードＤ０のアノードに接続
して、ダイオードＤ０及び抵抗Ｒ０の接続点の電圧をコ
ンパレータ６８に入力している。ここで、スイッチング
素子２２のオン時にスイッチング素子２２に一次側電流
Ｉ１が流れると、スイッチング素子２２のオン抵抗によ
って一次側電流Ｉ１の電流値に応じた電圧がスイッチン
グ素子２２の両端間に発生する。したがって、コンパレ
ータ６８ではスイッチング素子２２の両端電圧と誤差増
幅器６３の出力との高低を比較することにより、擬似的
に検出した一次側電流Ｉ１の検出値と一次側ピーク電流
指令との高低を比較することができ、出力電力が所望の
電力となるようにスイッチング素子２２のオン時間を調
整することができる。このように、本回路ではスイッチ
ング素子２２のオン抵抗を利用して一次側電流Ｉ１を検
出しているので、検出点を少なくでき、回路部品の数を
削減できる。ここに、ダイオードＤ０及び抵抗Ｒ０か
ら、ＤＣ−ＤＣ変換回路２を構成する回路要素すなわち
スイッチング素子２２の両端間に発生する電圧変化を検
出する電圧検出手段が構成される。In this circuit, the primary current I1 flowing through the primary winding of the transformer 21 is detected by using the on-resistance of the switching element 22. That is, the transformer 21
The connection point of the diode D0 is connected to the connection point between the primary winding and the switching element 22, and the other end of the resistor R0 to which one end is applied with a constant voltage is connected to the anode of the diode D0. The voltage at the point is input to the comparator 68. Here, when the primary current I1 flows through the switching element 22 when the switching element 22 is turned on, a voltage corresponding to the current value of the primary current I1 is generated across the switching element 22 due to the on-resistance of the switching element 22. Accordingly, the comparator 68 compares the level of the primary-side current I1 and the level of the primary-side peak current command by comparing the level of the voltage across the switching element 22 with the level of the output of the error amplifier 63. The ON time of the switching element 22 can be adjusted so that the output power becomes the desired power. As described above, in the present circuit, the primary current I1 is detected by using the ON resistance of the switching element 22, so that the number of detection points can be reduced and the number of circuit components can be reduced. Here, the diode D0 and the resistor R0 constitute a circuit element constituting the DC-DC conversion circuit 2, that is, voltage detection means for detecting a voltage change occurring between both ends of the switching element 22.
【００７１】尚、本実施形態では、スイッチング素子２
２のオフ時におけるスイッチング素子２２の両端電圧を
検出することによって、トランス２１に電流が流れてい
ない期間を検出しているが、スイッチング素子２２の両
端電圧を検出する代わりに、トランス２１の一次巻線又
は二次巻線に発生する電圧を検出するようにしても良
い。すなわち、トランス２１に一次側電流Ｉ１又は二次
側電流Ｉ２が流れると、一次巻線及び二次巻線に発生す
る電圧がそれぞれ変化するので、一次巻線又は二次巻線
に発生する電圧を検出することによって、トランス２１
に電流が流れていない期間を検出することができる。In this embodiment, the switching element 2
2, the period during which no current flows through the transformer 21 is detected by detecting the voltage across the switching element 22 when the switching element 2 is off. A voltage generated in a wire or a secondary winding may be detected. That is, when the primary current I1 or the secondary current I2 flows through the transformer 21, the voltages generated in the primary winding and the secondary winding respectively change, and thus the voltage generated in the primary winding or the secondary winding is changed. By detecting, the transformer 21
A period during which no current flows can be detected.
【００７２】（実施形態７）本発明の実施形態７を図１
２を参照して説明する。実施形態６の放電灯点灯装置で
は、コンパレータ８０によりローパスフィルタ７８の出
力と基準電源７９の電圧値との高低を判定し、コンパレ
ータ８０の出力のハイ／ローに応じてカウンタ７１ａが
周波数指令値をアップ又はダウンカウントしているが、
本実施形態の放電灯点灯装置では、一定電圧を分圧抵抗
で分圧することにより基準電圧Ｖref1，Ｖref2（Ｖref1
＜Ｖref2）を生成する基準電圧生成回路７９ａ、及び、
ローパスフィルタ７８の出力と基準電圧Ｖref1，Ｖref2
との高低をそれぞれ比較するコンパレータ８０ａ，８０
ｂを設けており、コンパレータ８０ａ，８０ｂの出力に
応じてカウンタ７１ａが周波数指令値をアップ又はダウ
ンカウントしている。尚、基準電圧生成回路７９ａ及び
コンパレータ８０ａ，８０ｂ以外の構成は実施形態６と
同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付し
て、図示及び説明は省略する。(Embodiment 7) Embodiment 7 of the present invention is shown in FIG.
This will be described with reference to FIG. In the discharge lamp lighting device according to the sixth embodiment, the comparator 80 determines the level of the output of the low-pass filter 78 and the voltage value of the reference power supply 79, and the counter 71a determines the frequency command value according to the output high / low of the comparator 80. Counting up or down,
In the discharge lamp lighting device of the present embodiment, the reference voltages Vref1, Vref2 (Vref1
<Vref2), a reference voltage generating circuit 79a, and
The output of the low-pass filter 78 and the reference voltages Vref1, Vref2
Comparators 80a and 80 for comparing the levels of
b, and the counter 71a counts up or down the frequency command value according to the output of the comparators 80a and 80b. Since the configuration other than the reference voltage generation circuit 79a and the comparators 80a and 80b is the same as that of the sixth embodiment, the same reference numerals are given to the same components, and illustration and description thereof will be omitted.
【００７３】（実施形態８）本発明の実施形態８を図１
３を参照して説明する。本実施形態では、実施形態６の
放電灯点灯装置において、発振回路６６を構成する発振
器７３のオンデューティを最大オンデューティ調整回路
８３により変化させており、発振器７３のオンデューテ
ィによってスイッチング素子２２のオン時間の最大値を
決定している。すなわち、発振回路６６では発振器７３
の出力とＲＳ−ＦＦ７５の出力とをＡＮＤゲート８４に
入力して、ＡＮＤゲート８４の出力をスイッチング素子
２２の制御端子に印加しており、スイッチング素子２２
のオンデューティが発振器７３の出力のオンデューティ
以下に制限される。尚、発振回路６６以外の回路構成は
実施形態６と同様であるので、同一の構成要素には同一
の符号を付して、その説明を省略する。(Embodiment 8) FIG. 1 shows Embodiment 8 of the present invention.
3 will be described. In the present embodiment, in the discharge lamp lighting device of the sixth embodiment, the on-duty of the oscillator 73 forming the oscillation circuit 66 is changed by the maximum on-duty adjustment circuit 83, and the on-duty of the oscillator 73 turns on the switching element 22. Determine the maximum time. That is, in the oscillation circuit 66, the oscillator 73
And the output of the RS-FF 75 are input to an AND gate 84, and the output of the AND gate 84 is applied to the control terminal of the switching element 22.
Is limited to not more than the on-duty of the output of the oscillator 73. Since the circuit configuration other than the oscillation circuit 66 is the same as that of the sixth embodiment, the same components are denoted by the same reference numerals and description thereof will be omitted.
【００７４】本回路では、発振器７３の出力の立上りで
ＲＳ−ＦＦ７５の出力がハイになり、スイッチング素子
２２がオンになる。一方、コンパレータ６８からＲＳ−
ＦＦ７５のリセット端子に信号ＲＥＳＥＴが入力される
か、又は、発振器７３の出力がＬレベルになると、スイ
ッチング素子２２がオフになる。したがって、スイッチ
ング素子２２の最大オン時間は、発振器７３のオンデュ
ーティにより決定される。In this circuit, the output of the RS-FF 75 goes high at the rise of the output of the oscillator 73, and the switching element 22 is turned on. On the other hand, RS-
When the signal RESET is input to the reset terminal of the FF 75, or when the output of the oscillator 73 becomes L level, the switching element 22 is turned off. Therefore, the maximum on-time of the switching element 22 is determined by the on-duty of the oscillator 73.
