JP2001295042A - Sputtering apparatus - Google Patents

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To solve the problem of the overvoltage of a semiconductor switch and of the reset circuit loss attributable to the reset of the inductance of the circuit. SOLUTION: In this sputtering device, a DC sputter power source 1 having the negative polarity is connected to a reverse power source 2 having the positive polarity in series, a semiconductor switch 7, a current-holding inductor 8 and a semiconductor switch 10 are connected in series between ends of the sputter power source 1 and the reverse power source 2, a diode 11 is connected to the reverse power source 2 from a collector of the semiconductor switch 7, a diode 12 is connected to the sputter power source 1 from an emitter of the semiconductor switch 10, a connection point of the semiconductor switch 10 to the current holding inductor 8 is connected to a sputter electrode 3, the voltage having the negative polarity is supplied to the sputter electrode 3 from the sputter power source 1 through the inductor 8 when the semiconductor switch 10 is turned on, the reverse voltage pulse is applied to the sputter electrode 3 from the reverse power source 2 when the semiconductor switch 10 is turned on, the current by the inductor 8 flowing in the semiconductor switch 7 until the semiconductor switch 10 is turned on is passed through the semiconductor switch 10 and the diode 11, and then, circulated and substantially held until the semiconductor switch 7 is turned on.

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】 この発明は、アーク放電への移
行を防止もしくはアーク放電発生時にはアーク放電を消
孤する機能をもつ直流スパッタリング装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a DC sputtering apparatus having a function of preventing transition to arc discharge or extinguishing arc discharge when an arc discharge occurs.

【０００２】[0002]

【従来の技術】 直流スパッタリング装置は真空チャン
バ内にアルゴンなどの不活性ガスを導入し、ターゲット
電極に数100Vの負極性電圧を印加することによりプラズ
マ放電を発生させて不活性ガスを正イオン化し、加速し
てターゲット表面に衝突させてターゲット材料を蒸発さ
せ、この蒸気を、正極となる半導体、光ディスクなどの
基板表面に沈着させてターゲット材料による薄膜を形成
する薄膜形成装置である。2. Description of the Related Art A direct current sputtering apparatus introduces an inert gas such as argon into a vacuum chamber and generates a plasma discharge by applying a negative voltage of several hundred volts to a target electrode to convert the inert gas into a positive ion. This is a thin film forming apparatus that accelerates and collides with a target surface to evaporate a target material, and deposits the vapor on the surface of a substrate such as a semiconductor or an optical disk serving as a positive electrode to form a thin film of the target material.

【０００３】 このプラズマ直流スパッタリングの性能
を低下させる要因として、プラズマ放電からアーク放電
への移行がある。このアーク放電への移行を防止する方
法として、逆極性、すなわち正極性のパルス電圧を周期
的に加える方法、またはアーク放電を検知して速やかに
正極性のパルスを印加するなどの方法がある。従来、こ
の正極性のパルスを発生する構成としては、特開平9 −
137271号公報、特開平7 −150348号公報などに逆パルス
発生回路が提案されている。なお、この明細書で用いる
正極性（逆極性）、負極性とは、全て接地されたチャン
バの電位を基準とした極性を意味する。[0005] A factor that degrades the performance of the plasma DC sputtering is a transition from plasma discharge to arc discharge. As a method of preventing the transition to the arc discharge, there is a method of periodically applying a pulse voltage of the opposite polarity, that is, a positive polarity, or a method of detecting the arc discharge and immediately applying a positive pulse. Conventionally, a configuration for generating this positive polarity pulse is disclosed in
Japanese Patent Application Laid-Open No. 137271 and Japanese Unexamined Patent Application Publication No. 7-150348 have proposed reverse pulse generation circuits. It should be noted that the terms positive polarity (reverse polarity) and negative polarity used in this specification mean a polarity based on the potential of a chamber that is all grounded.

【０００４】 図４は特表平8 −510504号公報に開示さ
れた従来例を示し、直流電源５１の出力とスパッタ電極
５２の間に直列にオートトランス５３を接続し、中間タ
ップ５４に半導体スイッチ５５を接続する。オートトラ
ンス５３の両端５８−５９には磁気リセット用のダイオ
ード５６と抵抗５７が並列に接続される。なお、５０は
接地された真空チャンバである。FIG. 4 shows a conventional example disclosed in Japanese Patent Publication No. Hei 8-510504, in which an auto transformer 53 is connected in series between an output of a DC power supply 51 and a sputter electrode 52, and a semiconductor switch is connected to an intermediate tap 54. 55 is connected. A diode 56 for magnetic reset and a resistor 57 are connected in parallel to both ends 58-59 of the auto transformer 53. Reference numeral 50 denotes a grounded vacuum chamber.

【０００５】 次に動作を説明する。まず、定常時はス
イッチ５５はオフであり、直流電源５１の負極性電圧、
例えば−800Vがオートトランス５３を通してスパッタ電
極５２に印加される。半導体スイッチ５５を周期的にオ
ンすることによりオートトランス５３の始端子５８と中
間端子５４間に直流電源５１の電圧を印加し、端子５８
と終端子５９に図示極性で電源５１の電圧の1.1 倍程度
の電圧、例えば880Vを発生させる。この電圧は直流電源
５１の出力電圧と逆極性なので、スパッタ電極５２には
直流電源５１の電圧の0.1 倍程度（80V ）の逆電圧パル
スが印加されることになる。この逆電圧パルスがアーク
放電への移行を防止する。Next, the operation will be described. First, the switch 55 is off in a normal state, and the negative voltage of the DC power supply 51
For example, -800 V is applied to the sputter electrode 52 through the auto transformer 53. By periodically turning on the semiconductor switch 55, the voltage of the DC power supply 51 is applied between the start terminal 58 and the intermediate terminal 54 of the autotransformer 53, and the terminal 58 is turned on.
Then, a voltage of about 1.1 times the voltage of the power supply 51 with a polarity shown, for example, 880 V, is generated in the terminal 59. Since this voltage has the opposite polarity to the output voltage of the DC power supply 51, a reverse voltage pulse of about 0.1 times (80 V) the voltage of the DC power supply 51 is applied to the sputter electrode 52. This reverse voltage pulse prevents the transition to arc discharge.

【０００６】 しかし、オートトランス５３は通常鉄心
を使用するので、その磁気飽和を避けなければならず、
このために限られた電圧・時間積（オートトランス５３
の両端間の電圧×スイッチ５５のオン時間）を印加でき
るだけでり、また、スイッチ５５がオフしたときには次
の逆電圧パルス印加時までに、リセット回路を構成する
ダイオード５６と抵抗５７を通してスイッチ５５のオン
期間にオートトランス５３に蓄積された磁気エネルギー
を放出して鉄心の磁化状態を元の状態に戻すこと、いわ
ゆるリセットが必要である。However, since the autotransformer 53 normally uses an iron core, its magnetic saturation must be avoided.
Therefore, a limited voltage-time product (auto transformer 53
(The voltage between both ends of the switch 55 × the ON time of the switch 55), and when the switch 55 is turned off, the switch 55 is turned on through the diode 56 and the resistor 57 constituting the reset circuit until the next reverse voltage pulse is applied. It is necessary to release magnetic energy accumulated in the auto-transformer 53 during the ON period to return the magnetized state of the iron core to the original state, that is, to perform a so-called reset.

【０００７】 このため、１回逆電圧パルスを印加する
毎にリセット時間が必要であり、そのリセット時間が経
過するまで次の逆電圧パルスを印加できない。しかし、
スパッタリング装置にあっては１回の逆電圧パルスの印
加によって完全にアーク放電への移行を防げずに、アー
ク放電に移行し易い状態に止めるのがやっとの場合など
がある。このような場合には、下記理由からリセット期
間にアーク放電に再移行することがある。Therefore, a reset time is required every time one reverse voltage pulse is applied, and the next reverse voltage pulse cannot be applied until the reset time elapses. But,
In a sputtering apparatus, there is a case where it is only possible to stop the transition to the arc discharge without completely preventing the transition to the arc discharge by one application of the reverse voltage pulse. In such a case, there is a case where the operation is shifted again to the arc discharge during the reset period for the following reason.

【０００８】 リセット回路を構成するダイオード５６
と抵抗５７はスイッチ５５のオン期間にオートトランス
５３に蓄積された磁気エネルギーを電流として流して消
費する。したがって、抵抗５７が大きいほど短時間で前
記磁気エネルギーを消費し、リセットを完了する。この
リセット時間を短縮するには、抵抗５７の値を大きくす
ればよいが、リセット時における抵抗５７の両端の電圧
が高くなり、スイッチ５５にかかる電圧が上昇するた
め、またスパッタ電極５２にかかる電圧も瞬時的に高く
なるため、前述のようにアーク放電に移行し易い状態の
場合にあってはアーク放電が連続したり、直ぐに再発生
することがある。A diode 56 constituting a reset circuit
The resistor 57 flows and consumes the magnetic energy accumulated in the auto transformer 53 as a current during the ON period of the switch 55. Therefore, the larger the resistance 57, the more the magnetic energy is consumed in a shorter time, and the reset is completed. In order to shorten the reset time, the value of the resistor 57 may be increased. However, since the voltage across the resistor 57 at the time of reset increases and the voltage applied to the switch 55 increases, the voltage applied to the sputter electrode 52 increases. Is also instantaneously increased, so that in the case where the arc discharge is likely to occur as described above, the arc discharge may be continued or may occur again immediately.

【０００９】 また、逆パルスの繰り返し周波数を上げ
ていくとリセット回路の抵抗５７の損失が比例して増加
し、逆パルスを数十ｋＨｚから数百ｋＨｚに高周波化す
ることが困難である。同時にオートトランス５３の磁速
の振幅が大きいので鉄損も増加する欠点がある。When the repetition frequency of the reverse pulse is increased, the loss of the resistor 57 of the reset circuit increases proportionately, and it is difficult to increase the frequency of the reverse pulse from several tens of kHz to several hundreds of kHz. At the same time, since the amplitude of the magnetic speed of the autotransformer 53 is large, there is a disadvantage that iron loss increases.

