JP2001268917A - 直流電源装置 - Google Patents
直流電源装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】主回路に給電する交流電源から非絶縁で所望の
直流電圧を得る直流電源として、発生するノイズが少な
く、高効率で小型,安価な直流電源装置を提供する。 【解決手段】単相交流電源1からダイオード11,IG
BT12を介して、電解コンデンサ14と補助負荷15
の並列回路に所望の直流電圧を供給するために、駆動回
路13により、ダイオード11で半波整流された電圧が
発生している期間に、任意にIGBT12をオンオフさ
せる。
直流電圧を得る直流電源として、発生するノイズが少な
く、高効率で小型,安価な直流電源装置を提供する。 【解決手段】単相交流電源1からダイオード11,IG
BT12を介して、電解コンデンサ14と補助負荷15
の並列回路に所望の直流電圧を供給するために、駆動回
路13により、ダイオード11で半波整流された電圧が
発生している期間に、任意にIGBT12をオンオフさ
せる。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】この発明は、交流電源から非
絶縁で平滑コンデンサと補助負荷との並列回路に所望の
直流電圧を供給する直流電源装置であって、特に、この
交流電源から電力変換回路などの主回路に電力が供給さ
れるときに、該主回路を制御する制御回路の直流電源な
どを前記補助負荷とした直流電源装置に関する。
絶縁で平滑コンデンサと補助負荷との並列回路に所望の
直流電圧を供給する直流電源装置であって、特に、この
交流電源から電力変換回路などの主回路に電力が供給さ
れるときに、該主回路を制御する制御回路の直流電源な
どを前記補助負荷とした直流電源装置に関する。
【0002】
【従来の技術】この種の直流電源装置として、例えば、
その出力電圧が数ボルトから数十ボルト,出力電流が数
十ミリアンペアから数百ミリアンペアの直流電源として
は、下記〜の方法などによる直流電源装置が知られ
ている。 .降圧用変圧器と整流ダイオードと3端子レギュレー
タとを組合わせた方法。 .スイッチングレギュレータ方式を用いた方法。 .シリーズドロッパ方式を用いた方法。
その出力電圧が数ボルトから数十ボルト,出力電流が数
十ミリアンペアから数百ミリアンペアの直流電源として
は、下記〜の方法などによる直流電源装置が知られ
ている。 .降圧用変圧器と整流ダイオードと3端子レギュレー
タとを組合わせた方法。 .スイッチングレギュレータ方式を用いた方法。 .シリーズドロッパ方式を用いた方法。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】上記の方法では発生
するスイッチングノイズは少ないがその重量が重く,大
型,高価であり、また、上記の方法では発生するスイ
ッチングノイズが多く,高価であり、さらに、上記の
方法では安価であるが内部損失が大きいなど、それぞれ
の方法には問題点がある。
するスイッチングノイズは少ないがその重量が重く,大
型,高価であり、また、上記の方法では発生するスイ
ッチングノイズが多く,高価であり、さらに、上記の
方法では安価であるが内部損失が大きいなど、それぞれ
の方法には問題点がある。
【0004】この発明の目的は上記問題点を解決し、交
流電源に対して非絶縁で発生するスイッチングノイズ及
び内部損失が少なく、小型,安価な直流電源装置を提供
することにある。
流電源に対して非絶縁で発生するスイッチングノイズ及
び内部損失が少なく、小型,安価な直流電源装置を提供
することにある。
【0005】
【課題を解決するための手段】この第1の発明は、主回
路に接続された交流電源と、この交流電源に非絶縁接続
された平滑コンデンサと補助負荷との並列回路へ所望の
直流電圧を供給するために、前記交流電源と前記並列回
路との間に、整流ダイオードと、任意にオンオフする半
導体スイッチとの直列回路を備えたことを特徴とした直
流電源装置にする。
路に接続された交流電源と、この交流電源に非絶縁接続
された平滑コンデンサと補助負荷との並列回路へ所望の
直流電圧を供給するために、前記交流電源と前記並列回
路との間に、整流ダイオードと、任意にオンオフする半
導体スイッチとの直列回路を備えたことを特徴とした直
流電源装置にする。
【0006】第2の発明は前記第1の発明の直流電源装
置において、前記整流ダイオードにより半波整流した電
圧に基づいて前記半導体スイッチが動作することを特徴
とする。
置において、前記整流ダイオードにより半波整流した電
圧に基づいて前記半導体スイッチが動作することを特徴
とする。
【0007】第3の発明は前記第1の発明の直流電源装
置において、前記主回路の電位を前記直流電源装置の一
部に接続し、前記主回路の電流を検出する変流器(C
T)は、前記整流ダイオードの前記交流電源への接続点
と該主回路との間の経路に挿設することを特徴とする。
置において、前記主回路の電位を前記直流電源装置の一
部に接続し、前記主回路の電流を検出する変流器(C
T)は、前記整流ダイオードの前記交流電源への接続点
と該主回路との間の経路に挿設することを特徴とする。
【0008】第4の発明は前記第1の発明の直流電源装
置において、前記整流ダイオードにより全波整流した電
圧に基づいて前記半導体スイッチが動作することを特徴
とする。
置において、前記整流ダイオードにより全波整流した電
圧に基づいて前記半導体スイッチが動作することを特徴
とする。
【0009】第5の発明は前記第4の発明の直流電源装
置において、前記主回路の電位を前記直流電源装置の一
部に接続し、前記主回路の電流を検出する変流器(C
T)は、前記交流電源から前記整流ダイオード及び主回
路への経路に挿設することを特徴とする。
置において、前記主回路の電位を前記直流電源装置の一
部に接続し、前記主回路の電流を検出する変流器(C
T)は、前記交流電源から前記整流ダイオード及び主回
路への経路に挿設することを特徴とする。
【0010】第6の発明は前記第1の発明の直流電源装
置において、前記交流電源は多相交流電源とし、前記整
流ダイオードと半導体スイッチとをそれぞれ複数個備え
たことを特徴とする。
置において、前記交流電源は多相交流電源とし、前記整
流ダイオードと半導体スイッチとをそれぞれ複数個備え
たことを特徴とする。
【0011】第7の発明は前記第1の発明の直流電源装
置において、前記主回路の電位を前記直流電源装置の一
部に接続し、前記交流電源から主回路への接続線と該主
回路との間の浮遊容量に対処するダミー抵抗を、前記直
流電源装置に設けたことを特徴とする。
置において、前記主回路の電位を前記直流電源装置の一
部に接続し、前記交流電源から主回路への接続線と該主
回路との間の浮遊容量に対処するダミー抵抗を、前記直
流電源装置に設けたことを特徴とする。
【0012】第8の発明は前記第1の発明の直流電源装
置において、前記直流電源装置により励磁される補助継
電器を設け、該補助継電器は前記主回路の動作を停止さ
せた後の所定の時間は前記励磁状態を継続し、前記補助
継電器が無励磁状態になったときには、該継電器の接点
を介して前記交流電源から前記直流電源装置への電圧の
印加を停止させ、該直流電源装置の消費電力を零にする
ことを特徴とする。
置において、前記直流電源装置により励磁される補助継
電器を設け、該補助継電器は前記主回路の動作を停止さ
せた後の所定の時間は前記励磁状態を継続し、前記補助
継電器が無励磁状態になったときには、該継電器の接点
を介して前記交流電源から前記直流電源装置への電圧の
印加を停止させ、該直流電源装置の消費電力を零にする
ことを特徴とする。
【0013】第9の発明は前記第1〜第8の発明の直流
電源装置において、前記半導体スイッチは自己消弧形半
導体素子と該半導体素子の駆動回路とから形成され、こ
の駆動回路は前記交流電源の電圧の瞬時値が第1の所定
値以下のとき、又は、前記並列回路の両端電圧が第2の
所定値以下のときに前記半導体素子をオンさせることを
特徴とする。
電源装置において、前記半導体スイッチは自己消弧形半
導体素子と該半導体素子の駆動回路とから形成され、こ
の駆動回路は前記交流電源の電圧の瞬時値が第1の所定
値以下のとき、又は、前記並列回路の両端電圧が第2の
所定値以下のときに前記半導体素子をオンさせることを
特徴とする。
【0014】第10の発明は前記第1〜第8の発明の直
流電源装置において、前記半導体スイッチは電圧制御形
半導体素子と該半導体素子のゲート駆動回路とから形成
され、このゲート駆動回路は第1のトランジスタ回路と
第2のトランジスタ回路とダイオードとコンデンサと高
抵抗(>1MΩ)とからなり、前記第1のトランジスタ
回路は前記交流電源の電圧の瞬時値が第1の所定値以下
のときに該トランジスタ回路を形成するトランジスタが
オフし、前記第2のトランジスタ回路は前記並列回路の
両端電圧が第2の所定値以下のときに該トランジスタ回
路を形成するトランジスタがオフし、前記ダイオードと
コンデンサとにより前記交流電源の電圧に基づくピーク
充電を行ない、この充電電圧に前記高抵抗を介した電圧
を前記電圧制御形半導体素子のゲートに印加し、このゲ
ート印加電圧を、第1のトランジスタ回路を構成する前
記トランジスタがオンしているときには前記電圧制御形
半導体素子をオフさせる電圧にし、第2のトランジスタ
回路を構成する前記トランジスタがオンしているときに
は前記電圧制御形半導体素子のしきい値電圧にすること
を特徴とする。
流電源装置において、前記半導体スイッチは電圧制御形
半導体素子と該半導体素子のゲート駆動回路とから形成
され、このゲート駆動回路は第1のトランジスタ回路と
第2のトランジスタ回路とダイオードとコンデンサと高
抵抗(>1MΩ)とからなり、前記第1のトランジスタ
