JP2001339979A - Control device for bearingless motor - Google Patents
Control device for bearingless motorInfo
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、回転体の半径方向
位置を制御する磁気軸受作用と、回転体を回転駆動する
作用を兼ね備えたベアリングレスモータに係り、特に回
転子外周面に永久磁石を埋込んで配設した埋込磁石構造
型回転子のベアリングレスモータの制御装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a bearingless motor having both a magnetic bearing function for controlling the radial position of a rotating body and a rotating function for rotating the rotating body. The present invention relates to a control device for a bearingless motor of an embedded magnet type rotor which is embedded and disposed.
【０００２】[0002]
【従来の技術】回転子外周面に永久磁石を配設した埋込
磁石構造型回転子を磁気軸受作用により浮上支持しつ
つ、且つ回転駆動するベアリングレスモータの制御装置
が各種文献等に発表されている。係るベアリングレスモ
ータでは、回転するｍ極対でなる駆動磁界に同期して、
ｎ極対の駆動磁界を重畳することで、回転子に対して回
転力を与えると同時に、制御磁界の大きさ及び方向を制
御することで、回転子の浮上位置を任意に制御すること
ができる磁気軸受作用を生じる。ここで、ｍ＝ｎ±１と
いう関係が必要である。2. Description of the Related Art Various types of bearing-less motor control devices have been disclosed in the literature, such as an embedded magnet type rotor having permanent magnets arranged on the outer peripheral surface of the rotor, while floating and supporting the rotor by magnetic bearing action. ing. In such a bearingless motor, in synchronization with a driving magnetic field composed of rotating m pole pairs,
By superimposing the driving magnetic field of the n-pole pair, a rotational force is applied to the rotor, and at the same time, by controlling the magnitude and direction of the control magnetic field, the floating position of the rotor can be arbitrarily controlled. Produces a magnetic bearing effect. Here, the relationship m = n ± 1 is required.
【０００３】図１は、係るベアリングレスモータの磁気
軸受作用を示すための、無負荷時の半径方向制御力発生
原理を示す。この電動機には、電動機巻線Ｎｑと、位置
制御巻線Ｎα、Ｎβがそれぞれ固定子に配設されてい
る。そして、回転子には４極（２極対）の永久磁石が埋
め込んで配設されている。この場合には、電動機巻線Ｎ
ｑが４極の磁束を形成し、位置制御巻線Ｎα、Ｎβが２
極の磁束を形成する例について示している。電動機巻線
と位置制御巻線とはそれぞれ回転磁界を形成し、回転す
る４極（ｍ極対）の駆動磁界に、２極（ｎ極対）の制御
磁界を重畳することで、上述したベアリングレスモータ
が構成される。FIG. 1 shows the principle of generating a radial control force under no load in order to show the magnetic bearing action of such a bearingless motor. In this electric motor, an electric motor winding Nq and position control windings Nα and Nβ are respectively arranged on the stator. The rotor is provided with a four-pole (two-pole pair) permanent magnet embedded therein. In this case, the motor winding N
q forms a 4-pole magnetic flux, and the position control windings Nα and Nβ
An example of forming a magnetic flux of a pole is shown. The motor winding and the position control winding each form a rotating magnetic field, and the above-described bearing is formed by superposing a 2-pole (n-pole pair) control magnetic field on a rotating 4-pole (m-pole pair) driving magnetic field. A motor is constructed.
【０００４】永久磁石による４極界磁磁束Ψｍが短い矢
印で示すように回転子のＮ極及びＳ極から放射状に発生
している。半径方向制御力をα軸負方向に発生させるた
めに位置制御巻線Ｎαに図示の方向に電流を流すと、回
転子の突極部を通る位置制御磁束Ψα１と、磁石部を通
る位置制御磁束Ψα２とが図示の向きに発生する。この
とき、左側のギャップでは回転子界磁磁束との関係で磁
束が強めあい、右側のギャップでは磁束が弱めあうこと
により、回転子にはα軸負方向に半径方向制御力Ｆｎが
発生する。位置制御巻線ＮαとＮβに流す電流の方向と
大きさを調整することで、任意の半径方向制御力Ｆｎを
発生させることができる。A quadrupole magnetic flux 界m generated by a permanent magnet is generated radially from the N pole and the S pole of the rotor as indicated by short arrows. When a current is passed through the position control winding Nα in the direction shown in the drawing to generate a radial control force in the α-axis negative direction, a position control magnetic flux Ψα1 passing through the salient pole portion of the rotor and a position control magnetic flux passing through the magnet portion Ψα2 occurs in the illustrated direction. At this time, the magnetic flux reinforces in the left gap in relation to the rotor field magnetic flux, and the magnetic flux weakens in the right gap, so that a radial control force Fn is generated in the rotor in the α-axis negative direction. . By adjusting the direction and magnitude of the current supplied to the position control windings Nα and N.beta, it is possible to generate an arbitrary radial control force F n.
【０００５】図２は、負荷時の半径方向制御力発生原理
について示す。ここで、時計回りにトルクが発生するよ
うに、電動機巻線Ｎｑに、ｑ軸電流を図示の向きに流し
ているとする。負荷時には無負荷時に発生していた半径
方向制御力Ｆｎに加えて、β方向にも半径方向制御力Ｆ
βが発生する。この理由は次の通りである。突極部を通
る位置制御磁束Ψα１を実線で、ｑ軸電流による４極電
機子反作用磁束Ψｑを破線で示している。これら２つの
磁束により、上部ギャップでは磁束が強めあい、下部ギ
ャップでは磁束が弱めあうことにより、回転子にはβ軸
正方向に半径方向制御力Ｆβが発生する。FIG. 2 shows the principle of generating a radial control force under load. Here, it is assumed that the q-axis current is flowing in the direction shown in the drawing to the motor winding Nq so that torque is generated clockwise. When the load is in addition to the radial control force F n that occurs during no load, the radial control force to β direction F
β occurs. The reason is as follows. The position control magnetic flux Ψα1 passing through the salient pole portion is shown by a solid line, and the quadrupole armature reaction magnetic flux Ψq by the q-axis current is shown by a broken line. The two magnetic fluxes reinforce each other in the upper gap and weaken each other in the lower gap, so that the rotor generates a radial control force Fβ in the positive β-axis direction.
【０００６】半径方向制御力をｄ−ｑ軸上において数式
で表すと、（１）式になる。[0006] When the radial control force is expressed by a mathematical formula on the dq axis, the formula (1) is obtained.
