JP2001272427A - 抵抗測定装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 電子機器等に要求されているＪＩＳ、ＵＬ、ＩＥＣ、Ｃ
ＳＡ等では感電事故を防止する為、電子機器等に設けら
れている接地端子と所定の部分に指定の交流電流を流
し、抵抗値を測定する抵抗測定装置において、安全規格
の要求を満たし、かつ作業性が良く精度の高い測定が得
られる抵抗測定装置が存在しない。 【課題】 上記問題を、本発明は以下の手段で解決す
る。 【解決手段】 被測定部に供給する電力、即ち電圧及び
電流を電流設定部で定められる基準信号を基に各々独立
して設けた負帰還ループで安定化し、被測定部には定電
流供給し測定する抵抗値の変化に対応でき作業性を改善
し、また印加する電圧が制限電圧に達するとその電圧値
で定電圧化し、安全規格の制限電圧を超える電圧の発生
をおさえ安全性を確保する。上記機能から、被測定部の
短絡、開放状態において発生する過渡的なサージ電圧を
なくし、その観点からも規制を越える電圧を発生するこ
とがない抵抗測定装置を提供する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】 電子機器等に要求されて
いる安全規格に基き、電子機器等の接地端子と所定の部
分に指定の交流電流を流し、抵抗値を測定することが求
められる抵抗測定装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】 ＪＩＳ、ＵＬ、ＩＥＣ、ＣＳＡ等の
安全規格では感電事故を防止するため、家庭電気製品を
含む電子機器または電気機器の筐体に保護接地端子を設
け、その保護接地端子を導線などを介して大地に接地
し、機器内部から発生される漏洩電流または故障が原因
で流れる電流を大地に流し去ることを要求しており、前
記筐体内部における保護接地端子と導線などで接続され
た金属部分の間の抵抗値が規制され、ＪＩＳを一例に採
れば、この間に１０アンペア以上２５アンペア（ｒｍ
ｓ）以下の電流を流したときに０．１Ω以下と規定され
ている。即ち、この抵抗値以下であれば前記機器は安全
規格に適合していることが確認できる。但し、各安全規
格ではこの測定に際しての安全性に鑑み、被測定装置の
抵抗値が増大した場合や、無限大とみなせるほど大きい
ときには測定装置の出力を６ボルトから１２ボルト（ｒ
ｍｓ）の範囲で制限するように規定している。これらの
規定に基き、低抵抗測定装置或いはアース導通試験装置
と呼称される装置が存在している。

