JP2004254423A

JP2004254423A - Motor controller

Info

Publication number: JP2004254423A
Application number: JP2003042152A
Authority: JP
Inventors: Ryozo Masaki; 良三正木; Satoru Kaneko; 金子　　悟; Takefumi Sawada; 建文澤田; Kazutoshi Nagayama; 和俊永山; Yasuro Matsunaga; 康郎松永; Seiji Ando; 誠二安藤
Original assignee: Hitachi Ltd; Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd; Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 2003-02-20
Filing date: 2003-02-20
Publication date: 2004-09-09
Anticipated expiration: 2023-02-20
Also published as: JP4120420B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a motor controller which can control in an unloaded condition and heavily loaded condition without being influenced by partial magnetic saturation without a magnetic position sensor. <P>SOLUTION: A controller 4 which controls an applied voltage to an AC motor 1 is equipped with a position detector 14 which superimposes a voltage for position detection on the applied voltage and detects a phase θco from the phase θdi of a current difference vector with respect to the voltage for position detection, and a position compensator 15 which computes a compensating position Δθ created by the partial magnetic saturation of a rotor 17 from the torque command τr of the AC motor and a motor velocity ωm obtained by a velocity detector 16. The controller 4 controls the motor using a magnetic pole position θc which is compensated using the compensating position Δθ added to a phase θco. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は突極性を有する交流モータを高性能に制御するモータ制御装置に係り、特に磁極位置センサなしで前記モータを制御するモータ制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
【特許文献１】特開２００１−１６９５９０号公報
同期モータの速度やトルクを制御するためには、磁極位置を検出するか、あるいは推定する必要がある。その検出した磁極位置に基づいて電流制御あるいは電圧制御を行うことで、同期モータのトルクや速度を制御することができる。近年、この磁極位置を位置検出器で検出することなく、同期モータを制御する磁極位置センサレス制御方式が提案されている。先行技術として、例えば前記特許文献１がある。これは交流モータを駆動するための印加電圧に加えて、位置検出を行うための検出用電圧を重畳し、検出用電圧に対する電流変化状態や変化方向により回転子位置を推定検出するものである。
【０００３】
この磁極位置推定方法の推定原理は、次の原理に基づいている。すなわち、突極性を有する交流モータは回転子の位置によりインダクタンスが異なるため、電流変化状態や電流差分ベクトルを検出することによって、回転子位置を推定することができる、というものである。例えば、磁石埋め込み型同期モータの場合は、磁石を埋め込んだ磁極方向（ｄ軸方向）はインダクタンスが最小となる。それに対して電気的に直交するｑ軸方向のインダクタンスは最大となる。
【０００４】
そこで、制御装置が推定する磁極位置方向（ｄｃ軸方向）が、実際のｄ軸方向と異なる場合について述べる。ｄｃ軸方向に検出用電圧を印加すると、それに対する電流差分ベクトルが発生する。この電流差分ベクトルの方向は、ｄｃ軸方向より、電流が流れやすい方向、つまり、インダクタンスが最小となるｄ軸方向に近づく。その電流差分ベクトルの方向を次のｄｃ軸方向に設定して、その方向に検出用電圧を印加すると、さらに電流差分ベクトルはｄ軸方向に近づく。ｄｃ軸がｄ軸と数１０°異なっている場合でも、このように推定を繰り返し、数回のサンプリング演算でｄｃ軸はｄ軸に一致することができる。この方法を用いることにより、位置検出器を設けることなく、短時間で回転子位置を推定できるので、安価で高性能の交流モータの制御装置を提供することができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、前記先行技術の方法では、次のような問題が発生する場合があることがわかった。交流モータの負荷が増大すると、回転子電流が増大して電流の流れ方により、部分的に飽和する現象が発生する。つまり、インダクタンスが最小となる回転子の位置がｄ軸方向から電流ベクトルの方向に少し移動してしまう。そのため、上記のように、交流モータの負荷が大きくなると、インダクタンスが最小となる位置をｄ軸として推定しようとした場合に、正しい磁極位置を推定することができないことがある。すなわち、発生するモータトルクに比較して、大きな電流が流れてしまうことになる。したがって、電流による損失が増加し、結局駆動効率が低下するという問題がある。
【０００６】
そこで、本発明の目的は、突極性を有する交流モータを位置検出器なしで高性能に制御するシステムにおいて、モータの負荷状態や電流の流れ方にしたがって、推定磁極位置を補正し、できるだけ正確な磁極位置を推定することにある。したがって、所定のモータ電流により適正なモータトルクを発生させ、高効率運転を実現することができる。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
