JP2002010650A - コモンモード電流を低減するための能動フィルタ - Google Patents
コモンモード電流を低減するための能動フィルタInfo
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- Inverter Devices (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 PWM制御されたモータ駆動回路の接地線に
おけるコモンモード電流を減少させる。 【解決手段】 2つの接合型トランジスタ又はMOSF
ETトランジスタを線形に駆動して接地線からのコモン
モード電流をトランジスタを介して分流する緩衝増幅器
を含む能動フィルタを用いる。上記トランジスタは正及
び負の直流バスの間に接続され、直流バスは交流モータ
を駆動するPWMインバータに直流電力を供給し、交流
モータはその接地されたフレーム内でコモンモード接地
電流を発生させる。変流器はコモンモード電流をモニタ
し、その出力は緩衝増幅器の入力に接続されて、トラン
ジスタを制御する。増幅器のための内部電源は、2つの
電流源と、直流バス導体の間に接続された2つのツェナ
ーダイオードとの間のノードに形成される。ヘッドルー
ム電圧制御回路は、あらゆる交流電圧入力条件の下で各
トランジスタに対する十分なヘッドルーム電圧を確立す
る。
おけるコモンモード電流を減少させる。 【解決手段】 2つの接合型トランジスタ又はMOSF
ETトランジスタを線形に駆動して接地線からのコモン
モード電流をトランジスタを介して分流する緩衝増幅器
を含む能動フィルタを用いる。上記トランジスタは正及
び負の直流バスの間に接続され、直流バスは交流モータ
を駆動するPWMインバータに直流電力を供給し、交流
モータはその接地されたフレーム内でコモンモード接地
電流を発生させる。変流器はコモンモード電流をモニタ
し、その出力は緩衝増幅器の入力に接続されて、トラン
ジスタを制御する。増幅器のための内部電源は、2つの
電流源と、直流バス導体の間に接続された2つのツェナ
ーダイオードとの間のノードに形成される。ヘッドルー
ム電圧制御回路は、あらゆる交流電圧入力条件の下で各
トランジスタに対する十分なヘッドルーム電圧を確立す
る。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は電気回路のためのフ
ィルタに関し、特に、スイッチモード電源におけるコモ
ンモード電流を低減する、又は流れる方向を変更するた
めの能動フィルタ、詳しくはPWMモータ駆動回路にお
けるコモンモード電流及びEMIを低減するための能動
フィルタに関する。
ィルタに関し、特に、スイッチモード電源におけるコモ
ンモード電流を低減する、又は流れる方向を変更するた
めの能動フィルタ、詳しくはPWMモータ駆動回路にお
けるコモンモード電流及びEMIを低減するための能動
フィルタに関する。
【0002】
【従来の技術】バイポーラトランジスタ、MOSFET
及びIGBTのような高速スイッチングデバイスは、電
圧源PWMインバータのための増大された搬送波周波数
を可能にし、よってはるかに良好な動作特性をもたらし
ている。しかしながら、高速スイッチングは、電圧及び
/又は電流の高速の変化に起因する次のような重大な問
題を発生させる。 a)モータ内部の浮遊キャパシタを介して、及び長いケ
ーブルを介して大地に逃げる接地電流。 b)導通され、放射されたEMI。 c)モータのベアリングの電流と、シャフトの電圧。 d)モータ及び変成器の絶縁寿命の短縮。
及びIGBTのような高速スイッチングデバイスは、電
圧源PWMインバータのための増大された搬送波周波数
を可能にし、よってはるかに良好な動作特性をもたらし
ている。しかしながら、高速スイッチングは、電圧及び
/又は電流の高速の変化に起因する次のような重大な問
題を発生させる。 a)モータ内部の浮遊キャパシタを介して、及び長いケ
ーブルを介して大地に逃げる接地電流。 b)導通され、放射されたEMI。 c)モータのベアリングの電流と、シャフトの電圧。 d)モータ及び変成器の絶縁寿命の短縮。
【0003】例えば交流モータのような負荷の内部に、
スイッチング変換器の内部と同様に寄生的な浮遊容量が
不可避的に存在するので、(複数の)スイッチングデバ
イスが状態を変えるとき、高速スイッチングに起因する
電圧及び/又は電流の変化は、高周波で発振するコモン
モード及びノーマルモード電流を発生させる。従って、
インバータのスイッチングイベントが発生する毎に、対
応するインバータ出力端子の電位は大地に対して急速に
変動し、コモンモード電流のパルスは、ヒートシンクの
モータケーブル及びモータ巻線の大地に対する容量を介
し、インバータへの直流リンクにおいて流れる。B級
(住宅用)モータ駆動装置のこの電流パルスの振幅は典
型的には数百ミリアンペア乃至数アンペアであり、パル
ス幅は典型的には250乃至500nsである。A級駆
動装置(産業用)の場合、かつモータのサイズ及びモー
タケーブルの長さに依存して、パルス電流の振幅は、典
型的には、パルス幅250ns乃至500nsを有する
数アンペアから、パルス幅1乃至2マイクロ秒を有する
20アンペア以上までに至る。
スイッチング変換器の内部と同様に寄生的な浮遊容量が
不可避的に存在するので、(複数の)スイッチングデバ
イスが状態を変えるとき、高速スイッチングに起因する
電圧及び/又は電流の変化は、高周波で発振するコモン
モード及びノーマルモード電流を発生させる。従って、
インバータのスイッチングイベントが発生する毎に、対
応するインバータ出力端子の電位は大地に対して急速に
変動し、コモンモード電流のパルスは、ヒートシンクの
モータケーブル及びモータ巻線の大地に対する容量を介
し、インバータへの直流リンクにおいて流れる。B級
(住宅用)モータ駆動装置のこの電流パルスの振幅は典
型的には数百ミリアンペア乃至数アンペアであり、パル
ス幅は典型的には250乃至500nsである。A級駆
動装置(産業用)の場合、かつモータのサイズ及びモー
タケーブルの長さに依存して、パルス電流の振幅は、典
型的には、パルス幅250ns乃至500nsを有する
数アンペアから、パルス幅1乃至2マイクロ秒を有する
20アンペア以上までに至る。
【0004】コモンモードの発振電流は、変換器のスイ
ッチング周波数から数十MHzまでの周波数スペクトル
の範囲を持つことができるが、これは磁場を生成し、放
射される電磁妨害(EMI)を終始発生させ、従って、
無線受信機、医療機器などのような電子装置に悪影響を
及ぼす。
ッチング周波数から数十MHzまでの周波数スペクトル
の範囲を持つことができるが、これは磁場を生成し、放
射される電磁妨害(EMI)を終始発生させ、従って、
無線受信機、医療機器などのような電子装置に悪影響を
及ぼす。
【0005】所定のモータのアプリケーションにおい
て、許容ライン電流のEMIの程度と許容接地電流の程
度とに対して政府による多くの規制が適用される。従っ
て、B級の住宅用(電気機器)用途では、接地電流は、
0から30kHzまでの周波数の範囲で(対数曲線に沿
って)それぞれ1から20mAまでより低く保持されな
ければならず、導通されたライン電流のEMIは、15
0kHz乃至300MHzの周波数の範囲で指定された
値より低い値(約60dBμV未満)に保持されなけれ
ばならない。A級産業用の用途として指定されたモータ
駆動装置の用途の場合、接地電流に対する規制はさほど
厳しいものではないが、それでもライン電流のEMIは
150kHz乃至30MHzの範囲に制限されている。
て、許容ライン電流のEMIの程度と許容接地電流の程
度とに対して政府による多くの規制が適用される。従っ
て、B級の住宅用(電気機器)用途では、接地電流は、
0から30kHzまでの周波数の範囲で(対数曲線に沿
って)それぞれ1から20mAまでより低く保持されな
ければならず、導通されたライン電流のEMIは、15
0kHz乃至300MHzの周波数の範囲で指定された
値より低い値(約60dBμV未満)に保持されなけれ
ばならない。A級産業用の用途として指定されたモータ
駆動装置の用途の場合、接地電流に対する規制はさほど
厳しいものではないが、それでもライン電流のEMIは
150kHz乃至30MHzの範囲に制限されている。
【0006】概して、受動素子に基づくコモンモードの
チョークとEMIフィルタは、これらの問題を完全に解
決することができない。入力交流ラインにおけるコモン
モードのインダクタと複数の“Y”キャパシタからなる
受動フィルタが、こうしたモータ駆動回路におけるコモ
ンモード電流をろ波するために用いられた。受動的なコ
モンモードフィルタは、使用可能なPWM周波数に制限
をおく場合があり、物理的にも大型で(多くの場合、モ
ータ駆動構造の容積の大部分)かつ高価である。さら
に、それらは所望のろ波作用に逆らう望ましくない共振
を示すので、それらは機能的に不完全である。また、汎
用の産業用駆動装置では、駆動回路とモータが100メ
ートルに至る長さの、又はそれよりも長いケーブルによ
って接続されていることが多い。ケーブルが長いほど、
モータケーブルにおいて、導通されるコモンモードEM
Iは大きくなり、従来型の受動的なコモンモード入力フ
ィルタの必要とされるサイズも大きくなる。
チョークとEMIフィルタは、これらの問題を完全に解
決することができない。入力交流ラインにおけるコモン
モードのインダクタと複数の“Y”キャパシタからなる
受動フィルタが、こうしたモータ駆動回路におけるコモ
ンモード電流をろ波するために用いられた。受動的なコ
モンモードフィルタは、使用可能なPWM周波数に制限
をおく場合があり、物理的にも大型で(多くの場合、モ
ータ駆動構造の容積の大部分)かつ高価である。さら
に、それらは所望のろ波作用に逆らう望ましくない共振
を示すので、それらは機能的に不完全である。また、汎
用の産業用駆動装置では、駆動回路とモータが100メ
ートルに至る長さの、又はそれよりも長いケーブルによ
って接続されていることが多い。ケーブルが長いほど、
モータケーブルにおいて、導通されるコモンモードEM
Iは大きくなり、従来型の受動的なコモンモード入力フ
ィルタの必要とされるサイズも大きくなる。
【0007】抵抗によって短絡された付加的な巻線を有
するコモンモード変成器は、発振する接地電流を減衰で
きることが知られている。残念ながら、この回路には少
量の非周期的な接地電流がなお残存する。
するコモンモード変成器は、発振する接地電流を減衰で
きることが知られている。残念ながら、この回路には少
量の非周期的な接地電流がなお残存する。
【0008】パルス幅変調された(PWM)制御された
モータ駆動回路におけるコモンモード電流を制御するた
めの能動フィルタは公知である。こうした装置は、典型
的に、Satoshi Ogasawara et al., "Active Circuit fo
r Cancellation of Common-Mode Voltage Generated by
PWM Inverter", IEEE Transactions on Power Electro
nics, 第12巻第5号(1998年9月)、及びOgasaw
ara et al.に対して発行された米国特許第5,831,
842号の明細書に記述されている。
モータ駆動回路におけるコモンモード電流を制御するた
めの能動フィルタは公知である。こうした装置は、典型
的に、Satoshi Ogasawara et al., "Active Circuit fo
r Cancellation of Common-Mode Voltage Generated by
PWM Inverter", IEEE Transactions on Power Electro
nics, 第12巻第5号(1998年9月)、及びOgasaw
ara et al.に対して発行された米国特許第5,831,
842号の明細書に記述されている。
【0009】図1は、交流モータのための典型的な従来
技術の能動フィルタ回路又はEMI及びノイズのキャン
セラを示している。従って図1において、入力端子L及
び中性点端子を備える交流電源が全波ブリッジ接続され
た整流器40の交流入力端子に接続されている。単相電
源が示されているが、説明されているこの図面及びすべ
ての図面における原理は、3相又は多相の入力を用いて
実行することができる。整流器40の正のバス及び負の
バスは、それぞれ点A及びDを含み、インバータ端子B
及びFで、3相ブリッジ接続され、かつPWM制御され
たインバータ41に接続されている。上記インバータの
複数の出力交流端子は、交流モータ42に接続されてい
る。フィルタキャパシタ40aもまた、端子BとFの間
に接続されている。モータ42は、接地端子43aを有
する接地線43に接続された、接地されたハウジングを
有する。
技術の能動フィルタ回路又はEMI及びノイズのキャン
セラを示している。従って図1において、入力端子L及
び中性点端子を備える交流電源が全波ブリッジ接続され
た整流器40の交流入力端子に接続されている。単相電
源が示されているが、説明されているこの図面及びすべ
ての図面における原理は、3相又は多相の入力を用いて
実行することができる。整流器40の正のバス及び負の
バスは、それぞれ点A及びDを含み、インバータ端子B
及びFで、3相ブリッジ接続され、かつPWM制御され
たインバータ41に接続されている。上記インバータの
複数の出力交流端子は、交流モータ42に接続されてい
る。フィルタキャパシタ40aもまた、端子BとFの間
に接続されている。モータ42は、接地端子43aを有
する接地線43に接続された、接地されたハウジングを
有する。
【0010】能動フィルタは、整流器40の直流出力線
の間に接続されたトランジスタの対Q1及びQ2から構
成され、上記トランジスタQ1及びQ2のエミッタはノ
ードEで接続されている。これらは、整流器40の正及
び負の出力バスに接続された入力巻線45及び46を有
する差動変成器の出力巻線44によって制御される増幅
器を画成している。巻線の極性は、従来のドットシンボ
ルで示されている。巻線44は、トランジスタQ1及び
Q2の各制御端子と共通のエミッタノードEとの間に接
続されている。直流分離キャパシタ47は、ノードCで
接地線43に接続されている。
の間に接続されたトランジスタの対Q1及びQ2から構
成され、上記トランジスタQ1及びQ2のエミッタはノ
ードEで接続されている。これらは、整流器40の正及
び負の出力バスに接続された入力巻線45及び46を有
する差動変成器の出力巻線44によって制御される増幅
器を画成している。巻線の極性は、従来のドットシンボ
ルで示されている。巻線44は、トランジスタQ1及び
Q2の各制御端子と共通のエミッタノードEとの間に接
続されている。直流分離キャパシタ47は、ノードCで
接地線43に接続されている。
【0011】キャパシタ47を含む能動フィルタは、そ
うでないならばL又はN,A,B,M(モータ42),
43,43a次いでL又はNへと戻る経路(もしくは極
性が逆転したときには逆の経路)、或いはL又はN,
D,F,M,43,43aの経路(もしくは極性が逆転
したときには逆の経路)で流れることがある大部分のコ
モンモード電流の流れをそらすための経路を画成する。
従って、大部分のコモンモード電流は、トランジスタQ
1及びQ2の適正な制御によって、正の端子Aからの電
流に対して、「正の電流」であれば経路B,M,C,
E,Q2,F,Bへ、「負」の電流であればB,M,
C,E,Q1,Bのパターンへと流れをそらすことがで
きる。負の端子Dに流れるコモンモード電流のための経
路は、「正」の電流であれば経路F,M,C,E,
Q2,Fを、「負」の電流であれば経路F,M,C,
E,Q1,Bをたどる。分流の程度は、「正の電流」の
場合は巻線44の電流利得とQ2の電流利得に依存し、
「負」の電流の場合は巻線44の電流利得とQ1の電流
利得に依存する。十分な分流度のコモンモード電流を取
得するためには、巻線44及びトランジスタQ1及びQ
2全体の電流利得が高くなければならない。
うでないならばL又はN,A,B,M(モータ42),
43,43a次いでL又はNへと戻る経路(もしくは極
性が逆転したときには逆の経路)、或いはL又はN,
D,F,M,43,43aの経路(もしくは極性が逆転
したときには逆の経路)で流れることがある大部分のコ
モンモード電流の流れをそらすための経路を画成する。
従って、大部分のコモンモード電流は、トランジスタQ
1及びQ2の適正な制御によって、正の端子Aからの電
流に対して、「正の電流」であれば経路B,M,C,
E,Q2,F,Bへ、「負」の電流であればB,M,
C,E,Q1,Bのパターンへと流れをそらすことがで
きる。負の端子Dに流れるコモンモード電流のための経
路は、「正」の電流であれば経路F,M,C,E,
Q2,Fを、「負」の電流であれば経路F,M,C,
E,Q1,Bをたどる。分流の程度は、「正の電流」の
場合は巻線44の電流利得とQ2の電流利得に依存し、
「負」の電流の場合は巻線44の電流利得とQ1の電流
利得に依存する。十分な分流度のコモンモード電流を取
得するためには、巻線44及びトランジスタQ1及びQ
2全体の電流利得が高くなければならない。
【0012】
【発明が解決しようとする課題】図1の検出用変成器4
4,45,46は、十分に高い電流利得を提供するため
に大型かつ高価になっている。回路の動作を危険にさら
すことなくこの変成器のサイズ及びコストを低減するこ
とは、極めて望ましいことであろう。別の問題点は、高
い利得が必要とされるために、この閉ループ回路が望ま
しくない発振を発生する傾向を持つということである。
4,45,46は、十分に高い電流利得を提供するため
に大型かつ高価になっている。回路の動作を危険にさら
すことなくこの変成器のサイズ及びコストを低減するこ
とは、極めて望ましいことであろう。別の問題点は、高
い利得が必要とされるために、この閉ループ回路が望ま
しくない発振を発生する傾向を持つということである。
【0013】さらに、トランジスタQ1及びQ2は、回
路によって画成された「ヘッドルーム」内の十分に広い
範囲にわたるその線形領域では動作することができず、
よって能動フィルタリング作用が無効にされる場合のあ
ることが発見されている。ヘッドルーム、又はトランジ
スタQ1及びQ2のコレクタとエミッタの間の電圧は、
Cにおける接地電位が図1の中性点のラインの接地電位
と同様である図2に示されるような、図1とほぼ等価な
回路を考察することによって最も良く理解される。トラ
ンジスタQ1及びQ2は、ダイオードがそれぞれ並列に
接続された抵抗R1及びR2としてそれぞれ図示されて
いる。直流ブリッジ40は、それぞれがVDC/2の出
力電圧を発生させる2つの直流電源50及び51と、V
DC/2のピーク交流電圧を有する交流電源52として
図示されている。ここで、VDCは、端子A及びDにお
ける正のバスと負のバスの間の全出力電圧である。
路によって画成された「ヘッドルーム」内の十分に広い
範囲にわたるその線形領域では動作することができず、
よって能動フィルタリング作用が無効にされる場合のあ
ることが発見されている。ヘッドルーム、又はトランジ
スタQ1及びQ2のコレクタとエミッタの間の電圧は、
Cにおける接地電位が図1の中性点のラインの接地電位
と同様である図2に示されるような、図1とほぼ等価な
回路を考察することによって最も良く理解される。トラ