【０００３】 図２は従来技術の一実施例である抵抗測
定部（２７）から被測定部（２８）に電圧を印加し、印
加した電圧と前記被測定部（２８）に流れる電流から抵
抗値を演算する低抵抗測定装置をブロックダイアグラム
で示したものであり、以下にその動作及び特徴を説明す
る。電流設定部の可変信号源（２１）から発生した、例
えば５０または６０Ｈｚの正弦波を基準信号として加算
器（２２）に入力し、加算器（２２）の出力信号は誤差
増幅器（２３）で増幅され、次段の電力増幅器（Ｐａ）
で更に増幅し電流検出部（２６）及び出力端子を介して
被測定部（２８）に供給する。電流設定部の可変信号源
（２１）の信号電圧を変えることにより、流れる電流を
変えることができ、被測定部（２８）に流れる電流を電
流検出器（２６）で検出して、その検出信号は帰還回路
（２７）を通して加算器（２２）に電流帰還信号として
負帰還され、電流設定部の可変信号源（２１）から基準
信号と比較制御され、被測定部（２８）に一定した交流
電流を供給する。このような低抵抗測定装置は、１０ア
ンペア〜２５アンペアの範囲で設定電流を変え被測定部
（２８）に流す必要がある為、可変信号源（２１）が設
けられ、設定した電流は定電流として供給され、例えば
被測定部（２８）の抵抗値が変化しも、その都度電流の
値を微調整する必要が無く、測定作業効率を上げること
ができる為、定電流回路構成がこの種の抵抗測定装置に
採用されている。定電流の安定度（負荷変動率）は作業
効率から通常１％程度必要で、安定度は帰還ループを構
成する誤差増幅器（２３）及び電力増幅器（Ｐａ）の利
得で決まり、利得を大きく取る程安定度を向上させるこ
とができる。誤差増幅器（２３）の入力と出力に接続さ
れている電圧制御素子（２４）は通常半導体の双方向の
ツエナーダイオード等が使用されており、例えば被測定
部（２８）が測定能力以上に大きい抵抗値や端子が開放
された場合、制御不能となり、出力には制限電圧を越え
る大きな電圧が発生するが、制限電圧の６ボルトを超え
ないように押さえる目的で誤差増幅器（２３）の出力電
圧波形の振幅を電圧制限素子、ツエナーダイオード等の
電圧レベルでクリップし、電力増幅器（Ｐａ）の入力信
号電圧を制限し、出力電圧を抑制している。また、被測
定部（２８）の実際の抵抗値は、電圧検出器（２５）と
電流検出器（２６）で検出した電圧と電流の値から、図
示していない演算器で演算し抵抗値の表示等をする。以
上の構成により、安全規格に基く電流を流し、抵抗値を
測定することができる抵抗測定装置が存在している。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】 しかし従来技術に
は以下の問題がある。 （１）．制限電圧をツエナーダイオードで押さえる方法
は、単にツエナーダイオードで電圧を制限しただけであ
り、制限電圧値の６ボルトに近接した電圧値例えば５．
９ボルト或いは制限電圧値の６ボルトの電圧で定電流を
流し抵抗値を測定することができない為、抵抗値の測定
範囲を極めて狭くしてしまうという問題がある。また被
測定部（２８）の両端で６ボルト以上の電圧が発生しな
いように、ツエナーダイオード等を選択する必要があ
り、選択の要因が誤差増幅器（２３）や電力増幅器（Ｐ
ａ）の増幅度により大きく異なり、また６ボルトの電圧
精度を確保した選択が必要なことを考慮すると、この方
法は極めて非現実的である。 （２）．抵抗測定の作業中に被測定部（２８）の端子を
短絡してしまったり、或いは０．２Ω程度の低抵抗を測
定していて、急に回路が開放状態になる等の負荷の急変
が起こった場合、その瞬間出力電圧が過渡的にサージ電
圧を発生し、制限電圧６ボルトを遥かに超えてしまう問
題がある。 （３）．誤差増幅器（２３）と電力増幅器（Ｐａ）の利
得を大きく取る方法で定電流安定度を向上させると、帰
還ループ全体の安定性を劣化させ、異常発振等の問題を
起こし易い。本発明は、以上の問題を解決する為になさ
れたものである。

【０００５】

【課題を解決するための手段】 請求項１では、被測
定部に電源を供給し該被測定部の抵抗値を測定する抵抗
測定装置において、電流設定部と、該電流設定部の設定
に従って信号を発生する信号発生器と、加算器と、該加
算器からの信号を増幅する誤差増幅器と、該誤差増幅器
の出力信号を増幅する電力増幅器と、該電力増幅器の出
力信号を該被測定部に供給し、該電力増幅器から出力さ
れる電圧を検出する電圧検出器と、該電力増幅器から出
力される電流を検出する電流検出器とを備え、該電圧検
出器で検出した検出信号を乗算型ディジタル・アナログ
変換器のリファレンス入力に加え、該乗算型ディジタル
・アナログ変換器の出力信号を該加算器に負帰還する一
方、該電流検出器で検出した信号を該加算器に負帰還
し、共に該信号発生器からの信号を基準に制御し、電
圧、電流共に安定化し抵抗を測定する。

【０００６】 請求項２では請求項１において、該電
流設定部で設定する電流値と該乗算型ディジタル・アナ
ログ変換器へのディジタル入力信号を互いに連動させ動
作させる。

