JP2002153073A

JP2002153073A - 制御装置

Info

Publication number: JP2002153073A
Application number: JP2000343534A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Domae; 浩堂前; Masafumi Hashimoto; 雅文橋本
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 2000-11-10
Filing date: 2000-11-10
Publication date: 2002-05-24
Anticipated expiration: 2020-11-10
Also published as: JP3473569B2

Abstract

(57)【要約】【課題】多相交流電源に電源不平衡がある状況下にお
いてブレーカを作動させることなく、かつ、そのような
状況下でも電源電力を有効に利用して負荷駆動を行うこ
と。【解決手段】三相交流電源１０の不平衡時における入
力最大電流を、整流後の電圧検出値Ｖｍとして得られる
リプル電圧、及び抵抗１４を流れる電流値である電流検
出値Ｉｍに基づいて所定の演算を行うことにより、制御
回路２０が予測する。その予測最大電流がブレーカの許
容範囲を超えないようにインバータ１５に制御信号を与
え、モータ３０を駆動させる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、多相交流電源か
ら電力供給を受けて多相負荷を駆動させる制御装置に関
する。

【０００２】

【従来の技術】従来、空気調和機用の圧縮機等のよう
に、三相交流電源から電力供給を受けてモータを駆動す
る装置において、電源側に電源不平衡（各相間の電圧が
一定でなくなる現象）が発生すると、それに伴って入力
電流が大きく変動する。この入力電流の変動は、電源側
に取り付けられるブレーカを作動させる可能性があり、
予期しないモータ停止等の原因となる。

【０００３】特に、空気調和機が通常設置される環境下
においては、数ボルト程度の電源不平衡が生じることは
頻繁にあるため、それが原因となって、ある相を流れる
電流だけがブレーカ容量を超えてしまい、ブレーカが作
動する可能性がある。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】したがって、従来の装
置では、電源不平衡が生じてもモータ停止等を生じない
ようにするために、ブレーカ容量に対して２〜３割程度
の余裕をもってモータを駆動するように設計されてい
る。つまり、この２〜３割程度の一定の余裕が電源不平
衡に対する対策となっており、電源不平衡の発生の有無
にかからず常にブレーカ容量に対して余裕をもった運転
制御が行われるように構成されていた。

【０００５】このため、従来ではブレーカ容量の範囲内
で有効にモータを駆動しているとは言い難く、例えばモ
ータの駆動能力を上げようとしてもブレーカ容量よりも
２〜３割程度低い電流でモータを駆動することになり、
電源電力を最大限に活用したモータ駆動を行うことがで
きない状況にあった。

【０００６】そこで、この発明は、上記課題に鑑みてな
されたものであって、電源不平衡がある状況下において
ブレーカを作動させることなく、かつ、そのような状況
下でも電源電力を有効に利用してモータ駆動を行うこと
の可能な制御装置を提供することを目的とする。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１に記載の制御装置（１）は、多相交流電源
（１０）の出力を整流して得られるリプル成分（Ｖｍ）
に基づいて前記多相交流電源からの入力電流の最大値を
予測し、前記最大値が許容電流の範囲内となるように前
記多相交流電源を用いて多相負荷（３０）を駆動させる
ように構成される。

【０００８】請求項２に記載の制御装置（１）は、請求
項１に記載の制御装置（１）において、制御手段（２
０）が前記最大値の予測を行うとともに、前記多相負荷
（３０）を駆動する駆動回路（１５）に対して前記最大
値が許容電流の範囲内となる制御信号を与えることを特
徴としている。

【０００９】請求項３に記載の制御装置（１）は、請求
項２に記載の制御装置（１）において、前記制御手段
（２０）が、前記リプル成分（Ｖｍ）を予め定められた
演算処理を行うことにより、前記最大値の予想を行うこ
とを特徴としている。

【００１０】請求項４に記載の制御装置（１）は、請求
項３に記載の制御装置（１）において、前記制御手段
（２０）が、前記リプル成分（Ｖｍ）に基づいて前記演
算処理を行う際に、前記多相交流電源が平衡状態である
場合における理想リプル電圧をリプル電圧（Ｖｍ）から
減算して前記演算処理を行うことを特徴としている。