ンジスタQ1及びQ2は、ダイオードがそれぞれ並列に
接続された抵抗R1及びR2としてそれぞれ図示されて
いる。直流ブリッジ40は、それぞれがVDC/2の出
力電圧を発生させる2つの直流電源50及び51と、V
DC/2のピーク交流電圧を有する交流電源52として
図示されている。ここで、VDCは、端子A及びDにお
ける正のバスと負のバスの間の全出力電圧である。
【0014】図2からは、ヘッドルームが電源52のサ
イクルの異なる部分において消滅する場合のあることが
分かる。従って、トランジスタQ1及びQ2の漏れイン
ピーダンスが同一である第1の状況を考察する。この場
合は、図2の抵抗R1及びR 2の値がほぼ等しい。ここ
では、端子Cにおける接地電位は図2のノード53にお
ける直流中間点に対して(+)VDC/2と(−)V
DC/2との間で変化するため、キャパシタ47のイン
ピーダンスがR1及びR2よりも格段に小さいと仮定さ
れていれば、トランジスタQ1及びQ2のエミッタにお
ける電位もまた(+)VDC/2と(−)VDC/2と
の間で変化する。ゆえに、ノードEでの電位が直流バス
の(点B又はFにおける)電位に近いか、又は等しい期
間の間は、関連するトランジスタQ1及びQ2が線形増
幅器として動作するには不十分な電圧ヘッドルームが存
在し、能動フィルタリング作用は失われる。
イクルの異なる部分において消滅する場合のあることが
分かる。従って、トランジスタQ1及びQ2の漏れイン
ピーダンスが同一である第1の状況を考察する。この場
合は、図2の抵抗R1及びR 2の値がほぼ等しい。ここ
では、端子Cにおける接地電位は図2のノード53にお
ける直流中間点に対して(+)VDC/2と(−)V
DC/2との間で変化するため、キャパシタ47のイン
ピーダンスがR1及びR2よりも格段に小さいと仮定さ
れていれば、トランジスタQ1及びQ2のエミッタにお
ける電位もまた(+)VDC/2と(−)VDC/2と
の間で変化する。ゆえに、ノードEでの電位が直流バス
の(点B又はFにおける)電位に近いか、又は等しい期
間の間は、関連するトランジスタQ1及びQ2が線形増
幅器として動作するには不十分な電圧ヘッドルームが存
在し、能動フィルタリング作用は失われる。
【0015】次に、Cにおける接地電位が図1の中性点
入力ラインNのそれと同様であり、トランジスタQ2の
漏れ電流がトランジスタQ1のそれより格段に高い状況
を考察する。後者は、図2において、R2がR1よりは
るかに小さいという条件によって表される。次いでこれ
は、Eにおける電位を(Fにおける)負の直流バスに向
けてバイアスを印加する。ゆえに、Eにおける電位は、
各入力サイクルの有意な部分に対する負のバス電位に存
在している。この期間の間、トランジスタQ2は線形増
幅器として機能できず、能動フィルタリング作用は失わ
れる。
入力ラインNのそれと同様であり、トランジスタQ2の
漏れ電流がトランジスタQ1のそれより格段に高い状況
を考察する。後者は、図2において、R2がR1よりは
るかに小さいという条件によって表される。次いでこれ
は、Eにおける電位を(Fにおける)負の直流バスに向
けてバイアスを印加する。ゆえに、Eにおける電位は、
各入力サイクルの有意な部分に対する負のバス電位に存
在している。この期間の間、トランジスタQ2は線形増
幅器として機能できず、能動フィルタリング作用は失わ
れる。
【0016】次に、接地がNにあり、トランジスタQ1
の抵抗がトランジスタQ2のそれよりはるかに小さい、
すなわちR1がR2よりはるかに小さい状況を考察す
る。この場合は、点Eが正の直流バス(点B)に向けて
バイアスがかけられるため、各入力サイクルのある有効
部分では、トランジスタQ1は線形増幅器として動作す
ることができない。
の抵抗がトランジスタQ2のそれよりはるかに小さい、
すなわちR1がR2よりはるかに小さい状況を考察す
る。この場合は、点Eが正の直流バス(点B)に向けて
バイアスがかけられるため、各入力サイクルのある有効
部分では、トランジスタQ1は線形増幅器として動作す
ることができない。
【0017】最後に、電源変成器の接地された中性点が
モータ駆動装置自体の接地接続から電気的に遠く隔たっ
ている場合に発生するような、図1の接地線43と中性
点Nの間に小さい交流電位(図2において点線で示され
た交流電源52a)が存在する状況を考察する。この場
合、接地電位は+(dV+VDC/2)と−(dV+V
DC/2)との間を変化する。ここで、dVは図2にお
ける電源52aの電圧の波形のピークである。トランジ
スタQ1及びQ2の漏れ特性がほぼ等しいならば、Eに
おける電位は正のバスよりも上にdVだけ、及び負の直
流バスよりも下に(−)dVだけ変化しようとする。こ
れらの期間の間、Eにおける電圧は、トランジスタQ1
及びQ2の低インピーダンスの逆方向特性によってバス
電圧にクランプされる。従って、これらの期間中に、ト
ランジスタが動作する電圧ヘッドルームは存在しない。
モータ駆動装置自体の接地接続から電気的に遠く隔たっ
ている場合に発生するような、図1の接地線43と中性
点Nの間に小さい交流電位(図2において点線で示され
た交流電源52a)が存在する状況を考察する。この場
合、接地電位は+(dV+VDC/2)と−(dV+V
DC/2)との間を変化する。ここで、dVは図2にお
ける電源52aの電圧の波形のピークである。トランジ
スタQ1及びQ2の漏れ特性がほぼ等しいならば、Eに
おける電位は正のバスよりも上にdVだけ、及び負の直
流バスよりも下に(−)dVだけ変化しようとする。こ
れらの期間の間、Eにおける電圧は、トランジスタQ1
及びQ2の低インピーダンスの逆方向特性によってバス
電圧にクランプされる。従って、これらの期間中に、ト
ランジスタが動作する電圧ヘッドルームは存在しない。
【0018】上述の条件の下でトランジスタQ1及びQ
2のための十分なヘッドルームを供給し、かつヘッドル
ーム電圧を所定の最低レベルにクランプするための、も
しくは点Eにおける平均電圧を直流中間点電位に調整す
るための回路を提供することが非常に望ましい。
2のための十分なヘッドルームを供給し、かつヘッドル
ーム電圧を所定の最低レベルにクランプするための、も
しくは点Eにおける平均電圧を直流中間点電位に調整す
るための回路を提供することが非常に望ましい。
【0019】図1に図示されたような従来技術に係る能
動フィルタは、常に、全直流バス電圧にわたって接続さ
れる。これは、トランジスタQ1及びQ2の十分に高い
電圧定格を必要とし、能動フィルタ素子において比較的
高い電力損失をもたらす。ゆえに、能動フィルタを、可
能ならば能動フィルタの性能を低下させることなく、よ
り低い電圧で動作させることが望ましい。
動フィルタは、常に、全直流バス電圧にわたって接続さ
れる。これは、トランジスタQ1及びQ2の十分に高い
電圧定格を必要とし、能動フィルタ素子において比較的
高い電力損失をもたらす。ゆえに、能動フィルタを、可
能ならば能動フィルタの性能を低下させることなく、よ
り低い電圧で動作させることが望ましい。
【0020】
【課題を解決するための手段】本発明の第1の態様によ
れば、演算増幅器が、電流検出変成器とトランジスタQ
1及びQ2との間でバッファ/増幅器として使用されて
いる。これは、回路の動作に影響を与えることなく、コ
モンモード変成器の大幅なサイズ縮小を可能にする。
れば、演算増幅器が、電流検出変成器とトランジスタQ
1及びQ2との間でバッファ/増幅器として使用されて
いる。これは、回路の動作に影響を与えることなく、コ
モンモード変成器の大幅なサイズ縮小を可能にする。
【0021】本発明の別の態様によれば、さらに図1の
トランジスタQ1及びQ2に対する十分なヘッドルーム
を確立するために、1対の直列に接続された平衡用抵抗
がトランジスタQ1及びQ2の各1つずつと並列に接続
されている。これらの新規な抵抗は、トランジスタQ1
及びQ2のために十分な電圧ヘッドルームを常に保持す
ることを確立する値を有する。これは、トランジスタQ
1及びQ2に可能な最大の漏れ電流よりもはるかに高い
電流の流れを可能にする。
トランジスタQ1及びQ2に対する十分なヘッドルーム
を確立するために、1対の直列に接続された平衡用抵抗
がトランジスタQ1及びQ2の各1つずつと並列に接続
されている。これらの新規な抵抗は、トランジスタQ1
及びQ2のために十分な電圧ヘッドルームを常に保持す
ることを確立する値を有する。これは、トランジスタQ
1及びQ2に可能な最大の漏れ電流よりもはるかに高い
電流の流れを可能にする。
【0022】それに代わって、トランジスタQ1及びQ
2の電圧ヘッドルームのための能動クランプを用いて、
実質的により少ない電力損失を有すると同時に、トラン
ジスタQ1及びQ2のために十分なヘッドルームを保持
する別の新規な回路が提供される。この回路において、
トランジスタのそれぞれに印加される瞬間の電圧が検出
され、各基準と比較される。ヘッドルーム電圧が基準を
下回れば、フィードバック誤差が増幅器にフィードバッ
クされ、増幅器は必要なヘッドルームを保持するように
トランジスタQ1及びQ2を駆動する。この新規な回路
は、電圧ヘッドルームの保持に必要な電力損失を実質的
に低減させ、かつ直流分離キャパシタ47を通じてライ
ン周波数における接地電流の大きさを低減させる。
2の電圧ヘッドルームのための能動クランプを用いて、
実質的により少ない電力損失を有すると同時に、トラン
ジスタQ1及びQ2のために十分なヘッドルームを保持
する別の新規な回路が提供される。この回路において、
トランジスタのそれぞれに印加される瞬間の電圧が検出
され、各基準と比較される。ヘッドルーム電圧が基準を
下回れば、フィードバック誤差が増幅器にフィードバッ
クされ、増幅器は必要なヘッドルームを保持するように
トランジスタQ1及びQ2を駆動する。この新規な回路
は、電圧ヘッドルームの保持に必要な電力損失を実質的
に低減させ、かつ直流分離キャパシタ47を通じてライ
ン周波数における接地電流の大きさを低減させる。
【0023】本発明のさらに別の態様によれば、ヘッド
ルーム電圧の制御は、直流バス電圧の2分の1に等しい
基準電圧を使用して実行される。次いで、エミッタノー
ドEにおける電圧がこの基準と比較され、トランジスタ
Q1及びQ2は、Eにおける平均電圧を直流中間点電圧
に調整する能動レギュレーション機構によって制御され
る。
ルーム電圧の制御は、直流バス電圧の2分の1に等しい
基準電圧を使用して実行される。次いで、エミッタノー
ドEにおける電圧がこの基準と比較され、トランジスタ
Q1及びQ2は、Eにおける平均電圧を直流中間点電圧
に調整する能動レギュレーション機構によって制御され
る。
【0024】上述の諸回路では、使用される増幅器は、
動作させるか、制御するか又は電圧にバイアスを印加す
る電源を必要とする。新規な浮動電源が提供され、上記
浮動電源は、その電力を直流バス電圧から得て、すべて
の出力制御電圧が正及び負のバス電圧内で動的に変動す
ることを可能にする。これは、それぞれ正及び負のバス
に接続され、かつ複数のツェナー基準ダイオードを介し
て互いに接続された個別の電流源回路を提供することに
よって達成される。電流源と複数のダイオードとの間の
ノード、及びダイオード間のノードは、2つの制御電圧
と共通の電圧基準のための出力を形成し、上記出力はす
べてバス電圧によって動的に変化する。
動作させるか、制御するか又は電圧にバイアスを印加す
る電源を必要とする。新規な浮動電源が提供され、上記
浮動電源は、その電力を直流バス電圧から得て、すべて
の出力制御電圧が正及び負のバス電圧内で動的に変動す
ることを可能にする。これは、それぞれ正及び負のバス
に接続され、かつ複数のツェナー基準ダイオードを介し
て互いに接続された個別の電流源回路を提供することに
よって達成される。電流源と複数のダイオードとの間の
ノード、及びダイオード間のノードは、2つの制御電圧
と共通の電圧基準のための出力を形成し、上記出力はす
べてバス電圧によって動的に変化する。
【0025】本発明のさらに別の実施形態では、能動フ
ィルタに印加される動作電圧は、全バス電圧より低い別
個の「フィルタバス」電圧を電源にしている。その他の
点では、能動フィルタは全バス電圧から駆動される回路
と全く同様に作用する。この新規な回路は、能動フィル
タ素子における電力損失を低減させ、トランジスタQ 1
及びQ2の電圧定格を低下させる。
ィルタに印加される動作電圧は、全バス電圧より低い別
個の「フィルタバス」電圧を電源にしている。その他の
点では、能動フィルタは全バス電圧から駆動される回路
と全く同様に作用する。この新規な回路は、能動フィル
タ素子における電力損失を低減させ、トランジスタQ 1
及びQ2の電圧定格を低下させる。
【0026】本発明のさらに重要な態様によれば、選択
された能動フィルタ素子は単一のシリコンチップに集積
化され、能動フィルタの主要な素子を含みかつ様々な入
力及びバス接続を受けるための適当なピン出力を有する
能動フィルタICチップが画成されている。
された能動フィルタ素子は単一のシリコンチップに集積
化され、能動フィルタの主要な素子を含みかつ様々な入
力及びバス接続を受けるための適当なピン出力を有する
能動フィルタICチップが画成されている。
【0027】また、非常に小型なトロイダル変流器をコ
モンモードセンサとして使用することを可能にする新規
なアーキテクチャも提供されている。高利得を必要とす
る図1のアーキテクチャとは異なり、この新規なアーキ
テクチャは利得1のみを必要とし、従って上述の望まし
くない発振の問題が回避される。また本アーキテクチャ
は、増幅器の伝達特性の改良された線形化と、より広い
帯域幅と、改良された耐久性とのために、バイポーラの
代わりにMOSFETトランジスタによって実装されて
もよい。
モンモードセンサとして使用することを可能にする新規
なアーキテクチャも提供されている。高利得を必要とす
る図1のアーキテクチャとは異なり、この新規なアーキ
テクチャは利得1のみを必要とし、従って上述の望まし
くない発振の問題が回避される。また本アーキテクチャ
は、増幅器の伝達特性の改良された線形化と、より広い
帯域幅と、改良された耐久性とのために、バイポーラの
代わりにMOSFETトランジスタによって実装されて
もよい。
【0028】
【発明の実施の形態】図3は、図1の回路の改良例を示
している。ここで、同じ参照番号は、本願明細書を通じ
て一定の同じ構成要素を示している。図3はさらに、P
WMインバータ41の複数のIGBT(又はMOSFE
T)を支持するヒートシンク49を図式的な方法で示し
ている。ヒートシンク49は、モータ42のハウジング
と同様に接地線43に接続されている。しかしながら、
図3には、能動フィルタの機能の動作に影響を与えるこ
となく変成器44,45及び46のサイズの実質的な低
減を可能にする新規な改良が加えられている。従って、
図3では、コモンモード電流検出変成器44,45及び
46の2次側とトランジスタQ1及びQ2との間でバッ
ファ/増幅器として作用するために、演算増幅器70が
回路に追加されている。これは、変成器44,45及び
46のサイズ及びコストを大幅に低減することを可能に
する。
している。ここで、同じ参照番号は、本願明細書を通じ
て一定の同じ構成要素を示している。図3はさらに、P
WMインバータ41の複数のIGBT(又はMOSFE
T)を支持するヒートシンク49を図式的な方法で示し
ている。ヒートシンク49は、モータ42のハウジング
と同様に接地線43に接続されている。しかしながら、
図3には、能動フィルタの機能の動作に影響を与えるこ
となく変成器44,45及び46のサイズの実質的な低
減を可能にする新規な改良が加えられている。従って、
図3では、コモンモード電流検出変成器44,45及び
46の2次側とトランジスタQ1及びQ2との間でバッ
ファ/増幅器として作用するために、演算増幅器70が
回路に追加されている。これは、変成器44,45及び
46のサイズ及びコストを大幅に低減することを可能に
する。
【0029】コモンモード変成器の1次巻線45及び4
6は、図3では整流器40の出力側に示されているが、
それらは図4に示されるように交流入力ラインに設けて
もよく、所望されるならば、図5に示されるように単一
の1次巻線71を接地端子と直列に接続することもでき
る。すべての場合において、2次巻線44は、コモンモ
ード電流に関連する信号を伝送するか、又はそうでない
ときは発生させる、1つ又はそれより多くの1次巻線と
簡単に結合される。
6は、図3では整流器40の出力側に示されているが、
それらは図4に示されるように交流入力ラインに設けて
もよく、所望されるならば、図5に示されるように単一
の1次巻線71を接地端子と直列に接続することもでき
る。すべての場合において、2次巻線44は、コモンモ
ード電流に関連する信号を伝送するか、又はそうでない
ときは発生させる、1つ又はそれより多くの1次巻線と
簡単に結合される。
【0030】用いられる接続に関わらず、図3、図4及
び図5に示される新規な回路は、コモンモード電流の流
れの大部分を、分離キャパシタ47と、トランジスタQ
1及びQ2に分流し、43aに接続された外部の接地線
から遠方へとそらす。
び図5に示される新規な回路は、コモンモード電流の流
れの大部分を、分離キャパシタ47と、トランジスタQ
1及びQ2に分流し、43aに接続された外部の接地線
から遠方へとそらす。
【0031】図1、図3、図4及び図5の回路は、トラ
ンジスタQ1及びQ2が、それらが線形増幅器として動
作することを可能にするのに十分な電圧「ヘッドルー
ム」を常に有するならば、所望されたように動作する。
しかしながら、図2を参照して先に指摘したように、入
力電圧サイクルの所定の部分の間にこのヘッドルームが
消失する状況が存在する。本発明の他の態様によって、
また図6に示されるように、平衡用抵抗を使用する新規
な回路は、これらの条件下でも十分なヘッドルームを確
立する。従って、図6では、2つの抵抗85及び86が
それぞれトランジスタQ1及びQ2にわたって接続され
ている。ここで、図6には全回路は示されておらず、図
1、図3、図4及び図5におけるトランジスタQ1及び
Q2に対してそのような抵抗器が接続されるように意図
されていることを注意する。
ンジスタQ1及びQ2が、それらが線形増幅器として動
作することを可能にするのに十分な電圧「ヘッドルー
ム」を常に有するならば、所望されたように動作する。
しかしながら、図2を参照して先に指摘したように、入
力電圧サイクルの所定の部分の間にこのヘッドルームが
消失する状況が存在する。本発明の他の態様によって、
また図6に示されるように、平衡用抵抗を使用する新規
な回路は、これらの条件下でも十分なヘッドルームを確
立する。従って、図6では、2つの抵抗85及び86が
それぞれトランジスタQ1及びQ2にわたって接続され
ている。ここで、図6には全回路は示されておらず、図
1、図3、図4及び図5におけるトランジスタQ1及び
Q2に対してそのような抵抗器が接続されるように意図
されていることを注意する。
【0032】抵抗85及び86は、以下の条件を満足し
なければならない。1.それらの値は、ライン周波数に
おける電圧の交流成分であり、かつトランジスタQ1及
びQ2にわたって生成されるピーク値が、実質的にピー
ク直流バス電圧の2分の1より低いことを確立するため
に、キャパシタ47のリアクタンスと同じオーダーの大
きさでなければならない。例えばキャパシタ47は0.
