JP2002044953A - 三相半電圧出力形整流装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 変圧器容量を小さくし、電源高調波を低減
し、しかも三相交流電源電圧の変化に簡単に対処する。 【解決手段】 三相交流電源１の各相の出力端子に対し
て交流リアクトル２および変圧器３の一次巻線３１をこ
の順に直列接続し、変圧器３の一次巻線３１に対して第
１の三相整流回路４を接続している。そして、この変圧
器３の二次巻線３２をΔ結線し、変圧器３の二次巻線３
２に対して第２の三相整流回路５を接続している。ま
た、両三相整流回路４、５の正出力端子どうしを互いに
接続しているとともに、負出力端子どうしを互いに接続
し、正出力端子と負出力端子との間に、互いに等しい静
電容量を有する１対の平滑コンデンサ６を直列接続し、
両平滑コンデンサ６の接続点の電位を直流中間電位Ｎと
している。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は三相半電圧出力形
整流装置に関し、さらに詳細にいえば、半電圧の出力を
行うことができる三相半電圧出力形整流装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】インバータ機器の普及に伴い、従来の交
流負荷と比較して高調波発生量の大きな整流器負荷が急
増しており、高調波電流に伴う、電力系統の進相コンデ
ンサ、変圧器の過熱、焼損などの障害が顕在化しつつあ
る。

【０００３】このため、高圧系統で受電する需要家に対
しては、受電端での総量規制となる特定需要家ガイドラ
インが適用され、業務用空調機においては６ＨＰ（２０
Ａ／相）以上のインバータ機が計算対象となっている。
また、海外については、欧州が先行して１６Ａ／相以下
の機器に対しＥＮ６１０００−３−２なる規格を２００
１年より適用する予定になっている。

【０００４】このような点を考慮して、三相整流回路の
簡便な高調波低減法として、図６に示すように、交流電
源側に交流リアクトルを挿入する方法が提案されてい
る。また、特定需要家の高調波抑制法として、図９に示
すように、Ｙ−Ｙ、Ｙ−Δ変圧器と２組の整流回路を用
いた１２相整流法が提案されている。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】図６に示す三相整流回
路を採用する場合には十分な高調波低減を達成すること
ができない。

【０００６】さらに説明する。

【０００７】図６に示す三相整流回路においては、直流
電圧降下の制約より、挿入される交流リアクトルとして
数％程度のものを採用しているが、図７中（Ａ）に示す
ように、コンバータ入力電圧波形が６ステップであるた
め、図７中（Ｂ）の電流波形に示すように、電流歪みが
大きく、この結果、高調波低減効果が不十分になってし
まう。

【０００８】ここで、入力電圧波形が６ステップになる
原理を図８に示す各部の波形を参照して説明する。

【０００９】直流電圧を２Ｅとし、直流部の中間電位を
Ｎで示すと、各相のダイオードは１８０°通電し、中間
電位Ｎを基準とした相電圧は図８中（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）
に示すような三相波形となる。また、図６中のＡ点の電
位ＶＡＯはＶＡＯ＝ＶＡＮ−ＶＯＮとなる。よって、直
流中間電位Ｎと中性点電位Ｏとの電位差ＶＯＮはＶＯＮ
＝（ＶＡＮ＋ＶＢＮ＋ＶＣＮ）／３となり、相電圧波形
からの合成により図８中（Ｄ）に示す波形となる。

【００１０】このため、整流回路相電圧ＶＡＯはＶＡＯ
＝ＶＡＮ−ＶＯＮの関係より、同様に合成すると、図８
中（Ｅ）に示すように６ステップ波形となる。

【００１１】また、図８中（Ａ）（Ｂ）に示す波形よ
り、線間電圧基本波実効値ＶＡＢと直流電圧２Ｅとの関
係はＶＡＢ＝２Ｅ・６^1/2／πである。

【００１２】図９に示す三相整流回路１２相整流動作を
行う回路）においては、位相差３０°の電流Ｉａ２｛図
１０中（Ｂ）参照｝、Ｉｃ２｛図１０中（Ｃ）参照｝が
変圧器のＹ−Δ結線により合成され、一次巻線に６ステ
ップの電流Ｉｒ２｛図１０中（Ｅ）参照｝を形成し、変
圧器のＹ−Ｙ結線による同位相電流Ｉｒ１｛図１０中
（Ｄ）参照｝との合成により１２ステップ電流Ｉｒ｛図
１０中（Ｆ）参照｝を形成することができる。

