JP2002043898A - 発振回路および発振方法 - Google Patents
発振回路および発振方法Info
- Publication number
- JP2002043898A JP2002043898A JP2000223012A JP2000223012A JP2002043898A JP 2002043898 A JP2002043898 A JP 2002043898A JP 2000223012 A JP2000223012 A JP 2000223012A JP 2000223012 A JP2000223012 A JP 2000223012A JP 2002043898 A JP2002043898 A JP 2002043898A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- charging
- discharging
- output voltage
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 理論値どおりの電圧を出力可能な発振回路を
得ること。 【解決手段】 コンパレータにて出力電圧の上限および
下限を検出し、前記検出タイミングでコンデンサの充放
電を制御する充放電切り替え回路と、放電時に、出力電
圧が下限電圧より低い「所定のしきい値電圧」に達した
段階で、強制的に放電を充電に切り替える強制切り替え
回路と、を備える構成とする。
得ること。 【解決手段】 コンパレータにて出力電圧の上限および
下限を検出し、前記検出タイミングでコンデンサの充放
電を制御する充放電切り替え回路と、放電時に、出力電
圧が下限電圧より低い「所定のしきい値電圧」に達した
段階で、強制的に放電を充電に切り替える強制切り替え
回路と、を備える構成とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、コンデンサの充放
電を用いることにより所定周波数の電圧を得る発振回路
に関するものであり、特に、高周波発振に対応可能な発
振回路およびその発振方法に関するものである。
電を用いることにより所定周波数の電圧を得る発振回路
に関するものであり、特に、高周波発振に対応可能な発
振回路およびその発振方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】以下、従来の発振回路について説明す
る。たとえば、図４は、従来の発振回路の構成を示す図
である。図４において、１はコンデンサであり、２は変
圧器であり、３，４，５，６，７，８はトランジスタで
あり、９，１０，１１は抵抗であり、１２，１３はコン
パレータであり、１４はセット／リセット型のフリップ
フロップであり、ここでは、トランジスタ６〜８、抵抗
９〜１１、コンパレータ１２，１３、およびフリップフ
ロップ１４で、充放電切り替え回路を形成する。この発
振回路では、コンデンサの充放電の繰り返しにより、所
定周波数の電圧Ｖｃを得る。
る。たとえば、図４は、従来の発振回路の構成を示す図
である。図４において、１はコンデンサであり、２は変
圧器であり、３，４，５，６，７，８はトランジスタで
あり、９，１０，１１は抵抗であり、１２，１３はコン
パレータであり、１４はセット／リセット型のフリップ
フロップであり、ここでは、トランジスタ６〜８、抵抗
９〜１１、コンパレータ１２，１３、およびフリップフ
ロップ１４で、充放電切り替え回路を形成する。この発
振回路では、コンデンサの充放電の繰り返しにより、所
定周波数の電圧Ｖｃを得る。
【０００３】つぎに、上記従来の発振回路の動作を説明
する。たとえば、コンデンサ１の電圧Ｖｃが電圧ＶOSCL
とＶOSCHとの間にあり、かつコンデンサ１が充電中の場
合、この発振回路では、定電流Ｉ（１）が、コンデンサ
１に流れ込む。すなわち、この発振回路は、定電流Ｉ
（１）の流入により、コンデンサ１の両端にかかる電圧
を増加させている。そして、上記充放電切り替え回路内
では、コンパレータ１２が、この充電中に、電圧ＶOSCH
を超えたコンデンサ１の電圧Ｖｃを検出し、さらに、こ
の段階で、フリップフロップ１４が、トランジスタ８を
オフ状態に設定し、すなわち、トランジスタ７をオン状
態に設定することで、トランジスタ７に電流Ｉ（２）を
流す。
する。たとえば、コンデンサ１の電圧Ｖｃが電圧ＶOSCL
とＶOSCHとの間にあり、かつコンデンサ１が充電中の場
合、この発振回路では、定電流Ｉ（１）が、コンデンサ
１に流れ込む。すなわち、この発振回路は、定電流Ｉ
（１）の流入により、コンデンサ１の両端にかかる電圧
を増加させている。そして、上記充放電切り替え回路内
