JP2002165459A - 電源回路及び電動装置 - Google Patents
電源回路及び電動装置Info
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Abstract
し、これを抑制するには大幅なコストアップが伴ってい
た。 【解決手段】 ソフトスイッチングをさせるコンデンサ
を設けることで、安価にリアクトルの騒音発生を抑制で
きた。
Description
ることで、力率改善と高調波抑制を行える電源回路に関
し、特に、電源回路における入力電流制御手段に関す
る。
の電源回路として、図17に示すように、交流電源の各
相の出力端子と整流回路の入力端子との間にリアクトル
(L1〜3)を接続する構成であるACL式電源回路、
あるいは図18に示すように、複数個のスイッチング素
子(S1〜6)を用いて構成するパルス幅変調式電源回
路が知られている。図17のACL式電源回路は、リア
クトルにより入力力率改善効果や多少の高調波電流抑制
効果を得ることができるが、数kW以上の電力負荷の場合
には高調波に関する国内規制をクリアすることが困難で
ある。また、図18によるパルス幅変調式電源回路で
は、入力電流を高周波スイッチングで制御するため、力
率改善及び高調波電流抑制効果を大幅に向上できるが、
高周波スイッチングに伴う効率の低下、ノイズの増加、
制御の複雑化、コストの増加といった課題がある。
源回路が、特開平10−174442号公報に示されて
いる。図19にこの回路の構成を示す。図に示す回路
は、交流電源100の各相の出力端子とリアクトル10
1を介してダイオードD1〜D6からなるダイオード全
波整流回路102の各入力端子とを接続し、ダイオード
全波整流回路102の出力端子間に互いに等しい静電容
量を有する平滑用コンデンサC101、C102を直列
接続し、ダイオード全波整流回路102の各入力端子
と、平滑用コンデンサC101とC102との接続点と
の間に双方向スイッチS101〜S103を設け、この
双方向スイッチS101〜S103を電源電圧の半周期
に一回スイッチングさせるべく制御する制御回路103
を設けている。
部103は、交流電源100の各相電圧を検出し、各相
電圧のゼロクロスに対し、所定のタイミングで双方向ス
イッチS101〜S103をオン・オフさせる信号を出
力する。これにより、交流電源100が、リアクトル1
01、双方向スイッチS101〜S103、平滑コンデ
ンサC102、ダイオード全波整流回路102の下側ダ
イオードD2、D4、D6を含む回路にて短絡される。
従って、強制的にリアクトル101に短絡電流を流すこ
とで、従来のACL式では不通電領域であった期間を通
電領域とすることができ、力率改善と高調波抑制効果を
達成している。
174442号公報に示された回路では、リアクトル1
01に各相電圧半周期に一回発生するスイッチングによ
り流れる電流のスイッチオフタイミングでの変化(di
/dt)が急激であるため、電流に比例するリアクトル
101の磁束も急激に変化し、巻線や鉄心の振動を引き
起こす。このような巻線や鉄心の振動により、騒音が発
生してしまうことが問題である。
は、電流に対する許容量が決まっているが、スイッチン
グ電流の大きさは、交流電源100の位相に応じて変化
し電源電圧のピークに近づくほど増加する。そのため、
素子の破損を避けるには、素子の大容量化や過電流保護
回路の追加が必要となり、これによるコストアップが考
えられる。
ためになされたもので、スイッチングに伴うリアクトル
騒音を低減し、安価な手段で素子を保護する制御を備え
た電源回路及び圧縮機を提供することを目的とする。
接続されたリアクトルと、リアクトルに接続された整流
器と、整流器に接続される互いに直列の2個の平滑コン
デンサと、リアクトルと整流器との接続点と、2個の平
滑コンデンサ間の中点との間に設けたスイッチを有する
スイッチ回路と、交流電源に接続され交流電源の予め定
められた一定状態での相電圧を検出し基準タイミング信
号を生成する相電圧検出手段と、平滑コンデンサに接続
され交流電源からの電力により動作する負荷の負荷量を
検出する負荷量検出手段と、基準タイミング信号を受信
し、さらに負荷量に基づいて予め記憶された時間を経過
した後に、スイッチ回路にオン・オフ指令を送る制御手
段とを具備する。
は、交流電源の相電圧のゼロクロス点である。
圧は、交流電源の相電圧のピーク点である。
を有し、制御手段は、基準タイミング信号から負荷量に
基いて予め記憶された時間経過後スイッチ回路に各相電
圧半周期内に一回のみ動作させる制御を行う。
を有し、制御手段はコンデンサの充電が完了するまでは
スイッチをオン・オフ動作させない。
ーとを有しており、制御手段は負荷量に基づいてリレー
のオン・オフを行うことでスイッチ回路のコンデンサ合
成容量を切り換え、さらにコンデンサの充電が完了する
まではスイッチをオン・オフ動作させない。
量に基づいて予め記憶された時間経過後スイッチ回路に
各相電圧半周期内に複数回オン・オフ動作させる制御を
行う。
たリレーとコンデンサを有し、制御手段は、負荷量が大
きい場合はリレーをオフし、スイッチを各相電圧半周期
内に1回オン・オフ動作させ、負荷量が小さい場合はリ
レーをオンしスイッチを各相電圧半周期内に少なくとも
1回以上オン・オフ動作させる。