【００１３】そして、この場合には、一次巻線電流Ｉｒ
が１２ステップ波形となるので５次高調波、７次高調波
を大幅に低減することができる。

【００１４】しかし、全負荷容量相当の大型変圧器が必
要になり、全体としての大型化、コストアップを招いて
しまうという不都合がある。

【００１５】一方、三相交流電圧は、国内、北米では２
００Ｖ系であるのに対し、欧州、オセアニアなどでは４
００Ｖ系である。したがって、例えば、国内機器を欧
州、オセアニアなどに供給する場合には、電源装置を供
給地域に合わせて専用設計することが必要になるという
不都合がある。また、上記の１２相整流を採用して波形
を改善するとともに、巻線比を変えて降圧することも考
えられるが、全負荷容量相当の大型変圧器が必要になる
ので、機器単体での対処法としては現実的な方法とは言
い難い。

【００１６】

【発明の目的】この発明は上記の問題点に鑑みてなされ
たものであり、変圧器容量を小さくすることができ、電
源高調波を低減し、しかも三相交流電源電圧の変化に簡
単に対処することができる三相半電圧出力形整流装置を
提供することを目的としている。

【００１７】

【課題を解決するための手段】請求項１の三相半電圧出
力形整流装置は、三相交流電源と第１の三相整流回路と
の間に、交流リアクトルおよび変圧器の一次巻線を直列
接続してあるとともに、この変圧器のΔ結線した二次巻
線に対して第２の三相整流回路を接続してあり、両三相
整流回路が直流側で各々並列接続されてあるものであ
る。

【００１８】請求項２の三相半電圧出力形整流装置は、
両三相整流回路の出力端子間に１対のコンデンサを互い
に直列接続して、両コンデンサの接続点を直流中間電位
点とし、各三相整流回路の入力端子と直流中間電位点と
の間に交流スイッチを接続してあるものである。

【００１９】

【作用】請求項１の三相半電圧出力形整流装置であれ
ば、三相交流電源と第１の三相整流回路との間に、交流
リアクトルおよび変圧器の一次巻線を直列接続してある
とともに、この変圧器のΔ結線した二次巻線に対して第
２の三相整流回路を接続してあり、両三相整流回路が直
流側で各々並列接続されてあるので、両三相整流回路が
互いに所定の位相差で動作し、しかも、電源高調波を低
減することができるとともに、一次巻線電圧を第１の三
相整流回路とによる分圧により低減して変圧器容量を小
さくすることができる。また、基本波電圧に対する直流
電圧を、６ステップ波形を採用した場合の１／２にする
ことができるので、三相交流電源電圧の変化（増加）に
簡単に対処することができる。

【００２０】請求項２の三相半電圧出力形整流装置であ
れば、両三相整流回路の出力端子間に１対のコンデンサ
を互いに直列接続して、両コンデンサの接続点を直流中
間電位点とし、各三相整流回路の入力端子と直流中間電
位点との間に交流スイッチを接続しているので、請求項
１の作用に加え、交流スイッチの導通期間を制御するこ
とによって電源高調波を一層低減することができるとと
もに、交流リアクトルの容量を低減することができる。

【００２１】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、この
発明の三相半電圧出力形整流装置の実施の態様を詳細に
説明する。