では、コンパレータ１２が、この充電中に、電圧ＶOSCH
を超えたコンデンサ１の電圧Ｖｃを検出し、さらに、こ
の段階で、フリップフロップ１４が、トランジスタ８を
オフ状態に設定し、すなわち、トランジスタ７をオン状
態に設定することで、トランジスタ７に電流Ｉ（２）を
流す。
【０００４】ただし、上記発振回路では、電流Ｉ（２）
を、電流Ｉ（１）よりも大きく設定しておく。これによ
り、この発振回路のトランジスタ７には、電量Ｉ（１）
と、コンデンサ１から出力される「Ｉ（２）−Ｉ
（１）」の電流Ｉ（３）、が流れ込むこととなり、コン
デンサ１は、充電から放電に切り替わる。
を、電流Ｉ（１）よりも大きく設定しておく。これによ
り、この発振回路のトランジスタ７には、電量Ｉ（１）
と、コンデンサ１から出力される「Ｉ（２）−Ｉ
（１）」の電流Ｉ（３）、が流れ込むこととなり、コン
デンサ１は、充電から放電に切り替わる。
【０００５】一方、放電中には、上記充放電切り替え回
路内のコンパレータ１３が、この充電中に、電圧ＶOSCL
を下回ったコンデンサ１の電圧Ｖｃを検出し、さらに、
この段階で、フリップフロップ１４が、トランジスタ８
をオン状態に設定し、すなわち、トランジスタ７をオフ
状態に設定することで、トランジスタ７へ流入していた
電流Ｉ（２）を停止させる。
路内のコンパレータ１３が、この充電中に、電圧ＶOSCL
を下回ったコンデンサ１の電圧Ｖｃを検出し、さらに、
この段階で、フリップフロップ１４が、トランジスタ８
をオン状態に設定し、すなわち、トランジスタ７をオフ
状態に設定することで、トランジスタ７へ流入していた
電流Ｉ（２）を停止させる。
【０００６】これにより、この発振回路のトランジスタ
７には電流Ｉ（２）が流れ込まなくなり、コンデンサ１
では、再び電量Ｉ（１）が流れ込むこととなり、放電か
ら充電に切り替わる。
７には電流Ｉ（２）が流れ込まなくなり、コンデンサ１
では、再び電量Ｉ（１）が流れ込むこととなり、放電か
ら充電に切り替わる。
【０００７】このように、従来の発振回路では、上記充
放電切り替え回路の繰り返し制御でコンデンサ１を充放
電させるにより、出力電圧であるＶｃを、図５に示すよ
うに、所定周波数で発振させる。なお、図５は、従来の
発振回路における発振の様子を示す図である。詳細に
は、たとえば、図５（ａ）は、通常のデューティーの場
合における低周波発振の様子を表し、図５（ｂ）は、通
常のデューティーの場合における高周波発振の様子を表
し、図５（ｃ）は、デューティーを通常より大きく設定
した場合における低周波発振の様子を表し、図５（ｄ）
は、デューティーを通常より大きく設定した場合におけ
る高周波発振の様子を表す。
放電切り替え回路の繰り返し制御でコンデンサ１を充放
電させるにより、出力電圧であるＶｃを、図５に示すよ
うに、所定周波数で発振させる。なお、図５は、従来の
発振回路における発振の様子を示す図である。詳細に
は、たとえば、図５（ａ）は、通常のデューティーの場
合における低周波発振の様子を表し、図５（ｂ）は、通
常のデューティーの場合における高周波発振の様子を表
し、図５（ｃ）は、デューティーを通常より大きく設定
した場合における低周波発振の様子を表し、図５（ｄ）
は、デューティーを通常より大きく設定した場合におけ
る高周波発振の様子を表す。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記、
従来の発振回路においては、上記充放電切り替え回路に
コンパレータやフリップフロップが含まれているため、
その回路遅延により放電から充電への切り替えタイミン
グが遅れ、その間、コンデンサ１の電圧Ｖｃが低下し続
け、発振波形の下限電圧が設定電圧よりも低下してしま
う、という問題があった。特に、図５（ｃ）のように、
三角波のデューティーを大きく設定したような場合、さ
らには、図５（ｄ）のように、三角波のデューティーを
大きく設定し、かつ高周波発振を行うような場合には、
下り勾配時の傾きが急峻となり、上記問題が顕著に表れ
る。図６は、図５（ｄ）の丸で示した部分を拡大したも
のであり、発振波形の下限電圧が、設定電圧よりも大幅
に低下してしまった状態を表した図である。
従来の発振回路においては、上記充放電切り替え回路に
コンパレータやフリップフロップが含まれているため、
その回路遅延により放電から充電への切り替えタイミン
グが遅れ、その間、コンデンサ１の電圧Ｖｃが低下し続
け、発振波形の下限電圧が設定電圧よりも低下してしま
う、という問題があった。特に、図５（ｃ）のように、
三角波のデューティーを大きく設定したような場合、さ
らには、図５（ｄ）のように、三角波のデューティーを
大きく設定し、かつ高周波発振を行うような場合には、