【００７５】ここで、最大オンデューティ調整回路８３
ではＤＣ−ＤＣ変換回路２の入力電圧Ｖin又は出力電圧
Ｖoutに応じて発振器７３のオンデューティを設定して
おり、スイッチング素子２２の最大オン時間を入出力条
件に応じて変化させている。例えば、スイッチング素子
２２のオン時にエネルギを蓄積するトランス２１に印加
される電圧（すなわち、直流電源１の電源電圧に略等し
い電圧）をＶ１、スイッチング素子２２のオン時に蓄積
したエネルギをオフ時に負荷側へ放出する時のトランス
２１の電圧をＶ２、トランス２１の巻線比（昇圧比）を
ｎとした場合、最大オンデューティ調整回路８３では発
振器７３のオンデューティを、Ｖ２／（ｎ×Ｖ１＋Ｖ
２）となるように調整しており、入出力電圧に応じてス
イッチング素子２２のオンデューティの最大値を変化さ
せることができる。尚、ＤＣ−ＤＣ変換回路２が図１に
示すようなフライバックコンバータの場合、電圧Ｖ２は
平滑コンデンサ２４の両端電圧となり、ＤＣ−ＤＣ変換
回路２が図５に示すようなコンバータ回路の場合、電圧
Ｖ２は出力電圧となり、ＤＣ−ＤＣ変換回路２が昇圧チ
ョッパからなる場合、電圧Ｖ２は出力電圧から電源電圧
を減じた電圧となる。Here, the maximum on-duty adjusting circuit 83
In the example, the on-duty of the oscillator 73 is set according to the input voltage Vin or the output voltage Vout of the DC-DC conversion circuit 2, and the maximum on-time of the switching element 22 is changed according to input / output conditions. For example, the voltage applied to the transformer 21 that stores energy when the switching element 22 is turned on (that is, a voltage substantially equal to the power supply voltage of the DC power supply 1) is V1, and the energy that is stored when the switching element 22 is turned on is the load side when the switching element 22 is turned off. When the voltage of the transformer 21 is V2 and the winding ratio (step-up ratio) of the transformer 21 is n, the maximum on-duty adjustment circuit 83 sets the on-duty of the oscillator 73 to V2 / (n × V1 + V
2), and the maximum value of the on-duty of the switching element 22 can be changed according to the input / output voltage. When the DC-DC conversion circuit 2 is a flyback converter as shown in FIG. 1, the voltage V2 becomes a voltage across the smoothing capacitor 24. When the DC-DC conversion circuit 2 is a converter circuit as shown in FIG. The voltage V2 is an output voltage, and when the DC-DC conversion circuit 2 is a boost chopper, the voltage V2 is a voltage obtained by subtracting the power supply voltage from the output voltage.
【００７６】また更に、最大オンデューティ調整回路８
３では、出力増加時の過渡動作や回路の損失などを考慮
して、上記の演算を行った結果（Ｖ２／（ｎ×Ｖ１＋Ｖ
２））に、所定の補正値αを加算した値（Ｖ２／（ｎ×
Ｖ１＋Ｖ２）＋α）を、発振器７３のオンデューティに
設定しても良く、出力増加時の過渡動作や回路の損失な
どによる影響を低減することができる。Further, the maximum on-duty adjusting circuit 8
In No. 3, the result of performing the above calculation in consideration of the transient operation at the time of output increase, circuit loss, etc. (V2 / (n × V1 + V
2)) and a predetermined correction value α (V2 / (n ×
V1 + V2) + α) may be set to the on-duty of the oscillator 73, so that the influence of the transient operation when the output increases or the loss of the circuit can be reduced.
【００７７】また、動作開始時において出力電圧が零又
は非常に小さい状態で、発振器７３の出力のオンデュー
ティが小さいと、スイッチング素子２２のオンデューテ
ィが発振器７３の出力のオンデューティ以下に制限され
るから、スイッチング素子２２の最大オン時間が制限さ
れて、出力が過小になる場合があるが、このような事態
を防止するために、発振器７３のオンデューティが所定
値以下に低下しないように制限しても良く、スイッチン
グ素子２２のオン時間に下限値を設けることにより、Ｄ
Ｃ−ＤＣ変換回路２の出力が過小になるのを防止でき
る。When the output voltage of the oscillator 73 is small when the output voltage is zero or very low at the start of the operation, the on-duty of the switching element 22 is limited to the on-duty of the output of the oscillator 73 or less. Therefore, the maximum on-time of the switching element 22 may be limited and the output may be too small. In order to prevent such a situation, the on-duty of the oscillator 73 is limited so as not to drop below a predetermined value. By setting a lower limit value for the ON time of the switching element 22, D
It is possible to prevent the output of the C-DC conversion circuit 2 from becoming too small.
【００７８】（実施形態９）本発明の実施形態９を図１
４を参照して説明する。本回路は、実施形態８の放電灯
点灯装置において、電力指令値発生回路６１、電流指令
値演算部６２、誤差増幅器６３、発振器７３、最大オン
デューティ調整回路８３、コンパレータ８０及びカウン
タ７１ａを、マイクロコンピュータ（以下、マイコンと
言う。）８５を用いてソフトウェアによりそれぞれ構成
したものである。尚、上記各部をマイコン８５で構成し
た以外は実施形態９の回路と同様であり、また同様の動
作を行うので、同一の構成要素には同一の符号を付し
て、その説明を省略する。(Embodiment 9) Embodiment 9 of the present invention is shown in FIG.
This will be described with reference to FIG. In the discharge lamp lighting device according to the eighth embodiment, the circuit includes a power command value generation circuit 61, a current command value calculation unit 62, an error amplifier 63, an oscillator 73, a maximum on-duty adjustment circuit 83, a comparator 80, and a counter 71a. They are each configured by software using a computer (hereinafter, referred to as a microcomputer) 85. The components are the same as those of the ninth embodiment except that the components are configured by the microcomputer 85. Since the same operation is performed, the same components are denoted by the same reference numerals and description thereof will be omitted.
【００７９】ここで、電力指令値発生回路６１、電流指
令値演算部６２、誤差増幅器６３、発振器７３及び最大
オンデューティ調整回路８３は、それぞれマイコン８５
によりソフト的に構成される電力指令演算部８５ａ、電
流指令値演算部８５ｂ、誤差増幅演算部８５ｃ、ＰＷＭ
発生部８５ｄ及び最大オンデューティ演算部８５ｅで構
成される。また、本回路では、コンパレータ８０及びカ
ウンタ７１ａの代わりに、マイコン８５に内蔵されたＡ
／Ｄ変換部を含みマイコン８５によりソフト的に構成さ
れたスイッチング周波数設定部８５ｆを用いており、周
波数設定部８５ｆによりローパスフィルタ７８の出力に
応じてＰＷＭ発生部８５ｄの発信周波数を変化させてい
る。Here, the power command value generation circuit 61, the current command value calculation section 62, the error amplifier 63, the oscillator 73, and the maximum on-duty adjustment circuit 83 are each provided with a microcomputer 85.
Command calculation unit 85a, current command value calculation unit 85b, error amplification calculation unit 85c, PWM
It comprises a generator 85d and a maximum on-duty calculator 85e. In this circuit, instead of the comparator 80 and the counter 71a, A
A switching frequency setting unit 85f including a / D conversion unit and configured by software by the microcomputer 85 is used, and the frequency setting unit 85f changes the transmission frequency of the PWM generation unit 85d according to the output of the low-pass filter 78. .
