JP2001267812A - 非放射性誘電体線路用のサーキュレータおよびそれを用いたミリ波送受信器 - Google Patents
非放射性誘電体線路用のサーキュレータおよびそれを用いたミリ波送受信器Info
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Abstract
の挿入損失およびアイソレーション特性が改善され、モ
ードサプレッサとフェライト板との位置精度が向上し、
サーキュレータの組立再現性が向上して2枚のフェライ
ト板の心ずれが発生し難くなり、サーキュレータ特性を
再現性良く安定して得られ、また製造が容易化されて量
産性に優れたものすること。 【解決手段】モードサプレッサ1の先端に、そのモード
サプレッサ1の線路幅と異なる幅のインピーダンス整合
部材5を設置した。
Description
路型のミリ波集積回路,ミリ波レーダーモジュール等に
組み込まれ、かつ複数の誘電体線路間で高周波信号の伝
搬路を変換させるサーキュレータ、およびそれを用いた
非放射性誘電体線路構造のミリ波送受信器に関する。
を伝送させる非放射性誘電体線路(NonRadiative Diel
ectric Waveguideで、以下、NRDガイドという)の
基本構成を図2に示す。同図に示すように、所定の間隔
aでもって平行配置された平行平板導体11、12との
間に、断面が長方形等の矩形状の誘電体線路13を配置
した構成であり、この間隔aが高周波信号の波長λに対
してa≦λ/2であれば、外部から誘電体線路13への
ノイズの侵入をなくしかつ外部への高周波信号の放射を
なくして、誘電体線路13中で高周波信号を伝搬させる
ことができる。なお、高周波信号の波長λは使用周波数
における空気中(自由空間)での波長である。
ーキュレータを図3に示す(従来例1;電子情報通信学
会論文誌 C-I Vol.J73-C-I No.3 pp.87-94 199
0年3月 「非放射性誘電体線路を用いたミリ波集積回
路」(米山)参照)。同図において、20a,20b,
20cはテフロン、ポリスチレン等から成る誘電体線
路、21は各誘電体線路20a,20b,20cの先端
部に設けられ、LSE(Longitudinal Section Elect
ric)モードの電磁波を遮断するモードサプレッサ、2
2はモードサプレッサ21の先端が接続され、周囲に誘
電体線路20a,20b,20cが120°の間隔で放
射状に配置されるサーキュレータ用の2枚のフェライト
円板、23はモードサプレッサ21の内部に配置され、
Cu箔等からなるストリップ線路導体であり、電界が平
行平板導体の主面に垂直方向(図3では縦方向)である
LSEモードの電磁波を遮断する。また、ストリップ線
路導体23は、TEM(Transverse ElectroMagneti
c)モードを除去するためにλ/4チョークパターンが
施されている。
た電磁波は、フェライト円板22によって波面が反時計
方向に回転され誘電体線路20bへ伝搬され、誘電体線
路20cへは伝搬しない。同様に、誘電体線路20b中
を伝搬してきた電磁波は、誘電体線路20cへ伝搬され
る。このようにして、電磁波の伝搬路が変換される。
路を設けたNRDガイドにおいて、図4に示すように、
モードサプレッサ31の先端部の上下両面に、各々フェ
ライト円板32の板厚に等しい段差の段付き部34を形
成し、上下の段付き部34にフェライト円板32を各々
係合させ、2枚のフェライト円板32をモードサプレッ
サ31で支持したことにより、フェライト円板32の同
心度を再現性よく、高精度に保証できるものが提案され
ている(従来例2;特開平9−186507号公報参
照)。なお、図4において、30a,30b,30cは
誘電体線路、33はモードサプレッサ31の内部に配置
され、Cu箔等からなるストリップ線路導体である。
ガイド用のサーキュレータは、上下に所定間隔をおいて
同心状に平行配置された2枚のフェライト円板で主に構
成されるが、従来例1(図3)のものでは2枚のフェラ
イト円板22を所定間隔でもって配置させる円筒状の誘
電体スペーサ24が必要である。また、誘電体スペーサ
24を用いた従来のサーキュレータでは、円筒状の誘電
体スペーサ24の厚さによる比誘電率の変化により、通
過周波数帯域が狭帯域化するとともに周波数変動し、こ
れにより通過周波数帯域の中心周波数がずれるといった
問題が生じていた。
に、従来例2(図4)のようにモードサプレッサ31の
先端に段付き部34を形成したものが提案されており、
これによりサーキュレータの組立再現性が向上し、上下
のフェライト円板32の心ずれがないものとなり、各誘
電体線路のポート間の正通過周波数の帯域特性は互いに
等しく通過帯域の中心周波数に対して対称形をなす台形
状になり、フラットな通過帯域特性が得られ、また中心
周波数に対して対称形をなすアイソレーション特性も得
られる。
る特性としては、フラットな通過帯域特性以外に、高周
波信号のサーキュレータ部での反射を小さくして、透過
損失(挿入損失)を小さくすることが重要であり、この
点については従来例2には言及されていない。
体線路のモードサプレッサの先端部を削り落としたよう
なステップを形成して、ステップ状のインピーダンス変
換器を設けることにより、挿入損失およびアイソレーシ
ョンを改善したものが提案されている{従来例3;信学
技報 MW83-135 pp.63-66(1984.米山、菅谷、西
田)参照}。しかし、この従来例3の構成では、50G
Hz帯域での1dB挿入損失の帯域幅は約1.5GH
z、この帯域内でのアイソレーションは最小値で24d