01μFの典型的な値を有してもよく、ライン周波数に
おいて、抵抗85及び86はそれぞれ265kΩにな
る。2.抵抗85及び86は、その漏れ電流における差
を「浸水(swamp)」させて、両トランジスタに印加さ
れるほぼ等しい電圧のバランスを確立するために、トラ
ンジスタQ1及びQ2の最大可能漏れ電流より非常に高
い電流を伝送するようにサイズを決定されなければなら
ない。特定の実施例で、それぞれ0.5mAの最大漏れ
電流を有するトランジスタQ1及びQ2と、0.01μ
Fのキャパシタンスを有するキャパシタ47とを備えた
400ボルトの最大直流バス電圧を有する回路におい
て、半分のバス電圧、すなわち200ボルトで抵抗85
及び86を流れる電流は約2mAでなければならない。
従って、抵抗85及び86は約100kΩでなければな
らない。これは、上記基準1が要求する265kΩを下
回るので選択された値である。
なければならない。1.それらの値は、ライン周波数に
おける電圧の交流成分であり、かつトランジスタQ1及
びQ2にわたって生成されるピーク値が、実質的にピー
ク直流バス電圧の2分の1より低いことを確立するため
に、キャパシタ47のリアクタンスと同じオーダーの大
きさでなければならない。例えばキャパシタ47は0.
01μFの典型的な値を有してもよく、ライン周波数に
おいて、抵抗85及び86はそれぞれ265kΩにな
る。2.抵抗85及び86は、その漏れ電流における差
を「浸水(swamp)」させて、両トランジスタに印加さ
れるほぼ等しい電圧のバランスを確立するために、トラ
ンジスタQ1及びQ2の最大可能漏れ電流より非常に高
い電流を伝送するようにサイズを決定されなければなら
ない。特定の実施例で、それぞれ0.5mAの最大漏れ
電流を有するトランジスタQ1及びQ2と、0.01μ
Fのキャパシタンスを有するキャパシタ47とを備えた
400ボルトの最大直流バス電圧を有する回路におい
て、半分のバス電圧、すなわち200ボルトで抵抗85
及び86を流れる電流は約2mAでなければならない。
従って、抵抗85及び86は約100kΩでなければな
らない。これは、上記基準1が要求する265kΩを下
回るので選択された値である。
【0033】100kΩの抵抗における400ボルトの
バス電圧での電力損失は、約400mWである。約0.
5mAの接地電流のライン周波数成分は、抵抗85及び
86とキャパシタ47を通って流れる。
バス電圧での電力損失は、約400mWである。約0.
5mAの接地電流のライン周波数成分は、抵抗85及び
86とキャパシタ47を通って流れる。
【0034】後に議論するように、能動フィルタの制御
回路は集積回路に統合化することが望ましい。こうすれ
ば、電力損失は可能な限り低減されることになる。図7
は、抵抗を必要とせず、電力損失を約20mWにまで低
減させる、ヘッドルームを制御するための回路を示す。
図7の回路はまた、キャパシタ47を流れるライン周波
数接地電流を0.5mAから0.2mAに低減させる。
回路は集積回路に統合化することが望ましい。こうすれ
ば、電力損失は可能な限り低減されることになる。図7
は、抵抗を必要とせず、電力損失を約20mWにまで低
減させる、ヘッドルームを制御するための回路を示す。
図7の回路はまた、キャパシタ47を流れるライン周波
数接地電流を0.5mAから0.2mAに低減させる。
【0035】図7の回路の動作原理は、トランジスタQ
1及びQ2に対する電圧ヘッドルームを能動的にクラン
プすることにある。これは、トランジスタQ1及びQ2
のそれぞれに印加される瞬間の電圧を検出し、それを基
準と比較することによって行われる。ヘッドルームが基
準値を下回っているならば、誤差信号が発生されて増幅
器70にフィードバックされ、所望のヘッドルームを保
持するようにトランジスタQ1及びQ2のベースが駆動
される。従って、トランジスタQ1及びQ2はコモンモ
ード電流を伝送し、また、それらの必要なヘッドルーム
を保持するように少量の追加された電流成分を伝送す
る。トランジスタQ1及びQ2のそれぞれにおける電力
損失は、図6の各抵抗85及び86に対する400mV
と比較して、400Vのバス電圧において約20mWの
みである。
1及びQ2に対する電圧ヘッドルームを能動的にクラン
プすることにある。これは、トランジスタQ1及びQ2
のそれぞれに印加される瞬間の電圧を検出し、それを基
準と比較することによって行われる。ヘッドルームが基
準値を下回っているならば、誤差信号が発生されて増幅
器70にフィードバックされ、所望のヘッドルームを保
持するようにトランジスタQ1及びQ2のベースが駆動
される。従って、トランジスタQ1及びQ2はコモンモ
ード電流を伝送し、また、それらの必要なヘッドルーム
を保持するように少量の追加された電流成分を伝送す
る。トランジスタQ1及びQ2のそれぞれにおける電力
損失は、図6の各抵抗85及び86に対する400mV
と比較して、400Vのバス電圧において約20mWの
みである。
【0036】ここで図7を参照すると、加算回路90,
91及び92と、増幅器93及び94が図示されたよう
に追加されている。図7はまた、VDD及びVSSの入
力をそれぞれ演算増幅器70に供給するための電源とな
る直流電源95及び96を示す。加算回路90及び91
は、(+)直流バス及び(−)直流バスにそれぞれ接続
された1つの入力と、各トランジスタQ1及びQ2に対
するヘッドルーム基準電圧である基準電圧(−)ve及
び(+)veにそれぞれ接続されたもう1つの入力(そ
れぞれ端子97及び98)とを有する。90及び91の
デバイスの各加算された電圧ein及びe1 inは、加
算回路92の入力に印加される出力eo ut及びe1
outを有する演算増幅器93及び94にそれぞれ印加
される。特性出力eout及びe1 outの線形形状
は、この図面上では円形の挿入図に図示されている。回
路92の出力(誤差信号出力)は、高周波フィルタ99
を介して増幅器70の入力に接続されている。
91及び92と、増幅器93及び94が図示されたよう
に追加されている。図7はまた、VDD及びVSSの入
力をそれぞれ演算増幅器70に供給するための電源とな
る直流電源95及び96を示す。加算回路90及び91
は、(+)直流バス及び(−)直流バスにそれぞれ接続
された1つの入力と、各トランジスタQ1及びQ2に対
するヘッドルーム基準電圧である基準電圧(−)ve及
び(+)veにそれぞれ接続されたもう1つの入力(そ
れぞれ端子97及び98)とを有する。90及び91の
デバイスの各加算された電圧ein及びe1 inは、加
算回路92の入力に印加される出力eo ut及びe1
outを有する演算増幅器93及び94にそれぞれ印加
される。特性出力eout及びe1 outの線形形状
は、この図面上では円形の挿入図に図示されている。回
路92の出力(誤差信号出力)は、高周波フィルタ99
を介して増幅器70の入力に接続されている。
【0037】こうして増幅器70は誤差信号を増幅し、
増幅器93及び94はそれぞれ、トランジスタQ1及び
Q2に対するヘッドルーム電圧がその各基準電圧より下
がることを防止する。
増幅器93及び94はそれぞれ、トランジスタQ1及び
Q2に対するヘッドルーム電圧がその各基準電圧より下
がることを防止する。
【0038】より詳しくは、COMREFに対する+直
流バス(−ve)は負の基準電圧であり、これはCOM
に対する+直流バスの電圧に係る要求された値を設定す
る。この基準(−)veの値は、VDDによってトラン
ジスタQ1及びQ2のエミッタがCOMに対して瞬間的
に正になることがある最悪の事態の仮定に基づいて、ト
ランジスタQ1に対する所望のヘッドルームのクランピ
ングレベルをもたらすように設定される。従って、CO
M REFに対する+直流バスは、Q1に対する必要な
最小のヘッドルームと、それに加えてVDDとを表すよ
うに設定される。
流バス(−ve)は負の基準電圧であり、これはCOM
に対する+直流バスの電圧に係る要求された値を設定す
る。この基準(−)veの値は、VDDによってトラン
ジスタQ1及びQ2のエミッタがCOMに対して瞬間的
に正になることがある最悪の事態の仮定に基づいて、ト
ランジスタQ1に対する所望のヘッドルームのクランピ
ングレベルをもたらすように設定される。従って、CO
M REFに対する+直流バスは、Q1に対する必要な
最小のヘッドルームと、それに加えてVDDとを表すよ
うに設定される。
【0039】COM REFに対する+直流バス(−v
e)と、実際のCOMに対する+直流バスの電圧(+v
e)との差は、増幅器93の入力に供給される。増幅器
93の出力は、正の入力に対してはゼロであり、負の入
力電圧に対しては正である。COMに対する+直流バス
の電圧がCOM REFに対する+直流バスの絶対値よ
り大きいときは、einは正であり、増幅器93の出力
はゼロである。COMに対する+直流バスが、Q1に対
する必要な最小のヘッドルームとそれに加えてVDDと
を表すように設定されたCOM REFに対する+直流
バスの絶対値よりも小さくなるようなときは、einは
負となり、増幅器93の出力eoutは正になる。この
出力は、加算接続部92で反転され、次いでHFフィル
タ99を介して増幅器70に送られ、この増幅器の出力
に対して負の電圧でバイアスが印加される。その結果、
トランジスタQ2は、トランジスタQ1に印加される電
圧ヘッドルームが設定値に調整されるのにちょうど十分
なだけバイアスが印加される。
e)と、実際のCOMに対する+直流バスの電圧(+v
e)との差は、増幅器93の入力に供給される。増幅器
93の出力は、正の入力に対してはゼロであり、負の入
力電圧に対しては正である。COMに対する+直流バス
の電圧がCOM REFに対する+直流バスの絶対値よ
り大きいときは、einは正であり、増幅器93の出力
はゼロである。COMに対する+直流バスが、Q1に対
する必要な最小のヘッドルームとそれに加えてVDDと
を表すように設定されたCOM REFに対する+直流
バスの絶対値よりも小さくなるようなときは、einは
負となり、増幅器93の出力eoutは正になる。この
出力は、加算接続部92で反転され、次いでHFフィル
タ99を介して増幅器70に送られ、この増幅器の出力
に対して負の電圧でバイアスが印加される。その結果、
トランジスタQ2は、トランジスタQ1に印加される電
圧ヘッドルームが設定値に調整されるのにちょうど十分
なだけバイアスが印加される。
【0040】COM REFに対する(−)直流バス
は、端子98における設定された正の基準電圧である。
この基準に係る要求された値は、トランジスタQ2のた
めに必要な最小のヘッドルームと、それに加えてVSS
の絶対値とを表す。
は、端子98における設定された正の基準電圧である。
この基準に係る要求された値は、トランジスタQ2のた
めに必要な最小のヘッドルームと、それに加えてVSS
の絶対値とを表す。
【0041】COM REFに対する(−)直流バス
(+ve)と、COMに対する−直流バスの電圧(−v
e)との差は、増幅器94の入力に供給される。増幅器
94の出力は、負の入力に対してはゼロであり、正の入
力電圧に対しては負である。COMに対する−直流バス
の電圧の絶対値が、COM REFに対する(−)直流
バスより大きいときは、e1 inは負であり、A3の出
力はゼロである。COMに対する(−)直流バスの電圧
の絶対値が、COM REFに対する(−)直流バスよ
り小さくなるようなときは、e1 inは正となり、増幅
器94の出力e1 outは負になる。この出力は、加算
接続部92で反転され、次いでHFフィルタ99を介し
て増幅器70の入力に送られ、この増幅器の出力に対し
て正の電圧でバイアスが印加される。その結果、トラン
ジスタQ1は、トランジスタQ2に印加される電圧ヘッ
ドルームが設定値に調整されるのにちょうど十分なだけ
バイアスが印加される。
(+ve)と、COMに対する−直流バスの電圧(−v
e)との差は、増幅器94の入力に供給される。増幅器
94の出力は、負の入力に対してはゼロであり、正の入
力電圧に対しては負である。COMに対する−直流バス
の電圧の絶対値が、COM REFに対する(−)直流
バスより大きいときは、e1 inは負であり、A3の出
力はゼロである。COMに対する(−)直流バスの電圧
の絶対値が、COM REFに対する(−)直流バスよ
り小さくなるようなときは、e1 inは正となり、増幅
器94の出力e1 outは負になる。この出力は、加算
接続部92で反転され、次いでHFフィルタ99を介し
て増幅器70の入力に送られ、この増幅器の出力に対し
て正の電圧でバイアスが印加される。その結果、トラン
ジスタQ1は、トランジスタQ2に印加される電圧ヘッ
ドルームが設定値に調整されるのにちょうど十分なだけ
バイアスが印加される。
【0042】HFフィルタ99は、CFILT47を流
れるインバータ/モータのコモンモード電流によって発
生する誤差信号から高周波成分を除去する。従って、こ
の閉ループのレギュレータは、そうでないならばライン
周波数で発生するようなEにおける電位の誤差を補正す
るが、本質的には、インバータのスイッチングイベント
に起因する、より高速の瞬間的な偏移の補正を試みるこ
とはない。
れるインバータ/モータのコモンモード電流によって発
生する誤差信号から高周波成分を除去する。従って、こ
の閉ループのレギュレータは、そうでないならばライン
周波数で発生するようなEにおける電位の誤差を補正す
るが、本質的には、インバータのスイッチングイベント
に起因する、より高速の瞬間的な偏移の補正を試みるこ
とはない。
【0043】図8は、図6の回路の別の代替例を示した
ものである。この場合は、トランジスタQ1及びQ2の
共通のエミッタのノードEにおける電圧が検出され、こ
の電圧の平均値が直流中間点電圧に調整される。従っ
て、図8において、直流中間点電圧を定義する基準電圧
回路は、等しい値に属する低電力抵抗であり、(+)直
流バス電圧と(−)直流バス電圧との間の直流電圧の中
間値であるノード107における電圧を発生させる抵抗
105及び106にて構成される。この直流中間点基準
電圧とノードEにおける電位とは、加算比較器108に
印加され、それによって比較される。次いで、差の出力
は増幅器109に印加され、その出力誤差信号はHFフ
ィルタ99を介して増幅器70に入力として接続され
る。
ものである。この場合は、トランジスタQ1及びQ2の
共通のエミッタのノードEにおける電圧が検出され、こ
の電圧の平均値が直流中間点電圧に調整される。従っ
て、図8において、直流中間点電圧を定義する基準電圧
回路は、等しい値に属する低電力抵抗であり、(+)直
流バス電圧と(−)直流バス電圧との間の直流電圧の中
間値であるノード107における電圧を発生させる抵抗
105及び106にて構成される。この直流中間点基準
電圧とノードEにおける電位とは、加算比較器108に
印加され、それによって比較される。次いで、差の出力
は増幅器109に印加され、その出力誤差信号はHFフ
ィルタ99を介して増幅器70に入力として接続され
る。
【0044】動作において、Eにおける電圧がノード1
07における直流中間点基準電位を超えて上昇しようと
すると、増幅器109は、負のバイアス信号を増幅器7
0の入力に送る。増幅器70の出力はまた負のバイアス
電圧が印加されると仮定すれば、エミッタノードEにお
ける電圧を補正して直流中間点基準電位まで復帰させる
ために必要な程度だけトランジスタQ2をターンオンさ
せる。
07における直流中間点基準電位を超えて上昇しようと
すると、増幅器109は、負のバイアス信号を増幅器7
0の入力に送る。増幅器70の出力はまた負のバイアス
電圧が印加されると仮定すれば、エミッタノードEにお
ける電圧を補正して直流中間点基準電位まで復帰させる
ために必要な程度だけトランジスタQ2をターンオンさ
せる。
【0045】逆に、Eにおける電圧が直流中間点電位よ
りも低下しようとすると、増幅器70の出力は正のバイ
アス電圧が印加されると仮定すれば、Eにおける電圧を
補正して直流中間点電位まで復帰させるために必要な程
度だけトランジスタQ1をターンオンさせる。HFフィ
ルタ99はこの場合も、誤差信号から高周波成分を除去
する。
りも低下しようとすると、増幅器70の出力は正のバイ
アス電圧が印加されると仮定すれば、Eにおける電圧を
補正して直流中間点電位まで復帰させるために必要な程
度だけトランジスタQ1をターンオンさせる。HFフィ
ルタ99はこの場合も、誤差信号から高周波成分を除去
する。
【0046】従って、レギュレータループは、そうでな
いならばライン周波数で発生するようなEにおける電位
の変動を補正するが、本質的には、インバータのスイッ
チングイベントによって発生される、より高速の瞬間的
な偏移の補正を試みることはない。
いならばライン周波数で発生するようなEにおける電位