【００８０】尚、周波数を変化させることのできるパル
ス出力を有するワンチップのマイクロコンピュータなど
も提供されており、このようなマイクロコンピュータを
用いれば、入出力条件に応じてスイッチング素子２２の
スイッチング周波数をきめ細かく制御することができ
る。A one-chip microcomputer having a pulse output capable of changing the frequency is also provided. If such a microcomputer is used, the switching frequency of the switching element 22 can be changed according to input / output conditions. It can be finely controlled.
【００８１】（実施形態１０）本発明の実施形態１０を
図１５を参照して説明する。本実施形態では、実施形態
９の放電灯点灯装置において、ＰＷＭ発生部８５ｄの発
生するＰＷＭ信号を鋸波に変換する鋸波変換回路８６を
設け、誤差増幅演算部８５ｃの出力から鋸波変換回路８
６の出力を減算した信号を一次側ピーク電流指令として
コンパレータ６８に出力している。尚、鋸波変換回路８
６以外の回路構成は実施形態９と同様であるので、同一
の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略す
る。Embodiment 10 Embodiment 10 of the present invention will be described with reference to FIG. In the present embodiment, in the discharge lamp lighting device according to the ninth embodiment, a sawtooth wave conversion circuit 86 for converting a PWM signal generated by the PWM generation unit 85d into a sawtooth wave is provided. 8
6 is output to the comparator 68 as a primary side peak current command. The sawtooth conversion circuit 8
Since the circuit configuration other than 6 is the same as that of the ninth embodiment, the same components are denoted by the same reference numerals and description thereof will be omitted.
【００８２】本回路では、スイッチング素子２２がオン
するタイミングは、ＰＷＭ発生部８５ｄから出力される
ＰＷＭ信号によって決定される。すなわち、ＰＷＭ発生
部８５ｄのＰＷＭ信号はＲＳ−ＦＦ７５のセット端子に
入力されており、このＰＷＭ信号がローからハイに立ち
上がると、ＲＳ−ＦＦ７５の出力がハイ、ＡＮＤゲート
８４の出力がハイになって、スイッチング素子２２がオ
ンになる。In this circuit, the timing at which the switching element 22 turns on is determined by the PWM signal output from the PWM generator 85d. That is, the PWM signal of the PWM generation unit 85d is input to the set terminal of the RS-FF 75. When the PWM signal rises from low to high, the output of the RS-FF 75 goes high and the output of the AND gate 84 goes high. Thus, the switching element 22 is turned on.
【００８３】一方、スイッチング素子２２をオフさせる
タイミングは、コンパレータ６８がトランス２１の一次
巻線に流れる一次側電流Ｉ１の検出値と、電力指令値よ
り求めた一次側ピーク電流指令との高低を比較すること
により決定しており、コンパレータ６８の出力がローか
らハイに立ち上がった時点、すなわち一次側電流Ｉ１の
検出値が一次側ピーク電流指令を超えた時点で、スイッ
チング素子２２をオフさせている。したがって、スイッ
チング素子２２のオンデューティが比較的大きい状態で
スイッチング動作を行っている場合は、スイッチングの
タイミングなどによってオンデューティが大きく変化
し、オンデューティが不均一になる場合があり、このよ
うな現象は入力電圧が低いほど、また出力電圧が高いほ
ど顕著になる。On the other hand, when the switching element 22 is turned off, the comparator 68 compares the detected value of the primary current I1 flowing through the primary winding of the transformer 21 with the primary peak current command obtained from the power command value. The switching element 22 is turned off when the output of the comparator 68 rises from low to high, that is, when the detected value of the primary current I1 exceeds the primary peak current command. Therefore, when the switching operation is performed in a state where the on-duty of the switching element 22 is relatively large, the on-duty may vary greatly depending on the switching timing and the like, and the on-duty may be non-uniform. Becomes more pronounced as the input voltage is lower and as the output voltage is higher.
【００８４】そこで、本回路では、ＰＷＭ発生部８５ｄ
のＰＷＭ信号に同期した鋸波を発生する鋸波発生回路８
６を設け、誤差増幅演算部８５ｃの出力から鋸波変換回
路８６の出力を減算した値を一次側ピーク電流指令とし
てコンパレータ６８に入力しており、一次側電流Ｉ１の
検出結果及び一次側ピーク電流指令が共に略一定の電圧
となる場合に比べて、オンデューティの変化幅を小さく
でき、オンデューティが不均一となるのを防止できる。
尚、鋸波変換回路８６から出力される鋸波形の傾きが大
きいほど、一次側ピーク電流指令の傾きが大きくなるか
ら、オンデューティの変化幅をさらに小さくでき、オン
デューティが不均一となるのを防止する効果を高めるこ
とができる。Therefore, in this circuit, the PWM generator 85d
Wave generating circuit 8 for generating a sawtooth wave synchronized with the PWM signal of
6, a value obtained by subtracting the output of the sawtooth wave conversion circuit 86 from the output of the error amplification operation unit 85c is input to the comparator 68 as a primary peak current command, and the detection result of the primary current I1 and the primary peak current are output. As compared with the case where both commands have substantially constant voltages, the variation width of the on-duty can be reduced, and the on-duty can be prevented from becoming non-uniform.
Note that the larger the slope of the sawtooth waveform output from the sawtooth wave conversion circuit 86 is, the larger the slope of the primary side peak current command is. Therefore, it is possible to further reduce the change width of the on-duty and to make the on-duty non-uniform. The effect of prevention can be enhanced.
【００８５】ところで、上述の回路では誤差増幅演算部
８５ｃの出力から鋸波変換回路８６の出力を減算した値
を一次側ピーク電流指令としてコンパレータ６８に入力
しているが、誤差増幅演算部８５ｃの出力から鋸波変換
回路８６の出力を減算した値を一次側ピーク電流指令と
する代わりに、図１６に示すように一次側電流Ｉ１の検
出結果に鋸波形を重畳する鋸波重畳回路８７を設け、鋸
波重畳回路８７の出力と一次側ピーク電流指令との高低
をコンパレータ６８で比較するようにしても良い。In the circuit described above, the value obtained by subtracting the output of the sawtooth wave conversion circuit 86 from the output of the error amplification operation section 85c is input to the comparator 68 as the primary peak current command. Instead of using a value obtained by subtracting the output of the sawtooth conversion circuit 86 from the output as the primary peak current command, a sawtooth superimposition circuit 87 for superimposing a sawtooth waveform on the detection result of the primary current I1 is provided as shown in FIG. Alternatively, the comparator 68 may compare the level between the output of the sawtooth wave superimposing circuit 87 and the primary side peak current command.
【００８６】鋸波重畳回路８７では、スイッチング素子
２２を駆動する駆動信号（ＳＷ素子駆動信号）がハイに
なると（すなわちスイッチング素子２２がオンになる
と）、ダイオードＤ２，Ｄ３がオフになり、抵抗Ｒ２を
介してコンデンサＣ１に充電電流が流れ、コンデンサＣ
１の両端電圧が徐々に増加する。一方、スイッチング素
子２２を駆動する駆動信号がローになると（すなわちス
イッチング素子２２がオフになると）、ダイオードＤ
２，Ｄ３が導通し、コンデンサＣ１に蓄積された電荷が
ダイオードＤ２，Ｄ３を介して放電されるので、コンデ
ンサＣ１の両端間にはスイッチング素子２２を駆動する
駆動信号に同期した鋸波状の電圧が発生する。ここで、
本回路ではスイッチング素子２２のオン抵抗を利用し、
スイッチング素子２２の両端電圧からスイッチング素子
２２のオン時に流れる一次側電流Ｉ１を検出しており、
コンデンサＣ１の両端電圧は抵抗Ｒ３を介して一次側電
流Ｉ１に比例した検出電圧（すなわちスイッチング素子
２２の両端電圧）に加算され、コンパレータ６８に入力
される。In the sawtooth wave superimposing circuit 87, when the drive signal (SW element drive signal) for driving the switching element 22 becomes high (that is, when the switching element 22 is turned on), the diodes D2 and D3 are turned off, and the resistance R2 Charging current flows through the capacitor C1 through the
1 gradually increases. On the other hand, when the drive signal for driving the switching element 22 becomes low (that is, when the switching element 22 is turned off), the diode D
2, D3 conducts, and the electric charge stored in the capacitor C1 is discharged through the diodes D2, D3, so that a sawtooth voltage synchronized with the drive signal for driving the switching element 22 is applied across the capacitor C1. appear. here,
In this circuit, the ON resistance of the switching element 22 is used,
A primary current I1 flowing when the switching element 22 is turned on is detected from a voltage between both ends of the switching element 22,
The voltage across the capacitor C1 is added to a detection voltage (that is, a voltage across the switching element 22) proportional to the primary current I1 via the resistor R3 and input to the comparator 68.