前記課題は以下の手段によって解決することができる。
【０００８】
交流モータと、前記交流モータに電圧を印加する電力変換器とを有し，前記印加電圧を制御する制御装置を有するモータ制御装置において、前記モータ制御装置は、前記交流モータのｄ軸電圧指令値に対して前記交流モータの回転子位置検出用電圧を重畳する手段と、前記重畳した位置検出用電圧に対する前記モータの電流変化から前記交流モータの回転子位置を検出する手段と、前記交流モータのトルク指令値に応じて前記検出された回転子位置の補正量を求める手段とを備え前記補正量により補正された回転子位置に基づいて制御をおこなうことに特徴がある。
【０００９】
また、前記回転子位置の補正量を求める手段は、前記モータトルク指令値が大きいとき前記補正量が大きくなる補正量を求める手段であること。また、前記回転子位置の補正量を求める手段は、前記モータトルク指令値とモータ速度から前記補正量を求める手段であること。また、前記回転子位置の補正量を求める手段は、前記モータ速度が大きいとき補正量が小さくなる補正量を求める手段であること、に特徴がある。
【００１０】
また、交流モータと、前記交流モータに電圧を印加する電力変換器と、印加電圧を制御する制御装置を有するモータ制御装置において、前記モータ制御装置は、前記交流モータの印加電圧に前記交流モータの回転子位置検出用電圧を重畳する手段と、前記重畳した位置検出用電圧に対する前記モータの電流変化から前記交流モータの回転子位置を検出する手段と、前記交流モータのｄ軸ｑ軸電流あるいはｄ軸ｑ軸電流指令値から前記回転子の位置補正量を求める手段とを備え，前記求められた補正量により補正された回転子位置に基づいて制御をおこなうモータ制御装置に特徴がある。
【００１１】
【発明の実施の形態】
本発明は、交流モータと、該交流モータへの印加電圧を制御する制御装置を備え、前記制御装置が前記印加電圧にモータの回転子位置検出用電圧を重畳し、位置検出用電圧に対する電流変化から前記交流モータの回転子位置を検出するとともに、前記交流モータのトルク増加に従って、前記検出した回転子位置を補正する。例えば、突極性を有する同期モータにおいて、印加電圧ベクトルＶｒに検出用電圧ベクトルを重畳する方法として、搬送波の半周期毎に正の検出用電圧ベクトル＋Ｖｓ／２と負の検出用電圧ベクトル−Ｖｓ／２を重畳する（ここで、その搬送波一周期の間は印加電圧ベクトルＶｒを一定とする）。このとき、モータ電流を検出し、半周期毎の電流差分ベクトルを求める。次に、印加電圧ベクトルＶｒを一定とした搬送波一周期の間における２回の電流差分ベクトルの差（以下、電流差分ベクトルΔｉとよぶことにする）を演算する。この電流差分ベクトルΔｉが検出用電圧ベクトルＶｓに対する電流変化状態である。ここで、この電流差分ベクトルΔｉの位相θｃｏを求める。
【００１２】
また、モータのトルク指令τｒとモータ速度ωｍから、回転子の部分的磁気飽和により発生する補正位置Δθを算出する。このΔθを位置補正量として、位相θｃｏに加算することにより、実際の回転子の磁極位置θを求める。以上のような方法により、制御装置のｄｃ軸方向の位相θｃが磁極位置の方向（ｄ軸）となるので、より精度の良い推定磁極位置を用いて磁極位置センサレス制御を行うことができる。これにより、適正な電流で所定のトルクを発生することができ、高効率のモータ制御を行うことができる。
【００１３】
以下、本発明の一実施例を図１により説明する。図１は、高負荷領域でも駆動される突極性を有する同期モータについて、電流センサだけで磁極位置を検出する一実施例を示す構成図である。この実施例は、磁石埋め込み型同期モータ１を制御する場合の構成例を示している。図１は同期モータ１をバッテリー２の直流エネルギーで駆動するモータ制御システムの構成図である。バッテリー２の直流電圧は、インバータ３により３相の交流電圧に変換され、同期モータ１に印加される。
【００１４】
この印加電圧はコントローラ４において次のような演算を行って決定される。まず、電流指令値発生部６では、モータが発生すべきトルク指令値τｒに対して、ｄ軸電流指令値ｉｄｒ、ｑ軸電流指令値ｉｑｒを決定する。ここで、ｄ軸は磁極位置（磁束）の方向、ｑ軸は電気的にｄ軸に直交する方向を示しており、ｄ−ｑ軸座標系（図２参照）を構成する。同期モータ１において、同じモータ速度ωｍで、かつ、同じモータトルクτを発生する条件の下で、ｉｄｒ、ｉｑｒの割合を変えることができるが、モータ損失は異なる。そこで、電流指令値発生部６にモータ速度ωｍを入力し、モータ速度ωｍにおいてトルク指令値τｒに対してモータ損失が最も少ない最適な電流指令値ｉｄｒ、ｉｑｒを電流指令値発生部６から出力するようにしている。なお、モータ速度ωｍは速度検出部１６において、後述する磁極位置θの変化量（微分値）から検出している。
【００１５】
磁石を有する回転子が回転すると、ｄ−ｑ軸座標系も回転する。そこで、静止座標系（α−β軸座標系）からの位相をθとする。つまり、本実施例は磁極の位相θ（以下、磁極位置θとよぶことにする。）を電流状態から精度良く検出することが目的である。ｄ軸電流とｑ軸電流を指令値どおりに制御できれば、同期モータ１はトルク指令値τｒと一致したトルクを発生することができる。なお、トルク指令値τｒは直接その値を指示される場合もあるし、図示していない速度制御演算回路から指令される場合もある。
【００１６】
また、電流センサ５ｕ、５ｖから検出されたＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖは、搬送波半周期毎に発生する電流検出パルスＰ１のタイミングにより電流検出部１０でサンプリングされ、静止座標系のα軸、β軸の電流ｉα、ｉβに変換される。ここでは、α軸はＵ相軸と同じ方向とし、β軸はそれに直交する方向として説明する。この実施例では、電流検出部１０で検出する電流はＵ相とＶ相の２つの相電流ｉｕ、ｉｖであるが、Ｗ相電流ｉｗはｉｕ、ｉｖから求めることができるので、Ｗ相電流ｉｗの検出を省略している。本発明は３相電流をすべて検出する場合にも適用できることは当然である。
【００１７】
このα軸、β軸電流ｉα、ｉβは座標変換部１１でｄ−ｑ軸座標系のｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑに変換される。電流制御部７では、ｄ軸電流指令値ｉｄｒとｄ軸電流ｉｄのｄ軸電流偏差、ｑ軸電流指令値ｉｑｒとｑ軸電流ｉｑのｑ軸電流偏差を演算し、それぞれの電流偏差に対して比例・積分制御演算によってｄ軸電圧指令値Ｖｄｒと、ｑ軸電圧指令値Ｖｑｒを出力する（なお、逆起電力を補償するための制御方法として、モータ速度ωｍを用いた非干渉制御を行う方法も提案されている）。ここで、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｒには検出用電圧手段１２により検出用電圧が加算されて、座標変換部８に入力される。また、ｑ軸電圧指令値Ｖｑｒはその値が直接、座標変換部８に入力される。この座標変換部８では、磁極位置θｃにより静止座標系の３相電圧指令値Ｖｕｒ、Ｖｖｒ、Ｖｗｒを演算する。これらの３相電圧指令値はＰＷＭ信号発生部９に入力されている。ＰＷＭ信号発生部９における演算により、３相のＰＷＭパルスＰｕ、Ｐｖ、Ｐｗをインバータ３に出力する。これにより、同期モータ１に印加する電圧が決定される。