この発明の電源回路とを有し、負荷量は電動機への回転
数指令、電圧指令値、またはサーミスタで検出される吐
出温度、吸入温度若しくは熱交換器の温度のいずれか一
つである。
施の形態1を示す回路ブロック図、図2は三相電源を使
用した場合の回路図、図3は回路動作及び電流路(実
線)を説明する回路図、図4は時間と相電圧等の関係
図、図5は現在検討されている高調波に関する国内規制
値、図6はスイッチ12の動作に伴うスイッチング電流
の波形図である。
ッチ回路3からなる。整流手段2は、交流電源4と、こ
の交流電源4と接続されたリアクトル5と、交流を直流
に整流する整流器6と、直列に接続され整流器の出力を
平滑化するコンデンサC1〜C2から成る平滑コンデン
サ7とを有し、圧縮機などの負荷8と接続されて用いら
れる。また、スイッチ回路3は、リアクトル5と整流器
6との接続点と、平滑コンデンサ7の中点とに接続され
ている。
る制御手段9は、交流電源4の線間電圧ゼロクロス点を
検出し、このゼロクロス点から相電圧ゼロクロス点を演
算により算出し、相電圧ゼロクロス点信号として制御手
段9へ入力するゼロクロス検出手段10と、交流電源4
から電力の供給を受けて動作する冷凍サイクル装置等で
ある負荷8の負荷情報である電圧、電流、電力のうち少
なくとも一つを検出し、その検出値から消費負荷量を算
出し、制御手段9へ送信する負荷量検出手段11とに接
続されている。
を経過した後にスイッチ動作させるため、負荷8の消費
負荷量に対応した最適なスイッチ遅延時間をメモリに記
憶しており、ゼロクロス検出手段10から入力される基
準タイミング信号を基準タイミングとして、これに対し
て遅延時間経過後、スイッチ12(図2参照)を各相電
圧半周期に一回だけ動作させる制御信号を生成する。
時間が、リアクトル5とコンデンサ13の共振周波数に
よって決まるコンデンサ13の充電時間よりも長くなる
ように制御している。
の最適遅延時間を幾つか予め記憶させている理由は、こ
うすることで負荷容量演算を必要とせず、制御負荷を軽
減できるとともに、その負荷状態に応じた高調波抑制能
力を発揮でき、全ての負荷変動範囲で、特定の高調波成
分を除去、または、低減する状態を保つことができる。
なお、交流電源4は、単相での構成、あるいは、多相で
の構成のどちらでも構わないが、本実施の形態では三相
を例として説明する。
ての詳細な構成を例として説明する。図中、整流手段2
は、交流電源4に三相電源(U相、V相、W相)を用い
ているため、3個のリアクトルと、三相の整流回路6と
から構成されている。また、スイッチ回路3も、S1〜
S3の3個のスイッチからなるスイッチ12により構成
されている。本発明のスイッチ回路3を構成するスイッ
チ12は交流電源4の中性点を形成するようにリアクト
ル5の出力端に接続され、形成された中性点には、コン
デンサ13が接続され、さらにコンデンサ13は平滑コ
ンデンサ7の中点に接続されている。
善と高調波抑制の制御について図3及び図4をもとに説
明する。図3において、各回路の各相は図2と同様に上
から順にU相、V相、W相であり、U相の相電圧位相が
0度のときから(イ)〜(ホ)について動作説明をす
る。また、図3と対応した図4の横軸は時間を表し、上
から順に(a)は相電圧、(b)はU相電流、(c)は
制御手段9からのU相スイッチ信号、(d)は制御手段
9からのV相スイッチ信号、(e)は制御手段9からの
W相スイッチ信号、(f)はコンデンサ13に流れる電
流を示し、図3(ロ)に示した矢印の方向の流れを正と
している。また、横軸上の(イ)〜(ホ)は、各縦線の
間の領域を示しており、図3の(イ)〜(ホ)と対応し
ている。
にスイッチ12が全てオフとなっている。従って、この
領域は、交流電源4、リアクトル5、整流器6、平滑コ
ンデンサ7で構成された一般的な三相全波整流回路であ
り、U相電圧が0Vのときには、電流はW相からV相へ
向かって流れ、U相には流れない。
0によりU相電圧ゼロクロスが検出され、U相電圧ゼロ
クロス点信号として制御手段9に送られる。制御手段9
は、この基準タイミングであるU相電圧ゼロクロス点信
号に対して、負荷量検出手段11からの負荷情報に応じ
て、メモリから選択された適正な遅延時間経過後、図3
(ロ)に示すようにスイッチ12のU相に接続されたス
イッチS3だけをオンする。こうすることでW相からV
相への電流とともにU相からリアクトル5、スイッチ1
2、コンデンサ13、平滑コンデンサ7、整流器2を介
して、図3の矢印の向きにスイッチング電流が流れる。
これによって、各相に電流を流すことができ、三相整流
における不通流領域が無くなる。
U相電圧が増加するに従い、W相からV相へ向かって流
れていた電流はU相からV相へ向かって流れるようにな
る。コンデンサ13は予めこの流れが変わるのに要する
時間くらいで充電が完了する容量に設定してある。従っ
てコンデンサ13の充電が完了するとスイッチング電流
は流れなくなる。制御手段9は、このコンデンサ13の
充電完了時間経過後にスイッチS3をオフする。その
後、W相電圧は低下し、ゼロクロス検出手段10により
W相電圧ゼロクロスが検出され、W相電圧ゼロクロス点
信号として制御手段9に送られるとともに、W相が不通
流となる。
準タイミングであるW相電圧ゼロクロス点信号に対し
て、負荷量検出手段11からの負荷情報に応じて、メモ
