JP2002049015A - 変調制御回路 - Google Patents
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Abstract
変調器に好適な動作点を設定しつつ変調信号を与える変
調制御回路に関し、広範なビットレートによる高品質の
変調を可能とすることを目的とする。 【解決手段】 変調信号に重畳される第一のパイロット
信号またはこの変調信号に重畳された第一のパイロット
信号と、その変調信号に応じて外部変調器11が出射す
る光信号から抽出した第二のパイロット信号との位相差
を検出する位相差検出手段12と、検出された位相差を
外部変調器11に帰還し、その外部変調器11の動作点
をこの位相差が抑圧される動作点に保つ制御手段13と
を備えた変調制御回路において、帰還を実現する帰還路
に配置され、かつ変調信号の成分の内、この変調信号の
波形に伴う波形の乱れに応じてその帰還路の通過域に分
布し得る成分を抑圧する濾波手段14を備えて構成され
る。
Description
を出射する外部変調器に好適な動作点を設定しつつ変調
信号を与える変調制御回路に関する。
長の自在な調整が可能であるDFBレーザ等の光源が実
用化され、かつ光伝送系には、光ファイバに特有の分散
特性と非線形効果とに起因するスペクトルの変化を抑制
する技術が適用されている。
マルチメディアやB−ISDN等のサービスの需要の増
大に対して安価に柔軟な適応が可能な波長分割多重伝方
式が積極的に適用されつつある。したがって、このよう
な幹線系のノード装置の送信部には、上記の光源が直接
変調されたときに、変調電流や温度に応じて光学的な屈
折率が変化することに起因する発振スペクトルの広がり
を回避するために、例えば、LN(LiNbO3) 外部変調器
が適用されている。
部の構成例を示す図である。図において、光源60の出
射口は光ファイバ61-1を介してLN外部変調器62の
入射口に接続され、そのLN外部変調器62の出射口は
光ファイバ61-2を介して光伝送路の後続する伝送区間
に接続される。変調器駆動部63の第一および第二の入
力には伝送情報の列を示すデータ信号とその伝送情報に
同期したクロック信号とがそれぞれ入力され、この変調
器駆動部63の出力はバイアスティー回路64を介して
LN外部変調器62の一方の変調入力に接続される。L
N外部変調器62の他方の変調入力は、縦続接続された
抵抗器65およびコンデンサ74を介して接地される。
LN外部変調器62のモニタ端子は縦続接続された抵抗
器66および電池75を介して接地され、かつ帯域フィ
ルタ67を介して位相比較器68の一方の入力に接続さ
れる。位相比較器68の他方の入力と変調器駆動部63
の第三の入力とにはパイロット信号発生器69の出力が
接続され、その位相比較器68の出力は低域フィルタ7
0を介してバイアスティー回路64のバイアス端子に接
続される。
要素からなる。 ・ 入射口と出射口との間に並列に形成された2つの光
導波路71-1、71-2 ・ この出射口に光学的に粗結合し、かつカソードが接
地されると共に、アノードが上述したモニタ端子に接続
されたフォトダイオード72 ・ 上述した第一および第二の入力の間に流れる電流に
応じて光導波路71-1、71-2の光導波路長の差を可変
する光導波路長可変部73 このような構成の送信部では、パイロット信号発生器6
9は、定常的にパイロット信号(ここでは、簡単のた
め、周波数が1キロヘルツである正弦波信号であると仮
定する。)を生成する。変調器駆動部63は、上述した
データ信号として与えられるビット列をクロック信号に
同期してサンプリングすることによって、NRZ信号を
生成し、そのNRZ信号を上述したパイロット信号の瞬
時値に応じて振幅変調することによって、変調信号を生
成する。
によって発振され、かつ光ファイバ61-1を介して与え
られるレーザ光は、一旦光導波路71-1、71-2に分波
され、かつ合成された後に、光ファイバ61-2を介して
光伝送路の後続する伝送区間に出射される。また、光導
波路71-1、71-2の光導波路長の差は、バイアスティ
ー回路64を介して変調器駆動部63によって与えられ
る変調信号の瞬時値に対して、その瞬時値の正弦に相当
する周期関数として与えられる。
した後続する伝送区間に出射されるレーザ光(以下、簡
単のため、単に「出射光」という。)の輝度は、図7
(a) に示すようにLN外部変調器62(光導波路長可変
部73)の動作点が適正に設定された状態では、既述の
変調信号に含まれるNRZ信号の論理値が「1」と
「0」とである期間において、互いに反対の位相で振幅
変調される。
に、LN外部変調器62(光導波路長可変部73)の動
作点が上述した適正な値に設定されていない状態では、
出射光の輝度は、その動作点のオフセット分に応じた位
相を有し、かつ既述のパイロット信号が重畳された時間
関数として与えられる。フォトダイオード72はこのよ
うな出射光の輝度を瞬時値として示すモニタ信号を出力
し、帯域フィルタ67は、そのモニタ信号に含まれる成
分の内、上述したパイロット信号の成分を抽出する。
と、パイロット信号発生部69によって生成されたパイ
ロット信号との位相を比較し、両者の差分を瞬時値とし