【００１１】請求項５に記載の制御装置（１）は、請求
項３又は４に記載の制御装置（１）において、前記制御
手段（２０）が、前記多相交流電源（１０）の種類を認
識する機能を有し、前記種類に応じたパラメータを用い
て前記演算処理を行うことを特徴としている。

【００１２】請求項６に記載の制御装置（１）は、請求
項３又は４に記載の制御装置（１）において、前記制御
手段（２０）が、前記多相負荷（３０）の駆動能力を認
識する機能を有し、前記駆動能力に応じたパラメータを
用いて前記演算処理を行うことを特徴としている。

【００１３】請求項７に記載の制御装置（１）は、請求
項１乃至６のいずれかに記載の制御装置（１）におい
て、前記最大値が、前記多相交流電源（３０）の各相を
流れる電流のうちの最大電流であることを特徴としてい
る。

【００１４】請求項８に記載の制御装置（１）は、請求
項１乃至７のいずれかに記載の制御装置（１）におい
て、前記リプル成分（Ｖｍ）が前記整流の後に濾波処理
を受けて検出されることを特徴としている。

【００１５】請求項９に記載の制御装置（１）は、請求
項８に記載の制御装置（１）において、前記濾波処理
が、インダクタ（１２）とコンデンサ（１３）とにより
実現されることを特徴としている。

【００１６】請求項１０に記載の制御装置（１）は、請
求項１乃至９のいずれかに記載の制御装置（１）におい
て、前記多相交流電源（１０）が平衡状態にあるときの
入力電流（Ｉin）に前記多相交流電源（１０）が不平衡
状態にあるときの電流増加分（ΔＩ）を加算することに
より前記最大値を予測することを特徴としている。

【００１７】請求項１１に記載の制御装置（１）は、請
求項１０に記載の制御装置（１）において、前記不平衡
状態が、前記多相交流電源（１０）の各相間電圧のう
ち、一の相間電圧が基準電圧よりも大きく、かつ他の相
間電圧が基準電圧よりも小さい場合の不平衡状態である
ことを特徴としている。

【００１８】

【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態につ
いて図面を参照しつつ詳細に説明する。

【００１９】図１は本実施形態にかかる制御装置１を示
す図であり、具体的には空気調和機の圧縮機用のモータ
３０及びその周辺回路を示す回路図である。例えばＲ，
Ｓ，Ｔの三相からなる三相交流電源１０から与えられた
電圧は、公知の構成を有するダイオードブリッジ１１に
よってリプルを有する直流電流に整流される。そしてこ
れは例えばチョークインプット型のフィルタによって濾
波され、インバータ１５へと直流電圧が与えられる。イ
ンバータ１５は制御回路２０の制御の下でパルス幅変調
のスイッチングを行い、例えば三相の交流電流をモータ
３０へと供給してモータ３０を駆動する駆動回路であ
る。

【００２０】チョークインプット型のフィルタは、図１
に示されるように、ダイオードブリッジ１１の負側出力
端（−）に接続される一端及び他端を有するコンデンサ
１３と、コンデンサ１３の上記他端とダイオードブリッ
ジ１１の正側出力端（＋）との間に介挿されるインダク
タ１２とで構成される。ダイオードブリッジ１１の負側
出力端は例えば接地される。

【００２１】制御回路２０は例えば中央演算処理装置で
構成され、インバータ１５に対してその動作を制御す
る。制御回路２０は３つのアナログ入力ポートＡＮ０，
ＡＮ１，ＡＮ２を備えており、それぞれ電圧検出回路２
１、電流検出回路２２、ピーク検出回路２３の出力たる
電圧検出値Ｖｍ、電流検出値Ｉｍ、ピーク電流を入力す
る。そして、モータ３０を回転させる動作をインバータ
１５に行わせる際、これらの検出値に基づいて三相交流
電源１０からの入力電流を予測し、ブレーカ１６の許容
範囲内となるようにインバータ１５を制御して、負荷で
あるモータを駆動させる。なお、ピーク検出回路２３か
ら入力されるピーク電流は制御回路２０においてモータ
３０の駆動能力を認識するためのものである。