【０００７】 請求項３では請求項１及び請求項２に
おいて、該電圧検出器で検出した信号をＡＣ−ＤＣ変換
器で変換し、また該電流検出器で検出した信号をＡＣ−
ＤＣ変換器で変換し、該変換された各々の信号を制御部
に加え、該制御部は加えられた信号によりスイッチを所
定の位置に切換え制御する。

【０００８】 また請求項４では請求項３において、
電流設定部の出力電圧を電流基準信号として制御部へ加
える。

【０００９】 更に、請求項５では請求項３及び請求
項４において、該スイッチの切換え位置が一方位置のと
きは該乗算型ディジタル・アナログ変換器の出力信号を
該加算器に負帰還し、該スイッチの切換え位置が他方位
置のときは該電圧検出器から検出した信号を該増幅器で
増幅し、該増幅器の出力信号を電流補正信号として該加
算器に入力する。本発明は以上のように構成し、問題を
解決する。

【００１０】

【発明の実施の形態】 図１〜４を参照して本発明の
実施の形態に付いて、同一性ある構成部分は同一の参照
符号をもって詳細に説明する。

【００１１】 図１は本発明の一実施例を示したブロ
ックダイアグラムで、抵抗測定部（１５）から被測定部
（１６）に交流の電圧を供給し、電流を流すことによ
り、印加した電圧と流れる電流を演算し抵抗値を求める
抵抗測定装置で、また本実施例の回路は、定電圧安定化
部と定電流安定化部から構成している。電流設定部
（１）で被測定部（１６）に供給する電流を設定するこ
とにより信号発生器（２）から所定の正弦波交流信号を
発生し、その信号は基準信号（Ｖｒｅｆ）として加算器
（３）へ入力され、帰還される信号と比較、加算され、
差動増幅器等で構成する誤差増幅器（４）で増幅し、次
段の電力増幅器（Ｐａ）で更に増幅され、その出力信号
をトランス（Ｔ）を介して電力を取り出し、出力端子を
通して被測定部（１６）に供給している。本発明では電
力変換するに効率の良いインバータ回路（５）で増幅し
ているが、どのような形体の電力増幅器でも目的を達す
ることができる。被測定部（１６）に供給される電圧は
電圧検出器（６）で検出され、流れる電流は電流検出器
（７）で検出され、検出された電圧（Ｖ）は増幅器Ａｖ
（８）で増幅し、その出力信号はディジタル・アナログ
変換器（９）のリファレンス入力端子にに入力されると
共にスイッチ（Ｓ１）の他方接点（Ｂ）に接続され、ま
たＡＣ−ＤＣ変換器（１２）に入力される。乗算型ディ
ジタル・アナログ変換器（９）の出力信号は、スイッチ
（Ｓ１）の一方接点（Ａ）に接続される。スイッチ（Ｓ
１）の接点（Ａ）または接点（Ｂ）の切換えは、後述す
る制御部（１１）で切換制御され、コモン端子の信号は
加算器（３）に負帰還され、信号発生器（２）から出力
される基準信号（Ｖｒｅｆ）と比較され、この帰還ルー
プにより被測定部（１６）に印加する電圧を安定化する
定電圧回路として動作する。一方電流検出器（７）で検
出された電流（Ｉ）は、増幅器Ａｉ（１４）で増幅さ
れ、その出力信号はＡＣ−ＤＣ変換器（１３）に入力さ
れるが、直接加算器（３）に接続され負帰還され、信号
発生器（２）から出力される基準信号（Ｖｒｅｆ）と比
較され、この帰還ループは被測定部（１６）に流れる電
流を安定化する定電流回路として動作する。スイッチ
（Ｓ１）を制御する制御部（１１）に加えられる入力信
号は電圧系と電流系の２種類に分けられ、電圧系は電圧
検出器（６）で検出後、増幅器Ａｖ（８）で増幅し、そ
の出力信号はＡＣ−ＤＣ変換器（１２）に入力され、出
力信号は電圧基準信号（ＤｃＶ．ｒｅｆ）と共に制御部
（１１）に入力される。一方電流系は電流検出器（７）
検出後、増幅器Ａｉ（１４）で増幅し、その出力信号は
ＡＣ−ＤＣ変換器（１３）に入力され、その出力信号は
電流基準信号（ＤｃＩ．ｒｅｆ）と共に制御部（１１）
に入力される。制御部（１１）は前記２系統の信号入力
と基準信号を受けて比較されスイッチ（Ｓ１）を接点
（Ａ）または接点（Ｂ）に切換え、コモン端子は加算器
（３）に接続され信号が帰還されるように動作する。