て示す誤差信号を生成する。低域フィルタ70は、これ
らのパイロット信号の周波数以下に通過域を有し、かつ
バイアスティー回路64を介してLN外部変調器に、上
述した誤差信号の成分の内、この通過域を介して得られ
た成分を(負)帰還する。
ても、LN外部変調器62(光導波路長可変部73)の
動作点が安定に適正に維持されるので、伝送品質が高く
維持される。
来例では、データ信号は、多くの光伝送系では、秘匿性
の確保等を目的として適用されたPN系列と伝送情報を
示すビット列との積として与えられる。
は、例えば、このPN系列の生成に適用されたシフトレ
ジスタの段数がnであり、かつクロック信号の周期(伝
送情報のビットレートの逆数)がTである場合には、図
8(a) に示すように、包落線成分が周波数fに対して下
式(1) で示される関数E(f) として与えられ、かつ周波
数軸に沿って下式(2) で示される間隔Δで生じる線スペ
クトルとして与えられる。
ク信号の周波数)が小さいほど小さな値となる。
10ギガビット/秒と大きい場合には、上述した線スペ
クトルの成分の内、周波数軸上でパイロット信号の成分
に最も近い成分(以下、単に「特定成分」という。)
は、図8(b) に示すように、帯域通過フィルタ67の通
過域に位置する可能性は極めて少なく、これらの周波数
スペクトルの成分の周波数軸上における差の成分が低域
フィルタ70の通過域に位置する可能性も少ない。
5メガビット/秒と小さい場合には、図9(a)、(b) に示
すように、同様の線スペクトルの成分の内、上述した特
定成分は帯域通過フィルタ67の通過域に位置し、その
「特定成分とパイロット信号との周波数の差分の成分」
も低域フィルタ70の通過域に位置する可能性が高い。
端子と第一の入力との間に帯域通過フィルタ67、位相
比較器68、低域フィルタ70およびバイアスティー回
路64によって形成されたフィードバック制御系は、上
述したビットレートとパイロット信号(正弦波信号)の
周波数との組み合わせによっては、そのLN外部変調器
62の動作点を必ずしも適正な動作点に維持することは
できず、かつ温度その他の動作環境について制約が生
じ、あるいは所望の高い伝送品質を安定に得ることがで
きない可能性があった。
ば、上述したビットレートとパイロット信号の周波数と
が好適な組み合わせに設定されることによって安定に得
ることが可能である。しかし、パイロット信号の周波数
については、下記の通り、技術的な制約があるために、
実際には好適な値に設定することが困難である場合があ
った。
かつ上述したフィードバック制御系の応答性が実用的な
値となるためには、その商用電源の周波数(50ヘルツ
あるいは60ヘルツ)より1桁以上高い周波数であるこ
とが望ましい。 ・ 表面実装による高密度実装が要求される場合には、
このような実装が可能である小型の部品でハードウエア
が構成され得る程度に高い周波数でなければならない。
分とその変調信号の波形に伴ない得るサグその他の波形
の乱れとに対して所望の伝送品質が得られるためには、
数十キロヘルツより一桁程度小さい周波数が望ましい。
さらに、上述したビットレートについては、特に、波長
多重伝送方式が適用された光伝送系では、近年、「ビッ
トセレクト」や「ビットフリー」のように、例えば、1
55.52メガビット/秒ないし9.95328ギガビ
ット/秒に亘る広範な伝送速度に柔軟に適応可能である
ことが強く要求されるために、技術的には可能であって
も、実際には変更は困難であった。
他の方法としては、例えば、下記の方法がある。 ・ 帯域フィルタ67と低域フィルタ70との双方もし
くは何れか一方の通過帯域幅を可能な限り狭く設定す
る。 ・ これらのフィルタの通過域と阻止域との境界におけ
る特性を急峻化すると共に、パイロット信号とクロック
信号との周波数の精度および安定性を高める。
67や低域フィルタ70の回路規模が増加すると共に、
パイロット信号とクロック信号との生成に際して周波数
の基準となる発振器として、物理的なサイズが大きく、
かつ環境変動に対して安定であって高価な高安定水晶発
振器等が搭載されなければならないために、実現が困難
であった。
ルの内、周波数軸上でパイロット信号に最も近い成分と
そのパイロット信号との差の周波数で振動する雑音が誤
差信号に重畳するために、LN外部変調器62によって
出射される光信号の消光比が劣化して伝送品質が低下
し、かつ所望の広帯域に亘る伝送が実現されない可能性
があった。
規模とに大幅な変更が伴うことなく、広範なビットレー
トによる高品質の変調を可能とする変調制御回路を提供
することを目的とする。
ロック図である。
段12は、変調信号に重畳される第一のパイロット信号
またはこの変調信号に重畳された第一のパイロット信号
と、その変調信号に応じて外部変調器11が出射する光
信号から抽出した第二のパイロット信号との位相差を検
出する。制御手段13は、位相差検出手段12によって
検出された位相差を外部変調器11に帰還し(例えば、
位相差を平均化処理する。)、その外部変調器11の動
作点をこの位相差が抑圧される動作点に保つ。濾波手段
14は、上述した帰還を実現する帰還路に配置され、か
つ変調信号の成分の内、この変調信号の波形に伴う波形
の乱れに応じてその帰還路の通過域に分布し得る成分を