B、最大値で30dB以上であり、挿入損失およびアイ
ソレーションが改善される帯域幅が狭く、改善効果が不
十分なものであった。また、誘電体線路の線路幅をステ
ップ状に微細加工することは難しく、量産性に劣るとい
う問題もあった。
れたものであり、その目的は、サーキュレータの組立再
現性が向上して2枚のフェライト板の心ずれが発生し難
いため、サーキュレータ特性を再現性良く安定して得ら
れるとともに、より高周波帯域において高周波信号の挿
入損失およびアイソレーション特性が改善される帯域幅
が格段に広く、また製造が容易化されて量産性に優れた
ものとすることにある。
線路用のサーキュレータは、高周波信号の波長の2分の
1以下の間隔で配置した平行平板導体間に、2枚のフェ
ライト板を前記平行平板導体の内面に互いに対向させて
設置するとともに、前記2枚のフェライト板に対して略
放射状に配置した高周波信号伝送用の複数の誘電体線路
を、該誘電体線路の先端に設けたLSEモードの電磁波
を遮断するモードサプレッサと、該モードサプレッサの
先端に設けたモードサプレッサと異なる幅を有するイン
ピーダンス整合部材とを介して接続したことを特徴とす
る。
と異なる幅のインピーダンス整合部材を設置すること
で、高周波信号の反射が小さくなり、より高周波帯域に
おいて高周波信号の挿入損失およびアイソレーション特
性が改善される帯域幅が格段に広くなる。
ードサプレッサと前記インピーダンス整合部材との間
に、前記モードサプレッサと略同じ幅の中間誘電体線路
部材を介装したことを特徴とする。
さを制御することでサーキュレータの動作周波数をコン
トロールすることができる。
合部材の先端に、上下方向に前記2枚のフェライト板の
間隔に略等しい間隔で段差部が設けられ、該段差部を前
記2枚のフェライト板で挟むようにして前記インピーダ
ンス整合部材を前記2枚のフェライト板に接続させたこ
とを特徴とする。
とフェライト板との位置精度が向上し、サーキュレータ
の組立再現性が向上して2枚のフェライト板の心ずれが
発生し難くなり、サーキュレータ特性を再現性良く安定
して得られ、また製造が容易化されて量産性に優れたも
のとなる。
波信号の波長の2分の1以下の間隔で配置した平行平板
導体間に、高周波発生素子から出力され周波数変調また
はパルス化されたミリ波信号を伝搬させる第1の誘電体
線路と、該第1の誘電体線路に付設され、前記高周波発
生素子から出力された高周波信号を周期的に周波数変調
するかまたはパルス化して送信用のミリ波信号として出
力し前記第1の誘電体線路中を伝搬させるミリ波信号発
振部と、前記第1の誘電体線路に一端側が電磁結合する
ように近接配置されるかまたは前記第1の誘電体線路に
一端が接合されて、前記ミリ波信号の一部をミキサー側
へ伝搬させる第2の誘電体線路と、前記第1の誘電体線
路の前記ミリ波信号の出力端に第1接続部が接続される
サーキュレータと、該サーキュレータの第2接続部に接
続され、前記ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に
送受信アンテナを有する第3の誘電体線路と、前記送受
信アンテナで受信され第3の誘電体線路を伝搬して前記
サーキュレータの第3接続部より出力した受信波をミキ
サー側へ伝搬させる第4の誘電体線路と、前記第2の誘
電体線路の中途と前記第4の誘電体線路の中途とを近接
させて電磁結合させるかまたは接合させることにより、
ミリ波信号の一部と受信波とを混合させて中間周波信号
を発生させるミキサー部と、を設けたミリ波送受信器に
おいて、前記サーキュレータが上記本発明のサーキュレ
ータであることを特徴とする。
り、より高周波帯域および広い帯域幅でミリ波信号の伝
送損失およびアイソレーション特性が改善され、また送
信波の一部がサーキュレータを介してミキサーへ混入す
る量が減少し、その結果ミリ波レーダー等に適用した場
合にその探知距離を増大し得るものとなる。
のミリ波信号の波長の2分の1以下の間隔で配置した平
行平板導体間に、高周波発生素子から出力され周波数変
調されるかまたはパルス化されたミリ波信号を伝搬させ
る第1の誘電体線路と、該第1の誘電体線路に付設さ
れ、前記高周波発生素子から出力された高周波信号を周
期的に周波数変調するかまたはパルス化して送信用のミ
リ波信号として出力し前記第1の誘電体線路中を伝搬さ
せるミリ波信号発振部と、前記第1の誘電体線路に一端
側が電磁結合するように近接配置されるかまたは前記第
1の誘電体線路に一端が接合されて、前記ミリ波信号の
一部をミキサー側へ伝搬させる第2の誘電体線路と、前
記第1の誘電体線路の前記ミリ波信号の出力端に第1接
続部が接続されるサーキュレータと、該サーキュレータ
の第2接続部に接続され、前記ミリ波信号を伝搬させる
とともに先端部に送信アンテナを有する第3の誘電体線
路と、先端部に受信アンテナ、他端部にミキサーが各々
設けられた第4の誘電体線路と、前記第2の誘電体線路
の中途と前記第4の誘電体線路の中途とを近接させて電
磁結合させるかまたは接合させることにより、ミリ波信
号の一部と受信波とを混合させて中間周波信号を発生さ
せるミキサー部と、を設けたミリ波送受信器において、
前記サーキュレータが上記本発明のサーキュレータであ
ることを特徴とする。
成により、より高周波帯域および広い帯域幅でミリ波信
号の伝送損失およびアイソレーション特性が改善され、
また送信アンテナで受信したミリ波信号がミリ波信号発
振部へ混入することがなく、従ってミリ波レーダーモジ
ュールに適用した場合受信信号のノイズが低減し、ミリ