【数１】 ここで、Ｍｄ’、Ｍｑ’はそれぞれｄ，ｑ軸方向の電動
機巻線と位置制御巻線との相互インダクタンスを回転子
の半径方向変位で微分した値、ｉｍは永久磁石の等価電
流値、ｉｑはｑ軸電流であり、ｉα，ｉβはそれぞれ
α，β軸位置制御電流である。(Equation 1) Here, Md 'and Mq' are values obtained by differentiating the mutual inductance between the motor winding and the position control winding in the d- and q-axis directions by the radial displacement of the rotor, im is the equivalent current value of the permanent magnet, and iq. Is a q-axis current, and iα and iβ are α and β-axis position control currents, respectively.
【０００７】位置制御電流をα軸方向にのみ流している
とすると、ｉβ＝０であることから式（１）は、式
（２）のように書き換えることができる。Assuming that the position control current is flowing only in the α-axis direction, since iβ = 0, equation (1) can be rewritten as equation (2).
【数２】 (Equation 2)
【０００８】無負荷時にはｉｑ＝０であるから、発生す
る半径方向制御力はＭｄ’ｉｍを係数とするＦαのみで
ある。負荷時には新たにＭｑ’ｉｑを係数とするＦβが
発生する。つまり、負荷時には、α方向のみに半径方向
制御力が発生するように位置制御巻線電流を流しても、
そのときのｑ軸電流ｉｑの大きさに応じてβ方向に半径
方向制御力Ｆβが発生し、α方向の半径方向制御力に干
渉する。Since iq = 0 when no load is applied, the generated radial control force is only Fα having Md'im as a coefficient. At the time of load, Fβ having a coefficient of Mq′iq is newly generated. In other words, at the time of load, even if the position control winding current flows so that the radial control force is generated only in the α direction,
A radial control force Fβ is generated in the β direction according to the magnitude of the q-axis current iq at that time, and interferes with the radial control force in the α direction.
【０００９】図３に、係る半径方向制御力の干渉を補償
する補償ブロックを備えた半径方向位置制御系のブロッ
ク図を示す。まず、変位センサで検出した回転子位置
α，βと指令値α＊，β＊との差分を取り、ＰＩＤ（比
例・積分・微分）制御により半径方向制御力指令値Ｆα
＊，Ｆβ＊を得る。変調補償ブロックでは、回転子に同
期させるための変調と、前述した半径方向制御力の干渉
を取り除く補償が行われ、位置制御電流指令値ｉα＊，
ｉβ＊が発生する。インバータで指令値通りの電流ｉ
α，ｉβを固定子巻線に供給し、式（１）に従って半径
方向制御力Ｆα，Ｆβが発生する。補償ブロックでは、
前述した負荷時に新たに発生する半径方向制御力を予測
し、これをうち消すような電流ｉα＊，ｉβ＊を指令す
ることで、実際に発生する半径方向制御力が干渉しない
ように補償が行われる。FIG. 3 shows a block diagram of a radial position control system having a compensation block for compensating for the interference of the radial control force. First, the difference between the rotor position α, β detected by the displacement sensor and the command value α * , β * is obtained, and the radial control force command value Fα is obtained by PID (proportional / integral / differential) control.
* , Fβ * . In the modulation compensation block, modulation for synchronizing with the rotor and compensation for removing the above-described interference of the radial control force are performed, and the position control current command value iα * ,
iβ * occurs. Current i according to command value in inverter
α, iβ are supplied to the stator windings, and radial control forces Fα, Fβ are generated according to equation (1). In the compensation block,
By predicting the radial control force newly generated at the time of the load described above and instructing the currents iα * and iβ * to cancel them, compensation is performed so that the actually generated radial control force does not interfere. Will be
【００１０】変調補償ブロック全体を数式で表すと、式
（３）に示すようになる。When the entire modulation compensation block is represented by a mathematical formula, it is represented by a formula (3).
【数３】 ここで、ωは回転子の角速度、θは駆動磁界と回転子の
回転角度の偏差である偏角である。(Equation 3) Here, ω is the angular velocity of the rotor, and θ is the argument, which is the deviation between the driving magnetic field and the rotation angle of the rotor.
【００１１】係る従来の制御法を試作機に適用して、負
荷時の半径方向制御力が十分に非干渉化できるか否かに
ついて実験を行った。実験は、α軸方向にのみ半径方向
制御力を発生させるため、主軸にプーリーを介して２ｋ
ｇのおもりをつるし、回転速度を毎分１５００回転と
し、ベアリングレスモータの主軸に連結した発電機によ
り負荷を変化させ、そのときのα，β方向半径方向制御
力指令値Ｆα＊，Ｆβ＊を測定した。実験結果を図４に
示す。なお、半径方向制御力指令値はｑ軸電流ｉｑ＝０
のときのＦｎ ＊の値で規格化して示している。The conventional control method was applied to a prototype, and an experiment was conducted to determine whether or not the radial control force under load could be made sufficiently non-interfering. In the experiment, to generate a radial control force only in the α-axis direction, 2k
g, the rotation speed is set to 1500 revolutions per minute, the load is changed by a generator connected to the main shaft of the bearingless motor, and the α, β direction radial control force command values Fα * , Fβ * at that time are changed. It was measured. The experimental results are shown in FIG. Note that the radial control force command value is q-axis current iq = 0.
It is shown normalized by F n * values at the time of.
【００１２】半径方向制御力の非干渉化が達成されてい
れば、図中の破線で示すとおり、Ｆα＊はｑ軸電流によ
らず一定であり、Ｆβ＊は０になるはずである。しかし
ながら、実験結果より、Ｆα＊はｑ軸電流にともない増
加し、Ｆβ＊もｑ軸電流によって減少していることがわ
かる。さらには、ｑ軸電流ｉｑ＝５Ａ以上でベアリング
レスモータは不安定となりタッチダウンしてしまった。
この結果から、従来の制御法をそのまま埋込磁石構造型
回転子のベアリングレスモータに適用しても、半径方向
制御力が干渉し、安定に制御できないことが分かった。[0012] If the non-interference of the radial control force is achieved, as indicated by a broken line in FIG., F.alpha * is constant irrespective of the q-axis current, Efubeta * should be zero. However, the experimental results show that Fα * increases with the q-axis current, and that Fβ * also decreases with the q-axis current. Further, when the q-axis current iq was 5 A or more, the bearingless motor became unstable and the touchdown occurred.
From this result, it was found that even if the conventional control method was applied to the bearingless motor of the embedded magnet type rotor as it was, the control in the radial direction interfered and the control could not be performed stably.
【００１３】[0013]
【発明が解決しようとする課題】本発明は上述した事情
に鑑みて為されたもので、埋込磁石構造型回転子を備え
たベアリングレスモータの負荷運転時においても、トル
クを発生するための電流により生じる磁束に対して、十
分な非干渉化制御が行え、安定に運転が可能な制御装置
を提供することを目的とする。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above circumstances, and is intended to generate a torque even when a bearingless motor having an embedded magnet type rotor is operated under load. It is an object of the present invention to provide a control device capable of performing sufficient decoupling control on a magnetic flux generated by an electric current and performing stable operation.