の変動を補正するが、本質的には、インバータのスイッ
チングイベントによって発生される、より高速の瞬間的
な偏移の補正を試みることはない。
【0047】図8の方法を用いて、トランジスタQ1及
びQ2に対する平均の電圧ヘッドルームは、バス電圧の
ほぼ半分に保持される。これは十分なヘッドルームより
も大きいが、図7に係る「ヘッドルームのクランピン
グ」アプローチと比較すると、キャパシタ47に印加さ
れる電圧のライン周波数成分が増大され、キャパシタ4
7を流れる接地電流の対応するライン周波数成分が比較
的高いという欠点がある。
びQ2に対する平均の電圧ヘッドルームは、バス電圧の
ほぼ半分に保持される。これは十分なヘッドルームより
も大きいが、図7に係る「ヘッドルームのクランピン
グ」アプローチと比較すると、キャパシタ47に印加さ
れる電圧のライン周波数成分が増大され、キャパシタ4
7を流れる接地電流の対応するライン周波数成分が比較
的高いという欠点がある。
【0048】図9乃至12は、図1、図7及び図8の回
路のための、(60Hzにおける)トランジスタQ1及
びQ2に対するヘッドルーム電圧と接地電流との間の設
計又は構成のトレードオフを示している。図9は、図8
の回路の一部に係る等価回路である。ノード107と4
3aとの間に点線で図示された交流電圧源は、直流中間
点基準電圧に対する交流の接地電圧である。この電圧
は、図10に示されるように、交流ラインL及びNの間
のピーク交流電圧の2分の1であり(Nを接地電位にお
いた単相入力を仮定している)、この電圧はキャパシタ
47を介して接地電流を駆動する。
路のための、(60Hzにおける)トランジスタQ1及
びQ2に対するヘッドルーム電圧と接地電流との間の設
計又は構成のトレードオフを示している。図9は、図8
の回路の一部に係る等価回路である。ノード107と4
3aとの間に点線で図示された交流電圧源は、直流中間
点基準電圧に対する交流の接地電圧である。この電圧
は、図10に示されるように、交流ラインL及びNの間
のピーク交流電圧の2分の1であり(Nを接地電位にお
いた単相入力を仮定している)、この電圧はキャパシタ
47を介して接地電流を駆動する。
【0049】図10に示されるように、Eにおける電圧
の直流中間点電位への調整等によって、回路がトランジ
スタQ1及びQ2に十分に大きなヘッドルームを供給す
るように構成されているときには、60Hzでの接地電
流iGNDは、図10の下段のグラフに図示されたよう
に増大する。
の直流中間点電位への調整等によって、回路がトランジ
スタQ1及びQ2に十分に大きなヘッドルームを供給す
るように構成されているときには、60Hzでの接地電
流iGNDは、図10の下段のグラフに図示されたよう
に増大する。
【0050】しかしながら、図11に示されるように、
Eにおける電圧がバス電位に対して自由に変化すること
ができる場合には、キャパシタ47に印加されるライン
周波数電圧はゼロであり、対応するライン周波数の接地
電流もゼロである。しかしながら、ヘッドルーム電圧
(図11の中段のグラフ)は、(図1におけるような)
コモンモードモータ電流の望ましいろ波にとって十分で
はない。
Eにおける電圧がバス電位に対して自由に変化すること
ができる場合には、キャパシタ47に印加されるライン
周波数電圧はゼロであり、対応するライン周波数の接地
電流もゼロである。しかしながら、ヘッドルーム電圧
(図11の中段のグラフ)は、(図1におけるような)
コモンモードモータ電流の望ましいろ波にとって十分で
はない。
【0051】最後に、図7におけるように、ヘッドルー
ムクランピング回路が使用され、ヘッドルームが設定値
を下回るまでノードEにおける電位が自由に変化するこ
とができる場合は、図12に示されるような曲線が現
れ、各トランジスタに対するヘッドルームは設定値にク
ランプされ、同時に60Hzの接地電流はクランプ間隔
の間のみ小さな値に低減される。
ムクランピング回路が使用され、ヘッドルームが設定値
を下回るまでノードEにおける電位が自由に変化するこ
とができる場合は、図12に示されるような曲線が現
れ、各トランジスタに対するヘッドルームは設定値にク
ランプされ、同時に60Hzの接地電流はクランプ間隔
の間のみ小さな値に低減される。
【0052】分離された浮動電源が、標準的に、図3、
図4、図5、図7及び図8における増幅器回路のため
に、必要とされるVdd及びVss電源電圧に提供され
る。必要な電源電圧を得るための一つの明らかな方法
は、制御電子装置及びゲート駆動回路として機能する電
源変成器上の別々の分離された巻線を介することであ
る。
図4、図5、図7及び図8における増幅器回路のため
に、必要とされるVdd及びVss電源電圧に提供され
る。必要な電源電圧を得るための一つの明らかな方法
は、制御電子装置及びゲート駆動回路として機能する電
源変成器上の別々の分離された巻線を介することであ
る。
【0053】しかしながら、図13は、必要な電源電圧
を得るための代替方法を示している。すなわち図13で
は、電流源120及び121が直流バスから固定された
電流を供給し、レギュレータのツェナーダイオード12
2及び123に印加されるVdd及びVss電源電圧を
それぞれ生成する。電流源120及び121の電流は同
じであり、かつCOMにおける電圧とは独立でなければ
ならない。次いで、電圧は正及び負のバス電圧内で動的
に変動し、ヘッドルームは上述のように制御される。
を得るための代替方法を示している。すなわち図13で
は、電流源120及び121が直流バスから固定された
電流を供給し、レギュレータのツェナーダイオード12
2及び123に印加されるVdd及びVss電源電圧を
それぞれ生成する。電流源120及び121の電流は同
じであり、かつCOMにおける電圧とは独立でなければ
ならない。次いで、電圧は正及び負のバス電圧内で動的
に変動し、ヘッドルームは上述のように制御される。
【0054】電流源120及び121は、簡単な電圧低
下抵抗で置き換えることができないことを注意する。こ
れは、COMにおける電位が動的に変化するように2つ
の抵抗は両者に対して印加される異なる電圧を有するの
で、電流源120及び121の電流が瞬間的に等しくな
ることができないからである。このような2つの抵抗の
電流の間の差はキャパシタ47を流れることを強制さ
れ、能動フィルタの機能を阻害する。
下抵抗で置き換えることができないことを注意する。こ
れは、COMにおける電位が動的に変化するように2つ
の抵抗は両者に対して印加される異なる電圧を有するの
で、電流源120及び121の電流が瞬間的に等しくな
ることができないからである。このような2つの抵抗の
電流の間の差はキャパシタ47を流れることを強制さ
れ、能動フィルタの機能を阻害する。
【0055】上述のバスから得られた電源回路の使用
は、回路に関連付けられた電力損失によって制限される
ことがある。これは、必要とされる電源電流と、バス電
圧とに依存する。例えば、必要な最大電源電流が3mA
で、バス電圧が200Vであれば、電源に起因する合計
の最大損失は600mWになり、これは許容可能であ
る。
は、回路に関連付けられた電力損失によって制限される
ことがある。これは、必要とされる電源電流と、バス電
圧とに依存する。例えば、必要な最大電源電流が3mA
で、バス電圧が200Vであれば、電源に起因する合計
の最大損失は600mWになり、これは許容可能であ
る。
【0056】図14は、低減された動作電圧を有する新
規な能動フィルタの回路図である。このように、能動フ
ィルタは全直流バス電圧に対して直接に接続される必要
ないことが認識されている。先述の電流源である電源を
完備した能動フィルタは、全直流バス電圧より低いこと
がある別個の「フィルタバス」電圧から電力を供給され
ることが可能である。既に説明したヘッドルーム制御方
法は、トランジスタQ 1及びQ2に対する所望されたヘ
ッドルームを保持するために、ここでも同様の方法で動
作する。必要なことは、コモンモード電流のための交流
の低インピーダンス経路が、両方のトランジスタQ1及
びQ2のコレクタからメイン直流バスの一方に提供され
ることのみである。そのとき、他方のメインバスへの交
流の低インピーダンス経路は既に、メイン直流バスキャ
パシタ40aを介して設けられている。
規な能動フィルタの回路図である。このように、能動フ
ィルタは全直流バス電圧に対して直接に接続される必要
ないことが認識されている。先述の電流源である電源を
完備した能動フィルタは、全直流バス電圧より低いこと
がある別個の「フィルタバス」電圧から電力を供給され
ることが可能である。既に説明したヘッドルーム制御方
法は、トランジスタQ 1及びQ2に対する所望されたヘ
ッドルームを保持するために、ここでも同様の方法で動
作する。必要なことは、コモンモード電流のための交流
の低インピーダンス経路が、両方のトランジスタQ1及
びQ2のコレクタからメイン直流バスの一方に提供され
ることのみである。そのとき、他方のメインバスへの交
流の低インピーダンス経路は既に、メイン直流バスキャ
パシタ40aを介して設けられている。
【0057】図14は、能動回路に正の電圧を供給する
別個の正のフィルタバス130を有し、能動フィルタの
負のバスは負のメイン直流バスと共通である装置を図示
している。(正のメイン直流バスと共通である能動フィ
ルタの正のバスを用いて、別個の負フィルタバス電圧を
供給することもできる。)演算増幅器回路は、ブロック
132として図式的に示されている。
別個の正のフィルタバス130を有し、能動フィルタの
負のバスは負のメイン直流バスと共通である装置を図示
している。(正のメイン直流バスと共通である能動フィ
ルタの正のバスを用いて、別個の負フィルタバス電圧を
供給することもできる。)演算増幅器回路は、ブロック
132として図式的に示されている。
【0058】キャパシタ131は、正のフィルタバス1
30と負のメインバスとの間に必要な交流の低インピー
ダンスを提供する。様々な動作条件の下でのコモンモー
ド電流のためのフローパスは、先に説明したものと同様
である。
30と負のメインバスとの間に必要な交流の低インピー
ダンスを提供する。様々な動作条件の下でのコモンモー
ド電流のためのフローパスは、先に説明したものと同様
である。
【0059】メイン直流バス電圧より低いフィルタバス
電圧を用いることの利点は、次のようなものである。 (a)電流源である電源を含む、能動フィルタ素子にお
けるより低い電力損失。 (b)より低い電源定格が、トランジスタQ1及びQ2
と、電源の電流源トランジスタとに必要とされる。トラ
ンジスタQ1及びQ2のための、より低い電圧定格は、
より良い安全動作領域及びより良い高周波性能を有する
トランジスタを可能にし、能動フィルタのより高速な応
答と改良された性能とをもたらすので有利である。
電圧を用いることの利点は、次のようなものである。 (a)電流源である電源を含む、能動フィルタ素子にお
けるより低い電力損失。 (b)より低い電源定格が、トランジスタQ1及びQ2
と、電源の電流源トランジスタとに必要とされる。トラ
ンジスタQ1及びQ2のための、より低い電圧定格は、
より良い安全動作領域及びより良い高周波性能を有する
トランジスタを可能にし、能動フィルタのより高速な応
答と改良された性能とをもたらすので有利である。
【0060】メイン直流バス電圧より低いフィルタバス
電圧を使用すると、トランジスタQ 1及びQ2のエミッ
タEはより狭い限界内で変化しなければならないので、
両トランジスタに印加されるライン周波数電圧の可能な
変化が小さくされる。従って、トランジスタQ1及びQ
2に対する必要な動作ヘッドルームを保持するために、
フィルタキャパシタ47に印加されるライン周波数電圧
の変化は増大させられ、結果的に、キャパシタ47を通
って流れる接地電流のライン周波数成分における増大を
もたらすことがある。これは、接地された中性点を用い
た単相入力に対しては当てはまるが、接地された中性点
を用いた3相入力、又は中間点接地を用いた単相入力に
対しては当てはまらない。従って、中性点接地を用いた
3相入力の場合は、直流中間点に対する接地電圧の変化
はメイン直流バス電圧の25%未満である。ゆえに、フ
ィルタバス電圧は、キャパシタ47を通って流れる電流
のライン周波数成分が増大する前に、メインバス電圧の
約25%未満まで低減されなければならない。
電圧を使用すると、トランジスタQ 1及びQ2のエミッ
タEはより狭い限界内で変化しなければならないので、
両トランジスタに印加されるライン周波数電圧の可能な
変化が小さくされる。従って、トランジスタQ1及びQ
2に対する必要な動作ヘッドルームを保持するために、
フィルタキャパシタ47に印加されるライン周波数電圧
の変化は増大させられ、結果的に、キャパシタ47を通
って流れる接地電流のライン周波数成分における増大を
もたらすことがある。これは、接地された中性点を用い
た単相入力に対しては当てはまるが、接地された中性点
を用いた3相入力、又は中間点接地を用いた単相入力に
対しては当てはまらない。従って、中性点接地を用いた
3相入力の場合は、直流中間点に対する接地電圧の変化
はメイン直流バス電圧の25%未満である。ゆえに、フ
ィルタバス電圧は、キャパシタ47を通って流れる電流
のライン周波数成分が増大する前に、メインバス電圧の
約25%未満まで低減されなければならない。
【0061】図15乃至図18は、メイン直流バス電圧
からより低いフィルタバス電圧を得るための代替の回路
を示している。図15において、フィルタバス電圧は、
直流バスから電圧低下抵抗140及び電圧調整ダイオー
ド141を介して得られる。抵抗140は電力を消失さ
せるが、より低い電圧とより広い帯域幅の能動素子を使
用することの利点により、能動フィルタ自体における電
力の節約を可能にし、フィルタ性能を改良させることが
できる。
からより低いフィルタバス電圧を得るための代替の回路
を示している。図15において、フィルタバス電圧は、
直流バスから電圧低下抵抗140及び電圧調整ダイオー
ド141を介して得られる。抵抗140は電力を消失さ
せるが、より低い電圧とより広い帯域幅の能動素子を使
用することの利点により、能動フィルタ自体における電
力の節約を可能にし、フィルタ性能を改良させることが
できる。
【0062】図16は、直列に接続され、それぞれがバ
ス電圧のほぼ半分を支持する2つの直流バスキャパシタ
145及び146を使用している。直列に接続されたバ
スキャパシタは、入力電圧が380V又はそれよりも高
いときに使用することができる。図16における原理
は、下方のバスキャパシタ146に印加される電圧、す
なわち直流バス電圧の約半分をフィルタバス電圧として
使用することにある。このことは、2つのバスキャパシ
タに印加される電圧を平衡に保持するために、能動レギ
ュレータブロック147として図示されている付加的な
能動手段を必要とする。
ス電圧のほぼ半分を支持する2つの直流バスキャパシタ
145及び146を使用している。直列に接続されたバ
スキャパシタは、入力電圧が380V又はそれよりも高
いときに使用することができる。図16における原理
は、下方のバスキャパシタ146に印加される電圧、す
なわち直流バス電圧の約半分をフィルタバス電圧として
使用することにある。このことは、2つのバスキャパシ
タに印加される電圧を平衡に保持するために、能動レギ
ュレータブロック147として図示されている付加的な
能動手段を必要とする。
【0063】図17は、倍電圧回路へ入力される単相電
源L,Nを有する装置を示す。倍電圧器は、先行する回
路の整流器40に置換され、ダイオード160,161
と、キャパシタ162及び163とから構成されてい
る。メイン直流バス電圧は、ピークライン電圧のほぼ2
倍である。各キャパシタに印加される電圧は、全直流バ
ス電圧の半分である。フィルタバス130は、本発明の
態様に従って下方のバスキャパシタ161に接続され、
全直流バス電圧の半分である。倍電圧器のキャパシタに
印加される電圧を平衡化させる付加的な手段は、これら
の電圧を平衡化させることが倍電圧回路の動作の自然な
結果であることから必要とされていない。
源L,Nを有する装置を示す。倍電圧器は、先行する回
路の整流器40に置換され、ダイオード160,161
と、キャパシタ162及び163とから構成されてい
る。メイン直流バス電圧は、ピークライン電圧のほぼ2
倍である。各キャパシタに印加される電圧は、全直流バ
ス電圧の半分である。フィルタバス130は、本発明の
態様に従って下方のバスキャパシタ161に接続され、
全直流バス電圧の半分である。倍電圧器のキャパシタに
印加される電圧を平衡化させる付加的な手段は、これら
の電圧を平衡化させることが倍電圧回路の動作の自然な
結果であることから必要とされていない。
【0064】図18は図17と同様であるが、メイン直
流バス電圧の半分に満たない、より低いフィルタバス電