波信号の伝送特性に優れ、ミリ波レーダーの探知距離を
さらに増大し得るものとなる。
記第2の誘電体線路は、前記第3の誘電体線路に一端側
が電磁結合するように近接配置されるかまたは前記第3
の誘電体線路に一端側が接合されて、前記ミリ波信号の
一部をミキサー側へ伝搬させるように配置することもで
きる。この場合にも、上記と同様の作用効果を奏するも
のとなる。
ュレータ、およびそれを用いたミリ波送受信器としての
ミリ波レーダーモジュールについて以下に説明する。図
1(a)は本発明のサーキュレータの斜視図、(b)は
インピーダンス整合部材5および中間誘電体線路部材4
d(4e,4f)の部分拡大平面図であり、同図におい
て、4a,4b,4cおよび4d,4e,4fは、テフ
ロン,ポリスチレン,コーディエライト(2MgO・2
Al2O3・5SiO2)セラミックス等から成る誘電体
線路および中間誘電体線路部材、1は各誘電体線路4
a,4b,4cの先端部に設けられ、LSEモードの電
磁波を遮断するモードサプレッサ、2はモードサプレッ
サ1の先端が接続され、周囲に誘電体線路4a,4b,
4cが120°の間隔で放射状に配置されるサーキュレ
ータ用の2枚のフェライト円板、3はモードサプレッサ
1の内部に配置され、Cu箔等からなるストリップ線路
導体であり、電界が平行平板導体の主面に垂直方向(図
1では縦方向)であるLSEモードの電磁波を遮断す
る。また、ストリップ線路導体3は、TEMモードを除
去するためにλ/4チョークパターンが施されている。
そして、5はモードサプレッサ1の先端に設置されたイ
ンピーダンス整合部材である。
中を伝搬してきた電磁波は、フェライト円板2によって
波面が反時計方向に回転され誘電体線路4bへ伝搬さ
れ、誘電体線路4cへは伝搬しない。同様に、誘電体線
路4b中を伝搬してきた電磁波は、誘電体線路4cへ伝
搬される。このようにして、電磁波の伝搬路が変換され
る。なお、フェライト円板2の主面に略垂直に印加され
る直流磁界のS極とN極の位置を逆にすると、高周波信
号の波面の回転方向も逆転することはいうまでもない。
イト円板2は平行平板導体の内面に同心状に対向させて
設置される。即ち、平行平板導体の内面にそれらの主面
が接しかつ互いに対向して設けられている。また、場合
によっては平行平板導体の内面から所定の間隔をあけて
設置してもよい。なお、図1のものは、2枚のフェライ
ト円板2の主面とモードサプレッサ1の主面とは面一と
され、それらは平行平板導体の内面に接した状態であ
り、高周波信号の伝送損失を小さくするうえでこのよう
な構成が好ましい。
自動車用のミリ波レーダーで使用される77GHz帯域
において、比誘電率13のフェライトを使用した場合、
フェライト円板2の厚さは0.15〜0.30mmが良
く、0.15mm未満では、フェライト円板2の強度が
低下して取り扱いが困難になる。0.30mmを超える
と、通過帯域のずれを防ぐためにその直径を小さくしな
ければならず、直径が小さくなるとサーキュレータのア
イソレーションが劣化する。
mがよく、1mm未満ではサーキュレータのアイソレー
ションが劣化し、3mmを超えると通過帯域がずれない
ようにその厚さを薄くする必要があるが、厚さが0.1
5mm未満になり取り扱いが困難になる。
のフェライト板を用いてもよく、その場合接続される誘
電体線路の本数をn本(nは2以上の整数)とすると、
その平面形状は正m角形(m≧3かつm=n、またはm
=2nの整数)である。なお、フェライト円板2の主面
に対して、平行平板導体の外側から355500A/m
程度の直流磁界を印加する磁石、電磁石等を設けること
により、フェライト円板2はサーキュレータとして機能
する。
cは複数がフェライト円板2に対して略放射状に接続さ
れる。例えば、誘電体線路4a〜4cは、それらの伝送
路方向のなす角が120°の等間隔で3本配置されてい
る。図1のものでは、誘電体線路4aから誘電体線路4
b、誘電体線路4bから誘電体線路4c、誘電体線路4
cから誘電体線路4aへの3方向の変換が可能である。
その他、90°間隔で4本、60°間隔で6本等設ける
こともできる。
電体線路4a〜4cと略同じ線路幅のモードサプレッサ
1と異なる幅を有するものであり、図1(b)に示すよ
うにモードサプレッサ1および中間誘電体線路部材4d
の線路幅をL1、インピーダンス整合部材5の線路幅を
L2とすると、0.5≦L2/L1≦2(L1≠L2)
とするのが好ましい。L2/L1<0.5では、インピー
ダンス整合部材5の伝送線路幅が小さくなり、その取り
扱いが困難となるためその設置の位置精度が低下して、
製品毎の透過損失がばらつき易くなる。2<L2/L1で
は、インピーダンス整合のためにインピーダンス整合部
材5の伝送方向の長さを短くする必要が生じ、その取り
扱いが困難となるとともにその形状精度が低下して、製
品毎の透過損失がばらつき易くなる。L1=L2では、
図6のように高周波信号の反射が大きく、インピーダン
スの整合をとるのが困難となる。
その断面形状は正方形、長方形等の矩形状のものである
が、図11の正面図に示すように、その断面形状を、幅
が上下方向で変化するような形状としてもよい。同図の
(a),(b)は断面形状が矩形状(方形状)のもの、
(c)は幅が上下方向の中心部に向かって直線的に狭く
なったもの、(d)は幅が上下方向の中心部に向かって
曲線的に狭くなったもの、(e)は幅が上下方向の中心
部に向かって直線的に広くなったもの、(f)は幅が上
下方向の中心部に向かって曲線的に広くなったもの、
(g)は円形状のものである。
