JP2001255361A

JP2001255361A - 方位測定装置

Info

Publication number: JP2001255361A
Application number: JP2000066740A
Authority: JP
Inventors: Nobutaka Daikoumei; 宜孝大光明
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2000-03-10
Filing date: 2000-03-10
Publication date: 2001-09-21

Abstract

(57)【要約】【課題】デジタル信号処理により直線性の良い位相検
波を施し、より簡単な計算で方位測定が行え、しかも回
転正弦波信号を正確に再生することができる方位測定装
置を提供する。【解決手段】方位アンテナ２は円周上に等間隔に配置
された複数のアンテナ素子を所定の回転周波数で順次走
査し、Ａ／Ｄ変換器１７は各アンテナ素子からの信号を
デジタル信号に変換し、Ａ／Ｄ変換器１６は受信アンテ
ナ１からの基準信号をデジタル信号に変換し、位相検波
器１８はＡ／Ｄ変換器１７から出力される各アンテナ素
子からの信号とＡ／Ｄ変換器１６から出力される基準信
号とを乗算することにより位相検波して回転周波数を含
む回転正弦波信号を得る。ＦＦＴ処理部２１は回転正弦
波信号に対して方位基準信号をフレーム開始点とする高
速フーリエ変換処理を行い、方位角算出部２３はＦＦＴ
出力におけるスペクトラムの内の回転周波数に相当する
周波数成分ベクトルの方位角から受信電波の到来方向を
求める。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、アンテナが円形に
配列され、電波の到来方向を求めるためのドップラー方
位測定装置の改良に関する。

【０００２】

【従来の技術】図９に従来のドップラー方位測定装置の
代表的な構成図を示す。図１０にドップラー方位測定装
置に設けられた方位アンテナの構成図を示す。図９にお
いて、受信アンテナ１及び方位アンテナ２により受信し
た到来電波は、それぞれ周波数変換器３，４により局部
発振器５からの局部発振周波数信号を用いて中間周波数
信号に変換される。変換された二つの中間周波数信号
は、混合器６により方位情報のみを有する中間周波数信
号として取り出され、周波数弁別器７に送られ、この周
波数弁別器（ディスクリミネータ）７により検波されて
方位情報が表示器８に表示される。

【０００３】このような装置では、方位アンテナ２は、
図１０に示すように、円周上にＭ本のアンテナ素子２−
１〜２−Ｍが等間隔に配置されて構成されており、各ア
ンテナ素子２−１〜２−Ｍの出力は、スイッチ９により
一定速度で切り換えられる。このとき、空間的に各アン
テナ素子２−１〜２−Ｍへの電波の到来位相が順次シフ
トしていくため、アンテナ切換出力における信号の位相
は、アンテナ切り換えの１周期長を周期とする正弦波に
よる周波数変調を受けて周波数変換器４に入力される。

【０００４】そして、この周波数変調成分を周波数弁別
器７により検波すると、検波された信号は、図１１
（ａ）に示すように、Ｎ段の階段波状の正弦波形とな
る。この正弦波形を積分して基本波成分のみを抽出し
て、図１１（ｂ）に示す回転正弦波信号（方位信号）
と、図１１（ｃ）に示す方位基準信号を得て、回転正弦
波信号と方位基準信号との位相差θが到来方位につれて
変化することにより、電波の到来方向を求める。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
ドップラ方位測定装置にあっては、次のような問題点が
あった。

【０００６】まず、十分な方位測定精度を得るには、検
波後の帯域幅を狭くすることが必要で、方位検出の応答
時間は遅い。従来の装置では、アンテナ切り換え周波数
は数十Ｈｚで、方位検出の応答時間は約１秒である。こ
のため、アナログ方式の周波数弁別器を用いる従来のド
ップラー方位測定装置は、高速測定を要求される自動測
定等には不向きであった。