下り勾配時の傾きが急峻となり、上記問題が顕著に表れ
る。図６は、図５（ｄ）の丸で示した部分を拡大したも
のであり、発振波形の下限電圧が、設定電圧よりも大幅
に低下してしまった状態を表した図である。
【０００９】また、上記従来の発振回路においては、上
記下限電圧の低下により、理論値よりも発振周波数が低
くなってしまう、という問題があった。特に、発振が高
周波数になるほどその割合が高くなる。
記下限電圧の低下により、理論値よりも発振周波数が低
くなってしまう、という問題があった。特に、発振が高
周波数になるほどその割合が高くなる。
【００１０】本発明は、上記に鑑みてなされたものであ
って、三角波のデューティーを大きく設定した場合、お
よび高周波発振を行うような場合においても、下限電圧
の低下を抑えることで、理論値どおりの電圧を出力可能
な発振回路、およびその発振方法を得ることを目的とす
る。
って、三角波のデューティーを大きく設定した場合、お
よび高周波発振を行うような場合においても、下限電圧
の低下を抑えることで、理論値どおりの電圧を出力可能
な発振回路、およびその発振方法を得ることを目的とす
る。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上述した課題を解決し、
目的を達成するために、本発明にかかる発振回路にあっ
ては、コンパレータにて出力電圧の上限および下限を検
出し、前記検出タイミングでコンデンサの充放電を制御
する充放電切り替え回路を用いて、所定周波数の出力電
圧を得ることを特徴とし、さらに、放電時に、出力電圧
が前記下限電圧より低い「所定のしきい値電圧」に達し
た段階で、強制的に放電を充電に切り替える強制切り替
え回路、を備えることを特徴とする。
目的を達成するために、本発明にかかる発振回路にあっ
ては、コンパレータにて出力電圧の上限および下限を検
出し、前記検出タイミングでコンデンサの充放電を制御
する充放電切り替え回路を用いて、所定周波数の出力電
圧を得ることを特徴とし、さらに、放電時に、出力電圧
が前記下限電圧より低い「所定のしきい値電圧」に達し
た段階で、強制的に放電を充電に切り替える強制切り替
え回路、を備えることを特徴とする。
【００１２】つぎの発明にかかる発振回路において、前
記充放電切り替え回路は、前記強制切り替え回路が放電
を充電に切り替え後、この充電で出力電圧が再度「所定
のしきい値電圧」に達する前に、放電用回路の動作を停
止させ、充電状態を前記上限電圧に達するまで継続させ
ることを特徴とする。
記充放電切り替え回路は、前記強制切り替え回路が放電
を充電に切り替え後、この充電で出力電圧が再度「所定
のしきい値電圧」に達する前に、放電用回路の動作を停
止させ、充電状態を前記上限電圧に達するまで継続させ
ることを特徴とする。
【００１３】つぎの発明にかかる発振方法にあっては、
コンパレータにて出力電圧の上限および下限を検出し、
前記検出タイミングでコンデンサの充放電を制御するこ
とにより、所定周波数の出力電圧を得ることを特徴と
し、さらに、放電時に、出力電圧が前記下限電圧より低
い「所定のしきい値電圧」に達した段階で、強制的に放
電を充電に切り替える第１の工程と、前記放電を充電に
切り替え後、この充電で出力電圧が再度「所定のしきい
値電圧」に達する前に、放電用回路の動作を停止させ、
充電状態を前記上限電圧に達するまで継続させる第２の
工程と、を含むことを特徴とする。
コンパレータにて出力電圧の上限および下限を検出し、
前記検出タイミングでコンデンサの充放電を制御するこ
とにより、所定周波数の出力電圧を得ることを特徴と
し、さらに、放電時に、出力電圧が前記下限電圧より低
い「所定のしきい値電圧」に達した段階で、強制的に放
電を充電に切り替える第１の工程と、前記放電を充電に
切り替え後、この充電で出力電圧が再度「所定のしきい
値電圧」に達する前に、放電用回路の動作を停止させ、
充電状態を前記上限電圧に達するまで継続させる第２の
工程と、を含むことを特徴とする。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下に、本発明にかかる発振回路
および発振方法の実施の形態を図面に基づいて詳細に説
明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定さ
れるものではない。
および発振方法の実施の形態を図面に基づいて詳細に説
明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定さ
れるものではない。
【００１５】実施の形態１．図１は、本発明にかかる発
振回路の構成を示す図である。図１において、１はコン
デンサであり、２は変圧器であり、３，４，５，６，
