CN113162436A - 一种风电变流器控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种风电变流器控制方法，所述风电变流器包括网侧变换器、机侧变换器、网侧控制器及机侧控制器，所述网侧控制器控制所述网侧变换器采用三电平单极性发波；所述机侧控制器控制所述机侧变换器在第一工作状态采用双极性发波，所述机侧控制器控制所述机侧变换器在第二状态使用单极性发波；该风电变流器控制方法能够减小三电平拓扑直流母线电压纹波，同时保持三电平拓扑网侧电流谐波小、机侧电压du/dt和电压尖峰小的优点，又不会增加变流器成本和体积。

Description

一种风电变流器控制方法
技术领域
本发明涉及风力发电领域，尤其涉及一种风电变流器控制方法。
背景技术
单机容量增大是目前风电机组的发展趋势之一，随着风电机组的容量增大，输入输出电流越来越大，这导致了电缆成本增加、“扭缆”等问题，为了减小电流，需要提高机组电机、变流器、变压器的电压等级，如从目前常用的690V提高到1140V、3300V。对于1140V、3300V电压等级，风电变流器一般采用三电平拓扑，三电平拓扑可以采用电压等级更低的IGBT等功率半导体器件，也可以减小输入输出电流谐波，减小施加在电机上的电压du/dt以及电压尖峰。
目前三电平拓扑一般采用空间矢量调制或载波层叠发波方式，采用这两种方式时，三电平拓扑由于其固有的特点，网侧三电平变换器、机侧三电平变换器分别会在母线中点产生3倍于其工作频率的较大电流，正、负母线电压纹波相应的也较大，特别是电机工作频率低、功率因数低时，母线电压纹波会很大，这会降低母线电容寿命，而且机侧变换器导致的3倍频母线纹波会使网侧产生间谐波污染电网、影响网侧变换器工作稳定性。
现有技术一般采用增大母线电容容量、或者增加平衡电路的方法来减小母线电压纹波，但是这些措施会增加变流器的成本、增大变流器的体积。
发明内容
本发明要解决的技术问题是提出一种风电变流器控制方法，该风电变流器控制方法能够减小三电平拓扑直流母线电压纹波，同时保持三电平拓扑网侧电流谐波小、机侧电压du/dt和电压尖峰小的优点，又不会增加变流器成本和体积。
为解决上述技术问题，本发明提供一种风电变流器控制方法，所述风电变流器包括网侧变换器、机侧变换器、网侧控制器及机侧控制器，所述网侧控制器控制所述网侧变换器采用三电平单极性发波；所述机侧控制器控制所述机侧变换器在第一工作状态采用双极性发波，所述机侧控制器控制所述机侧变换器在第二状态使用单极性发波。
优选地，所述网侧变换器采用的单极性发波方式为：所述网侧变换器在网侧参考电压的正半周输出正电平和零电平，所述网侧变换器在网侧参考电压的负半周输出负电平和零电平。
优选地，所述网侧控制器通过网侧调制器控制网侧变换器的发波方式，在单极性发波方式中，所述网侧控制器使用所述网侧参考电压与网侧调制器产生的第一载波和第二载波比较产生网侧变换器三电平功率管的驱动信号以获得单极性输出电平，所述网侧调制器产生的第一载波与第二载波之间关系为层叠关系。
优选地，所述层叠关系为：所述网侧调制器产生的第一载波的最小值等于所述网侧调制器产生的第二载波的最大值。
优选地，所述机侧变换器采用的双极性发波方式为：所述机侧变换器在机侧参考电压的正半周输出正电平、负电平和零电平，所述机侧变换器在机侧参考电压的负半周输出正电平、负电平和零电平；所述机侧变换器采用的单极性发波方式为：所述机侧变换器在机侧参考电压的正半周输出正电平和零电平，所述机侧变换器在机侧参考电压的负半周输出负电平和零电平。
优选地，所述机侧控制器通过机侧调制器控制机侧变换器的发波方式，在单极性发波方式中，机侧控制器使用所述机侧参考电压与网侧调制器产生的第一载波和第二载波比较产生网侧变换器三电平功率管的驱动信号以获得单极性输出电平，所述网侧调制器产生的第一载波与第二载波之间关系为层叠关系；在双极性发波方式中，机侧控制器使用所述机侧参考电压与机侧第一载波和机侧第二载波比较产生机侧变换器三电平功率管的驱动信号以获得双极性输出电平，所述机侧变换器产生的第一载波与第二载波的关系为交叠关系。