圧を得るために、図15におけるように、抵抗140及
びツェナーダイオード141が追加されている。
流バス電圧の半分に満たない、より低いフィルタバス電
圧を得るために、図15におけるように、抵抗140及
びツェナーダイオード141が追加されている。
【0065】次いで、図19に、先述の回路を集積回路
の能動フィルタチップ製品に統合化するための配置が示
されている。
の能動フィルタチップ製品に統合化するための配置が示
されている。
【0066】図19の集積回路は、点線の周囲170で
図示される単一のシリコンチップに統合化された多数の
フィルタ素子を有することができる。集積回路171
は、トランジスタQ1及びQ2、図8の分圧器105,
106、図13の浮動電源120乃至123、図8の増
幅器70及び109(及び第2の増幅器109a)を含
む。ICチップ170はさらに、(+)フィルタバス、
(−)フィルタバス、キャパシタ47、CT巻線44及
びキャパシタCVDD、CVSSのためのラベルの付い
たピンを含む複数のピン出力を有する。キャパシタ及び
その類似物を減結合するために、付加されたピンが設け
られてもよい。
図示される単一のシリコンチップに統合化された多数の
フィルタ素子を有することができる。集積回路171
は、トランジスタQ1及びQ2、図8の分圧器105,
106、図13の浮動電源120乃至123、図8の増
幅器70及び109(及び第2の増幅器109a)を含
む。ICチップ170はさらに、(+)フィルタバス、
(−)フィルタバス、キャパシタ47、CT巻線44及
びキャパシタCVDD、CVSSのためのラベルの付い
たピンを含む複数のピン出力を有する。キャパシタ及び
その類似物を減結合するために、付加されたピンが設け
られてもよい。
【0067】図20は、集積回路170がスイッチング
電源における能動フィルタとしてどのように汎用のアプ
リケーションを有しているかを示している。このよう
に、スイッチング電源は、交流入力ラインL及びNに接
続された入力整流器40と、インバータ41とを有して
もよい。インバータ41の出力は、変圧器180に接続
され、変圧器180は次いで出力整流器181に接続さ
れている。すべての構成要素40,41及び181は、
ヒートシンク49上に取り付けられている。ヒートシン
クは接地線に接続され、接地線は、図5におけるような
2次巻線44を収容する検出用変流器の1次側を含んで
いる。
電源における能動フィルタとしてどのように汎用のアプ
リケーションを有しているかを示している。このよう
に、スイッチング電源は、交流入力ラインL及びNに接
続された入力整流器40と、インバータ41とを有して
もよい。インバータ41の出力は、変圧器180に接続
され、変圧器180は次いで出力整流器181に接続さ
れている。すべての構成要素40,41及び181は、
ヒートシンク49上に取り付けられている。ヒートシン
クは接地線に接続され、接地線は、図5におけるような
2次巻線44を収容する検出用変流器の1次側を含んで
いる。
【0068】次いで、能動コモンモードフィルタ集積回
路170は2次検出巻線44に接続され、前述のように
コモンモード電流を制御する。
路170は2次検出巻線44に接続され、前述のように
コモンモード電流を制御する。
【0069】図20では差動CT44,45,46では
なく電流センサ71,44を使用する手段が用いられて
いるが、これは、電源にはこうした回路の方がより一般
的に適用可能であってかつ有利であることと、変流器に
よってピックアップされない外来の接地電流を有するこ
とのある外部モータが存在しないこととを理由とする。
なく電流センサ71,44を使用する手段が用いられて
いるが、これは、電源にはこうした回路の方がより一般
的に適用可能であってかつ有利であることと、変流器に
よってピックアップされない外来の接地電流を有するこ
とのある外部モータが存在しないこととを理由とする。
【0070】電源の場合、接地された部品はすべて電源
自体に包含され(出力変圧器180は接地スクリーンを
保有することがある)、ゆえに、浮遊外部接地電流は存
在しないだろう。
自体に包含され(出力変圧器180は接地スクリーンを
保有することがある)、ゆえに、浮遊外部接地電流は存
在しないだろう。
【0071】図5及び20に図示されている接地接続に
おいて、それぞれが全負荷電流に対してサイズが決定さ
れた2つの1次巻線を有する場合に対し、CT71,4
4が接地電流に対してサイズを決定されたただ1つの1
次巻線のみを有するので(接地線は実際に「生きた導通
状態の」導線と同じサイズでなければならない)、CT
71,44はより小さくなる。また、接地電流は直接に
検出されるため、差動誤差が発生する可能性は存在しな
い。
おいて、それぞれが全負荷電流に対してサイズが決定さ
れた2つの1次巻線を有する場合に対し、CT71,4
4が接地電流に対してサイズを決定されたただ1つの1
次巻線のみを有するので(接地線は実際に「生きた導通
状態の」導線と同じサイズでなければならない)、CT
71,44はより小さくなる。また、接地電流は直接に
検出されるため、差動誤差が発生する可能性は存在しな
い。
【0072】本発明による能動コモンモードフィルタの
ための1つの基本的なシステムアーキテクチャは、トロ
イダル電流検出変成器200を示す図21に図示されて
いる。基本的な設計目的は、トロイダル電流検出変成器
200を可能な限り小さくすることにある。好ましく
は、図21に示されるように、1次巻線は、トロイダル
コアの中心をまっすぐに通過するただ単一の導線201
であるべきである。
ための1つの基本的なシステムアーキテクチャは、トロ
イダル電流検出変成器200を示す図21に図示されて
いる。基本的な設計目的は、トロイダル電流検出変成器
200を可能な限り小さくすることにある。好ましく
は、図21に示されるように、1次巻線は、トロイダル
コアの中心をまっすぐに通過するただ単一の導線201
であるべきである。
【0073】図21のアーキテクチャは、閉ループのフ
ィードバックに基づいたシステムである。それは、セン
サ200の1次側の信号が減衰された信号であり、その
ため、巻線44、バッファ70及びトランジスタQ1及
びQ2にてなる増幅器が高利得増幅器でなければならな
いようなフィードバックシステムである。従って、本シ
ステムは発振が可能な状態にされ、適度な大きさのCT
を必要とする。つまり、図21のアーキテクチャは、基
本的に、増幅器の出力電流ioと変流器の1次巻線20
1への電流入力iGNDとの間に高い電流利得Gを必要
とする。理由は、下記の通りである。
ィードバックに基づいたシステムである。それは、セン
サ200の1次側の信号が減衰された信号であり、その
ため、巻線44、バッファ70及びトランジスタQ1及
びQ2にてなる増幅器が高利得増幅器でなければならな
いようなフィードバックシステムである。従って、本シ
ステムは発振が可能な状態にされ、適度な大きさのCT
を必要とする。つまり、図21のアーキテクチャは、基
本的に、増幅器の出力電流ioと変流器の1次巻線20
1への電流入力iGNDとの間に高い電流利得Gを必要
とする。理由は、下記の通りである。
【0074】a)
【数1】 ここで、
【数2】
【0075】ゆえに、iGNDを最小にするために、G
は高い値を持たなければならない。b)バイポーラトラ
ンジスタQ1及びQ2の伝搬遅延時間は、出力電流io
とCT200の入力電流iGNDとの間の遅延をもたら
す。この遅延は、クロスオーバ点における接地電流の波
形にスパイクを発生させる。この効果は、発振電流i
COM MOTの半周期が減少するとき、より顕著にな
る。iCOM MOTの典型的な半周期は200乃至2
50ナノ秒であり、クロスオーバのスパイクは有意であ
る。
は高い値を持たなければならない。b)バイポーラトラ
ンジスタQ1及びQ2の伝搬遅延時間は、出力電流io
とCT200の入力電流iGNDとの間の遅延をもたら
す。この遅延は、クロスオーバ点における接地電流の波
形にスパイクを発生させる。この効果は、発振電流i
COM MOTの半周期が減少するとき、より顕著にな
る。iCOM MOTの典型的な半周期は200乃至2
50ナノ秒であり、クロスオーバのスパイクは有意であ
る。
【0076】クロスオーバスパイクは、利得を増大させ
ることによって低減できる。利得が高くなると、クロス
オーバ周期の間にトランジスタQ1及びQ2のベースに
より多くのオーバードライブ電流が供給され、このこと
が遅延を少なくする。利得は、変流器の1次巻線の巻数
を増やすことによって増大することができる。残念なが
らこれは、変流器のサイズを最小化し、かつCTの中央
を1度だけ通過する1次巻線を使用するという基本的な
設計目標に反するので望ましくない。
ることによって低減できる。利得が高くなると、クロス
オーバ周期の間にトランジスタQ1及びQ2のベースに
より多くのオーバードライブ電流が供給され、このこと
が遅延を少なくする。利得は、変流器の1次巻線の巻数
を増やすことによって増大することができる。残念なが
らこれは、変流器のサイズを最小化し、かつCTの中央
を1度だけ通過する1次巻線を使用するという基本的な
設計目標に反するので望ましくない。
【0077】原則的に、利得は、演算増幅器回路70の
利得を増やすことによって増大できる。実際には、これ
は、抑圧が困難であることが知られた閉ループ発振を発
生させる傾向がある。
利得を増やすことによって増大できる。実際には、これ
は、抑圧が困難であることが知られた閉ループ発振を発
生させる傾向がある。
【0078】図22には、改良されたアーキテクチャが
図示されている。図22のアーキテクチャはフィードフ
ォワードアーキテクチャであり、そこにおいて、全ての
順方向電流iCOM MOTはCT200の1次巻線を
通って流れ、全電流は、接地電流が低減されていても常
に検出される。従って、増幅器は1.0に等しい利得を
必要とする。本システムは、1の利得をもちいて、良好
な安定性と小さなCTサイズとを有する。従って、図2
1におけるアーキテクチャとは対照的に、このアーキテ
クチャは、変流器の入力における電流iCOM MOT
と増幅器の出力電流ioとの間に1単位の電流利得Gを
必要とする。
図示されている。図22のアーキテクチャはフィードフ
ォワードアーキテクチャであり、そこにおいて、全ての
順方向電流iCOM MOTはCT200の1次巻線を
通って流れ、全電流は、接地電流が低減されていても常
に検出される。従って、増幅器は1.0に等しい利得を
必要とする。本システムは、1の利得をもちいて、良好
な安定性と小さなCTサイズとを有する。従って、図2
1におけるアーキテクチャとは対照的に、このアーキテ
クチャは、変流器の入力における電流iCOM MOT
と増幅器の出力電流ioとの間に1単位の電流利得Gを
必要とする。
【0079】接地電流iGNDは、下記の通りである。
【0080】
【数3】 iGND=iCOM MOT−io =iCOM MOT−G・iCOM MOT
【0081】ゆえに、接地電流を完全に相殺するために
は、利得Gが正確に1.0でなければならない。
は、利得Gが正確に1.0でなければならない。
【0082】図22のアーキテクチャの基本的な利点
は、以下の通りである。a)必要な電流利得Gは1だけ
であるので、変流器200は、トロイダルコアの中央を
単一の1次巻線が通過するだけの、物理的にはるかに小
さいものであることができる。b)変流器200の入力
から増幅器170の出力までの全体電流利得が1.0だ
けであることから、当該回路は、不安定性に対する応答
性が低減している。c)図21の利点に対する図22の
基本的アーキテクチャのさらなる利点は、変流器200
において、単一の接地電流を検出する1次巻線ではなく
差動1次巻線を使用する場合に発生する。
は、以下の通りである。a)必要な電流利得Gは1だけ
であるので、変流器200は、トロイダルコアの中央を
単一の1次巻線が通過するだけの、物理的にはるかに小
さいものであることができる。b)変流器200の入力
から増幅器170の出力までの全体電流利得が1.0だ
けであることから、当該回路は、不安定性に対する応答
性が低減している。c)図21の利点に対する図22の
基本的アーキテクチャのさらなる利点は、変流器200
において、単一の接地電流を検出する1次巻線ではなく
差動1次巻線を使用する場合に発生する。
【0083】図23は、図21と同様の基本的なフィー
ドバックシステムアーキテクチャを図示しているが、こ
の場合のCT210は、コモンモード電流はわずかな部
分のみを伝送するが、ノーマルモード電流はすべて伝送
する2つの差動2次巻線211及び212を有してい
る。差動巻線211と212の間の小さな不平衡は、結
果的にノーマルモード電流の不完全な相殺をもたらし、
「望ましい」コモンモード信号に加えて、2次側におい
て比較的大きな望ましくないノーマルモード信号を生み
出す。望ましくないノーマルモード信号は、望ましいフ
ィードバック信号をひずませ、能動フィルタの動作を無
効にする。
ドバックシステムアーキテクチャを図示しているが、こ
の場合のCT210は、コモンモード電流はわずかな部
分のみを伝送するが、ノーマルモード電流はすべて伝送
する2つの差動2次巻線211及び212を有してい
る。差動巻線211と212の間の小さな不平衡は、結
果的にノーマルモード電流の不完全な相殺をもたらし、
「望ましい」コモンモード信号に加えて、2次側におい
て比較的大きな望ましくないノーマルモード信号を生み
出す。望ましくないノーマルモード信号は、望ましいフ
ィードバック信号をひずませ、能動フィルタの動作を無
効にする。
【0084】図24は、図22の場合と同様の提案され
た基本的なフィードバックシステムのアーキテクチャを
図示し、CT210の差動1次巻線211及び212
は、全てのコモンモード電流と、同じく全てのノーマル
モード電流とを伝送する。従って、望ましいコモンモー
ド信号に対する、(2つの1次巻線間の不完全な相殺に
よって発生する)変成器の2次側44における望ましく
ないノーマルモード信号の割合は、ここでは(コモンモ
ード信号がはるかに高いので)格段に低い。よって残留
する任意のノーマルモード信号は、増幅器の出力に対し
て比較的にはるかに小さいひずみ効果を有する。
た基本的なフィードバックシステムのアーキテクチャを
図示し、CT210の差動1次巻線211及び212
は、全てのコモンモード電流と、同じく全てのノーマル
モード電流とを伝送する。従って、望ましいコモンモー
ド信号に対する、(2つの1次巻線間の不完全な相殺に
よって発生する)変成器の2次側44における望ましく
ないノーマルモード信号の割合は、ここでは(コモンモ
ード信号がはるかに高いので)格段に低い。よって残留
する任意のノーマルモード信号は、増幅器の出力に対し
て比較的にはるかに小さいひずみ効果を有する。
【0085】図22のアーキテクチャに関する設計上の
潜在的な問題点は、接地電流の良好な相殺を得るために
は、増幅器170の入力/出力電流特性が線形でなけれ
ばならず、またこれは可能な限り1に近い利得と、可能
な限り小さい位相の遅延とを持たなければならないこと
にある。デバイスQ1及びQ2のためには、MOSFE
Tが、そのより少ない伝搬遅延と、そのより良いSOA
とによって、バイポーラトランジスタよりも潜在的に良
い候補である。
潜在的な問題点は、接地電流の良好な相殺を得るために
は、増幅器170の入力/出力電流特性が線形でなけれ
ばならず、またこれは可能な限り1に近い利得と、可能
な限り小さい位相の遅延とを持たなければならないこと
にある。デバイスQ1及びQ2のためには、MOSFE
Tが、そのより少ない伝搬遅延と、そのより良いSOA
とによって、バイポーラトランジスタよりも潜在的に良
い候補である。
【0086】伝達特性の線形化は、主に、ゲートしきい
値電圧をオフセットする定在する直流バイアスと併せ
た、MOSFETソースフォロワの使用によって達成す
ることができる。また、増幅器周辺に付加的な「線形化
する」フィードバックを追加して、残留する非線形性及
び伝搬遅延を補正することもできる。この追加されたフ
ィードバックは高い利得を必要としないため、それは閉
ループの不安定性をもたらさない。
値電圧をオフセットする定在する直流バイアスと併せ
た、MOSFETソースフォロワの使用によって達成す
ることができる。また、増幅器周辺に付加的な「線形化
する」フィードバックを追加して、残留する非線形性及
び伝搬遅延を補正することもできる。この追加されたフ
ィードバックは高い利得を必要としないため、それは閉
ループの不安定性をもたらさない。
【0087】図25には、NチャンネルMOSFETト
ランジスタQ1及びPチャンネルMOSFETトランジ
スタQ2を使用する基本的な増幅器回路の実施形態が示
されている。図25では、先行図面における構成要素に