７，８はトランジスタであり、９，１０，１１は抵抗で
あり、１２，１３はコンパレータであり、１４はセット
／リセット型のフリップフロップであり、さらに、２
１，２２はトランジスタであり、２３，２４，２５，２
６は抵抗であり、ここでは、トランジスタ６〜８、抵抗
９〜１１、コンパレータ１２，１３、およびフリップフ
ロップ１４で、充放電切り替え回路を形成し、トランジ
スタ２１，２２、および抵抗２３〜２６で、強制切り替
え回路を形成する。この発振回路では、コンデンサ１の
充放電の繰り返しにより、所定周波数の電圧Ｖｃを得
る。
振回路の構成を示す図である。図１において、１はコン
デンサであり、２は変圧器であり、３，４，５，６，
７，８はトランジスタであり、９，１０，１１は抵抗で
あり、１２，１３はコンパレータであり、１４はセット
／リセット型のフリップフロップであり、さらに、２
１，２２はトランジスタであり、２３，２４，２５，２
６は抵抗であり、ここでは、トランジスタ６〜８、抵抗
９〜１１、コンパレータ１２，１３、およびフリップフ
ロップ１４で、充放電切り替え回路を形成し、トランジ
スタ２１，２２、および抵抗２３〜２６で、強制切り替
え回路を形成する。この発振回路では、コンデンサ１の
充放電の繰り返しにより、所定周波数の電圧Ｖｃを得
る。
【００１６】つぎに、上記発振回路の動作を詳細に説明
する。たとえば、コンデンサ１の電圧Ｖｃが電圧ＶOSCL
とＶOSCHとの間にあり、かつコンデンサ１が充電中の場
合、この発振回路では、定電流Ｉ（１）が、コンデンサ
１に流れ込む。すなわち、この発振回路は、定電流Ｉ
（１）の流入により、コンデンサ１の両端にかかる電圧
を増加させている。そして、上記充放電切り替え回路内
では、コンパレータ１２が、この充電中に、電圧ＶOSCH
を超えたコンデンサ１の電圧Ｖｃを検出し、さらに、こ
の段階で、フリップフロップ１４が、トランジスタ８を
オフ状態に設定し、すなわち、トランジスタ７をオン状
態に設定することで、トランジスタ７に電流Ｉ（２）を
流す。
する。たとえば、コンデンサ１の電圧Ｖｃが電圧ＶOSCL
とＶOSCHとの間にあり、かつコンデンサ１が充電中の場
合、この発振回路では、定電流Ｉ（１）が、コンデンサ
１に流れ込む。すなわち、この発振回路は、定電流Ｉ
（１）の流入により、コンデンサ１の両端にかかる電圧
を増加させている。そして、上記充放電切り替え回路内
では、コンパレータ１２が、この充電中に、電圧ＶOSCH
を超えたコンデンサ１の電圧Ｖｃを検出し、さらに、こ
の段階で、フリップフロップ１４が、トランジスタ８を
オフ状態に設定し、すなわち、トランジスタ７をオン状
態に設定することで、トランジスタ７に電流Ｉ（２）を
流す。
【００１７】このとき、上記発振回路では、電流Ｉ
（２）を、電流Ｉ（１）よりも大きく設定しておく。こ
れにより、この発振回路のトランジスタ７には、電量Ｉ
（１）と、コンデンサ１から出力される「Ｉ（２）−Ｉ
（１）」の電流Ｉ（３）、が流れ込むこととなり、コン
デンサ１は、充電から放電に切り替わる。
（２）を、電流Ｉ（１）よりも大きく設定しておく。こ
れにより、この発振回路のトランジスタ７には、電量Ｉ
（１）と、コンデンサ１から出力される「Ｉ（２）−Ｉ
（１）」の電流Ｉ（３）、が流れ込むこととなり、コン
デンサ１は、充電から放電に切り替わる。
【００１８】一方、放電中には、上記充放電切り替え回
路内のコンパレータ１３が、この充電中に、電圧ＶOSCL
を下回ったコンデンサ１の電圧Ｖｃを検出し、さらに、
この段階で、フリップフロップ１４が、トランジスタ８
をオン状態に設定し、すなわち、トランジスタ７をオフ
状態に設定することで、トランジスタ７へ流入していた
電流Ｉ（２）を停止させる。
路内のコンパレータ１３が、この充電中に、電圧ＶOSCL
を下回ったコンデンサ１の電圧Ｖｃを検出し、さらに、
この段階で、フリップフロップ１４が、トランジスタ８
をオン状態に設定し、すなわち、トランジスタ７をオフ
状態に設定することで、トランジスタ７へ流入していた
電流Ｉ（２）を停止させる。
【００１９】また、本発明にかかる発振回路では、「回
路遅延により放電から充電への切り替えタイミングが遅
れ、その間、コンデンサ１の電圧Ｖｃが低下し続け、発
振波形の下限電圧が設定電圧よりも低下してしまう」、
という問題を解決するために、上記強制切り替え回路
が、コンデンサ１の電圧Ｖｃを監視し、電圧Ｖｃが下限
電圧ＶOSCLより若干低めに設定した電圧Ｖ（１）に達し
た段階で、フリップフロップやコンパレータの応答時間
よりも十分に短い時間でトランジスタ２２をオン状態に
する。そして、トランジスタ２２に対して電流Ｉ（４）
（たとえば、電流Ｉ（２）と同一の電流量）を流し込