优选地，所述层叠关系为：所述机侧调制器产生的第一载波的最小值等于所述机侧调制器产生的第二载波的最大值；所述交叠关系为：所述机侧调制器产生的第一载波的最小值小于所述机侧调制器产生的第二载波的最大值，所述机侧调制器产生的第一载波的最大值大于所述机侧调制器产生的第二载波的最大值。
优选地，所述第一工作状态为输出频率低于预设值的状态，第二状态为输出频率高于预设值的状态。
优选地，所述预设值取值为5Hz至30Hz。
优选地，所述第一状态为母线中点电流大于预设值的状态，所述第二状态为母线中点电流小于预设值的状态。
优选地，所述预设值取值为输出额定电流的10％至99％。
优选地，所述第一状态为参考电压瞬时值的绝对值大于预设值的状态，所述第二状态为参考电压瞬时值的绝对值小于预设值的状态。
优选地，所述预设值为直流母线电压值的1％～99％。
采用上述方法之后，所述风电变流器包括网侧变换器、机侧变换器、网侧控制器及机侧控制器，所述网侧控制器控制所述网侧变换器采用三电平单极性发波；所述机侧控制器控制所述机侧变换器在第一工作状态采用双极性发波，所述机侧控制器控制所述机侧变换器在第二状态使用单极性发波；网侧控制器输出网侧三相参考电压，网侧参考电压与网侧调制器产生的第一载波及第二载波比较产生网侧变换器各IGBT的驱动信号，机侧参考电压与机侧调节器产生的第一载波及第二载波比较产生三电平机侧变换器各IGBT的驱动信号；该风电变流器控制方法能够减小三电平拓扑直流母线电压纹波，同时保持三电平拓扑网侧电流谐波小、机侧电压du/dt和电压尖峰小的优点，又不会增加变流器成本和体积。
附图说明
图1为本发明风电变流器的整体结构图；
图2为本发明风电变流器及其控制器和调制器的结构图；
图3为本发明风电变流器三电平功率管的结构图；
图4为本发明风电变流器调制器的结构图；
图5为本发明网侧调制器或机侧调制器产生的载波与一相网侧参考电压进行层叠作用的示意图；
图6为本发明机侧调制器产生的载波与一相机侧参考电压进行交叠作用的示意图；
图7为本发明风电变流器控制方法实施例一的流程图；
图8为本发明风电变流器控制方法实施例一输出电压的示意图；
图9为本发明风电变流器控制方法实施例二的流程图；
图10为本发明风电变流器控制方法实施例三的流程图；
图11为本发明风电变流器控制方法实施例三输出电压的示意图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释本发明，并不用于限定本发明。
实施例一
请参阅图1、图2、图7及图8，图1为本发明风电变流器的整体结构图；图2为本发明风电变流器及其控制器和调制器的结构图；本实施例公开了一种风电变流器控制方法，提供风电变流器，所述风电变流器包括网侧变换器、机侧变换器、网侧控制器及机侧控制器，所述网侧控制器控制所述网侧变换器采用三电平单极性发波；所述机侧控制器控制所述机侧变换器在第一工作状态采用双极性发波，所述机侧控制器控制所述机侧变换器在在第二状态使用单极性发波。
请参阅图3至图5，图3为本发明风电变流器三电平功率管的结构图；图4为本发明风电变流器调制器的结构图；图5为本发明网侧调制器或机侧调制器产生的载波与一相网侧参考电压进行层叠作用的示意图；网侧控制器输出网侧三相参考电压，网侧调制器采用载波层叠方式，网侧参考电压与网侧调制器产生的第一载波及第二载波比较产生网侧变换器各IGBT的驱动信号。其中，网侧调制器产生的第一载波及第二载波的幅值相等，上下为层叠关系，即第一载波的最小值等于第二载波的最大值；每相参考电压与第一载波比较产生对应相Q1、Q3对应的驱动信号PWM1、PWM3，其中PWM1与PWM3互补，并且设置一定的死区时间；每相参考电压与第二载波比较产生对应相Q2、Q4对应的驱动信号PWM2、PWM4，其中PWM2与PWM4互补，并且设置一定的死区时间。按照上述方法，每相输出对母线电容中点O的电压Vout在对应相参考电压的正半周为正电平和零电平，其中正电平电压为正母线电压Vdc+，零电平电压为零；每相输出对母线电容中点O的电压Vout在对应相参考电压的负半周为负电平和零电平，其中负电平电压为负母线电压Vdc-，零电平电压为零；由于在一个载波周期中没有同时出现正电平和负电平，所以称之为单极性发波。