リから選択された適正な遅延時間経過後、図3(ニ)に
示すようにスイッチ12のW相に接続されたスイッチS
1だけをオンする。これに伴い、先程と同様に、U相か
らV相への電流と共に、W相からリアクトル5、スイッ
チ12、コンデンサ13、平滑コンデンサ7、整流器2
を介して、(ニ)の矢印の向きにスイッチング電流が流
れ、三相整流における不通流領域が無くなる。
コンデンサ13が(ニ)の矢印の向きに流れるスイッチ
ング電流により充電され、電流が流れなくなる。この
時、W相電圧が負側へ増加するに従い、U相からV相へ
向かって流れていた電流は減少し、U相からW相へ向か
って流れるようになり、V相は不通流領域となる。
(ハ)への移行では、あらかじめ設定されている遅延時
間やコンデンサ13の容量によっては、(ロ)と(ハ)
の間に、本来は図4の(ハ)のようにスイッチがオフさ
れているべきであるのに、スイッチ12のU相に接続さ
れているスイッチがオンしている状態もあり得る。図3
では説明図を略したが、このような場合でも充電が完了
されたコンデンサ13がスイッチオフと同等の効果を有
することは言うまでもない。また、(ニ)から(ホ)へ
の移行についても同様である。
までの動作を表し、これ以降は不通流区間のV相に接続
されたスイッチの制御へ移行する。そして、このような
動作を三相繰り返すことで、電源一周期が構成され、図
4(b)に示すよう相電流を正弦波に近い形状とするこ
とができる。
御することで、三相整流の不通流領域に電流を流すこと
で力率を改善することができる。また、スイッチング動
作により電流波形を正弦波に近づけられるため高調波を
抑制することができる。なお、参考に現在検討されてい
る高調波に関する国内規制を図5に示す。図において、
nは高調波次数、Vnomは機器の定格電圧を示し、4
0次までの高調波に対して規制が設けられている。
準タイミングとなるゼロクロス検出手段10から入力さ
れる相電圧ゼロクロス点信号は直接検出することもでき
るが、電源電圧の中性点を設ける必要が生じるため、本
実施の形態では線間電圧より演算算出している。
遅延時間を選択しても、どの時点でスイッチ12を動作
させれば良いか不明となり、動作が不安定となり予想し
ている高調波抑制能力を発揮できなくなる上、逆に高調
波を助長させる恐れもある。従って、ゼロクロス検出手
段10により遅延時間の基準タイミングを設定すること
で、各相間でのスイッチングばらつきが生じなくなり、
高調波抑制がオープンループで可能となる。
の騒音抑制効果について説明する。始めに、スイッチ回
路3のコンデンサ13の容量を決定する方法について説
明する。コンデンサ13の充電時間は、リアクトル5お
よびコンデンサ13の共振周波数によって決まる。すな
わち、負荷8の消費負荷量に応じた上で、図5の規制値
を満たすようなリアクトル5を選べば、必然的に、これ
に対応したコンデンサ13の容量を決定することができ
る。
波数は、スイッチ12が各相電圧半周期に一回の動作で
あるため、リアクトル5及びコンデンサ13の共振周波
数をfr、電源周波数をfsとすると、fr≧2fsと
なる。また、三相電源の回路構成であれば、規制値に対
して5次高調波成分が厳しくなるため、fr=2fs×
5と設定するとよいが、配線や基板等のインピーダンス
を考慮すると多少小さめに設定したほうがよい。従っ
て、共振周波数frと電源周波数fsの関係は2fs≦
fr≦2fs×5となり、既知の電源周波数fsから共
振周波数frの範囲が求められる。
れば、スイッチング電流は交流電源4からリアクトル
5、スイッチ12、平滑コンデンサ7、整流器6及びリ
アクトル5を介して流れ、リアクトル5を2度通ること
から、リアクトル5をL(H)、コンデンサ13をC
(F)とすると、リアクトル5及びコンデンサ13の共
振周波数frはfr=1/(2π(2LC)1/2)で表
される。
アクトル5は数mHオーダーである。これと電源周波数
fsから決められる範囲内のfrから、コンデンサ13
の容量は数十〜数百mFとなる。また、これから、直流
側の母線電圧確保と電圧脈動の抑制を行うための平滑コ
ンデンサ7は必然的に容量が千mF前後以上となるた
め、コンデンサ13を省略し、平滑コンデンサ7にコン
デンサ13の働きを伴わせることは不可能であることが
わかる。ただし、リアクトル5およびコンデンサ13の
共振周波数が同一であっても、入力電流における高調波
含有量が完全には一致しないため、コンデンサ13の各
容量にてリアクトル5の容量も微調することが望まし
い。
れるが、実際の負荷8は動作条件によって変化する。従
って、一般的には容量可変型のリアクトル及びコンデン
サがないため、リアクトル5及びコンデンサ13の容量
設定は、条件を固定した負荷を用いて行われる。一般的
には、この条件を、適用対象の製品における定格条件と
して、この負荷量に合わせて容量設定するものと考えら
れるが、使用状況に考慮して他の条件とすることもあり
得る。
3によりリアクトル5の騒音を抑制可能な理由につい
て、図6を用いて説明する。図6のスイッチング電流の
波形は、図3及び図4の(ロ)、(ハ)の領域での波形
に相当するもので、(a)は共振コンデンサ13が無い
場合、(b)は共振コンデンサ13が有る場合である。
場合は、スイッチング電流は交流電源4と平滑コンデン