【００２２】図１はこの発明の三相半電圧出力形整流装
置の一実施態様を示す電気回路図である。

【００２３】この三相半電圧出力形整流装置は、三相交
流電源１の各相の出力端子に対して交流リアクトル２お
よび変圧器３の一次巻線３１をこの順に直列接続し、変
圧器３の一次巻線３１に対して第１の三相整流回路４を
接続している。そして、この変圧器３の二次巻線３２を
Δ結線し、変圧器３の二次巻線３２に対して第２の三相
整流回路５を接続している。また、両三相整流回路４、
５の正出力端子どうしを互いに接続しているとともに、
負出力端子どうしを互いに接続し、正出力端子と負出力
端子との間に、互いに等しい静電容量を有する１対の平
滑コンデンサ６を直列接続し、両平滑コンデンサ６の接
続点の電位を直流中間電位Ｎとしている。

【００２４】なお、一次巻線３１の巻数Ｎ１と二次巻線
３２の巻数Ｎ２との比をＮ１／Ｎ２＝１／３^1/2として
いる。

【００２５】また、三相交流電源１の各相の出力電圧を
ｅａ、ｅｂ、ｅｃで表し、各相に対応する一次巻線をＡ
１、Ｂ１、Ｃ１で、二次巻線をＡ２、Ｂ２、Ｃ２でそれ
ぞれ表し、各相に対応する一次巻線電流をｉＡ、ｉＢ、
ｉＣで表し、各相に対応する二次巻線出力電流をｉａ２
ｂ２、ｉｂ２ｃ２、ｉｃ２ａ２で表し、各相に対応する
第１の三相整流回路４の入力端子をａ１、ｂ１、ｃ１で
表し、各相に対応する第２の三相整流回路５の入力端子
をａ２、ｂ２、ｃ２で表し、第１の三相整流回路４の出
力電流をｉｄ１で、第２の三相整流回路５の出力電流を
ｉｄ２で、合成出力電流をｉｄで表し、各平滑コンデン
サ６の端子間電圧をＥで表している。

【００２６】次いで、各部の信号波形を示す図２を参照
して図１の三相半電圧出力形整流装置の作用を説明す
る。

【００２７】図２中（Ａ）〜（Ｆ）に示すように、電源
電圧半周期において両三相整流回路のダイオードの導通
期間は１８０°であり、第１の三相整流回路４と第２の
三相整流回路５とは互いに３０°に位相差で動作する。
ここで、変圧器３の二次側電圧を第２の三相整流回路５
の相電圧Ｖａ２Ｎ、Ｖｂ２Ｎ、Ｖｃ２Ｎ｛図２中（Ｄ）
〜（Ｆ）参照｝の波形を用いて合成すると、図２中
（Ｇ）〜（Ｉ）に示すように、２Ｅの振幅を有する線間
電圧波形Ｖａ２ｂ２、Ｖｂ２ｃ２、Ｖｃ２ａ２となる。
また、変圧器３の巻数比が１：３^1/2であるから、変圧
器３の一次側電圧ＶＡａ１、ＶＢｂ１、ＶＣｃ１｛図２
中（Ｊ）〜（Ｌ）参照｝は２Ｅ／３^1/2に降圧される。

【００２８】直流中間電位Ｎと三相交流電源１の中性点
Ｏの電位との差ＶＯＮは、６ステップの場合と同様の関
係より、 ＶＯＮ＝（Ｖａ１Ｎ＋Ｖｂ１Ｎ＋Ｖｃ１Ｎ）／３ となり、第１の三相整流回路４における相電圧波形から
の合成により、図２中（Ｍ）に示す波形となる。

【００２９】また、三相交流電源１の中性点Ｏを基準と
した第１の三相整流回路４の相電圧Ｖａ１ＯはＶａ１Ｏ
＝Ｖａ１Ｎ−ＶＯＮより合成され｛図２中（Ｎ）参
照｝、これより全整流回路の相電圧ＶＡＯはＶＡＯ＝Ｖ
Ａａ１＋Ｖａ１Ｎの関係から求められる｛図２中（Ｏ）
参照｝。同様にしてＢ点の相電圧についても求めると
（図示せず）、Ａ点、Ｂ点間の線間電圧ＶＡＢはＶＡＢ
＝ＶＡＯ−ＶＢＯで求めることができ、図２中（Ｐ）に
示すように、１２ステップの波形になる。したがって、
全負荷容量の約１／２の小容量変圧器を用いて良好なコ
ンバータ波形を得ることができ、電源高調波を大幅に低
減することができる。