【００８７】而して、コンパレータ６８では、一次側電
流Ｉ１に比例した検出電圧にスイッチング素子２２の駆
動信号に同期して発生する鋸波状の電圧を加算した電圧
と、一次側ピーク電流指令との高低を比較して、スイッ
チング素子２２をオフさせるタイミングを決定してお
り、一次側電流Ｉ１の検出結果及び一次側ピーク電流指
令が共に略一定の電圧となる場合に比べて、スイッチン
グ素子２２のオンデューティの変化幅を低減し、オンデ
ューティが不均一となるのを防止することができる。In the comparator 68, the voltage obtained by adding the sawtooth voltage generated in synchronization with the drive signal of the switching element 22 to the detection voltage proportional to the primary current I1 and the primary peak current command The timing at which the switching element 22 is turned off is determined by comparing the height, and the on / off state of the switching element 22 is compared with a case where the detection result of the primary current I1 and the primary side peak current command both have substantially constant voltages. The change width of the duty can be reduced, and the on-duty can be prevented from becoming non-uniform.
【００８８】ところで、図１６に示す放電灯点灯装置で
は、一次側電流Ｉ１に比例した大きさの検出電圧にコン
デンサＣ１の両端電圧を重畳する際に、トランジスタＴ
ｒ１のベース・エミッタ間電圧の分だけ誤差が発生する
ので、図１７に示すようにトランジスタＴｒ１のベース
・エミッタ間電圧による誤差を打ち消すように鋸波重畳
回路８７を構成しても良い。In the discharge lamp lighting device shown in FIG. 16, when the voltage across the capacitor C1 is superimposed on the detection voltage having a magnitude proportional to the primary current I1, the transistor T
Since an error occurs due to the base-emitter voltage of r1, the sawtooth wave superposition circuit 87 may be configured to cancel the error due to the base-emitter voltage of the transistor Tr1 as shown in FIG.
【００８９】鋸波重畳回路８７では、スイッチング素子
２２を駆動する駆動信号がローになると（すなわちスイ
ッチング素子２２がオフになると）、コンデンサＣ１に
並列接続されたスイッチＳＷがオンになり、コンデンサ
Ｃ１に蓄積された電荷が放電される。一方、スイッチン
グ素子２２を駆動する駆動信号がハイになると（すなわ
ちスイッチング素子２２がオンになると）、スイッチＳ
Ｗがオフになり、定電流源８８からコンデンサＣ１に充
電電流が流れて、コンデンサＣ１の両端電圧が徐々に増
加し、コンデンサＣ１の両端間にスイッチング素子２２
を駆動する駆動信号に同期した鋸波状の電圧が発生され
る。そして、コンデンサＣ１の両端電圧は抵抗Ｒ３を介
して一次側電流Ｉ１に比例した検出電圧（すなわちスイ
ッチング素子２２の両端電圧）に加算される。ここで、
トランジスタＴｒ２，Ｔｒ３のベース・エミッタ間電圧
が互いに相殺されるので、コンデンサＣ１の両端電圧を
一次側電流Ｉ１に比例した検出電圧に重畳する際に、ト
ランジスタＴｒ２，Ｔｒ３のベース・エミッタ間電圧に
よる誤差が発生することはない。In the sawtooth wave superimposing circuit 87, when the drive signal for driving the switching element 22 becomes low (ie, when the switching element 22 is turned off), the switch SW connected in parallel to the capacitor C1 is turned on, and the capacitor C1 is turned on. The accumulated charge is discharged. On the other hand, when the drive signal for driving the switching element 22 becomes high (that is, when the switching element 22 is turned on), the switch S
W turns off, a charging current flows from the constant current source 88 to the capacitor C1, the voltage across the capacitor C1 gradually increases, and the switching element 22 is connected between both ends of the capacitor C1.
Is generated in synchronism with the drive signal for driving the. Then, the voltage between both ends of the capacitor C1 is added to a detection voltage (that is, a voltage between both ends of the switching element 22) proportional to the primary current I1 via the resistor R3. here,
Since the base-emitter voltages of the transistors Tr2 and Tr3 cancel each other, an error due to the base-emitter voltages of the transistors Tr2 and Tr3 occurs when the voltage across the capacitor C1 is superimposed on the detection voltage proportional to the primary current I1. Does not occur.
【００９０】尚、コンデンサＣ１の充電電流を入出力条
件に応じて変化させるようにしても良く、オンデューテ
ィが不均一となる現象は入力電圧が低いほど、また出力
電圧が高いほど顕著になるので、充電電流調整回路８９
が、入力電圧が低いほど又出力電圧が高いほど定電流源
８８の出力電流を増加させることによって、コンデンサ
Ｃ１の両端間に発生する鋸波状の電圧波形の傾きを大き
くすることができ、オンデューティの変化幅を低減する
効果をさらに高めることができる。The charging current of the capacitor C1 may be changed according to the input / output conditions. The phenomenon that the on-duty becomes non-uniform becomes more pronounced as the input voltage is lower and the output voltage is higher. , Charging current adjusting circuit 89
However, as the input voltage is lower and the output voltage is higher, the output current of the constant current source 88 is increased, so that the slope of the sawtooth voltage waveform generated between both ends of the capacitor C1 can be increased. Can be further enhanced.
【００９１】ところで、放電灯５としてＨＩＤランプを
用いる場合、始動時には放電灯５のランプ温度が低いた
めに光出力が小さくなる。ここで、光出力の立上りを早
くするために、ランプ始動時に放電灯５に定格電力以上
の電力を供給すると、スイッチング電流が大きくなり、
スイッチング素子２２のオン／オフ時に発生するサージ
電圧が大きくなって、ノイズレベルが高くなる。そこ
で、フィルタによるノイズ低減効果を高めるために、連
続モード動作時のみに限らず、放電灯５に供給する電力
が所定のしきい値を超えている場合は、スイッチング素
子２２のスイッチング周波数を所定の周波数に固定する
ようにしても良く、当該周波数のノイズに対して有効な
フィルタを使用することにより、容易にノイズ対策を施
すことができる。By the way, when an HID lamp is used as the discharge lamp 5, the light output becomes small at the time of starting because the lamp temperature of the discharge lamp 5 is low. Here, in order to speed up the rise of the light output, if a power higher than the rated power is supplied to the discharge lamp 5 at the time of starting the lamp, the switching current increases,
The surge voltage generated when the switching element 22 is turned on / off increases, and the noise level increases. Therefore, in order to enhance the noise reduction effect of the filter, the power supply to the discharge lamp 5 is not limited to the continuous mode operation. The frequency may be fixed, and a noise countermeasure can be easily taken by using a filter effective for noise of the frequency.