サ7の中性点との電位差に応じた分だけ流れ、スイッチ
12のオフタイミングでは電流変化量di/dtが急激
に変化し、急峻な磁束変化を引き起こす。この急峻な磁
束変化とスイッチング電流による電磁力により、巻線や
鉄心において振動が起こり、リアクトル5における不快
な騒音が発生してしまう。
合は、電流変化量di/dtはコンデンサ13が充電さ
れるほど減少し、電流ピーク点が滑らかになる。そのた
め、コンデンサ13を用いない場合に生じる急峻な磁束
変化を緩和し、電磁力変化を抑制できるので、スイッチ
ングに伴うリアクトル5における騒音を抑制することが
できる。
スイッチング時の電流ピーク値を抑制することができる
ので、スイッチ素子の大容量化や過電流保護回路の追加
を避けることができ、低コストにてスイッチ12の高寿
命化を図れる。
グ電流を流すので、コンデンサ13の充電完了後スイッ
チング電流は自動的に流れなくなる。このときにスイッ
チ12をオフすることでゼロ電流スイッチを実現でき
る。ゼロ電流時にスイッチングすることによって発生ノ
イズを低減でき、ターンオフ時のスイッチング損失も低
減できる。さらに、スイッチング損失低減により、回路
効率の上昇が見込まれるため、消費電力も少なくて済
む。また、ターンオフに対するスイッチ素子への制御が
不要となり、制御処理が少なく、安価なCPUを用いる
ことができる。
チ回路3はスイッチ12とコンデンサ13の直列接続回
路としてリアクトル5の騒音抑制をしたが、これはある
一定の負荷条件に対してコンデンサ13の容量を決定し
ているため、広範囲に負荷条件が変化した場合には、そ
の効果が十分得られない可能性がある。そのため、本実
施の形態では、負荷条件が変化した場合にも十分な騒音
抑制が可能となる回路構成を示す。
数個並列接続する回路の回路図である。図中、14はリ
レー、15はコンデンサである。
明する。図2に示す構成であれば、実施の形態1で説明
したように、コンデンサ13が充電完了後にスイッチ1
2をオフすることでゼロ電流スイッチを実現し、リアク
トル5からの電磁騒音抑制効果及びスイッチング損失、
スイッチングノイズ低減効果を得ている。しかしなが
ら、負荷が軽い場合には、コンデンサ13が充電完了す
るまでスイッチ12をオンしていると、スイッチング電
流が流れ過ぎ、その電荷が平滑コンデンサ7に充電され
過ぎて、負荷8へ印加される電圧が高くなってしまうと
いう課題もある。
コンデンサ13が充電完了するよりも早くスイッチ12
をオフさせると、電流変化が滑らかになる前にオフする
ためコンデンサ13が無い場合と同じとなり、リアクト
ル5から電磁騒音が発生してしまう。
13とリレー14を設けたコンデンサ15とを並列に接
続し、コンデンサの合成容量を変えられるようにコンデ
ンサ容量変化手段を構成する。従って、制御手段9が、
負荷量検出手段11が検出した負荷値に応じて、リレー
のオン・オフを制御し、負荷8の消費負荷量に適した容
量となるように、スイッチ回路3全体としてみたときの
コンデンサ容量を切り換えることが可能となる。
2のオン時間が長いと負荷8に印加される電圧が上昇し
過ぎ、負荷量が重い場合に、スイッチ12のオン時間が
短いと高調波抑制能力が低下することから、軽負荷時に
はスイッチ回路3のコンデンサ容量を小さくし、重負荷
時にはスイッチ回路3のコンデンサ容量を大きくするこ
とを目的とする構成である。
ンサ容量を切り替えられるため、軽負荷時の負荷量に適
切なコンデンサ容量と重負荷時の負荷量に適切なコンデ
ンサ容量とが異なる場合であっても適切な電流制御が行
える。また、コンデンサを使用しているため全負荷領域
において、実施の形態1の図6で示した電流ピーク点の
抑制効果が得られ、騒音抑制可能な負荷領域が広がり、
信頼性の高い電源回路を提供できる。
ためのコンデンサ13とリレー14を設けたコンデンサ
15との接続は図7(b)に示すように直列に接続され
ていても構わないし、コンデンサ容量を軽負荷時には小
さくし、重負荷時には大きくするように回路定数を変化
させる回路構成であれば、図7に示す構成に限らず、ど
のような構成であってもこれと同等な効果を有すること
は言うまでも無い。
サによりスイッチング時の急激な電流変化を抑制するこ
とで、リアクトルでの磁束変化を緩和し騒音を抑制して
いる。本実施の形態ではコンデンサを用いずにスイッチ
ング制御による騒音抑制について説明する。
回あるいは複数回動作させる回路の回路図、図9は電流
波形図である。図8に示すような構成とした場合の制御
動作を説明する。この回路構成は、図2においてコンデ
ンサ13を削除したものであり、このままでは図6の説
明に記述した通り、リアクトル5から電磁騒音が発生す
る。そのため、スイッチ12を各相電圧半周期に複数回
動作させるように制御する。以下、その制御動作による
電流波形の変化を図9に基づいて説明する。
チング電流を抽出した一例であり、(a)はスイッチ1
2を各相電圧半周期に一回だけ動作した場合、(b)は
スイッチ12を各相電圧半周期に三回動作した場合、
(c)はスイッチ12を各相電圧半周期に多数回動作し
た場合である。
アクトル5を流れる電流と、これにより発生する磁束と
の電磁力に起因するものであり、電磁力の変化量が大き
いほど、つまり、リアクトル5を流れる電流の正の変化
量(di/dt)と負の変化量(−di/dt)の変化