抑圧する。
分布が如何なるものであっても、濾波手段14がその周
波数スペクトルの分布に適応した阻止域や減衰極を有す
る限り、外部変調器11には上述した帰還路を介して高
いSN比で位相差が帰還される。したがって、外部変調
器11の動作点は、濾波手段14および制御手段13が
連係することによって行われるフィードバック制御の下
で安定に好適な動作点に維持される。
段12は、変調信号に重畳される第一のパイロット信号
またはこの変調信号に重畳された第一のパイロット信号
と、その変調信号に応じて外部変調器11が出射する光
信号から抽出した第二のパイロット信号との位相差を検
出する。標準動作点設定手段15は、外部変調器11の
動作点を標準的な動作点に設定する。制御手段13A
は、位相差検出手段12によって検出された位相差と上
述した標準的な動作点に相当する標準的な位相差との差
分を外部変調器11に帰還することによって、その外部
変調器11の動作点をこの位相差が抑圧される動作点に
保つ。濾波手段14は、上述した帰還を実現する帰還路
に配置され、かつ変調信号の成分の内、この変調信号の
波形に伴う波形の乱れに応じてその帰還路の通過域に分
布し得る成分を抑圧する。制御手段13Aは、始動時に
定常的な稼働を開始する時点まで、前記外部変調器11
に対する前記差分の帰還を差し控える。
動直後には標準動作点設定手段15によって設定され、
かつ定常的に稼働している期間には、変調信号の周波数
スペクトルの分布が如何なるものであっても、制御手段
13Aと濾波手段14とが連係することによって高いS
N比で行われる帰還の下で、好適な動作点に維持され
る。
る濾波処理の過程が定常状態に移行するために所要する
時間が長い場合であっても、外部変調器11は、速やか
に始動し、かつ好適な動作点で安定に作動する。請求項
3に記載の発明では、位相差検出手段は、変調信号に重
畳された第一のパイロット信号を抽出し、この第一のパ
イロット信号と、その変調信号に応じて外部変調器が出
射する光信号から抽出した第二のパイロット信号との位
相差を検出する。制御手段は、この検出された位相差を
上述した外部変調器に帰還し、その外部変調器の動作点
をこの位相差が抑圧される動作点に保つ。
は、変調信号に実際に重畳されているパイロット信号の
位相とほぼ同じ値に保たれるので、その変調信号にこの
パイロット信号を重畳させる手段の特性が変動し、ある
いはその特性に偏差を伴う場合であっても、誤差を伴う
ことはない。したがって、外部変調器11の動作点は、
精度高く、かつ安定に好適な動作点に維持される。
定手段16は、始動時に制御手段13が定常的な稼働を
開始する時点まで、その制御手段13によって帰還され
るべき位相差に代わる標準的な位相差を外部変調器11
に与える。制御手段13は、始動時に定常的な稼働を開
始する時点まで、制御手段13に対する位相差の帰還を
差し控える。
動直後には標準動作点設定手段16によって設定され、
かつ定常的に稼働している期間には、変調信号の周波数
スペクトルの分布が如何なるものであっても、制御手段
13と濾波手段14とが連係することによって高いSN
比で行われる帰還の下で、好適な動作点に維持される。
る濾波処理の過程が定常状態に達するために所要する時
間が長い場合であっても、外部変調器11は、速やかに
始動し、かつ好適な動作点で安定に作動する。請求項5
に記載の発明では、パイロット信号生成手段17は、伝
送情報の列に同期した第一のパイロット信号を生成す
る。変調器駆動手段18は、その伝送情報の列と所定の
ビット列とを乗じ、両者の積にパイロット信号生成手段
17によって生成された第一のパイロット信号を重畳す
ることによって変調信号を生成し、その変調信号を位相
差検出手段12と外部変調器11とに与える。
すべきクロック信号との位相が異なる値に変動し、ある
いはこの伝送情報のビットレートが変動する場合であっ
ても、外部変調器11の動作点は好適な動作点に安定に
維持される。請求項1、2に記載の発明の第一の下位概
念の発明では、濾波手段14は、変調信号の占有帯域の
最小の周波数未満の値に遮断周波数が設定され、かつ通
過域をその遮断周波数より低域に有する。
域の内、変調信号の成分が分布する周波数に先鋭な減衰
極を有することなく形成される。したがって、濾波手段
14を構成するハードウエアとソフトウエアとの双方あ
るいは何れか一方について、構成の簡略化と規模の縮小
化とが図られる。請求項1、2に記載の発明の第二の下
位概念の発明では、濾波手段14は、変調信号の論理値
が一定の値に保たれ得る期間の長さが最大である状態で
帰還路の通過域に分布し得る成分を抑圧する。
著しく低い値となり、あるいはその伝送情報の列として
与えられるビットパターンが多様に変化し得る場合であ
っても、外部変調器11の動作点は安定に好適な動作点
に保たれる。請求項1、2に記載の発明の第三の下位概
念の発明では、濾波手段14は、外部変調器11の動作
点が変動し得る最大の速度に対して帰還路を介する帰還
が追従できる程度に広い通過域を有する。
源電圧、温度その他の環境が変化しても、安定に好適な
動作点に保たれる。請求項1、2に記載の発明の第四の
下位概念の発明では、濾波手段14は、非巡回型のディ
ジタルフィルタとして構成される。すなわち、濾波手段