レッサ1および中間誘電体線路部材4d〜4fの比誘電
率をεr1、インピーダンス整合部材5の比誘電率をε
r2とすると、上記実施形態ではεr1=εr2である
が、以下のようにεr1≠εr2として高周波信号の透
過損失を制御することもできる。この場合、−10≦ε
r2−εr1≦20(εr1≠εr2)とするのが好ま
しく、εr2−εr1<−10では、インピーダンス整
合部材5の伝送線路幅が小さくなり、その取り扱いが困
難となるためその設置の位置精度が低下して、製品毎の
透過損失がばらつき易くなる。20<εr2−εr1で
は、インピーダンス整合のためにインピーダンス整合部
材5の伝送方向の長さを短くする必要が生じ、その取り
扱いが困難となるとともにその形状精度が低下して、製
品毎の透過損失がばらつき易くなる。
方向の厚さは0.05〜0.5mmが好ましく、0.0
5mm未満では、その取り扱いが困難となるとともにそ
の形状精度が低下して、製品毎の透過損失がばらつき易
くなる。0.5mmを超えると、アイソレーション特性
が劣化する。
比誘電率が9.7程度と比較的高いアルミナセラミック
ス、比誘電率7のフォルステライト(2MgO・SiO
2)セラミックス、比誘電率8程度のスピネル(MgO
・Al2O3)セラミックス、その他ムライト(3Al2
O3・2SiO2)セラミックス、窒化珪素(Si3N4)
セラミックス等が良く、これらは誘電損失が小さく強度
に優れる。
ンス整合部材5は、少なくともその先端に、上下方向に
2枚のフェライト円板2の間隔に略等しい間隔で段差部
6が設けられ、この段差部6を2枚のフェライト円板2
で挟むようにして、2枚のフェライト円板2に接続され
る。即ち、上下方向での各段差部6の間隔を2枚のフェ
ライト円板2の間隔に略等しくするものであり、インピ
ーダンス整合部材5の上面および下面間の間隔を、2枚
のフェライト円板2の間隔に略等しい間隔としている。
好ましくは、モードサプレッサ1の先端の上下方向の両
側にフェライト円板2の板厚に相当する段差部6がそれ
ぞれ設けられ、段差部6に2枚のフェライト円板2が挿
入、係合されていることが良い。この場合、2枚のフェ
ライト円板2がインピーダンス整合部材5で支持される
ことになり、2枚のフェライト円板2間に誘電体スペー
サ等を配置する必要がなくなる。また、2枚のフェライ
ト円板2の同心度は、正確に決定され保持される。
材5は平板状のものであるが、この場合インピーダンス
整合部材5を、その側面形状が、凸型形状のものを横倒
しにしたような形状として、上下に段差部6を有するも
のとしてもよい。即ち、インピーダンス整合部材5の先
端のみに、上下方向に(上面および下面に)段差部6を
設けてもよい。
よび中間誘電体線路部材4d〜4fの材料は、テフロ
ン,ポリスチレン等の樹脂系誘電体材料、または低比誘
電率のコーディエライト(2MgO・2Al2O3・5S
iO2)セラミックス,アルミナ(Al2O3)セラミッ
クス,ガラスセラミックス等のセラミックスが好まし
く、これらは高周波帯域において低損失である。
は、その長さ、即ちフェライト円板2とモードサプレッ
サ1のストリップ線路導体3との間隔を制御することに
より、サーキュレータの動作周波数を制御することがで
きる。この中間誘電体線路部材4d〜4fの長さは0.
1mm〜λ/2(3.0mm程度。ただし、λは高周波
信号の波長)がよく、0.1mm未満では、サーキュレ
ータの動作周波数の制御が困難であるとともに、強度的
に弱いため取り扱いに注意を要し組み立て時の作業性が
著しく悪くなる。λ/2(3.0mm程度)を超える
と、サーキュレータの動作周波数の制御特性がλ/2毎
に繰り返されることとなり、かつ高周波信号の損失が増
大する。
モードサプレッサ1の先端に接着剤で接着する、平行平
板導体の一方の内面に接着剤で接着する、といった手段
により設置することができる。
00GHz帯域のマイクロ波帯域およびミリ波帯域に相
当し、例えば30GHz以上、特に50GHz以上、更
には70GHz以上の高周波帯域が好適である。
は、高い電気伝導度および加工性等の点で、Cu,A
l,Fe,Ag,Au,Pt,SUS(ステンレススチ
ール),真鍮(Cu−Zn合金)等の導体板、あるいは
セラミックス,樹脂等から成る絶縁板の表面にこれらの
導体層を形成したものでもよい。
生素子としてガンダイオード等の高周波ダイオードを組
み込むことによって、無線LAN,自動車のミリ波レー
ダ等に使用されるものであり、例えば自動車の周囲の障
害物および他の自動車に対しミリ波を照射し、反射波を
元のミリ波と合成して中間周波信号を得、この中間周波
信号を分析することにより障害物および他の自動車まで
の距離、それらの移動速度等が測定できる。
キュレータは、モードサプレサと幅が異なるインピーダ
ンス整合部材を設置することで、高周波信号の反射が小
さくなるため、より高周波帯域において高周波信号の挿
入損失およびアイソレーション特性が改善される帯域幅
が格段に広くなる。
リ波レーダーモジュールについて以下に説明する。図7
〜図10は本発明のミリ波レーダーモジュールについて
示すものであり、図7は送信アンテナと受信アンテナが
一体化されたものの平面図、図8は送信アンテナと受信
アンテナが独立したものの平面図、図9はミリ波信号発
振部の斜視図、図10はミリ波信号発振部用の可変容量
ダイオード(バラクタダイオード)を設けた配線基板の
斜視図である。
平板導体(他方は省略する)、52は第1の誘電体線路
53の一端に設けられた電圧制御型のミリ波信号発振部
であり、バイアス電圧印加方向が高周波信号の電界方向