回路は前記交流電源の電圧の瞬時値が第1の所定値以下
のときに該トランジスタ回路を形成するトランジスタが
オフし、前記第2のトランジスタ回路は前記並列回路の
両端電圧が第2の所定値以下のときに該トランジスタ回
路を形成するトランジスタがオフし、前記ダイオードと
コンデンサとにより前記交流電源の電圧に基づくピーク
充電を行ない、この充電電圧に前記高抵抗を介した電圧
を前記電圧制御形半導体素子のゲートに印加し、このゲ
ート印加電圧を、第1のトランジスタ回路を構成する前
記トランジスタがオンしているときには前記電圧制御形
半導体素子をオフさせる電圧にし、第2のトランジスタ
回路を構成する前記トランジスタがオンしているときに
は前記電圧制御形半導体素子のしきい値電圧にすること
を特徴とする。
【0015】第11の発明は前記第10の発明の直流電
源装置において、前記第1のトランジスタ回路における
第1の所定値は、前記交流電源の電圧に対応して変化さ
せることを特徴とする。
源装置において、前記第1のトランジスタ回路における
第1の所定値は、前記交流電源の電圧に対応して変化さ
せることを特徴とする。
【0016】第12の発明は前記第10の発明の直流電
源装置において、前記電圧制御形半導体素子のゲート印
加電圧を、該半導体素子がオフする電圧にする操作手段
を前記ゲート駆動回路に設け、該操作手段を動作させて
いるときには、前記直流電源装置の消費電力をほぼ零に
することを特徴とする。
源装置において、前記電圧制御形半導体素子のゲート印
加電圧を、該半導体素子がオフする電圧にする操作手段
を前記ゲート駆動回路に設け、該操作手段を動作させて
いるときには、前記直流電源装置の消費電力をほぼ零に
することを特徴とする。
【0017】第13の発明は前記第10の発明の直流電
源装置において、前記第1のトランジスタ回路にツェナ
ーダイオードを設け、該ツェナーダイオードにより前記
直流電源装置の動作開始時の電圧立ち上がり特性を改善
することを特徴とする。
源装置において、前記第1のトランジスタ回路にツェナ
ーダイオードを設け、該ツェナーダイオードにより前記
直流電源装置の動作開始時の電圧立ち上がり特性を改善
することを特徴とする。
【0018】第14の発明は前記第10の発明の直流電
源装置において、前記第1及び第2のトランジスタ回路
それぞれの前記動作の基準となる電圧を、前記並列回路
の両端電圧を入力電圧とする3端子レギュレータの出力
電圧としたことを特徴とする。
源装置において、前記第1及び第2のトランジスタ回路
それぞれの前記動作の基準となる電圧を、前記並列回路
の両端電圧を入力電圧とする3端子レギュレータの出力
電圧としたことを特徴とする。
【0019】第15の発明は前記第14の発明の直流電
源装置において、前記第2のトランジスタ回路にツェナ
ーダイオードを設け、該ツェナーダイオードにより前記
直流電源装置の動作開始時の電圧立ち上がり特性を改善
することを特徴とする。
源装置において、前記第2のトランジスタ回路にツェナ
ーダイオードを設け、該ツェナーダイオードにより前記
直流電源装置の動作開始時の電圧立ち上がり特性を改善
することを特徴とする。
【0020】第16の発明は前記第10の発明の直流電
源装置において、前記整流ダイオードの整流電圧が全波
整流電圧から半波整流電圧に切り替えられたことを検知
して、前記第1のトランジスタ回路における第1の所定
値を新たな値に変更することを特徴とする。
源装置において、前記整流ダイオードの整流電圧が全波
整流電圧から半波整流電圧に切り替えられたことを検知
して、前記第1のトランジスタ回路における第1の所定
値を新たな値に変更することを特徴とする。
【0021】この発明の直流電源装置によれば、後述の
如く、前記半導体スイッチのオンオフ動作の繰り返し周
波数は前記交流電源の基本波周波数の2〜6倍程度であ
り、従って、発生するスイッチングノイズを少なくで
き、また、該交流電源に対して非絶縁で簡単な回路構成
で具現できるので、小型,軽量,安価になる。
如く、前記半導体スイッチのオンオフ動作の繰り返し周
波数は前記交流電源の基本波周波数の2〜6倍程度であ
り、従って、発生するスイッチングノイズを少なくで
き、また、該交流電源に対して非絶縁で簡単な回路構成
で具現できるので、小型,軽量,安価になる。
【0022】
【発明の実施の形態】図1は、この発明の第1の実施の
形態を示す直流電源装置の回路構成図であり、1は商用
電源などの単相交流電源、2aは単相交流電源1から給
電される図示の如き回路構成の主回路、3aは主回路2
aの電流を検出するCT、11はこの発明の整流ダイオ
ードとしてのダイオード、12は自己消弧形半導体素子
としてのIGBT、13はIGBT12の駆動回路、1
4はこの発明の平滑コンデンサとしての電解コンデン
サ、15は主回路2aの図示しない制御回路の制御電源
などの補助負荷を示す。
形態を示す直流電源装置の回路構成図であり、1は商用
電源などの単相交流電源、2aは単相交流電源1から給
電される図示の如き回路構成の主回路、3aは主回路2
aの電流を検出するCT、11はこの発明の整流ダイオ
ードとしてのダイオード、12は自己消弧形半導体素子
としてのIGBT、13はIGBT12の駆動回路、1
4はこの発明の平滑コンデンサとしての電解コンデン
サ、15は主回路2aの図示しない制御回路の制御電源
などの補助負荷を示す。
【0023】図1に示した直流電源装置ではダイオード
11により単相交流電源1の電圧を半波整流し、駆動回
路13により前記半波整流電圧の瞬時値が前記第1の所
定値以下のとき、又は、電解コンデンサ14の両端電圧
が前記第2の所定値以下のときにIGBT12をオンさ
せることにより、後述の第1の実施例回路の如く、補助
負荷15に所望の直流電圧を供給することができる。
11により単相交流電源1の電圧を半波整流し、駆動回
路13により前記半波整流電圧の瞬時値が前記第1の所
定値以下のとき、又は、電解コンデンサ14の両端電圧
が前記第2の所定値以下のときにIGBT12をオンさ
せることにより、後述の第1の実施例回路の如く、補助
負荷15に所望の直流電圧を供給することができる。
【0024】このとき、単相交流電源1の端子U側の線
路に挿設されたCT3aにはこの直流電源装置の電流は
流れず、主回路2aの電流のみが流れる。
路に挿設されたCT3aにはこの直流電源装置の電流は
流れず、主回路2aの電流のみが流れる。
【0025】図2は、この発明の第2の実施の形態を示
す直流電源装置の回路構成図であり、図1に示した第1
の実施形態回路を同一機能を有するものには同一符号を
付して、重複する説明を省略する。
す直流電源装置の回路構成図であり、図1に示した第1
の実施形態回路を同一機能を有するものには同一符号を
付して、重複する説明を省略する。
【0026】すなわち図2に示す直流電源装置では単相
交流電源1の端子Uにはこの発明の整流ダイオードとし
てのダイオード11aが接続され、同様に、端子Vには
ダイオード11bが接続され、このダイオード11a,
11bと図示の如き主回路2bを構成するダイオードブ
リッジ整流回路とにより単相交流電源1の電圧を全波整
流することが可能であり、この全波整流電圧がIGBT
12,駆動回路13に供給される。従って、駆動回路1
3により前記全波整流電圧の瞬時値が前記第1の所定値
以下のとき、又は、電解コンデンサ14の両端電圧が前
記第2の所定値以下のときにIGBT12をオンさせる
ことにより、後述の第2の実施例回路の如く、補助負荷
15に所望の直流電圧を供給することができる。
交流電源1の端子Uにはこの発明の整流ダイオードとし
てのダイオード11aが接続され、同様に、端子Vには
ダイオード11bが接続され、このダイオード11a,
11bと図示の如き主回路2bを構成するダイオードブ
リッジ整流回路とにより単相交流電源1の電圧を全波整
流することが可能であり、この全波整流電圧がIGBT
12,駆動回路13に供給される。従って、駆動回路1
3により前記全波整流電圧の瞬時値が前記第1の所定値
以下のとき、又は、電解コンデンサ14の両端電圧が前
記第2の所定値以下のときにIGBT12をオンさせる
ことにより、後述の第2の実施例回路の如く、補助負荷
15に所望の直流電圧を供給することができる。
【0027】このとき、CT3bを単相交流電源1の端
子U側とダイオード11aの前記接続点との間の線路に
挿設することにより、CT3bにはこの直流電源装置の
電流が流れるが、この電流による直流偏磁はなく、ま
た、主回路2bの電流に対して僅かな値である。
子U側とダイオード11aの前記接続点との間の線路に
挿設することにより、CT3bにはこの直流電源装置の
電流が流れるが、この電流による直流偏磁はなく、ま
た、主回路2bの電流に対して僅かな値である。
【0028】図3は、この発明の第3の実施の形態を示
す直流電源装置の回路構成図であり、4は多相交流電源
としての三相交流電源、5は三相交流電源4から給電さ
れる図示の如き回路構成の主回路、21,22はこの発
明の整流ダイオードとしてのダイオード、23は自己消
弧形半導体素子としてのIGBT、24はIGBT23
の駆動回路、25は自己消弧形半導体素子としてのIG
BT、26はIGBT25の駆動回路、27はこの発明
の平滑コンデンサとしての電解コンデンサ、28は主回
路5の図示しない制御回路の制御電源などの補助負荷を
示す。
す直流電源装置の回路構成図であり、4は多相交流電源
としての三相交流電源、5は三相交流電源4から給電さ
れる図示の如き回路構成の主回路、21,22はこの発
明の整流ダイオードとしてのダイオード、23は自己消
弧形半導体素子としてのIGBT、24はIGBT23
の駆動回路、25は自己消弧形半導体素子としてのIG
BT、26はIGBT25の駆動回路、27はこの発明