【００２２】電圧検出回路２１は例えばフィルタで構成
され、インダクタ１２とキャパシタ１３との接続点にお
ける電圧を測定し、その電圧のリプル成分を電圧検出値
Ｖｍとして出力する。また電流検出回路２２は例えば平
均値回路やピークホールド回路で構成され、ダイオード
ブリッジ１１の負側出力端とインバータ１５との間に流
れるパルス状の電流を検出し、その平均値等を電流検出
値Ｉｍとして出力する。この電流の測定のため、例えば
ダイオードブリッジ１１の負側出力端とインバータ１５
の負側入力端（−）との間に抵抗１４が介挿され、ここ
における電圧降下が測定される。

【００２３】以上のように構成されたモータ制御装置に
おいて、三相交流電源１０が例えば２００Ｖの平衡状態
にある場合、すなわち各相間の電圧が２００Ｖで均一で
ある場合には電圧検出値Ｖｍとして得られる電圧のリプ
ル成分は５，６Ｖ程度である。これに対し、不平衡状態
の場合には、リプル成分は約３０〜４０Ｖ程度となる。

【００２４】また、電流検出回路２２によって検出され
る電流検出値Ｉｍは、三相交流電流１０からダイオード
ブリッジ１１に入力する入力電流と相関があり、その入
力電流をＩinとすると、Ｉin＝α・Ｉｍ＋β （ただし、α，βは定数）・・・という関係がある。なお、三相交流電源１０の平衡状態
においては各相（Ｒ，Ｓ，Ｔ）の電流は等しい。したが
って、電流検出値Ｉｍが得られれば平衡状態における各
相の入力電流Ｉinを予測することができる。

【００２５】一方、不平衡状態においてはＲ，Ｓ，Ｔの
各相の電流が均一でなくなる。このため、制御回路２０
が電圧検出値Ｖｍとして得られるリプル成分から各相の
電流のうちの最大の電流を予測する。その予測は、平衡
状態から不平衡状態となったことを仮定し、不平衡状態
における各相のうちの最大電流を示す相の電流増加分Δ
Ｉをリプル成分から推定し、その電流増加分をΔＩを平
衡状態における入力電流Ｉinに加算することにより行わ
れる。

【００２６】具体的には、不平衡状態において最大電流
を示す相の電流増加分ΔＩは、電圧検出値Ｖｍとして得
られるリプル成分検出結果に影響を与えることが実験的
に認識されており、電流増加分ΔＩが大きくなればリプ
ル成分も大きくなり、逆に電流増加分ΔＩが小さくなれ
ばリプル成分も小さくなるという傾向にある。このた
め、不平衡状態において最大電流を示す相の電流増加分
ΔＩは、 ΔＩ＝ａ・Ｖｍ＋ｂ（ただし、ａ，ｂは定数）・・・として表すことができる。

【００２７】そして不平衡状態における各相の電流のう
ちの最大の入力電流をＩmaxとすると、入力電流Ｉmaxは
平衡状態における入力電流Ｉinに不平衡状態における電
流増加分ΔＩを加算することにより求められ、Ｉmax＝Ｉin＋ΔＩ＝α・Ｉｍ＋ａ・Ｖｍ＋β＋ｂ・・・として表すことができる。

【００２８】そして定数である各パラメータα，ａ，β
＋ｂを予め実験的に求めておき、制御回路２０が電圧検
出回路２１及び電流検出回路２２から得られる電圧検出
値Ｖｍ及び電流検出値Ｉｍを上記補正式に代入して演
算処理を行うことにより、三相交流電源１０が不平衡状
態にある場合に各相に流れる電流のうちの最大電流Ｉma
xを予測することが可能になる。

【００２９】三相交流電源１０が不平衡状態にある場合
として、Ｒ，Ｓ，Ｔの三相のうちの一つの相間電圧が基
準電圧（例えば２００Ｖ）よりも大きく、他の二つの相
間電圧が基準電圧よりも小さい第１の不平衡状態、一つ
の相間電圧が基準電圧よりも大きく、他の一つの相間電
圧が基準電圧と同等であり、他の一つの相間電圧が基準
電圧よりも小さい第２の不平衡状態、及び、二つの相間
電圧が基準電圧よりも大きく、他の一つの相間電圧が基
準電圧よりも小さい第３の不平衡状態の三態様がある。