【００１０】 図５は特開平10−298754号公報に開示さ
れた別の従来例であり、これらの問題点を解決するため
に、ＤＣ電源６１とスパッタ電極６２の間にスパッタ電
流の供給を制御する半導体スイッチ６３とインダクタ６
４、フライホイール用ダイオード６５からなるチョッパ
型定電流回路６６を接続し、また正極性の逆電圧源６７
と逆パルス用半導体スイッチ６８をチョッパ型定電流回
路６６の出力端に直列接続したものである。なお、６９
は配線インダクタンスであり、６０は接地された真空チ
ャンバである。FIG. 5 shows another conventional example disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 10-298754. In order to solve these problems, the supply of a sputter current between a DC power supply 61 and a sputter electrode 62 is controlled. Semiconductor switch 63 and inductor 6
4. A chopper type constant current circuit 66 comprising a flywheel diode 65 is connected, and a positive reverse voltage source 67
And a reverse-pulse semiconductor switch 68 connected in series to the output terminal of the chopper-type constant current circuit 66. Note that 69
Is a wiring inductance, and 60 is a grounded vacuum chamber.

【００１１】 次に動作を説明する。半導体スイッチ６
３はインダクタ６４の出力電流が定電流となるように、
パルス幅制御される。逆パルス用半導体スイッチ６８を
オンさせると、スパッタ電極６２に正極性の電圧が印加
される。このとき、インダクタ６４の出力側は逆パルス
用半導体スイッチ６８と逆電圧源６７で短絡されるが、
半導体スイッチ６３を制御してインダクタ６４電流の増
加を制限して定電流を維持させる。Next, the operation will be described. Semiconductor switch 6
3 is such that the output current of the inductor 64 becomes a constant current.
The pulse width is controlled. When the reverse pulse semiconductor switch 68 is turned on, a positive voltage is applied to the sputter electrode 62. At this time, the output side of the inductor 64 is short-circuited by the reverse pulse semiconductor switch 68 and the reverse voltage source 67.
The semiconductor switch 63 is controlled to limit the increase in the current of the inductor 64 and maintain a constant current.

【００１２】 ところで、逆パルス回路は普通、直流ス
パッタ電源とは別構成になっており、オプション的に使
用されることが多い。このため、どのような直流電源に
組み合わせられても機能することが必要である。しか
し、この従来例の逆パルス回路は、その動作原理から定
電流チョッパ機能も行う直流スパッタ電源に相当する。
すなわち、直流スパッタ電源の制御で得られる定電流特
性、定電力特性をこの逆パルス回路で得ることを前提と
している。このような従来の逆パルス回路定電流制御、
定電力制御機能を持つ他の一般的な直流電源と組み合わ
せるのは合理的でない。Incidentally, the reverse pulse circuit is usually configured separately from the DC sputtering power supply, and is often used as an option. Therefore, it is necessary to function even when combined with any DC power supply. However, the reverse pulse circuit of this conventional example corresponds to a DC sputtering power supply that also performs a constant current chopper function due to its operation principle.
That is, it is assumed that constant current characteristics and constant power characteristics obtained by controlling the DC sputtering power supply are obtained by the reverse pulse circuit. Such a conventional reverse pulse circuit constant current control,
It is not reasonable to combine it with other common DC power supplies with constant power control.

【００１３】[0013]

【発明が解決しよううとする課題】 また、これらを組
み合わせた場合、有効なスパッタ電圧は、チョッパ回路
の原理から、負極性の主電源電圧よりも定電流回路の主
スイッチ６３のオン時間比率で低下する問題があり、電
源電圧を有効利用できない。When these are combined, the effective sputtering voltage is reduced by the on-time ratio of the main switch 63 of the constant current circuit from the negative main power supply voltage due to the principle of the chopper circuit. Power supply voltage cannot be used effectively.

【００１４】 また他の欠点として、スパッタの逆パル
ス電流は、電極間の負の帯電電荷を放電するため、通
常、負の主電流に比較して小さな値であり、実質的な電
力を必要としないにも関わらず、逆パルス電圧源６７は
主回路のスパッタ電流の短絡回路となるため、逆パルス
期間の間、主電源と同一の電流を流せる能力が必要であ
り、逆パルスのデューテイによる平均電力が必要とな
る。また、半導体スイッチ６８のターンオフ時には、イ
ンダクタ６４の電流がスパッタ電極までの配線インダク
タンス６９に瞬時に流れ込むことによる開放電圧が加わ
り、高い耐圧の半導体スイッチが必要となる。Another disadvantage is that the reverse pulse current of the sputter discharges a negatively charged charge between the electrodes, and therefore has a smaller value than the negative main current, and requires substantial power. Nevertheless, the reverse pulse voltage source 67 is a short circuit for the sputter current of the main circuit, and therefore must have the ability to flow the same current as the main power supply during the reverse pulse period. Power is required. Further, when the semiconductor switch 68 is turned off, an open voltage is applied due to the current of the inductor 64 instantaneously flowing into the wiring inductance 69 to the sputter electrode, and a semiconductor switch having a high withstand voltage is required.

【００１５】 本発明は、このような従来の逆電圧パル
ス回路におけるインダクタのリセットに起因する種々の
問題を解決し、スパッタリング電流の立ち上がりを急峻
なものにしてスパッタリング効率の向上を図と共に高周
波化を容易なものにし、かつ半導体スイッチの印加電圧
とリセット回路の損失を低減することを第１の課題とす
る。The present invention solves such various problems caused by resetting of the inductor in the conventional reverse voltage pulse circuit, and makes the rising of the sputtering current steep to improve the sputtering efficiency and increase the frequency together with the figure. A first object is to make it easy and to reduce the applied voltage of the semiconductor switch and the loss of the reset circuit.

【００１６】 次に、半導体スイッチの耐電圧を実質的
に逆パルス電源の正極性電圧とスパッタ電源の負極性電
圧の絶対値の和に制限することを第２の課題とする。A second object is to limit the withstand voltage of the semiconductor switch to substantially the sum of the positive voltage of the reverse pulse power supply and the absolute value of the negative voltage of the sputter power supply.

【００１７】 負極性スパッタ電源の電圧を有効にスパ
ッタ電圧に利用することを第３の課題とする。A third object is to make effective use of the voltage of the negative-polarity sputtering power source as the sputtering voltage.

【００１８】 一般的な直流スパッタ電源と組み合わせ
ることのできる汎用性をもつことを第４の課題とする。A fourth object is to have versatility that can be combined with a general DC sputtering power supply.

【００１９】 任意の逆電圧パルス波高値が得られ、か
つ逆パルス電源の電力容量が最小となり、また任意の逆
電圧パルス幅と連続的な逆パルスが得られることを第５
の課題とする。。The fifth condition is that an arbitrary reverse voltage pulse peak value is obtained, the power capacity of the reverse pulse power source is minimized, and an arbitrary reverse voltage pulse width and a continuous reverse pulse are obtained.
Subject. .

【００２０】[0020]

【課題を解決するための手段】 本発明の請求項１は、
前記課題を解決するため、定電流出力特性または定電力
出力特性を有する直流スパッタ電源と逆電源を極性を同
方向にして直列接続すると共に、その共通接続点を接地
電位に接続された真空チャンバに接続し、前記直流スパ
ッタ電源と前記逆電源の両端間に第１の半導体スイッチ
と第２の半導体スイッチを直列接続すると共に、前記第
１と第２の半導体スイッチの共通接続点側をスパッタ電
極に接続してなり、前記第１と第２の半導体スイッチを
定期的に交互にオンさせて、前記スパッタ電極に前記直
流スパッタ電源から負極性電圧を、また前記逆電源から
逆電圧パルスを交互に印加するスパッタリング装置を提
供するものである。Means for Solving the Problems Claim 1 of the present invention,
In order to solve the above problem, a DC sputtering power supply having a constant current output characteristic or a constant power output characteristic and a reverse power supply are connected in series with the same polarity, and the common connection point is connected to a vacuum chamber connected to the ground potential. A first semiconductor switch and a second semiconductor switch are connected in series between both ends of the DC sputtering power supply and the reverse power supply, and a common connection point side of the first and second semiconductor switches is connected to a sputter electrode. The first and second semiconductor switches are periodically and alternately turned on, and a negative voltage is alternately applied to the sputter electrode from the DC sputtering power source and a reverse voltage pulse is alternately applied to the reverse power source. It is intended to provide a sputtering apparatus which performs the following.

【００２１】 本発明の請求項２は、前記課題を解決す
るため、負極性の直流スパッタ電源と正極性の逆電源を
同方向にして直列接続し、前記直流スパッタ電源と前記
逆電源の両端間に第１の半導体スイッチと電流保持用イ
ンダクタと第２の半導体スイッチを直列接続し、前記第
１の半導体スイッチの第１の主端子を第１のダイオード
を通して前記第２の半導体スイッチの第１の主端子に接
続すると共に前記逆電源に接続し、さらに前記第２の半
導体スイッチの第２の主端子を第２のダイオードを通し
て前記第２の半導体スイッチの第２の主端子に接続する
と共に前記直流スパッタ電源に接続し、前記第２の半導
体スイッチと前記電流保持用インダクタの接続点をスパ
ッタ電極に接続してなり、前記第１の半導体スイッチが
オンのときには前記直流スパッタ電源から前記スパッタ
電極に前記電流保持用インダクタを通して負極性電圧を
供給し、前記第２の半導体スイッチがオンのときに前記
逆電源から前記スパッタ電極に逆電圧パルスを加えると
ともに、前記第２の半導体スイッチがオンするとき、前
記第１の半導体スイッチに流れていた前記電流保持用イ
ンダクタによる電流を前記第２の半導体スイッチと前記
第１のダイオードを通して次に前記第１の半導体スイッ
チがオンするまで循環させて実質的に保持するスパッタ
リング装置を提供するものである。According to a second aspect of the present invention, in order to solve the above-mentioned problems, a DC sputtering power source having a negative polarity and a reverse power source having a positive polarity are connected in series in the same direction, and a terminal between both ends of the DC sputtering power source and the reverse power source. , A first semiconductor switch, a current holding inductor, and a second semiconductor switch are connected in series, and a first main terminal of the first semiconductor switch is connected to a first diode of the second semiconductor switch through a first diode. A second main terminal of the second semiconductor switch through a second diode connected to a second main terminal of the second semiconductor switch; Connected to a sputter power supply, and a connection point between the second semiconductor switch and the current holding inductor is connected to a sputter electrode. When the first semiconductor switch is on, Supplying a negative voltage from the DC sputtering power supply to the sputter electrode through the current holding inductor, applying a reverse voltage pulse from the reverse power supply to the sputter electrode when the second semiconductor switch is on, When the semiconductor switch is turned on, the current flowing through the first semiconductor switch and flowing through the current holding inductor is passed through the second semiconductor switch and the first diode, and then the first semiconductor switch is turned on. It is intended to provide a sputtering apparatus which circulates and substantially holds the same.