机侧控制器输出机侧三相参考电压，请参阅图5、图6、图7及图8；图5为本发明网侧调制器或机侧调制器产生的载波与一相网侧参考电压进行层叠作用的示意图，图6为本发明机侧调制器产生的载波与一相机侧参考电压进行交叠作用的示意图；图7为本发明风电变流器控制方法实施例一的流程图；图8为本发明风电变流器控制方法实施例一输出电压的示意图；获取所述机侧变换器当前输出频率f，当机侧变换器输出频率f大于某一预设值时，机侧调制器采用上述的载波层叠方法，当机侧变换器输出频率f小于等于某一预设值时机侧调制器三相都采用上述的载波交叠方式，即机侧参考电压与机侧调节器产生的第一载波及第二载波比较产生三电平机侧变换器各IGBT的驱动信号。其中，机侧调节器产生的第一载波及第二载波幅值相等，上下为交叠关系，即机侧调节器产生第一载波的最小值小于第二载波的最大值，机侧调节器第一载波的最大值大于第二载波的最大值；每相参考电压与第一载波比较产生对应相Q1、Q3对应的驱动信号PWM1、PWM3，其中PWM1与PWM3互补，并且设置一定的死区时间；每相参考电压与第二载波比较产生对应相Q2、Q4对应的驱动信号PWM2、PWM4，其中PWM2与PWM4互补，并且设置一定的死区时间。按照上述方法，每相输出对母线电容中点O的电压Vout在对应相参考电压的正半周为正电平、负电平和零电平，在对应相参考电压的负半周为正电平、负电平和零电平，其中正电平电压为正母线电压Vdc+，零电平电压为零，负电平电压为负母线电压Vdc-；由于在一个载波周期中既有正电平又有负电平，所以称之为双极性发波；可以根据实际需要调整上述机侧调制器产生的第一载波和第二载波的上下相对关系，即图5中Y，一般情况，假设三角载波幅值为1，Y可设为1.6左右。
实施例二
网侧控制器输出网侧三相参考电压，网侧调制器采用载波层叠方式；机侧控制器输出机侧三相参考电压，计算机侧变换器当前母线中点电流io的虚拟值，计算方式为：设机侧控制器的三相输出电流分别为ia、ib、ic，三相参考电压为Vrefa、Vrefb、Vrefc，正负直流母线总电压为Vdc，机侧母线电容中点电流虚拟值io≈ia*(1-2Vrefa/Vdc)+ib*(1-2Vrefb/Vdc)+ic*(1-2Vrefc/Vdc)。
请参阅图9，图9为本发明风电变流器控制方法实施例二的流程图；根据机侧母线电容中点电流虚拟值io的瞬时值计算其有效值Iorms，当有效值Iorms小于某一预设值时，机侧调制器三相都采用上述载波层叠方法方式，当有效值Iorms大于等于某一预设值时机侧调制器三相都采用实施例一的载波交叠方式。
实施例三
请参阅图10及图11，图10为本发明风电变流器控制方法实施例三的流程图；图11为本发明风电变流器控制方法实施例三输出电压的示意图。网侧控制器输出网侧三相参考电压，网侧调制器采用实施例一的载波层叠方式；机侧控制器输出机侧三相参考电压，当机侧变换器任一相参考电压小于预设值时，该相的机侧调制器采用实施例一所述的载波层叠方式，当机侧变换器任一相参考电压大于等于预设值时，该相机侧调制器采用实施例一所述的载波交叠方式。
为了提高母线电压利用率，可以在实施例一的网侧参考电压、或机侧三相参考电压中注入对应的三次谐波，一种典型的注入方法为，假设三相原始参考电压分别为Vrefa’、Vrefb’、Vrefc’，注入的三次谐波为Vz＝-0.5*max(Vrefa，Vrefb，Vrefc)-0.5*min(Vrefa，Vrefb，Vrefc)，其中max、min分别表示取最大值、最小值，最终三相参考电压为Vrefa＝Vrefa’+Vz，Vrefb＝Vrefb’+Vz，Vrefc＝Vrefc’+Vz。
也可以在三相参考电压中注入其它用途的分量，或者根据其它需要调整参考电压。
上述对参考电压的叠加或调整是网侧控制器和机侧控制器的一部分，本发明不做限制。