【００３０】ここで不平衡率２％（例えば基準電圧が２
００Ｖであり、各相間電圧が基準電圧に対して±４Ｖ程
度のばらつきがある場合）として、上記三態様について
実験を行うと、上記第１の不平衡状態のときの補正式
の各パラメータを求めておけば、他の不平衡状態におい
てもその補正式を用いて最大電流Ｉmaxを予測すること
ができる。つまり、上記三態様のうち、第１の不平衡状
態のときが最も最大電流Ｉmaxを予測するための補正量
が大きくなるため、他の不平衡状態でその補正式を用い
て最大電流Ｉmaxを予測してもその予測値が実際に三相
交流電源１０から各相を流れる電流値を下回ることはな
い。

【００３１】したがって、上記三態様のうち、一つの相
間電圧が基準電圧よりも大きく、他の二つの相間電圧が
基準電圧よりも小さい場合の第１の不平衡状態について
上記補正式の各パラメータを求めておき、最大電流Ｉ
maxをブレーカ１６の許容範囲内に制御すれば、他の第
２、第３の不平衡状態の場合でもブレーカ１６を作動さ
せることなくインバータ１５を制御してモータ３０を駆
動することができるのである。

【００３２】図２は本実施形態における最大電流Ｉmax
の予測実験結果を示す図である。図２のグラフにおいて
横軸は、三相交流電源１０とダイオードブリッジ１１と
の間に介挿した電流計によって実際に測定したものであ
り、電源不平衡率２％下で上記第１の不平衡状態を再現
し、モータ３０を平衡状態と同様の条件で駆動しつつ出
力周波数を上昇させていった場合の、Ｒ，Ｓ，Ｔ相の最
大電流である入力最大電流を示している。また、縦軸は
制御回路２０に入力される電流検出値Ｉｍ及び制御回路
２０で上記補正式に基づく演算処理の結果導かれる最
大電流Ｉmaxの電流値を示している。

【００３３】図２のように、例えば出力周波数１０４Ｈ
ｚでモータ３０を駆動した場合、三相交流電源１０から
実際に入力する入力最大電流は２１．１Ａであるにもか
かわらず、制御回路２０に入力される電流検出値Ｉｍは
１６．１Ａとなる。また、出力周波数１２８Ｈｚで駆動
した場合には、三相交流電源１０から実際に入力する入
力最大電流は２５．０Ａであるにもかかわらず、制御回
路２０に入力される電流検出値Ｉｍは１９．２Ａとな
る。さらに、出力周波数２１６Ｈｚで駆動した場合に
は、三相交流電源１０から実際に入力する入力最大電流
は３１．６Ａであるにもかかわらず、制御回路２０に入
力される電流検出値Ｉｍは２４．１Ａとなる。これらい
ずれの場合も電流検出値Ｉｍは実際に三相交流電源１０
から入力する最大電流よりも小さい値となっている。こ
のため、例えば３０Ａがブレーカ１６の作動する電流と
して設定されている構成の場合には、出力周波数が２１
６Ｈｚに達すると制御回路２０の検出する電流検出値Ｉ
ｍが３０Ａ未満であるにもかかわらず、ブレーカ１６が
作動して装置全体が停止することになる。

【００３４】これに対し、本実施形態では上記補正式
に基づいて、電圧検出値Ｖｍとして得られるリプル成分
に基づいて電流検出値Ｉｍを補正することにより、最大
電流Ｉmaxを予測すると、図２のグラフに示すように実
際の入力最大電流とほぼ一致する最大電流を予測するこ
とができる。このため、例えば出力周波数２１６Ｈｚの
段階で既に３０Ａを超えることが予測できるので、制御
回路２０が出力周波数を上昇させていく場合でも、ブレ
ーカ１６によって許容される範囲内の電流で駆動可能な
周波数とするための制御信号をインバータ１５に与える
ことができる。