14によって行われる濾波処理の過程では、リカーシブ
な演算が何ら行われないので、濾波特性が安定に確保さ
れ、かつ始動時の過渡的な応答は演算対象の値が如何な
るものであっても所定の時間内に速やかに収束する。
濾波手段14が備えられてもハードウエアの規模の増加
と構成の複雑化とが伴うことなく、好適な動作点に安定
に維持される。請求項1ないし請求項4に記載の発明の
第一の下位概念の発明では、制御手段13、13Aは、
始動時に所定の期間に亘って帰還路の時定数を短く設定
する。
動後速やかに過渡的な動作点から定常的な動作点に収束
する。したがって、定常時に濾波手段14によって達成
されるべき濾波特性が如何なるものであっても、始動時
の応答の高速化が図られる。請求項1ないし請求項4に
記載の発明の第二の下位概念の発明では、濾波手段14
は、ディジタル領域で濾波処理を行う。制御手段13、
13Aは、始動時に所定の期間に亘ってその濾波処理の
基準となる時系列のインターバルを短く設定する。
動後には、濾波手段14によって行われるべき濾波処理
の演算手順や演算対象に何ら変更が伴うことなく、定常
的な動作点に速やかに収束する。したがって、ハードウ
エアやソフトウエアの構成が複雑化することなく、始動
時の応答の高速化が図られる。
三の下位概念の発明では、濾波手段14は、ディジタル
領域で濾波処理を行う。制御手段13、13Aは、始動
時に所定の期間に亘ってその濾波処理の演算対象の数と
この演算対象の精度との双方または何れか一方を小さく
設定する。すなわち、外部変調器11の動作点は、始動
後には、濾波処理の基準となる時系列のインターバルが
何ら変更されることなく、定常的な動作点に速やかに収
束する。
づいて上述した濾波処理を行う場合には、基本的なハー
ドウエアの構成に変更が伴うことなく、始動時の応答の
高速化が図られる。
施形態について詳細に説明する。
態を示す図である。図において、図6に示すものと機能
および構成が同じものについては、同じ符号を付与して
示し、ここでは、その説明を省略する。本実施形態と図
6に示す従来例との構成の相違点は、低域フィルタ70
の後段に縦続接続されたA/D変換器21、演算回路2
2およびD/A変換器23が付加された点にある。
形態の動作を説明する。A/D変換器21は、低域フィ
ルタ70を介して与えられる誤差信号に対してサンプリ
ング定理が成立する周波数でその誤差信号の瞬時値をサ
ンプリングし、その瞬時値の列を時系列の順に示すディ
ジタル信号を生成する。演算回路22は、時系列tの順
にこのディジタル信号として与えられる瞬時値xt と、
後述する係数λ(<1)とに対して、下記の漸化式で示
される積分(指数平滑)処理を実時間で行うことによっ
て、既述の通り誤差信号に重畳され得る「特定成分とパ
イロット信号との周波数の差分の成分」を所望のレベル
に亘って抑圧する。
最大のサグが伴う状態であっても、上述した積分処理の
下で実現される低域濾波器の時定数がその変調信号の占
有帯域の最小の周波数の逆数より大きな値となる値』に
予め設定される。
分処理の結果として与えられるディジタル信号をアナロ
グ信号に変換する。すなわち、バイアスティー回路64
を介してLN外部変調器62に帰還される誤差信号のS
N比は、従来例より確実に改善される。したがって、本
実施形態によれば、ビットレートが低い場合であって
も、LN外部変調器62は、構成要素の特性の偏差と環
境の変化とに柔軟に適応しつつ好適な動作点で安定に作
動する。
明する。本実施形態と上述した第一の実施形態との構成
の相違点は、図2に破線で示すように、縦続接続された
帯域フィルタ24、減衰器25および遅延回路26を介
して位相比較器68の他方の入力に、パイロット信号発
生器69の出力に代わって変調器駆動部63の出力が接
続された点にある。
形態の動作を説明する。帯域フィルタ24は、周波数領
域で急峻な選択特性を有し、変調器駆動部63によって
生成された変調信号の成分の内、その変調信号に重畳さ
れた既述のパイロット信号の成分をその選択特性に基づ
いて抽出する。減衰器25は、このようにして抽出され
たパイロット信号のレベルを遅延回路26を介して位相
比較器68に与えられるべき好適なレベルに調整する。
部63の出力端からバイアスティー回路64およびLN
外部変調器62を介して帯域フィルタ67の出力端に至
る区間の総合的な伝搬遅延時間Dd と、帯域フィルタ2
4の伝搬遅延時間Df と、減衰器25の伝搬遅延時間D
a とに対して下式で示される値に予め設定される。D=
Dd−Df−Daすなわち、帯域フィルタ67を介して与
えられるモニタ信号の位相の誤差の検出の基準として位
相比較器68に与えられるモニタ信号の位相は、バイア
スティー64、LN外部変調器62および帯域フィルタ
67の特性の偏差が補償される位相に設定される。
の特性にの差が確度高く補償されるので、LN外部変調
器62は好適な動作点で確度高く安定に作動することが
できる。なお、本実施形態では、A/D変換器21、演
算回路22、D/A変換器23を介さずに低域フィルタ
70の出力をバイアスティ回路64に与えることもでき
る。
明する。本実施形態と既述の第一および第二の実施形態
との構成の相違点は、図2に太い破線で示すように、D