【００１２】 スイッチ（Ｓ１）の切換領域を図５に
示すように、グラフの縦軸は測定電流、横軸が測定電圧
で、縦軸の「電流設定値１０アンペア〜２５アンペアの
−１０％」は、電流設定部（１）で設定した電流に対し
被測定部（１６）に実際に流れる電流が設定した電流の
−１０％以下になった場合を検出し、スイッチ切換のポ
イントにしている。横軸の「６ボルト制限電圧」は、被
測定部（１６）に接続される抵抗が、何かの理由で外れ
る等の出力端子が開放された場合、その時の制限電圧の
値を切換えのポイントにしたものである。よって、グラ
フに示したように、スイッチ（Ｓ１）の切換え接点
（Ａ）、（Ｂ）は４つの領域により選択され、４つの領
域は制御部（１１）に入力される前述した電圧系、電流
系の信号で切換制御される。制御部（１１）の具体的な
回路構成と回路の動作説明は後述する。以下に抵抗を測
定する場合の動作例をスイッチ（Ｓ１）との関係で説明
する。

【００１３】動作例１今、電流設定部（１）で電流を１
０アンペアに設定し、被試験部（１６）には何も接続し
ない開放状態にする。電圧検出器（６）では、最初６ボ
ルトを超えようとする開放電圧（Ｖ）を検出し、その信
号は増幅器Ａｖ（８）及びＡＣ−ＤＣ変換器（１２）を
通し制御部（１１）に加えられ、電圧基準信号（Ｄｃ
Ｖ．ｒｅｆ）と比較され、スイッチ（Ｓ１）は図５のグ
ラフから接点（Ａ）に切換えられ、乗算型ディジタル・
アナログ変換器（９）の出力信号を加算器（３）に負帰
還し、定電圧回路として動作し被測定部（１６）の両端
電圧を６ボルトに安定化し、制限電圧に押さえるように
動作する。このとき、電流検出部（７）には電流は検出
されず、増幅器Ａｉ（１４）及びＡＣ−ＤＣ変換器（１
３）を通して入力される信号は、電流基準信号（Ｄｃ
Ｉ．ｒｅｆ）と比較され、図５のグラフから電流設定値
の−１０％以下の領域であり、スイッチ（Ｓ１）の接点
は（Ａ）である。この場合検出電流（Ｉ）はゼロであ
り、定電流回路は機能しないので接点の切換えの判断
は、制御部（１１）に入力される電圧系の入力信号で決
定される（Ａ）となる。