【００３０】この線間電圧波形より基本波電圧実効値Ｖ
ＡＢ１と直流電圧２Ｅとの関係を求めると、ＶＡＢ１＝
４Ｅ・６^1/2／πとなり、前述の６ステップの場合の関
係ＶＡＢ１＝２Ｅ・６^1/2／πと比較すると、基本波電
圧は同じであるから、直流電圧は１／２の半電圧となる
ことが分かる。

【００３１】次いで、変圧器３の容量について試算を行
う。

【００３２】ここで、変圧器３の一次巻線電流をＩＳと
し、直流電圧２Ｅを２Ｅ＝Ｖｄとし、変圧器の一次側に
印加される電圧実効値Ｖｅｆｆを図２の波形より求める
と、 Ｖｅｆｆ＝｛（１／π）（Ｖｄ／３^1/2）²（２π／３）｝^1/2 ＝Ｖｄ・２^1/2／３ となる。

【００３３】変圧器３の二次側については、巻数比Ｎ
１：Ｎ２＝１：３^1/2より、二次電流実効値はＩＳ／３
^1/2となり、二次電圧実効値は一次側の場合と同様に、
図２の波形より、Ｖｄ・（２／３）^1/2となる。

【００３４】そして、変圧器平均容量（ＶＡ）ｔｏｔａ
ｌを三相分の一次、二次ＶＡ容量の平均値とすると、上
述の一次、二次電流、電圧の関係より、次式で表され
る。 （ＶＡ）ｔｏｔａｌ＝（１／２）・３｛Ｖｅｆｆ・ＩＳ
＋（ＩＳ／３^1/2）・Ｖｄ（２／３）^1/2｝ また、直流部電流Ｉｄと変圧器３の一次巻線電流ＩＳと
の関係は、Ｉｄ１、Ｉｄ２の波形から、数１となり、Ｉ
ｄ＝ＩＳ・６・２^1/2／πとなる。

【００３５】

【数１】

【００３６】以上の関係より変圧器の平均容量を求める
と、 （ＶＡ）ｔｏｔａｌ＝（π／６）・Ｖｄ・Ｉｄ＝０．５
２４Ｖｄ・Ｉｄ で表され、変圧器の容量を全負荷容量の５０％程度に低
減することができる。換言すれば、一次巻線３１は三相
交流電源１と第１の三相整流回路４と直列に接続されて
いることに起因して電圧が一次巻線３１と第１の三相整
流回路４とにより分圧され、一次巻線電圧がほぼ半減す
る。一方、一次巻線電流は従来と同等である。この結
果、変圧器３の容量をほぼ半減することができる。

【００３７】さらに、図２に示すように、コンバータ入
力電圧と電源相電圧との位相関係は１５°である。この
ため、入力力率を１近くにするためには、三相交流電源
と三相整流回路との間に接続される交流リアクトルの容
量は、図３に示す関係（電源電圧ｅａ、コンバータ入力
電圧ＶＡＯの関係を示すベクトル図）から、 ｅａ／ＶＬＳ＝ｔａｎ（π／１２）＝０．２７ となり、３０％程度の容量を選択すればよいことにな
る。

【００３８】図４はこの発明の三相半電圧出力形整流装
置の他の実施態様を示す電気回路図である。

【００３９】この三相半電圧出力形整流装置が図１の三
相半電圧出力形整流装置と異なる点は、両三相整流回路
の各入力端子と直流中性電位Ｎの点との間に交流スイッ
チ７を接続した点のみである。