む。
路遅延により放電から充電への切り替えタイミングが遅
れ、その間、コンデンサ１の電圧Ｖｃが低下し続け、発
振波形の下限電圧が設定電圧よりも低下してしまう」、
という問題を解決するために、上記強制切り替え回路
が、コンデンサ１の電圧Ｖｃを監視し、電圧Ｖｃが下限
電圧ＶOSCLより若干低めに設定した電圧Ｖ（１）に達し
た段階で、フリップフロップやコンパレータの応答時間
よりも十分に短い時間でトランジスタ２２をオン状態に
する。そして、トランジスタ２２に対して電流Ｉ（４）
（たとえば、電流Ｉ（２）と同一の電流量）を流し込
む。
【００２０】これにより、トランジスタ７に対して電流
Ｉ（２）が流れ込まなくなり、すなわち、放電電流Ｉ
（３）を停止させることができ、逆に、充電電流Ｉ
（１）が再びコンデンサ１に流れ込むため、コンデンサ
１は、上記充放電切り替え回路からの切り替え制御が開
始される前に、強制的に放電状態から充電状態に切り替
わることになる。
Ｉ（２）が流れ込まなくなり、すなわち、放電電流Ｉ
（３）を停止させることができ、逆に、充電電流Ｉ
（１）が再びコンデンサ１に流れ込むため、コンデンサ
１は、上記充放電切り替え回路からの切り替え制御が開
始される前に、強制的に放電状態から充電状態に切り替
わることになる。
【００２１】なお、上記強制切り替えによる充電中に、
電圧Ｖｃが再び電圧Ｖ（１）に達した場合には、トラン
ジスタ２２がオフ状態となり電流Ｉ（４）が流れなくな
るが、このときには、すでに、充放電切り替え回路によ
る通常の切り替え制御が開始され、トランジスタ７がオ
フ状態になっているため、コンデンサ１は、電圧Ｖｃが
上限電圧ＶOSCHに達するまで充電状態を保持する。
電圧Ｖｃが再び電圧Ｖ（１）に達した場合には、トラン
ジスタ２２がオフ状態となり電流Ｉ（４）が流れなくな
るが、このときには、すでに、充放電切り替え回路によ
る通常の切り替え制御が開始され、トランジスタ７がオ
フ状態になっているため、コンデンサ１は、電圧Ｖｃが
上限電圧ＶOSCHに達するまで充電状態を保持する。
【００２２】以降、本発明にかかる発振回路では、上記
充放電切り替え回路および強制切り替え回路による繰り
返し制御で、コンデンサ１を充放電させることにより、
出力電圧であるＶｃを、図２に示すように、所定周波数
で発振させる。なお、図２は、本発明にかかる発振回路
における発振の様子を示す図である。詳細には、たとえ
ば、図２（ａ）は、通常のデューティーの場合における
低周波発振の様子を表し、図２（ｂ）は、通常のデュー
ティーの場合における高周波発振の様子を表し、図２
（ｃ）は、デューティーを通常より大きく設定した場合
における低周波発振の様子を表し、図２（ｄ）は、デュ
ーティーを通常より大きく設定した場合における高周波
発振の様子を表す。また、図３は、改善された出力電圧
Ｖｃの状態を示す図であり、実線が本実施の形態におけ
る出力電圧Ｖｃの状態を表し、点線が従来の出力電圧Ｖ
ｃの状態を表す。
充放電切り替え回路および強制切り替え回路による繰り
返し制御で、コンデンサ１を充放電させることにより、
出力電圧であるＶｃを、図２に示すように、所定周波数
で発振させる。なお、図２は、本発明にかかる発振回路
における発振の様子を示す図である。詳細には、たとえ
ば、図２（ａ）は、通常のデューティーの場合における
低周波発振の様子を表し、図２（ｂ）は、通常のデュー
ティーの場合における高周波発振の様子を表し、図２
（ｃ）は、デューティーを通常より大きく設定した場合
における低周波発振の様子を表し、図２（ｄ）は、デュ
ーティーを通常より大きく設定した場合における高周波
発振の様子を表す。また、図３は、改善された出力電圧
Ｖｃの状態を示す図であり、実線が本実施の形態におけ
る出力電圧Ｖｃの状態を表し、点線が従来の出力電圧Ｖ
ｃの状態を表す。
【００２３】このように、本実施の形態においては、コ
ンデンサ１の電圧Ｖｃが所定のしきい値電圧Ｖ（１）に
達した段階で、すなわち、フリップフロップやコンパレ
ータの応答時間よりも十分に短い時間で、強制的に放電
を充電に切り替える強制切り替え回路を備えることで、
必要以上に下がり続ける電圧Ｖｃを抑えることができ
る。特に、本実施の形態においては、三角波のデューテ
ィーを大きく設定したような場合、さらには、三角波の
デューティーを大きく設定し、かつ高周波発振を行うよ
うな場合、においても、電圧Ｖｃの低下を抑えることが
できる。
ンデンサ１の電圧Ｖｃが所定のしきい値電圧Ｖ（１）に
達した段階で、すなわち、フリップフロップやコンパレ
ータの応答時間よりも十分に短い時間で、強制的に放電
を充電に切り替える強制切り替え回路を備えることで、
必要以上に下がり続ける電圧Ｖｃを抑えることができ