次に、図１の実施例における重要な要素である磁極位置を検出する方法について述べる。検出用電圧発生部１２、電流差分演算部１３、位置検出部１４および位置補正部１５について説明する。まず、検出用電圧発生部１２において、搬送波半周期毎に、ｄｃ軸の正方向及び負方向に交互に検出用電圧ベクトルＶｓ／２を重畳するために、一定の正負の検出用電圧を発生する。具体的なベクトル図を図２に示す。図２は電流差分ベクトルを検出して磁極位置を推定するための印加電圧ベクトル、検出用電圧ベクトル、電流差分ベクトルの関係を示すベクトル図である。電流制御部７で演算される電圧指令ベクトルＶｒ（Ｖｄｒ，Ｖｑｒ、ここではＶｄｒ）に対して、検出用電圧ベクトルは搬送波半周期毎にｄｃ軸正方向の＋Ｖｓ／２とｄｃ軸負方向の−Ｖｓ／２とを交互に繰返す。そのため、実際に座標変換部８に入力される電圧ベクトルは図２に示したＶｒ１とＶｒ２である。
【００１８】
これに対して、電流差分演算部１３において、電流検出部１０で搬送波半周期毎に算出されたα軸電流ｉα、β軸電流ｉβが入力されると、その期間の電流の差から、搬送波半周期毎の電流差分ベクトルを求める。ここで、検出用電圧ベクトルを＋Ｖｓ／２としたときの電流差分ベクトルをΔｉｐ、検出用電圧ベクトルを−Ｖｓとしたときの電流差分ベクトルをΔｉｍとする。次に、検出用電圧ベクトルＶｓに対する電流差分ベクトルΔｉをΔｉｐとΔｉｍの差から求める。この電流差分ベクトルΔｉのα軸成分Δｉα、β軸成分Δｉβを位置検出部１４に出力する。Δｉ、つまり、ΔｉｐとΔｉｍの差は、電圧指令ベクトルＶｒ、及び、同期モータ１の逆起電力の大きさに影響されることなく、Ｖｒ１とＶｒ２の差である検出用電圧ベクトルＶｓだけにより決定される。図２に示すように、検出用電圧ベクトルＶｓをｄｃ軸方向に印加し、それに対する電流差分ベクトルΔｉが流れることになるが、このベクトル関係は同期モータ１のインダクタンスの影響を表わしている。
【００１９】
位置検出部１４では、電流差分ベクトルΔｉのα軸成分Δｉα、β軸成分Δｉβからその位相θｄｉを求める。この位相θｄｉをそのまま磁極位置としてもよいが、実際には、ノイズの影響を除去するために、フィルタ処理を行い、磁極位置θｃｏを算出している。この磁極位置θｃｏに、補正位置Δθを加算することにより、磁極位置θｃを求めているが、これは本発明の特徴のひとつである。
【００２０】
まず、補正位置Δθがない場合について磁極位置を検出する原理について説明する。磁石埋め込み型同期モータ１の回転子１７の構造を図３に示す。図３は磁石埋め込み型同期モータの回転子の構造と、電流ベクトルが小さいときのインダクタンスの変化状態を示す構造図である。この回転子１７は極数４極の場合の構造になっており、４つの磁石１８ａ，１８ｂ，１８ｃ，１８ｄを回転子１７の内部に埋め込んでいる。この場合のインダクタンスは磁石のあるｄ軸方向が最小になり、磁石のないｑ軸方向が最大になっている。このようなモータの特性を逆突極性とよぶ。また、極数が４極の場合には、機械角１８０°が電気角３６０°に相当する。このような同期モータ１に対して、図２に示すように、コントローラ４が推定した磁極の方向（ｄｃ軸方向）に検出用電圧ベクトルＶｓを印加すると、それに対する電流差分ベクトルΔｉはｄｃ軸よりもｄ軸に近い方向のベクトルになる（図２）。
【００２１】
この理由は次のように説明できる。ｄ軸のほうがインダクタンスが最小になっているため、ｄ軸方向の電流がｑ軸方向の電流よりも流れやすい。そのため、実際のｑ軸電流差分値は印加した検出用電圧ベクトルのｑ軸成分の割には小さく、ｄ軸電流差分値は印加した検出用電圧ベクトルのｄ軸成分の割には大きくなる。このような理由により、電流差分ベクトルΔｉの位相θｄｉは検出用電圧ベクトルＶｓの位相θｃから実際のｄ軸方向に近づく。そこで、次の演算のとき、位相θｄｉをｄｃ軸方向とすれば、さらに、θｄｉはｄ軸方向θに接近する。数回の演算を行うと、θｄｉはｄ軸方向θにほぼ一致することになる。これが電流の変化状態から位置検出を行う原理である。なお、極性については、別途、磁気飽和状態から判定する。
【００２２】
次に、電流による磁気飽和を考慮した位置補正方法を説明する。図４は磁石埋め込み型同期モータの回転子において、電流ベクトルが大きいときの磁気飽和領域とインダクタンスの変化状態を示している。すなわち、高負荷状態における電流ベクトルｉの方向と大きさを回転子１７上に示したものである。図３に比べて、図４の場合、負荷が大きくて、電流ベクトルが大きくなっている。このとき、電流ベクトルｉの方向を中心に部分的な磁気飽和が起こることを実験的に見出した。図４に電流ベクトルｉによる部分的磁気飽和状態を示す。電流ベクトルｉが向いているｑ軸の正方向とｄ軸の負方向の間（斜線で示した部分）が磁気飽和領域になっている。回転子１７において、磁石１８が存在する領域の透磁率は空隙と同じなので、インダクタンスが最小になっているが、磁気飽和が発生した領域についても透磁率が空隙に近づく。
【００２３】
そのため、透磁率が小さくなっている領域の中心軸はｄ軸から時計方向に位相Δθｏ遅れた方向になり、この軸がインダクタンスを最小とする方向になる。また、透磁率が大きい領域は狭くなり、その中心軸であるインダクタンス最大の方向も時計方向に位相Δθｏ遅れる。この状態を図４に示している。なお、磁気飽和が発生すると、インダクタンスの最大値は磁気飽和がない図３の場合よりは小さくなっている。
【００２４】
同期モータ１を高負荷駆動すると、大きい電流が流れ、このような現象が生じる。そこで、電流差分ベクトルにより突極性を利用して回転子の磁極位置を検出する位置センサレス制御システムにおいて、電流ベクトルｉの流れ方に応じて、位相ずれΔθｏを補償する方法を図１の位置補正部１５に示す。位置補正部１５には、トルク指令τｒとモータ速度ωｍを入力している。ここでの処理方法を図５のブロック図に示す。図５は、図１のシステム構成における位置補正部１５の演算方法を示すブロック図である。トルク指令τｒを入力すると、トルク指令τｒが大きくなるに従って、補正位置Δθを増加するように位置補正部１５ではテーブル化してもっている。また、モータ速度ωｍをパラメータにして、補正位置Δθの大きさを実際の位相ずれΔθｏに一致させるようにしている。この補正位置Δθを図１の位置検出部１４で得られる磁極位置θｃｏに加算することにより、図４で示した位相ずれΔθｏを補償して回転子１７の磁極位置θに合わせることができる。
【００２５】