/A変換器23の出力と共にバイアスティー回路64の
バイアス端子に出力が接続された初期値回路27が備え
られた点にある。以下、図2を参照して本発明の第三の
実施形態の動作を説明する。
は、既述の積分処理を行うが、その積分処理の結果につ
いてはこの期間に限って出力を見合わせる。一方、初期
値回路27は、バイアスティー回路64を介してLN外
部変調器62に与えられるべき誤差信号の標準的な値が
予め実測値あるいは設計値として与えられ、上述した期
間に限って、その標準的な値の電圧をD/A変換器23
に代わってバイアスティー回路64に与える。
めに演算回路22によって行われる積分処理の時定数が
著しく長い場合であっても、LN外部変調器62は、始
動直後から速やかに、上述した標準的な値として設定さ
れた望ましい動作点で作動することができる。このよう
に本実施形態によれば、ビットレートが低い場合であっ
ても始動が迅速に行われ、かつ保守および運用にかかわ
る作業の効率が高く確保される。
変換器23に代わってバイアスティー回路64に誤差信
号を与える期間と、演算回路22が積分処理の結果の出
力を見合わせる期間との長さが同じ値に設定され、これ
らの初期値回路27と演算回路22とがそれぞれ自立的
にこのような期間を識別している。しかし、本発明は、
このような構成に限定されず、例えば、下記の構成の何
れかが適用されてもよい。
常値に達したか否かの判別を行い、その判別の結果が真
となったときに、図2に一点鎖線の矢印で示すように、
初期値回路27に、「D/A変換器23に代わってバイ
アスティー回路64に誤差信号を与える動作」の中断を
要求する。 (2) 上記の期間が経過した後には、初期値回路27は始
動直後と同様にしてバイアスティ回路64に誤差信号の
標準的な瞬時値を与え続け、かつ演算回路22は、積分
処理の結果とその標準的な瞬時値との差分を出力すると
共に、両者の和がバイアスティー回路64を介してLN
外部変調器62に帰還される。
明する。本実施形態と既述の演算回路22に代えて演算
回路22Aが備えられた点にある。以下、図2を参照し
て本発明の第四の実施形態の動作を説明する。演算回路
22Aは、始動直後には、予め決められた期間に限っ
て、既述の漸化式に基づく積分処理を定常時より大幅に
短い周期で反復する。
は始動直後における上記の期間に限って短縮されるの
で、その積分処理の結果はこの期間内にほぼ定常状態に
おける値に等しい値に収束する。したがって、本実施形
態によれば、所望のビットレートが低いことに起因して
演算回路22Aによって行われるべき積分処理の時定数
が著しく長い場合であっても、ハードウエアの構成が大
幅に変更されることなく、始動の高速化が図られる。
は、上述した期間に限って、定常時より大幅に短い周期
で積分処理を反復している。しかし、本発明は、このよ
うな構成に限定されず、例えば、演算回路22Aが所望
の精度で積分処理の結果が定常値に達したことを識別し
たときに、自立的に積分処理が行われるべき周期を定常
時の値に更新することによって、さらに、始動の効率化
が図られてもよい。
とD/A変換器23との双方に与えられるべきクロック
信号の周期が一定に保たれている。しかし、このような
期間には、A/D変換器21とD/A変換器23との双
方もしくは何れか一方に与えられるクロック信号の周期
が短く設定され、そのクロック信号に同期して演算回路
22Aが積分処理を行うことによって、さらに、始動の
効率化と定常的な稼働状態への円滑な移行とが図られて
もよい。
明する。本実施形態と既述の演算回路22Aに代えて演
算回路22Bが備えられた点にある。以下、図2を参照
して本発明の第五の実施形態の動作を説明する。演算回
路22Bは、始動直後には、予め決められた期間に限っ
て、既述の漸化式に基づく積分処理を下記の何れかの形
態で行う。
xt 、先行して得られた積分値yt の全てあるいは一部
の語長を短く設定する。 ・ 係数λを小さな値に設定する。 ・ 積分処理に適用されるべき漸化式の項数を少なく設
定する。(定常状態において、時系列の順に先行して得
られた複数の積分結果yt-1、yt-2、…の項の積 和を
とる演算として積分処理が行われる場合に限る。) すなわち、演算回路22Bによって行われる積分処理の
下で得られる時定数は、始動直後における上記の期間に
限って短縮されるので、その積分処理の結果はこの期間
内にほぼ定常状態における値に等しい値に収束する。
ビットレートが低いことに起因して演算回路22Bによ
って行われるべき積分処理の時定数が著しく長い場合で
あっても、ハードウエアの構成が大幅に変更されること
なく、始動の高速化が図られる。なお、本実施形態で
は、演算回路22Bは、上述した期間に限って、既述の
形態によって積分処理を行っている。
されず、例えば、演算回路22Bが所望の精度で積分処
理の結果が定常値に達したことを識別したときに、自立
的に積分処理の形態を定常時の形態に更新することによ
って、さらに、始動の効率化が図られてもよい。また、
本実施形態では、A/D変換器21とD/A変換器23
との双方に与えられるべきクロック信号の周期が一定に
保たれている。
器21とD/A変換器23との双方もしくは何れか一方
に与えられるクロック信号の周期が短く設定され、その