の平滑コンデンサとしての電解コンデンサ、28は主回
路5の図示しない制御回路の制御電源などの補助負荷を
示す。
【0029】すなわち図3に示す直流電源装置では三相
交流電源4の端子Uにはダイオード21が接続され、端
子Vにはダイオード22が接続され、このダイオード2
1と図示の如き主回路4を構成するダイオードブリッジ
整流回路とにより三相交流電源4の端子U−V間電圧と
端子U−W間電圧とを半波整流することが可能であり、
この半波整流電圧がIGBT23,駆動回路24に供給
され、同様に、ダイオード22と図示の如き主回路4を
構成するダイオードブリッジ整流回路とにより三相交流
電源4の端子V−U間電圧と端子V−W間電圧とを半波
整流することが可能であり、この半波整流電圧がIGB
T25,駆動回路26に供給される。
交流電源4の端子Uにはダイオード21が接続され、端
子Vにはダイオード22が接続され、このダイオード2
1と図示の如き主回路4を構成するダイオードブリッジ
整流回路とにより三相交流電源4の端子U−V間電圧と
端子U−W間電圧とを半波整流することが可能であり、
この半波整流電圧がIGBT23,駆動回路24に供給
され、同様に、ダイオード22と図示の如き主回路4を
構成するダイオードブリッジ整流回路とにより三相交流
電源4の端子V−U間電圧と端子V−W間電圧とを半波
整流することが可能であり、この半波整流電圧がIGB
T25,駆動回路26に供給される。
【0030】従って、駆動回路24により前記半波整流
電圧の瞬時値が前記第1の所定値以下のとき、又は、電
解コンデンサ27の両端電圧が前記第2の所定値以下の
ときにIGBT23をオンさせることにより、同様に、
駆動回路26により前記半波整流電圧の瞬時値が前記第
1の所定値以下のとき、又は、電解コンデンサ27の両
端電圧が前記第2の所定値以下のときにIGBT25を
オンさせることにより、後述の第3の実施例回路の如
く、補助負荷28に所望の直流電圧を供給することがで
きる。
電圧の瞬時値が前記第1の所定値以下のとき、又は、電
解コンデンサ27の両端電圧が前記第2の所定値以下の
ときにIGBT23をオンさせることにより、同様に、
駆動回路26により前記半波整流電圧の瞬時値が前記第
1の所定値以下のとき、又は、電解コンデンサ27の両
端電圧が前記第2の所定値以下のときにIGBT25を
オンさせることにより、後述の第3の実施例回路の如
く、補助負荷28に所望の直流電圧を供給することがで
きる。
【0031】図4は、この発明の第4の実施の形態を示
す直流電源装置の回路構成図であり、図2に示した第2
の実施の形態回路と同一機能を有するものには同一符号
を付して、重複する説明を省略する。
す直流電源装置の回路構成図であり、図2に示した第2
の実施の形態回路と同一機能を有するものには同一符号
を付して、重複する説明を省略する。
【0032】すなわち、図4に示す直流電源装置では主
回路2bの負電位と単相交流電源1の端子Vの線路との
間の浮遊容量(図示のCS )に対するダミー抵抗20が
設けられ、このダミー抵抗20により主回路2bが無負
荷時に浮遊容量CS に蓄積される電荷を放電し、IGB
T12,駆動回路13の下記不動作を防止している。
回路2bの負電位と単相交流電源1の端子Vの線路との
間の浮遊容量(図示のCS )に対するダミー抵抗20が
設けられ、このダミー抵抗20により主回路2bが無負
荷時に浮遊容量CS に蓄積される電荷を放電し、IGB
T12,駆動回路13の下記不動作を防止している。
【0033】図5は、図4に示した直流電源装置の動作
を説明する波形図であり、ダミー抵抗20が無い場合、
図5(イ)に示す如く、ダイオード11a,11bによ
る整流電圧(VUN,VVN)が電気角0°及び360°前
後で破線の波形となり、この破線の波形では電気角0°
及び360°前後での駆動回路13を介したIGBT1
2のオン動作が不能となり、従って、図5(ロ)に示す
電解コンデンサ14への充電動作も行われなくなる。
を説明する波形図であり、ダミー抵抗20が無い場合、
図5(イ)に示す如く、ダイオード11a,11bによ
る整流電圧(VUN,VVN)が電気角0°及び360°前
後で破線の波形となり、この破線の波形では電気角0°
及び360°前後での駆動回路13を介したIGBT1
2のオン動作が不能となり、従って、図5(ロ)に示す
電解コンデンサ14への充電動作も行われなくなる。
【0034】このとき、ダミー抵抗20の抵抗値は、浮
遊容量CS の単相交流電源1の基本波周波数に対するイ
ンピーダンスより小さな値に設定すればよい。
遊容量CS の単相交流電源1の基本波周波数に対するイ
ンピーダンスより小さな値に設定すればよい。
【0035】図6は、この発明の第5の実施の形態を示
す直流電源装置の回路構成図であり、図1,2に示した
第1,2の実施の形態回路と同一機能を有するものには
同一符号を付して、重複する説明を省略する。
す直流電源装置の回路構成図であり、図1,2に示した
第1,2の実施の形態回路と同一機能を有するものには
同一符号を付して、重複する説明を省略する。
【0036】すなわち、図6に示す直流電源装置では電
解コンデンサ14の両端に補助継電器16とトランジス
タ17の直列回路が接続され、ダイオード11のアノー
ド側には補助継電器16のc接点回路16aが設けられ
ている。また、単相交流電源1から主回路2bとの間に
は主回路スイッチ6が設けられている。
解コンデンサ14の両端に補助継電器16とトランジス
タ17の直列回路が接続され、ダイオード11のアノー
ド側には補助継電器16のc接点回路16aが設けられ
ている。また、単相交流電源1から主回路2bとの間に
は主回路スイッチ6が設けられている。
【0037】先ず、主回路スイッチ6が開路した停止状
態から、主回路スイッチ6が閉路すると、主回路2bに
単相交流電源1の電圧が印加され、この直流電源装置に
は端子U→主回路スイッチ6→c接点16a(紙面右側
接点)→ダイオード11の経路で単相交流電源1の電圧
が印加され、自己消弧形半導体素子12と駆動回路13
とにより電解コンデンサ14の両端電圧が立ち上がり、
やがて、所望の直流電圧となる。
態から、主回路スイッチ6が閉路すると、主回路2bに
単相交流電源1の電圧が印加され、この直流電源装置に
は端子U→主回路スイッチ6→c接点16a(紙面右側
接点)→ダイオード11の経路で単相交流電源1の電圧
が印加され、自己消弧形半導体素子12と駆動回路13
とにより電解コンデンサ14の両端電圧が立ち上がり、
やがて、所望の直流電圧となる。
【0038】このとき、電解コンデンサ14の両端電圧
が所望の直流電圧となると、図示しないトランジスタ1
7のベース回路により、トランジスタ17がオン状態に
なって、補助継電器16を励磁して自己保持し、c接点
回路16aは紙面左側に閉路状態となり、この直流電源
装置および主回路2bは定常動作状態を継続する。
が所望の直流電圧となると、図示しないトランジスタ1
7のベース回路により、トランジスタ17がオン状態に
なって、補助継電器16を励磁して自己保持し、c接点
回路16aは紙面左側に閉路状態となり、この直流電源
装置および主回路2bは定常動作状態を継続する。
【0039】次に、主回路2bの動作を停止させるため
に、主回路スイッチ6を開路すると、主回路2bはその
動作を停止させるが、補助継電器16の前記自己保持継
続期間の間は端子U→c接点16a(紙面左側接点)→
ダイオード11の経路での単相交流電源1の電圧印加が
継続し、この自己保持継続期間を過ぎると、c接点回路
16aは紙面右側に閉路状態となり、やがて、この直流
電源装置の出力電圧も消滅する。この状態では直流電源
装置の消費電力は零となる。
に、主回路スイッチ6を開路すると、主回路2bはその
動作を停止させるが、補助継電器16の前記自己保持継
続期間の間は端子U→c接点16a(紙面左側接点)→
ダイオード11の経路での単相交流電源1の電圧印加が
継続し、この自己保持継続期間を過ぎると、c接点回路
16aは紙面右側に閉路状態となり、やがて、この直流
電源装置の出力電圧も消滅する。この状態では直流電源
装置の消費電力は零となる。
【0040】図7は、この発明の第6の実施の形態を示
す直流電源装置の回路構成図であり、図1に示した第1
の実施の形態回路と同一機能を有するものには同一符号
を付している。
す直流電源装置の回路構成図であり、図1に示した第1
の実施の形態回路と同一機能を有するものには同一符号
を付している。
【0041】すなわち図7は、主回路2の制御回路の制
御電源などを補助負荷15としたときのIGBT12の
駆動回路13に対する詳細回路構成図である。
御電源などを補助負荷15としたときのIGBT12の
駆動回路13に対する詳細回路構成図である。
【0042】この駆動回路13はトランジスタ13a,
13bと、ツェナーダイオード13cと、抵抗13d,
13e,13fとからなる簡単な回路で構成されてい
る。なお、破線で示したツェナーダイオードが設けられ
ている場合には、この直流電源装置の出力電圧の立ち上
がりを、後述の如く、早くすることができる。
13bと、ツェナーダイオード13cと、抵抗13d,
13e,13fとからなる簡単な回路で構成されてい
る。なお、破線で示したツェナーダイオードが設けられ
ている場合には、この直流電源装置の出力電圧の立ち上
がりを、後述の如く、早くすることができる。
【0043】以下に図7に示した直流電源装置の動作を
説明する。
説明する。
【0044】先ず、この直流電源装置に単相交流電源1
から電圧が印加され、ダイオード11による半波整流電
圧が0ボルトから増大すると、抵抗13dを介してIG
BT12が順バイアス状態となって、IGBT12が導
通を開始し、電解コンデンサ14を充電する。この充電
により、電解コンデンサ14の両端電圧が増大して、補