幅が大きいほど、リアクトル5での振動が大きくなり、
騒音が大きくなる。
相電圧半周期に複数回動作させることによって、図9に
示すような電流波形生成を行い、電流変化(di/d
t)が急激にならないように波形を抑制する。
チングにて説明しているが、これらの回数に限定するも
のではなく、二回でも四回でも構わない。また、多数回
というのは、何回でも構わないという意味であるが、あ
まり回数を増やし過ぎると高周波(一般的には3kHz
以上)スイッチングと変わらなくなり、ノイズが発生し
たり、制御負荷が増大してしまい簡易な制御手段と言え
なくなるが、このような高周波領域でも騒音抑制効果は
変わらない。
相電圧半周期に一回から増加させることによって、波形
が抑制できるため、実施の形態1に示すようにコンデン
サ13を追加して騒音を抑制することと同等の効果を得
ることができる。また、スイッチング回数を増加するこ
とで高調波抑制能力を増すことができるので、リアクト
ル5の容量を低減でき、小型化、低コスト化を図れる。
また、容量が小さくなることから発熱も抑制でき、損失
を低減できるため、省エネにもつながる。更に、スイッ
チングを複数回までにしたことで、ノイズ発生量を増加
させること無く、ノイズ対策しやすい回路が提供でき
る。
デンサを用いる方法はコンデンサ13の充電により急激
な電流変化を抑制しているため、負荷が大きい場合に非
常に有効であるが、負荷8が小さい場合には、コンデン
サ13が充電完了するまでスイッチ12をオンしている
と、スイッチング電流が流れ過ぎ、その電荷が平滑コン
デンサ7に充電され過ぎて、負荷8へ印加される電圧が
高くなることがありえる。
を制御して電流波形を抑制する方法は、より簡易的な手
段であるが、負荷が大きければスイッチング回数が増え
るため、負荷が比較的小さい状態に適している。本実施
の形態では両者の特性を生かして広範囲の負荷状態で安
定した回路と制御方法について説明する。
接続する回路の回路図である。この図に示す回路構成で
は、リアクトル5から発生する電磁騒音を、図2にて説
明したようにコンデンサ13を利用して抑制する手段
と、図8にて説明したように複数回スイッチングにて抑
制する手段とをリレー14により切り替えられるように
構成したものであり、リレー14がオフのときは図2に
おける回路と同じであり、リレー14がオンのときは図
8と同等回路となる。
11で検出された負荷8の消費負荷量が予め設定した値
よりも大きい場合にはリレー14をオフさせる。また、
負荷8の消費負荷量が予め設定された値よりも小さい場
合にはリレー14をオンさせる。
は、コンデンサ13により、電流波形を滑らかにし、騒
音を抑制し、消費負荷が小さい場合は、スイッチ12を
各相電圧半周期に複数回動作させて、騒音を抑制する。
負荷8の程度によっては電流が少なく、リアクトル5か
ら発生する騒音レベルも低くなる場合もあり、各相電圧
半周期に一回のスイッチングとしても、それほど耳障り
な騒音とならないこともある。また、コンデンサ13を
利用することでゼロ電流スイッチングを実現できるの
で、単にスイッチング回数を増加させる方法よりもノイ
ズ発生は少なくなる。
て、高調波抑制と、リアクトルから発生する電磁騒音を
抑制することができ、信頼性の高い電源回路を提供でき
る。
電圧ゼロクロス点を基準タイミングとして使用している
が、負荷量やリアクトル等の容量によっては、このゼロ
クロス点よりも早くスイッチ12のオン動作をしたほう
がよい場合があり、本実施の形態ではこのような場合に
新たな基準タイミング信号を検出する構成について説明
する。
路ブロック図であり、図中、16は入力電圧のピーク点
を検出する電圧ピーク検出手段である。
4で示した図2、図7、図8、または図10のいずれの
構成であっても良い。また、この場合も三相での構成に
限らず、単相での構成、多相での構成でも構わない。
も早いタイミングでスイッチ12のオン動作を開始させ
ることで、高調波抑制能力を高くするためのものであ
る。このような状況でのスイッチ12のオン動作につい
て、図11に加え、図12を参照しつつ説明する。
タイミングを相電圧ゼロクロス点とした場合の相電圧
と、スイッチ12を駆動させる制御手段9のスイッチ制
御信号(一相のみ)を抽出したものであり、(a)はス
イッチオンタイミングがゼロクロス点よりも遅い場合、
(b)はスイッチオンタイミングがゼロクロス点よりも
早い場合を表す。
よりも遅いタイミングでスイッチ12を駆動する際に
は、予め設定される遅延時間は0秒に近い値となる。一
方、(b)に示すように、ゼロクロス点よりも早いタイ
ミングにてスイッチ12を駆動する際には、電源周期を
T秒とすると、予め設定される遅延時間はT/2秒に近
い値となる。従って、負荷8の消費負荷量が変化し、ス
イッチタイミングを(a)から(b)、あるいは、
(b)から(a)へ変更する場合、遅延時間は0からT
/2秒、あるいは、T/2から0秒へと一気に変えなけ
ればならず、スイッチ制御が不連続となり、スイッチン
グの信頼性が低下する。さらに、負荷8が変動し続けて
この動作を繰り返した場合、不連続なスイッチ制御を連
続的に行わなければならず、スイッチ部品の信頼性が低
ければ誤動作の原因になりかねない。
る手段として一つには、一つあるいは数個前の基準タイ
ミングを基に次の基準タイミングを算出する予測制御手