【００１４】動作例２次に被測定部（１６）に抵抗値
０．２Ωを接続した場合、抵抗には設定した１０アンペ
アの電流が流れ、０．２Ωの両端電圧、即ち被測定部
（１６）の電圧２ボルトが電圧検出器（６）で検出さ
れ、増幅器Ａｖ（８）及びＡＣ−ＤＣ変換器（１２）を
通して、制御部（１１）に入力され、電圧基準信号（Ｄ
ｃＶ．ｒｅｆ）と比較される。測定電圧は図５のグラフ
に示した測定電圧軸の６ボルトの制限電圧以下であるこ
とから、電圧系では接点は（Ａ）か（Ｂ）である。しか
し、この場合検出電圧が６ボルト以下で、定電圧回路は
機能しないので、スイッチ（Ｓ１）の接点は制御部（１
１）に入力される電流系の入力信号で決定される。即
ち、設定電流１０アンペアは電流検出器（７）で検出さ
れ、増幅器Ａｉ（１４）で増幅され、出力信号は加算器
（３）に負帰還され定電流回路として動作し、被測定部
（１６）に接続されている０．２Ωには１０アンペアの
定電流が供給され、増幅器Ａｉ（１４）の出力信号は、
ＡＣ−ＤＣ変換器（１３）を通して制御部（１１）に入
力され、電流基準信号（ＤｃＩ．ｒｅｆ）と比較され、
スイッチ（Ｓ１）は、図５のグラフに示した電流設定値
の−１０％以上であり、接点は（Ｂ）に切換えられるこ
とになる。

【００１５】 動作例３更に、例えば抵抗値が０．２Ω
から０．６Ωに変化した場合、抵抗に流れる電流は変化
することなく１０アンペアで定電流を維持し、また抵抗
の両端電圧は６ボルトで定電圧回路としても機能する
為、スイッチ（Ｓ１）の切換えは、図５のグラフの測定
電圧及び測定電流から共に接点（Ａ）が選択されること
になる。

【００１６】 定電流補正動作の説明スイッチ（Ｓ１）
が接点（Ｂ）に切換えられることにより、増幅器Ａｖ
（８）の出力信号が加算器（３）に入力され、この信号
は基準信号（Ｖｒｅｆ）を増加させるように働き、定電
流回路の定電流安定度を向上させるように補正する。即
ち、測定する抵抗値が大きくなり両端電圧が高くなるほ
ど定電流安定度は劣化する為、出力電圧に応じて基準信
号（Ｖｒｅｆ）を適度に増加させる回路を別途設けるこ
とにより、現在機能し動作している定電流回路の特性を
向上させ、通常２〜３％の定電流の安定度を１％に引き
上げることが可能となる。前述したように、定電流の安
定度を向上させる方法として、帰還ループの利得を上昇
させ解決する手段として、誤差増幅器（４）と電力安定
度（Ｐａ）の利得を可能な限り上昇させる方法が通常取
られるが、それを実施した場合回路全体の動作が不安定
になり、異常発振等の問題を起し易く、実際には利得を
下げた妥協点で得られる２〜３％の安定度で落ち着くこ
とになる。本発明では、定電流の安定度は、基準信号
（Ｖｒｅｆ）に加算する補正量を例えば増幅器Ａｖ
（８）の利得を調整する等により実験的に決定し所望の
定電流の安定度を得使用することができ、前記問題を解
決すると共に定電流安定度を１％以上に向上させること
を実現している。

【００１７】 図４は制御部（１１）及びＡＣ−ＤＣ
変換器（１２）、（１３）の具体的な回路構成を示した
もので、ＡＣ−ＤＣ変換器（１２）および（１３）は同
一の回路から構成され、全波整流回路または絶対値回路
（１３０）、（１７０）で増幅器Ａｖ（８）及びＡｉ
（１４）からの正弦波交流出力信号を全波整流し、次段
のローパス・フィルタ（１２０）、（１６０）でより直
流に近くなるように平滑し、制御部（１１）に出力して
いる。制御部（１１）は２つの比較器（１１０）及び
（１５０）から構成され、電圧基準信号（ＤｃＶ．ｒｅ
ｆ）、及び電流基準信号（ＤｃＩ．ｒｅｆ）の各々とＡ
Ｃ−ＤＣ変換器（１２）及び（１３）からの出力信号を
入力信号として受け、比較し、その出力信号を次段のＯ
Ｒ回路（１４０）で論理和を取り、当該論理出力により
リレーまたは半導体からなるスイッチ（Ｓ１）の接点を
（Ａ）または（Ｂ）に切換える動作をしている。ここ
で、電圧基準信号（ＤｃＶ．ｒｅｆ）の値は制限電圧６
ボルトに対応した電圧を電圧基準信号（ＤｃＶ．ｒｅ
ｆ）として制御部（１１）に入力し、安全規格の制限電
圧に対応している。電流基準信号（ＤｃＩ．ｒｅｆ）
は、前述したように、図５のグラフに示した設定電流の
−１０％を切換えポイントとする基準電圧で、図１に示
す電流設定部（１）から出力される直流電圧を、抵抗Ｒ
１とＲ２の分割回路で９／１０に分割し、電流基準信号
を得ている。−１０％を切換えのポイントとした理由
は、設定した電流の値が時間的に変動する変動率や設定
電流値の確度等、電流値の変化する要因を経験的に全て
考慮し定めている。