【００２２】 本発明の請求項３は、前記課題を解決す
るため、請求項２において、前記第１の半導体スイッチ
と前記第２の半導体スイッチを定期的に交互にオンさせ
ることにより、定期的に逆電圧パルスを加えてアーク発
生を防止および消孤するスパッタリング装置を提供する
ものである。According to a third aspect of the present invention, in order to solve the above problem, in the second aspect, the first semiconductor switch and the second semiconductor switch are periodically turned on alternately, so that the first semiconductor switch and the second semiconductor switch are periodically turned on. An object of the present invention is to provide a sputtering apparatus that prevents and extinguishes arc generation by applying a reverse voltage pulse.

【００２３】 本発明の請求項４は、前記課題を解決す
るため、請求項１または請求項２において、前記第１の
半導体スイッチがオンの状態で、スパッタ電圧が所定レ
ベル以下であるときアーク放電が発生したと判別してア
ーク信号を出力する回路を設け、前記アーク信号により
前記第１の半導体スイッチを所定時間オフさせるととも
に、前記第２の半導体スイッチをオンさせ、所定時間臨
時に逆電圧パルスを加えてアーク放電を消孤するスパッ
タリング装置を提供するものである。According to a fourth aspect of the present invention, in order to solve the above-mentioned problem, in the first or the second aspect, when the first semiconductor switch is in an on state and the sputter voltage is equal to or lower than a predetermined level, an arc discharge is performed. And a circuit for outputting an arc signal by determining that an arc has occurred. The first semiconductor switch is turned off by the arc signal for a predetermined time, and the second semiconductor switch is turned on by the arc signal. To provide a sputtering apparatus for suppressing arc discharge.

【００２４】 本発明の請求項５は、前記課題を解決す
るため、請求項１または請求項２において、前記第１の
半導体スイッチと前記第２の半導体スイッチを定期的に
交互にオンさせることにより、定期的に逆電圧を加えて
アーク放電の発生を抑制し、前記第１の半導体スイッチ
がオンして前記スパッタ電極にアーク放電が発生してい
るとき、スパッタ電圧が所定レベル以下になるとき電圧
低下信号を出力する電圧低下検出回路を設け、前記電圧
低下信号により前記第１の半導体スイッチを所定時間オ
フさせるとともに、前記第２の半導体スイッチをオンさ
せ、所定時間臨時に逆電圧パルスを加えて発生したアー
ク放電を消孤するスパッタリング装置を提供するもので
ある。According to a fifth aspect of the present invention, in order to solve the above-mentioned problem, in the first or second aspect, the first semiconductor switch and the second semiconductor switch are turned on periodically and alternately. When a reverse voltage is periodically applied to suppress the occurrence of arc discharge, when the first semiconductor switch is turned on and an arc discharge is generated in the sputter electrode, the voltage is set when the sputter voltage falls below a predetermined level. A voltage drop detection circuit for outputting a voltage drop signal, wherein the voltage drop signal turns off the first semiconductor switch for a predetermined time, turns on the second semiconductor switch, and applies a reverse voltage pulse temporarily for a predetermined time. An object of the present invention is to provide a sputtering apparatus that eliminates generated arc discharge.

【００２５】 本発明の請求項６は、前記課題を解決す
るため、請求項２ないし請求項５のいずれかにおいて、
前記電流保持用インダクタに流れる電流を検出し、この
電流が第１の過電流レベルを越えたときに前記第１の半
導体スイッチをオフさせることにより、前記インダクタ
を流れる電流を前記第１のダイオード、前記逆電源、前
記スパッタ電極を通して循環減少させ、前記第１の過電
流レベルより下の第２の過電流レベル以下となったと
き、再び前記第１の半導体スイッチをオンさせるスパッ
タリング装置を提供するものである。A sixth aspect of the present invention is directed to any one of the second to fifth aspects to solve the above problem.
A current flowing through the inductor is detected by detecting a current flowing through the current holding inductor and turning off the first semiconductor switch when the current exceeds a first overcurrent level. The present invention provides a sputtering apparatus for reducing the circulation through the reverse power supply and the sputter electrode, and turning on the first semiconductor switch again when the current falls below a second overcurrent level lower than the first overcurrent level. It is.

【００２６】 本発明の請求項７は、前記課題を解決す
るため、請求項２ないし請求項６のいずれかにおいて、
前記逆電源と前記第２の半導体スイッチとの間にこれら
と直列にダイオードと抵抗の並列回路を、ダイオードが
逆電流を阻止する方向に接続し、逆電流を制限するスパ
ッタリング装置を提供するものである。A seventh aspect of the present invention is directed to any one of the second to sixth aspects, in order to solve the above problem.
A sputtering device for limiting a reverse current by connecting a parallel circuit of a diode and a resistor in series between the reverse power supply and the second semiconductor switch in a direction in which the diode blocks a reverse current. is there.

【００２７】 本発明の請求項８は、前記課題を解決す
るため、直列してなる直流スパッタ電源と逆電源とを備
えたスパッタリング装置において、前記逆電源は入力側
に整流器を備えると共に出力側にコンデンサを備え、前
記コンデンサの両端に抵抗を介して半導体スイッチが並
列に接続され、該半導体スイッチは前記コンデンサの充
電電圧が前記整流器の出力電圧を設定値以上超えるとき
オンして前記コンデンサの電荷を放電し、前記コンデン
サの充電電圧を前記整流器の出力電圧以上で前記整流器
の出力電圧と前記設定値との和にほぼ等しい電圧以下に
保持するスパッタリング装置を提供するものである。According to an eighth aspect of the present invention, there is provided a sputtering apparatus provided with a direct current sputtering power supply and a reverse power supply which are connected in series, wherein the reverse power supply has a rectifier on an input side and has a rectifier on an output side. A semiconductor switch is connected in parallel to both ends of the capacitor via a resistor, and the semiconductor switch is turned on when the charge voltage of the capacitor exceeds the output voltage of the rectifier by a set value or more to reduce the charge of the capacitor. An object of the present invention is to provide a sputtering apparatus which discharges and maintains a charging voltage of the capacitor at a voltage equal to or higher than the output voltage of the rectifier and equal to or lower than a voltage substantially equal to the sum of the output voltage of the rectifier and the set value.

【００２８】[0028]

【発明の実施の形態及び実施例】 図１は本発明の一実
施例を示し、図１において、１は負極性の直流スパッタ
電源であり、例えば−800 Ｖである。この電源１は通
常、スパッタ電圧とスパッタ電流を検出して乗算し、乗
算値に応じて、例えばコンバータをパルス幅制御してス
パッタ電極への入力電力を一定値に制御する定電流モー
ドまたは定電力モードで制御され、スパッタ電流はこの
電源１で制御される。本発明の逆電圧回路の出力電流、
電圧、及び電力は基本的にこの直流スパッタ電源１で制
御され、逆電圧パルスの付加によるピーク値の増加を除
いて、出力電流、電圧、電力の変換は行わないオプショ
ン回路である。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS FIG. 1 shows an embodiment of the present invention. In FIG. 1, reference numeral 1 denotes a negative-polarity DC sputtering power supply, for example, -800 V. The power source 1 usually detects and multiplies a sputter voltage and a sputter current, and in accordance with the multiplied value, for example, controls the pulse width of the converter to control the input power to the sputter electrode to a constant value or a constant power mode. Mode, and the sputter current is controlled by the power supply 1. Output current of the reverse voltage circuit of the present invention,
The voltage and power are basically controlled by the DC sputtering power supply 1, and are optional circuits that do not convert the output current, voltage, and power except for the increase in peak value due to the addition of a reverse voltage pulse.

【００２９】 この直流スパッタ電源１の一般的な構成
例を図２に示す。図２において、１Ａは商用電力を整流
する整流器、１Ｂは整流された直流電力を高周波交流電
力に変換するインバータ、１Ｃはインバータ１Ｂからの
高周波交流電力をスパッタ電圧に必要な電圧に変換し、
また商用電源とスパッタ電極を直流的に絶縁する高周波
トランス、１Ｄは高周波トランス１Ｃで変換された高周
波の交流電力を整流してスパッタ電圧に変換する整流器
である。整流器１Ｄの出力電流がシャント抵抗１Ｅで検
出され、また出力電圧も検出されてインバータ制御回路
１Ｆに与えられる。直流スパッタ電源１としては、定電
流または定電力特性をもつものが一般的である。このた
め、インバータ制御回路１Ｆは検出電流によりインバー
タをパルス幅制御などして出力電流を定電流化する場合
と、検出電圧と検出電流との乗算して電力として検出
し、この電力が一定になるようにインバータ１Ｂをパル
ス制御して出力電力の定電力化する場合とがある。本発
明にあっては、直流スパッタ電源１はいずれを採用した
ものであっても良い。FIG. 2 shows a general configuration example of the DC sputtering power supply 1. In FIG. 2, 1A is a rectifier for rectifying commercial power, 1B is an inverter for converting rectified DC power to high-frequency AC power, 1C is a device for converting high-frequency AC power from the inverter 1B to a voltage required for a sputter voltage,
A high-frequency transformer 1D that insulates a commercial power supply and a sputter electrode in a DC manner is a rectifier that rectifies high-frequency AC power converted by the high-frequency transformer 1C and converts it into a sputter voltage. The output current of rectifier 1D is detected by shunt resistor 1E, and the output voltage is also detected and provided to inverter control circuit 1F. As the DC sputtering power supply 1, one having a constant current or constant power characteristic is generally used. For this reason, the inverter control circuit 1F detects the output current as a constant current by performing pulse width control or the like on the inverter with the detected current, or detects the detected current as power by multiplying the detected voltage by the detected current, and this power becomes constant. As described above, there is a case where the output power is made constant by pulse control of the inverter 1B. In the present invention, any of the DC sputtering power supplies 1 may be employed.