助負荷15が所望する直流電圧としてのツェナーダイオ
ード13cのツェナー電圧を越えると、トランジスタ1
3bが導通状態となって、IGBT12の順バイアス電
圧を下げ、電解コンデンサ14への充電電流を抑制する
ので、電解コンデンサ13の両端電圧はほぼツェナーダ
イオード13cのツェナー電圧となる。
から電圧が印加され、ダイオード11による半波整流電
圧が0ボルトから増大すると、抵抗13dを介してIG
BT12が順バイアス状態となって、IGBT12が導
通を開始し、電解コンデンサ14を充電する。この充電
により、電解コンデンサ14の両端電圧が増大して、補
助負荷15が所望する直流電圧としてのツェナーダイオ
ード13cのツェナー電圧を越えると、トランジスタ1
3bが導通状態となって、IGBT12の順バイアス電
圧を下げ、電解コンデンサ14への充電電流を抑制する
ので、電解コンデンサ13の両端電圧はほぼツェナーダ
イオード13cのツェナー電圧となる。
【0045】次に、ダイオード11による半波整流電圧
がさらに増大すると、抵抗13e,13fを介してトラ
ンジスタ13aが順バイアス状態となって、IGBT1
2を逆バイアス状態にし、IGBT12をオフさせる
が、電解コンデンサ13の両端電圧は、前記ツェナー電
圧から補助負荷15への放電のために徐々に低下する。
がさらに増大すると、抵抗13e,13fを介してトラ
ンジスタ13aが順バイアス状態となって、IGBT1
2を逆バイアス状態にし、IGBT12をオフさせる
が、電解コンデンサ13の両端電圧は、前記ツェナー電
圧から補助負荷15への放電のために徐々に低下する。
【0046】さらに、ダイオード11による半波整流電
圧が増大から減少に転じ、抵抗13e,13fを介して
トランジスタ13aが逆バイアス状態となって、トラン
ジスタ13aがオフし、抵抗13dを介してIGBT1
2が順バイアス状態となって、IGBT12が導通を開
始し、電解コンデンサ14を充電する。この充電によ
り、電解コンデンサ14の両端電圧が増大して、電解コ
ンデンサ14への充電電圧がツェナーダイオード13c
のツェナー電圧を越えると、トランジスタ13bが導通
状態となって、IGBT12の順バイアス電圧を下げ、
電解コンデンサ14への充電電流を抑制するので、電解
コンデンサ13の両端電圧はほぼツェナーダイオード1
3cのツェナー電圧となる。
圧が増大から減少に転じ、抵抗13e,13fを介して
トランジスタ13aが逆バイアス状態となって、トラン
ジスタ13aがオフし、抵抗13dを介してIGBT1
2が順バイアス状態となって、IGBT12が導通を開
始し、電解コンデンサ14を充電する。この充電によ
り、電解コンデンサ14の両端電圧が増大して、電解コ
ンデンサ14への充電電圧がツェナーダイオード13c
のツェナー電圧を越えると、トランジスタ13bが導通
状態となって、IGBT12の順バイアス電圧を下げ、
電解コンデンサ14への充電電流を抑制するので、電解
コンデンサ13の両端電圧はほぼツェナーダイオード1
3cのツェナー電圧となる。
【0047】やがて、ダイオード11による半波整流電
圧が0ボルトに近づくことにより、上述の電解コンデン
サ14への充電動作を停止する。
圧が0ボルトに近づくことにより、上述の電解コンデン
サ14への充電動作を停止する。
【0048】この直流電源装置では、上述の動作を単相
交流電源1の端子Uの電圧が正の半波毎に繰り返す。
交流電源1の端子Uの電圧が正の半波毎に繰り返す。
【0049】図8は、前述の第1の実施の形態に対応し
たこの発明の第1の実施例を示す直流電源装置の詳細回
路構成図である。
たこの発明の第1の実施例を示す直流電源装置の詳細回
路構成図である。
【0050】図8において、1は商用電源などの単相交
流電源、2aは主回路、7はこの直流電源及び主回路2
aのスイッチングノイズを吸収するコンデンサ、31は
この発明の整流ダイオードとしてのダイオード、32は
この発明の電圧形制御半導体素子としてのIGBT、1
4はこの発明の平滑コンデンサとしての電解コンデン
サ、15は主回路2aの図示しない制御回路の制御電源
などの補助負荷、33はダイオード、34はコンデン
サ、35,36はトランジスタ、37,38はツェナー
ダイオード、39〜46は抵抗を示し、なお、参照符号
33〜46でこの発明のゲート制御回路を形成してい
る。
流電源、2aは主回路、7はこの直流電源及び主回路2
aのスイッチングノイズを吸収するコンデンサ、31は
この発明の整流ダイオードとしてのダイオード、32は
この発明の電圧形制御半導体素子としてのIGBT、1
4はこの発明の平滑コンデンサとしての電解コンデン
サ、15は主回路2aの図示しない制御回路の制御電源
などの補助負荷、33はダイオード、34はコンデン
サ、35,36はトランジスタ、37,38はツェナー
ダイオード、39〜46は抵抗を示し、なお、参照符号
33〜46でこの発明のゲート制御回路を形成してい
る。
【0051】図8に示した直流電源装置の動作を、図9
に示す波形図を参照しつつ、以下に説明する。
に示す波形図を参照しつつ、以下に説明する。
【0052】ダイオード33とコンデンサ34とは単相
交流電源1の電圧のピーク充電回路を形成し、この充電
電流がコンデンサ34に蓄えられ、コンデンサ34の電
圧は、常時ほぼピーク充電された値になる。
交流電源1の電圧のピーク充電回路を形成し、この充電
電流がコンデンサ34に蓄えられ、コンデンサ34の電
圧は、常時ほぼピーク充電された値になる。
【0053】上記コンデンサ34の電圧は、高抵抗とし
ての抵抗39とIGBT32の高周波での発進防止用の
抵抗40とを介してIGBT32のゲートに印加され
る。
ての抵抗39とIGBT32の高周波での発進防止用の
抵抗40とを介してIGBT32のゲートに印加され
る。
【0054】図9に示す時刻t0 より単相交流電源の端
子Uの電圧(図9(イ)参照)が正の期間に入ると、ダ
イオード31が導通を開始し、時刻t1 でダイオード3
1による整流電圧の瞬時値が電解コンデンサ14の両端
電圧(図9(ロ)参照)を越え、図9(ヘ)に示す如
く、このゲート駆動回路により既にオンレベルにあるI
GBT32が通流を開始し、IGBT32には図9
(ハ)に示す如き電流が流れて、電解コンデンサ14を
充電する。
子Uの電圧(図9(イ)参照)が正の期間に入ると、ダ
イオード31が導通を開始し、時刻t1 でダイオード3
1による整流電圧の瞬時値が電解コンデンサ14の両端
電圧(図9(ロ)参照)を越え、図9(ヘ)に示す如
く、このゲート駆動回路により既にオンレベルにあるI
GBT32が通流を開始し、IGBT32には図9
(ハ)に示す如き電流が流れて、電解コンデンサ14を
充電する。
【0055】時刻t2 で、電解コンデンサ14の両端電
圧が前記第2の所定値を越えたので、トランジスタ36
がオン状態となり(図9(ホ)参照)、その結果、図9
(ヘ)に示す如く、IGBT32のゲート電圧がしきい
値レベルとなり、このIGBT32は補助負荷15への
電流に対応する電流が流れるアナログ的な動作になり、
電解コンデンサ14の両端電圧はほぼ一定値を維持す
る。
圧が前記第2の所定値を越えたので、トランジスタ36
がオン状態となり(図9(ホ)参照)、その結果、図9
(ヘ)に示す如く、IGBT32のゲート電圧がしきい
値レベルとなり、このIGBT32は補助負荷15への
電流に対応する電流が流れるアナログ的な動作になり、
電解コンデンサ14の両端電圧はほぼ一定値を維持す
る。
【0056】時刻t3 で、ダイオード31による整流電
圧の瞬時値が前記第1の所定値を越えたので、トランジ
スタ35がオン状態になり(図9(ニ)参照)、その結
果、図9(ヘ)に示す如く、IGBT32のゲート電圧
がオフレベルとなり、IGBT32はオフする。
圧の瞬時値が前記第1の所定値を越えたので、トランジ
スタ35がオン状態になり(図9(ニ)参照)、その結
果、図9(ヘ)に示す如く、IGBT32のゲート電圧
がオフレベルとなり、IGBT32はオフする。
【0057】時刻t4 で、ダイオード31による整流電
圧の瞬時値が前記第1の所定値を下回ったので、トラン
ジスタ35がオフ状態になり(図9(ニ)参照)、その
結果、図9(ヘ)に示す如く、IGBT32のゲート電
圧はオンレベルとなり、IGBT32が通流を開始し、
IGBT32には図9(ハ)に示す如き電流が流れて、
電解コンデンサ14を充電する。
圧の瞬時値が前記第1の所定値を下回ったので、トラン
ジスタ35がオフ状態になり(図9(ニ)参照)、その
結果、図9(ヘ)に示す如く、IGBT32のゲート電
圧はオンレベルとなり、IGBT32が通流を開始し、
IGBT32には図9(ハ)に示す如き電流が流れて、
電解コンデンサ14を充電する。
【0058】時刻t5 で、電解コンデンサ14の両端電
圧が前記第2の所定値を越えたので、トランジスタ36
がオン状態となり(図9(ホ)参照)、その結果、図9
(ヘ)に示す如く、IGBT32のゲート電圧がしきい
値レベルとなり、このIGBT32は補助負荷15への
電流に対応する電流が流れるアナログ的な動作になり、
電解コンデンサ14の両端電圧はほぼ一定値を維持す
る。
圧が前記第2の所定値を越えたので、トランジスタ36
がオン状態となり(図9(ホ)参照)、その結果、図9
(ヘ)に示す如く、IGBT32のゲート電圧がしきい
値レベルとなり、このIGBT32は補助負荷15への
電流に対応する電流が流れるアナログ的な動作になり、
電解コンデンサ14の両端電圧はほぼ一定値を維持す
る。
【0059】時刻t6 でダイオード31による整流電圧
の瞬時値が電解コンデンサ14の両端電圧(図9(ロ)
参照)を下回ったので、図9(ハ)に示す如く、IGB
T32の電流が零となり、時刻t7 で、単相交流電源の
端子Uの電圧(図9(イ)参照)が正の期間が終了す