【００１４】[0014]
【課題を解決するための手段】上述した課題を解決する
ため、請求項１に記載の発明は、回転するｍ極対でなる
駆動磁界に同期してｎ極対（但しＮ＝Ｍ±１）の制御磁
界を駆動磁界に重畳し、回転磁極に回転力を与えると同
時に、該回転磁極の変位検出手段によって検出した該回
転磁極の変位から該制御磁界を増減して該回転磁極を磁
気力支持するベアリングレスモータに用いる制御装置で
あり、該制御装置は、ベアリングレスモータに対する回
転方向の負荷によって発生する駆動磁界の回転角度と回
転子の回転角度との偏差を検出する偏角算出器を備え、
該偏角算出器の信号と回転角の信号に応じて行列演算を
行う変調器と、トルク電流に対応した磁気飽和に応じ
て、位置制御電流の振幅を調整する飽和補償器を設けた
ことを特徴とするベアリングレスモータの制御装置であ
る。In order to solve the above-mentioned problems, the invention according to claim 1 is directed to an n-pole pair (where N = M ± 1) in synchronization with a driving magnetic field composed of a rotating m-pole pair. The control magnetic field is superimposed on the drive magnetic field to apply a rotational force to the rotating magnetic pole, and at the same time, the control magnetic field is increased or decreased from the displacement of the rotating magnetic pole detected by the displacement detecting means of the rotating magnetic pole to support the rotating magnetic pole. Control device used for a bearingless motor, the control device including an argument calculator for detecting a deviation between a rotation angle of a driving magnetic field generated by a rotational load on the bearingless motor and a rotation angle of the rotor. ,
A modulator for performing a matrix operation in accordance with the signal of the argument calculator and a signal of the rotation angle; and a saturation compensator for adjusting the amplitude of the position control current in accordance with the magnetic saturation corresponding to the torque current. This is a control device for a bearingless motor.
【００１５】ベアリングレスモータにおいて、駆動磁束
と制御磁束が増加すると、固定子、回転子の磁束経路に
おける磁性材料（通常は珪素鋼板）に磁気飽和が発生す
る。磁気飽和の発生する状態では固定子巻線に与えた電
流の増分に対する磁束の増分は、磁気飽和の発生しない
状態と比較して小さくなる。この電流対発生磁束の関係
は、線形的に増減するという仮定の下に、トルク電流の
発生時における発生制御力の非干渉化を従来の技術では
行っている。また、同時に駆動磁束、制御磁束はそれぞ
れ極数に応じた周期関数的、正弦波的分布を、その周方
向に持つと仮定している。しかしながら、前述の事由に
より、より大きな制御力を発生するために、より大きな
制御電流を与えた場合、駆動磁束と制御磁束で合成され
た総磁束により、継鉄部に部分的な磁気飽和が発生す
る。この状態では総磁束の周方向分布は正弦波的分布で
はなくなり、その振幅が非線形的に変調されたものとな
る。これによって、従来の発生制御力に対する非干渉化
補償は十分でなくなり、新たな干渉が発生する。本発明
によれば、非干渉処理部に磁束の飽和を補償する飽和補
償器を導入することで、係る磁気飽和に対応した発生制
御力を出力することができ、これによりベアリングレス
モータを高負荷時にも十分に非干渉制御することが可能
となる。In a bearingless motor, when the drive magnetic flux and the control magnetic flux increase, magnetic saturation occurs in a magnetic material (usually a silicon steel plate) in a magnetic flux path of the stator and the rotor. In a state where magnetic saturation occurs, an increase in magnetic flux with respect to an increase in current applied to the stator winding is smaller than that in a state where magnetic saturation does not occur. In the prior art, the relationship between the current and the generated magnetic flux is made to increase or decrease linearly, and the conventional technique is to make the generated control force non-interfering when a torque current is generated. At the same time, it is assumed that the driving magnetic flux and the control magnetic flux each have a periodic functional and sinusoidal distribution in the circumferential direction according to the number of poles. However, when a larger control current is applied to generate a larger control force due to the above-mentioned reasons, partial magnetic saturation occurs in the yoke due to the total magnetic flux combined with the drive magnetic flux and the control magnetic flux. I do. In this state, the circumferential distribution of the total magnetic flux is not a sinusoidal distribution, and its amplitude is nonlinearly modulated. As a result, the conventional decoupling compensation for the generated control force is not sufficient, and new interference occurs. According to the present invention, by introducing a saturation compensator for compensating magnetic flux saturation to the non-interference processing unit, it is possible to output a generated control force corresponding to such magnetic saturation, thereby enabling the bearingless motor to operate at a high load. In some cases, sufficient non-interference control can be performed.
【００１６】請求項２に記載の発明は、前記飽和補償器
は、発生制御力とトルク電流の値、またはそれに相当す
る観測量から演算する演算装置により構成されることを
特徴とする。これにより、トルク電流に対応した非干渉
制御に必要な発生制御力の大きさを正確に予測すること
ができる。The invention according to a second aspect is characterized in that the saturation compensator is constituted by an arithmetic unit for calculating from the values of the generated control force and the torque current, or the amount of observation corresponding thereto. This makes it possible to accurately predict the magnitude of the generated control force necessary for the non-interference control corresponding to the torque current.
【００１７】請求項３に記載の発明は、前記飽和補償器
は、以下の演算式を演算する演算装置によって構成され
ることを特徴とする請求項１記載のベアリングレスモー
タの制御装置。 Ｍｑ'＝−ｍｑ×ｉｑ＋ｋ 但し、Ｍｑはｑ軸方向の制御巻線と駆動巻線の相互イン
ダクタンスを半径方向位置で微分した値であり、ｉｑは
トルク電流、ｍｑ及びｋは発生制御力とトルク電流より
設定する係数である。これにより、比較的簡単な演算に
より、発生制御力に及ぼす磁気飽和の影響を補償するこ
とができる。尚、過負荷時などに対応するためには、Ｍ
ｑ’は単なる直線でなく、折線、高次の多項式、指数関
数等で近似すればよい。また、半径方向力を発生する巻
線の電流の大きさにもＭｑ’は依存する。そこで、より
精密に制御する場合には、Ｍｑ’をｉｑやｉｄの関数と
して近似することが必要である。According to a third aspect of the present invention, in the control apparatus for a bearingless motor according to the first aspect, the saturation compensator is constituted by an arithmetic unit for calculating the following arithmetic expression. Mq ′ = − mq × iq + k where Mq is a value obtained by differentiating the mutual inductance of the control winding and the drive winding in the q-axis direction with respect to the radial position, iq is a torque current, and mq and k are generated control force and torque. This is a coefficient set from the current. This makes it possible to compensate for the effect of magnetic saturation on the generation control force by a relatively simple calculation. In order to cope with an overload, etc., M
q ′ is not simply a straight line, but may be approximated by a broken line, a higher-order polynomial, an exponential function, or the like. Mq ′ also depends on the magnitude of the current in the winding that generates the radial force. Therefore, for more precise control, it is necessary to approximate Mq ′ as a function of iq and id.