に合致するように、第1の誘電体線路53の高周波ダイ
オード(高周波発生素子)近傍に配置された可変容量ダ
イオードのバイアス電圧を周期的に制御して、三角波,
正弦波等とすることにより、周波数変調した送信用のミ
リ波信号として出力する。
オード等の高周波ダイオードから出力された高周波信号
が変調されたミリ波信号を伝搬させる第1の誘電体線
路、54は、第1,第3,第4の誘電体線路53,5
5,57にそれぞれ接続される第1,第2,第3接続部
(図示せず)を有する、フェライト円板から成る上記本
発明のサーキュレータ、55は、サーキュレータ54の
第2接続部に接続され、ミリ波信号を伝搬させるととも
に先端部に送受信アンテナ56を有する第3の誘電体線
路、56は、第3の誘電体線路55の先端をテーパー状
とすることにより設けられた送受信アンテナである。
れ第3の誘電体線路55を伝搬してサーキュレータ54
の第3接続部より出力した受信波をミキサー59側へ伝
搬させる第4の誘電体線路、58は、第1の誘電体線路
53に一端側が電磁結合するように近接配置されるかま
たは第1の誘電体線路53に一端が接合されて、ミリ波
信号の一部をミキサー59側へ伝搬させる第2の誘電体
線路、58aは、第2の誘電体線路58のミキサー59
と反対側の一端部に設けられた無反射終端部(ターミネ
ータ)である。また、図中M1は、第2の誘電体線路5
8の中途と第4の誘電体線路57の中途とを近接させて
電磁結合させるかまたは接合させることにより、ミリ波
信号の一部と受信波を混合させて中間周波信号を発生さ
せるミキサー部である。
の波長の2分の1以下の間隔で配置した平行平板導体間
に設けられている。
3の中途に、図10に示したものと同様に構成したスイ
ッチを設けることで、ミリ波信号をパルス化することも
できる。例えば、図10のように、配線基板88の一主
面に第2のチョーク型バイアス供給線路90を形成し、
その中途に半田実装されたビームリードタイプのPIN
ダイオードやショットキーバリアダイオードを設けたス
イッチである。
の他の実施形態として、送信アンテナと受信アンテナを
独立させた図8のタイプがある。同図において、61は
本発明の一方の平行平板導体(他方は省略する)、62
は第1の誘電体線路63の一端に設けられた電圧制御型
のミリ波信号発振部であり、バイアス電圧印加方向が高
周波信号の電界方向に合致するように第1の誘電体線路
63の高周波ダイオード近傍に配置された可変容量ダイ
オードのバイアス電圧を周期的に制御して、三角波,正
弦波等とすることにより、周波数変調した送信用のミリ
波信号として出力する。
高周波信号が周波数変調されたミリ波信号を伝搬させる
第1の誘電体線路、64は、第1,第3,第5の誘電体
線路63,65,67にそれぞれ接続される第1,第
2,第3接続部(図示せず)を有する、フェライト円板
から成る上記本発明のサーキュレータ、65は、サーキ
ュレータ64の第2接続部に接続され、ミリ波信号を伝
搬させるとともに先端部に送信アンテナ66を有する第
3の誘電体線路、66は、第3の誘電体線路65の先端
をテーパー状等にすることにより設けられた送信アンテ
ナ、67は、サーキュレータ64の第3接続部に接続さ
れ、送信用のミリ波信号を減衰させる無反射終端部67
aが先端に設けられた第5の誘電体線路である。
側が電磁結合するように近接配置されるかまたは第1の
誘電体線路63に一端が接合されて、ミリ波信号の一部
をミキサー71側へ伝搬させる第2の誘電体線路、68
aは、第2の誘電体線路68のミキサー71と反対側の
一端部に設けられた無反射終端部、69は、受信アンテ
ナ70で受信された受信波をミキサー71側へ伝搬させ
る第4の誘電体線路である。また、図中M2は、第2の
誘電体線路68の中途と第4の誘電体線路69の中途と
を近接させて電磁結合させるかまたは接合させることに
より、ミリ波信号の一部と受信波とを混合させて中間周
波信号を発生させるミキサー部である。
の波長の2分の1以下の間隔で配置した平行平板導体間
に設けられる。
路63の中途に、図10に示したものと同様に構成した
スイッチを設けることで、ミリ波信号をパルス化するこ
ともできる。例えば、図10のように、配線基板88の
一主面に第2のチョーク型バイアス供給線路90を形成
し、その中途に半田実装されたビームリードタイプのP
INダイオードやショットキーバリアダイオードを設け
たスイッチである。
において、平行平板導体間の間隔は、ミリ波信号の空気
中での波長であって、使用周波数での波長の2分の1以
下となる。
のミリ波信号発振部52,62を図9,図10に示す。
これらの図において、82は、ガンダイオード83を設
置(マウント)するための金属ブロック等の金属部材、
83は、ミリ波を発振する高周波ダイオードの1種であ
るガンダイオード、84は、金属部材82の一側面に設
置され、ガンダイオード83にバイアス電圧を供給する
とともに高周波信号の漏れを防ぐローパスフィルタとし
て機能するチョーク型バイアス供給線路84aを形成し
た配線基板、85は、チョーク型バイアス供給線路84
aとガンダイオード83の上部導体とを接続する金属箔
リボン等の帯状導体、86は、誘電体の基体に共振用の
金属ストリップ線路86aを設けた金属ストリップ共振
器、87は、金属ストリップ共振器86により共振した
高周波信号をミリ波信号発振部外へ導く誘電体線路であ
る。
数変調用ダイオードであって可変容量ダイオードの1種
であるバラクタダイオード80を装荷した配線基板88
を設置している。このバラクタダイオード80のバイア
ス電圧印加方向は、誘電体線路87での高周波信号の伝