【００９２】[0092]
【発明の効果】上述のように、請求項１の発明は、直流
電源の両端間に接続されたスイッチング素子、及び、ス
イッチング素子のオン時に該スイッチング素子を介して
直流電源から供給されるエネルギを蓄積し、蓄積したエ
ネルギをスイッチング素子のオフ時に少なくとも放電灯
を含む負荷回路側へ放出するインダクタンス要素を具備
し、スイッチング素子がオン／オフを繰り返すことによ
って電圧変換を行うＤＣ−ＤＣ変換部と、スイッチング
素子をオンさせるタイミングを決定する発振器を具備
し、出力電力の検出結果に基づいてスイッチング素子の
オン時間を変化させることにより放電灯に供給する電力
を制御する出力制御部とを備え、出力制御部は、インダ
クタンス要素に流れる電流が略零となる条件でスイッチ
ング素子がオンし、且つ、インダクタンス要素に流れる
電流が略零となる電流ゼロ期間が所定時間以下となるよ
うに、発振器の発振周波数を所定の周波数範囲内で変化
させることを特徴とし、出力制御部は発振器の発振周波
数を変化させることによって、スイッチング素子がオン
するタイミングを変化させ、インダクタンス要素に流れ
る電流が略零となる条件でスイッチング素子をオンさ
せ、且つ、インダクタンス要素に流れる電流が略零とな
る電流ゼロ期間を所定時間以下に制御しているので、ス
イッチング素子のオフ時にインダクタンス要素に流れる
電流が略零となった時点でスイッチング素子を再度オン
させることができ、スイッチングノイズを低減すること
ができるという効果がある。さらに、ランプ電圧が低い
始動直後には、スイッチング素子のオン時に蓄積したエ
ネルギを負荷回路側に伝達するのに要する時間（スイッ
チング素子のオフ時間）が長くなってスイッチング周波
数が低下し、またインダクタンス要素に電流が流れてい
る状態でスイッチング素子が再度オンされるような連続
モード動作となるため、スイッチングノイズが増加する
が、出力制御部はスイッチング周波数を所定の周波数範
囲内で変化させているので、始動直後の連続モード動作
時におけるスイッチング周波数が周波数範囲の下限値に
固定されることになり、周波数範囲の下限値付近のノイ
ズに対してノイズ低減効果を有するフィルタを用いるこ
とによって、ノイズ対策を容易に施すことができるとい
う効果もある。As described above, according to the first aspect of the present invention, the switching element connected between both ends of the DC power supply, and the energy supplied from the DC power supply via the switching element when the switching element is turned on. A DC-DC converter that includes an inductance element that accumulates and releases the accumulated energy to at least the load circuit side including the discharge lamp when the switching element is turned off, and performs voltage conversion by repeating switching on / off of the switching element; An output control unit that includes an oscillator that determines a timing at which the switching element is turned on, and an output control unit that controls power supplied to the discharge lamp by changing an on-time of the switching element based on a detection result of the output power. The part turns on the switching element under the condition that the current flowing through the inductance element becomes substantially zero, The oscillation frequency of the oscillator is changed within a predetermined frequency range so that the current zero period during which the current flowing through the inductance element becomes substantially zero is equal to or less than a predetermined time. Is changed, the timing at which the switching element is turned on is changed, the switching element is turned on under the condition that the current flowing through the inductance element is substantially zero, and the current zero period during which the current flowing through the inductance element is substantially zero is set. Since the control is performed for a predetermined time or less, the switching element can be turned on again when the current flowing through the inductance element becomes substantially zero when the switching element is turned off, and there is an effect that switching noise can be reduced. . Further, immediately after starting with a low lamp voltage, the time required for transmitting the energy accumulated when the switching element is turned on to the load circuit (the off time of the switching element) becomes longer, and the switching frequency decreases. In the continuous mode operation in which the switching element is turned on again in a state where the current flows, the switching noise increases, but since the output control unit changes the switching frequency within a predetermined frequency range, The switching frequency during continuous mode operation immediately after starting is fixed at the lower limit of the frequency range, and noise suppression is facilitated by using a filter that has a noise reduction effect on noise near the lower limit of the frequency range. There is also an effect that it can be applied to.
【００９３】請求項２の発明は、直流電源の両端間に接
続されたスイッチング素子、及び、スイッチング素子の
オン時に該スイッチング素子を介して直流電源から供給
されるエネルギを蓄積し、蓄積したエネルギをスイッチ
ング素子のオフ時に少なくとも放電灯を含む負荷回路側
へ放出するインダクタンス要素を具備し、スイッチング
素子がオン／オフを繰り返すことによって電圧変換を行
うＤＣ−ＤＣ変換部と、スイッチング素子をオンさせる
タイミングを決定する発振器を具備し、出力電力の検出
結果に基づいてスイッチング素子のオン時間を変化させ
ることにより放電灯に供給する電力を制御する出力制御
部とを備え、出力制御部は、インダクタンス要素に流れ
る電流が略零となる電流ゼロ期間が所定時間以下となる
ように、発振器の発振周波数を所定の周波数範囲内で変
化させることを特徴とし、出力制御部は発振器の発振周
波数を変化させることによって、スイッチング素子がオ
ンするタイミングを変化させ、インダクタンス要素に流
れる電流が略零となる条件でスイッチング素子をオンさ
せ、且つ、インダクタンス要素に流れる電流が略零とな
る電流ゼロ期間を所定時間以下に制御しているので、ス
イッチング素子のオフ時にインダクタンス要素に流れる
電流が略零となった時点でスイッチング素子を再度オン
させることができ、スイッチングノイズを低減すること
ができるという効果がある。さらに、ランプ電圧が低い
始動直後には、スイッチング素子のオン時に蓄積したエ
ネルギを負荷回路側に伝達するのに要する時間（スイッ
チング素子のオフ時間）が長くなってスイッチング周波
数が低下し、またインダクタンス要素に電流が流れてい
る状態でスイッチング素子が再度オンされるような連続
モード動作となるため、スイッチングノイズが増加する
が、出力制御部はスイッチング周波数を所定の周波数範
囲内で変化させているので、始動直後の連続モード動作
時におけるスイッチング周波数が周波数範囲の下限値に
固定されることになり、周波数範囲の下限値付近のノイ
ズに対してノイズ低減効果を有するフィルタを用いるこ
とによって、ノイズ対策を容易に施すことができるとい
う効果もある。According to a second aspect of the present invention, there is provided a switching element connected between both ends of a DC power supply, and energy supplied from the DC power supply via the switching element when the switching element is turned on. A DC-DC converter that includes an inductance element that discharges at least to the load circuit side including the discharge lamp when the switching element is turned off, and performs voltage conversion by repeating on / off of the switching element, and a timing for turning on the switching element. An output control unit that controls the power supplied to the discharge lamp by changing the on-time of the switching element based on the detection result of the output power, wherein the output control unit flows through the inductance element. The oscillator is controlled so that the current zero period in which the current becomes substantially zero is shorter than a predetermined time. The oscillation frequency is changed within a predetermined frequency range, and the output control unit changes the oscillation frequency of the oscillator, thereby changing the timing at which the switching element is turned on, and the current flowing through the inductance element becomes substantially zero. Since the switching element is turned on under the condition, and the current zero period during which the current flowing through the inductance element becomes substantially zero is controlled to a predetermined time or less, the current flowing through the inductance element becomes substantially zero when the switching element is turned off. At the time, the switching element can be turned on again, and there is an effect that switching noise can be reduced. Further, immediately after starting with a low lamp voltage, the time required for transmitting the energy accumulated when the switching element is turned on to the load circuit (the off time of the switching element) is increased, the switching frequency is reduced, and the inductance element is reduced. In the continuous mode operation in which the switching element is turned on again in the state where the current is flowing through, the switching noise increases, but since the output control unit changes the switching frequency within a predetermined frequency range, The switching frequency during continuous mode operation immediately after startup is fixed at the lower limit of the frequency range, and noise suppression is facilitated by using a filter that has a noise reduction effect on noise near the lower limit of the frequency range. There is also an effect that it can be applied to.