【００１８】請求項４に記載の発明は、前記トルク電流
ｉｑの演算には、リミッタを設け、該トルク電流ｉｑを
安定浮上制御範囲内に制限することを特徴とする。これ
により、トルク電流ｉｑが安定浮上制御範囲内に常に制
限されるので、ベアリングレスモータを常に安定に浮上
制御できる。The invention described in claim 4 is characterized in that a limiter is provided in the calculation of the torque current iq, and the torque current iq is limited within a stable levitation control range. As a result, the torque current iq is always limited within the stable levitation control range, so that the bearingless motor can always be levitation controlled stably.
【００１９】[0019]
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態につい
て、図５乃至図１２を参照しながら説明する。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Embodiments of the present invention will be described below with reference to FIGS.
【００２０】本発明のベアリングレスモータの制御装置
の概要を図５に示す。この対象とするベアリングレスモ
ータは、回転子外周面に永久磁石を配設した埋込磁石構
造型回転子を磁気軸受作用により浮上支持しつつ、且つ
回転駆動するものである。即ち、回転するｍ極対（この
例では２極対）の駆動磁界に同期して、ｎ極対（この例
では１極対）の制御磁界を駆動磁界に重畳し、回転子に
回転力を与えると同時に、該回転子の変位検出手段によ
って検出した該回転子の変位（α，β）から該制御磁界
を増減して該回転子を磁気力支持するベアリングレスモ
ータの制御装置である。この制御装置は、ベアリングレ
スモータに対する回転方向の負荷によって発生する駆動
磁界の回転角度と回転子の回転角度との偏差を算出する
偏角算出器１１を備える。更に、駆動磁界と制御磁界に
よって発生する磁束の経路における磁気飽和に応じて、
制御磁界の振幅を調整する飽和補償器２１を設けてい
る。FIG. 5 shows an outline of the bearingless motor control device of the present invention. The bearingless motor to which the present invention is applied is a type in which an embedded magnet structure type rotor having permanent magnets disposed on the outer peripheral surface of the rotor is levitated and supported by a magnetic bearing function and is driven to rotate. That is, in synchronism with the driving magnetic field of the rotating m-pole pair (two pole pairs in this example), the control magnetic field of the n-pole pair (one pole pair in this example) is superimposed on the driving magnetic field, and the rotational force is applied to the rotor. A control device for a bearingless motor that supports the rotor with magnetic force by increasing or decreasing the control magnetic field from the displacement (α, β) of the rotor detected by the rotor displacement detecting means at the same time as the application. This control device includes a declination calculator 11 for calculating a deviation between a rotation angle of a driving magnetic field generated by a load in a rotation direction on a bearingless motor and a rotation angle of a rotor. Furthermore, according to the magnetic saturation in the path of the magnetic flux generated by the driving magnetic field and the control magnetic field,
A saturation compensator 21 for adjusting the amplitude of the control magnetic field is provided.
【００２１】この制御装置の動作の概要は次の通りであ
る。このベアリングレスモータには、インバータ等の電
流制御器１２よりその駆動巻線に４極の駆動電流が供給
され、回転子が回転駆動される。一方で、回転子の浮上
位置は位置検出器１３，１４でそれぞれα軸方向及びβ
軸方向の変位が検出され、目標浮上位置α＊，β＊とそ
れぞれ比較される。そして、その比較結果の差分がＰＩ
Ｄ制御装置に入力され、その差分を０とするように制御
力指令値Ｆα＊，Ｆβ＊が出力され、変調器１５に入力
される。変調器１５においては、上述した（３）式に示
す行列演算が行われ制御電流座標面に変換される。そし
てその出力は制御電流指令器１６に入力され、上記
（３）式の係数に相当する制御力係数が演算器１７より
入力され、これにより浮上位置制御電流指令値ｉα＊，
ｉβ＊が出力される。この制御電流指令器１６よりの出
力は２相３相変換器１８により３相巻線電流値に変換さ
れ、インバータ装置等の電流制御器１９より電動機Ｍの
位置制御巻線に供給される。The outline of the operation of this control device is as follows. To this bearingless motor, a four-pole drive current is supplied to a drive winding from a current controller 12 such as an inverter, and the rotor is driven to rotate. On the other hand, the floating position of the rotor is determined by the position detectors 13 and 14 in the α-axis direction and β
The displacement in the axial direction is detected and compared with the target flying positions α * and β * , respectively. And the difference of the comparison result is PI
The control force command values Fα * and Fβ * are output to the D control device so that the difference is set to 0, and input to the modulator 15. In the modulator 15, the matrix operation shown in the above-described equation (3) is performed, and the data is converted into a control current coordinate plane. The output is input to the control current command device 16, and a control force coefficient corresponding to the coefficient of the above equation (3) is input from the calculator 17, whereby the flying position control current command value iα * ,
iβ * is output. The output from the control current command device 16 is converted into a three-phase winding current value by a two-phase / three-phase converter 18 and supplied to a position control winding of the electric motor M from a current controller 19 such as an inverter device.
【００２２】ここで、磁気飽和に伴う補償は次のように
行われる。回転座標系における制御電流指令値ｉα＊，
ｉβ＊を求めるに際して、上記（３）式の演算を行列部
の演算と、係数部の演算とに分けて行う。そして、それ
ぞれの演算が変調器１５及び制御力係数演算器１７で行
われる。そして、後述するように磁気飽和の影響は制御
力係数演算器におけるＭｑ’の算定に対して、これをト
ルク電流ｉｑの一次関数として扱うことにより解決され
る。ここでＭｑ’はｑ軸方向の電動機巻線と位置制御巻
線との相互インダクタンスを回転子の半径方向変位で微
分した値である。この飽和補償器２１の定数ｍｑ’及び
ｋを適当な値に選定することで、磁気飽和に対応した適
切な非干渉制御を行える。尚、本図はトルク電流ｉｑは
トルク電流指令値ｉｑ＊と同一であり、且つｄ軸電流ｉ
ｄもｄ軸電流指令値ｉｄ＊と同一である場合である。実
際のｄ軸電流ｉｄ、トルク電流ｉｑを用いれば、より精
密な制御が可能である。Here, the compensation accompanying the magnetic saturation is performed as follows. The control current command value iα * in the rotating coordinate system,
In obtaining iβ * , the calculation of the above equation (3) is performed separately for the calculation of the matrix part and the calculation of the coefficient part. Each calculation is performed by the modulator 15 and the control force coefficient calculator 17. Then, as will be described later, the influence of magnetic saturation can be solved by treating Mq ′ in the control force coefficient calculator as a linear function of the torque current iq. Here, Mq ′ is a value obtained by differentiating the mutual inductance between the motor winding in the q-axis direction and the position control winding by the radial displacement of the rotor. By setting the constants mq 'and k of the saturation compensator 21 to appropriate values, appropriate non-interference control corresponding to magnetic saturation can be performed. In this figure, the torque current iq is the same as the torque current command value iq * , and the d-axis current i
d is also the same as the d-axis current command value id * . If the actual d-axis current id and the torque current iq are used, more precise control is possible.