る。
の瞬時値が電解コンデンサ14の両端電圧(図9(ロ)
参照)を下回ったので、図9(ハ)に示す如く、IGB
T32の電流が零となり、時刻t7 で、単相交流電源の
端子Uの電圧(図9(イ)参照)が正の期間が終了す
る。
【0060】図8に示した回路構成において、抵抗41
と抵抗42とは前記整流電圧を分圧し、この分圧値がツ
ェナーダイオード37のツェナー電圧を越えるとトラン
ジスタ35がオン状態となる前記第1の所定値を決める
ために備えられ、同様に、抵抗43と抵抗44とは電解
コンデンサ14の両端電圧を分圧し、この分圧値がツェ
ナーダイオード37のツェナー電圧を越えるとトランジ
スタ36がオン状態となる前記第2の所定値を決めるた
めに備えられ、また、ツェナーダイオード38は、トラ
ンジスタ35,36のコレクタ−エミッタ電圧が過電圧
になるのを阻止し、抵抗46の抵抗値は電解コンデンサ
14の両端電圧からツェナーダイオード37への電流
と、このツェナー電圧を更なる補助電源とする際の電流
値とから設定され、さらに、抵抗45は、図9(ハ)に
示したIGBT32の電流のピーク値を低減し、その結
果、この直流電源装置から発生するノイズも抑制され
る。
と抵抗42とは前記整流電圧を分圧し、この分圧値がツ
ェナーダイオード37のツェナー電圧を越えるとトラン
ジスタ35がオン状態となる前記第1の所定値を決める
ために備えられ、同様に、抵抗43と抵抗44とは電解
コンデンサ14の両端電圧を分圧し、この分圧値がツェ
ナーダイオード37のツェナー電圧を越えるとトランジ
スタ36がオン状態となる前記第2の所定値を決めるた
めに備えられ、また、ツェナーダイオード38は、トラ
ンジスタ35,36のコレクタ−エミッタ電圧が過電圧
になるのを阻止し、抵抗46の抵抗値は電解コンデンサ
14の両端電圧からツェナーダイオード37への電流
と、このツェナー電圧を更なる補助電源とする際の電流
値とから設定され、さらに、抵抗45は、図9(ハ)に
示したIGBT32の電流のピーク値を低減し、その結
果、この直流電源装置から発生するノイズも抑制され
る。
【0061】また、この直流電源装置は、例えば図9の
波形図において、時刻t2 の位置が時刻t3 以降になる
とき、すなわち、補助負荷15に流れる電流が過大にな
ると、最早、電解コンデンサ14の電圧が定常値を維持
できなくなって、該電圧が低下し、その結果として、補
助負荷15に対する限流機能を有する。
波形図において、時刻t2 の位置が時刻t3 以降になる
とき、すなわち、補助負荷15に流れる電流が過大にな
ると、最早、電解コンデンサ14の電圧が定常値を維持
できなくなって、該電圧が低下し、その結果として、補
助負荷15に対する限流機能を有する。
【0062】なお、図8に示した構成部品の定数値は、
単相交流電源1の電圧がAC100ボルトで、この直流
電源装置はDC24ボルト,数百ミリアンペア程度の出
力ときの参考値である。
単相交流電源1の電圧がAC100ボルトで、この直流
電源装置はDC24ボルト,数百ミリアンペア程度の出
力ときの参考値である。
【0063】図10は、前述の第2の実施の形態に対応
したこの発明の第2の実施例を示す直流電源装置の詳細
回路構成図である。
したこの発明の第2の実施例を示す直流電源装置の詳細
回路構成図である。
【0064】図10において、1は商用電源などの単相
交流電源、2bは主回路、51,52はこの発明の整流
ダイオードとしてのダイオード、53はこの発明の電圧
制御形半導体素子としてのIGBT、14はこの発明の
平滑コンデンサとしての電解コンデンサ、15は主回路
2bの図示しない制御回路の制御電源などの補助負荷、
54はダイオード、55はコンデンサ、56〜60はト
ランジスタ、61,62はツェナーダイオード、63〜
72は抵抗、73,74はコンデンサである。
交流電源、2bは主回路、51,52はこの発明の整流
ダイオードとしてのダイオード、53はこの発明の電圧
制御形半導体素子としてのIGBT、14はこの発明の
平滑コンデンサとしての電解コンデンサ、15は主回路
2bの図示しない制御回路の制御電源などの補助負荷、
54はダイオード、55はコンデンサ、56〜60はト
ランジスタ、61,62はツェナーダイオード、63〜
72は抵抗、73,74はコンデンサである。
【0065】なお、上記参照符号54〜74でこの発明
のゲート駆動回路を構成し、このゲート駆動回路のう
ち、トランジスタ58と抵抗69,70とで後述の電源
電圧補正回路を形成し、また、トランジスタ59,60
と抵抗71,72とコンデンサ73,74とで後述の半
波検出回路を形成している。
のゲート駆動回路を構成し、このゲート駆動回路のう
ち、トランジスタ58と抵抗69,70とで後述の電源
電圧補正回路を形成し、また、トランジスタ59,60
と抵抗71,72とコンデンサ73,74とで後述の半
波検出回路を形成している。
【0066】図10に示した直流電源装置の動作を、図
11に示す波形図を参照しつつ、以下に説明する。
11に示す波形図を参照しつつ、以下に説明する。
【0067】ダイオード54とコンデンサ55とは単相
交流電源1の電圧のピーク充電回路を形成し、この充電
電流がコンデンサ55に蓄えられ、コンデンサ55の電
圧は、常時ほぼピーク充電された値になる。
交流電源1の電圧のピーク充電回路を形成し、この充電
電流がコンデンサ55に蓄えられ、コンデンサ55の電
圧は、常時ほぼピーク充電された値になる。
【0068】上記コンデンサ55の電圧は、高抵抗とし
ての抵抗63を介してIGBT53のゲートに印加され
る。
ての抵抗63を介してIGBT53のゲートに印加され
る。
【0069】ダイオード51,52と主回路2bを構成
する先述のダイオードブリッジ整流回路とにより、図1
1(イ)の細実線の如く、単相交流電源1の電圧に基づ
く全波整流電圧が得られ、この整流電圧がゲート駆動回
路に入力される。
する先述のダイオードブリッジ整流回路とにより、図1
1(イ)の細実線の如く、単相交流電源1の電圧に基づ
く全波整流電圧が得られ、この整流電圧がゲート駆動回
路に入力される。
【0070】このゲート制御回路で、ツェナーダイオー
ド62と抵抗64と抵抗65とは前記整流電圧(図11
(イ)の細実線を参照)を分圧し、この分圧値がツェナ
ーダイオード61のツェナー電圧に基づく値を越えると
トランジスタ56がオン状態となる前記第1の所定値を
決めるために備えられ、同様に、抵抗66と抵抗67と
は電解コンデンサ14の両端電圧(図11(イ)の太実
線を参照)を分圧し、この分圧値がツェナーダイオード
61のツェナー電圧を越えるとトランジスタ57がオン
状態となる前記第2の所定値を決めるために備えられ、
従って、図11(ロ)に示すIGBT53の電流波形の
如く、トランジスタ56がオンするとIGBT53のゲ
ート電圧が逆バイアスレベルとなって、IGBT53が
オフし、また、トランジスタ57がオンするとIGBT
53のゲート電圧がしきい値レベルとなり、このときI
GBT53は補助負荷15の電流に対応する電流が流れ
るアナログ的な動作をする。
ド62と抵抗64と抵抗65とは前記整流電圧(図11
(イ)の細実線を参照)を分圧し、この分圧値がツェナ
ーダイオード61のツェナー電圧に基づく値を越えると
トランジスタ56がオン状態となる前記第1の所定値を
決めるために備えられ、同様に、抵抗66と抵抗67と
は電解コンデンサ14の両端電圧(図11(イ)の太実
線を参照)を分圧し、この分圧値がツェナーダイオード
61のツェナー電圧を越えるとトランジスタ57がオン
状態となる前記第2の所定値を決めるために備えられ、
従って、図11(ロ)に示すIGBT53の電流波形の
如く、トランジスタ56がオンするとIGBT53のゲ
ート電圧が逆バイアスレベルとなって、IGBT53が
オフし、また、トランジスタ57がオンするとIGBT
53のゲート電圧がしきい値レベルとなり、このときI
GBT53は補助負荷15の電流に対応する電流が流れ
るアナログ的な動作をする。
【0071】また、抵抗68の抵抗値は電解コンデンサ
14の両端電圧からツェナーダイオード61への電流
と、このツェナー電圧を更なる補助電源とする際の電流
値とから設定される。
14の両端電圧からツェナーダイオード61への電流
と、このツェナー電圧を更なる補助電源とする際の電流
値とから設定される。
【0072】トランジスタ58と抵抗69,70とで形
成される電源電圧補正回路の動作を、図12に示す特性
図を参照しつつ、以下に説明する。
成される電源電圧補正回路の動作を、図12に示す特性
図を参照しつつ、以下に説明する。
【0073】例えば、単相交流電源1の電圧が100ボ
ルトの場合と、200ボルトの場合とを共用する場合、
前記第1の所定値が固定値で単相交流電源1が200ボ
ルトのときに、前述のトランジスタ57がオンする期間
が取れなくなり、その結果、電解コンデンサ14の両端
電圧を所望の値にできなくなる。
ルトの場合と、200ボルトの場合とを共用する場合、
前記第1の所定値が固定値で単相交流電源1が200ボ
ルトのときに、前述のトランジスタ57がオンする期間
が取れなくなり、その結果、電解コンデンサ14の両端
電圧を所望の値にできなくなる。
【0074】そこで、図12に示す特性の如く、前記第
1の所定値をツェナーダイオード61のツェナー電圧に
基づく値から直線状に上昇させる動作を電源電圧補正回
路に行わせている。
1の所定値をツェナーダイオード61のツェナー電圧に
基づく値から直線状に上昇させる動作を電源電圧補正回
路に行わせている。
【0075】次に、トランジスタ59,60と抵抗7
1,72とコンデンサ73,74とで形成される半波検
出回路の動作を、図13に示す波形図を参照しつつ、以
下に説明する。
1,72とコンデンサ73,74とで形成される半波検