【０００７】また、ドップラー方位測定装置において
は、円形配列アンテナである方位アンテナ２の直径が測
定する電波の１波長を超えてしまうと、理想的な位相検
波器でも表現できる位相の範囲が一般には±πの範囲に
限られる。このため、位相検波した出力には不連続が生
じてしまい、復調した回転正弦波信号が正しく再生され
ないという問題があった。

【０００８】さらに、従来の技術では、アナログ位相検
波器を使用するのが一般的であるが、このアナログ位相
検波器は、直線性の良い範囲が狭く、たかだか±１／２
πまでの位相差を表現できるに過ぎないので、±πの範
囲を直線性良く表現することが困難であった。

【０００９】また、復調した回転正弦波信号は、信号が
弱い場合にはノイズを付加された信号となるため、その
ままでは位相の測定が容易でなく、できるだけ狭帯域の
フィルタを通過させて位相ジッタを抑えていた。しか
し、狭帯域化によりますます方位検出の応答時間を遅ら
せることになっていた。

【００１０】本発明の目的は、上記事情を考慮してなさ
れたもので、デジタル信号処理により直線性の良い位相
検波を施し、より簡単な計算で方位測定が行え、しかも
回転正弦波信号を正確に再生することができる方位測定
装置を提供することにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明は前記目的を解決
するために以下の構成とした。本発明の方位測定装置
は、円周上に等間隔に配置された複数のアンテナ素子を
所定の回転周波数で順次走査して得られる信号と基準信
号との位相差に基づき、受信電波の到来方向を検出する
方位測定装置において、各アンテナ素子からの信号及び
基準信号のそれぞれをデジタル信号に変換する変換手段
と、この変換手段から出力される各アンテナ素子からの
信号と基準信号とを乗算することにより位相検波して回
転周波数を含む回転正弦波信号を得る位相検波手段と、
この位相検波手段からの回転正弦波信号に対して、方位
基準信号をフレーム開始点とする高速フーリエ変換処理
を行い高速フーリエ変換出力を得る高速フーリエ変換手
段と、この高速フーリエ変換手段で得られた高速フーリ
エ変換出力におけるスペクトラムの内の前記回転周波数
に相当する周波数成分ベクトルの方位角から受信電波の
到来方向を演算する方位演算手段とを備えることを特徴
とする。

【００１２】この発明によれば、変換手段が各アンテナ
素子からの信号及び基準信号のそれぞれをデジタル信号
に変換すると、位相検波手段は、変換手段から出力され
る各アンテナ素子からの信号と基準信号とを乗算するこ
とにより位相検波して回転周波数を含む回転正弦波信号
を得る。すなわち、デジタル信号処理により直線性の良
い位相検波を施すので、±πまで直線性の良い位相検波
が可能となる。また、高速フーリエ変換手段が位相検波
手段からの回転正弦波信号に対して、方位基準信号をフ
レーム開始点とする高速フーリエ変換処理を行い高速フ
ーリエ変換出力を得て、方位演算手段が高速フーリエ変
換手段で得られた高速フーリエ変換出力におけるスペク
トラムの内の回転周波数に相当する周波数成分ベクトル
の方位角から受信電波の到来方向を演算する。すなわ
ち、直接、方位角を計算できるので、より簡単な計算で
方位測定を行える。

【００１３】また、複数のアンテナ素子の走査において
隣接アンテナ素子間のスイッチ時の位相ジャンプ量が±
πを超えない受信周波数範囲、アンテナ配列直径、及び
素子数の条件内で動作せることを条件に、位相検波手段
で得られた回転正弦波信号の位相表現範囲を±Ｎπ
（Ｎ：正の整数）まで拡大する位相角拡大処理手段を備
えることを特徴とする。

【００１４】この発明によれば、位相角拡大処理手段
は、複数のアンテナ素子の走査において隣接アンテナ素
子間のスイッチ時の位相ジャンプ量が±πを超えない受
信周波数範囲、アンテナ配列直径、及び素子数の条件内
で動作せることを条件に、位相検波手段で得られた回転
正弦波信号の位相表現範囲を±Ｎπまで拡大するので、
回転正弦波信号を不連続なしに正確に再生でき、同一の
アンテナ配列直径、素子数における使用可能な周波数範
囲を拡大することができる。