【００３０】 ２は直流スパッタ電源１の電圧の10％程
度の大きさの逆極性の電圧を出力する逆電源であり、そ
の電圧は例えば＋80Ｖである。本発明ではこの逆電圧と
その印加時間を有効な範囲で任意に調整できる。それぞ
れの電源１、２の接地端子はスパッタ電極３を収容して
なる接地された真空チャンバ４に接続される。電源１の
内部出力回路には放電安定用のインダクタ（図示せず）
が挿入される場合があり、また各電源１、２との配線イ
ンピーダンスを下げ、以下に説明する半導体スイッチの
スイッチングによるサージ電圧を吸収するコンデンサ
５、６が各電源１、２に並列接続される。７、８、９、
１０はそれぞれ直流スパッタ電源１の正極出力と逆電源
２の負極出力との間に互いに直列接続された第１の半導
体スイッチ、電流保持用のインダクタ、シャント抵抗、
及び第２の半導体スイッチである。Reference numeral 2 denotes a reverse power supply for outputting a reverse polarity voltage having a magnitude of about 10% of the voltage of the DC sputtering power supply 1, and the voltage is, for example, +80 V. In the present invention, the reverse voltage and the application time can be arbitrarily adjusted within an effective range. The ground terminals of the power supplies 1 and 2 are connected to a grounded vacuum chamber 4 containing a sputter electrode 3. An inductor for stabilizing discharge (not shown) is provided in the internal output circuit of the power supply 1.
May be inserted, and capacitors 5 and 6 that lower the wiring impedance with each of the power supplies 1 and 2 and absorb a surge voltage due to switching of a semiconductor switch described below are connected in parallel to each of the power supplies 1 and 2. . 7, 8, 9,
Reference numeral 10 denotes a first semiconductor switch, a current holding inductor, a shunt resistor, and a first semiconductor switch connected in series with each other between a positive output of the DC sputtering power supply 1 and a negative output of the reverse power supply 2.
And a second semiconductor switch.

【００３１】 以下、第１の半導体スイッチ７が定常の
順方向スパッタ電流を流すので順スイッチと称し、第２
の半導体スイッチ１０が逆極性の正極電圧をスパッタ電
極３に印加するので逆スイッチと称する。ここで、半導
体スイッチとしてＩＧＢＴで説明するが、ＦＥＴ、バイ
ポーラトランジスタなど他の制御可能なスイッチング半
導体素子でも良い。順スイッチ７のコレクタと逆電源２
の正極側との間にフライホイール用ダイオード１１が接
続される。１２は逆スイッチ１０のエミッタとスパッタ
電極３、逆スイッチ１０のエミッタ、シャント抵抗９の
一端との間に接続されたダイオードである。逆スイッチ
１０のコレクタとフライホイール用ダイオード１１との
接続点と逆電源２の正極側との間には、ダイオード１３
と抵抗１４が並列接続された逆電流制限回路１５が接続
される。ここで、ダイオード１１と１２は順スイッチ
７、逆スイッチ１０それぞれの両端子間の電圧を直流ス
パッタ電源１、逆電源２の電圧にクランプするので、そ
れらスイッチに過電圧は印加されない。Hereinafter, since the first semiconductor switch 7 flows a steady forward sputtering current, it is referred to as a forward switch,
The semiconductor switch 10 applies a positive polarity voltage having a reverse polarity to the sputter electrode 3 and is therefore called a reverse switch. Here, an IGBT will be described as a semiconductor switch, but other controllable switching semiconductor elements such as an FET and a bipolar transistor may be used. Collector of forward switch 7 and reverse power supply 2
Is connected to the positive electrode side of the flywheel. A diode 12 is connected between the emitter of the reverse switch 10 and the sputter electrode 3, the emitter of the reverse switch 10, and one end of the shunt resistor 9. A diode 13 is provided between a connection point between the collector of the reverse switch 10 and the flywheel diode 11 and the positive terminal of the reverse power supply 2.
And a reverse current limiting circuit 15 in which a resistor 14 is connected in parallel. Here, since the diodes 11 and 12 clamp the voltage between both terminals of the forward switch 7 and the reverse switch 10 to the voltage of the DC sputtering power supply 1 and the reverse power supply 2, no overvoltage is applied to these switches.

【００３２】 電流保持用のインダクタ８と直列接続さ
れたシャント抵抗９は、インダクタ８を流れる電流を検
出する。その検出され電圧信号はヒステリシスを持つコ
ンパレータ１６で基準電圧源１７の二つの過電流設定レ
ベル( 例えば１５Ａと１２Ａに相当する基準信号）を持
つ基準電圧源１７と比較される。コンパレータ１６はイ
ンダクタ８を流れる電流が第１の過電流設定レベルに相
当する１５Ａを越えたとき、過電流信号OCを発生して制
御回路１８に伝送し、インダクタ８を流れる電流がヒス
テリシスによる第１の過電流設定レベルより下の第２の
過電流設定レベル（１２Ａ）以下に低下したとき、過電
流信号OCの発生を停止する。過電流信号OCは制御回路１
８内でホトカプラなどの信号絶縁伝達回路１９で絶縁分
離され、同時に位相反転された過電流反転信号OC' とな
る。なお、スパッタ電極の電位と制御回路１８の絶縁分
離のために、シャント抵抗９の代わりにホール素子又は
変流器など絶縁型の電流検出要素を電流検出に使用した
場合は、過電流判別は制御回路１８側で行うことができ
る。A shunt resistor 9 connected in series with the current holding inductor 8 detects a current flowing through the inductor 8. The detected voltage signal is compared with a reference voltage source 17 having two overcurrent setting levels (for example, reference signals corresponding to 15A and 12A) of a reference voltage source 17 by a comparator 16 having hysteresis. The comparator 16 generates and transmits an overcurrent signal OC to the control circuit 18 when the current flowing through the inductor 8 exceeds 15 A corresponding to the first overcurrent set level. The generation of the overcurrent signal OC is stopped when the voltage falls below the second overcurrent setting level (12A) below the overcurrent setting level. The overcurrent signal OC is the control circuit 1
8, the signal is insulated and separated by a signal insulation transmission circuit 19 such as a photocoupler and, at the same time, becomes an overcurrent inverted signal OC ′ whose phase is inverted. In the case where an insulating type current detecting element such as a Hall element or a current transformer is used for current detection instead of the shunt resistor 9 in order to insulate the potential of the sputter electrode from the control circuit 18, the overcurrent determination is controlled. This can be performed on the circuit 18 side.

【００３３】 ２０はスパッタ電極に接続された電圧検
出抵抗である。その検出電圧が制御回路１８の低電圧検
出回路２１のアーク放電電圧に対応する電圧値よりも低
いとき、つまりアーク放電が発生すると、低電圧検出回
路２１は電圧低下信号LVを発生する。電圧低下信号LV
は、後で説明する順スイッチ７のオン信号PIR'' とＡＮ
Ｄ回路２２で論理積され、順スイッチ７がオンの状態で
スパッタ電圧が低い、すなわちＡＮＤ回路２２は電圧低
下信号LVでアーク放電が発生したと判別してアーク信号
ARC を発生する。２３はアーク信号ARC でトリガーさ
れ、所定パルス幅の臨時パルスPIを発生する単安定マル
チバイブレータである。２４は所定のパルス周波数、例
えば100 ｋＨｚ、所定のパルス幅、例えば２μｓの定期
パルス信号PRを発生するパルス発生器である。２５は臨
時信号PIと定期パルス信号PRとを論理和した出力信号PI
R を発生するOR回路である。OR回路２５の出力信号PIR
は、信号絶縁伝達回路２６を通して逆スイッチ１０のオ
ン駆動信号QRとなる。Reference numeral 20 denotes a voltage detection resistor connected to the sputter electrode. When the detected voltage is lower than the voltage value corresponding to the arc discharge voltage of the low voltage detection circuit 21 of the control circuit 18, that is, when arc discharge occurs, the low voltage detection circuit 21 generates a voltage drop signal LV. Voltage drop signal LV
Is the ON signal PIR '' of the forward switch 7 and AN
The logical product is ANDed by the D circuit 22, and the sputter voltage is low when the forward switch 7 is on. That is, the AND circuit 22 determines that an arc discharge has occurred based on the voltage drop signal LV and outputs the arc signal.
Causes ARC. Reference numeral 23 denotes a monostable multivibrator that generates a temporary pulse PI having a predetermined pulse width triggered by the arc signal ARC. A pulse generator 24 generates a periodic pulse signal PR having a predetermined pulse frequency, for example, 100 kHz, and a predetermined pulse width, for example, 2 μs. 25 is an output signal PI obtained by logically ORing the temporary signal PI and the periodic pulse signal PR
This is an OR circuit that generates R. Output signal PIR of OR circuit 25
Becomes the ON drive signal QR of the reverse switch 10 through the signal insulation transmission circuit 26.

【００３４】 また、信号PIR は信号反転器２７で逆相
に反転され、順スイッチ７を逆スイッチ１０に対して逆
相でオンさせる信号PIR'を作る。信号PIR'と過電流信号
OC' はＡＮＤ回路２８に与えられる。ＡＮＤ回路２８は
過電流でないとき、すなわち過電流反転信号OC' がＨレ
ベルのときのみ、信号PIR'' を出力し、信号絶縁伝達回
路２９を通して順スイッチ７のオン駆動信号QFを送信す
る。スパッタ電流ISが過電流であるときは、過電流反転
信号OC' がＬレベルとなり、信号PIR'はＡＮＤ回路２８
を通過しないのでオン駆動信号QFは発生されず、したが
って順スイッチ７はオンしない。The signal PIR is inverted in the opposite phase by the signal inverter 27 to generate a signal PIR ′ that turns the forward switch 7 on in reverse phase with respect to the reverse switch 10. Signal PIR 'and overcurrent signal
OC 'is applied to an AND circuit 28. The AND circuit 28 outputs the signal PIR ″ only when the overcurrent is not an overcurrent, that is, when the overcurrent inverted signal OC ′ is at the H level, and transmits the ON drive signal QF of the forward switch 7 through the signal isolation transmission circuit 29. When the sputter current IS is an overcurrent, the overcurrent inversion signal OC 'goes low and the signal PIR'
, The on-drive signal QF is not generated, and the forward switch 7 is not turned on.