る。特に、本実施の形態においては、三角波のデューテ
ィーを大きく設定したような場合、さらには、三角波の
デューティーを大きく設定し、かつ高周波発振を行うよ
うな場合、においても、電圧Ｖｃの低下を抑えることが
できる。
【００２４】また、本実施の形態においては、強制切り
替え回路による切り替え後、充放電切り替え回路が、充
電状態を段階的に継続させるため、理論値どおりの電圧
Ｖｃを得ることができる。
替え回路による切り替え後、充放電切り替え回路が、充
電状態を段階的に継続させるため、理論値どおりの電圧
Ｖｃを得ることができる。
【００２５】
【発明の効果】以上、説明したとおり、本発明によれ
ば、コンデンサの電圧が「所定のしきい値電圧」に達し
た段階で、すなわち、フリップフロップやコンパレータ
の応答時間よりも十分に短い時間で、強制的に放電を充
電に切り替える強制切り替え回路を備えることで、必要
以上の出力電圧の低下を抑えることが可能な発振回路を
得ることができる、という効果を奏する。特に、三角波
のデューティーを大きく設定したような場合、さらに
は、三角波のデューティーを大きく設定し、かつ高周波
発振を行うような場合、においても、出力電圧の低下を
抑えることができる、という効果を奏する。
ば、コンデンサの電圧が「所定のしきい値電圧」に達し
た段階で、すなわち、フリップフロップやコンパレータ
の応答時間よりも十分に短い時間で、強制的に放電を充
電に切り替える強制切り替え回路を備えることで、必要
以上の出力電圧の低下を抑えることが可能な発振回路を
得ることができる、という効果を奏する。特に、三角波
のデューティーを大きく設定したような場合、さらに
は、三角波のデューティーを大きく設定し、かつ高周波
発振を行うような場合、においても、出力電圧の低下を
抑えることができる、という効果を奏する。
【００２６】つぎの発明によれば、強制切り替え回路に
よる切り替え後、充放電切り替え回路が、充電状態を段
階的に継続させるため、理論値どおりの出力電圧を得る
ことができる、という効果を奏する。
よる切り替え後、充放電切り替え回路が、充電状態を段
階的に継続させるため、理論値どおりの出力電圧を得る
ことができる、という効果を奏する。
【００２７】つぎの発明によれば、フリップフロップや
コンパレータの応答時間よりも十分に短い時間で、強制
的に放電を充電に切り替えるため、必要以上の出力電圧
の低下を抑えることが可能な発振方法を得ることができ
る、という効果を奏する。特に、三角波のデューティー
を大きく設定し、かつ高周波発振を行うような場合、に
おいても、出力電圧の低下を抑えることができる、とい
う効果を奏する。また、強制的に放電を充電に切り替え
後、充電状態を上限電圧に達するまで段階的に継続させ
るため、理論値どおりの出力電圧を得ることができる、
という効果を奏する。
コンパレータの応答時間よりも十分に短い時間で、強制
的に放電を充電に切り替えるため、必要以上の出力電圧
の低下を抑えることが可能な発振方法を得ることができ
る、という効果を奏する。特に、三角波のデューティー
を大きく設定し、かつ高周波発振を行うような場合、に
おいても、出力電圧の低下を抑えることができる、とい
う効果を奏する。また、強制的に放電を充電に切り替え
後、充電状態を上限電圧に達するまで段階的に継続させ
るため、理論値どおりの出力電圧を得ることができる、
という効果を奏する。
【図１】 本発明にかかる発振回路の構成を示す図であ
る。
る。
【図２】 本発明の発振回路における発振の様子を示す
図である。
図である。
【図３】 出力電圧Ｖｃの状態を示す図である。
【図４】 従来の発振回路の構成を示す図である。
【図５】 従来の発振回路における発振の様子を示す図
である。
である。
【図６】 従来の問題点を示す図である。
１ コンデンサ、２ 変圧器、３，４，５，６，７，
８，２１，２２ トランジスタ、９，１０，１１，２
３，２４，２５，２６ 抵抗、１２，１３ コンパレー
タ、１４ フリップフロップ。
８，２１，２２ トランジスタ、９，１０，１１，２
３，２４，２５，２６ 抵抗、１２，１３ コンパレー
タ、１４ フリップフロップ。
Claims (3)
- 【請求項１】 コンパレータにて出力電圧の上限および
下限を検出し、前記検出タイミングでコンデンサの充放
電を制御する充放電切り替え回路を用いて、所定周波数
の出力電圧を得る発振回路において、 さらに、放電時に、出力電圧が前記下限電圧より低い
「所定のしきい値電圧」に達した段階で、強制的に放電
を充電に切り替える強制切り替え回路、 を備えることを特徴とする発振回路。 - 【請求項２】 前記充放電切り替え回路は、 前記強制切り替え回路が放電を充電に切り替え後、この