【００１５】

【発明の実施の形態】以下、本発明の方位測定装置の実
施の形態について説明する。図１は実施の形態の方位測
定装置の構成図である。図１において、受信アンテナ１
は、指向性を持つアンテナであり、基準信号を周波数変
換器３に出力する。方位アンテナ２は、図１０に示すよ
うに、円周上にＭ本のアンテナ素子２−１〜２−Ｍが等
間隔に配置されて構成されており、各アンテナ素子２−
１〜２−Ｍの出力は、スイッチ９により所定の回転周波
数Ｆで切り換えられる。このとき、空間的に各アンテナ
素子２−１〜２−Ｍへの電波の到来位相が順次シフトし
ていくため、アンテナ切換出力における信号の位相は、
アンテナ切り換えの１周期長を周期とする正弦波による
位相変調を受けて周波数変換器４に入力される。

【００１６】周波数変換器３は、受信アンテナ１からの
基準信号を局部発振器５からの局部発振周波数信号を用
いて中間周波数信号に変換する。周波数変換器４は、方
位アンテナ２からの回転正弦波信号を局部発振器５から
の局部発振周波数信号を用いて中間周波数信号に変換す
る。

【００１７】Ａ／Ｄ変換器１６は、周波数変換器３から
の中間周波数信号をデジタル信号に変換し、変換された
信号を基準ＩＦ信号として位相検波器８に出力する。Ａ
／Ｄ変換器１７は、周波数変換器４からの中間周波数信
号をデジタル信号に変換し、変換された信号を回転ＩＦ
信号として位相検波器１８に出力する。Ａ／Ｄ変換器１
６，１７は、本発明の変換手段に対応する。

【００１８】位相検波器１８は、本発明の位相検波手段
に対応し、Ａ／Ｄ変換器１６からの基準ＩＦ信号とＡ／
Ｄ変換器１７からの回転ＩＦ信号とを複素乗算すること
により位相検波して回転周波数Ｆを含む回転正弦波信号
を得る。位相角算出部１９は、位相検波器１８で得られ
た回転正弦波信号のベクトルから位相角を算出する。

【００１９】位相角拡大処理部２０は、本発明の位相角
拡大処理手段に対応し、位相角算出部１９で得られた回
転正弦波信号の位相角に基づき、方位アンテナ２の走査
において隣接アンテナ素子間のスイッチ時の位相ジャン
プ量が±πを超えない受信周波数範囲、アンテナ配列直
径、及びアンテナ素子数等の条件内で動作させることを
条件に、回転正弦波信号の位相表現範囲を±Ｎπ（Ｎ：
正の整数）まで拡大する処理を行う。

【００２０】ＦＦＴ処理部２１は、本発明の高速フーリ
エ変換手段に対応し、位相角拡大処理部２０で処理され
た回転正弦波信号に対して、方位基準信号（例えば真北
パルス信号）をフレーム開始点とする複素高速フーリエ
変換（以下、複素ＦＦＴと略称する。）処理を行い複素
スペクトラムを得る。

【００２１】方位角算出部２３は、ＦＦＴ処理部２１で
得られた複素スペクトラムの中から既定の回転周波数に
相当する回転周波数成分を抽出し、抽出された回転周波
数成分の複素数（ベクトル）の方位角を算出する。

【００２２】次にこのように構成された実施の形態の方
位測定装置の動作を説明する。まず、アンテナ素子数Ｎ
からなる方位アンテナ２の出力は、スイッチ９により回
転周波数Ｆで切り換えスキャンされて、方位アンテナ２
の出力には階段状に位相ジャンプを加えられて位相変調
を受けた回転正弦波信号が得られる。