類似する構成要素は同一の識別番号を有している。浮動
電源300は、バイアスVDD及びVSSを供給するた
めに設けられている。回路の構成要素は、点線の外形で
図示されるチップ170に容易に統合化される。増幅器
301及び302は、NチャンネルMOSFETQ1及
びPチャンネルMOSFETQ2をそれぞれ駆動し、両
MOSFETのゲートしきい値電圧をオフセットする正
及び負の各直流バイアス電圧を供給する。抵抗器RFB
がオープン状態であると仮定して、増幅器301につい
て考察する。eoと表記されている増幅器301の出力
電圧は、下記の通りである。
ランジスタQ1及びPチャンネルMOSFETトランジ
スタQ2を使用する基本的な増幅器回路の実施形態が示
されている。図25では、先行図面における構成要素に
類似する構成要素は同一の識別番号を有している。浮動
電源300は、バイアスVDD及びVSSを供給するた
めに設けられている。回路の構成要素は、点線の外形で
図示されるチップ170に容易に統合化される。増幅器
301及び302は、NチャンネルMOSFETQ1及
びPチャンネルMOSFETQ2をそれぞれ駆動し、両
MOSFETのゲートしきい値電圧をオフセットする正
及び負の各直流バイアス電圧を供給する。抵抗器RFB
がオープン状態であると仮定して、増幅器301につい
て考察する。eoと表記されている増幅器301の出力
電圧は、下記の通りである。
【0088】
【数4】
【0089】ここで、iSは巻線44の出力であり、R
S,R1,R2,R4及びVSSは図25に図示されて
おり、さらに次式が成立する。
S,R1,R2,R4及びVSSは図25に図示されて
おり、さらに次式が成立する。
【0090】
【数5】
【0091】R2は、次式のように選択される。
【0092】
【数6】
【0093】ここで、VgthはMOSFETQ1のゲ
ートしきい値電圧である。従って、増幅器301の出力
電圧は、MOSFETQ1のしきい値電圧を実質的に相
殺する、定在する直流バイアスを有している。
ートしきい値電圧である。従って、増幅器301の出力
電圧は、MOSFETQ1のしきい値電圧を実質的に相
殺する、定在する直流バイアスを有している。
【0094】Q1,RSOURCE,RSENSEを備
えるソースフォロワ回路の出力電流ioは、下記の通り
である。
えるソースフォロワ回路の出力電流ioは、下記の通り
である。
【0095】
【数7】
【0096】
【数8】 gfs(RSOURCE+RSENSE)>>1 であれば、数7は近似的に次式に等しい。
【0097】
【数9】
【0098】数9は、ioがiSに比例することを示し
ている。無論これは、(a)Vgthが
ている。無論これは、(a)Vgthが
【数10】 によって完全に相殺されることと、(b)
【数11】 gfs(RSOURCE+RSENSE)>>1 ということとの両仮定に基づいている。
【0099】実際には、ioとiSの間にはある程度の
非線形性が発生する。この非線形性は、RSENSE及
びRFBを備えるフィードバック回路によって低減され
る。
非線形性が発生する。この非線形性は、RSENSE及
びRFBを備えるフィードバック回路によって低減され
る。
【0100】RSENSEは、eFB(=io・R
SENSE)が実質的にein(=iS・RS)に等し
い、すなわちeFBが実質的にeinの軌跡を追跡する
ように選択される。eFBが完全にeinの軌跡を追跡
すると、RFBに印加される電圧はゼロになり、RFB
には電流が流れず、フィードバック回路は修正効果を持
たない。
SENSE)が実質的にein(=iS・RS)に等し
い、すなわちeFBが実質的にeinの軌跡を追跡する
ように選択される。eFBが完全にeinの軌跡を追跡
すると、RFBに印加される電圧はゼロになり、RFB
には電流が流れず、フィードバック回路は修正効果を持
たない。
【0101】(io・RSENSE)が(iS・RS)よ
り大きくなると、フィードバック電流がRFBを通って
増幅器301の負の入力端子へと流れる。これはeoを
低減させる効果を有し、よって誤差が減少する。
り大きくなると、フィードバック電流がRFBを通って
増幅器301の負の入力端子へと流れる。これはeoを
低減させる効果を有し、よって誤差が減少する。
【0102】逆に、(io・RSENSE)が(iS・R
S)より小さくなると、フィードバック電流はRFBを
通って増幅器301の負の入力端子とは離れる方向に流
れる。これはeoを増大させる効果を有し、よって誤差
が減少する。
S)より小さくなると、フィードバック電流はRFBを
通って増幅器301の負の入力端子とは離れる方向に流
れる。これはeoを増大させる効果を有し、よって誤差
が減少する。
【0103】次に、CT200について考察する。CT
200の1次及び2次側の巻数は、それぞれNP及びN
Sで示す。
200の1次及び2次側の巻数は、それぞれNP及びN
Sで示す。
【0104】数9に戻って、iSに
【数12】 を代入すると、次式が得られる。
【0105】
【数13】
【0106】抵抗値及びNS(CT200の2次側の巻
数)を適正に選択すると、
数)を適正に選択すると、
【数14】 が成立し、数13は次のようになる。
【0107】
【数15】io=iCOM MOT
【0108】これが、iGND=0のために、必要とさ
れる構成条件である。
れる構成条件である。
【0109】MOSFETQ2を駆動する増幅器回路3
02の構成原理も同様である。
02の構成原理も同様である。
【0110】MOSFETQ1及びQ2は、少ない定在
する直流バイアス電流がこれらのトランジスタを通って
正の直流バスから負の直流バスへ流れるように、自動的
にバイアスを印加されることが望ましい。これは、これ
らのトランジスタがちょうど導通の点までバイアスが印
加され、それによって出力電流ioのクロスオーバひず
みが最小化されることを確立する。
する直流バイアス電流がこれらのトランジスタを通って
正の直流バスから負の直流バスへ流れるように、自動的
にバイアスを印加されることが望ましい。これは、これ
らのトランジスタがちょうど導通の点までバイアスが印
加され、それによって出力電流ioのクロスオーバひず
みが最小化されることを確立する。
【0111】従って、(a)クロスオーバひずみを防止
するには十分に大きいが、MOSFETQ1及びQ2に
おける著しい直流損失を防止するには十分に小さい、少
量の定在するバイアス電流を保持するため、及び(b)
増幅器301及び302に電力を供給する浮動電源30
0の共通の点の電位を、正及び負の直流バスの間のほぼ
中間点の電位に保持して、MOSFETQ1及びQ2の
動作ヘッドルームと、同様に、実質的に等しい損失及び
電圧の共用とを確立するために、MOSFETQ1及び
Q2の直流バイアス点に係るなんらかの形式の閉ループ
制御が必要とされる。
するには十分に大きいが、MOSFETQ1及びQ2に
おける著しい直流損失を防止するには十分に小さい、少
量の定在するバイアス電流を保持するため、及び(b)
増幅器301及び302に電力を供給する浮動電源30
0の共通の点の電位を、正及び負の直流バスの間のほぼ
中間点の電位に保持して、MOSFETQ1及びQ2の
動作ヘッドルームと、同様に、実質的に等しい損失及び
電圧の共用とを確立するために、MOSFETQ1及び
Q2の直流バイアス点に係るなんらかの形式の閉ループ
制御が必要とされる。
【0112】図26は、これらの機能を実行する追加さ
れた回路を示している。図26において、増幅器31
1,312及び313が図25の回路に追加されてお
り、これらはICチップ170内に包含されてもよい。
従って、図26を参照すると、増幅器311はR
SOURCE+RSENSEに印加される電圧を検出し
て増幅する。ioがゼロである「受動」周期の間、R
SENSEに印加される電圧はゼロであり、R
SOURCEに印加される電圧は、正の直流バスからM
OSFETQ 1及びQ2を介して負の直流バスへと流れ
る定在する直流バイアス電流iBIA Sによって決ま
る。
れた回路を示している。図26において、増幅器31
1,312及び313が図25の回路に追加されてお
り、これらはICチップ170内に包含されてもよい。
従って、図26を参照すると、増幅器311はR
SOURCE+RSENSEに印加される電圧を検出し
て増幅する。ioがゼロである「受動」周期の間、R
SENSEに印加される電圧はゼロであり、R
SOURCEに印加される電圧は、正の直流バスからM
OSFETQ 1及びQ2を介して負の直流バスへと流れ
る定在する直流バイアス電流iBIA Sによって決ま
る。
【0113】従って受動周期の間、増幅器311の出力
電圧は、それ自体がMOSFETQ 1を流れる定在する
直流バイアス電流を表す、RSOURCEに印加される
電圧の増幅された反転バージョンを表す。バイアス電流
に起因する増幅器311の出力電圧は、ダイオードD1
の順方向のしきい値電圧より低いが、これに近い値であ
る。ゆえに、このダイオードは、受動周期の間は導通し
ない。
電圧は、それ自体がMOSFETQ 1を流れる定在する
直流バイアス電流を表す、RSOURCEに印加される
電圧の増幅された反転バージョンを表す。バイアス電流
に起因する増幅器311の出力電圧は、ダイオードD1
の順方向のしきい値電圧より低いが、これに近い値であ
る。ゆえに、このダイオードは、受動周期の間は導通し
ない。
【0114】出力電流ioがMOSFETQ1を通って
流れる能動周期の間、増幅器311の出力における電圧
は、急速に、ダイオードD1の順方向のしきい値電圧を
超えようとするが、この電圧にクランプされる。能動周
期のデューティサイクルは受動周期に比べると極めて小
さく、よって増幅器311の平均出力電圧は本質的に、
次式のような反転されて増幅器311の利得で乗算され
たRSOURCEに印加される定在する直流バイアス電
圧をちょうど表している。
流れる能動周期の間、増幅器311の出力における電圧
は、急速に、ダイオードD1の順方向のしきい値電圧を
超えようとするが、この電圧にクランプされる。能動周
期のデューティサイクルは受動周期に比べると極めて小
さく、よって増幅器311の平均出力電圧は本質的に、
次式のような反転されて増幅器311の利得で乗算され
たRSOURCEに印加される定在する直流バイアス電
圧をちょうど表している。
【0115】
【数16】
【0116】従って、増幅器312の出力電圧は次のよ
うになる。
うになる。
【0117】
【数17】 ここで、
【数18】
【0118】eo(311)REFは、定在する直流バ
イアス電流iBIASのための所望の固定された基準値
を表しており、よってeo(312)は、所望の直流バ
イアス電流と実際の直流バイアス電流との間の増幅され
た誤差を表している。
イアス電流iBIASのための所望の固定された基準値
を表しており、よってeo(312)は、所望の直流バ
イアス電流と実際の直流バイアス電流との間の増幅され
た誤差を表している。
【0119】この誤差電圧は、R13を介して増幅器3
01の入力に供給され、そのため、それの他の機能に加
えて増幅器301は、本質的に、iBIASを、設定さ
れた基準レベルに調整する。キャパシタ47はR
SENSEを流れるいかなる直流電流の流れも遮断する
ので、電流iBIASはまた、MOSFETQ2を流れ
る必要があることに注意する。
01の入力に供給され、そのため、それの他の機能に加
えて増幅器301は、本質的に、iBIASを、設定さ
れた基準レベルに調整する。キャパシタ47はR
SENSEを流れるいかなる直流電流の流れも遮断する
ので、電流iBIASはまた、MOSFETQ2を流れ
る必要があることに注意する。
【0120】次に、浮動電源の共有点を実質的に正及び
負の直流バス電圧の間の中間点の電位に調整するための
手段を追加することが残っている。この機能は、抵抗R
15及びR16のそれぞれによって検出される正及び負
のバス電圧の間の差を増幅する増幅器313によって実
行される。増幅された差の電圧は、抵抗R14を介して
増幅器302へ入力として供給され、そのため、増幅器
302は、それの他の機能に加えて、浮動電源の共有点
を実質的に正及び負のバス電圧の間の中間点の電位に調
整する。
負の直流バス電圧の間の中間点の電位に調整するための
手段を追加することが残っている。この機能は、抵抗R
15及びR16のそれぞれによって検出される正及び負
のバス電圧の間の差を増幅する増幅器313によって実
行される。増幅された差の電圧は、抵抗R14を介して
増幅器302へ入力として供給され、そのため、増幅器
302は、それの他の機能に加えて、浮動電源の共有点
を実質的に正及び負のバス電圧の間の中間点の電位に調
整する。
【0121】上述されたこの新規な発明は、導電性の放
射ノイズを低減させ、かつA級及びB級モータ駆動装置
の要件を満たすことのできるモータ駆動回路の製造を可
能にする。この新規な発明の別の利点は、接地漏れ電流
が低減されて、過剰な接地電流に起因する回路の誤った
トリップが除去されることにある。接地漏れ電流の低減
は、モータフレームから接地までの増大されたキャパシ
タンスを有する、R410Aのような高誘電率の冷却剤
を使用するコンプレッサモータの駆動装置にとっては非
常に重要である。
射ノイズを低減させ、かつA級及びB級モータ駆動装置
の要件を満たすことのできるモータ駆動回路の製造を可
能にする。この新規な発明の別の利点は、接地漏れ電流
が低減されて、過剰な接地電流に起因する回路の誤った
トリップが除去されることにある。接地漏れ電流の低減
は、モータフレームから接地までの増大されたキャパシ
タンスを有する、R410Aのような高誘電率の冷却剤
を使用するコンプレッサモータの駆動装置にとっては非
常に重要である。
【0122】図27は、零入力バイアス電流のためのフ
ィードバック回路が改変された、図26の回路における
変形例を図示し、図28は、本発明のコモンモードフィ
ルタの詳細な全体回路図である。図27及び28を参照
すると、この場合の増幅器301及び302周辺のメイ
ンフィードバックループは、R23及びR27を介して
トランジスタQ1及びQ2の各ソースに至る。直接に両
MOSFETのソースに至るこのフィードバックは、本
質的に電圧eo301及びeo302に各入力電圧e
in301及びein302を追跡させ、MOSFET
Q1及びQ2の非線形の伝達特性を克服し、キャパシタ
C1及びC13は、増幅器301及び302のそれぞれ
の望ましくない発振を防止する。各増幅器に対するeo
とeinの間の全体的な線形性は、図26の回路によっ
て取得される線形性よりも格段に改善されている。
ィードバック回路が改変された、図26の回路における
変形例を図示し、図28は、本発明のコモンモードフィ
ルタの詳細な全体回路図である。図27及び28を参照
すると、この場合の増幅器301及び302周辺のメイ
ンフィードバックループは、R23及びR27を介して
トランジスタQ1及びQ2の各ソースに至る。直接に両
MOSFETのソースに至るこのフィードバックは、本
質的に電圧eo301及びeo302に各入力電圧e
in301及びein302を追跡させ、MOSFET
Q1及びQ2の非線形の伝達特性を克服し、キャパシタ
C1及びC13は、増幅器301及び302のそれぞれ
の望ましくない発振を防止する。各増幅器に対するeo
とeinの間の全体的な線形性は、図26の回路によっ
て取得される線形性よりも格段に改善されている。
【0123】MOSFETのソースに直接に接続されて
いるフィードバック抵抗の上述の配置の場合、増幅器自
体の直に隣接した周辺にはフィードバック抵抗が存在し
ない。従って、ein301が負になると、トランジス
タQ1は負の入力電流を複製できないので増幅器301
の出力は飽和し、ein302が正になると、トランジ
スタQ2は正の入力電流を複製できないために増幅器3
02の出力は飽和する。
いるフィードバック抵抗の上述の配置の場合、増幅器自
体の直に隣接した周辺にはフィードバック抵抗が存在し
ない。従って、ein301が負になると、トランジス
タQ1は負の入力電流を複製できないので増幅器301
の出力は飽和し、ein302が正になると、トランジ
スタQ2は正の入力電流を複製できないために増幅器3
02の出力は飽和する。
【0124】個別の「許可された極性専用」の入力は、
増幅器301に対してはダイオードD4及びR22を介
して得て、増幅器302に対してはダイオードD5及び
R47を介して得られる。ein301は、iCOM
MOTの正の周期の間は正であり、負の周期の間はゼロ
である。ein302は、iCOM MOTの負の周期
の間は負であり、正の周期の間はゼロである。
増幅器301に対してはダイオードD4及びR22を介
して得て、増幅器302に対してはダイオードD5及び