充電で出力電圧が再度「所定のしきい値電圧」に達する
前に、放電用回路の動作を停止させ、充電状態を前記上
限電圧に達するまで継続させることを特徴とする請求項
１に記載の発振回路。 - 【請求項３】 コンパレータにて出力電圧の上限および
下限を検出し、前記検出タイミングでコンデンサの充放
電を制御することにより、所定周波数の出力電圧を得る
発振方法において、 放電時に、出力電圧が前記下限電圧より低い「所定のし
きい値電圧」に達した段階で、強制的に放電を充電に切
り替える第１の工程と、 前記放電を充電に切り替え後、この充電で出力電圧が再
度「所定のしきい値電圧」に達する前に、放電用回路の
動作を停止させ、充電状態を前記上限電圧に達するまで
継続させる第２の工程と、 を含むことを特徴とする発振方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000223012A JP2002043898A (ja) | 2000-07-24 | 2000-07-24 | 発振回路および発振方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000223012A JP2002043898A (ja) | 2000-07-24 | 2000-07-24 | 発振回路および発振方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002043898A true JP2002043898A (ja) | 2002-02-08 |
Family
ID=18717171
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000223012A Pending JP2002043898A (ja) | 2000-07-24 | 2000-07-24 | 発振回路および発振方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002043898A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002217687A (ja) * | 2001-01-19 | 2002-08-02 | Fuji Electric Co Ltd | 発振回路 |
| WO2007142301A1 (ja) * | 2006-06-09 | 2007-12-13 | Thine Electronics, Inc. | 発振回路 |
| JP2008524962A (ja) * | 2004-12-21 | 2008-07-10 | アクテル・コーポレイシヨン | 電圧補償及び温度補償されたｒｃ発振回路 |
| JP2009017556A (ja) * | 2007-07-03 | 2009-01-22 | Samsung Electro-Mechanics Co Ltd | 周波数可変オシレータ |
| JP2010512081A (ja) * | 2006-12-04 | 2010-04-15 | アトメル オートモーティヴ ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング | 信号のエッジ形成の方法、及びバスシステムの送信機／受信機構成部品 |
| JP2010171727A (ja) * | 2009-01-22 | 2010-08-05 | Sanyo Electric Co Ltd | クロック発生回路 |
-
2000
- 2000-07-24 JP JP2000223012A patent/JP2002043898A/ja active Pending
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002217687A (ja) * | 2001-01-19 | 2002-08-02 | Fuji Electric Co Ltd | 発振回路 |
| JP4534358B2 (ja) * | 2001-01-19 | 2010-09-01 | 富士電機システムズ株式会社 | 発振回路 |
| JP2008524962A (ja) * | 2004-12-21 | 2008-07-10 | アクテル・コーポレイシヨン | 電圧補償及び温度補償されたｒｃ発振回路 |
| WO2007142301A1 (ja) * | 2006-06-09 | 2007-12-13 | Thine Electronics, Inc. | 発振回路 |
| JP2007329855A (ja) * | 2006-06-09 | 2007-12-20 | Thine Electronics Inc | 発振回路 |