段を適用することが考えられる。しかし、電源電圧に周
期ばらつきがあればその影響を受けるため、実際の基準
タイミングからずれた位置を基準タイミングとする恐れ
があり、その際には特に偶数次高調波の発生量が助長さ
れ、電源回路の性能及び信頼性が低下する。
タイミングを、不通流領域となる相電圧ゼロクロス点の
検出に基づくものではなく、電圧ピーク検出手段16に
より検出される相電圧ピーク点に基づくものとしてスイ
ッチ12の制御を行うことが考えられる。ここで、遅延
時間とは基準タイミングからの遅れ時間であり、負荷8
の負荷量に応じて予め設定されるものである。
クトル5側へ供給される交流電源4の線間電圧ピーク点
を検出し、この線間電圧ピーク点から相電圧ピーク点を
演算により算出する。算出された相電圧ピーク点信号
は、予め設定された遅延時間に対する基準タイミングと
して制御手段9へと入力される。この相電圧ピーク点は
電源電圧の中性点を設けることで直接検出することもで
きるが、線間電圧より演算算出する方が容易であるため
本実施の形態では電圧ピーク手段14を用いている。
ら入力される基準タイミング信号を基に、負荷情報に応
じて予め設定された遅延時間後、スイッチ12の動作を
開始するよう制御信号を生成し、スイッチ回路3へ送
る。
相電圧ゼロクロス点前後でのスイッチングを必要とする
際にも、連続的にスイッチ制御が行え、誤動作を防止
し、スイッチングの信頼性を向上できる。また、予測制
御無しで対応できるので、電源電圧の周期ばらつきの影
響を受けず、特に偶数次高調波の発生量を抑制でき、電
源回路の性能及び信頼性を向上できる。
の基準タイミングを、相電圧ゼロクロス点あるいは相電
圧ピーク点としているため、それぞれ、相電圧ゼロクロ
スタイミング、相電圧ピークタイミングにおいて、スイ
ッチ制御が不連続となる。本実施の形態では、スイッチ
ングの基準タイミングを相電圧の任意点とできる回路と
制御を示す。
路ブロック図であり、図中、17は入力電圧を検出する
入力電圧検出手段である。
5で示した図2、図7、図8、図10、または図11の
いずれの構成であっても良い。また、この場合も三相で
の構成に限らず、単相での構成、多相での構成でも構わ
ない。
圧検出手段17により相電圧を検出する仕組みについて
示すものであり、トランスにより交流電源4の中性点を
設けて相電圧波形Vu、Vv、Vwを入力電圧検出手段
17で検出し、その波形信号を制御手段9へ出力するも
のである。図中、M1〜M3はトランス、R1〜R3は
抵抗である。
検出される負荷情報に基き、スイッチの基準タイミング
を不通流でない領域の任意点に設定し、負荷が一定値以
上変動した場合に再度基準タイミングを設定し直すよう
制御する。さらに、この基準タイミングから負荷情報に
応じて予め設定される遅延時間が経過すると、スイッチ
回路3のスイッチ12が動作するよう制御する。
のタイミングに対しても連続的なスイッチ制御を実現で
きるため、負荷変動が大きな場合でも予測制御を必要と
せず、充分に高調波抑制能力を発揮でき、特に偶数次高
調波を抑制できる。また、負荷変動に追随して遅延時間
を連続的に変更できるので、誤動作を抑制し、より信頼
性の高い電源回路を提供できる。
段17から入力される図15に示すような相電圧波形を
基に決定されるので、電源動揺あるいは検出素子のばら
つきといった相電圧ピーク値変動の影響を受けることな
く、確実に電流波形生成を行える。
とし、負荷量に応じて基準タイミングを変動するように
しても良く、これにより、負荷変動によるスイッチ不連
続制御領域の発生を防止し、より信頼性の高い電源回路
を提供できる。
ミングを設定し、基準タイミングにてスイッチ動作を行
うよう制御することもでき、これにより、基準タイミン
グ検出後からスイッチ動作までの遅延時間中に生じる突
発的な事故にも即座に対応できるスイッチ制御を実現で
きる。
により、トランスM1〜M3への印加電圧を低下させ、
抵抗R1〜R3を用いない場合よりもトランス容量を小
さくして、装置の小型化、低コスト化を図っているが、
抵抗R1〜R3がなくとも相電圧検出は可能である。
14に示す構成に限ったものではなく、例えば、線間電
圧波形を検出し、線間電圧と相電圧の位相差(π/6)
を演算して相電圧波形を検出しても良く、相電圧波形を
検出するものであればどのような構成でも構わない。
形態7を示す回路ブロック図であり、本発明の制御方法
を用いた電源回路を、インバータを介して、圧縮機の電
動機に接続している。図16において、18は電源回路
に接続されたインバータ、19はインバータに接続され
た電動機、20はインバータ18を制御するインバータ
制御手段である。また、スイッチ12のU相の双方向ス
イッチは、ダイオードブリッジ21にて整流し、自己消
弧型の開閉素子である例えばIGBT22で構成されて
いる。同様に、スイッチ12のV相の双方向スイッチ及
びW相の双方向スイッチもそれぞれダイオードブリッジ
23、25及びIGBT24、26で構成されている。
の動作は、実施の形態1にて説明した動作と同様であ
る。また、スイッチ回路3を制御する制御手段9及び入
力電圧検出手段17の動作は、実施の形態6で説明した
動作と同様である。
ータ制御手段20を用いており、負荷量としてインバー
タへの制御指令値を用いている。ここでは、インバータ