【００２３】以下に、従来の不十分な非干渉制御の原因
分析から、磁気飽和を補償する飽和補償器について、そ
の詳細を説明する。図６は、ｑ軸電流に対する半径方向
制御力の解析結果を示す。上述した半径方向制御力が干
渉する原因を明らかにするため、有限要素法により解析
を行った。有限要素法による解析では、位置制御電流ｉ
α、ｉβ、及びｑ軸電流の条件から、発生する半径方向
制御力を計算することができる。解析条件は、位置制御
電流をｉα＝４Ａ，ｉβ＝０とし、ｑ軸電流ｉｑを１Ａ
ずつ変化させている。図中の破線は式（２）より求めた
理論値である。ここで、ｉαは一定であるので、理論値
はＦα一定、Ｆβはｑ軸電流に応じて一定の傾きＭｑ’
ｉαで増加することになる。解析結果から、Ｆαについ
ては、ｑ軸電流に対してほぼ一定の値をとっていること
がわかる。しかしＦβは、ｑ軸電流３Ａ付近から増加が
鈍り、６Ａ以上でほぼ一定となっていることがわかる。The details of the saturation compensator for compensating magnetic saturation will be described below based on the analysis of the cause of the conventional insufficient interference control. FIG. 6 shows an analysis result of the radial control force with respect to the q-axis current. In order to clarify the cause of the interference of the above-mentioned radial control force, analysis was performed by the finite element method. In the analysis by the finite element method, the position control current i
From the conditions of α, iβ, and q-axis current, the generated radial control force can be calculated. The analysis conditions are as follows: the position control current is iA = 4A, iβ = 0, and the q-axis current iq is 1A.
Is changing at a time. The broken line in the figure is a theoretical value obtained from the equation (2). Here, since iα is constant, the theoretical value is Fα constant, and Fβ is a constant slope Mq ′ according to the q-axis current.
iα. From the analysis results, it can be seen that Fα has a substantially constant value with respect to the q-axis current. However, it can be seen that the increase of Fβ becomes slow at around the q-axis current of 3 A, and becomes almost constant at 6 A or more.
【００２４】上述した従来の制御装置では、半径方向制
御力は破線のように発生するものとして、位置制御電流
指令値を補償している。しかしながら、有限要素法の解
析結果から半径方向制御力は理論値通り発生していな
い。即ち、β軸方向のトルク分電流ｉｑに対応した補償
が十分でないのである。これが、半径方向制御力の非干
渉化が達成できない原因であると考えられる。In the above-described conventional control device, the position control current command value is compensated for assuming that the radial control force is generated as shown by a broken line. However, from the analysis results of the finite element method, the radial control force is not generated as expected. That is, the compensation corresponding to the torque component current iq in the β-axis direction is not sufficient. This is considered to be the reason that decoupling of the radial control force cannot be achieved.
【００２５】半径方向制御力が理論値通りに発生しない
原因について考察すると、上述した図６に示す有限要素
法の解析結果から、半径方向制御力が飽和している様子
が見て取れる。このことから、半径方向制御力を発生す
る磁束が飽和している可能性が考えられる。そこで、埋
込磁石構造型回転子のベアリングレスモータにおいて磁
束がもっとも集中し、飽和が起こりやすい部分を特定す
ることにする。Considering the reason why the radial control force is not generated according to the theoretical value, it can be seen from the analysis result of the finite element method shown in FIG. 6 that the radial control force is saturated. From this, it is possible that the magnetic flux that generates the radial control force is saturated. Therefore, a part where the magnetic flux is most concentrated in the bearingless motor of the embedded magnet type rotor and saturation is likely to occur is specified.
【００２６】図７は、負荷時にα軸負の方向に半径方向
制御力が発生している場合の磁束の分布を示している。
説明の便宜上、固定子歯１２カ所を図７に示すようにＡ
〜Ｌと符号を付する。歯の磁束はそれぞれ、下記のよう
に表すことができる。ただし、磁束は回転子を出る向き
を正とする。 Ａ＝＋Ψｍ （４） Ｂ＝＋Ψｍ＋Ψｑ＋Ψα１ （５） Ｃ＝−Ψｍ＋Ψｑ＋Ψα１ （６） Ｄ＝−Ψｍ ＋Ψα２ （７） Ｅ＝−Ψｍ−Ψｑ＋Ψα１ （８） Ｆ＝＋Ψｍ−Ψｑ＋Ψα１ （９） Ｇ＝＋Ψｍ （１０） Ｈ＝＋Ψｍ＋Ψｑ−Ψα１ （１１） Ｉ＝−Ψｍ＋Ψｑ−Ψα１ （１２） Ｊ＝−Ψｍ −Ψα２ （１３） Ｋ＝−Ψｍ−Ψｑ−Ψα１ （１４） Ｌ＝＋Ψｍ−Ψｑ−Ψα１ （１５）FIG. 7 shows the distribution of magnetic flux when a radial control force is generated in the negative direction of the α-axis at the time of load.
For convenience of explanation, twelve stator teeth are A-shaped as shown in FIG.
ＬL are assigned. Each tooth magnetic flux can be expressed as: However, the direction in which the magnetic flux exits the rotor is positive. A = + Ψ m (4) B = + Ψ m + Ψ q + Ψ α1 (5) C = -Ψ m + Ψ q + Ψ α1 (6) D = -Ψ m + Ψ α2 (7) E = -Ψ m -Ψ q + Ψ α1 (8) F = + Ψ m -Ψ q + Ψ α1 (9) G = + Ψ m (10) H = + Ψ m + Ψ q -Ψ α1 (11) I = -Ψ m + Ψ q -Ψ α1 (12) J = - Ψ m -Ψ α2 (13) K = -Ψ m -Ψ q -Ψ α1 (14) L = + Ψ m -Ψ q -Ψ α1 (15)
【００２７】この結果、式（５），（１４）より、歯Ｂ
及びＫで磁束が全て同じ方向を向いていることがわか
る。つまり、ｑ軸電流が増加した際に、歯Ｂ及びＫがも
っとも飽和しやすいと考えられる。As a result, according to equations (5) and (14), the tooth B
And K indicate that the magnetic fluxes all point in the same direction. That is, it is considered that the teeth B and K are most likely to be saturated when the q-axis current increases.