| JP4495695B2 (ja) * | 2006-06-09 | 2010-07-07 | ザインエレクトロニクス株式会社 | 発振回路 |
| US7940135B2 (en) | 2006-06-09 | 2011-05-10 | Thine Electronics, Inc. | Oscillation circuit |
| JP2010512081A (ja) * | 2006-12-04 | 2010-04-15 | アトメル オートモーティヴ ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング | 信号のエッジ形成の方法、及びバスシステムの送信機／受信機構成部品 |
| US8054911B2 (en) | 2006-12-04 | 2011-11-08 | Atmel Corporation | Method for edge formation of signals and transmitter/receiver component for a bus system |
| JP2009017556A (ja) * | 2007-07-03 | 2009-01-22 | Samsung Electro-Mechanics Co Ltd | 周波数可変オシレータ |
| JP2010171727A (ja) * | 2009-01-22 | 2010-08-05 | Sanyo Electric Co Ltd | クロック発生回路 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3584502B2 (ja) | 充電制御装置 | |
| JP3684461B2 (ja) | 共振コンバータ用パルス幅変調制御装置 | |
| CN100492861C (zh) | 形成电源控制的方法及其设备 | |
| US7106130B2 (en) | Variable frequency PWM controller circuit | |
| US6819154B2 (en) | Constant deadtime control in a feed forward enabled pulse width modulator controller | |
| JP4442028B2 (ja) | Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法 | |
| JP6702010B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| US8149598B2 (en) | Switching power supply apparatus | |
| US10505504B2 (en) | Class D amplifier | |
| JP2006513690A (ja) | Ｄｃ／ｄｃコンバータのための制御装置 | |
| JP2013021758A (ja) | スイッチング電源装置およびその制御装置 | |
| JP2006216264A (ja) | 放電ランプ点灯装置 | |
| JP3500815B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JP2002043898A (ja) | 発振回路および発振方法 | |
| JP3519048B2 (ja) | 車両用交流発電機の電圧制御装置 | |
| JPH114550A (ja) | 充電発電機の制御装置 | |
| JPH0767066B2 (ja) | 電圧制御発振器 | |
| JP4306233B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JP2009171450A (ja) | スイッチングアンプ | |
| JP3572601B2 (ja) | 電圧共振型スイッチング電源及び電圧共振型スイッチング電源の制御方法 | |
| US9735770B2 (en) | Method for controlling switching edges for switched output stages, control device, and output stage | |
| JPH06140175A (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JP3917902B2 (ja) | 発振回路 | |
| JP2000134940A (ja) | 電流制御回路 | |
| JP2004096869A (ja) | 直流電源装置 |