【００３５】したがって、制御回路２０に対して予めブ
レーカ１６の作動する電流値を設定しておけば、制御回
路２０は電圧検出値Ｖｍと電流検出値Ｉｍとに基づいて
三相交流電源１０からの最大入力電流を予測し、その予
測された最大電流が許容範囲内となるようにインバータ
１５を制御してモータ３０を駆動させるので、不平衡状
態においてもブレーカ１６を作動させることなく、か
つ、そのような状況下でもブレーカ１６によって許容さ
れる範囲内で電源電力を有効に利用してモータ３０の駆
動を行うことができる。言い換えれば、ブレーカ１６の
作動前にモータ３０の動作能力を低下させるような駆動
制御を行うことができるのである。

【００３６】なお、上記補正式では、制御回路２０に
入力される電圧検出値Ｖｍをそのまま用いて最大電流Ｉ
maxを予測する方法について説明したが、三相交流電源
１０が平衡状態にある場合であっても電圧検出値Ｖｍと
して５，６Ｖ程度のリプル成分（これを理想リプル電圧
Ｖｒと呼ぶ。）が検出される。このため、不平衡状態に
おいては補正式は適切に最大電流を予測するための補
正式となるが、平衡状態においても同一処理を行うよう
にした場合には平衡状態におけるリプル成分が０でない
ことによる影響を受け、適切に入力電流を予測すること
ができなくなる。

【００３７】これを回避するために、上記補正式の各
パラメータを求める際には、Ｖｍ’＝Ｖｍ−Ｖｒ・・・により、予め電圧検出値Ｖｍから理想リプル電圧（Ｖｒ
＝５〜６Ｖ）を減算したリプル電圧Ｖｒを求め、上記電
圧検出値Ｖｍの代わりにリプル電圧Ｖｒを用いて各パラ
メータを求めておき、そして、制御回路２０が実際の制
御を行う際にも、上記式に基づいて電圧検出回路２１
より入力する電圧検出値Ｖｍから理想リプル電圧Ｖｒを
減算したリプル電圧Ｖｍ’を上記補正式のＶｍの代わ
りに用いて演算処理を行うことで最大電流の予測を行
い、モータ駆動の制御を行うようにすることが好まし
い。そしてこのように構成することにより、三相交流電
源１０が平衡状態、不平衡状態のいずれの場合であって
も適切な演算結果が得られ、常に入力電流の予測を正確
に行うことが可能となる。

【００３８】また、本実施形態の制御装置１では三相交
流電源１０からの交流電流がダイオードブリッジ１１で
整流され、その整流後に濾波処理を受けてリプル電圧が
検出されるように構成されている。そして、その濾波処
理はインダクタ１２とコンデンサ１３とで実現されるフ
ィルタ部によって行われる。コンデンサ１３は永年使用
されると経時変化を生じて静電容量が低下させる傾向に
ある。したがって、上記補正式に適用される各パラメ
ータは、制御装置１の製造時においては適切な最大電流
を予測するためのパラメータとなるが、その後の使用に
よるコンデンサ１３の静電容量の低下に伴って最適なパ
ラメータではなくなる可能性がある。

【００３９】しかしながら、上記の補正式を用いて最
大電流を予測する以上、コンデンサ１３が経年変化で容
量低下を生じ、各パラメータが最適値でなくなったとし
ても、実際に三相交流電源１０から入力する電流値より
も予測する最大電流値を大きく見積もることになるた
め、ブレーカを作動させることにならず、問題となるこ
とはない。

【００４０】また、上記説明においては、三相交流電源
１０からの入力周波数が５０Ｈｚと６０Ｈｚのいずれで
あるかについては特に触れなかったが、これらが異なる
場合には電圧検出値Ｖｍとして検出されるリプル成分が
異なる傾向を示すため、上記補正式の各パラメータ
（定数ａ，ｂ）もまた異なったものとなる。