本发明通过针对风电变流器网侧变换器采用单极性发波、机侧变换器根据其工作状态采用不同的发波方式，既能减小母线电压纹波，又能保持网侧变换器输出电压、电流谐波小，机侧du/dt、端电压尖峰小的优点。
应当理解的是，以上仅为本发明的优选实施例，不能因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。

Claims (13)

1.一种风电变流器控制方法，其特征在于，提供风电变流器，所述风电变流器包括网侧变换器、机侧变换器、网侧控制器及机侧控制器，所述网侧控制器控制所述网侧变换器采用三电平单极性发波；所述机侧控制器控制所述机侧变换器在第一工作状态采用双极性发波，所述机侧控制器控制所述机侧变换器在第二状态使用单极性发波。
2.根据权利要求1所述的风电变流器控制方法，特征在于，所述网侧变换器采用的单极性发波方式为：所述网侧变换器在网侧参考电压的正半周输出正电平和零电平，所述网侧变换器在网侧参考电压的负半周输出负电平和零电平。
3.根据权利要求2所述的风电变流器控制方法，特征在于，所述网侧控制器通过网侧调制器控制网侧变换器的发波方式，在单极性发波方式中，所述网侧控制器使用所述网侧参考电压与网侧调制器产生的第一载波和第二载波比较产生网侧变换器三电平功率管的驱动信号以获得单极性输出电平，所述网侧调制器产生的第一载波与第二载波之间关系为层叠关系。
4.根据权利要求3所述的风电变流器控制方法，特征在于，所述层叠关系为：所述网侧调制器产生的第一载波的最小值等于所述网侧调制器产生的第二载波的最大值。
5.根据权利要求1所述的风电变流器控制方法，特征在于，所述机侧变换器采用的双极性发波方式为：所述机侧变换器在机侧参考电压的正半周输出正电平、负电平和零电平，所述机侧变换器在机侧参考电压的负半周输出正电平、负电平和零电平；所述机侧变换器采用的单极性发波方式为：所述机侧变换器在机侧参考电压的正半周输出正电平和零电平，所述机侧变换器在机侧参考电压的负半周输出负电平和零电平。
6.根据权利要求5所述的风电变流器控制方法，其特征在于：所述机侧控制器通过机侧调制器控制机侧变换器的发波方式，在单极性发波方式中，机侧控制器使用所述机侧参考电压与网侧调制器产生的第一载波和第二载波比较产生网侧变换器三电平功率管的驱动信号以获得单极性输出电平，所述网侧调制器产生的第一载波与第二载波之间关系为层叠关系；在双极性发波方式中，机侧控制器使用所述机侧参考电压与机侧第一载波和机侧第二载波比较产生机侧变换器三电平功率管的驱动信号以获得双极性输出电平，所述机侧变换器产生的第一载波与第二载波的关系为交叠关系。
7.根据权利要求6所述的风电变流器控制方法，其特征在于，所述层叠关系为：所述机侧调制器产生的第一载波的最小值等于所述机侧调制器产生的第二载波的最大值；所述交叠关系为：所述机侧调制器产生的第一载波的最小值小于所述机侧调制器产生的第二载波的最大值，所述机侧调制器产生的第一载波的最大值大于所述机侧调制器产生的第二载波的最大值。
8.根据权利要求1所述的风电变流器控制方法，其特征在于，所述第一工作状态为输出频率低于预设值的状态，第二状态为输出频率高于预设值的状态。
9.根据权利要求8所述的风电变流器控制方法，其特征在于，所述预设值取值为5Hz至30Hz。
10.根据权利要求1所述的风电变流器控制方法，其特征在于，所述第一状态为母线中点电流大于预设值的状态，所述第二状态为母线中点电流小于预设值的状态。
11.根据权利要求10所述的风电变流器控制方法，所述预设值取值为输出额定电流的10％至99％。
12.根据权利要求1所述的风电变流器控制方法，其特征在于，所述第一状态为参考电压瞬时值的绝对值大于预设值的状态，所述第二状态为参考电压瞬时值的绝对值小于预设值的状态。
13.根据权利要求12所述的风电变流器控制方法，所述预设值为直流母线电压值的1％～99％。
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