【００２８】図８は、有限要素法で解析した磁束分布を
示す。解析条件はｑ軸電流ｉｑ＝９Ａ、位置制御電流ｉ
α＝４Ａとしている。図示する有限要素法の解析から
も、歯Ｂ及びＫの磁束がもっとも密になっていることが
確認される。しかし、同時に歯Ｈ及びＥも磁束が集中し
ており、歯Ｂ及びＫのみで磁束が飽和するのではなく、
歯ＨとＥでも飽和が起こることが考えられる。これは、
式（８），（１１）より、歯Ｈ及びＥでは、ΨｍとΨｑ
の方向が一致しており、歯Ｂ及びＫに次いで磁束密度が
高いからである。FIG. 8 shows a magnetic flux distribution analyzed by the finite element method. Analysis conditions are q-axis current iq = 9A, position control current i
α = 4A. The analysis of the illustrated finite element method also confirms that the magnetic fluxes of the teeth B and K are the most dense. However, the magnetic flux is also concentrated on the teeth H and E at the same time, and the magnetic flux is not saturated only by the teeth B and K,
It is conceivable that saturation also occurs in teeth H and E. this is,
From equations (8) and (11), for teeth H and E, Ψ m and ｑ q
Are the same, and the magnetic flux density is the second highest after the teeth B and K.
【００２９】そこで、図８より磁束が集中して飽和する
と考えられる４つの歯Ｂ，Ｅ，Ｈ，Ｋに注目して、ｑ軸
電流に対する磁束密度変化を有限要素法で解析する。結
果を図９に示す。式（５），（８），（１１），（１
４）からも明らかなとおり、それぞれの歯の磁束密度
は、ｑ軸電流が増すにつれΨｑが増加するので、図の破
線のように一定傾斜に増加するはずである。しかし、有
限要素法の解析結果では、磁束密度はｑ軸電流の増加に
対して線形に増加することなく、飽和することが確認で
きる。また、磁束の飽和は固定子歯Ｋ→Ｂ→Ｈ→Ｅの順
で起こっている。すなわち、ｑ軸電流が増加するに従
い、上側ギャップに対向する歯Ｋ，Ｂの磁束が先に飽和
し、次に、下側ギャップに対向する歯Ｈ，Ｅが飽和し始
める。Therefore, focusing on the four teeth B, E, H, and K from which the magnetic flux is considered to be concentrated and saturated from FIG. 8, the change in the magnetic flux density with respect to the q-axis current is analyzed by the finite element method. FIG. 9 shows the results. Equations (5), (8), (11), (1
4) As is clear from, the magnetic flux density of each tooth, so [psi q As q-axis current is increased to increase, we should increase at a constant inclination as shown by a broken line in FIG. However, according to the analysis result of the finite element method, it can be confirmed that the magnetic flux density is saturated without increasing linearly with the increase in the q-axis current. The saturation of the magnetic flux occurs in the order of stator teeth K → B → H → E. That is, as the q-axis current increases, the magnetic flux of the teeth K and B facing the upper gap saturates first, and then the teeth H and E facing the lower gap begin to saturate.
【００３０】負荷時に発生する半径方向制御力Ｆβは回
転子突極部を通る位置制御磁束Ψα１とｑ軸電流による
電機子反作用磁束Ψｑの強めあい弱めあい、つまり上部
ギャップと下部ギャップとの磁束密度の差によって発生
する。上側ギャップが先に飽和するということは、図２
における回転子上部のギャップで磁束が増加しにくくな
るということである。一方、回転子下部の磁束は遅れて
飽和するので、結果的に上下ギャップ間での磁束密度の
差は小さくなり、発生する半径方向制御力は、飽和が起
きないとして求めた理論値と比較して小さくなると考え
ることができる。即ち、電機子反作用磁束が飽和するこ
とにより、負荷時に発生する半径方向制御力が飽和し、
理論値と比較して小さくなる。その結果、負荷時の半径
方向制御力が非干渉化できず、図４に示すようにｑ軸電
流が５Ａ以上で制御不能となり、タッチダウンしてしま
ったと考えられる。The radial control force Fβ generated at the time of load is based on the position control magnetic flux Ψα1 passing through the rotor salient pole portion and the armature reaction magnetic flux Ψq due to the q-axis current. Caused by the difference between The fact that the upper gap saturates first means that
Is that the magnetic flux hardly increases due to the gap above the rotor. On the other hand, since the magnetic flux at the lower part of the rotor saturates with a delay, the difference in the magnetic flux density between the upper and lower gaps becomes smaller as a result, and the generated radial control force is compared with the theoretical value obtained without saturation. Can be considered smaller. That is, since the armature reaction magnetic flux is saturated, the radial control force generated at the time of load is saturated,
It is smaller than the theoretical value. As a result, it is considered that the radial control force at the time of load could not be made non-interfering, and as shown in FIG.
【００３１】図３に示す従来の非干渉化制御装置では、
上述したように半径方向制御力を非干渉化できない場合
が生じる。しかしながら、磁気飽和を考慮した半径方向
制御力を正確に予測することができれば、完全な非干渉
化を実現できると考えられる。そこで、有限要素法によ
り磁気飽和を考慮した半径方向制御力を解析し、その結
果から非干渉化制御ブロックに入力する補償パラメータ
を算定することで、完全な半径方向制御力の非干渉化を
実現できる。In the conventional decoupling control device shown in FIG.
As described above, there are cases where the radial control force cannot be made non-interfering. However, if the radial control force in consideration of the magnetic saturation can be accurately predicted, it is considered that complete decoupling can be realized. Therefore, the radial control force considering magnetic saturation is analyzed by the finite element method, and the compensation parameter to be input to the decoupling control block is calculated from the result, thereby realizing complete decoupling of the radial control force. it can.
【００３２】従来の非干渉化制御装置では、位置制御電
流ｉαのみを流した条件下で、半径方向制御力は式
（２）より、Ｆαはｑ軸電流によらず一定に発生し、Ｆ
βはｑ軸電流に応じて傾きＭｑ’ｉαで一定に増加する
としていた。しかしながら、実際にはＦαはほぼ一定に
なるものの、Ｆβは電機子反作用磁束の磁気飽和の影響
で、線形には増加しない。このことは、Ｆβの傾きＭ
ｑ’ｉαのうち、Ｍｑ’の値がｑ軸電流の値により変化
するためであると考えることができる。そこで、Ｍｑ’
をｑ軸電流により変化する変数として扱うものとする。
式（２）をＭｑ’について解くと、下記の式（１６）に
なる。 Ｍｑ’＝Ｆβ／（ｉｑ×ｉα）In the conventional decoupling control device, under the condition that only the position control current iα is passed, the radial control force is obtained from Equation (2), and Fα is generated constant irrespective of the q-axis current.