【００１８】 更に図１の実施例では被測定部（１
６）に供給する定電圧と定電流を各々の定電圧と定電流
帰還ループで構成した回路で安定化しており、このよう
な場合通常各々の回路の基準信号（Ｖｒｅｆ）は各々独
立して設ける必要があるが、本発明では電流設定部
（１）で設定した電流の値により発生する一つの基準信
号（Ｖｒｅｆ）を、定電圧と定電流安定化回路の基準信
号（Ｖｒｅｆ）として共通に使用している点で技術的な
特徴を有する。今、安全規格に従った或る電流値を被測
定部（１６）に供給する場合、電流設定部（１）でその
電流を指定することにより信号発生器（２）から所定の
基準信号（Ｖｒｅｆ）が加算器（３）に出力され、定電
流回路が動作し指定された定電流が被測定部（１６）に
供給される。例えば、被測定部（１６）の抵抗値が０．
２Ωとすると、電流と電圧の関係は、設定電流１０アン
ペアの時、抵抗の両端電圧は、２ボルトとなるが、この
状態から抵抗値０．２Ωを取り外し開放にした場合、被
測定部（１６）の両端電圧は十数ボルトに達し、制限電
圧を遥かに越える為、定電圧回路を動作させ電圧を押さ
えなければならない。本発明では、電流設定部（１）の
設定電流により決められる一つの基準信号（Ｖｒｅｆ）
に対応する為、定電圧回路に利得を変えることができる
乗算型のディジタル・アナログ変換器（９）を設け、そ
の利得を変え、常に基準信号（Ｖｒｅｆ）の値に等しい
負帰還信号を加算器（３）に戻すことにより、６ボルト
の制限電圧に安定化することができる。更に本発明で
は、電流設定部（１）で設定する設定値をディジタル信
号化し、乗算型ディジタル・アナログ変換器（９）に連
動したディジタル信号を加えることにより利得を制御
し、その出力信号を負帰還することにより、電流設定部
（１）の設定値が如何なる設定値であっても被測定部
（１６）に加えられる電圧を、６ボルトで安定化し制限
することを実現している。