【００２３】この回転正弦波信号は、周波数変換器４に
入力され、局部発振器５からの局部発振周波数信号を用
いて周波数変換器４により中間周波数信号に変換され
る。その後、この中間周波数信号は、Ａ／Ｄ変換器１７
により、デジタル処理のために、Ａ／Ｄ変換され、ある
サンプルレートの離散直交（Ｉ／Ｑ）デジタルベースバ
ンド信号に変換される。この信号を回転ＩＦ信号とい
う。

【００２４】一方、基準アンテナとしての受信アンテナ
１の出力も同様に別の周波数変換器３に入力され、局部
発振器５からの局部発振周波数信号を用いて周波数変換
器３により中間周波数信号に変換される。その後、この
中間周波数信号は、Ａ／Ｄ変換器１６により、Ａ／Ｄ変
換され、直交（Ｉ／Ｑ）デジタルベースバンド信号に変
換される。この信号を基準ＩＦ信号という。

【００２５】なお、基準ＩＦ信号と回転ＩＦ信号の受信
系は、完全に同期している必要はないが、両者のＡ／Ｄ
変換器１６，１７は、同期して動作し、両者のサンプル
データは、１対１に対応していることが必要である。ま
た、両受信系統の遅延時間は、ほぼ同一であり、フィル
タ処理も同等のものであることが必要であるが、絶対位
相差として厳密に管理する必要はない（１／２サンプル
周期程度の遅延時間差は許容できるものとする）。

【００２６】次に、基準ＩＦ信号と回転ＩＦ信号のそれ
ぞれの振幅変調成分を除去するために、基準ＩＦ信号と
回転ＩＦ信号に対してサンプル単位で振幅の正規化を行
う。そして、位相検波器１８は、デジタル信号処理によ
り、基準ＩＦ信号と回転ＩＦ信号とに対して複素乗算を
行うことにより、位相検波して位相復調信号としてのベ
クトルデータ（Ｉ／Ｑ）を得る。すなわち、基準ＩＦ信
号を用いて回転正弦波信号を得る。

【００２７】このベクトルデータは、実部データＤｒと
虚部データＤｉとからなる。このため、位相角算出部１
９は、実部データＤｒと虚部データＤｉとを用いて式
（１）を演算することにより位相角信号θを算出する。

【００２８】 θ＝ｔａｎ-1（Ｄｉ／Ｄｒ）・・・（１）得られた位相角は、±πの範囲の値であるが、このまま
では位相角に不連続があるので、以下の判断基準により
計算を行い、位相表現範囲を拡大して位相角の不連続性
を除去する。

【００２９】位相角信号の隣接サンプル間には、アンテ
ナ配列直径、アンテナ素子数、受信周波数の関係によ
り、ノイズ付加による影響を無視すれば、以下の最大位
相ジャンプ量Φｍａｘが存在する。

【００３０】アンテナ配列直径：Ｄ（ｍ）、素子数：
ｎ、受信周波数：ｆ（ＭＨｚ）、波長：λ＝３００／ｆ
（ｍ）とすると、Φｍａｘ＝（２πＤ／λ）ｓｉｎ（π
／ｎ）である。

【００３１】例えば、ｆ＝１０ＭＨｚ、Ｄ＝２０ｍ、ｎ
＝８素子とすると、Φｍａｘ＝（４０π／３０）ｓｉｎ
（π／８）＝１．６ｒａｄ（ラジアン）従って、この値が±πを超えない範囲で動作させれば、
隣接サンプル間の位相差は、πを超えないという条件が
成立するので、見かけ上の値が超えている場合には２π
だけ逆方向へ位相角を補正すればよく、次の計算によ
り、位相不確定性を除去した表現が可能である。

【００３２】そこで、位相角拡大処理部２０は、図２に
示すようなフローチャートに示す処理を行う。

【００３３】まず、隣接するアンテナ素子間のスイッチ
時に発生する位相ジャンプ量は、受信周波数、円形配列
アンテナの直径、素子数等の条件から、±πを超えない
ものとする。また、位相検波器１８の位相検波出力にお
けるｎ番目の回転信号サンプルの位相角を位相角算出部
１９により求め、この値をφｎ（ｎ＝１，２・・・）と
する。ここでφｎは、±πの範囲で表現される。次に、
位相角表現範囲拡大後の位相角（位相角拡大処理部２０
の出力）をθｎとする。