搬方向に垂直かつ平行平板導体の主面に平行な方向(電
界方向)とされている。また、バラクタダイオード80
のバイアス電圧印加方向は、誘電体線路87中を伝搬す
るLSM01モードの高周波信号の電界方向と合致してお
り、これにより高周波信号とバラクタダイオード80と
を電磁結合させ、バイアス電圧を制御することによりバ
ラクタダイオード80の静電容量を変化させることで、
高周波信号の周波数を制御できる。また、89は、バラ
クタダイオード80と誘電体線路87とのインピーダン
ス整合をとるための高比誘電率の誘電体板である。
一主面には第2のチョーク型バイアス供給線路90が形
成され、第2のチョーク型バイアス供給線路90の中途
にビームリードタイプのバラクタダイオード80が配置
される。第2のチョーク型バイアス供給線路90のバラ
クタダイオード80との接続部には、接続用の電極81
が形成されている。
た高周波信号は、金属ストリップ共振器86を通して誘
電体線路87に導出される。次いで、高周波信号の一部
はバラクタダイオード80部で反射されてガンダイオー
ド83側へ戻る。この反射信号がバラクタダイオード8
0の静電容量の変化に伴って変化し、発振周波数が変化
する。
ールはFMCW(Frequency Modulation Cotinuous
Waves)方式であり、その動作原理は以下のようなもの
である。ミリ波信号発振部の変調信号入力用のMODI
N端子に、電圧振幅の時間変化が三角波,正弦波等とな
る入力信号を入力し、その出力信号を周波数変調し、ミ
リ波信号発振部の出力周波数偏移を三角波,正弦波等に
なるように偏移させる。そして、送受信アンテナ56,
送信アンテナ66より出力信号(送信波)を放射した場
合、送受信用アンテナ56,送信アンテナ66の前方に
ターゲットが存在すると、電波の伝搬速度の往復分の時
間差をともなって、反射波(受信波)が戻ってくる。こ
の時、ミキサー59,71の出力側のIFOUT端子に
は、送信波と受信波の周波数差が出力される。
数成分を解析することで、Fif=4R・fm・Δf/c
(Fif:IF(Intermediate Frequency)出力周波数,
R:距離,fm:変調周波数,Δf:周波数偏移幅,
c:光速)という関係式から距離を求めることができ
る。
ーク型バイアス供給線路84aおよび帯状導体85の材
料は、Cu,Al,Au,Ag,W,Ti,Ni,C
r,Pd,Pt等から成り、特にCu,Agが、電気伝
導度が良好であり、損失が小さく、発振出力が大きくな
るといった点で好ましい。
から所定間隔をあけて金属部材82と電磁結合してお
り、チョーク型バイアス供給線路84aとガンダイオー
ド素子83間に架け渡されている。即ち、帯状導体85
の一端はチョーク型バイアス供給線路84aの一端に半
田付け等により接続され、帯状導体85の他端はガンダ
イオード素子83の上部導体に半田付け等により接続さ
れており、帯状導体85の接続部を除く中途部分は宙に
浮いた状態となっている。
素子83の電気的な接地(アース)を兼ねているため金
属導体であれば良く、その材料は金属(合金を含む)導
体であれば特に限定するものではなく、真鍮(黄銅:C
u−Zn合金),Al,Cu,SUS(ステンレススチ
ール),Ag,Au,Pt等から成る。また金属部材8
2は、全体が金属から成る金属ブロック、セラミックス
やプラスチック等の絶縁基体の表面全体または部分的に
金属メッキしたもの、絶縁基体の表面全体または部分的
に導電性樹脂材料等をコートしたものであっても良い。
のミリ波レーダーモジュールは、より高周波帯域および
広い帯域幅でミリ波信号の伝送損失およびアイソレーシ
ョン特性が改善され、その結果ミリ波レーダーに適用し
た場合にその探知距離を増大し得る(図7のもの)。ま
た、より高周波帯域および広い帯域幅でミリ波信号の伝
送損失およびアイソレーション特性が改善され、また送
信用のミリ波信号がサーキュレータを介してミキサーへ
混入することがなく、その結果受信信号のノイズが低減
し探知距離が増大するものであって、ミリ波レーダーの
探知距離をさらに増大し得るものとなる(図8のも
の)。
ものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内におい
て種々の変更を行うことは何等差し支えない。
ついて以下に説明する。図1のサーキュレータを以下の
ようにして構成した。平行平板導体として厚さ6mmの
2枚のAl板を1.8mmの間隔で配置し、それらの間
に断面形状が1.8mm(高さ)×0.8mm(幅)の
矩形状であり、比誘電率4.8のコーディエライトセラ
ミックスから成る3本の誘電体線路4a〜4cのそれぞ
れの先端にモードサプレッサ1を接続し、さらに各モー
ドサプレッサ1の先端に比誘電率4.8のコーディエラ
イトセラミックスから成る長さ1.2mmの中間誘電体
線路部材4d〜4fを設置し、中間誘電体線路部材4d
〜4fの先端部が2枚のフェライト円板2に接続され
て、120°の等間隔で放射状になるように配置した。
なお、モードサプレッサ1は、その内部に、λ/4チョ
ークパターンが施されたCu箔から成るストリップ線路
導体3を配置することにより形成した。
誘電体線路部材4d〜4fの上下面が2枚のフェライト
円板2の主面に面一となるようにした。即ち、2枚のフ
ェライト円板2を平行平板導体の内面に互いに対向させ
て設置するとともに、インピーダンス整合部材5の上下
に2枚のフェライト円板2の間隔に略等しい間隔で段差
部6を設け、この段差部6を2枚のフェライト円板2で
挟むように構成し、そして中間誘電体線路部材4d〜4