【００１９】 図３は電流設定部（１）の具体的な実
施例及び乗算型ディジタル・アナログ変換器（９）との
連動関係を示したブロック図で、まず電流の設定は電流
設定部（１）のＣＰＵ等のディジタル信号制御装置等の
キーボード等から入力され、ＣＰＵ等からのディジタル
信号は乗算型ディジタル・アナログ変換器（９）及び同
様に乗算型ディジタル・アナログ変換器ＤＡＣ−２に入
力され、乗算型ディジタル・アナログ変換器ＤＡＣ−２
（以下ＤＡＣ−２という。）の直流の出力信号は、信号
発生器（２）に加えられ、所定の基準信号（Ｖｒｅｆ）
が加算器（３）に出力される。これより後段の動作説明
は既に述べた通りで省略する。なお、信号発生器（２）
は、分圧抵抗器、アナログスイッチ、カウンター、ロー
パスフィルタ２段から構成され、直流電圧信号を入力
し、正弦波を出力する正弦波発生回路である。ＤＡＣ−
２のリファレンス入力には所定の直流電圧（ｒｅｆ）が
入力され、ＣＰＵ等からのディジタル信号により利得が
設定、制御され、その利得に従った直流電圧信号（Ｖｓ
ｅｔ）が出力され、次段の信号発生器（２）に加えられ
る。一方、乗算型ディジタル・アナログ変換器（９）
（以下ＤＡＣ−１（９）という。）のリファレンス入力
には増幅器Ａｖ（８）から電圧検出信号（Ｖｏｕｔ）が
入力されており、ＣＰＵ等から加えられるディジタル信
号により、ＤＡＣ−１（９）の利得が設定、制御され加
算器（３）に入力される。ここで、電流設定部（１）の
設定値に関係なく、被測定部（１６）に加える電圧を制
限値の６ボルトに安定化し押さえることができる原理
を、以下に説明する。電流設定部（１）のＣＰＵ等で電
流を設定すると、ＤＡＣ−２で所定の直流電圧（Ｖｓｅ
ｔ）を出力し、その信号により信号発生器（２）から基
準信号（Ｖｒｅｆ）が出力され加算器（３）に入力され
る。その基準信号（Ｖｒｅｆ）により定電流回路が動作
し、設定された定電流を被測定部（１６）に供給するよ
うに動作するが、何かの原因により電圧が６ボルトを超
えようとすると、定電圧回路が動作し６ボルトに定電圧
化する動作をするが、このときも基準信号（Ｖｒｅｆ）
により定電圧回路が動作し、定電圧化される。今、電圧
検出器（６）で検出される電圧Ｖｏｕｔが６ボルトのと
き、その信号を増幅器Ａｖ（８）とＤＡＣ−１（９）で
増幅し、その出力信号のＶｄａｃが基準信号（Ｖｒｅ
ｆ）と等しい、即ちＶｒｅｆ＝Ｖｄａｃの条件のとき、
定電圧回路として動作し、出力電圧を６ボルトに安定化
し、制限することができることになる。その関係を式で
表すと、 Ｖｒｅｆ＝Ｖｄａｃの条件は、 ＝Ａ２×Ｖｆｂ ＝Ａ２×Ａ１×Ｖｏｕｔ 従って、Ａ２＝Ｖｒｅｆ／Ａ１×Ｖｏｕｔ の関係とな
る。つまり、Ｖｏｕｔ＝制限電圧６ボルトの条件と、増
幅器Ａｖ（８）の利得（Ａ１）を設定すれば、ＤＡＣ−
１（９）の利得（Ａ２）は基準信号（Ｖｒｅｆ）に対し
一義的に決定することができる。よって、ＤＡＣ−１
（９）に加えるディジタル信号を電流設定部（１）のＤ
ＡＣ−２のディジタル信号と連動させることにより、基
準信号（Ｖｒｅｆ）が変化しても、ＤＡＣ−１の利得を
変え、Ｖｒｅｆ＝Ｖｄａｃの関係を保つことにより常に
電圧を６ボルトに安定化し、制限することができる。こ
こで、Ａ１は増幅器Ａｖ（８）の利得、ＶｆｂはＡ１×
ＶｏｕｔＡ２は、ＤＡＣ−１（９）の利得で、ＤＡＣ−
１（９）が例えば１２ビットの場合、その利得は、利得
＝ディジタル・コード／４０９６ となる。ディジタル
・コードは、ＣＰＵから加えられる１２ビットのディジ
タル信号で、４０９６は１２ビットのフルスケールを表
す数値である。また、被測定部（１６）で測定される抵
抗値は、電圧検出器（６）及び電流検出器（７）で検出
した電圧と電流の値から、図示していない演算器で演算
し、抵抗値の表示等をすることがきることは云うまでも
ない。以上の構成から、安全規格を満足した抵抗測定装
置を提供する。