R47を介して得られる。ein301は、iCOM
MOTの正の周期の間は正であり、負の周期の間はゼロ
である。ein302は、iCOM MOTの負の周期
の間は負であり、正の周期の間はゼロである。
【0125】従って、iCOM MOTが負のとき、増
幅器301はこの周期の間に入力を受けないためにその
出力電圧は飽和せず、代わりに、本質的にQ1のしきい
値電圧に留まる。同様に、iCOM MOTが正のと
き、増幅器302の出力電圧は本質的にQ2のしきい値
電圧に留まる。従って、これらの増幅器のそれぞれの出
力は、そのアイドル期間の間、所望のMOSFETゲー
トしきい値レベルにあって、それらの個別のMOSFE
Tにおける電流を最小のクロスオーバひずみを有してi
COM MOTのクロスオーバ点において駆動する準備
ができた状態を保持する。
幅器301はこの周期の間に入力を受けないためにその
出力電圧は飽和せず、代わりに、本質的にQ1のしきい
値電圧に留まる。同様に、iCOM MOTが正のと
き、増幅器302の出力電圧は本質的にQ2のしきい値
電圧に留まる。従って、これらの増幅器のそれぞれの出
力は、そのアイドル期間の間、所望のMOSFETゲー
トしきい値レベルにあって、それらの個別のMOSFE
Tにおける電流を最小のクロスオーバひずみを有してi
COM MOTのクロスオーバ点において駆動する準備
ができた状態を保持する。
【0126】電流検出変成器の2次巻線44は、本質的
に電流源であることを注意する。ゆえに、R22に印加
される電圧は、これが正であるときiCOM MOTに
正比例する。R47に印加される電圧は、これが負であ
るときiCOM MOTに正比例する。ダイオードD4
及びD5に対する電圧降下は電流の波形をひずませず、
R22及びR47に対する電流に依存する信号に、いか
なる有意なひずみも導入しない。
に電流源であることを注意する。ゆえに、R22に印加
される電圧は、これが正であるときiCOM MOTに
正比例する。R47に印加される電圧は、これが負であ
るときiCOM MOTに正比例する。ダイオードD4
及びD5に対する電圧降下は電流の波形をひずませず、
R22及びR47に対する電流に依存する信号に、いか
なる有意なひずみも導入しない。
【0127】図26における増幅器311及び312
は、抵抗R13、増幅器301及びMOSFETQ1を
介して零入力バイアス電流を調整する。図26における
増幅器313は、抵抗R14、増幅器302及びMOS
FETQ2を介してソース抵抗の共有点における電位を
調整する。図28の回路では、これらの機能が逆転され
ている。増幅器U2及びU3(増幅器311及び312
に相当)は、R43及び増幅器U1B(302に相当)
及びQ2を介して零入力電流を調整する。増幅器U4
(313に相当)は、抵抗R7、増幅器U1A(301
に相当)及びQ1を介してソース抵抗の共有点における
電位を調整する。Q1及びQ2間のこれらの機能の交換
は基本原理を変えないが、実際には図28の配置の方が
優れていることが分かっている。
は、抵抗R13、増幅器301及びMOSFETQ1を
介して零入力バイアス電流を調整する。図26における
増幅器313は、抵抗R14、増幅器302及びMOS
FETQ2を介してソース抵抗の共有点における電位を
調整する。図28の回路では、これらの機能が逆転され
ている。増幅器U2及びU3(増幅器311及び312
に相当)は、R43及び増幅器U1B(302に相当)
及びQ2を介して零入力電流を調整する。増幅器U4
(313に相当)は、抵抗R7、増幅器U1A(301
に相当)及びQ1を介してソース抵抗の共有点における
電位を調整する。Q1及びQ2間のこれらの機能の交換
は基本原理を変えないが、実際には図28の配置の方が
優れていることが分かっている。
【0128】図26を参照すると、増幅器311に対す
るクランピングダイオードD1は、出力電流がQ1から
47を介して大地へ流れるときの、増幅器311の望ま
しくない出力電圧を軽減する1つの方法である。しかし
ながら、理想的には、増幅器311の出力は、常に出力
電流の重畳成分が全く存在しない零入力バイアス電流の
みを表すべきであり、出力電流のパルスの間に変動して
はならない。実際には、増幅器311の出力において零
入力電流のフィードバック信号から出力電流成分を「ク
ランプアウト」するこの図26の方法では、一般に零入
力バイアス電流を十分に正確には調整できない。これ
は、出力電流の各パルスの間に零入力バイアス電流のフ
ィードバック信号がある程度劣化されるためである。
るクランピングダイオードD1は、出力電流がQ1から
47を介して大地へ流れるときの、増幅器311の望ま
しくない出力電圧を軽減する1つの方法である。しかし
ながら、理想的には、増幅器311の出力は、常に出力
電流の重畳成分が全く存在しない零入力バイアス電流の
みを表すべきであり、出力電流のパルスの間に変動して
はならない。実際には、増幅器311の出力において零
入力電流のフィードバック信号から出力電流成分を「ク
ランプアウト」するこの図26の方法では、一般に零入
力バイアス電流を十分に正確には調整できない。これ
は、出力電流の各パルスの間に零入力バイアス電流のフ
ィードバック信号がある程度劣化されるためである。
【0129】図27及び28の回路では、この問題を解
決するために、部品R50,R51,R52,D10及
びD11が追加されている。従って、トランジスタQ2
によって伝送される出力電流に比例する電圧がR50に
対して誘起される。この電圧はR52を介して増幅器3
11/U2に第2の入力として印加され、そのためこれ
は、R12を介して増幅器311(U2)の入力に印加
される、出力電流成分によって発生された、R
SOURCE(Q2)(R30など)に対して生成され
る電圧を完全に相殺する。従って、R12及びR52の
組合せを介した増幅器311(U2)への正味の入力
は、RSOURCE(Q2)及びQ2を通って流れる零
入力バイアス電流のみによるものである。これは、出力
においてR50又はR51には流れない。これで、31
1(U2)の出力は、出力電流が流れているか否かに関
わりなく、零入力バイアス電流のみを表すレベルにおい
て一定に留まる。この配置を使用すれば、図26におけ
るクランピングダイオードD1はもはや必要でない。
決するために、部品R50,R51,R52,D10及
びD11が追加されている。従って、トランジスタQ2
によって伝送される出力電流に比例する電圧がR50に
対して誘起される。この電圧はR52を介して増幅器3
11/U2に第2の入力として印加され、そのためこれ
は、R12を介して増幅器311(U2)の入力に印加
される、出力電流成分によって発生された、R
SOURCE(Q2)(R30など)に対して生成され
る電圧を完全に相殺する。従って、R12及びR52の
組合せを介した増幅器311(U2)への正味の入力
は、RSOURCE(Q2)及びQ2を通って流れる零
入力バイアス電流のみによるものである。これは、出力
においてR50又はR51には流れない。これで、31
1(U2)の出力は、出力電流が流れているか否かに関
わりなく、零入力バイアス電流のみを表すレベルにおい
て一定に留まる。この配置を使用すれば、図26におけ
るクランピングダイオードD1はもはや必要でない。
【0130】本発明をそれの特定の実施形態に関連して
説明してきたが、当業者には、多くの他の変形及び修正
及び他の使用が明らかになるだろう。ゆえに、本発明
は、本願明細書における特定の開示によって限定されな
いことが望ましい。
説明してきたが、当業者には、多くの他の変形及び修正
及び他の使用が明らかになるだろう。ゆえに、本発明
は、本願明細書における特定の開示によって限定されな
いことが望ましい。
【図1】 モータ駆動回路のための従来技術に係るコモ
ンモード能動フィルタの回路図である。
ンモード能動フィルタの回路図である。
【図2】 ヘッドルーム電圧の問題を説明するための、
図1の回路の等価回路を示す図である。
図1の回路の等価回路を示す図である。
【図3】 電流検出変成器とトランジスタとの間に緩衝
増幅器を使用する本発明に係る一改良例の回路図であ
る。
増幅器を使用する本発明に係る一改良例の回路図であ
る。
【図4】 電流検出1次巻線が交流回路に設けられてい
る、図3の回路の変形例を示す図である。
る、図3の回路の変形例を示す図である。
【図5】 変流器の1次巻線が接地線に存在する、図3
の回路の別の変形例の回路図である。
の回路の別の変形例の回路図である。
【図6】 トランジスタの動作に対して十分なヘッドル
ームを確立するために各トランジスタに対する平衡用抵
抗を使用する、図3の回路の改良例を示す図である。
ームを確立するために各トランジスタに対する平衡用抵
抗を使用する、図3の回路の改良例を示す図である。
【図7】 ヘッドルームを確立するための、能動クラン
プ回路を使用する回路の別の実施形態を示す図である。
プ回路を使用する回路の別の実施形態を示す図である。
【図8】 中間点直流バス電位が能動的に調整される、
ヘッドルーム制御回路のさらに別の実施形態を示す図で
ある。
ヘッドルーム制御回路のさらに別の実施形態を示す図で
ある。
【図9】 図8の回路の等価回路を示す図である。
【図10】 十分なヘッドルームが供給される第1のヘ
ッドルーム条件に対する、ライン周波数における、接地
電圧と、トランジスタQ1及びQ2に印加される電圧
と、フィルタキャパシタに印加される電圧と、接地電流
iGNDとを示すグラフである。
ッドルーム条件に対する、ライン周波数における、接地
電圧と、トランジスタQ1及びQ2に印加される電圧
と、フィルタキャパシタに印加される電圧と、接地電流
iGNDとを示すグラフである。
【図11】 瞬間のヘッドルームが存在しない第2のヘ
ッドルーム条件に対する、ライン周波数における、接地
電圧と、トランジスタQ1及びQ2に印加される電圧
と、フィルタキャパシタに印加される電圧と、接地電流
iGNDとを示すグラフである。
ッドルーム条件に対する、ライン周波数における、接地
電圧と、トランジスタQ1及びQ2に印加される電圧
と、フィルタキャパシタに印加される電圧と、接地電流
iGNDとを示すグラフである。
【図12】 ちょうど十分なヘッドルームであり、接地
電流が最小である第3のヘッドルーム条件に対する、ラ
イン周波数における、接地電圧と、トランジスタQ1及
びQ2に印加される電圧と、フィルタキャパシタに印加
される電圧と、接地電流iGNDとを示すグラフであ
る。
電流が最小である第3のヘッドルーム条件に対する、ラ
イン周波数における、接地電圧と、トランジスタQ1及
びQ2に印加される電圧と、フィルタキャパシタに印加
される電圧と、接地電流iGNDとを示すグラフであ
る。
【図13】 その電力を直流バスから得るための、先行
する図面の増幅器回路のための新規な電源を示す図であ
る。
する図面の増幅器回路のための新規な電源を示す図であ
る。
【図14】 フィルタバス電圧がメイン直流バス電圧よ
り低い、前述の回路の改良例の回路図である。
り低い、前述の回路の改良例の回路図である。
【図15】 低減されたフィルタバス電圧を電圧低下抵
抗とツェナーダイオードの回路から得るための、図14
の回路の代替例を示す図である。
抗とツェナーダイオードの回路から得るための、図14
の回路の代替例を示す図である。
【図16】 低減されたフィルタ電圧を得るための、直
列のバスキャパシタを使用するもう1つの回路を示す図
である。
列のバスキャパシタを使用するもう1つの回路を示す図
である。
【図17】 全バス電圧の2分の1である低減されたフ
ィルタ電圧を得て、倍電圧器を使用する回路を示す図で
ある。
ィルタ電圧を得て、倍電圧器を使用する回路を示す図で
ある。
【図18】 フィルタ電圧が全直流バス電圧の2分の1
より低い、図17の回路と同様の回路を示す図である。
より低い、図17の回路と同様の回路を示す図である。
【図19】 先行する諸図面に係るフィルタ素子のうち
の選択されたものが単一のシリコンチップに統合化され
ている、集積回路チップの図である。
の選択されたものが単一のシリコンチップに統合化され
ている、集積回路チップの図である。
【図20】 スイッチング電源に能動フィルタICチッ
プを有する回路のアーキテクチャを示す図である。
プを有する回路のアーキテクチャを示す図である。
【図21】 モータ駆動回路に能動フィルタICチップ
を使用し、接地線に電流センサの1次側を設けた、フィ
ードバックに基づくアーキテクチャを示す図である。
を使用し、接地線に電流センサの1次側を設けた、フィ
ードバックに基づくアーキテクチャを示す図である。
【図22】 改良された動作を可能にするフィードフォ
ワードシステムを使用する、図21のアーキテクチャの
変形例を示す図である。
ワードシステムを使用する、図21のアーキテクチャの
変形例を示す図である。
【図23】 図21のアーキテクチャと同様であるが、
差動変流器を使用するアーキテクチャを示す図である。
差動変流器を使用するアーキテクチャを示す図である。
【図24】 差動変流器を有する図22のアーキテクチ
ャを示す図である。
ャを示す図である。
【図25】 デバイスQ1及びQ2としてバイポーラト
ランジスタの代わりにパワーMOSFETを使用する、
本発明の新規な能動フィルタを示す図である。
ランジスタの代わりにパワーMOSFETを使用する、
本発明の新規な能動フィルタを示す図である。
【図26】 別の制御素子を追加する、図25の改良例
を示す図である。
を示す図である。
【図27】 零入力バイアス電流の改良された制御のた
めの、図26の回路の変形例を示す図である。
めの、図26の回路の変形例を示す図である。
【図28】 本発明に係るコモンモードフィルタの好ま
しい実施形態の全回路図である。
しい実施形態の全回路図である。
【符号の説明】 40…整流器、 40a…フィルタキャパシタ、 41…PWM制御されたインバータ、 42…交流モータ、 43…接地線、 43a…接地端子、 44…出力巻線、 45,46…入力巻線、 47…直流分離キャパシタ、 49…ヒートシンク、 50,51,95,96…直流電源、 52,52a…交流電源、 53,107…ノード、 70,132…演算増幅器、 71…1次巻線、 85,86,105,106,R1,R2…抵抗、 90,91,92…加算回路、 93,94,109,301,302,311,31
2,313…増幅器、 97,98…端子、 99…高周波フィルタ、 108…加算比較器、 120,121…電流源、 122,123…ツェナーダイオード、 130…正のフィルタバス、 131,162,163…キャパシタ、 140…電圧低下抵抗、 141…電圧レギュレータダイオード、 145,146…直流バスキャパシタ、 147…能動レギュレータブロック、 160,161…ダイオード、 170…集積回路、 180…変圧器、 181…出力整流器、 200…トロイダル電流検出変成器、 201…1次巻線、 210…変流器、 211,212…差動巻線、 300…浮動電源、 L…入力端子、 N…中性点端子、 Q1,Q2…トランジスタ。
2,313…増幅器、 97,98…端子、 99…高周波フィルタ、 108…加算比較器、 120,121…電流源、 122,123…ツェナーダイオード、 130…正のフィルタバス、 131,162,163…キャパシタ、 140…電圧低下抵抗、 141…電圧レギュレータダイオード、 145,146…直流バスキャパシタ、 147…能動レギュレータブロック、 160,161…ダイオード、 170…集積回路、 180…変圧器、 181…出力整流器、 200…トロイダル電流検出変成器、 201…1次巻線、 210…変流器、 211,212…差動巻線、 300…浮動電源、 L…入力端子、 N…中性点端子、 Q1,Q2…トランジスタ。
【手続補正書】
【提出日】平成13年6月20日(2001.6.2
0)
0)
【手続補正1】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正内容】
【特許請求の範囲】
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ブライアン・アール・ペリー アメリカ合衆国90274カリフォルニア州パ ロス・ベルデス・エステイツ、ビア・ラン デタ1253番 Fターム(参考) 5H007 AA01 AA08 BB06 CA01 CB05 CC01 CC09 EA02 5H740 BA11 BA18 BB05 BB09 BB10 NN03 NN17
Claims (48)
- 【請求項1】 パルス幅変調されたモータ駆動回路にお
いてコモンモード電流を低減するための能動フィルタで
あって、 上記モータ駆動回路は、交流電源と、上記交流電源に接
続され、かつ正の直流バス及び負の直流バスに接続され
る整流された出力電圧を発生する整流器と、上記正の直