【００４１】このため、制御回路２０が、三相交流電源
１０の種類、すなわち入力周波数が５０Ｈｚ、６０Ｈｚ
のいずれであるか、を識別する機能を有するように構成
するとともに、その識別結果に基づいて最適なパラメー
タを選択して補正式に基づく最大電流Ｉmaxを予測す
るように実現することが望ましい。具体的には、制御装
置１を設置した際に、制御回路２０における図示しない
ジャンパ線を接続又は切断したり、ディップスイッチの
切り換え等を行っておくことにより、制御回路２０が三
相交流電源１０の種類を認識することができる。そし
て、そのように実現することにより、制御装置１の設置
される環境に応じて常に適切に最大電流Ｉmaxを予測す
ることができ、ブレーカ１６を作動させることなくモー
タ３０の能力を最大限に発揮させるように動作駆動する
ことが可能になる。

【００４２】さらに、圧縮機の駆動能力が異なる場合に
も、各パラメータが異なったものとなるため、制御回路
２０がピーク検出回路２３からのピーク電流に基づいて
圧縮機の駆動能力を認識する機能を有し、その認識結果
に応じて最適なパラメータを選択して最大電流Ｉmaxを
予測するようにすれば、圧縮機の駆動能力に基づいた正
確な最大電流の予測が可能となる。

【００４３】以上のように、本実施形態の制御装置１に
よると、三相交流電源１０からの入力電流の最大値を、
整流後のリプル成分に基づいて予測するように構成され
ている。これに対し、三相交流電源１０の各相Ｒ，Ｓ，
Ｔを流れる電流を全て直接的に検出するように構成して
もブレーカ作動前にモータ３０の動作能力を低下させる
ことができるのであるが、この場合、必要センサ数が増
加するとともに、制御装置の大型化やコスト上昇を招く
可能性ある。

【００４４】本実施形態で上述した制御装置１は、最小
限のセンサ数で入力電流の最大値を知ることができるた
め、制御装置１の小型化、コスト低廉を図ることがで
き、それによって空気調和機全体の小型化及びコスト低
廉を実現することも可能にしているのである。

【００４５】以上、この発明に関する実施の形態につい
て説明したが、この発明は上記説明の内容に限定される
ものではない。

【００４６】例えば、上記説明においては、電源が三相
交流電源である場合について説明したが、これに限定さ
れるものではなく、不平衡状態の生じる可能性のある多
相交流電源であればよい。

【００４７】また、駆動回路であるインバータ１５が駆
動する負荷はモータであることに限定されるものではな
い。

【００４８】

【発明の効果】以上説明したように、請求項１ないし１
１の発明によれば、リプル成分に基づいて多相交流電源
からの入力電流の最大値を予測して、その最大値が許容
電流の範囲内となるように多相交流電源を用いて多相負
荷を駆動させるため、例えば許容電流の範囲を超える前
に負荷の駆動状態を低下させることができる。このた
め、多相交流電源に電源不平衡がある状況下においても
ブレーカを作動させることなく、かつ、そのような状況
下でも電源電力を有効に利用して負荷駆動を行うことが
可能になる。

【００４９】また、特に請求項４の発明によれば、多相
交流電源が平衡状態、不平衡状態のいずれであっても適
切に入力電流の最大値を予測することができ、如何なる
状況下においてもブレーカを作動させることなく、か
つ、電源電力を有効に利用して負荷駆動を行うことがで
きる。

【００５０】また、特に請求項５の発明によれば、多相
交流電源の種類に応じたパラメータを用いて演算処理を
行うように構成されているため、制御装置の設置環境に
応じて常に適切に入力電流の最大値を予測することがで
きる。

【００５１】また、特に請求項６の発明によれば、多相
負荷の駆動能力に応じたパラメータを用いて演算処理を
行うように構成されているため、制御装置が適用される
負荷に応じて常に適切に入力電流の最大値を予測するこ
とができる。

【００５２】また、特に請求項７の発明によれば、ブレ
ーカの作動要因となる最大電流を適切に予測することが
でき、ブレーカを作動させることなく負荷駆動を行うこ
とができる。