【００９４】請求項３の発明は、請求項１又は２の発明
において、出力制御部が発振器の発振周波数を変化させ
る応答時間を、出力電力の検出結果に基づいて出力を変
化させる応答時間に比べて十分長い時間に設定したこと
を特徴とし、発振周波数を変化させる動作を安定して行
わせることができるという効果がある。According to a third aspect of the present invention, in the first or the second aspect of the present invention, the output control section compares the response time for changing the oscillation frequency of the oscillator with the response time for changing the output based on the detection result of the output power. In this case, the operation for changing the oscillation frequency can be stably performed.
【００９５】請求項４の発明は、請求項１乃至３の発明
において、インダクタンス要素に流れる電流を検出する
電流検出手段を設け、出力制御部は、スイッチング素子
がオンする直前の電流検出手段の検出結果に基づいて発
振器の発振周波数を変化させることを特徴とし、請求項
１乃至３の発明と同様の効果を奏する。According to a fourth aspect of the present invention, in the first to third aspects, a current detecting means for detecting a current flowing through the inductance element is provided, and the output control section detects the current detecting means immediately before the switching element is turned on. The oscillation frequency of the oscillator is changed based on the result, and the same effects as those of the first to third aspects of the invention are obtained.
【００９６】請求項５の発明は、請求項１乃至３の発明
において、スイッチング素子がオンする直前のインダク
タンス要素に流れる電流が所定の電流値以下となる状態
で、ＤＣ−ＤＣ変換部を構成する所定の回路要素に発生
する電圧変化を検出する電圧検出手段を設け、出力制御
部は電圧検出手段の検出結果に基づいて発振器の発振周
波数を変化させることを特徴とし、請求項１乃至３の発
明と同様の効果を奏する。According to a fifth aspect of the present invention, in the first to third aspects of the present invention, the DC-DC converter is configured in a state where the current flowing through the inductance element immediately before the switching element is turned on is equal to or less than a predetermined current value. 4. The invention according to claim 1, further comprising voltage detecting means for detecting a voltage change occurring in a predetermined circuit element, wherein the output control section changes the oscillation frequency of the oscillator based on the detection result of the voltage detecting means. It has the same effect as.
【００９７】請求項６の発明は、請求項１乃至３の発明
において、インダクタンス要素に流れる電流を検出する
電流検出手段と、電流検出手段の検出値が所定の電流値
以下となる期間を検出する期間検出手段とを設け、出力
制御部は期間検出手段の検出結果に基づいて発振器の発
振周波数を変化させることを特徴とし、請求項１乃至３
の発明と同様の効果を奏する。According to a sixth aspect of the present invention, in the first to third aspects of the present invention, a current detecting means for detecting a current flowing through the inductance element, and a period in which the detected value of the current detecting means is equal to or less than a predetermined current value. 4. An apparatus according to claim 1, further comprising a period detecting unit, wherein the output control unit changes an oscillation frequency of the oscillator based on a detection result of the period detecting unit.
The same effect as that of the invention is achieved.
【００９８】請求項７の発明は、請求項６の発明におい
て、スイッチング素子がオフした状態で、インダクタン
ス要素に流れる電流が所定の電流値以下となった場合
に、ＤＣ−ＤＣ変換部を構成する所定の回路要素に発生
する電圧変化を検出する電圧検出手段を設け、出力制御
部は、電圧検出手段が電圧変化を検出してからスイッチ
ング素子が再びオンするまでの期間が、電流検出手段の
検出値が所定の電流値以下となる期間となるように、発
振器の発振周波数を変化させることを特徴とし、請求項
６の発明と同様の効果を奏する。According to a seventh aspect of the present invention, in the sixth aspect of the present invention, the DC-DC converter is constituted when the current flowing through the inductance element becomes equal to or less than a predetermined current value with the switching element turned off. A voltage detecting means for detecting a voltage change occurring in a predetermined circuit element is provided, and the output control unit detects the voltage change in the period from when the voltage detecting means detects the voltage change to when the switching element is turned on again. The oscillating frequency of the oscillator is changed so that the period becomes a predetermined current value or less, and the same effect as the invention of claim 6 is obtained.
【００９９】請求項８の発明は、請求項５又は７の発明
において、電圧検出手段は、スイッチング素子がオフし
ている状態でスイッチング素子の両端間に発生する電圧
を検出することを特徴とし、請求項５又は７の発明と同
様の効果を奏する。The invention of claim 8 is characterized in that, in the invention of claim 5 or 7, the voltage detecting means detects a voltage generated between both ends of the switching element while the switching element is off. The same effect as the fifth or seventh aspect of the invention is obtained.
【０１００】請求項９の発明は、請求項５又は７の発明
において、インダクタンス要素は直流電源の両端間にス
イッチング素子を介して接続された一次巻線と、一次巻
線に磁気結合された二次巻線とを有し、電圧検出手段は
一次巻線に発生する電圧を検出することを特徴とし、請
求項５又は７の発明と同様の効果を奏する。According to a ninth aspect of the present invention, in the invention of the fifth or seventh aspect, the inductance element has a primary winding connected between both ends of the DC power supply via a switching element, and a secondary winding magnetically coupled to the primary winding. And a voltage detecting means for detecting a voltage generated in the primary winding, and has the same effect as the invention of claim 5 or 7.
【０１０１】請求項１０の発明は、請求項５又は７の発
明において、インダクタンス要素は直流電源の両端間に
スイッチング素子を介して接続された一次巻線と、一次
巻線に磁気結合された二次巻線とを有し、電圧検出手段
は二次巻線に発生する電圧を検出することを特徴とし、
請求項５又は７の発明と同様の効果を奏する。According to a tenth aspect of the present invention, in the invention of the fifth or seventh aspect, the inductance element has a primary winding connected between both ends of the DC power supply via a switching element, and a secondary winding magnetically coupled to the primary winding. Having a secondary winding, wherein the voltage detecting means detects a voltage generated in the secondary winding,
The same effect as the fifth or seventh aspect of the invention is obtained.
【０１０２】請求項１１の発明は、請求項３の発明にお
いて、発振器から出力される信号のオンデューティを、
スイッチング素子のオンデューティの最大値に設定する
ことを特徴とし、請求項３の発明と同様の効果を奏す
る。According to an eleventh aspect, in the third aspect, the on-duty of the signal output from the oscillator is
The on-duty of the switching element is set to the maximum value, and the same effect as the invention of claim 3 is obtained.
【０１０３】請求項１２の発明は、請求項３の発明にお
いて、インダクタンス要素は、直流電源の両端間にスイ
ッチング素子を介して一次巻線が接続されたトランスか
らなり、直流電源の電源電圧、ＤＣ−ＤＣ変換部の出力
電圧及びトランスの昇圧比から所定の演算式を用いてス
イッチング素子のオンデューティの最大値を求める最大
オンデューティ演算部を設けたことを特徴とし、請求項
３の発明と同様の効果を奏する。According to a twelfth aspect of the present invention, in the third aspect of the present invention, the inductance element comprises a transformer having a primary winding connected between both ends of the DC power supply via a switching element. A maximum on-duty operation unit for obtaining a maximum value of the on-duty of the switching element from an output voltage of the DC conversion unit and a step-up ratio of the transformer using a predetermined operation expression; Has the effect of
【０１０４】請求項１３の発明は、請求項１２の発明に
おいて、最大オンデューティ演算部は、演算結果に所定
の補正値を加算した結果をオンデューティの最大値とす
ることを特徴とし、請求項１２の発明と同様の効果を奏
する。According to a thirteenth aspect of the present invention, in the twelfth aspect of the invention, the maximum on-duty calculating section sets a result obtained by adding a predetermined correction value to the calculation result to a maximum on-duty value. The same effects as those of the twelfth invention are exerted.