【００３５】 次に図２により信号について説明する。
図２において、(a) は定期パルス信号PR、(b) はアーク
信号ARC 、(c) は臨時パルス信号PI、(d) は定期パルス
信号＋臨時パルス信号PIR もしくは逆スイッチのオン駆
動信号QR、(e) は過電流信号OCの反転信号OC' 、(f) は
その過電流反転信号OC' と、定期パルス信号＋臨時パル
ス信号PIR の反転信号PIR'のＡＮＤ論理信号（OC' ＊PI
R'）もしくは順スイッチ７のオン信号QF、(g) はスパッ
タ電極３のスパッタ電圧VS、(h) はスパッタ電流ISの波
形である。Next, the signals will be described with reference to FIG.
In FIG. 2, (a) is a regular pulse signal PR, (b) is an arc signal ARC, (c) is a temporary pulse signal PI, (d) is a regular pulse signal + temporary pulse signal PIR, or an on-drive signal QR of a reverse switch. , (E) is an inverted signal OC ′ of the overcurrent signal OC, and (f) is an AND logic signal (OC ′ * PI) of the overcurrent inverted signal OC ′ and the inverted signal PIR ′ of the regular pulse signal + temporary pulse signal PIR.
R ') or the ON signal QF of the forward switch 7, (g) is the sputter voltage VS of the sputter electrode 3, and (h) is the sputter current IS waveform.

【００３６】 次に動作を説明する。今、時刻ｔ０〜ｔ
１では正常にスパッタリングが行われて、過電流OC信号
も電圧低下信号LVも存在しないとする。この状態では、
パルス発生器２４から出力された定期パルス信号PRはそ
のままの位相でOR回路２５と信号絶縁伝達回路２６を通
ってスイッチ１０のオン駆動信号QRとなり、他方では、
定期パルス信号PRはOR回路２５と信号反転器２７を通し
て位相が反転された信号PIR'となり、さらに過電流反転
信号OC' がＨレベルであるので、ＡＮＤ回路２８を通過
して信号PIR'' となり、絶縁信号伝達回路２９を通しで
順スイッチ７のオン駆動信号QFとなる。したがって、順
スイッチ７と逆スイッチ１０は交互にオンする。順スイ
ッチ７がオンのとき、スパッタ電極３には負電圧、例え
ば−800 Ｖが印加され、順スパッタ電流IS、例えば１０
Ａが直流スパッタ電源１から順スイッチ７、インダクタ
８、シャント抵抗９、ダイオード１３を通してスパッタ
電極３に流れ、スパッタリングが行われる。Next, the operation will be described. Now, from time t0 to t
In the case of 1, it is assumed that sputtering is performed normally and neither the overcurrent OC signal nor the voltage drop signal LV exists. In this state,
The periodic pulse signal PR output from the pulse generator 24 passes through the OR circuit 25 and the signal isolation transmission circuit 26 in the same phase to become the ON drive signal QR of the switch 10, while
The periodic pulse signal PR becomes a signal PIR 'whose phase is inverted through an OR circuit 25 and a signal inverter 27. Further, since the overcurrent inverted signal OC' is at H level, it passes through an AND circuit 28 to become a signal PIR ''. , Through the insulation signal transmission circuit 29 to become the ON drive signal QF of the forward switch 7. Therefore, the forward switch 7 and the reverse switch 10 are turned on alternately. When the forward switch 7 is on, a negative voltage, for example, -800 V is applied to the sputter electrode 3, and the forward sputter current IS, for example, 10
A flows from the DC sputtering power supply 1 to the sputtering electrode 3 through the forward switch 7, the inductor 8, the shunt resistor 9, and the diode 13, and sputtering is performed.

【００３７】 次に順スイッチ７がオフし、逆スイッチ
１０がオンすると、スパッタ電極３には逆電源２から抵
抗１４を通して逆極性パルス電圧、例えば80Ｖが印加さ
れ、逆電流が流れる。スパッタ電極３の逆インピーダン
スは順方向より高く、また抵抗１４が直列なので電流値
は小さく、例えば１Ａ以下である。この逆電圧でアーク
放電への移行を抑制する。このとき、順スイッチ７がオ
ンの期間にインダクタ８に流れていた電流は逆スイッチ
１０とフライホイール用ダイオード１１、シャント抵抗
９を通して循環し、ダイオード１１の順電圧降下及びシ
ャント抵抗９の電圧ドロップは小さいので、その循環電
流はほとんど減衰しないで保持される。このことは本発
明の大きな特徴である。Next, when the forward switch 7 is turned off and the reverse switch 10 is turned on, a reverse polarity pulse voltage, for example, 80 V is applied to the sputter electrode 3 from the reverse power supply 2 through the resistor 14, and a reverse current flows. The reverse impedance of the sputter electrode 3 is higher than that in the forward direction, and the current value is small, for example, 1 A or less because the resistor 14 is in series. This reverse voltage suppresses the transition to arc discharge. At this time, the current flowing through the inductor 8 while the forward switch 7 is on circulates through the reverse switch 10, the flywheel diode 11, and the shunt resistor 9, and the forward voltage drop of the diode 11 and the voltage drop of the shunt resistor 9 are reduced. Since it is small, its circulating current is maintained with little attenuation. This is a major feature of the present invention.

【００３８】 次に再び順スイッチ７がオン、逆スイッ
チ１０がオフすると、ダイオード１１はカットオフして
インダクタ８を流れていた循環電流はスパッタ電極３に
瞬時に転流する。スパッタ電流ISの立ち上がりは逆スイ
ッチ１０がオンする前の値とほぼ等しい値であり、すな
わち、インダクタ８の電流保持作用により電流切り替え
が瞬時に行われるので、スパッタ電流ISの立ち上がり特
性は極めて良くなり、スパッタリング効率が向上すると
共に高周波化が容易になる。Next, when the forward switch 7 is turned on again and the reverse switch 10 is turned off, the diode 11 is cut off, and the circulating current flowing through the inductor 8 is immediately commutated to the sputter electrode 3. The rise of the sputter current IS is substantially equal to the value before the reverse switch 10 is turned on. That is, since the current is switched instantaneously by the current holding action of the inductor 8, the rise characteristic of the sputter current IS is extremely improved. In addition, the sputtering efficiency is improved and the frequency is easily increased.

【００３９】 順スイッチ７がターンオフするとき、そ
のコレクタはダイオード１１で直流スパッタ電源１の電
圧と逆パルス電源２の電圧の絶対値の和に等しい電圧
（880 Ｖ) に２個のコンデンサ５、６で電圧クランプさ
れ、理論的にはそれ以上のサージ電圧が順スイッチ７に
かからない。また、逆スイッチ１０がターンオフすると
きもそのエミッタはダイオード１２で２個のコンデンサ
５、６の電圧の和に等しい電圧（880 Ｖ）にクランプさ
れるので、余分なサージ電圧を発生しない。When the forward switch 7 is turned off, the collector of the two switches 5 and 6 is connected to a voltage (880 V) equal to the sum of the absolute value of the voltage of the DC sputtering power supply 1 and the voltage of the reverse pulse power supply 2 by the diode 11. , And theoretically, no further surge voltage is applied to the forward switch 7. Also, when the reverse switch 10 is turned off, its emitter is clamped by the diode 12 to a voltage (880 V) equal to the sum of the voltages of the two capacitors 5 and 6, so that no extra surge voltage is generated.

【００４０】 本発明の定常運転状態では、インダクタ
８と逆スイッチ１０、フライホイールダイオード１１の
直列ループ回路で電流が維持され、電流切り替えが高速
化できるとともに、インダクタ８に実質的な電圧の発生
がなく、磁気リセットさせないので、従来のようなリセ
ットに伴う損失を生じないのは勿論のこと、リセット時
間が不要なのでこのことが更に一層高周波化を容易にす
る。なお、この発明では逆パルス回路はスパッタ電流IS
の大きさを制御するものではない。電流は、直流スパッ
タ電源１で制御される。In the steady operation state of the present invention, the current is maintained by the series loop circuit of the inductor 8, the reverse switch 10, and the flywheel diode 11, so that the current switching can be speeded up, and a substantial voltage is generated in the inductor 8. In addition, since the magnetic reset is not performed, the loss associated with the conventional reset does not occur, and the reset time is not required, which further facilitates the higher frequency. In the present invention, the reverse pulse circuit uses the sputter current IS
It does not control the size of. The current is controlled by a DC sputtering power supply 1.

【００４１】 次に、アーク放電の発生時の動作を説明
する。分かり易くするため、図２で臨時パルス関係の波
形には斜線を付した。オン駆動信号QFにより順スイッチ
７がオンしているとき、ｔ＝ｔ１でアーク放電が発生し
たとすると、スパッタ電圧VSは低下し、インダクタ８に
かかる電圧がほぼ直流スパッタ電源１の電圧800 Ｖにな
り、直流スパッタ電源１からインダクタ８を流れる電流
が増加する。インダクタ８の電流が第１の過電流レベル
に達するまでは過電流信号OCは発生されない。Next, an operation when an arc discharge occurs will be described. For the sake of simplicity, the waveform related to the temporary pulse in FIG. 2 is hatched. Assuming that an arc discharge occurs at t = t1 when the forward switch 7 is turned on by the ON drive signal QF, the sputter voltage VS decreases, and the voltage applied to the inductor 8 becomes almost 800 V of the DC sputter power supply 1. That is, the current flowing from the DC sputtering power supply 1 to the inductor 8 increases. Overcurrent signal OC is not generated until the current in inductor 8 reaches the first overcurrent level.

【００４２】 電圧低下検出回路２１はスパッタ電圧VS
の低下を検出して電圧低下信号LVを発生し、これに伴い
ＡＮＤ回路２２はアーク信号ARC を発生する。アーク信
号ARC により、単安定マルチバイブレータ２３がトリガ
されると、ｔ＝ｔ２で一定パルス幅の臨時パルス信号PI
が発生し、OR回路２５で定期パルス信号PRに割り込む。
なお、ｔ１とｔ２間の時間は回路の遅れ時間である。臨
時パルス信号PIはそのまま逆スイッチ１０のオン駆動信
号QRとなり、逆スイッチ１０をオンさせる。一方、臨時
パルス信号PIは信号反転器２７で反転されてPIR'とな
り、順スイッチ７のオフ制御信号PIR'' となる。The voltage drop detection circuit 21 detects the sputtering voltage VS
, A voltage drop signal LV is generated, and the AND circuit 22 generates an arc signal ARC accordingly. When the monostable multivibrator 23 is triggered by the arc signal ARC, the temporary pulse signal PI having a constant pulse width at t = t2.
Occurs, and the OR circuit 25 interrupts the periodic pulse signal PR.
The time between t1 and t2 is the delay time of the circuit. The temporary pulse signal PI becomes the ON drive signal QR of the reverse switch 10 as it is, and turns the reverse switch 10 ON. On the other hand, the temporary pulse signal PI is inverted by the signal inverter 27 to become PIR ′, which becomes the off control signal PIR ″ for the forward switch 7.