18は電動機19を駆動制御する構成となっており、電
動機19の出力は回転数に比例することから、インバー
タ18で制御される電動機19の回転数から電動機19
の負荷量が推測でき、それによって、電源回路の負荷量
もインバータ18での回転数指令によって代用できる。
9の回転数指令にて代用しない場合でも、インバータ制
御手段20内部の設定値を用いることにより、電源回路
の負荷量を推測することは可能である。例えば、電動機
19に印加する電圧指令値でも同等効果を有する。ま
た、電動機19の相電流を検出するような構成であれば
相電流値でも良く、負荷量はインバータ制御手段20か
ら容易に得られる。
タである場合、インバータにて制御している動作指令値
等の設定値から負荷量を推測することができ、この指令
値に応じて、予め設定された遅延時間あるいは基準タイ
ミングを変更することによって、負荷量検出手段を設け
ることなく、負荷量に応じた高調波抑制能力を発揮でき
る。
る圧縮機である場合、圧縮機の負荷トルクは回転数に依
存するため、回転数指令だけで負荷量を推測することが
でき、インバータの設定値を使用する場合と同等効果を
得られる。さらに、電動機19が圧縮機である場合、吐
出温度、吸入温度、熱交換器の温度等でも電源回路の負
荷量は検出でき、これらはインバータ制御手段20にて
サーミスタで検出されているため、これらの値を用い
て、負荷量を検出できる。また、循環する冷媒速度や冷
媒量等でも検出できる。
2及びコンデンサ13の直列接続回路だけでなく図7、
図8あるいは図10の構成でもよい。さらに、図16に
おける入力電圧検出手段17の代わりにゼロクロス検出
手段10あるいは電圧ピーク検出手段16を使用した構
成でもよい。
クトルと、リアクトルに接続された整流器と、整流器に
接続される互いに直列の2個の平滑コンデンサと、リア
クトルと整流器との接続点と、2個の平滑コンデンサ間
の中点との間に設けたスイッチを有するスイッチ回路
と、交流電源に接続され交流電源の予め定められた一定
状態での相電圧を検出し基準タイミング信号を生成する
相電圧検出手段と、平滑コンデンサに接続され交流電源
からの電力により動作する負荷の負荷量を検出する負荷
量検出手段と、基準タイミング信号を受信し、さらに負
荷量に基づいて予め記憶された時間を経過した後に、ス
イッチ回路にオン・オフ指令を送る制御手段とを具備す
るので、相電圧の波形を検出し、ピーク値及び瞬時値の
比により基準タイミングの位相を制御するため、電源動
揺あるいは検出素子のばらつきといった相電圧ピーク値
変動の影響を受けることなく、確実に電流波形生成を行
える。また、負荷量に応じて遅延時間の基準タイミング
を相電圧の任意点に設定できるため、いずれのタイミン
グに対しても連続的なスイッチ制御を実現でき、負荷変
動に対する信頼性を向上できる。さらに、負荷量に応じ
て遅延時間を変更できるので、各負荷状態に応じて、充
分に高調波抑制能力を発揮できる。
は、交流電源の相電圧のゼロクロス点であるので、不通
流領域にも相電流を流すことができ、これにより、力率
を改善し、高調波を抑制することができる。特に高調波
発生量は、現在検討されている規制値を満足するレベル
まで抑制できる。また、遅延時間の基準タイミングを設
定できるので、充分に高調波抑制能力を発揮させること
ができる。
圧は、交流電源の相電圧のピーク点であるので、遅延時
間の基準タイミングを不通流領域となるゼロクロス点で
はなく、相電圧ピーク点に設定するため、負荷変動が生
じて相電圧ゼロクロス点前後でのスイッチングを必要と
する際にも、相電圧ゼロクロス点に対して連続的にスイ
ッチ制御が行え、誤動作を防止し、スイッチングの信頼
性を向上できる。また、予測制御無しで対応できるの
で、電源電圧の周期ばらつきの影響を受けず、特に偶数
次高調波の発生量を抑制でき、電源回路の性能及び信頼
性を向上できる。
を有し、制御手段は各相電圧半周期に一回だけスイッチ
をオン・オフ動作させるため、制御処理が非常に少な
く、安価なCPUを用いることができる。
を有し、制御手段はコンデンサの充電が完了するまでは
スイッチをオン・オフ動作させないので、コンデンサが
充電されるほどスイッチング電流が流れにくくなり、電
流ピーク値を抑制し、ピーク点を滑らかにすることがで
きる。これにより、リアクトルにて生じる電磁騒音を抑
制することができる。さらに、コンデンサの充電時間よ
り長い時間、スイッチ素子をオンするよう制御し、コン
デンサの充電によりスイッチング電流が自動的に切れ、
スイッチ素子に電流が流れなくなってからスイッチをオ
フするよう構成してゼロ電流スイッチングを実現できる
ため、発生ノイズを小さくでき、ターンオフ時のスイッ
チング損失を低減できる。
ーとを有しており、制御手段は負荷量に基づいてリレー
のオン・オフを行うことでスイッチ回路のコンデンサ合
成容量を切り換え、さらにコンデンサの充電が完了する
まではスイッチをオン・オフ動作させないので、負荷量
によってコンデンサの容量を切り換えられるように構成
したので、全負荷領域において、コンデンサによる電磁
騒音抑制効果を発揮でき、信頼性の高い電源回路を提供
できる。
から負荷量に基づいて予め記憶された時間経過後スイッ
チ回路に各相電圧半周期内に複数回オン・オフ動作させ
る制御を行うので、安価な制御にて電磁騒音抑制効果を