【０１０５】請求項１４の発明は、請求項１２又は１３
の発明において、最大オンデューティ演算部は、演算結
果が所定の下限値よりも小さい場合、この下限値をオン
デューティの最大値とすることを特徴とし、請求項１２
又は１３の発明と同様の効果を奏する。The invention of claim 14 is the invention of claim 12 or 13
The invention according to claim 12, wherein the maximum on-duty operation unit sets the lower limit value to the maximum value of the on-duty when the operation result is smaller than a predetermined lower limit value.
Alternatively, the same effects as those of the thirteenth invention can be obtained.
【０１０６】請求項１５の発明は、請求項２の発明にお
いて、出力条件に応じて発振器の発振周波数の上限値及
び下限値をそれぞれ設定する周波数範囲設定手段を設け
たことを特徴とし、請求項２の発明と同様の効果を奏す
る。A fifteenth aspect of the present invention is characterized in that, in the second aspect of the present invention, frequency range setting means for setting an upper limit value and a lower limit value of the oscillation frequency of the oscillator according to the output condition are provided. The same effect as that of the second invention can be obtained.
【０１０７】請求項１６の発明は、請求項２の発明にお
いて、出力制御部は、出力条件に応じて発振器の発振周
波数を所定周波数に固定する機能を有することを特徴と
し、請求項２の発明と同様の効果を奏する。The invention of claim 16 is the invention of claim 2, wherein the output control section has a function of fixing the oscillation frequency of the oscillator to a predetermined frequency according to the output condition. It has the same effect as.
【図１】実施形態１の放電灯点灯装置の回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram of a discharge lamp lighting device according to a first embodiment.
【図２】（ａ）〜（ｇ）は同上の各部の波形図である。FIGS. 2 (a) to 2 (g) are waveform diagrams of respective parts of the above.
【図３】（ａ）〜（ｇ）は同上の各部の波形図である。FIGS. 3 (a) to 3 (g) are waveform diagrams of respective parts of the above.
【図４】実施形態２の放電灯点灯装置の回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram of a discharge lamp lighting device according to a second embodiment.
【図５】同上の別の放電灯点灯装置の回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram of another discharge lamp lighting device according to the first embodiment.
【図６】実施形態３の放電灯点灯装置の回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram of a discharge lamp lighting device according to a third embodiment.
【図７】実施形態４の放電灯点灯装置の回路図である。FIG. 7 is a circuit diagram of a discharge lamp lighting device according to a fourth embodiment.
【図８】（ａ）〜（ｆ）は同上の各部の波形図である。8 (a) to 8 (f) are waveform diagrams of respective parts of the above.
【図９】（ａ）〜（ｆ）は同上の各部の波形図である。FIGS. 9 (a) to 9 (f) are waveform diagrams of respective parts of the above.
【図１０】実施形態５の放電灯点灯装置の回路図であ
る。FIG. 10 is a circuit diagram of a discharge lamp lighting device according to a fifth embodiment.
【図１１】実施形態６の放電灯点灯装置の回路図であ
る。FIG. 11 is a circuit diagram of a discharge lamp lighting device according to a sixth embodiment.
【図１２】実施形態７の放電灯点灯装置の要部回路図で
ある。FIG. 12 is a main part circuit diagram of a discharge lamp lighting device according to a seventh embodiment.
【図１３】実施形態８の放電灯点灯装置の要部回路図で
ある。FIG. 13 is a main part circuit diagram of a discharge lamp lighting device according to an eighth embodiment.
【図１４】実施形態９の放電灯点灯装置の回路図であ
る。FIG. 14 is a circuit diagram of a discharge lamp lighting device according to a ninth embodiment.
【図１５】実施形態１０の放電灯点灯装置の要部回路図
である。FIG. 15 is a main part circuit diagram of a discharge lamp lighting device according to a tenth embodiment.
【図１６】同上の別の放電灯点灯装置の要部回路図であ
る。FIG. 16 is a main part circuit diagram of another discharge lamp lighting device of the above.
【図１７】同上のまた別の放電灯点灯装置の要部回路図
である。FIG. 17 is a main part circuit diagram of still another discharge lamp lighting device of the above.
【図１８】従来の放電灯点灯装置の回路図である。FIG. 18 is a circuit diagram of a conventional discharge lamp lighting device.
【図１９】（ａ）〜（ｄ）は同上の不連続モードでスイ
ッチング動作を行っている場合の波形図である。FIGS. 19A to 19D are waveform diagrams in a case where the switching operation is performed in the discontinuous mode according to the first embodiment.
【図２０】（ａ）〜（ｄ）は同上の連続モードでスイッ
チング動作を行っている場合の波形図である。20 (a) to (d) are waveform diagrams in a case where a switching operation is performed in the continuous mode according to the first embodiment.
【図２１】従来の別の放電灯点灯装置の回路図である。FIG. 21 is a circuit diagram of another conventional discharge lamp lighting device.
【図２２】（ａ）〜（ｆ）は同上の各部の波形図であ
る。FIGS. 22 (a) to (f) are waveform diagrams of respective parts of the above.
【図２３】（ａ）〜（ｆ）は同上の各部の波形図であ
る。FIGS. 23 (a) to 23 (f) are waveform diagrams of respective parts of the above.
【図２４】従来のまた別の放電灯点灯装置の回路図であ
る。FIG. 24 is a circuit diagram of another conventional discharge lamp lighting device.
２ ＤＣ−ＤＣ変換回路 ５ 放電灯 ６ 出力制御回路 ２１ トランス ２２ スイッチング素子 ６６ 発振回路 2 DC-DC conversion circuit 5 discharge lamp 6 output control circuit 21 transformer 22 switching element 66 oscillation circuit
Claims (16)
グ素子、及び、スイッチング素子のオン時に該スイッチ
ング素子を介して直流電源から供給されるエネルギを蓄
積し、蓄積したエネルギをスイッチング素子のオフ時に
少なくとも放電灯を含む負荷回路側へ放出するインダク
タンス要素を具備し、スイッチング素子がオン／オフを
繰り返すことによって電圧変換を行うＤＣ−ＤＣ変換部
と、スイッチング素子をオンさせるタイミングを決定す
る発振器を具備し、出力電力の検出結果に基づいてスイ
ッチング素子のオン時間を変化させることにより放電灯
に供給する電力を制御する出力制御部とを備え、 出力制御部は、インダクタンス要素に流れる電流が略零
となる条件でスイッチング素子がオンし、且つ、インダ
クタンス要素に流れる電流が略零となる電流ゼロ期間が
所定時間以下となるように、発振器の発振周波数を所定
の周波数範囲内で変化させることを特徴とする放電灯点
灯装置。A switching element connected between both ends of a DC power supply, and energy supplied from the DC power supply via the switching element when the switching element is turned on, and the stored energy is stored when the switching element is turned off. A DC-DC converter that includes an inductance element that discharges at least to a load circuit side including a discharge lamp, performs voltage conversion by repeatedly turning on and off a switching element, and includes an oscillator that determines a timing for turning on the switching element. An output control unit that controls the power supplied to the discharge lamp by changing the ON time of the switching element based on the detection result of the output power, wherein the output control unit determines that the current flowing through the inductance element is substantially zero. When the switching element is turned on and the current flowing through the inductance element A discharge lamp lighting device characterized in that an oscillation frequency of an oscillator is changed within a predetermined frequency range so that a current zero period in which a current becomes substantially zero is equal to or shorter than a predetermined time.