【００４３】 すなわち、順スイッチ７がオフ、逆スイ
ッチ１０がオンすることにより、臨時パルス信号PIが発
生されている期間の間、スパッタ電極３に逆パルス電圧
を加えて、アーク放電の消孤動作を行う。時刻ｔ２でア
ーク放電が消弧すれば電圧低下信号LVが消滅し、再び、
定期パルス信号PIによる正常運転に復帰する。That is, when the forward switch 7 is turned off and the reverse switch 10 is turned on, the reverse pulse voltage is applied to the sputter electrode 3 during the period in which the temporary pulse signal PI is generated, and the arc discharge disappears. I do. If the arc discharge is extinguished at time t2, the voltage drop signal LV disappears, and again,
Return to normal operation by the periodic pulse signal PI.

【００４４】 次に、アークが臨時パルス信号PIによる
消弧動作によってもアークを消孤できない場合について
説明する。時刻ｔ３で再びアーク放電が発生し、１回目
の臨時パルス信号PIによる前述のような消弧動作によっ
てもアークが消孤できないと、次のオン駆動信号QFによ
り順スイッチ７がオンするのに伴い、時刻ｔ４でスパッ
タ電流ISは更に増加して第１の過電流レベルに達するこ
とになる。これに伴い、コンパレータ１６は過電流信号
OCを発生し、この過電流信号を反転した信号OC' により
オフ信号PIR'' が生じ、順スイッチ７をターンオフさせ
る。例えば、順スイッチ７はインダクタ８を流れる電流
が第１の電流設定レベルである１５Ａに達するとオフす
る。このとき、信号LVが発生するために再度臨時パルス
信号PIを発生して、順スイッチ７をオフ、逆スイッチ１
０をオンにして臨時パルス信号PIを加えることもできる
が、この実施例では１回のアーク発生に対して臨時パル
ス信号PIは１回のみとし、以後は定期パルス信号PRのみ
としている。図では臨時パルス信号の発生を１回に制限
する回路を省略した。Next, a case where the arc cannot be extinguished by the extinguishing operation by the temporary pulse signal PI will be described. At time t3, arc discharge occurs again, and if the arc cannot be extinguished by the above-described arc extinguishing operation by the first temporary pulse signal PI, the forward switch 7 is turned on by the next on-drive signal QF. At time t4, the sputter current IS further increases and reaches the first overcurrent level. Accordingly, the comparator 16 outputs the overcurrent signal.
OC is generated, and an off signal PIR '' is generated by a signal OC 'obtained by inverting the overcurrent signal, and the forward switch 7 is turned off. For example, the forward switch 7 is turned off when the current flowing through the inductor 8 reaches the first current setting level of 15A. At this time, the temporary pulse signal PI is generated again to generate the signal LV, the forward switch 7 is turned off, and the reverse switch 1 is turned off.
Although the temporary pulse signal PI can be added by turning on 0, in this embodiment, the temporary pulse signal PI is only once for one arc generation, and thereafter, only the periodic pulse signal PR is used. In the figure, a circuit for limiting the generation of the temporary pulse signal to one time is omitted.

【００４５】 このアーク放電発生期間でも逆スイッチ
１０は定期的にオンするから、定期的に逆電圧を印加し
てアーク放電を消孤する作用を行う。順スイッチ７と逆
スイッチ１０とが同時にオフしている期間にインダクタ
８を流れている電流は、ダイオード１１、１２、逆電源
２、直流スパッタリング電源１、シャント抵抗９を通し
て還流し、直流スパッタ電源１に電流を継続する。逆ス
イッチ１０のオフに伴い、図示のようにスパッタ電流IS
は急減するが、逆スイッチ１０がオフした後、時刻ｔ５
でインダクタ８を流れていた電流が第２の過電流設定レ
ベル、例えば１２Ａ以下に減少すると過電流信号OCが消
滅するため、再び順スイッチ７がオンする。これに伴
い、スパッタ電流ISが増加して、時刻ｔ６で第１の過電
流レベルに達すると、再びコンパレータ１６は過電流信
号OCを発生し、この過電流信号OCによりオフ信号PIR''
が生じ、順スイッチ７をターンオフさせる。そして次の
オン駆動信号QRにより逆スイッチ１０がオンし、そのア
ーク放電消孤作用により時刻ｔ７でアーク放電が消弧す
ると、アーク信号ARC も消滅し、インダクタ８の電流が
第２の過電流レベル（例えば１２Ａ）以下に下がると、
再び順スイッチ７と逆スイッチ１０は定期パルス信号PR
で交互にオンし、定常動作に復帰する。Since the reverse switch 10 is periodically turned on even during this arc discharge generation period, the reverse switch 10 is periodically applied to perform the operation of extinguishing the arc discharge. The current flowing through the inductor 8 while the forward switch 7 and the reverse switch 10 are simultaneously turned off flows back through the diodes 11 and 12, the reverse power supply 2, the DC sputtering power supply 1 and the shunt resistor 9, and returns to the DC sputtering power supply 1. Continue the current. As the reverse switch 10 is turned off, the sputter current IS
Decreases rapidly, but after the reverse switch 10 is turned off, at time t5
When the current flowing through the inductor 8 decreases to a second overcurrent set level, for example, 12 A or less, the overcurrent signal OC disappears, and the forward switch 7 is turned on again. Accordingly, when the sputter current IS increases and reaches the first overcurrent level at time t6, the comparator 16 again generates the overcurrent signal OC, and the overcurrent signal OC causes the off signal PIR ″.
Occurs, and the forward switch 7 is turned off. When the reverse switch 10 is turned on by the next ON drive signal QR and the arc discharge is extinguished at time t7 due to the arc discharge extinguishing action, the arc signal ARC is also extinguished, and the current of the inductor 8 becomes the second overcurrent level. (Eg 12A)
Again, the forward switch 7 and the reverse switch 10 output the periodic pulse signal PR.
To turn on alternately and return to the normal operation.

【００４６】 先に説明した定常時の説明は、簡単のた
めに、順スイッチと逆スイッチの切り替わり時間を無視
して説明したが、実際には順スイッチと逆スイッチの切
り替わり時に同時オンさせないための休止期間を設ける
必要がある。この休止期間にインダクタ８の電流は２個
のダイオード１１、１２を通して電源１、２のコンデン
サ５、６を充電してリセットする。逆電源２はバッテリ
ではないので、電流吸収能力はなく、逆パルス期間にお
ける逆電源２の負荷電流が小さいと、この帰還電流で逆
電圧が上昇する危険がある。またアーク放電発生時に
は、両スイッチ７、１０がオフの期間にインダクタ８の
電流はダイオード１１を通して逆電源２に帰還され、減
衰する。このエネルギーは大きいので、逆電圧が特に大
きく上昇する危険がある。この対処として、逆パルス電
源にダミー抵抗を設ける方法もあるが、常時損失するの
で、ダミー抵抗を設けずに、この発明では帰還電流が増
加して逆電圧が上昇したときのみ放電する回路も提案す
る。In the description of the steady state described above, the switching time between the forward switch and the reverse switch is ignored for the sake of simplicity. However, in practice, it is not necessary to turn on the switch simultaneously when the forward switch and the reverse switch are switched. It is necessary to set a pause. During this idle period, the current of the inductor 8 charges the capacitors 5 and 6 of the power supplies 1 and 2 through the two diodes 11 and 12 and resets them. Since the reverse power supply 2 is not a battery, the reverse power supply 2 has no current absorption capability. If the load current of the reverse power supply 2 during the reverse pulse period is small, there is a risk that the reverse voltage will increase due to the feedback current. When an arc discharge occurs, the current of the inductor 8 is fed back to the reverse power supply 2 through the diode 11 and attenuated while both switches 7 and 10 are off. Since this energy is large, there is a danger that the reverse voltage will rise particularly large. As a countermeasure, there is a method of providing a dummy resistor in the reverse pulse power supply. However, since the loss always occurs, the present invention also proposes a circuit that discharges only when the feedback current increases and the reverse voltage increases without providing the dummy resistor. I do.

【００４７】 図３は放電回路の一実施例を示す。３１
は逆電源、３２は直流スパッタ電源であり、３３は交流
電源などから数十Ｖの逆電圧を作る商用周波数または高
周波のコンバータを使用した整流器である。３４はこの
整流器３３の出力に逆流防止ダイオード３５を通して接
続された逆電源出力コンデンサである。逆パルス電流は
このコンデンサ３４から供給される。３６はコンデンサ
３４が逆充電されたとき、オンしてその電荷を抵抗３７
を介して放電し、コンデンサ３４の充電電圧を下げるＦ
ＥＴのような半導体スイッチである。半導体スイッチ３
６はコンパレータ３８の出力でオンオフ制御される。コ
ンパレータ３８のマイナス電源は順電源３２とコンデン
サ３４の共通接続点の電位、つまり接地電位である。コ
ンパレータ３８の反転端子INには整流器３３の出力電圧
を抵抗３９と４０で分圧された電圧が印加される。コン
パレータ３８の非反転端子NIN はダイオード３５のカソ
ード電圧、すなわちコンデンサ３４の電圧を抵抗４３と
４４で分圧した電圧に接続される。コンパレータ３７の
非反転端子NIN は抵抗４２を通してコンパレータ３８の
出力端子Voにも接続され、ヒステリシスが形成されてい
る。抵抗３９と４０、抵抗４１と４３の分圧比は等しく
選定される。FIG. 3 shows an embodiment of the discharge circuit. 31
Is a reverse power supply, 32 is a DC sputtering power supply, and 33 is a rectifier using a commercial frequency or high frequency converter for producing a reverse voltage of several tens of volts from an AC power supply or the like. Reference numeral 34 denotes a reverse power supply output capacitor connected to the output of the rectifier 33 through a backflow prevention diode 35. The reverse pulse current is supplied from this capacitor 34. 36 is turned on when the capacitor 34 is reversely charged, and the charge is
To reduce the charging voltage of the capacitor 34 by F
It is a semiconductor switch like ET. Semiconductor switch 3
Reference numeral 6 denotes on / off control of the output of the comparator 38. The negative power supply of the comparator 38 is a potential at a common connection point between the forward power supply 32 and the capacitor 34, that is, a ground potential. A voltage obtained by dividing the output voltage of the rectifier 33 by the resistors 39 and 40 is applied to the inverting terminal IN of the comparator 38. The non-inverting terminal NIN of the comparator 38 is connected to the cathode voltage of the diode 35, that is, the voltage obtained by dividing the voltage of the capacitor 34 by the resistors 43 and 44. The non-inverting terminal NIN of the comparator 37 is also connected to the output terminal Vo of the comparator 38 through the resistor 42, and a hysteresis is formed. The voltage division ratios of the resistors 39 and 40 and the resistors 41 and 43 are selected to be equal.