fの先端部のインピーダンス整合部材5の上下方向の両
側にフェライト円板2の板厚に相当する段差部6をそれ
ぞれ設け、それらの段差部6に2枚のフェライト円板2
が挿入、係合されるようにした。また、フェライト円板
2の上下両端側の主面と、誘電体線路4a〜4cの上下
両端側の主面とは、平行平板導体の内面に接するように
した。
mm、厚さ0.21mmであり、フェライト円板2の上
下に355500A/mの直流磁界を印加するための磁
石を配置した。即ち、平行平板導体の外面のフェライト
円板2に対応する部分に、フェライト円板2と同心的に
直径12.5mm、深さ5mmの円形の凹部を形成し、
その凹部に厚さ4.5mmで直径12.5mmの円形の
磁石を設置した。またインピーダンス整合部材5は比誘
電率4.8のコーディエライトセラミックスから成り、
その伝送方向に垂直な面での断面形状は高さ1.38m
m×幅0.6mm(L2/L1=0.6/0.8=0.
75)で、伝送方向の長さ(厚さ)は0.1mmであっ
た。従って、段差部6の段差は0.21mmとした。
クトラムアナライザを用いて75〜80GHzの高周波
帯域で、高周波信号の透過特性|S21|とアイソレー
ション|S31|とを測定した結果を図5に示す。そし
て、比較例として、図4のものについて、モードサプレ
ッサ31の先端の上下を切り欠くようにして段差部34
を形成した以外は上記実施例と同様に構成したものを作
製し、同様に透過特性|S21|とアイソレーション|
S31|とを測定した結果を図6に示す。
透過特性|S21|が全帯域にわたって−1〜−1.5
dB程度と損失が小さく、アイソレーション|S31|
が最も高い部分で−35dB程度、最も低い部分で−2
5db程度と、広い帯域にわたって良好な特性を示し
た。それに対し、図6の比較例では、透過特性|S21
|が全帯域にわたって−2〜−2.5dB程度であり、
アイソレーション|S31|が最も高い部分で−20d
B程度、最も低い部分で−19db程度となり、両特性
とも劣化した。
ドにおいて、2枚のフェライト板を平行平板導体の内面
に互いに対向させて設置するとともに、2枚のフェライ
ト板に対して略放射状に配置した高周波信号伝送用の複
数の誘電体線路を、誘電体線路の先端に設けたLSEモ
ードの電磁波を遮断するモードサプレッサと、モードサ
プレッサの先端に設けられモードサプレッサと異なる幅
を有するインピーダンス整合部材とを介して接続したこ
とにより、モードサプレッサと異なる幅を有するインピ
ーダンス整合部材で、高周波信号の反射が小さくなるた
め、より高周波帯域かつ広帯域において高周波信号の挿
入損失およびアイソレーション特性が改善される。ま
た、透過損失を小さくするために、誘電体線路の幅を制
御する必要がなく、インピーダンス整合部材により透過
特性を向上し得るので、製造が容易で作業性に優れ、量
産に適したものとなる。
ピーダンス整合部材との間に、モードサプレッサと略同
じ幅の中間誘電体線路部材を介装したことにより、中間
誘電体線路部材の長さを制御することでサーキュレータ
の動作周波数をコントロールすることができる。
ーダンス整合部材の先端に上下方向に2枚のフェライト
板の間隔に略等しい間隔で段差部が設けられ、段差部を
2枚のフェライト板で挟むようにしてインピーダンス整
合部材を2枚のフェライト板に接続させたことにより、
誘電体スペーサ等が不要となりかつモードサプレッサと
フェライト板との位置精度が向上し、サーキュレータの
組立再現性が向上して2枚のフェライト板の心ずれが発
生し難くなり、サーキュレータ特性を再現性良く安定し
て得られ、また製造が容易化されて量産性に優れたもの
となる。
のサーキュレータを用いることにより、より高周波帯域
および広い帯域幅でミリ波信号の伝送損失およびアイソ
レーション特性が改善され、また送信波の一部がサーキ
ュレータを介してミキサーへ混入する量が減少し、その
結果ミリ波レーダー等に適用した場合にその探知距離を
増大し得るものとなる。また、本発明の送信アンテナと
受信アンテナが独立したミリ波送受信器は、本発明のサ
ーキュレータを用いることにより、より高周波帯域およ
び広い帯域幅でミリ波信号の伝送損失およびアイソレー
ション特性が改善され、また送信アンテナで受信したミ
リ波信号がミリ波信号発振部へ混入することがなく、従
ってミリ波レーダーモジュールに適用した場合受信信号
のノイズが低減し、ミリ波信号の伝送特性に優れ、ミリ
波レーダーの探知距離をさらに増大し得るものとなる。
ータの一実施形態の斜視図、(b)は(a)のインピー
ダンス整合部材部分の平面図である。
視したものの斜視図である。
図である。
図である。
の透過特性|S21|とアイソレーション|S31|と
を測定した結果のグラフである。
信号の透過特性|S21|とアイソレーション|S31
|とを測定した結果のグラフである。
態の平面図である。
形態の平面図である。
御型のミリ波信号発振部の斜視図である。
ードを設けた配線基板の斜視図である。
合部材の各種実施形態を示すものであり、それらの正面
図である。
Claims (6)
- 【請求項1】高周波信号の波長の2分の1以下の間隔で
配置した平行平板導体間に、2枚のフェライト板を前記
平行平板導体の内面に互いに対向させて設置するととも
に、前記2枚のフェライト板に対して略放射状に配置し
た高周波信号伝送用の複数の誘電体線路を、該誘電体線
路の先端に設けたLSEモードの電磁波を遮断するモー
ドサプレッサと、該モードサプレッサの先端に設けたモ
ードサプレッサと異なる幅を有するインピーダンス整合