【００４０】この三相半電圧出力形整流装置において、
交流スイッチ７を全て開放すると図１の三相半電圧出力
形整流装置と同じ動作となる。電源電圧半周期において
両三相整流回路のダイオードの導通期間は１８０°であ
り、第１の三相整流回路４と第２の三相整流回路５とは
互いに３０°の位相差で動作する。ここで、角整流回路
のダイオードの通電状態が変わり、相電圧がＥ、−Ｅの
間で変化するエッジにおいて、交流スイッチ７を各々１
５°期間にわたって、直流中性電位Ｎに導通させると、
各三相整流回路の各相電圧はＥ、Ｎ、−Ｅの３レベルの
波形が生成される。以上の相電圧波形を用いて、１２ス
テップの場合と同様に波形を合成すると、図５に示すよ
うな各部の波形が得られ、２４ステップの全整流回路相
電圧、全整流回路線間電圧波形が得られ、ステップ数の
倍増により、整流回路入力歪をさらに改善することがで
き、ひいては電源高調波をさらに低減することができ
る。

【００４１】また、この実施態様においては、相電圧波
形に示すように、電源相電圧とコンバータ入力電圧との
位相差が７．５°に半減されるため、交流リアクトルの
容量は ｅａ／ＶＬＳ＝ｔａｎ（π／２４）＝０．１３ となり、１３％程度に低減することができる。

【００４２】さらに、上記の何れの実施態様において
も、直流出力電圧の半減が可能であるから、例えば、４
００Ｖ系統の三相交流電源に対しても、２００Ｖ系統仕
様の直流負荷の適用を行うことができる。

【００４３】

【発明の効果】請求項１の発明は、両三相整流回路を互
いに所定の位相差で動作させて電源高調波を低減するこ
とができるとともに、一次巻線電圧を第１の三相整流回
路とによる分圧により低減して変圧器容量を小さくする
ことができ、さらに、基本波電圧に対する直流電圧を、
６ステップ波形を採用した場合の１／２にすることがで
きるので、三相交流電源電圧の変化（増加）に簡単に対
処することができるという特有の効果を奏する。

【００４４】請求項２の発明は、請求項１の効果に加
え、交流スイッチの導通期間を制御することによって電
源高調波を一層低減することができるとともに、交流リ
アクトルの容量を低減することができるという特有の効
果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の三相半電圧出力形整流装置の一実施
態様を示す電気回路図である。

【図２】図１の三相半電圧出力形整流装置の各部の信号
波形を示す図である。

【図３】電源電圧、コンバータ入力電圧のベクトル図で
ある。

【図４】この発明の三相半電圧出力形整流装置の他の実
施態様を示す電気回路図である。

【図５】図４の三相半電圧出力形整流装置の各部の信号
波形を示す図である。

【図６】従来の三相整流回路の一例を示す電気回路図で
ある。

【図７】図６の三相整流回路の相電圧と相電流とを示す
図である。

【図８】図６の三相整流回路の各部の波形を示す図であ
る。

【図９】従来の１２相整流回路を示す電気回路図であ
る。

【図１０】図９の１２相整流回路の各部の波形を示す図
である。

【符号の説明】

１ 三相交流電源 ２ 交流リアクトル ３ 変圧器 ４ 第１の三相整流回路 ５ 第２の三相整流回路 ６ 平滑コンデンサ ７ 交流スイッチ ３１ 一次巻線 ３２ 二次巻線

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H006 AA07 CA07 CB01 CC01 CC04 HA09 5H740 BA18 BB02 BB05 BB07 NN01 NN05

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 三相交流電源（１）と第１の三相整流回
   路（４）との間に、交流リアクトル（２）および変圧器
   （３）の一次巻線（３１）を直列接続してあるととも
   に、この変圧器（３）のΔ結線した二次巻線（３２）に
   対して第２の三相整流回路（５）を接続してあり、両三
   相整流回路（４）（５）が直流側で各々並列接続されて
   あることを特徴とする三相半電圧出力形整流装置。
2. 【請求項２】 両三相整流回路（４）（５）の出力端子
   間に１対のコンデンサ（６）を互いに直列接続して、両
   コンデンサ（６）の接続点を直流中間電位点とし、各三
   相整流回路（４）（５）の入力端子と直流中間電位点と
   の間に交流スイッチ（７）を接続してある請求項１に記
   載の三相半電圧出力形整流装置。