【００４８】 次に動作を説明する。今、逆電源の出力
コンデンサ３４の電圧が整流器３３の出力電圧よりも低
いときはダイオード３５が導通し、抵抗３９、４０と抵
抗４１、４３の分圧比が等しいので、コンパレータ３８
の非反転端子NINは反転端子INの電圧よりも低くなり、
コンパレータ３８の出力端子VoはＬレベルとなり、半導
体スイッチ３６はオフである。アーク放電発生時などに
図１のインダクタ８を通流していた電流がダイオード１
１を通して逆電源のコンデンサ３４に帰還され充電する
ことにより、逆電源３４の電圧が整流器３３の電圧より
も高くなると、コンパレータ３８の非反転端子NIN の電
圧がその反転端子INの電圧よりも高くなり、コンパレー
タ３８の出力端子VoはＨレベルとなる。したがって、半
導体スイッチ３６はオンしてコンデンサ３４の電荷を放
電する。コンデンサ３４と抵抗３７の時定数とコンパレ
ータ３８のヒステリシスを適当に選ぶことにより、数１
００Ｈｚから数ｋＨｚの繰り返し周波数で半導体スイッ
チ３６はスイッチング動作し、コンデンサ３４の電圧を
整流器３３の電圧よりも数Ｖ高い範囲で保持することが
できる。この回路はそれほど高速性を必要としないの
で、半導体スイッチ３６のスイッチング周波数は必要以
上に高くしない方がスイッチング損失の点から得策であ
る。Next, the operation will be described. When the voltage of the output capacitor 34 of the reverse power supply is lower than the output voltage of the rectifier 33, the diode 35 conducts, and the voltage division ratios of the resistors 39 and 40 and the resistors 41 and 43 are equal.
Of the non-inverting terminal NIN becomes lower than the voltage of the inverting terminal IN,
The output terminal Vo of the comparator 38 is at L level, and the semiconductor switch 36 is off. When an arc discharge occurs, the current flowing through the inductor 8 of FIG.
When the voltage of the reverse power supply 34 becomes higher than the voltage of the rectifier 33 by being fed back to the capacitor 34 of the reverse power supply through 1 and charged, the voltage of the non-inverting terminal NIN of the comparator 38 becomes higher than the voltage of the inverting terminal IN. The output terminal Vo of the comparator 38 goes high. Therefore, the semiconductor switch 36 turns on and discharges the electric charge of the capacitor 34. By appropriately selecting the time constant of the capacitor 34 and the resistor 37 and the hysteresis of the comparator 38,
The semiconductor switch 36 performs a switching operation at a repetition frequency of 00 Hz to several kHz, and can maintain the voltage of the capacitor 34 within a range several V higher than the voltage of the rectifier 33. Since this circuit does not require such high speed, it is advisable not to increase the switching frequency of the semiconductor switch 36 more than necessary from the viewpoint of switching loss.

【００４９】 以上述べたように、本発明では、定常状
態における直流回路のインダクタンスのリセット電圧は
ほぼ０であるため、インダクタンスの磁速振幅は小さ
く、励磁エネルギーのリセットを考慮する必要がない。
そのため、インダクタンスの材料はフェライトコアは勿
論のこと、安価であるが高周波特性の劣る方向性鋼板な
どのカットコアを用いることができる。このため逆パル
スの高周波化は順スイッチや逆スイッチとして用いる半
導体スイッチのスイッチング速度と損失により決まり、
１００ｋHzなどの高周波化が容易である。また、スパッ
タ電極までの出力漏れインダクタンスのエネルギーもイ
ンダクタ８と同様にダイオード１１を介して逆電源２に
還流されるので、前記漏れインダクタンスによる半導体
スイッチの過電圧のおそれもない。さらに、逆電源はイ
ンピーダンスの高いスパッタ電極の逆方向電流を供給す
るだけなので、電力容量を小さく設計でき、小型、低コ
ストとなる。さらにまた、アーク放電時にもパルス的ま
たは連続的に逆パルスを印加でき、アーク消孤能力が高
い利点がある。以上をまとめると、本発明は次の利点を
有する。As described above, in the present invention, since the reset voltage of the inductance of the DC circuit in the steady state is almost 0, the magnetic velocity amplitude of the inductance is small, and it is not necessary to consider the resetting of the excitation energy.
For this reason, not only a ferrite core but also a cut core such as a directional steel sheet which is inexpensive but inferior in high frequency characteristics can be used as the inductance material. For this reason, increasing the frequency of the reverse pulse is determined by the switching speed and loss of the semiconductor switch used as a forward switch or reverse switch,
It is easy to increase the frequency to 100 kHz or the like. Also, the energy of the output leakage inductance up to the sputter electrode is returned to the reverse power supply 2 via the diode 11 in the same manner as the inductor 8, so that there is no risk of overvoltage of the semiconductor switch due to the leakage inductance. Further, since the reverse power supply only supplies the reverse current of the sputter electrode having a high impedance, the power capacity can be designed to be small, and the size and cost can be reduced. In addition, a reverse pulse can be applied in a pulsed or continuous manner even at the time of arc discharge, and there is an advantage that the arc extinguishing ability is high. In summary, the present invention has the following advantages.

【００５０】[0050]

【発明の効果】 (1) スパッタリング電流を流す順スイ
ッチのオン時に循環電流が保持されているので、スパッ
タリング電流の立ち上がりが急峻にでき、スパッタリン
グ効率の向上を図ると共に高周波化を容易なものにする
ことができる。(1) Since the circulating current is held when the forward switch for flowing the sputtering current is turned on, the rising of the sputtering current can be steep, so that the sputtering efficiency can be improved and the frequency can be easily increased. be able to.

【００５１】 (2) インダクタのリセットが不要である
ので、さらに高周波化がより容易になる。(2) Since it is not necessary to reset the inductor, it is easier to increase the frequency.

【００５２】 (3) 半導体スイッチの耐電圧を実質的に
逆パルス電源の正極性電圧とスパッタ電源の負極性電圧
の絶対値の和に制限することができる。(3) The withstand voltage of the semiconductor switch can be substantially limited to the sum of the positive voltage of the reverse pulse power supply and the absolute value of the negative voltage of the sputtering power supply.

【００５３】 (4) 電流保持インダクタは実質的に電圧
を背負わないので、直流スパッタ電源の電圧を有効にス
パッタ電圧として利用することができる。(4) Since the current holding inductor does not substantially carry the voltage, the voltage of the DC sputtering power supply can be effectively used as the sputtering voltage.

【００５４】 (5) 本発明の回路は 一般的な直流スパ
ッタ電源と組み合わせることのできる汎用性をもつ。(5) The circuit of the present invention has versatility that can be combined with a general DC sputtering power supply.

【００５５】 (6) オートトランスなどスパッタ電源電
圧を逆電源に直接利用していないので、逆パルス電圧の
波高値をスパッタ電圧に無関係に任意に調整できる。(6) Since the sputter power supply voltage such as an auto-transformer is not directly used for the reverse power supply, the peak value of the reverse pulse voltage can be arbitrarily adjusted regardless of the sputter voltage.

【００５６】 (7) また、逆電源インピーダンスの高い
スパッタ電極の逆方向電流を供給するだけなので、電力
容量は小さくて済む。(7) Further, since only the reverse current of the sputter electrode having a high reverse power source impedance is supplied, the power capacity can be small.

【００５７】 (8) アーク放電中にもパルス的、または
連続的に逆パルスを印加してアークを速やかに消孤でき
る。(8) Even during arc discharge, the arc can be quickly extinguished by applying a pulsed or continuous reverse pulse.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】本発明に係るスパッタリング装置の一実施例を
示す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing one embodiment of a sputtering apparatus according to the present invention.

【図２】この発明に用いる一般的な定電流または定電力
出力の構成例を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing a configuration example of a general constant current or constant power output used in the present invention.

【図３】図１の各部分の信号のタイミングを示す説明図
である。FIG. 3 is an explanatory diagram showing signal timings of respective parts in FIG. 1;

【図４】逆電源の過電圧防止回路の実施例を示す回路図
である。FIG. 4 is a circuit diagram showing an embodiment of an overvoltage protection circuit for a reverse power supply.

【図５】従来の第１の逆パルス回路例を示す図である。FIG. 5 is a diagram showing a first example of a conventional reverse pulse circuit.