部材とを介して接続したことを特徴とする非放射性誘電
体線路用のサーキュレータ。 - 【請求項2】前記モードサプレッサと前記インピーダン
ス整合部材との間に、前記モードサプレッサと略同じ幅
の中間誘電体線路部材を介装したことを特徴とする請求
項1記載の非放射性誘電体線路用のサーキュレータ。 - 【請求項3】前記インピーダンス整合部材の先端に、上
下方向に前記2枚のフェライト板の間隔に略等しい間隔
で段差部が設けられ、該段差部を前記2枚のフェライト
板で挟むようにして前記インピーダンス整合部材を前記
2枚のフェライト板に接続させたことを特徴とする請求
項1または2に記載の非放射性誘電体線路用のサーキュ
レータ。 - 【請求項4】送信用のミリ波信号の波長の2分の1以下
の間隔で配置した平行平板導体間に、 高周波発生素子から出力され周波数変調またはパルス化
されたミリ波信号を伝搬させる第1の誘電体線路と、 該第1の誘電体線路に付設され、前記高周波発生素子か
ら出力された高周波信号を周期的に周波数変調するかま
たはパルス化して送信用のミリ波信号として出力し前記
第1の誘電体線路中を伝搬させるミリ波信号発振部と、 前記第1の誘電体線路に一端側が電磁結合するように近
接配置されるかまたは前記第1の誘電体線路に一端が接
合されて、前記ミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬さ
せる第2の誘電体線路と、 前記第1の誘電体線路の前記ミリ波信号の出力端に第1
接続部が接続されるサーキュレータと、 該サーキュレータの第2接続部に接続され、前記ミリ波
信号を伝搬させるとともに先端部に送受信アンテナを有
する第3の誘電体線路と、 前記送受信アンテナで受信され第3の誘電体線路を伝搬
して前記サーキュレータの第3接続部より出力した受信
波をミキサー側へ伝搬させる第4の誘電体線路と、 前記第2の誘電体線路の中途と前記第4の誘電体線路の
中途とを近接させて電磁結合させるかまたは接合させる
ことにより、ミリ波信号の一部と受信波とを混合させて
中間周波信号を発生させるミキサー部と、を設けたミリ
波送受信器において、 前記サーキュレータが請求項1〜3のいずれかに記載の
サーキュレータであることを特徴とするミリ波送受信
器。 - 【請求項5】送信用のミリ波信号の波長の2分の1以下
の間隔で配置した平行平板導体間に、 高周波発生素子から出力され周波数変調されるかまたは
パルス化されたミリ波信号を伝搬させる第1の誘電体線
路と、 該第1の誘電体線路に付設され、前記高周波発生素子か
ら出力された高周波信号を周期的に周波数変調するかま
たはパルス化して送信用のミリ波信号として出力し前記
第1の誘電体線路中を伝搬させるミリ波信号発振部と、 前記第1の誘電体線路に一端側が電磁結合するように近
接配置されるかまたは前記第1の誘電体線路に一端が接
合されて、前記ミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬さ
せる第2の誘電体線路と、 前記第1の誘電体線路の前記ミリ波信号の出力端に第1
接続部が接続されるサーキュレータと、 該サーキュレータの第2接続部に接続され、前記ミリ波
信号を伝搬させるとともに先端部に送信アンテナを有す
る第3の誘電体線路と、 先端部に受信アンテナ、他端部にミキサーが各々設けら
れた第4の誘電体線路と、 前記第2の誘電体線路の中途と前記第4の誘電体線路の
中途とを近接させて電磁結合させるかまたは接合させる
ことにより、ミリ波信号の一部と受信波とを混合させて
中間周波信号を発生させるミキサー部と、を設けたミリ
波送受信器において、 前記サーキュレータが請求項1〜3のいずれかに記載の
サーキュレータであることを特徴とするミリ波送受信
器。 - 【請求項6】前記第2の誘電体線路は、前記第3の誘電
体線路に一端側が電磁結合するように近接配置されるか
または前記第3の誘電体線路に一端側が接合されて、前
記ミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬させるように配
置されていることを特徴とする請求項5記載のミリ波送
受信器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2000076415A JP3659480B2 (ja) | 2000-03-17 | 2000-03-17 | 非放射性誘電体線路用のサーキュレータおよびそれを用いたミリ波送受信器 |
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JP2001267812A true JP2001267812A (ja) | 2001-09-28 |
JP3659480B2 JP3659480B2 (ja) | 2005-06-15 |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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CN106680819A (zh) * | 2017-02-16 | 2017-05-17 | 合肥驼峰电子科技发展有限公司 | 一种毫米波测速雷达发射源 |
-
2000
- 2000-03-17 JP JP2000076415A patent/JP3659480B2/ja not_active Expired - Lifetime
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