グ素子、及び、スイッチング素子のオン時に該スイッチ
ング素子を介して直流電源から供給されるエネルギを蓄
積し、蓄積したエネルギをスイッチング素子のオフ時に
少なくとも放電灯を含む負荷回路側へ放出するインダク
タンス要素を具備し、スイッチング素子がオン／オフを
繰り返すことによって電圧変換を行うＤＣ−ＤＣ変換部
と、スイッチング素子をオンさせるタイミングを決定す
る発振器を具備し、出力電力の検出結果に基づいてスイ
ッチング素子のオン時間を変化させることにより放電灯
に供給する電力を制御する出力制御部とを備え、 出力制御部は、インダクタンス要素に流れる電流が略零
となる電流ゼロ期間が所定時間以下となるように、発振
器の発振周波数を所定の周波数範囲内で変化させること
を特徴とする放電灯点灯装置。2. A switching element connected between both ends of a DC power supply, and energy supplied from the DC power supply via the switching element when the switching element is turned on, and the stored energy is stored when the switching element is turned off. A DC-DC converter that includes an inductance element that discharges at least to a load circuit side including a discharge lamp, performs voltage conversion by repeatedly turning on and off a switching element, and includes an oscillator that determines a timing for turning on the switching element. An output control unit that controls the power supplied to the discharge lamp by changing the ON time of the switching element based on the detection result of the output power, wherein the output control unit determines that the current flowing through the inductance element is substantially zero. The oscillation frequency of the oscillator is set to a predetermined value so that the zero current A discharge lamp lighting device characterized by changing within a frequency range.
せる応答時間を、出力電力の検出結果に基づいて出力を
変化させる応答時間に比べて十分長い時間に設定したこ
とを特徴とする請求項１又は２記載の放電灯点灯装置。3. The apparatus according to claim 2, wherein the output control unit sets a response time for changing the oscillation frequency of the oscillator to a time sufficiently longer than a response time for changing the output based on the detection result of the output power. 3. The discharge lamp lighting device according to 1 or 2.
る電流検出手段を設け、出力制御部は、スイッチング素
子がオンする直前の電流検出手段の検出結果に基づいて
発振器の発振周波数を変化させることを特徴とする請求
項１乃至３記載の放電灯点灯装置。4. A current detecting means for detecting a current flowing through an inductance element, wherein the output control unit changes an oscillation frequency of the oscillator based on a detection result of the current detecting means immediately before the switching element is turned on. The discharge lamp lighting device according to any one of claims 1 to 3, wherein
クタンス要素に流れる電流が所定の電流値以下となる状
態で、ＤＣ−ＤＣ変換部を構成する所定の回路要素に発
生する電圧変化を検出する電圧検出手段を設け、出力制
御部は電圧検出手段の検出結果に基づいて発振器の発振
周波数を変化させることを特徴とする請求項１乃至３記
載の放電灯点灯装置。5. A voltage detector for detecting a voltage change occurring in a predetermined circuit element constituting a DC-DC converter in a state where a current flowing through an inductance element immediately before a switching element is turned on is equal to or less than a predetermined current value. 4. The discharge lamp lighting device according to claim 1, further comprising means, wherein the output control unit changes the oscillation frequency of the oscillator based on the detection result of the voltage detection means.
る電流検出手段を設け、出力制御部は、電流検出手段の
検出値が所定の電流値以下となる期間に基づいて発振器
の発振周波数を変化させることを特徴とする請求項１乃
至３記載の放電灯点灯装置。6. An output control unit for detecting a current flowing through an inductance element, wherein the output control unit changes an oscillation frequency of the oscillator based on a period in which a detection value of the current detection unit is equal to or less than a predetermined current value. The discharge lamp lighting device according to claim 1, wherein:
ダクタンス要素に流れる電流が所定の電流値以下となっ
た場合に、ＤＣ−ＤＣ変換部を構成する所定の回路要素
に発生する電圧変化を検出する電圧検出手段を設け、出
力制御部は、電圧検出手段が電圧変化を検出してからス
イッチング素子が再びオンするまでの期間が、電流検出
手段の検出値が所定の電流値以下となる期間となるよう
に、発振器の発振周波数を変化させることを特徴とする
請求項６記載の放電灯点灯装置。7. A voltage change occurring in a predetermined circuit element constituting a DC-DC converter when a current flowing through an inductance element becomes equal to or less than a predetermined current value in a state where the switching element is turned off. The output control unit is provided with a voltage detection unit, and a period from when the voltage detection unit detects the voltage change to when the switching element is turned on again is a period in which a detection value of the current detection unit is equal to or less than a predetermined current value. 7. The discharge lamp lighting device according to claim 6, wherein the oscillation frequency of the oscillator is changed.
している状態でスイッチング素子の両端間に発生する電
圧を検出することを特徴とする請求項５又は７記載の放
電灯点灯装置。8. The discharge lamp lighting device according to claim 5, wherein the voltage detecting means detects a voltage generated between both ends of the switching element when the switching element is off.
スイッチング素子を介して接続された一次巻線と、一次
巻線に磁気結合された二次巻線とを有し、電圧検出手段
は一次巻線に発生する電圧を検出することを特徴とする
請求項５又は７記載の放電灯点灯装置。9. The inductance element has a primary winding connected between both ends of a DC power supply via a switching element, and a secondary winding magnetically coupled to the primary winding, and the voltage detecting means is a primary winding. 8. The discharge lamp lighting device according to claim 5, wherein a voltage generated in the line is detected.
にスイッチング素子を介して接続された一次巻線と、一
次巻線に磁気結合された二次巻線とを有し、電圧検出手
段は二次巻線に発生する電圧を検出することを特徴とす
る請求項５又は７記載の放電灯点灯装置。10. The inductance element has a primary winding connected between both ends of a DC power supply via a switching element, and a secondary winding magnetically coupled to the primary winding. The discharge lamp lighting device according to claim 5, wherein a voltage generated in the winding is detected.
ティを、スイッチング素子のオンデューティの最大値に
設定することを特徴とする請求項３記載の放電灯点灯装
置。11. The discharge lamp lighting device according to claim 3, wherein the on-duty of the signal output from the oscillator is set to the maximum value of the on-duty of the switching element.
間にスイッチング素子を介して一次巻線が接続されたト
ランスからなり、直流電源の電源電圧、ＤＣ−ＤＣ変換
部の出力電圧及びトランスの昇圧比から所定の演算式を
用いてスイッチング素子のオンデューティの最大値を求
める最大オンデューティ演算部を設けたことを特徴とす
る請求項３記載の放電灯点灯装置。12. An inductance element comprising a transformer having a primary winding connected between both ends of a DC power supply via a switching element, a power supply voltage of the DC power supply, an output voltage of the DC-DC converter, and a step-up ratio of the transformer. 4. The discharge lamp lighting device according to claim 3, further comprising a maximum on-duty operation unit for obtaining a maximum value of the on-duty of the switching element using a predetermined arithmetic expression.
に所定の補正値を加算した結果をオンデューティの最大
値とすることを特徴とする請求項１２記載の放電灯点灯
装置。13. The discharge lamp lighting device according to claim 12, wherein the maximum on-duty calculating unit sets a result obtained by adding a predetermined correction value to the calculation result to a maximum value of the on-duty.
が所定の下限値よりも小さい場合、この下限値をオンデ
ューティの最大値とすることを特徴とする請求項１２又
は１３記載の放電灯点灯装置。14. The discharge lamp lighting according to claim 12, wherein the maximum on-duty calculating section sets the lower limit value to the maximum value of the on-duty when the calculation result is smaller than a predetermined lower limit value. apparatus.
上限値及び下限値をそれぞれ設定する周波数範囲設定手
段を設けたことを特徴とする請求項２記載の放電灯点灯
装置。15. The discharge lamp lighting device according to claim 2, further comprising frequency range setting means for setting an upper limit value and a lower limit value of the oscillation frequency of the oscillator according to output conditions.
の発振周波数を所定周波数に固定する機能を有すること
を特徴とする請求項２記載の放電灯点灯装置。16. The discharge lamp lighting device according to claim 2, wherein the output control section has a function of fixing the oscillation frequency of the oscillator to a predetermined frequency according to the output condition.
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Applications Claiming Priority (1)
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-
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- 2001-01-12 JP JP2001005703A patent/JP2002216986A/en not_active Withdrawn
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