【００３４】図２に示したように、現在の位相角φｎか
ら直前の位相角φｎ−１を減算した位相差Δを求め、位
相差Δの範囲により位相角θｎの値を決定する。すなわ
ち、位相差Δが±πの範囲内であれば（ステップＳ１１
のＹＥＳ）、単に直前の表示範囲拡大後の位相角θｎ−
１に位相差Δを加えて位相角θｎとする（ステップＳ１
３）。また、位相差Δが＋π以上であれば（ステップＳ
１５のＹＥＳ）、同じく位相角θｎ−１に位相差Δを加
えてから更に２πを減ずる（ステップＳ１７）。位相差
Δが−π以下であれば（ステップＳ１９のＹＥＳ）、同
様に位相角θｎ−１に位相差Δを加えてから更に２πを
加える（ステップＳ２１）。このような操作を行って位
相角θｎとする。さらに、次のサンプルの処理を行う
（ステップＳ２３）。結果として得られる位相角θｎは
その表示範囲が拡大され、連続した波形データを得るこ
とができる。

【００３５】すなわち、回転正弦波信号を不連続なしに
正確に再生でき、同一のアンテナ配列直径、素子数にお
ける使用可能な周波数範囲を拡大することができる。

【００３６】次に、ＦＦＴ処理部２１は、位相角拡大処
理部２０で得られた正弦波形に対し、回転基準（例えば
真北位置）に相当するＡ／Ｄ変換（サンプルタイミン
グ）に同期したパルスをフレームの開始点とする複素Ｆ
ＦＴ処理を行う。

【００３７】ここで、ＦＦＴ処理の周波数ポイント数を
多くとれば、よりフィルタリングが確実になって測定誤
差が減少する。また、ＦＦＴ処理の周波数ポイント数を
少なくとれば、より短時間の測定に適する。従って、必
要に応じてＦＦＴ処理の周波数ポイント数を柔軟に変更
することができる。

【００３８】なお、ＦＦＴ処理を行う前に、当該フレー
ム内で位相サンプルの平均値を求め、その平均値分だけ
回転正弦波信号を補正してＤＣオフセットを極小にする
ことにより、ＦＦＴ結果におけるＤＣ成分を抑えること
ができる。

【００３９】次に、ＦＦＴ処理部２１で得られたＦＦＴ
結果には回転周波数成分にピークが現れるため、方位角
算出部２３は、この回転周波数成分を抽出し、抽出され
た回転周波数成分の複素数（ベクトル）の方位角を求め
る。

【００４０】すなわち、求められた方位角は、回転基準
からの位相差を表わしているので、方位角の読み値に受
信系の遅れ時間等による補正値を加減算したものを電波
の到来方向とすることができる。このＦＦＴ処理部２１
のＦＦＴ処理により、直接、方位角を計算できるので、
より簡単な計算で方位測定を行える。

【００４１】次に、位相拡大処理部２０から出力される
回転正弦波信号波形をＦＦＴ処理したＦＦＴ結果の具体
的な例をいくつか説明する。

【００４２】図３に位相角拡大処理部２０から出力され
る回転正弦波信号波形の例１を示し、図４に図３に示す
回転正弦波信号波形をＦＦＴ処理したＦＦＴ結果を示
す。この例１では、受信周波数５ＭＨｚ、波長６０ｍ、
アンテナ配列直径３０ｍ、半径分位相１．６ラジアン、
アンテナ素子数１６本、最大位相ジャンプ量０．６ラジ
アン、回転周波数０．０９４ｋＨｚ、Ｃ／Ｎ比８０ｄＢ
Ｈｚ、入射角５０度、測定結果５０．３度、測定誤差−
０．３度である。図４に示すＦＦＴ結果の出力ルレベル
がピーク値を表している回転周波数は、０．０９４ｋＨ
ｚであり、この回転周波数成分のベクトルの方位角を求
めると、その方位角、すなわち測定結果は５０．３度と
なる。この例１では、比較的Ｃ／Ｎが高く、測定誤差も
小さい。また、比較的低い周波数５ＭＨｚを用いたの
で、最大位相ジャンプ量を低く抑えることができる。