【図６】従来の別の逆パルス回路例を示す図である。FIG. 6 is a diagram showing another example of a conventional reverse pulse circuit.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１・・直流スパッタ電源 ２・・逆電源 ３・・スパッタ電極 ４・・真空チ
ャンバ ５、６・・コンデンサ ７・・順スイ
ッチ ８・・電流保持用インダクタ ９・・シャン
ト抵抗 １０・・逆スイッチ １１・・フラ
イホイール用ダイオード １２・・フライホイール用ダイオード １５、１５’
・・逆電流制限回路 １６・・コンパレータ １７・・基準
電圧源 １８・・制御回路 １９・・信号
絶縁伝達回路 ２０・・電圧検出抵抗 ２１・・電圧
低下検出回路 ２２・・ＡＮＤ回路 ２３・・単安
定マルチバイブレータ ２４・・パルス発生器 ２５・・ＯＲ
回路 ２６・・信号絶縁伝達回路 ２７・・信号
反転器 ２８・・ＡＮＤ回路 ２９・・信号
絶縁伝達回路 OC・・・過電流信号 ARC ・・・ア
ーク信号 PR・・・定期パルス信号 PI・・・臨時
パルス信号 LV・・・スパッタ電圧低下信号 QF・・・順ス
イッチのオン駆動信号 QR・・・逆スイッチのオン駆動信号1. DC power supply 2. Reverse power supply 3. Sputter electrode 4. Vacuum chamber 5, 6, Capacitor 7. Forward switch 8. Current holding inductor 9. Shunt resistor 10. Reverse switch 11. ..Diode for flywheel 12..Diode for flywheel 15, 15 '
··· Reverse current limiting circuit 16 ··· Comparator 17 ··· Reference voltage source 18 ··· Control circuit 19 ··· Signal isolation transmission circuit 20 ··· Voltage detection resistor 21 ··· Voltage drop detection circuit 22 ···· AND circuit 23 ··· Stable multivibrator 24 pulse generator 25 OR
Circuit 26 Signal insulation transmission circuit 27 Signal inverter 28 AND circuit 29 Signal insulation transmission circuit OC ... overcurrent signal ARC ... arc signal PR ... periodic pulse signal PI ... Temporary pulse signal LV ・ ・ ・ Sputter voltage drop signal QF ・ ・ ・ On switch drive signal for forward switch QR ・ ・ ・ On drive signal for reverse switch

Claims (8)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 定電流出力特性または定電力出力特性を
有する直流スパッタ電源と逆電源を極性を同じ向きにし
て直列接続すると共に、その共通接続点を接地電位に接
続された真空チャンバに接続し、前記直流スパッタ電源
と前記逆電源の両端間に第１の半導体スイッチと第２の
半導体スイッチを直列接続すると共に、前記第１と第２
の半導体スイッチの共通接続点側をスパッタ電極に接続
してなり、前記第１と第２の半導体スイッチを定期的に
交互にオンさせて、前記スパッタ電極に前記直流スパッ
タ電源から負極性電圧を、また前記逆電源から正極性の
逆電圧パルスを交互に印加することを特徴とするスパッ
タリング装置。1. A DC sputtering power supply having a constant current output characteristic or a constant power output characteristic and a reverse power supply are connected in series with the same polarity, and a common connection point is connected to a vacuum chamber connected to a ground potential. Connecting a first semiconductor switch and a second semiconductor switch in series between both ends of the DC sputtering power supply and the reverse power supply, and connecting the first and second semiconductor switches to each other.
The common connection point side of the semiconductor switch is connected to a sputter electrode, and the first and second semiconductor switches are periodically and alternately turned on, and a negative voltage is applied to the sputter electrode from the DC sputtering power supply. A sputtering apparatus characterized in that a reverse voltage pulse of a positive polarity is alternately applied from the reverse power supply. 【請求項２】 負極性の直流スパッタ電源と正極性の逆
電源を同方向にして直列接続し、前記直流スパッタ電源
と前記逆電源の両端間に第１の半導体スイッチと電流保
持用インダクタと第２の半導体スイッチを直列接続し、
前記第１の半導体スイッチの第１の主端子を第１のダイ
オードを通して前記第２の半導体スイッチの第１の主端
子に接続すると共に前記逆電源に接続し、さらに前記第
２の半導体スイッチの第２の主端子を第２のダイオード
を通して前記第２の半導体スイッチの第２の主端子に接
続すると共に前記直流スパッタ電源に接続し、前記第２
の半導体スイッチと前記電流保持用インダクタの接続点
をスパッタ電極に接続してなり、前記第１の半導体スイ
ッチがオンのときには前記直流スパッタ電源から前記ス
パッタ電極に前記電流保持用インダクタを通して負極性
電圧を供給し、前記第２の半導体スイッチがオンのとき
に前記逆電源から前記スパッタ電極に逆電圧パルスを加
えるとともに、前記第２の半導体スイッチがオンすると
き、前記第１の半導体スイッチを通して流れていた前記
電流保持用インダクタによる電流を前記第２の半導体ス
イッチと前記第１のダイオードを通して次に前記第１の
半導体スイッチがオンするまで循環させて実質的に保持
することを特徴とするスパッタリング装置。2. A DC sputtering power source having a negative polarity and a reverse power source having a positive polarity are connected in series in the same direction, and a first semiconductor switch, a current holding inductor, and a second power supply are connected between both ends of the DC sputtering power source and the reverse power source. Two semiconductor switches connected in series,
A first main terminal of the first semiconductor switch is connected to a first main terminal of the second semiconductor switch through a first diode and to the reverse power supply, and a first main terminal of the second semiconductor switch is The second main terminal is connected to the second main terminal of the second semiconductor switch through a second diode, and is connected to the DC sputtering power source.
A connection point between the semiconductor switch and the current holding inductor is connected to a sputter electrode. When the first semiconductor switch is on, a negative voltage is applied from the DC sputtering power supply to the sputter electrode through the current holding inductor. Supplying a reverse voltage pulse from the reverse power source to the sputter electrode when the second semiconductor switch is on, and flowing through the first semiconductor switch when the second semiconductor switch is on. A sputtering apparatus, wherein the current from the current holding inductor is circulated through the second semiconductor switch and the first diode until the first semiconductor switch is turned on, and is substantially held. 【請求項３】 請求項２において、 前記第１の半導体スイッチと前記第２の半導体スイッチ
を定期的に交互にオンさせることにより、定期的に逆電
圧パルスを加えてアーク放電の発生を抑制または消孤す
ることを特徴とするスパッタリング装置。3. The method according to claim 2, wherein the first semiconductor switch and the second semiconductor switch are periodically and alternately turned on to apply a reverse voltage pulse periodically to suppress the occurrence of arc discharge or A sputtering apparatus characterized by disappearing. 【請求項４】 請求項１または請求項２において、 前記第１の半導体スイッチがオンの状態で、スパッタ電
圧が所定レベル以下であるときアーク放電が発生したと
判別してアーク信号を出力する回路を設け、前記アーク
信号により前記第１の半導体スイッチを所定時間オフさ
せるとともに、前記第２の半導体スイッチをオンさせ、
所定時間臨時に逆電圧パルスを加えてアーク放電を消孤
することを特徴とするスパッタリング装置。4. The circuit according to claim 1, wherein when the first semiconductor switch is on and the sputter voltage is lower than a predetermined level, it is determined that an arc discharge has occurred and an arc signal is output. And turning off the first semiconductor switch for a predetermined time by the arc signal, turning on the second semiconductor switch,
A sputtering apparatus characterized in that an arc discharge is extinguished by applying a reverse voltage pulse temporarily for a predetermined time. 【請求項５】 請求項１または請求項２において、 前記第１の半導体スイッチと前記第２の半導体スイッチ
を定期的に交互にオンさせることにより、定期的に逆電
圧を加えてアーク放電の発生を抑制し、前記第１の半導
体スイッチがオンして前記スパッタ電極にアーク放電が
発生しているとき、スパッタ電圧が所定レベル以下にな
るとき電圧低下信号を出力する電圧低下検出回路を設
け、前記電圧低下信号により前記第１の半導体スイッチ
を所定時間オフさせるとともに、前記第２の半導体スイ
ッチをオンさせ、所定時間臨時に逆電圧パルスを加えて
発生したアーク放電を消孤することを特徴とするスパッ
タリング装置。5. The arc discharge according to claim 1, wherein the first semiconductor switch and the second semiconductor switch are periodically turned on alternately to apply a reverse voltage periodically to generate an arc discharge. A voltage drop detection circuit that outputs a voltage drop signal when the sputter voltage falls below a predetermined level when the first semiconductor switch is turned on and an arc discharge occurs in the sputter electrode; The first semiconductor switch is turned off for a predetermined time by a voltage drop signal, and the second semiconductor switch is turned on, and an arc discharge generated by applying a reverse voltage pulse temporarily for a predetermined time is extinguished. Sputtering equipment. 【請求項６】 請求項２ないし請求項５のいずれかにお
いて、 前記電流保持用インダクタに流れる電流を検出し、この
電流が第１の過電流レベルを越えたときに前記第１の半
導体スイッチをオフさせることにより、前記電流保持用
インダクタを流れる電流を前記第１のダイオード、前記
逆電源、前記スパッタ電極を通して循環させて減少さ
せ、前記第１の過電流レベルより下の第２の過電流レベ
ル以下となったとき、再び前記第１の半導体スイッチを
オンさせることを特徴とするスパッタリング装置。6. The method according to claim 2, wherein a current flowing through the current holding inductor is detected, and when the current exceeds a first overcurrent level, the first semiconductor switch is activated. By turning off the current, the current flowing through the current holding inductor is circulated through the first diode, the reverse power supply, and the sputter electrode to reduce the current, and a second overcurrent level lower than the first overcurrent level is reduced. The sputtering apparatus according to claim 1, wherein the first semiconductor switch is turned on again when the following occurs. 【請求項７】 請求項２ないし請求項６のいずれかにお
いて、 前記逆電源と前記第２の半導体スイッチとの間にこれら
と直列にダイオードと抵抗の並列回路を、該ダイオード
が逆電流を阻止する方向に接続し、逆電流を制限するこ
とを特徴とするスパッタリング装置。7. A parallel circuit of a diode and a resistor in series with the reverse power supply and the second semiconductor switch, wherein the diode blocks a reverse current, between the reverse power supply and the second semiconductor switch. A sputtering device connected in a direction in which the reverse current flows. 【請求項８】 直列接続してなる直流スパッタ電源と逆
電源とを備えたスパッタリング装置において、 前記逆電源は入力側に整流器を備えると共に出力側にコ
ンデンサを備え、前記コンデンサの両端に放電用抵抗と
直列の半導体スイッチが並列に接続され、該半導体スイ
ッチは前記コンデンサの充電電圧が前記整流器の出力電
圧を設定値以上超えるときオンして前記コンデンサの電
荷を放電し、前記コンデンサの充電電圧を前記整流器の
出力電圧以上で前記整流器の出力電圧と前記設定値との
和にほぼ等しい電圧以下に保持することを特徴とするス
パッタリング装置。8. A sputtering apparatus comprising a DC sputtering power supply and a reverse power supply connected in series, wherein the reverse power supply has a rectifier on the input side and a capacitor on the output side, and a discharge resistor at both ends of the capacitor. A semiconductor switch in series with the semiconductor switch is connected in parallel, and the semiconductor switch is turned on when the charging voltage of the capacitor exceeds the output voltage of the rectifier by a predetermined value or more to discharge the charge of the capacitor, and reduces the charging voltage of the capacitor. A sputtering apparatus, wherein the sputtering apparatus maintains the output voltage of the rectifier to be equal to or higher than the output voltage of the rectifier and substantially equal to the sum of the set value.