β is assumed to increase constantly with a slope Mq′iα according to the q-axis current. However, actually, although Fα is almost constant, Fβ does not increase linearly due to the magnetic saturation of the armature reaction magnetic flux. This means that the slope M of Fβ
It can be considered that the value of Mq ′ in q′iα changes depending on the value of the q-axis current. Therefore, Mq '
Is treated as a variable that changes according to the q-axis current.
When equation (2) is solved for Mq ′, the following equation (16) is obtained. Mq ′ = Fβ / (iq × iα)
【００３３】図１０は、ｑ軸電流とＭｑ’の関係を示
す。この関係は図５のＦβの解析結果から式（１６）に
よりＭｑ’とｑ軸電流との関係を求めることができる。
ｑ軸電流の増加に従いＭｑ’は直線的に減少している。
Ｍｑ’を直線近似すると、下記の式（１７）に示すよう
になる。 Ｍｑ’＝−０．１５７×ｉｑ＋２．１８４４ （１７）FIG. 10 shows the relationship between the q-axis current and Mq '. The relationship between Mq ′ and the q-axis current can be obtained from the analysis result of Fβ in FIG.
As the q-axis current increases, Mq ′ decreases linearly.
When Mq ′ is approximated by a straight line, the following equation (17) is obtained. Mq ′ = − 0.157 × iq + 2.1844 (17)
【００３４】式（１７）より得られたＭｑ’を補償パラ
メータとして非干渉化制御ブロックに入力する。このこ
とは、図３に示す制御ブロック中の補償パラメータが、
従来の係数が一定なものから、飽和補償器２１により一
次関数へと変更されたことを意味する。Mq ′ obtained from equation (17) is input to the decoupling control block as a compensation parameter. This means that the compensation parameter in the control block shown in FIG.
This means that the conventional coefficient is changed from a constant to a linear function by the saturation compensator 21.
【００３５】ここで、負荷時の半径方向制御力が飽和補
償器により完全に非干渉化できるか実験により確認す
る。図１１はその実験結果を示す。実験は、α軸方向に
のみ半径方向制御力を発生させるため、２ｋｇのおもり
をプーリを介してつるし、回転速度を毎分１５００回転
とし、α，β方向半径方向制御力指令値Ｆα＊，Ｆβ＊
を測定したものである。半径方向制御力の非干渉化が達
成されていれば、図中の破線で示すとおり、Ｆα＊はｑ
軸電流によらず一定であり、Ｆβ＊は０になるはずであ
る。Here, it is confirmed by an experiment whether or not the radial control force under load can be completely decoupled by the saturation compensator. FIG. 11 shows the results of the experiment. In the experiment, in order to generate a radial control force only in the α-axis direction, a 2 kg weight was suspended via a pulley, the rotation speed was set to 1500 revolutions per minute, and the α, β direction radial control force command values Fα * , Fβ *
Is measured. If decoupling of the radial control force is achieved, as indicated by the broken line in the figure, Fα * is q
It should be constant regardless of the shaft current, and Fβ * should be zero.
【００３６】磁気飽和を補償する飽和補償器２１を導入
することで、図１１に示すとおり、半径方向制御力はほ
ぼ理論値と一致しており、補償誤差は最大で約３°と小
さい。また、従来の制御装置ではｑ軸電流が約５Ａでタ
ッチダウンしたが、本発明の制御装置ではタッチダウン
することなく、ｑ軸電流を９Ａまで実験で流すことがで
きた。このことから、本発明の制御装置では半径方向制
御力を実用的な範囲で完全に非干渉化できる。By introducing the saturation compensator 21 for compensating for magnetic saturation, as shown in FIG. 11, the control force in the radial direction almost coincides with the theoretical value, and the compensation error is as small as about 3 ° at the maximum. Further, in the conventional control device, the touch-down was performed when the q-axis current was about 5 A, but in the control device of the present invention, the q-axis current could flow up to 9 A in the experiment without the touch-down. Accordingly, the control device of the present invention can completely eliminate the radial control force within a practical range.
【００３７】前記トルク電流ｉｑには、図１２に示すよ
うにリミッタ２５を設けることが好ましい。このように
リミッタ２５を配置することで、トルク電流ｉｑが増大
しても、その出力ｉｑ’が一定値に保たれる。従って、
磁気飽和を補償できる安定浮上制御範囲内にその運転が
制限される。このリミッタは、トルク電流指令値ｉｑ ＊
に適用しても同様の効果が得られる。FIG. 12 shows the torque current iq.
It is preferable to provide the limiter 25 as described above. in this way
The torque current iq is increased by arranging the limiter 25.
However, the output iq 'is maintained at a constant value. Therefore,
Operation within the stable levitation control range that can compensate for magnetic saturation
Limited. This limiter has a torque current command value iq *
The same effect can be obtained by applying the method described above.
【００３８】以上に本発明の一実施形態を説明したが、
本発明の趣旨を逸脱することなく、種々の変形実施例が
可能なことは勿論である。The embodiment of the present invention has been described above.
Of course, various modifications can be made without departing from the spirit of the present invention.
【００３９】[0039]
【発明の効果】本発明によれば、高負荷時等の大きなト
ルク電流が流れた場合においても、磁気飽和を補償する
飽和補償器を導入することで、完全な非干渉化制御が行
える。従って、高負荷時においてもベアリングレスモー
タを安定に浮上制御することが可能となる。According to the present invention, even when a large torque current flows at a high load or the like, complete decoupling control can be performed by introducing a saturation compensator for compensating magnetic saturation. Therefore, the bearingless motor can be stably levitated even under a high load.
【図１】無負荷時の半径方向制御力の発生原理を示す図
である。FIG. 1 is a diagram illustrating a principle of generation of a radial control force when no load is applied.
【図２】負荷時の半径方向制御力の発生原理を示す図で
ある。FIG. 2 is a diagram illustrating the principle of generation of a radial control force under load.
【図３】ベアリングレスモータの半径方向位置制御系を
示すブロック図である。FIG. 3 is a block diagram showing a radial position control system of the bearingless motor.
【図４】半径方向制御力の干渉を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing interference of a radial control force.
【図５】本発明の実施形態の制御装置の構成を示すブロ
ック図である。FIG. 5 is a block diagram illustrating a configuration of a control device according to the embodiment of the present invention.
【図６】有限要素法による半径方向制御力の解析結果を
示す図である。FIG. 6 is a diagram showing an analysis result of a radial control force by a finite element method.
【図７】負荷時の磁束分布を示す図である。FIG. 7 is a diagram showing a magnetic flux distribution under load.
【図８】有限要素法による磁束分布の解析結果を示す図
である。FIG. 8 is a diagram showing an analysis result of a magnetic flux distribution by a finite element method.