【００２０】

【発明の効果】安全規格に従い設定電流を指定し被測定
部に供給する電圧及び電流を安定化することにより、指
定の電流を精度良く供給し、また安全規格の制限電圧に
直ちに押さえ安定化することができ、この種の測定装置
に関係する全ての安全規格の要求を満足する抵抗測定装
置を実現した。更に定電圧、定電流回路で構成している
ことから、被測定部が短絡または開放された場合、過渡
的に発生するサージ電圧を押さえ、安全規格の制限電圧
を超える発生をなくした抵抗測定装置を提供できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示すブロック図

【図２】従来技術を示すブロック図

【図３】電流設定部とＤＡＣ−１の関係を示す図

【図４】制御部とＡＣ−ＤＣ変換器の具体的な構成例

【図５】スイッチＳ１の切換領域を示した図

【符号の説明】

Ｒ１、Ｒ２：抵抗器 ＩＮＶ：インバータ Ｓ１：スイッチ Ｔ：トランス ＤＡＣ−１，ＤＡＣ−２：乗算型ディジタル・アナログ
変換器 ＣＰＵ：コンピュター等 ＤｃＶ．ｒｅｆ：電圧基準信号 ＤｃＩ．ｒｅｆ：電流基準信号 ｒｅｆ：直流の基準電圧 Ａｖ，Ａｉ：増幅器 ＬＰＦ：ローパスフィルタ Ｃｏｍｐ．：比較器 Ｖｓｅｔ：電流設定部（１）の直流出力電圧 Ｖｏｕｔ：検出電圧 Ａ１：増幅器Ａｖの利得 Ａ２：ディジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ−１）の利
得 Ｖｒｅｆ：基準信号 Ｖｄａｃ：ディジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ−１）
の出力信号 Ｖｆｂ：増幅器Ａｖの出力信号

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 被測定部に電源を供給し該被測定部の
   抵抗値を測定する抵抗測定装置において、電流設定部
   と、該電流設定部の設定に従って信号を発生する信号発
   生器と、加算器と、該加算器からの信号を増幅する誤差
   増幅器と、該誤差増幅器の出力信号を増幅する電力増幅
   器と、該電力増幅器の出力信号を該被測定部に供給し、
   該電力増幅器から出力される電圧を検出する電圧検出器
   と、該電力増幅器から出力される電流を検出する電流検
   出器とを備え、該電圧検出器で検出した検出信号を乗算
   型Ｄ／Ａ変換器のリファレンス入力に加え、該乗算型Ｄ
   ／Ａ変換器の出力信号を該加算器に負帰還する一方、該
   電流検出器で検出した信号を該加算器に負帰還し、共に
   該信号発生器からの信号を基準に制御することを特徴と
   する抵抗測定装置。
2. 【請求項２】 請求項１において、該電流設定部で設
   定する電流値と該乗算型Ｄ／Ａ変換器へのディジタル入
   力信号を互いに連動することを特徴とする抵抗測定装
   置。
3. 【請求項３】 請求項１及び請求項２において、該電
   圧検出器で検出した信号をＡＣ−ＤＣ変換器で変換し、
   該電流検出器で検出した信号をＡＣ−ＤＣ変換器で変換
   し、該変換された各々の信号を制御部に加え、該制御部
   は加えられた信号によりスイッチを所定の位置に切換え
   制御することを特徴とする抵抗測定装置。
4. 【請求項４】 請求項３において、電流設定部の出力
   電圧を電流基準信号として制御部へ加えることを特徴と
   する抵抗測定装置。
5. 【請求項５】 請求項３及び請求項４において、該ス
   イッチの切換え位置が一方位置のときは該乗算型Ｄ／Ａ
   変換器の出力信号を該加算器に負帰還し、該スイッチの
   切換え位置が他方位置のときは該電圧検出器から検出し
   た信号を該増幅器で増幅し、該加算器に入力することを
   特徴とする抵抗測定装置。