クロック信号に同期して演算回路22Bが積分処理を行
うことによって、さらに、始動の効率化と定常的な稼働
状態への円滑な移行とが図られてもよい。図3は、本発
明の第六の実施形態を示す図である。
構成が同じものについては、同じ符号を付与して示し、
ここでは、その説明を省略する。本実施形態と既述の第
一の実施形態との構成の相違点は、バイアスティー回路
64のバイアス端子に初期値回路31の出力が直結さ
れ、その初期値回路31の制御入力に直結された出力を
有する演算回路22Cが演算回路22に代えて備えら
れ、位相比較器68の他方の入力に帯域通過フィルタ3
2の出力が直結され、その帯域通過フィルタ32の前段
に配置され、かつパイロット信号発生器69の出力が一
方の入力に直結された乗算器33が配置され、その乗算
器33の他方の入力に縦続接続された減衰器34および
遅延回路35を介してデータ信号が与えられる点にあ
る。
説明する。減衰器34は、データ信号のレベルを所定の
レベルに調整する。遅延回路35は、後述するように帯
域フィルタ32を介して位相比較器68に与えられるべ
き正弦波信号の位相が好適な値となる遅延をそのデータ
信号に与える。
した遅延が図られたデータ信号とパイロット信号発生器
69によって生成された正弦波信号との積をとることに
よって、疑似変調信号を生成する。帯域通過フィルタ3
2は、この疑似変調信号の成分の内、上述した正弦波信
号の成分を抽出して位相比較器68に与える。
3によって生成された変調信号に重畳するパイロット信
号とは、「クロック信号ではなく、データ信号に同期し
ている点」で異なる。すなわち、帯域フィルタ67によ
って与えられるパイロット信号の位相の誤差の基準とし
て位相比較器68に与えられる正弦波信号は、クロック
信号ではなくデータ信号に同期する。
ク信号とデータ信号との間の位相差が変動する状態であ
っても、誤差信号が確度高く得られ、LN外部変調器6
2の動作点が安定に維持される。
する。本実施形態と図3に示す実施形態との構成の相違
点は、減衰器34および遅延回路35に代えて縦続接続
された位相同期発振器41および分周回路42が備えら
れ、乗算器33、帯域フィルタ32およびパイロット信
号発生器69は備えられず、この分周回路42の出力が
変調器駆動部63の第三の入力および位相比較器68の
他方の入力に直結された点にある。
データ信号に同期し、かつ周波数が既述の正弦波信号の
周波数の整数倍である基準信号(ディジタル信号とアナ
ログ信号との何れであってもよい。)を生成する。分周
回路42は、この基準信号を分周することによって、図
3に示す帯域フィルタ32の出力端に得られる正弦波信
号と同様に、データ信号に同期した正弦波信号を生成す
ると共に、その正弦波信号を変調器駆動部63および位
相比較器68に与える。
示す実施形態と同様に、クロック信号とデータ信号との
間の位相差が変動する状態であっても、誤差信号が確度
高く得られ、LN外部変調器の動作点が安定に維持され
る。なお、本実施形態では、位相同期発振器41の後段
に分周回路42が備えられている。
れず、位相同期発振器に設定された合成比の下で上述し
た正弦波信号が直接生成される場合には、分周回路42
が備えられなくてもよい。さらに、クロック信号とデー
タ信号との間の位相差の変動が許容される程度に小さい
場合には、例えば、データ信号に代えて、クロック信号
が位相同期発振器41の入力に与えられてもよい。
おいて位相差を識別する場合には、図5に示すように、
位相同期発振器41(および分周器42)に代えて分周
器51が備えられてもよい。さらに、上述した各実施形
態では、演算回路22、22A〜22Cは、既述の漸化
式で示されるように、指数平滑法に基づいて一次の積分
処理を行っている。
法に限定されず、既述の時定数や周波数特性が得られる
ならば、例えば、移動平均法に基づいて積分処理が行わ
れてもよい。また、このような積分処理の過程で演算対
象となるべき、項の数および各項に乗じられるべき重み
(係数)の値については、同様に既述の時定数や周波数
特性が得られる限り、如何なる値であってもよい。
ディジタル回路として構成された演算回路22、22A
〜22Cによって既述の積分処理が行われている。しか
し、このような積分処理については、所望の精度で安定
にLN外部変調器62の動作点が維持されるならば、そ
の積分処理の一部もしくは全てはアナログ演算回路によ
って実現され、またはDSPその他のプロセッサが所定
のプログラムを実行することによって蓄積論理として実
現されてもよい。
のノード装置に備えられた送信部に本願発明が適用され
ている。しかし、本発明は、このような送信部に限定さ
れず、例えば、所望の変調信号に応じて精度よく変調処
理を行うことが要求される伝送系の試験や評価に供され
る測定器にも、同様に適用が可能である。
部変調器62の好適な動作点を安定に維持する変調制御
回路に本願発明が適用されている。しかし、本発明は、
このようなLN外部変調器62に限定されず、LN外部
変調器62と同様に、変調信号の瞬時値に応じて出射さ
れる光信号の輝度がその瞬時値の周期関数として与えら
れるならば、如何なる外部変調器にも適用可能である。
22、22A〜22Cは、既述の積分処理を行うことに
よって低域フィルタとして作動している。しかし、本発