出回路の動作を、図13に示す波形図を参照しつつ、以
下に説明する。
【0076】通常時は、図13(イ)に示す如く、ダイ
オード51,52と主回路2bを構成するダイオードブ
リッジ整流回路とにより、太実線の整流電圧と細実線の
整流電圧が交互に得られ、上述のIGBT53のオンオ
フ動作により所望の直流電圧が得られ、このとき、コン
デンサ73の電圧が、図13(ロ)に示す太実線如く、
台形波の一部を構成するように変化し、この波形電圧で
はトランジスタ59,60共にオフ状態にあり、従っ
て、コンデンサ74の電圧もほぼツェナーダイオード6
1のツェナー電圧となっている。
オード51,52と主回路2bを構成するダイオードブ
リッジ整流回路とにより、太実線の整流電圧と細実線の
整流電圧が交互に得られ、上述のIGBT53のオンオ
フ動作により所望の直流電圧が得られ、このとき、コン
デンサ73の電圧が、図13(ロ)に示す太実線如く、
台形波の一部を構成するように変化し、この波形電圧で
はトランジスタ59,60共にオフ状態にあり、従っ
て、コンデンサ74の電圧もほぼツェナーダイオード6
1のツェナー電圧となっている。
【0077】次に、主回路2bの図示しないスイッチの
オフ操作により、単相交流電源1から主回路2bへのい
ずれかの1線が回路状態になると、図13(イ)に示し
た太実線の整流電圧と細実線の整流電圧のうち、いずれ
か一方が消滅する。
オフ操作により、単相交流電源1から主回路2bへのい
ずれかの1線が回路状態になると、図13(イ)に示し
た太実線の整流電圧と細実線の整流電圧のうち、いずれ
か一方が消滅する。
【0078】例えば、前記太実線の整流電圧のみになる
と、区間(図13参照、細実線のみでは区間,)
ではコンデンサ73の両端電圧が電解コンデンサ14の
両端電圧より低下し、その結果、トランジスタ59,6
0共にオン状態になり、コンデンサ74の両端電圧が零
となり、その結果、トランジスタ56のオンレベルを上
昇させて、先述のIGBT53のオフ期間を短くして、
電解コンデンサ14の両端電圧を前記太実線の整流電圧
のみでも、所望の値にすることができる。
と、区間(図13参照、細実線のみでは区間,)
ではコンデンサ73の両端電圧が電解コンデンサ14の
両端電圧より低下し、その結果、トランジスタ59,6
0共にオン状態になり、コンデンサ74の両端電圧が零
となり、その結果、トランジスタ56のオンレベルを上
昇させて、先述のIGBT53のオフ期間を短くして、
電解コンデンサ14の両端電圧を前記太実線の整流電圧
のみでも、所望の値にすることができる。
【0079】図14は、前述の第3の実施の形態に対応
したこの発明の第3の実施例を示す直流電源装置の詳細
回路構成図である。
したこの発明の第3の実施例を示す直流電源装置の詳細
回路構成図である。
【0080】図14において、4は商用電源などの三相
交流電源、5は主回路、81,82はこの発明の整流ダ
イオードとしてのダイオード、83,84はこの発明の
電圧制御形半導体素子としてのIGBT、27はこの発
明の平滑コンデンサとしての電解コンデンサ、28は主
回路5の図示しない制御回路の制御電源などの補助負
荷、85はダイオード、86はコンデンサ、87〜89
はトランジスタ、90はツェナーダイオード、91〜9
9は抵抗、100,101はダイオードである。なお、
上記参照符号81〜101でこの発明のゲート駆動回路
を形成している。
交流電源、5は主回路、81,82はこの発明の整流ダ
イオードとしてのダイオード、83,84はこの発明の
電圧制御形半導体素子としてのIGBT、27はこの発
明の平滑コンデンサとしての電解コンデンサ、28は主
回路5の図示しない制御回路の制御電源などの補助負
荷、85はダイオード、86はコンデンサ、87〜89
はトランジスタ、90はツェナーダイオード、91〜9
9は抵抗、100,101はダイオードである。なお、
上記参照符号81〜101でこの発明のゲート駆動回路
を形成している。
【0081】図14に示した直流電源装置の動作を、図
15に示す波形図を参照しつつ、以下に説明する。
15に示す波形図を参照しつつ、以下に説明する。
【0082】ダイオード85とコンデンサ86とは三相
交流電源4の電圧のピーク充電回路を形成し、この充電
電流がコンデンサ86に蓄えられ、コンデンサ86の電
圧は、常時ほぼピーク充電された値になる。
交流電源4の電圧のピーク充電回路を形成し、この充電
電流がコンデンサ86に蓄えられ、コンデンサ86の電
圧は、常時ほぼピーク充電された値になる。
【0083】上記コンデンサ86の電圧は、高抵抗とし
ての抵抗91,92を介してIGBT83,84それぞ
れのゲートに印加される。
ての抵抗91,92を介してIGBT83,84それぞ
れのゲートに印加される。
【0084】ダイオード81と主回路5を構成する先述
のダイオードブリッジ整流回路とにより、図15(イ)
の太実線の如く、三単相交流電源4の端子U−V間電圧
と端子U−W間電圧とを半波整流することができ、この
整流電圧がIGBT83と前記ゲート駆動回路に供給さ
れ、同様に、ダイオード82と主回路5を構成する先述
のダイオードブリッジ整流回路とにより、図15(イ)
の破線の如く、三単相交流電源4の端子V−U間電圧と
端子V−W間電圧とを半波整流することができ、この整
流電圧がIGBT84と前記ゲート駆動回路に供給され
る。
のダイオードブリッジ整流回路とにより、図15(イ)
の太実線の如く、三単相交流電源4の端子U−V間電圧
と端子U−W間電圧とを半波整流することができ、この
整流電圧がIGBT83と前記ゲート駆動回路に供給さ
れ、同様に、ダイオード82と主回路5を構成する先述
のダイオードブリッジ整流回路とにより、図15(イ)
の破線の如く、三単相交流電源4の端子V−U間電圧と
端子V−W間電圧とを半波整流することができ、この整
流電圧がIGBT84と前記ゲート駆動回路に供給され
る。
【0085】このゲート制御回路で、抵抗93と抵抗9
4とはダイオード81による整流電圧(図15(イ)の
太実線を参照)を分圧し、この分圧値がツェナーダイオ
ード90のツェナー電圧を越えるとトランジスタ87が
オン状態となる前記第1の所定値を決めるために備えら
れ、同様に、抵抗95と抵抗96とはダイオード82に
よる整流電圧(図15(イ)の破線を参照)を分圧し、
この分圧値がツェナーダイオード90のツェナー電圧を
越えるとトランジスタ88がオン状態となる前記第1の
所定値を決めるために備えられ、また、抵抗97と抵抗
98とは電解コンデンサ27の両端電圧(図15(イ)
の太実線を参照)を分圧し、この分圧値がツェナーダイ
オード90のツェナー電圧を越えるとトランジスタ89
がオン状態となる前記第2の所定値を決めるために備え
られている。
4とはダイオード81による整流電圧(図15(イ)の
太実線を参照)を分圧し、この分圧値がツェナーダイオ
ード90のツェナー電圧を越えるとトランジスタ87が
オン状態となる前記第1の所定値を決めるために備えら
れ、同様に、抵抗95と抵抗96とはダイオード82に
よる整流電圧(図15(イ)の破線を参照)を分圧し、
この分圧値がツェナーダイオード90のツェナー電圧を
越えるとトランジスタ88がオン状態となる前記第1の
所定値を決めるために備えられ、また、抵抗97と抵抗
98とは電解コンデンサ27の両端電圧(図15(イ)
の太実線を参照)を分圧し、この分圧値がツェナーダイ
オード90のツェナー電圧を越えるとトランジスタ89
がオン状態となる前記第2の所定値を決めるために備え
られている。
【0086】従って、図15(ロ)に示すIGBT83
の電流波形の如く、トランジスタ87がオンするとIG
BT83のゲート電圧が逆バイアスレベルとなって、I
GBT83がオフし、また、図15(ハ)に示すIGB
T84の電流波形の如く、トランジスタ88がオンする
とIGBT84のゲート電圧が逆バイアスレベルとなっ
て、IGBT84がオフし、さらに、トランジスタ89
がオンすると、ダイオード100,101を介してIG
BT83,84それぞれのゲート電圧がしきい値レベル
となり、このときIGBT83,84それぞれは補助負
荷28の電流に対応する電流が流れるアナログ的な動作
をする。
の電流波形の如く、トランジスタ87がオンするとIG
BT83のゲート電圧が逆バイアスレベルとなって、I
GBT83がオフし、また、図15(ハ)に示すIGB
T84の電流波形の如く、トランジスタ88がオンする
とIGBT84のゲート電圧が逆バイアスレベルとなっ
て、IGBT84がオフし、さらに、トランジスタ89
がオンすると、ダイオード100,101を介してIG
BT83,84それぞれのゲート電圧がしきい値レベル
となり、このときIGBT83,84それぞれは補助負
荷28の電流に対応する電流が流れるアナログ的な動作
をする。
【0087】図16は、この発明の第4の実施例を示す
直流電源装置の詳細回路構成図である。
直流電源装置の詳細回路構成図である。
【0088】図14において、1は単相交流電源、2b
は主回路、111はこの発明の整流ダイオードとしての
ダイオード、112はこの発明の電圧制御形半導体素子
としてのIGBT、14はこの発明の平滑コンデンサと
しての電解コンデンサ、15は主回路2bの図示しない
制御回路の制御電源などの補助負荷、18は3端子レギ
ュレータ、19は3端子レギュレータ16の出力電圧に
対する平滑用としてのコンデンサ、113はダイオー
ド、114はコンデンサ、115,116はトランジス
タ、117〜119はツェナーダイオード、120〜1
24は抵抗、125は操作手段である。なお、上記参照
符号113〜125でこの発明のゲート駆動回路を形成
している。
は主回路、111はこの発明の整流ダイオードとしての
ダイオード、112はこの発明の電圧制御形半導体素子
としてのIGBT、14はこの発明の平滑コンデンサと