図５では、モータ速度ωｍがωｍ１＜ωｍ２＜ωｍ３のようにωｍが大きくなるにしたがって、補正量としての補正位置Δθを減少するような特性にしている。これは、モータ速度ωｍが大きいとき、逆起電力を打ち消す弱め界磁制御を行う必要があり、負のｄ軸電流を大きくして、電流ベクトルｉの位相をｄ軸の負方向に近づけるためである。このため、位相ずれΔθｏはモータ速度ωｍが増加すると、わずかに小さくなる。図５はこれを考慮した演算を行っている。なお、電流ベクトルｉの流し方によっては、モータ速度ωｍが増加したとき、補正位置Δθを大きくする場合もある。このような方法を採用することにより、モータのトルクが大きく、大電流を流して部分的磁気飽和が発生する場合にも、モータ電流で精度良く磁極位置を推定できる特徴がある。
【００２６】
従来、所定のトルクを発生するとき、位置センサがある場合に比べて、突極性に基づいた位置センサレス制御を行うと、位置ずれにより必要とする電流が大きくなってしまい、モータの損失が増大してしまうという問題があった。これに対して、本発明の場合、実施例により説明したように、位置ずれを補正位置Δθにより補償できるので、位置センサがある場合と同様の電流で、所定のトルクを発生することができる。これにより、高負荷時のモータ損失を低減できる。
【００２７】
また、本実施例では、トルク指令τｒを用いて位置補正演算を行っているが、実際のトルクを測定してフィードバックしても良い。また、ｄ軸電流、ｑ軸電流の値から推定して、トルク指令τｒの代わりに適用することも可能である。また、位置ずれの補償を精度良く行うために、モータ速度ωｍも用いているが、簡略化するためには、トルク指令τｒだけで補正位置Δθを決定しても良い。
【００２８】
図６は、位置補正部の入力、及び、処理方法が図１と異なる実施例を示す構成図である。図６において、位置補正部１９には、電流指令部６で得られたｄ軸電流指令ｉｄｒ、ｑ軸電流指令ｉｑｒを入力し、次のような方法で補正位置Δθを演算している。この補正位置Δθに位置検出部１４から出力される磁極位置θｃｏを加算することで、磁極位置θｃを求めている。前述したように、電流ベクトルｉの流し方により、補正位置Δθの大きさを変える必要があるため、ここでは、電流ベクトルｉを制御するためのｄ軸電流指令ｉｄｒ、ｑ軸電流指令ｉｑｒを用いている。図７は、図６のシステム構成における位置補正部１９における演算方法を説明するためのブロック図である。
【００２９】
まず、ブロック２０において、負のｄ軸方向からの電流ベクトルｉの位相θｉを求める。この位相は図４に示しているように、負の値になる。また、ブロック２１では、電流ベクトルｉの大きさを求め、それにゲイン−Ｇを乗算することにより、比例ゲインｋを算出する。この比例ゲインｋは、図４における電流ベクトルｉの位相θｉに対する位相ずれΔθｏの割合を与えるものである。従って、ブロック２２において、位相θｉと比例ゲインｋの積を算出することにより、補正位置Δθを算出する。このΔθにより、位相ずれΔθｏを補償するものである。つまり、電流ベクトルｉの大きさが増加すると、位相ずれΔθｏも大きくなるとともに、それを補償する比例ゲインｋも大きくなる。従って、実際の磁極位置を精度良く推定することができる。
【００３０】
なお、図７に示した処理方法の代わりに、ｄ軸電流指令ｉｄｒ、ｑ軸電流指令ｉｑｒを入力して、ニ次元のテーブルを用いて、補正位置Δθを得ることもできる。この場合、より正確に計測した位相ずれΔθｏを基に、ニ次元のテーブルを作成することにより、位置推定精度をより向上させることができる。これにより、位置センサ無しでも、与えられたモータトルク指令に対して、最小の電流でトルクを発生し、モータを駆動できるので、高効率化を図ることができる。
【００３１】
また、前記図７では、位置補正部１９において、ｄ軸電流指令ｉｄｒ、ｑ軸電流指令ｉｑｒを入力して補正位置Δθを求めているが、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑを用いても、同様に目的を達成することができる。
【００３２】
以上が、本発明の一実施例であり、電流センサだけを用いて同期モータの磁極位置を検出する方法について述べた。同期モータとしては、円筒型のロータ、突極性を持つロータのいずれにも適用できる。また、同期モータの他に、リラクタンスモータでも突極性を利用して本発明を適用することができる。
【００３３】
本発明によれば、磁気飽和が発生していない場合だけでなく、磁気飽和が発生するような高負荷運転のときにも、突極性を有する交流モータを、電流センサだけで精度良く回転子位置を検出することができる。したがって、機械的に回転位置を計測する位置センサを用いなくても、制御性に優れ、かつ、損失を低減した同期モータの駆動システムを提供することができる効果がある。
【００３４】
このような演算を行うことにより、高負荷時の部分的磁気飽和による位相ずれを補償することができ、常に精度の良い位置検出を行うことができる。これを制御に用いることにより、応答性の良いモータ制御を行うことができる。
【００３５】
【発明の効果】
本発明によれば、交流モータが高負荷運転にともなう部分飽和が発生する場合であっても、電流センサだけで回転子位置を精度良く検出することができるので、回転子位置を計測する位置センサを用いなくても、制御性に優れ、かつ低損失の同期モータの駆動システムが得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】高負荷領域でも駆動される突極性を有する同期モータに本発明を適用したときの一実施例を示す構成図である。
【図２】電流差分ベクトルを検出して磁極位置を推定するための、印加電圧ベクトル、検出用電圧ベクトル、電流差分ベクトルの関係を示すベクトル図である。
【図３】磁石埋め込み型同期モータの回転子の構造と、電流ベクトルが小さいときのインダクタンスの変化状態を示すである。
【図４】磁石埋め込み型同期モータの回転子において、電流ベクトルが大きいときの磁気飽和領域とインダクタンスの変化状態を示す図である。
【図５】図１のシステム構成における位置補正部の演算方法を説明するためのブロック図である。
【図６】位置補正部の入力、及び、処理方法が図１と異なる他の実施例を示す構成図である。
【図７】図６のシステム構成における位置補正部１９の演算方法を説明するためのブロック図である。
【符号の説明】
１；同期モータ２；バッテリー３；インバータ４；コントローラ５ｕ，５ｖ；電流センサ６；電流指令値発生部７；電流制御部８、１１；座標変換部９；ＰＷＭ信号発生部１０；電流検出部１２；検出用電圧発生部１３；電流差分演算部１４；位置検出部１５、１９；位置補正部１６；速度検出部１７；回転子１８ａ，１８ｂ，１８ｃ，１８ｄ−−磁石。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a motor control device for controlling an AC motor having saliency with high performance, and more particularly to a motor control device for controlling the motor without a magnetic pole position sensor.