明では、演算回路22、22A〜22Cによって行われ
るべき処理は、このような積分処理に限定されず、例え
ば、図9(c) に点線で示すように、低域フィルタ70の
通過域において、周波数軸上で誤差信号の近傍に位置す
る雑音の周波数に先鋭な減衰極を有するノッチフィルタ
を実現する濾波処理であってもよい。
定されるものではなく、本発明の範囲において、多様な
形態による実施形態が可能であり、かつ構成装置の一部
もしくは全てに如何なる改良が施されてもよい。以下、
上述した各実施形態に開示された発明の構成を階層的・
多面的に整理し、かつ付記項として順次列記する。
パイロット信号またはこの変調信号に重畳された第一の
パイロット信号と、その変調信号に応じて外部変調器1
1が出射する光信号から抽出した第二のパイロット信号
との位相差を検出する位相差検出手段12と、前記位相
差検出手段12によって検出された位相差を前記外部変
調器11に帰還し、その外部変調器11の動作点をこの
位相差が抑圧される動作点に保つ制御手段13とを備え
た変調制御回路において、前記帰還を実現する帰還路に
配置され、かつ前記変調信号の成分の内、この変調信号
の波形に伴う波形の乱れに応じてその帰還路の通過域に
分布し得る成分を抑圧する濾波手段14を備えたことを
特徴とする変調制御回路。
パイロット信号またはこの変調信号に重畳された第一の
パイロット信号と、その変調信号に応じて外部変調器1
1が出射する光信号から抽出された第二のパイロット信
号との位相差を検出する位相差検出手段12と、前記外
部変調器11の動作点を標準的な動作点に設定する標準
動作点設定手段15と、前記位相差検出手段12によっ
て検出された位相差と前記標準的な動作点に相当する標
準的な位相差との差分を前記外部変調器11に帰還し、
その外部変調器11の動作点をこの位相差が抑圧される
動作点に保つ制御手段13Aと、前記帰還を実現する帰
還路に配置され、かつ前記変調信号の成分の内、この変
調信号の波形に伴う波形の乱れに応じてその帰還路の通
過域に分布し得る成分を抑圧する濾波手段14を備え、
前記制御手段13Aは、始動時に定常的な稼働を開始す
る時点まで、前記外部変調器11に対する前記差分の帰
還を差し控えることを特徴とする変調制御回路。
変調制御回路において、濾波手段14は、変調信号の占
有帯域の最小の周波数未満の値に遮断周波数が設定さ
れ、かつ通過域をその遮断周波数より低域に有すること
を特徴とする変調制御回路。
1項に記載の変調制御回路において、濾波手段14は、
変調信号の論理値が一定の値に保たれ得る期間の長さが
最大である状態で帰還路の通過域に分布し得る成分を抑
圧することを特徴とする変調制御回路。
1項に記載の変調制御回路において、濾波手段14は、
外部変調器11の動作点が変動し得る最大の速度に対し
て帰還路を介する帰還が追従できる程度に広い通過域を
有することを特徴とする変調制御回路。
1項に記載の変調制御回路において、濾波手段14は、
非巡回型のディジタルフィルタとして構成されたことを
特徴とする変調制御回路。 (付記7) 変調信号に重畳された第一のパイロット信
号を抽出し、この第一のパイロット信号と、その変調信
号に応じて外部変調器11が出射する光信号から抽出し
た第二のパイロット信号との位相差を検出する位相差検
出手段12Aと、前記位相差検出手段12Aによって検
出された位相差を前記外部変調器11に帰還し、その外
部変調器の動作点をこの位相差が抑圧される動作点に保
つ制御手段13Bとを備えたことを特徴とする変調制御
回路。
れか1項に記載の変調制御回路において、始動時に制御
手段13が定常的な稼働を開始する時点まで、その制御
手段13によって帰還されるべき位相差に代わる標準的
な位相差を外部変調器11に与える初期動作点設定手段
16を備え、前記制御手段13は、前記始動時に前記定
常的な稼働を開始する時点まで、前記外部変調器11に
対する位相差の帰還を差し控えることを特徴とする変調
制御回路。
記8の何れか1項に記載の変調制御回路において、制御
手段13、13Aは、始動時に所定の期間に亘って帰還
路の時定数を短く設定することを特徴とする変調制御回
路。
路において、濾波手段14は、ディジタル領域で濾波処
理を行い、制御手段13、13Aは、始動時に所定の期
間に亘って前記濾波処理の基準となる時系列のインター
バルを短く設定することを特徴とする変調制御回路。
路において、濾波手段14は、ディジタル領域で濾波処
理を行い、制御手段13、13Aは、始動時に所定の期
間に亘って前記濾波処理の演算対象の数とその演算対象
の精度との双方または何れか一方を小さく設定すること
を特徴とする変調制御回路。
付記8ないし付記11の何れか1項に記載の変調制御回
路において、伝送情報の列に同期した第一のパイロット
信号を生成するパイロット信号生成手段17と、その伝
送情報の列と所定のビット列とを乗じ、両者の積る前記
パイロット信号生成手段17によって生成された第一の
パイロット信号を重畳するして変調信号を生成し、その
変調信号を位相差検出手段12と外部変調器11とに与
える変調器駆動手段18とを備えたことを特徴とする変
調制御回路。
は、外部変調器の動作点は、フィードバック制御の下で