しての電解コンデンサ、15は主回路2bの図示しない
制御回路の制御電源などの補助負荷、18は3端子レギ
ュレータ、19は3端子レギュレータ16の出力電圧に
対する平滑用としてのコンデンサ、113はダイオー
ド、114はコンデンサ、115,116はトランジス
タ、117〜119はツェナーダイオード、120〜1
24は抵抗、125は操作手段である。なお、上記参照
符号113〜125でこの発明のゲート駆動回路を形成
している。
【0089】図16に示した直流電源装置の動作を以下
に説明する。
に説明する。
【0090】ダイオード113とコンデンサ114とは
単相交流電源1の電圧のピーク充電回路を形成し、この
充電電流がコンデンサ114に蓄えられ、コンデンサ1
14の電圧は、常時ほぼピーク充電された値になる。
単相交流電源1の電圧のピーク充電回路を形成し、この
充電電流がコンデンサ114に蓄えられ、コンデンサ1
14の電圧は、常時ほぼピーク充電された値になる。
【0091】上記コンデンサ114の電圧は、高抵抗と
しての抵抗120を介してIGBT112のゲートに印
加される。
しての抵抗120を介してIGBT112のゲートに印
加される。
【0092】ダイオード111により単相交流電源1の
電圧に基づく半波整流電圧が得られ、この整流電圧がゲ
ート駆動回路に入力される。
電圧に基づく半波整流電圧が得られ、この整流電圧がゲ
ート駆動回路に入力される。
【0093】このゲート制御回路で、ツェナーダイオー
ド117と抵抗121と抵抗122とは前記整流電圧を
分圧し、この分圧値が3端子レギュレータ18の出力電
圧を越えるとトランジスタ115がオン状態となる前記
第1の所定値を決めるために備えられ、同様に、ツェナ
ーダイオード118と抵抗123と抵抗124とは電解
コンデンサ14の両端電圧を分圧し、この分圧値が3端
子レギュレータ18の出力電圧を越えるとトランジスタ
116がオン状態となる前記第2の所定値を決めるため
に備えられ、従って、トランジスタ115がオンすると
IGBT112のゲート電圧が逆バイアスレベルとなっ
て、IGBT112がオフし、また、トランジスタ11
6がオンするとIGBT112のゲート電圧がしきい値
レベルとなり、このときIGBT112は補助負荷15
の電流と3端子レギュレータ18の電流とに対応する電
流が流れるアナログ的な動作をする。
ド117と抵抗121と抵抗122とは前記整流電圧を
分圧し、この分圧値が3端子レギュレータ18の出力電
圧を越えるとトランジスタ115がオン状態となる前記
第1の所定値を決めるために備えられ、同様に、ツェナ
ーダイオード118と抵抗123と抵抗124とは電解
コンデンサ14の両端電圧を分圧し、この分圧値が3端
子レギュレータ18の出力電圧を越えるとトランジスタ
116がオン状態となる前記第2の所定値を決めるため
に備えられ、従って、トランジスタ115がオンすると
IGBT112のゲート電圧が逆バイアスレベルとなっ
て、IGBT112がオフし、また、トランジスタ11
6がオンするとIGBT112のゲート電圧がしきい値
レベルとなり、このときIGBT112は補助負荷15
の電流と3端子レギュレータ18の電流とに対応する電
流が流れるアナログ的な動作をする。
【0094】上述のゲート駆動回路において、ツェナー
ダイオード118,119はこの直流電源装置に単相交
流電源1から電圧が印加された直後で3端子レギュレー
タ18の出力電圧の立ち上がるまでの間に、IGBT1
12が誤オンし、その結果、電解コンデンサ14の両端
電圧が所望の値まで立ち上がるのに非常に時間がかかる
ことに対処するために設けられ、特に、ツェナーダイオ
ード119が無いと、電解コンデンサ14の両端電圧が
所望の値まで立ち上がらない恐れがある。
ダイオード118,119はこの直流電源装置に単相交
流電源1から電圧が印加された直後で3端子レギュレー
タ18の出力電圧の立ち上がるまでの間に、IGBT1
12が誤オンし、その結果、電解コンデンサ14の両端
電圧が所望の値まで立ち上がるのに非常に時間がかかる
ことに対処するために設けられ、特に、ツェナーダイオ
ード119が無いと、電解コンデンサ14の両端電圧が
所望の値まで立ち上がらない恐れがある。
【0095】また、操作手段125は図示の如きスイッ
チや半導体スイッチ回路で形成され、通常時は開路状態
にあるが、この操作手段125を閉路状態にすると、I
GBT112がオフし続け、この直流電源装置の出力は
0ボルトとなり、このときの待機電力は僅かである。
チや半導体スイッチ回路で形成され、通常時は開路状態
にあるが、この操作手段125を閉路状態にすると、I
GBT112がオフし続け、この直流電源装置の出力は
0ボルトとなり、このときの待機電力は僅かである。
【0096】さらに、この直流電源装置において、3端
子レギュレータ18の出力電圧をマイクロコンピュータ
などに好適な5ボルトとし、コンデンサ19の容量を大
きく設定することにより、単相交流電源1の瞬時停電に
対処することができる。
子レギュレータ18の出力電圧をマイクロコンピュータ
などに好適な5ボルトとし、コンデンサ19の容量を大
きく設定することにより、単相交流電源1の瞬時停電に
対処することができる。
【0097】
【発明の効果】この発明の直流電源装置によれば、出力
電圧を所望の値にするために行われる半導体スイッチの
オンオフ動作の繰り返し周波数は交流電源の基本波周波
数の2〜6倍程度であり、従って、発生するスイッチン
グノイズを少なくでき、また、交流電源に対して非絶縁
で簡単な回路構成で具現できるので、高効率、小型,軽
量,安価になる。
電圧を所望の値にするために行われる半導体スイッチの
オンオフ動作の繰り返し周波数は交流電源の基本波周波
数の2〜6倍程度であり、従って、発生するスイッチン
グノイズを少なくでき、また、交流電源に対して非絶縁
で簡単な回路構成で具現できるので、高効率、小型,軽
量,安価になる。
【0098】さらに、電力変換回路などの主回路の浮遊
容量の影響を除外することができ、この直流電源装置か
らの過大な出力電流に対する限流機能を有し、交流電源
の大きな電圧範囲にも対応でき、必要に応じてその待機
電力を零またはほぼ零にできるなどの効果を備えた直流
電源装置になっている。
容量の影響を除外することができ、この直流電源装置か
らの過大な出力電流に対する限流機能を有し、交流電源
の大きな電圧範囲にも対応でき、必要に応じてその待機
電力を零またはほぼ零にできるなどの効果を備えた直流
電源装置になっている。
【図1】この発明の第1の実施の形態を示す直流電源装
置の回路構成図
置の回路構成図
【図2】この発明の第2の実施の形態を示す直流電源装
置の回路構成図
置の回路構成図
【図3】この発明の第3の実施の形態を示す直流電源装
置の回路構成図
置の回路構成図
【図4】この発明の第4の実施の形態を示す直流電源装
置の回路構成図
置の回路構成図
【図5】図4の動作を説明する波形図
【図6】この発明の第5の実施の形態を示す直流電源装
置の回路構成図
置の回路構成図
【図7】この発明の第6の実施の形態を示す直流電源装
置の回路構成図
置の回路構成図
【図8】この発明の第1の実施例を示す直流電源装置の
回路構成図
回路構成図
【図9】図8の動作を説明する波形図
【図10】この発明の第2の実施例を示す直流電源装置
の回路構成図
の回路構成図
【図11】図10の動作を説明する波形図
【図12】図10の動作を説明する特性図
【図13】図10の動作を説明する波形図
【図14】この発明の第3の実施例を示す直流電源装置
の回路構成図
の回路構成図
【図15】図14の動作を説明する波形図
【図16】この発明の第4の実施例を示す直流電源装置
の回路構成図
の回路構成図
1…単相交流電源、2,2a,2b,5…主回路、3
a,3b…CT、4…三相交流電源、6…主スイッチ、
7…コンデンサ、11,11a,11b…ダイオード、
12…IGBT、13…駆動回路、13a,13b…ト
ランジスタ、13c…ツェナーダイオード、13d〜1
3f…抵抗、14…電解コンデンサ、15…補助負荷、
16…補助継電器、16a…c接点回路、17…トラン
ジスタ、18…3端子レギュレータ、19…コンデン
サ、20…ダミー抵抗、21,22…ダイオード、2
3,25…IGBT、24,26…駆動回路、27…電
解コンデンサ、28…補助負荷、31…ダイオード、3
2…IGBT、33…ダイオード、34…コンデンサ、
35,36…トランジスタ、37,38…ツェナーダイ
オード、39〜46…抵抗、51,52…ダイオード、
53…IGBT、54…ダイオード、55…コンデン
サ、56〜60…トランジスタ、61,62…ツェナー
ダイオード、63〜72…抵抗、73,74…コンデン
サ、81,82…ダイオード、83,84…IGBT、
85…ダイオード、86…コンデンサ、87〜89…ト
ランジスタ、90…ツェナーダイオード、91〜99…
抵抗、100,101…ダイオード、111…ダイオー
ド、112…IGBT、113…ダイオード、114…
コンデンサ、115,116…トランジスタ、117〜
119…ツェナーダイオード、120〜124…抵抗、
125…操作手段。
a,3b…CT、4…三相交流電源、6…主スイッチ、
7…コンデンサ、11,11a,11b…ダイオード、
12…IGBT、13…駆動回路、13a,13b…ト
ランジスタ、13c…ツェナーダイオード、13d〜1
3f…抵抗、14…電解コンデンサ、15…補助負荷、
16…補助継電器、16a…c接点回路、17…トラン
ジスタ、18…3端子レギュレータ、19…コンデン
サ、20…ダミー抵抗、21,22…ダイオード、2
3,25…IGBT、24,26…駆動回路、27…電
解コンデンサ、28…補助負荷、31…ダイオード、3
2…IGBT、33…ダイオード、34…コンデンサ、