[0002]
[Prior art]
[Patent Document 1] JP-A-2001-169590 In order to control the speed and torque of the synchronous motor, it is necessary to detect or estimate the magnetic pole position. By performing current control or voltage control based on the detected magnetic pole position, the torque and speed of the synchronous motor can be controlled. In recent years, a magnetic pole position sensorless control method for controlling a synchronous motor without detecting the magnetic pole position with a position detector has been proposed. As a prior art, there is, for example, Patent Document 1 mentioned above. In this method, a detection voltage for performing position detection is superimposed on an applied voltage for driving an AC motor, and a rotor position is estimated and detected based on a current change state and a change direction with respect to the detection voltage.
[0003]
The estimation principle of this magnetic pole position estimation method is based on the following principle. That is, since the AC motor having saliency has different inductance depending on the position of the rotor, the rotor position can be estimated by detecting the current change state and the current difference vector. For example, in the case of a magnet embedded type synchronous motor, the inductance becomes minimum in the direction of the magnetic pole (d-axis direction) in which the magnet is embedded. On the other hand, the inductance in the q-axis direction, which is electrically orthogonal, is maximized.
[0004]
Therefore, a case where the magnetic pole position direction (dc axis direction) estimated by the control device is different from the actual d axis direction will be described. When a detection voltage is applied in the dc-axis direction, a current difference vector corresponding thereto is generated. The direction of the current difference vector approaches the direction in which current flows more easily than the dc-axis direction, that is, the direction of the d-axis where the inductance is minimized. When the direction of the current difference vector is set to the next dc-axis direction and a detection voltage is applied in that direction, the current difference vector further approaches the d-axis direction. Even when the dc axis is different from the d axis by several tens of degrees, the estimation is repeated in this way, and the dc axis can coincide with the d axis by several sampling operations. By using this method, the rotor position can be estimated in a short time without providing a position detector, so that a low-cost and high-performance AC motor control device can be provided.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, it has been found that the following problems may occur in the prior art method. When the load on the AC motor increases, the rotor current increases, and a phenomenon of partial saturation occurs depending on how the current flows. That is, the position of the rotor at which the inductance becomes minimum moves slightly from the d-axis direction to the direction of the current vector. For this reason, as described above, when the load on the AC motor is increased, it may not be possible to estimate a correct magnetic pole position when an attempt is made to estimate a position where the inductance is minimum as the d-axis. That is, a large current flows compared to the generated motor torque. Therefore, there is a problem that the loss due to the current increases and the driving efficiency eventually decreases.
[0006]
Accordingly, an object of the present invention is to provide a system for controlling an AC motor having saliency with high performance without a position detector, in which the estimated magnetic pole position is corrected according to the load state of the motor and the flow of current, and as accurate as possible. It is to estimate the magnetic pole position. Therefore, an appropriate motor torque can be generated by a predetermined motor current, and high efficiency operation can be realized.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
The above problem can be solved by the following means.
[0008]
In a motor control device having an AC motor and a power converter for applying a voltage to the AC motor, and having a control device for controlling the applied voltage, the motor control device includes a d-axis voltage command value for the AC motor. A means for superimposing a rotor position detection voltage of the AC motor with respect to, a means for detecting a rotor position of the AC motor from a change in current of the motor with respect to the superposed position detection voltage, Means for obtaining a correction amount of the detected rotor position in accordance with the torque command value, wherein the control is performed based on the rotor position corrected by the correction amount.
[0009]
Further, the means for obtaining the correction amount of the rotor position is a means for obtaining a correction amount that increases the correction amount when the motor torque command value is large. The means for calculating the correction amount of the rotor position is means for calculating the correction amount from the motor torque command value and the motor speed. Also, the means for obtaining the correction amount of the rotor position is characterized in that it is a means for obtaining a correction amount that reduces the correction amount when the motor speed is high.
[0010]
An AC motor, a power converter that applies a voltage to the AC motor, and a motor control device that has a control device that controls the applied voltage, wherein the motor control device applies the AC motor with a voltage applied to the AC motor. Means for superposing a rotor position detection voltage, means for detecting the rotor position of the AC motor from a change in the motor current with respect to the superposed position detection voltage, and a d-axis q-axis current or d of the AC motor. Means for calculating the position correction amount of the rotor from the axis q-axis current command value, wherein the motor control device performs control based on the rotor position corrected by the obtained correction amount.
[0011]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
The present invention includes an AC motor, and a control device that controls an applied voltage to the AC motor, the control device superimposing a voltage for detecting a rotor position of the motor on the applied voltage, and changing a current change with respect to the position detection voltage. , The rotor position of the AC motor is detected, and the detected rotor position is corrected in accordance with an increase in the torque of the AC motor. For example, in a synchronous motor having saliency, as a method of superimposing a detection voltage vector on an applied voltage vector Vr, a positive detection voltage vector + Vs / 2 and a negative detection voltage vector -Vs / 2 (here, the applied voltage vector Vr is constant during one cycle of the carrier wave). At this time, the motor current is detected, and a current difference vector for each half cycle is obtained. Next, a difference between two current difference vectors during one cycle of the carrier wave with the applied voltage vector Vr constant (hereinafter, referred to as a current difference vector Δi) is calculated. This current difference vector Δi is a current change state with respect to the detection voltage vector Vs. Here, the phase θco of the current difference vector Δi is obtained.
[0012]
Further, a correction position Δθ generated by partial magnetic saturation of the rotor is calculated from the motor torque command τr and the motor speed ωm. The actual magnetic pole position θ of the rotor is obtained by adding Δθ to the phase θco as the position correction amount. According to the above method, the phase θc of the control device in the dc axis direction becomes the direction of the magnetic pole position (d axis), so that the magnetic pole position sensorless control can be performed using a more accurate estimated magnetic pole position. Thus, a predetermined torque can be generated with an appropriate current, and highly efficient motor control can be performed.
[0013]
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 1 is a configuration diagram illustrating an embodiment in which a magnetic pole position is detected only by a current sensor for a synchronous motor having saliency that is driven even in a high load region. This embodiment shows a configuration example in the case where the magnet embedded type synchronous motor 1 is controlled. FIG. 1 is a configuration diagram of a motor control system that drives a synchronous motor 1 with the DC energy of a battery 2. The DC voltage of the battery 2 is converted into a three-phase AC voltage by the inverter 3 and applied to the synchronous motor 1.