【００５３】また、特に請求項９の発明によれば、コン
デンサが経時変化した場合であってもブレーカを作動さ
せることなく負荷駆動を行うことができる。

【００５４】また、特に請求項１０の発明によれば、多
相交流電源が平衡状態にあるときの入力電流に対して多
相交流電源が不平衡状態にあるときの電流増加分を加算
することにより最大値を予測するように構成されている
ため、直接的に入力電流を計測することなく、最大電流
を予測することができる。

【００５５】また、特に請求項１１の発明によれば、多
相交流電源の各相間電圧のうち、一の相間電圧が基準電
圧よりも大きく、かつ他の相間電圧が基準電圧よりも小
さい場合の不平衡状態にあるときの電流増加分を、平衡
状態における入力電流に加算するように構成されている
ため、他の不平衡状態の場合でもブレーカを作動させる
ことなく負荷駆動を行うことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】制御装置を示す図である。

【図２】最大電流の予測実験結果を示す図である。

【符号の説明】

１制御装置１０三相交流電源１１ダイオードブリッジ１２インダクタ１３コンデンサ１５インバータ（駆動回路）２０制御回路（制御手段）２１電圧検出回路２２電流検出回路３０モータ（負荷）Ｖｍ電圧検出値（リプル成分）Ｉｍ電流検出値

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Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】多相交流電源（１０）の出力を整流して
得られるリプル成分（Ｖｍ）に基づいて前記多相交流電
源からの入力電流の最大値を予測し、前記最大値が許容
電流の範囲内となるように前記多相交流電源を用いて多
相負荷（３０）を駆動させる制御装置（１）。
【請求項２】請求項１に記載の制御装置（１）におい
て、制御手段（２０）が前記最大値の予測を行うとともに、
前記多相負荷（３０）を駆動する駆動回路（１５）に対
して前記最大値が許容電流の範囲内となる制御信号を与
えることを特徴とする制御装置。
【請求項３】請求項２に記載の制御装置（１）におい
て、前記制御手段（２０）は、前記リプル成分（Ｖｍ）を予
め定められた演算処理を行うことにより、前記最大値の
予想を行うことを特徴とする制御装置。
【請求項４】請求項３に記載の制御装置（１）におい
て、前記制御手段（２０）は、前記リプル成分（Ｖｍ）に基
づいて前記演算処理を行う際に、前記多相交流電源が平
衡状態である場合における理想リプル電圧をリプル電圧
（Ｖｍ）から減算して前記演算処理を行うことを特徴と
する制御装置。
【請求項５】請求項３又は４に記載の制御装置（１）
において、前記制御手段（２０）は、前記多相交流電源（１０）の
種類を認識する機能を有し、前記種類に応じたパラメー
タを用いて前記演算処理を行うことを特徴とする制御装
置。
【請求項６】請求項３又は４に記載の制御装置（１）
において、前記制御手段（２０）は、前記多相負荷（３０）の駆動
能力を認識する機能を有し、前記駆動能力に応じたパラ
メータを用いて前記演算処理を行うことを特徴とする制
御装置。
【請求項７】請求項１乃至６のいずれかに記載の制御
装置（１）において、前記最大値は、前記多相交流電源（３０）の各相を流れ
る電流のうちの最大電流であることを特徴とする制御装
置。
【請求項８】請求項１乃至７のいずれかに記載の制御
装置（１）において、前記リプル成分（Ｖｍ）は前記整流の後に濾波処理を受
けて検出されることを特徴とする制御装置。
【請求項９】請求項８に記載の制御装置（１）におい
て、前記濾波処理は、インダクタ（１２）とコンデンサ（１
３）とにより実現されることを特徴とする制御装置。
【請求項１０】請求項１乃至９のいずれかに記載の制
御装置（１）において、前記多相交流電源（１０）が平衡状態にあるときの入力
電流（Ｉin）に前記多相交流電源（１０）が不平衡状態
にあるときの電流増加分（ΔＩ）を加算することにより
前記最大値を予測することを特徴とする制御装置。
【請求項１１】請求項１０に記載の制御装置（１）に
おいて、前記不平衡状態は、前記多相交流電源（１０）の各相間
電圧のうち、一の相間電圧が基準電圧よりも大きく、か
つ他の相間電圧が基準電圧よりも小さい場合の不平衡状
態であることを特徴とする制御装置。