35,36…トランジスタ、37,38…ツェナーダイ
オード、39〜46…抵抗、51,52…ダイオード、
53…IGBT、54…ダイオード、55…コンデン
サ、56〜60…トランジスタ、61,62…ツェナー
ダイオード、63〜72…抵抗、73,74…コンデン
サ、81,82…ダイオード、83,84…IGBT、
85…ダイオード、86…コンデンサ、87〜89…ト
ランジスタ、90…ツェナーダイオード、91〜99…
抵抗、100,101…ダイオード、111…ダイオー
ド、112…IGBT、113…ダイオード、114…
コンデンサ、115,116…トランジスタ、117〜
119…ツェナーダイオード、120〜124…抵抗、
125…操作手段。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 伊藤 豊 神奈川県川崎市川崎区田辺新田1番1号 富士電機株式会社内 Fターム(参考) 5G065 AA01 AA08 DA06 DA07 EA06 GA06 HA04 JA02 KA02 KA05 LA01 MA01 MA03 MA07 MA10 NA01 NA02 NA04 NA06 NA07 NA10 5H006 CA01 CA07 CB01 CB03 CC02 CC08 DA04 DB01 DC05
Claims (16)
- 【請求項1】 主回路に接続された交流電源と、この交
流電源に非絶縁接続された平滑コンデンサと補助負荷と
の並列回路へ所望の直流電圧を供給するために、 前記交流電源と前記並列回路との間に、整流ダイオード
と、任意にオンオフする半導体スイッチとの直列回路を
備えたことを特徴とする直流電源装置。 - 【請求項2】 請求項1に記載の直流電源装置におい
て、 前記整流ダイオードにより半波整流した電圧に基づいて
前記半導体スイッチが動作することを特徴とする直流電
源装置。 - 【請求項3】 請求項2に記載の直流電源装置におい
て、 前記主回路の電位を前記直流電源装置の一部に接続し、 前記主回路の電流を検出する変流器(CT)は、前記整
流ダイオードの前記交流電源への接続点と該主回路との
間の経路に挿設することを特徴とする直流電源装置。 - 【請求項4】 請求項1に記載の直流電源装置におい
て、 前記整流ダイオードにより全波整流した電圧に基づいて
前記半導体スイッチが動作することを特徴とする直流電
源装置。 - 【請求項5】 請求項4に記載の直流電源装置におい
て、 前記主回路の電位を前記直流電源装置の一部に接続し、 前記主回路の電流を検出する変流器(CT)は、前記交
流電源から前記整流ダイオード及び主回路への経路に挿
設することを特徴とする直流電源装置。 - 【請求項6】 請求項1に記載の直流電源装置におい
て、 前記交流電源は多相交流電源とし、 前記整流ダイオードと半導体スイッチとをそれぞれ複数
個備えたことを特徴とする直流電源装置。 - 【請求項7】 請求項1に記載の直流電源装置におい
て、 前記主回路の電位を前記直流電源装置の一部に接続し、 前記交流電源から主回路への接続線と該主回路との間の
浮遊容量に対処するダミー抵抗を、前記直流電源装置に
設けたことを特徴とする直流電源装置。 - 【請求項8】 請求項1に記載の直流電源装置におい
て、 前記直流電源装置により励磁される補助継電器を設け、 該補助継電器は前記主回路の動作を停止させた後の所定
の時間は前記励磁状態を継続し、 前記補助継電器が無励磁状態になったときには、該継電
器の接点を介して前記交流電源から前記直流電源装置へ
の電圧の印加を停止させ、該直流電源装置の消費電力を
零にすることを特徴とする直流電源装置。 - 【請求項9】 請求項1乃至請求項8のいずれかに記載
の直流電源装置において、 前記半導体スイッチは自己消弧形半導体素子と該半導体
素子の駆動回路とから形成され、 この駆動回路は前記交流電源の電圧の瞬時値が第1の所
定値以下のとき、又は、前記並列回路の両端電圧が第2
の所定値以下のときに前記半導体素子をオンさせること
を特徴とする直流電源装置。 - 【請求項10】 請求項1乃至請求項8のいずれかに記
載の直流電源装置において、 前記半導体スイッチは電圧制御形半導体素子と該半導体
素子のゲート駆動回路とから形成され、 このゲート駆動回路は第1のトランジスタ回路と第2の
トランジスタ回路とダイオードとコンデンサと高抵抗
(>1MΩ)とからなり、 前記第1のトランジスタ回路は前記交流電源の電圧の瞬
時値が第1の所定値以下のときに該トランジスタ回路を
形成するトランジスタがオフし、 前記第2のトランジスタ回路は前記並列回路の両端電圧
が第2の所定値以下のときに該トランジスタ回路を形成
するトランジスタがオフし、 前記ダイオードとコンデンサとにより前記交流電源の電
圧に基づくピーク充電を行ない、この充電電圧に前記高
抵抗を介した電圧を前記電圧制御形半導体素子のゲート
に印加し、 このゲート印加電圧を、第1のトランジスタ回路を構成
する前記トランジスタがオンしているときには前記電圧
制御形半導体素子をオフさせる電圧にし、第2のトラン
ジスタ回路を構成する前記トランジスタがオンしている
ときには前記電圧制御形半導体素子のしきい値電圧にす
ることを特徴とする直流電源装置。 - 【請求項11】 請求項10に記載の直流電源装置にお
いて、 前記第1のトランジスタ回路における第1の所定値は、
前記交流電源の電圧に対応して変化させることを特徴と
する直流電源装置。 - 【請求項12】 請求項10に記載の直流電源装置にお
いて、 前記電圧制御形半導体素子のゲート印加電圧を、該半導
体素子がオフする電圧にする操作手段を前記ゲート駆動
回路に設け、 該操作手段を動作させているときには、前記直流電源装
置の消費電力をほぼ零にすることを特徴とする直流電源
装置。 - 【請求項13】 請求項10に記載の直流電源装置にお
いて、 前記第1のトランジスタ回路にツェナーダイオードを設
け、 該ツェナーダイオードにより前記直流電源装置の動作開
始時の電圧立ち上がり特性を改善することを特徴とする
直流電源装置。 - 【請求項14】 請求項10に記載の直流電源装置にお
いて、 前記第1及び第2のトランジスタ回路それぞれの前記動
作の基準となる電圧を、前記並列回路の両端電圧を入力
電圧とする3端子レギュレータの出力電圧としたことを
特徴とする直流電源装置。 - 【請求項15】 請求項14に記載の直流電源装置にお
いて、 前記第2のトランジスタ回路にツェナーダイオードを設
け、 該ツェナーダイオードにより前記直流電源装置の動作開
始時の電圧立ち上がり特性を改善することを特徴とする
直流電源装置。 - 【請求項16】 請求項10に記載の直流電源装置にお
いて、 前記整流ダイオードの整流電圧が全波整流電圧から半波
整流電圧に切り替えられたことを検知して、 前記第1のトランジスタ回路における第1の所定値を新
たな値に変更することを特徴とする直流電源装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2000080864A JP2001268917A (ja) | 2000-03-22 | 2000-03-22 | 直流電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2000080864A JP2001268917A (ja) | 2000-03-22 | 2000-03-22 | 直流電源装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2001268917A true JP2001268917A (ja) | 2001-09-28 |
Family
ID=18597897
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2000080864A Pending JP2001268917A (ja) | 2000-03-22 | 2000-03-22 | 直流電源装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2001268917A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2012078989A (ja) * | 2010-09-30 | 2012-04-19 | Toshiba Lighting & Technology Corp | 負荷制御装置 |
JP2017045127A (ja) * | 2015-08-24 | 2017-03-02 | 新電元工業株式会社 | 制御回路、及び、電源装置 |
US10063133B2 (en) | 2015-03-31 | 2018-08-28 | Mitsubishi Electric Corporation | Power supply device and air conditioner |
-
2000
- 2000-03-22 JP JP2000080864A patent/JP2001268917A/ja active Pending
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP2012078989A (ja) * | 2010-09-30 | 2012-04-19 | Toshiba Lighting & Technology Corp | 負荷制御装置 |
US10063133B2 (en) | 2015-03-31 | 2018-08-28 | Mitsubishi Electric Corporation | Power supply device and air conditioner |
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