[0014]
The applied voltage is determined by the controller 4 performing the following calculation. First, the current command value generator 6 determines a d-axis current command value idr and a q-axis current command value iqr for a torque command value τr to be generated by the motor. Here, the d axis indicates the direction of the magnetic pole position (magnetic flux), and the q axis indicates the direction electrically orthogonal to the d axis, and constitutes a dq axis coordinate system (see FIG. 2). In the synchronous motor 1, the ratio of idr and iqr can be changed at the same motor speed ωm and under the condition of generating the same motor torque τ, but the motor loss is different. Then, the motor speed ωm is input to the current command value generator 6 and the current command value generator 6 outputs the optimum current command values idr and iqr with the least motor loss with respect to the torque command value τr at the motor speed ωm. Like that. The motor speed ωm is detected by the speed detection unit 16 from the amount of change (differential value) of the magnetic pole position θ described later.
[0015]
When the rotor having the magnet rotates, the dq axis coordinate system also rotates. Therefore, the phase from the stationary coordinate system (α-β axis coordinate system) is defined as θ. That is, the purpose of this embodiment is to accurately detect the phase θ of the magnetic pole (hereinafter, referred to as the magnetic pole position θ) from the current state. If the d-axis current and the q-axis current can be controlled according to the command values, the synchronous motor 1 can generate a torque that matches the torque command value τr. The torque command value τr may be directly instructed, or may be instructed from a speed control arithmetic circuit (not shown).
[0016]
Further, the U-phase current iu and the V-phase current iv detected from the current sensors 5u and 5v are sampled by the current detection unit 10 at the timing of the current detection pulse P1 generated every half cycle of the carrier wave, and the α axis of the stationary coordinate system is , Β-axis currents iα, iβ. Here, the α axis is assumed to be in the same direction as the U-phase axis, and the β axis is assumed to be a direction orthogonal thereto. In this embodiment, the currents detected by the current detection unit 10 are the two phase currents iu and iv of the U-phase and the V-phase, but the W-phase current iw can be obtained from iu and iv. Detection is omitted. Naturally, the present invention can be applied to the case where all three-phase currents are detected.
[0017]
The α-axis and β-axis currents iα and iβ are converted by the coordinate conversion unit 11 into d-axis current id and q-axis current iq in the dq axis coordinate system. The current control unit 7 calculates a d-axis current command value idr and a d-axis current deviation between the d-axis current id and a q-axis current command value iqr and a q-axis current deviation between the q-axis current iq. A d-axis voltage command value Vdr and a q-axis voltage command value Vqr are output by a proportional / integral control calculation (a method of performing non-interference control using motor speed ωm as a control method for compensating for back electromotive force) Has also been proposed). Here, the detection voltage is added to the d-axis voltage command value Vdr by the detection voltage means 12 and input to the coordinate conversion unit 8. The q-axis voltage command value Vqr is directly input to the coordinate conversion unit 8. The coordinate converter 8 calculates three-phase voltage command values Vur, Vvr, and Vwr of the stationary coordinate system from the magnetic pole position θc. These three-phase voltage command values are input to the PWM signal generator 9. The PWM signal generator 9 outputs three-phase PWM pulses Pu, Pv, and Pw to the inverter 3 by the calculation. Thereby, the voltage applied to the synchronous motor 1 is determined.
Next, a method of detecting a magnetic pole position, which is an important element in the embodiment of FIG. 1, will be described. The detection voltage generator 12, current difference calculator 13, position detector 14, and position corrector 15 will be described. First, the detection voltage generator 12 generates constant positive and negative detection voltages in order to superimpose the detection voltage vector Vs / 2 alternately in the positive and negative directions of the dc axis for each half cycle of the carrier wave. . FIG. 2 shows a specific vector diagram. FIG. 2 is a vector diagram showing a relationship among an applied voltage vector, a detection voltage vector, and a current difference vector for detecting a current difference vector to estimate a magnetic pole position. With respect to the voltage command vector Vr (Vdr, Vqr, here, Vdr) calculated by the current control unit 7, the detection voltage vector is + Vs / 2 in the positive direction of the dc axis and-in the negative direction of the dc axis for each half cycle of the carrier wave. Vs / 2 are alternately repeated. Therefore, the voltage vectors actually input to the coordinate conversion unit 8 are Vr1 and Vr2 shown in FIG.
[0018]
On the other hand, when the current difference calculation unit 13 receives the α-axis current iα and the β-axis current iβ calculated by the current detection unit 10 for each half cycle of the carrier wave, the difference A current difference vector for each cycle is obtained. Here, the current difference vector when the detection voltage vector is + Vs / 2 is Δip, and the current difference vector when the detection voltage vector is −Vs is Δim. Next, a current difference vector Δi with respect to the detection voltage vector Vs is obtained from a difference between Δip and Δim. The α-axis component Δiα and the β-axis component Δiβ of the current difference vector Δi are output to the position detector 14. Δi, that is, the difference between Δip and Δim is determined only by the voltage command vector Vr and the detection voltage vector Vs, which is the difference between Vr1 and Vr2, without being affected by the magnitude of the back electromotive force of the synchronous motor 1. Is done. As shown in FIG. 2, the detection voltage vector Vs is applied in the dc-axis direction, and a current difference vector Δi flows therewith. This vector relationship indicates the effect of the inductance of the synchronous motor 1.
[0019]
The position detector 14 obtains the phase θdi from the α-axis component Δiα and the β-axis component Δiβ of the current difference vector Δi. The phase θdi may be directly used as the magnetic pole position. However, in actuality, in order to remove the influence of noise, a filtering process is performed to calculate the magnetic pole position θco. The magnetic pole position θc is obtained by adding the correction position Δθ to the magnetic pole position θco, which is one of the features of the present invention.
[0020]
First, the principle of detecting the magnetic pole position when there is no correction position Δθ will be described. FIG. 3 shows the structure of the rotor 17 of the magnet-embedded synchronous motor 1. FIG. 3 is a structural diagram showing the structure of the rotor of the magnet-embedded synchronous motor and the state of change in inductance when the current vector is small. The rotor 17 has a structure with four poles, and four magnets 18a, 18b, 18c, and 18d are embedded in the rotor 17. In this case, the inductance is minimized in the d-axis direction with the magnet, and maximized in the q-axis direction without the magnet. Such a characteristic of the motor is called reverse saliency. When the number of poles is four, the mechanical angle of 180 ° corresponds to the electrical angle of 360 °. When a voltage vector Vs for detection is applied to the synchronous motor 1 in the direction of the magnetic pole estimated by the controller 4 (dc axis direction) as shown in FIG. Is also a vector in the direction close to the d-axis (FIG. 2).