得ることができる。また、スイッチング回数を増加する
ことで、高調波抑制能力も増すことができるので、リア
クトルの容量を低減でき、小型化、低コスト化に寄与す
る。
たリレーとコンデンサを有し、制御手段は、負荷量が大
きい場合はリレーをオフし、スイッチを各相電圧半周期
内に1回オン・オフ動作させ、このとき、スイッチはコ
ンデンサの充電完了時間より長い時間通電させ、負荷量
が小さい場合はリレーをオンしスイッチを各相電圧半周
期内に少なくとも1回以上オン・オフ動作させるので、
負荷に応じてスイッチ制御を切り換えるよう構成したた
め、リレーオン時はスイッチを複数回動作させることに
より、リアクトルからの騒音を抑制することができる。
また、重負荷時は、騒音抑制能力の高いコンデンサによ
り騒音を抑制することができる。さらに、リレーオフ時
にはスイッチ素子をコンデンサの充電時間より充分に長
い時間オンするよう制御するので、コンデンサによる騒
音抑制効果を充分に発揮させることができる。また、ゼ
ロ電流スイッチングを実現でき、ノイズ発生量を低減で
きる。
この発明の電源回路とを有し、負荷量は電動機への回転
数指令、電圧指令値、またはサーミスタで検出される吐
出温度、吸入温度若しくは熱交換器の温度のいずれか一
つであるので、負荷量検出手段を設けることなく負荷量
に応じた高調波抑制効果を発揮できる。
である。
る。
る。
る。
図である。
スイッチ信号の関係図である。
図である。
図である。
スイッチ信号の関係図である。
図である。
4 交流電源、 5リアクトル、 6 整流器、 7
平滑コンデンサ、 8 負荷、 9 制御手段、 1
0 ゼロクロス検出手段、 11 負荷量検出手段、
12 スイッチ、 13 コンデンサ、 14 リレ
ー、 15 コンデンサ、 16 電圧ピーク検出手
段、 17 入力電圧検出手段、 18 インバータ、
19 電動機、 20 インバータ制御手段、 21
ダイオードブリッジ、 22 IGBT、 23 ダ
イオードブリッジ、 24 IGBT、 25 ダイオ
ードブリッジ、 26 IGBT、 C1、C2 コン
デンサ、 S1〜S3 スイッチ素子、 R1〜R3
抵抗、 M1〜M3 トランス。
Claims (9)
- 【請求項1】交流電源と、前記交流電源に接続されたリ
アクトルと、前記リアクトルに接続された整流器と、前
記整流器に接続される互いに直列の2個の平滑コンデン
サと、前記リアクトルと前記整流器との接続点と、前記
2個の平滑コンデンサ間の中点との間に設けたスイッチ
を有するスイッチ回路と、前記交流電源に接続され前記
交流電源の予め定められた一定状態での相電圧を検出し
基準タイミング信号を生成する相電圧検出手段と、前記
平滑コンデンサに接続され前記交流電源からの電力によ
り動作する負荷の負荷量を検出する負荷量検出手段と、
前記基準タイミング信号を受信し、さらに前記負荷量に
基づいて予め記憶された時間を経過した後に、前記スイ
ッチ回路にオン・オフ指令を送る制御手段とを具備する
ことを特徴とする電源回路。 - 【請求項2】予め定められた一定状態での相電圧は、交
流電源の相電圧のゼロクロス点であることを特徴とする
請求項1に記載の電源回路。 - 【請求項3】予め定められた一定状態での相電圧は、交
流電源の相電圧のピーク点であることを特徴とする請求
項1に記載の電源回路。 - 【請求項4】スイッチ回路は、コンデンサを有し、制御
手段は、基準タイミング信号から負荷量に基いて予め記
憶された時間経過後スイッチ回路に各相電圧半周期内に
一回のみ動作させる制御を行うことを特徴とする請求項
1から請求項3のいずれかに記載の電源回路。 - 【請求項5】スイッチ回路は、コンデンサを有し、制御
手段は前記コンデンサの充電が完了するまではスイッチ
をオン・オフ動作させないことを特徴とする請求項1か
ら請求項3のいずれかに記載の電源回路。 - 【請求項6】スイッチ回路は、コンデンサとリレーとを
有しており、制御手段は負荷量に基づいて前記リレーの
オン・オフを行うことでスイッチ回路のコンデンサ合成
容量を切り換え、さらに前記コンデンサの充電が完了す
るまではスイッチをオン・オフ動作させないことを特徴
とする請求項1から請求項3のいずれかに記載の電源回
路。 - 【請求項7】制御手段は、基準タイミング信号から負荷
量に基づいて予め記憶された時間経過後スイッチ回路に
各相電圧半周期内に複数回オン・オフ動作させる制御を
行うことを特徴とする請求項1から請求項3のいずれか
に記載の電源回路。 - 【請求項8】スイッチ回路は、並列に接続されたリレー
とコンデンサを有し、制御手段は、負荷量が大きい場合
は前記リレーをオフし、スイッチを各相電圧半周期内に
1回オン・オフ動作させ、負荷量が小さい場合は前記リ
レーをオンしスイッチを各相電圧半周期内に少なくとも
1回以上オン・オフ動作させることを特徴とする請求項
1から請求項3のいずれかに記載の電源回路。 - 【請求項9】インバータと、サーミスタと、電動機と、
請求項1から請求項8のいずれかに記載の電源回路とを
有し、負荷量は前記電動機への回転数指令、電圧指令
値、または前記サーミスタで検出される吐出温度、吸入
温度若しくは熱交換器の温度のいずれか一つであること
を特徴とする電動装置。
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