流バス及び負の直流バスに接続された複数の入力端子を
有しかつ制御された交流出力を有するPWMインバータ
と、上記PWMインバータの上記交流出力によって駆動
されるモータと、上記モータから延在する接地線と、上
記接地線において上記駆動回路内のコモンモード電流を
測定する電流センサとを備え、上記電流センサは上記コ
モンモード電流に関連した出力電流を発生し、 上記能動フィルタは、それぞれが第1及び第2のメイン
電極と制御電極とを有する第1及び第2のトランジスタ
と、少なくとも1つの緩衝増幅器とを備え、上記第1及
び第2のトランジスタの上記第1の電極は共通ノードに
接続され、上記第1及び第2トランジスタの上記第2の
電極はそれぞれ上記正の直流バス及び上記負の直流バス
に接続され、上記少なくとも1つの緩衝増幅器は上記電
流センサの上記出力に接続された入力と少なくとも1つ
の上記制御電極に接続された出力とを有し、直流分離キ
ャパシタは上記第1及び第2のトランジスタの上記第1
の電極の上記共通ノードを上記接地線に接続するコモン
モード電流を低減するための能動フィルタ。 - 【請求項2】 上記電流センサは、上記正及び負の直流
バスにそれぞれ直列接続された第1及び第2の巻線と、
上記コモンモード電流に関連した上記出力電流を発生す
る出力巻線とを有する差動変流器である請求項1記載の
装置。 - 【請求項3】 上記電流センサは、上記接地線と直列接
続された1次巻線と、上記コモンモード電流に関連した
上記出力電流を発生する2次巻線とを有する変流器であ
る請求項1記載の装置。 - 【請求項4】 上記変流器はトロイダルコアを有する請
求項2記載の装置。 - 【請求項5】 上記変流器はトロイダルコアを有し、上
記1次巻線は上記トロイダルコア上の単一のターンであ
る請求項3記載の装置。 - 【請求項6】 上記第1及び第2のトランジスタは相補
的なNPN及びPNPバイポーラトランジスタであり、
それらの上記第1の電極はエミッタ電極である請求項1
記載の装置。 - 【請求項7】 上記第1及び第2のトランジスタは相補
的なN及びPチャンネルパワーMOSFETであり、上
記第1の電極はソース電極である請求項1記載の装置。 - 【請求項8】 上記電流センサは、上記整流器に接続さ
れた上記交流電源の各ラインに接続された第1及び第2
の巻線と、上記コモンモード電流に関連した上記出力電
流を発生する出力巻線とを有する差動変流器である請求
項1記載の装置。 - 【請求項9】 上記第1及び第2の各トランジスタに接
続され、実質的に上記交流電源の全波整流されたサイク
ルにわたってその線形増幅動作を可能にする十分な電圧
を、各トランジスタの上記第1及び第2の電極の間で保
持するヘッドルーム電圧制御回路をさらに含む請求項1
記載の装置。 - 【請求項10】 上記ヘッドルーム電圧制御回路は、上
記第1及び第2のトランジスタとそれぞれ並列接続され
た第1及び第2の抵抗器を含む請求項9記載の装置。 - 【請求項11】 上記ヘッドルーム電圧制御回路は、上
記第1及び第2のトランジスタにそれぞれ接続され、上
記トランジスタのそれぞれに対してヘッドルーム電圧が
与えられた値を下回って減少することを防止する各能動
クランプ回路を備えた請求項9記載の装置。 - 【請求項12】 上記ヘッドルーム電圧制御回路は、上
記正及び負の直流バスの間の直流電位の中間値である中
間値電位を生成する第1の回路と、上記中間値の直流電
圧と上記第1及び第2のトランジスタのノードにおける
電圧との間の差に接続された入力、及び上記第1の言及
された増幅器の入力に接続された出力を有し、上記ノー
ドにおける平均電圧を上記中間値の電圧に能動的に調整
する第2の増幅器とを備えた請求項9記載の装置。 - 【請求項13】 上記直流バスに接続された、低減され
た電圧の正のフィルタバスをさらに含み、上記第1及び
第2のトランジスタの上記第2の電極は、それぞれ上記
低減された電圧の正のフィルタ直流バス及び上記負の直
流バスに接続された請求項1記載の装置。 - 【請求項14】 上記正及び負の直流バスの間に接続さ
れた、直列接続された抵抗器及びツェナーダイオードを
さらに含み、上記正の直流フィルタバスは上記抵抗器と
上記ツェナーダイオードの間のノードに接続された請求
項13記載の装置。 - 【請求項15】 上記正及び負の直流バスに対して接続
された、第1及び第2の直列接続されたキャパシタをさ
らに含み、上記直流フィルタバスは上記第1及び第2の
キャパシタの間のノードに接続された請求項13記載の
装置。 - 【請求項16】 上記整流器は、上記正及び負の直流バ
スに対して接続されかつ上記第1及び第2のキャパシタ
と並列接続された2つの直列接続されたダイオードを含
む倍電圧回路を備え、上記交流電源は上記各ダイオード
と上記各キャパシタの間の各ノードに接続された請求項
15記載の装置。 - 【請求項17】 上記緩衝増幅器は少なくとも第1及び
第2の電源入力と上記緩衝増幅器の複数の入力にバイア
ス電圧を印加する電源回路とを有し、上記電源回路は第
1及び第2の電流源と第1及び第2のツェナーダイオー
ドとを備え、上記第1のツェナーダイオードのアノード
は第1のノードにおいて上記第2のツェナーダイオード
のカソードに接続され、上記第1のツェナーダイオード
のカソードは上記第1の電流源の1つの端子に接続さ
れ、上記第2のツェナーダイオードの上記アノードは上
記第2の電流源の1つの端子に接続され、上記第1及び
第2の電流源の第2の端子はそれぞれ上記正及び負の直
流バスに接続され、上記第1の電流源と上記第1のツェ
ナーダイオードとの間のノードは上記第1の電源入力に
接続され、上記第2の電流源と上記第2のツェナーダイ
オードの間のノードは上記第2の電源入力に接続された
請求項1記載の装置。 - 【請求項18】 上記直流分離キャパシタと上記接地線
との間の上記共通ノードは、上記変流器の上記1次巻線
と上記モータとの間に設けられた請求項3記載の装置。 - 【請求項19】 上記変流器の上記1次巻線は、上記直
流分離フィルタキャパシタと上記接地線との間の上記共
通ノードと、上記モータとの間に設けられた請求項3記
載の装置。 - 【請求項20】 上記第1及び第2のトランジスタと上
記緩衝増幅器は共通の集積回路チップの中に形成される
請求項1記載の装置。 - 【請求項21】 上記第1及び第2のトランジスタと上
記緩衝増幅器回路と上記ヘッドルーム制御回路とは共通
の集積回路の中に形成される請求項9記載の装置。 - 【請求項22】 上記第1及び第2のトランジスタと上
記緩衝増幅器と上記直列接続された抵抗器及びツェナー
ダイオードとは共通の集積回路の中に形成される請求項
14記載の装置。 - 【請求項23】 上記第1及び第2のトランジスタと上
記緩衝増幅器と上記電源回路とは共通の集積回路の中に
形成される請求項17記載の装置。 - 【請求項24】 上記電流センサは上記接地線内に接続
された請求項1記載の装置。 - 【請求項25】 上記電流センサは少なくとも1つの1
次巻線と2次巻線とを有する変流器を備え、上記2次巻
線は上記緩衝増幅器の上記入力に接続され、上記少なく
とも1つの1次巻線は上記正の直流バスと上記第1のト
ランジスタの上記第2の電極との間に接続され、それに
よってフィードバックアーキテクチャを画成する請求項
1記載の装置。 - 【請求項26】 上記電流センサは少なくとも1つの1
次巻線と2次巻線とを有する変流器を備え、上記2次巻
線は上記緩衝増幅器の上記入力に接続され、上記少なく
とも1つの1次巻線は上記インバータの上記入力端子の
うちの1つと上記第1のトランジスタの上記第2の電極
との間に接続され、それによってフィードフォワードア
ーキテクチャを画成する請求項1記載の装置。 - 【請求項27】 パルス幅変調されたモータ駆動回路に
おいてコモンモード電流を低減するための能動フィルタ
であって、 上記モータ駆動回路は、交流電源と、上記交流電源に接
続され、かつ正の直流バス及び負の直流バスに接続され
る整流された出力電圧を発生する整流器と、上記正の直
流バス及び負の直流バスに接続された複数の入力端子を
有しかつ制御された交流出力を有するPWMインバータ
と、上記PWMインバータの上記交流出力によって駆動
されるモータと、上記モータから延在する接地線と、上
記駆動回路内のコモンモード電流を測定する電流センサ
とを備え、上記電流センサは上記コモンモード電流に関
連した出力電流を発生し、 上記能動フィルタは、それぞれが第1及び第2のメイン
電極と制御電極とを有する第1及び第2のトランジスタ
を備え、上記第1及び第2のトランジスタの上記第1の
電極は共通ノードに接続され、第1及び第2のトランジ
スタの上記第2の電極はそれぞれ上記正の直流バス及び
上記負の直流バスに直接に接続され、直流分離キャパシ
タは上記第1及び第2のトランジスタの上記第1の電極
の上記共通ノードを上記接地線に接続し、 上記電流センサは、上記正及び負の直流バスにそれぞれ
直列接続された第1及び第2の巻線と、上記共通ノード
電流に関連した上記出力電流を発生する出力巻線とを有
する差動変流器を備え、上記出力巻線は上記制御電極に
接続され、上記回路は上記変流器と上記トランジスタと
による増幅度が1である増幅を用いるフィードフォワー
ドシステムのアーキテクチャを有するコモンモード電流
を低減するための能動フィルタ。 - 【請求項28】 上記変流器はトロイダルコアを有する
請求項27記載の装置。 - 【請求項29】 上記第1及び第2のトランジスタに接
続され、実質的に上記交流電源の全波整流されたサイク
ルにわたってその線形増幅動作を可能にする十分な電圧
を、各トランジスタの上記第1及び第2の電極の間で保
持するヘッドルーム電圧制御回路をさらに含む請求項2
7記載の装置。 - 【請求項30】 上記直流バスに接続された低減された
電圧の正のフィルタバスをさらに含み、上記第1及び第
2のトランジスタの上記第2の電極は、それぞれ上記低
減された電圧の正のフィルタ直流バス及び上記負の直流
バスに接続された請求項27記載の装置。 - 【請求項31】 上記第1及び第2のトランジスタは共
通の集積回路チップの中に形成される請求項27記載の
装置。 - 【請求項32】 上記第1及び第2のトランジスタと上
記ヘッドルーム制御回路とは共通の集積回路の中に形成
される請求項27記載の装置。 - 【請求項33】 パルス幅変調されたモータ駆動回路に
おいてコモンモード電流を低減するための能動フィルタ
であって、 上記モータ駆動回路は、交流電源と、上記交流電源に接
続され、かつ正の直流バス及び負の直流バスに接続され
る整流された出力電圧を発生する整流器と、上記正の直
流バス及び負の直流バスに接続された複数の入力端子を
有しかつ制御された交流出力を有するPWMインバータ
と、上記PWMインバータの上記交流出力によって駆動
されるモータと、上記モータから延在する接地線と、上
記駆動回路内のコモンモード電流を測定する電流センサ
とを備え、上記電流センサは上記コモンモード電流に関
連した出力電流を発生し、 上記能動フィルタは、それぞれが第1及び第2のメイン
電極と制御電極とを有する第1及び第2のトランジスタ
を備え、上記第1及び第2のトランジスタの上記第1の
電極は共通ノードに接続され、第1及び第2のトランジ
スタの上記第2の電極はそれぞれ上記正の直流バス及び
上記負の直流バスに直接に接続され、上記電流センサ出
力は上記制御電極のうちの少なくとも1つに接続され、
直流分離キャパシタは上記第1及び第2のトランジスタ
の上記第1の電極の上記共通ノードを上記接地線に接続
し、ヘッドルーム電圧制御回路は、上記第1及び第2の
トランジスタに接続され、実質的に上記交流電源の全波
整流されたサイクルにわたってそれらの線形増幅動作を
可能にする十分な電圧を、上記トランジスタの第1及び
第2の電極の間で保持するコモンモード電流を低減する
ための能動フィルタ。 - 【請求項34】 上記ヘッドルーム電圧制御回路は、そ
れぞれ上記第1及び第2のトランジスタと並列接続され
た第1及び第2の抵抗器を含む請求項33記載の装置。 - 【請求項35】 上記ヘッドルーム電圧制御回路は、上
記第1及び第2のトランジスタに接続され、上記トラン
ジスタのそれぞれに対してヘッドルーム電圧が与えられ
た値を下回って減少することを防止する各能動クランプ
回路を備えた請求項33記載の装置。 - 【請求項36】 上記直流バスに接続された低減された
電圧の正のフィルタバスをさらに含み、上記第1及び第
2のトランジスタの上記第2の電極は、それぞれ上記低
減された電圧の正のフィルタ直流バス及び上記負の直流
バスに接続された請求項33記載の装置。 - 【請求項37】 上記正及び負の直流バスの間に接続さ
れた、直列接続された抵抗器及びツェナーダイオードを
さらに含み、上記正の直流フィルタバスは上記抵抗器と
上記ツェナーダイオードの間のノードに接続された請求
項36記載の装置。 - 【請求項38】 上記正及び負の直流バスに対して接続
された第1及び第2の直列接続されたキャパシタをさら
に含み、上記直流フィルタバスは上記第1及び第2のキ
ャパシタの間のノードに接続された請求項36記載の装
置。 - 【請求項39】 パルス幅変調されたモータ駆動回路に
おいてコモンモード電流を低減するための能動フィルタ
であって、 上記モータ駆動回路は、交流電源と、上記交流電源に接
続され、かつ正の直流バス及び負の直流バスに接続され
る整流された出力電圧を発生する整流器と、上記正の直
流バス及び負の直流バスに接続された入力端子を有しか
つ制御された交流出力を有するPWMインバータと、上
記PWMインバータの上記交流出力によって駆動される
モータと、上記モータから延在する接地線と、上記駆動
回路内のコモンモード電流を測定する電流センサとを備
え、上記電流センサは上記コモンモード電流に関連した
出力電流を発生し、 上記能動フィルタは、それぞれが第1及び第2のメイン
電極と制御電極とを有する第1及び第2のトランジスタ
を備え、上記第1及び第2のトランジスタの上記第1の
電極は共通ノードに接続され、第1及び第2のトランジ
スタの上記第2の電極はそれぞれ上記正の直流バス及び
上記負の直流バスに接続され、上記電流センサ出力は上
記制御電極のうちの少なくとも1つに接続され、直流分
離キャパシタは上記第1及び第2のトランジスタの上記
第1の電極の上記共通ノードを上記接地線に接続し、低
減された電圧の正のフィルタバスは上記直流バスに接続
され、上記第1のトランジスタの上記第2の電極は上記
低減された電圧の正のフィルタバスに接続されたコモン
モード電流を低減するための能動フィルタ。 - 【請求項40】 上記正及び負の直流バスの間に接続さ
れた、直列接続された抵抗器及びツェナーダイオードを
さらに含み、上記正の直流フィルタバスは上記抵抗器と
上記ツェナーダイオードの間のノードに接続された請求
項39記載の装置。 - 【請求項41】 上記正及び負の直流バスに対して接続
された第1及び第2の直列接続されたキャパシタをさら
に含み、上記直流フィルタバスは上記第1及び第2のキ
ャパシタの間のノードに接続された請求項39記載の装
置。 - 【請求項42】 上記整流器は、上記第1及び第2のキ
ャパシタと並列接続された、2つの直列接続されたダイ
オードを含む倍電圧回路を備え、上記交流電源は上記各
ダイオードと上記各キャパシタの間の各ノードに接続さ
れた請求項41記載の装置。 - 【請求項43】 上記変流器はトロイダルコアを有し、
上記第1及び第2の巻線はそれぞれ単一のターンである
請求項2記載の装置。 - 【請求項44】 上記直流分離キャパシタと上記接地線
との間の上記共通ノードは上記変流器の上記1次巻線と
上記モータとの間に設けられた請求項3記載の装置。 - 【請求項45】 上記変流器の上記1次巻線は、上記直
流分離フィルタキャパシタと上記接地線の間の上記共通
ノードと、上記モータとの間に設けられた請求項3記載
の装置。 - 【請求項46】 上記正又は負の電圧バスの1つに接続
された、低減されたフィルタ電圧バスをさらに含み、上
記第1及び第2のトランジスタの上記第2の電極は上記
低減されたフィルタ電圧バスに接続された請求項1記載
の装置。 - 【請求項47】 上記低減されたフィルタ電圧バスは上
記負電圧バスに接続された請求項46記載の装置。 - 【請求項48】 上記第1及び第2のトランジスタはM
OSFETであり、上記第1及び第2のトランジスタの
1つの上記制御電極の1つに接続された零入力バイアス
電流回路と、上記バイアス電流回路に接続され、上記各
MOSFETトランジスタの零入力ゲート電圧をそれら
のしきい値電圧に保持するように零入力バイアス電流を
調整し、それによって上記MOSFETの出力電流のク
ロスオーバひずみを除去する調整回路とをさらに含む請
求項26記載の装置。
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