[0021]
The reason can be explained as follows. Since the d-axis has the smallest inductance, the current in the d-axis direction flows more easily than the current in the q-axis direction. Therefore, the actual q-axis current difference value is small for the q-axis component of the applied detection voltage vector, and the d-axis current difference value is large for the d-axis component of the applied detection voltage vector. For such a reason, the phase θdi of the current difference vector Δi approaches the actual d-axis direction from the phase θc of the detection voltage vector Vs. Therefore, at the time of the next calculation, if the phase θdi is set in the dc-axis direction, θdi further approaches the d-axis direction θ. After several calculations, θdi substantially coincides with the d-axis direction θ. This is the principle of detecting the position from the change state of the current. The polarity is determined separately from the magnetically saturated state.
[0022]
Next, a position correction method taking into account magnetic saturation due to current will be described. FIG. 4 shows a change in the magnetic saturation region and the inductance when the current vector is large in the rotor of the magnet-embedded synchronous motor. That is, the direction and magnitude of the current vector i in the high load state are shown on the rotor 17. Compared to FIG. 3, in the case of FIG. 4, the load is large and the current vector is large. At this time, it has been experimentally found that partial magnetic saturation occurs around the direction of the current vector i. FIG. 4 shows a partial magnetic saturation state due to the current vector i. The region between the positive direction of the q-axis and the negative direction of the d-axis where the current vector i is directed (portion indicated by oblique lines) is a magnetic saturation region. In the rotor 17, since the magnetic permeability in the region where the magnet 18 is present is the same as that of the air gap, the inductance is minimized, but also in the region where magnetic saturation occurs, the magnetic permeability approaches the air gap.
[0023]
Therefore, the central axis of the region where the magnetic permeability is small is in a direction delayed by a phase Δθo clockwise from the d-axis, and this axis is in a direction that minimizes the inductance. In addition, the region where the magnetic permeability is large becomes narrow, and the direction of the maximum inductance, which is the center axis thereof, is also delayed clockwise by the phase Δθo. This state is shown in FIG. When magnetic saturation occurs, the maximum value of the inductance is smaller than that in the case of FIG. 3 where there is no magnetic saturation.
[0024]
When the synchronous motor 1 is driven at a high load, a large current flows, and such a phenomenon occurs. Therefore, in a position sensorless control system that detects the magnetic pole position of the rotor using saliency using a current difference vector, a method of compensating for the phase shift Δθo according to the flow of the current vector i is shown in FIG. It is shown in FIG. The position corrector 15 receives the torque command τr and the motor speed ωm. The processing method here is shown in the block diagram of FIG. FIG. 5 is a block diagram showing a calculation method of the position correction unit 15 in the system configuration of FIG. When the torque command τr is input, the position correction unit 15 forms a table so that the correction position Δθ increases as the torque command τr increases. The magnitude of the correction position Δθ is made to match the actual phase shift Δθo using the motor speed ωm as a parameter. By adding this correction position Δθ to the magnetic pole position θco obtained by the position detection unit 14 in FIG. 1, the phase shift Δθo shown in FIG. 4 can be compensated and adjusted to the magnetic pole position θ of the rotor 17.
[0025]
In FIG. 5, the characteristic is such that the correction position Δθ as the correction amount decreases as the motor speed ωm increases, as ωm1 <ωm2 <ωm3. This is because when the motor speed ωm is high, it is necessary to perform the field weakening control to cancel the back electromotive force, and to increase the negative d-axis current to make the phase of the current vector i closer to the negative direction of the d-axis. For this reason, the phase shift Δθo becomes slightly smaller as the motor speed ωm increases. FIG. 5 performs calculations taking this into account. Note that the correction position Δθ may be increased when the motor speed ωm increases, depending on how the current vector i flows. By adopting such a method, there is a feature that the magnetic pole position can be accurately estimated by the motor current even when the motor torque is large and a large current flows to cause partial magnetic saturation.
[0026]
Conventionally, when a predetermined torque is generated, if a position sensorless control based on saliency is performed as compared to a case where a position sensor is provided, a required current increases due to a position shift, and motor loss increases. There was a problem that would. On the other hand, in the case of the present invention, as described in the embodiment, since the displacement can be compensated by the correction position Δθ, it is possible to generate a predetermined torque with the same current as in the case where the position sensor is provided. Thereby, motor loss at the time of high load can be reduced.
[0027]
Further, in this embodiment, the position correction calculation is performed using the torque command τr, but the actual torque may be measured and fed back. Further, it is also possible to estimate from the values of the d-axis current and the q-axis current and to apply the torque command τr instead. Further, the motor speed ωm is used to accurately compensate for the positional deviation, but for simplification, the correction position Δθ may be determined only by the torque command τr.
[0028]
FIG. 6 is a configuration diagram showing an embodiment in which the input of the position correction unit and the processing method are different from those in FIG. 6, the d-axis current command idr and the q-axis current command iqr obtained by the current command unit 6 are input to the position correction unit 19, and the correction position Δθ is calculated by the following method. The magnetic pole position θc is obtained by adding the magnetic pole position θco output from the position detection unit 14 to the correction position Δθ. As described above, since it is necessary to change the magnitude of the correction position Δθ depending on how the current vector i flows, a d-axis current command idr and a q-axis current command iqr for controlling the current vector i are used here. ing. FIG. 7 is a block diagram for explaining a calculation method in the position correction unit 19 in the system configuration of FIG.
[0029]
First, in block 20, the phase θi of the current vector i from the negative d-axis direction is determined. This phase has a negative value as shown in FIG. In addition, the block 21 calculates the magnitude of the current vector i and multiplies it by the gain -G to calculate the proportional gain k. This proportional gain k gives the ratio of the phase shift Δθo to the phase θi of the current vector i in FIG. Therefore, in block 22, the correction position Δθ is calculated by calculating the product of the phase θi and the proportional gain k. This Δθ compensates for the phase shift Δθo. That is, when the magnitude of the current vector i increases, the phase shift Δθo also increases, and the proportional gain k for compensating for the phase shift also increases. Therefore, the actual magnetic pole position can be accurately estimated.