安定に好適な動作点に維持される。また、請求項2、4
に記載の発明では、濾波手段が始動時に定常状態に移行
するために所要する時間が長い場合であっても、外部変
調器は、速やかに始動し、かつ好適な動作点で安定に作
動する。
変調器の動作点は、精度高く、かつ安定に好適な動作点
に維持される。また、請求項5に記載の発明では、伝送
情報とその伝送情報に同期すべきクロック信号との位相
が異なる値に変動し、あるいはこの伝送情報のビットレ
ートが変動する場合であっても、外部変調器の動作点は
好適な動作点に安定に維持される。
の下位概念の発明では、濾波手段を構成するハードウエ
アとソフトウエアとの双方あるいは何れか一方につい
て、構成の簡略化と規模の縮小化とが図られる。また、
請求項1、2に記載の発明の第二の下位概念の発明で
は、伝送情報の列のビットレートが著しく低い値とな
り、あるいはその伝送情報の列として与えられるビット
パターンが多様に変化し得る場合であっても、外部変調
器の動作点は安定に好適な動作点に保たれる。
の下位概念の発明では、外部変調器の動作点は、電源電
圧、温度その他の環境が変化しても、安定に好適な動作
点に保たれる。
下位概念の発明では、外部変調器の動作点は、濾波手段
が備えられてもハードウエアの規模の増加と構成の複雑
化とが伴うことなく、好適な動作点に安定に維持され
る。さらに、請求項1ないし請求項4に記載の発明の第
一の下位概念の発明では、定常時に濾波手段によって達
成されるべき濾波特性が如何なるものであっても、始動
時の応答の高速化が図られる。
明の第二の下位概念の発明では、ハードウエアやソフト
ウエアの構成が複雑化することなく、始動時の応答の高
速化が図られる。さらに、請求項1ないし請求項4に記
載の発明の第三の下位概念の発明では、濾波手段が蓄積
論理に基づいて濾波処理を行う場合には、基本的なハー
ドウエアの構成に変更が伴うことなく、始動時の応答の
高速化が図られる。
伝送系や計測機器では、外部変調器の利点が損なわれる
ことなく、特性および性能が高められ、かつ安定に保た
れる。
ある。
(1) である。
(2) である。
示す図である。
である。
Claims (5)
- 【請求項1】 変調信号に重畳される第一のパイロット
信号またはこの変調信号に重畳された第一のパイロット
信号と、その変調信号に応じて外部変調器が出射する光
信号から抽出した第二のパイロット信号との位相差を検
出する位相差検出手段と、 前記位相差検出手段によって検出された位相差を前記外
部変調器に帰還し、その外部変調器の動作点をこの位相
差が抑圧される動作点に保つ制御手段とを備えた変調制
御回路において、 前記帰還を実現する帰還路に配置され、かつ前記変調信
号の成分の内、この変調信号の波形に伴う波形の乱れに
応じてその帰還路の通過域に分布し得る成分を抑圧する
濾波手段を備えたことを特徴とする変調制御回路。 - 【請求項2】 変調信号に重畳される第一のパイロット
信号またはこの変調信号に重畳された第一のパイロット
信号と、その変調信号に応じて外部変調器が出射する光
信号から抽出した第二のパイロット信号との位相差を検
出する位相差検出手段と、 前記外部変調器の動作点を標準的な動作点に設定する標
準動作点設定手段と、 前記位相差検出手段によって検出された位相差と前記標
準的な動作点に相当する標準的な位相差との差分を前記
外部変調器に帰還し、その外部変調器の動作点をこの位
相差が抑圧される動作点に保つ制御手段と、 前記帰還を実現する帰還路に配置され、かつ前記変調信
号の成分の内、この変調信号の波形に伴う波形の乱れに
応じてその帰還路の通過域に分布し得る成分を抑圧する
濾波手段を備え、 前記制御手段は、 始動時に定常的な稼働を開始する時点まで、前記外部変
調器に対する前記差分の帰還を差し控えることを特徴と
する変調制御回路。 - 【請求項3】 変調信号に重畳された第一のパイロット
信号を抽出し、この第一のパイロット信号と、その変調
信号に応じて外部変調器が出射する光信号から抽出した
第二のパイロット信号との位相差を検出する位相差検出
手段と、 前記位相差検出手段によって検出された位相差を前記外
部変調器に帰還し、その外部変調器の動作点をこの位相
差が抑圧される動作点に保つ制御手段とを備えたことを
特徴とする変調制御回路。 - 【請求項4】 請求項1に記載の変調制御回路におい
て、 始動時に制御手段が定常的な稼働を開始する時点まで、
その制御手段によって帰還されるべき位相差に代わる標
準的な位相差を外部変調器に与える初期動作点設定手段
を備え、 前記制御手段は、 前記始動時に前記定常的な稼働を開始する時点まで、前
記外部変調器に対する位相差の帰還を差し控えることを
特徴とする変調制御回路。 - 【請求項5】 請求項1に記載の変調制御回路におい
て、 伝送情報の列に同期した第一のパイロット信号を生成す
るパイロット信号生成手段と、 その伝送情報の列と所定のビット列とを乗じ、両者の積
に前記パイロット信号生成手段によって生成された第一
のパイロット信号を重畳して変調信号を生成し、その変
調信号を位相差検出手段と外部変調器とに与える変調器
駆動手段とを備えたことを特徴とする変調制御回路。
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