【図９】固定子歯部磁束密度を示す図である。FIG. 9 is a diagram showing a magnetic flux density of a stator tooth portion.
【図１０】ｑ軸電流とＭｑ’の関係を示す図である。FIG. 10 is a diagram illustrating a relationship between a q-axis current and Mq ′.
【図１１】磁気飽和を補償する補償飽和器による非干渉
化の効果を示す図であり、横軸はｑ軸電流であり、縦軸
は規格化した半径方向制御力指令値Ｆα＊，Ｆβ＊であ
る。FIG. 11 is a diagram showing the effect of decoupling by a compensating saturator for compensating magnetic saturation, wherein the horizontal axis represents q-axis current, and the vertical axis represents standardized radial control force command values Fα *, Fβ *. It is.
【図１２】トルク電流にリミッタを付して制限すること
を示す図である。FIG. 12 is a diagram showing that a torque current is limited by adding a limiter.
１１ 偏角算出器 １５ 変調器 １６ 制御電流指令器 １７ 制御力係数演算器 ２１ 飽和補償器 ２５ リミッタ α，β 主軸の変位 Ｍ ベアリングレスモータ DESCRIPTION OF SYMBOLS 11 Declination calculator 15 Modulator 16 Control current commander 17 Control force coefficient calculator 21 Saturation compensator 25 Limiter α, β Displacement of main shaft M Bearingless motor
フロントページの続き (71)出願人 596045708 大島 政英 長野県茅野市中大塩18−４ ハウゼ森Ｃ 208 (72)発明者 森 敏 神奈川県藤沢市本藤沢４丁目２番１号 株 式会社荏原総合研究所内 (72)発明者 大沢 将 神奈川県藤沢市本藤沢４丁目２番１号 株 式会社荏原総合研究所内 (72)発明者 佐藤 忠 神奈川県藤沢市本藤沢４丁目２番１号 株 式会社荏原総合研究所内 (72)発明者 深尾 正 横浜市青葉区松風台24−45 (72)発明者 千葉 明 新宿区下落合１−８−14 落合マンション 707 (72)発明者 大島 政英 長野県茅野市中大塩18−４ ハウゼ森Ｃ 208 Ｆターム(参考） 3J102 AA01 BA03 BA17 CA10 DA03 DA09 DB05 DB10 DB37 GA13 5H560 BB04 BB17 XA13 5H576 DD07 EE01 EE18 EE23 GG01 HB01 JJ24 JJ25 JJ28 LL39 LL40 LL41 MM20 Continuation of front page (71) Applicant 596045708 Masahide Oshima 18-4 Nakao-Shio, Chino-shi, Nagano Hause-Mori C 208 (72) Inventor Satoshi Mori 4-2-1 Motofujisawa, Fujisawa-shi, Kanagawa Prefecture Ebara Research Institute, Ltd. (72) Inventor Masaru Osawa 4-2-1 Motofujisawa, Fujisawa-shi, Kanagawa Prefecture Inside Ebara Research Institute, Ltd. (72) Inventor Tadashi 4-2-1 Motofujisawa, Fujisawa-shi, Kanagawa Prefecture Ebara Corporation Inside the Research Institute (72) Inventor Tadashi Fukao 24-45 Shofudai, Aoba-ku, Yokohama-shi (72) Inventor Akira Chiba 1-8-14, Shimo-Ochiai, Shinjuku-ku Ochiai Mansion 707 (72) Inventor, Masahide Oshima Naka-Oshio, Chino City, Nagano Prefecture 18-4 Hause Mori C 208 F term (reference) 3J102 AA01 BA03 BA17 CA10 DA03 DA09 DB05 DB10 DB37 GA13 5H560 BB04 BB17 XA13 5H576 DD07 EE01 EE18 EE23 GG01 HB01 JJ24 JJ25 JJ28 LL39 LL40 LL41 MM41
Claims (4)
てｎ極対（但しｎ＝ｍ±１）の制御磁界を駆動磁界に重
畳し、回転磁極に回転力を与えると同時に、該回転磁極
の変位検出手段によって検出した該回転磁極の変位から
該制御磁界を増減して該回転磁極を磁気力支持するベア
リングレスモータに用いる制御装置であり、該制御装置
は、ベアリングレスモータに対する回転方向の負荷によ
って発生する駆動磁界の回転角度と回転子の回転角度と
の偏差を検出する偏角算出器を備え、該偏角算出器の信
号と回転角の信号に応じて行列演算を行う変調器と、ト
ルク電流に対応した磁気飽和に応じて、位置制御電流の
位相と振幅を調整する飽和補償器を設けたことを特徴と
するベアリングレスモータの制御装置。1. A control magnetic field of an n-pole pair (where n = m ± 1) is superimposed on a driving magnetic field in synchronization with a driving magnetic field of a rotating m-pole pair, and a rotating force is applied to the rotating magnetic pole. A control device for use in a bearingless motor for supporting the rotating magnetic pole by increasing or decreasing the control magnetic field from the displacement of the rotating magnetic pole detected by the displacement detecting means of the rotating magnetic pole, the control device comprising: A deflection angle calculator for detecting a deviation between a rotation angle of a driving magnetic field generated by a load in a direction and a rotation angle of a rotor, and performing a matrix operation according to a signal of the angle calculator and a signal of the rotation angle. And a saturation compensator for adjusting the phase and amplitude of the position control current according to the magnetic saturation corresponding to the torque current.
電流の値、またはそれに相当する観測量から演算する演
算装置により構成されることを特徴とする請求項１記載
のベアリングレスモータの制御装置。2. The control of a bearingless motor according to claim 1, wherein said saturation compensator is constituted by an arithmetic unit for calculating from a value of the generated control force and a torque current or an observation amount corresponding thereto. apparatus.
する演算装置によって構成されることを特徴とする請求
項１記載のベアリングレスモータの制御装置。 Ｍｑ'＝−ｍｑ×ｉｑ＋ｋ 但し、Ｍｑはｑ軸方向の、制御巻線と駆動巻線の相互イ
ンダクタンスを半径方向位置で微分した値であり、ｉｑ
はトルク電流、ｍｑ及びｋは発生制御力とトルク電流よ
り設定する係数である。3. The control device for a bearingless motor according to claim 1, wherein said saturation compensator is configured by an arithmetic device that calculates the following arithmetic expression. Mq ′ = − mq × iq + k where Mq is a value obtained by differentiating the mutual inductance of the control winding and the driving winding in the q-axis direction with respect to the radial position.
Is a torque current, and mq and k are coefficients set from the generated control force and the torque current.
タを設け、該トルク電流ｉｑを安定浮上制御範囲内に制
限することを特徴とする請求項３記載のベアリングレス
モータの制御装置。4. The control device for a bearingless motor according to claim 3, wherein a limiter is provided in the calculation of the torque current iq to limit the torque current iq within a stable levitation control range.
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