[0030]
Note that instead of the processing method shown in FIG. 7, a d-axis current command idr and a q-axis current command iqr may be input, and the correction position Δθ may be obtained using a two-dimensional table. In this case, by creating a two-dimensional table based on the more accurately measured phase shift Δθo, it is possible to further improve the position estimation accuracy. Thus, even without a position sensor, a torque can be generated with a minimum current in response to a given motor torque command and the motor can be driven, so that high efficiency can be achieved.
[0031]
Further, in FIG. 7, the position correction unit 19 obtains the correction position Δθ by inputting the d-axis current command idr and the q-axis current command iqr, but the d-axis current id and the q-axis current iq may be used. The objectives can be achieved similarly.
[0032]
The above is one embodiment of the present invention, and the method of detecting the magnetic pole position of the synchronous motor using only the current sensor has been described. The synchronous motor can be applied to both a cylindrical rotor and a rotor having saliency. In addition to the synchronous motor, the present invention can be applied to a reluctance motor utilizing saliency.
[0033]
According to the present invention, not only when magnetic saturation does not occur, but also during a high-load operation in which magnetic saturation occurs, the AC motor having saliency can be accurately positioned with the rotor using only the current sensor. Can be detected. Therefore, there is an effect that it is possible to provide a synchronous motor drive system with excellent controllability and reduced loss without using a position sensor for mechanically measuring a rotational position.
[0034]
By performing such a calculation, it is possible to compensate for a phase shift due to partial magnetic saturation under a high load, and to always perform accurate position detection. By using this for control, motor control with good responsiveness can be performed.
[0035]
【The invention's effect】
ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, even if the AC motor is partially saturated due to high-load operation, the rotor position can be accurately detected with only the current sensor, and thus the position sensor that measures the rotor position , A control system with excellent controllability and low loss can be obtained.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram showing one embodiment when the present invention is applied to a synchronous motor having saliency that is driven even in a high load region.
FIG. 2 is a vector diagram showing a relationship among an applied voltage vector, a detection voltage vector, and a current difference vector for detecting a current difference vector and estimating a magnetic pole position.
FIG. 3 is a diagram showing a structure of a rotor of a magnet-embedded synchronous motor and a change state of inductance when a current vector is small.
FIG. 4 is a diagram illustrating a change state of a magnetic saturation region and an inductance when a current vector is large in a rotor of a magnet-embedded synchronous motor.
FIG. 5 is a block diagram for explaining a calculation method of a position correction unit in the system configuration of FIG. 1;
FIG. 6 is a configuration diagram showing another embodiment in which an input of a position correction unit and a processing method are different from those in FIG. 1;
FIG. 7 is a block diagram for explaining a calculation method of a position correction unit 19 in the system configuration of FIG. 6;
[Explanation of symbols]
1; Synchronous motor 2; Battery 3; Inverter 4; Controller 5u, 5v; Current sensor 6; Current command value generator 7; Current controller 8, 11; Coordinate converter 9; PWM signal generator 10; Current detector 12 Detection voltage generator 13; current difference calculator 14; position detectors 15, 19; position corrector 16; speed detector 17; rotors 18a, 18b, 18c, 18d--magnets.

Claims

交流モータと、前記交流モータに電圧を印加する電力変換器と、前記交流モータへの印加電圧を制御する制御装置を有するモータ制御装置において、前記モータ制御装置は、前記交流モータのｄ軸電圧指令値に対して前記交流モータの回転子位置検出用電圧を重畳する手段と、前記重畳した位置検出用電圧に対する前記モータの電流変化から前記交流モータの回転子位置を検出する手段と、前記交流モータのトルク指令値に応じて前記検出された回転子位置の補正量を求める手段とを備え前記補正量により補正された回転子位置に基づいて制御をおこなうことを特徴とするモータ制御装置。An AC motor, a power converter for applying a voltage to the AC motor, and a motor control device having a control device for controlling a voltage applied to the AC motor, wherein the motor control device includes a d-axis voltage command for the AC motor. Means for superimposing a rotor position detection voltage of the AC motor on a value, means for detecting a rotor position of the AC motor from a change in current of the motor with respect to the superimposed position detection voltage, and Means for calculating a correction amount of the detected rotor position according to the torque command value of the motor control device, wherein the control is performed based on the rotor position corrected by the correction amount.

請求項１において、前記回転子位置の補正量を求める手段は、前記モータトルク指令値が大きいとき前記補正量が大きくなる補正量を求める手段であることを特徴とするモータ制御装置。2. The motor control device according to claim 1, wherein the means for obtaining the correction amount of the rotor position is a means for obtaining a correction amount that increases the correction amount when the motor torque command value is large.

請求項１において、前記回転子位置の補正量を求める手段は、前記モータトルク指令値とモータ速度から前記補正量を求める手段であることを特徴とするモータ制御装置。2. The motor control device according to claim 1, wherein the means for obtaining the correction amount of the rotor position is means for obtaining the correction amount from the motor torque command value and the motor speed.

請求項３において、前記回転子位置の補正量を求める手段は、前記モータ速度が大きいとき補正量が小さくなる補正量を求める手段であることを特徴とするモータ制御装置。4. The motor control device according to claim 3, wherein the means for obtaining the correction amount of the rotor position is a means for obtaining a correction amount that decreases when the motor speed is high.

交流モータと、前記交流モータに電圧を印加する電力変換器と、前記交流モータへの印加電圧を制御する制御装置を有するモータ制御装置において、前記モータ制御装置は、前記交流モータの印加電圧に前記交流モータの回転子位置検出用電圧を重畳する手段と、前記重畳した位置検出用電圧に対する前記モータの電流変化から前記交流モータの回転子位置を検出する手段と、前記交流モータのｄ軸ｑ軸電流あるいはｄ軸ｑ軸電流指令値から前記回転子の位置補正量を求める手段とを備え，前記求められた補正量により補正された回転子位置に基づいて制御をおこなうことを特徴とするモータ制御装置。An AC motor, a power converter that applies a voltage to the AC motor, and a motor control device that has a control device that controls a voltage applied to the AC motor, wherein the motor control device is configured to apply the voltage to the AC motor Means for superimposing a rotor position detection voltage of the AC motor; means for detecting a rotor position of the AC motor from a change in current of the motor with respect to the superimposed position detection voltage; and a d-axis and q-axis of the AC motor. Means for calculating a position correction amount of the rotor from a current or a d-axis q-axis current command value, and performing control based on the rotor position corrected by the obtained correction amount. apparatus.