【００４３】また、図５に位相角拡大処理部２０から出
力される回転正弦波信号波形の例２を示し、図６に図５
に示す回転正弦波信号波形をＦＦＴ処理したＦＦＴ結果
を示す。この例２では、受信周波数５ＭＨｚ、波長６０
ｍ、アンテナ配列直径３０ｍ、半径分位相１．６ラジア
ン、アンテナ素子数１６本、最大位相ジャンプ量０．６
ラジアン、回転周波数０．０９４ｋＨｚ、Ｃ／Ｎ比４０
ｄＢＨｚ、入射角５０度、測定結果４９．７度、測定誤
差０．３度である。図６に示すＦＦＴ結果の出力ルレベ
ルがピーク値を表している回転周波数は、０．０９４ｋ
Ｈｚであり、この回転周波数成分のベクトルの方位角を
求めると、その方位角、すなわち測定結果は４９．７２
度となる。この例２では、Ｃ／Ｎが悪い場合の例であ
る。回転正弦波信号波形からは位相を読み取ることが困
難であるが、ＦＦＴ出力の方位角では正確に測定されて
いることがわかる。

【００４４】さらに、図７に位相角拡大処理部２０から
出力される回転正弦波信号波形の例３を示し、図８に図
７に示す回転正弦波信号波形をＦＦＴ処理したＦＦＴ結
果を示す。この例３では、受信周波数２０ＭＨｚ、波長
１５ｍ、アンテナ配列直径３０ｍ、半径分位相６．３ラ
ジアン、アンテナ素子数１６本、最大位相ジャンプ量
２．５ラジアン、回転周波数０．０９４ｋＨｚ、Ｃ／Ｎ
比８０ｄＢＨｚ、入射角５０度、測定結果４９．３度、
測定誤差０．７度である。図８に示すＦＦＴ結果の出力
ルレベルがピーク値を表している回転周波数は、０．０
９４ｋＨｚであり、この回転周波数成分のベクトルの方
位角を求めると、その方位角、すなわち測定結果は４
９．３度となる。この例３では、回転正弦波信号の位相
が±πを超えるような条件として、周波数を高くしたも
のである。この場合には、位相角拡大処理部２０の位相
角拡大処理により、回転正弦波信号の位相角が±π以上
の範囲で拡大されて、正弦波である回転正弦波信号が正
しく再現されていることがわかる。なお、例３では、回
転正弦波信号の位相角にＤＣオフセットがある。このた
め、ＤＣオフセット補正を行い、ＤＣオフセットを除去
している。

【００４５】このように実施の形態の方位測定装置によ
れば、デジタル処理を用い正規化という操作で振幅変調
成分を簡単に除去することができる。また、デジタル信
号処理による複素乗算と位相角への変換により、完全に
リニアな位相検波を実現することができる。

【００４６】また、ＦＦＴ処理部２１及び方位角算出部
２３の処理により、直接、方位角を計算できるので、よ
り簡単な計算で方位測定を行える。また、位相角拡大処
理部２０の処理により、回転正弦波信号を不連続なしに
正確に再生できる。

【００４７】また、デジタル演算により位相の表現範囲
を拡大するという考えは、円形配列アンテナという物理
的条件下において、原理的に位相ジャンプ量が制限され
るということに着目しており、雑音が付加される実際の
条件では、想定以上に位相ジャンプすることも当然考え
られる。

【００４８】しかしながら、このような場合でも、ＦＦ
Ｔ処理部２１のＦＦＴ処理により方位角を求めるという
方法は、多少の不連続にも影響を受け難いという性質が
あるため、有効に作用し、測定不能とはならない。特
に、従来の方法では、検波波形が雑音により見にくくな
ると、ゼロクロス等の判定が困難で測定不能に陥るが、
このＦＦＴ処理によれば、何らかの測定値は必ず出ると
いう利点がある。

【００４９】ＦＦＴ処理により方位角を求める方法は、
信号の長短によりＦＦＴの分解能を自在に変えて測定で
きるという柔軟性を持ち、またこのように測定パラメー
タを変えても角度の補正が原則的に不要であるという特
長を持っている。

【００５０】以上説明したように、本発明は従来のドッ
プラー方位測定装置の欠点を基本的に除去し、デジタル
処理により個々の調整も不要とし、かつデジタル信号処
理自体も極めて単純な演算だけに限定できているので、
実際のシステムへの適用が極めて容易でかつ低コストと
なる。

【００５１】

【発明の効果】以上詳述したように、本発明によれば、
デジタル信号処理により直線性の良い位相検波を施し、
より簡単な計算で方位測定が行え、しかも回転正弦波信
号を正確に再生することができる方位測定装置を提供す
ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は実施の形態の方位測定装置の構成図であ
る。

【図２】実施の形態の方位測定装置に設けられた位相角
拡大処理部の処理を示すフローチャートである。

【図３】位相角拡大処理部から出力される回転正弦波信
号波形の例１を示す図である。

【図４】図３に示す回転正弦波信号波形をＦＦＴ処理し
たＦＦＴ結果を示す図である。

【図５】位相角拡大処理部から出力される回転正弦波信
号波形の例２を示す図である。

【図６】図５に示す回転正弦波信号波形をＦＦＴ処理し
たＦＦＴ結果を示す図である。

【図７】位相角拡大処理部から出力される回転正弦波信
号波形の例３を示す図である。

【図８】図７に示す回転正弦波信号波形をＦＦＴ処理し
たＦＦＴ結果を示す図である。

【図９】従来のドップラー方位測定装置の代表的な構成
図である。

【図１０】従来のドップラー方位測定装置に設けられた
方位アンテナの構成図である。

【図１１】従来のドップラー方位測定装置に設けられた
周波数弁別器の各検波波形を示す図である。

【符号の説明】

１受信アンテナ２方位アンテナ３，４周波数変換器５局部発振器６混合器７周波数弁別器８表示器９スイッチ１６，１７Ａ／Ｄ変換器１８位相検波器１９位相角算出部２０位相角拡大処理部２１ＦＦＴ処理部２３方位角算出部

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】円周上に等間隔に配置された複数のアン
テナ素子を所定の回転周波数で順次走査して得られる信
号と基準信号との位相差に基づき、受信電波の到来方向
を検出する方位測定装置において、各アンテナ素子からの信号及び前記基準信号のそれぞれ
をデジタル信号に変換する変換手段と、この変換手段から出力される各アンテナ素子からの信号
と前記基準信号とを乗算することにより位相検波して前
記回転周波数を含む回転正弦波信号を得る位相検波手段
と、この位相検波手段からの回転正弦波信号に対して、方位
基準信号をフレーム開始点とする高速フーリエ変換処理
を行い高速フーリエ変換出力を得る高速フーリエ変換手
段と、この高速フーリエ変換手段で得られた高速フーリエ変換
出力におけるスペクトラムの内の前記回転周波数に相当
する周波数成分ベクトルの方位角から受信電波の到来方
向を演算する方位演算手段と、を備えることを特徴とす
る方位測定装置。
【請求項２】前記複数のアンテナ素子の走査において
隣接アンテナ素子間のスイッチ時の位相ジャンプ量が±
πを超えない受信周波数範囲、アンテナ配列直径、及び
素子数の条件内で動作せることを条件に、前記位相検波
手段で得られた回転正弦波信号の位相表現範囲を±Ｎπ
（Ｎ：正の整数）まで拡大する位相角拡大処理手段を備
えることを特徴とする請求項１記載の方位測定装置。