JP2001197757A

JP2001197757A - 電力変換装置

Info

Publication number: JP2001197757A
Application number: JP2000002074A
Authority: JP
Inventors: Touma Yamamoto; 融真山本; Haruyoshi Mori; 治義森
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2000-01-11
Filing date: 2000-01-11
Publication date: 2001-07-19
Anticipated expiration: 2020-01-11
Also published as: JP4712148B2

Abstract

(57)【要約】【課題】電力変換装置において、正負非対称な半波整
流回路等が負荷回路として接続された場合でも、直流電
圧のアンバランスが発生しないようにする。【解決手段】直列接続点を介して直列に接続された二
つの直流コンデンサ４、５から供給される直流電圧がイ
ンバータによって変換される交流電圧の基準になる直流
コンデンサ４、５の直列接続点が、負荷１２が正負非対
称なときでも、直流の中点になるように制御するバラン
ス回路を有し、バランス回路は、二つの直流コンデンサ
４、５に並列に接続され、直列接続点を介して直列に接
続されたスイッチング素子２１、２２とこのスイッチン
グ素子２１、２２の直列接続点と直流コンデンサ４、５
の直列接続点間に接続されたリアクトル２５によって構
成され、このリアクトル２５を介して二つの直流コンデ
ンサ４、５間のエネルギーを転送することにより、直流
の中点を維持する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、ハーフブリッジ
型等の直流の中点を持つ電力変換装置に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】図２０は、従来の電力変換装置を示す回
路図であり、「半導体電力変換回路（発行所社団法人
電気学会）」の９２ページ、図６．１．５に示された電
力変換装置を、後述する本発明の電力変換装置と同一の
形式に書き改めた回路図である。図において、１、２は
それぞれ直流電源、４、５は直流コンデンサ、６、７は
自己消孤型のスイッチング素子で、トランジスタ、ＩＧ
ＢＴ等によって形成されている。８、９はスイッチング
素子６、７にそれぞれ逆並列に接続されているダイオー
ド、１０はリアクトル、１１はコンデンサで、リアクト
ル１０と共にＬＣフィルタを構成する。１２は負荷であ
る。スイッチング素子６、７とダイオード８、９は、直
流電力を交流電力に変換するインバータを構成し、スイ
ッチング素子６、７をオンすることにより、直流電源
１、２の接続点（中点Ｎ）を基準にして、スイッチング
素子６、７の接続点Ａ点に対し、＋Ｅｄ、−Ｅｄの電圧
を発生するすることができる。この電圧は、高調波を多
く含んだ矩形波状の電圧であるが、スイッチング素子
６、７を制御することにより、Ａ−Ｎ間電圧の基本波成
分を任意に出力することが可能であり、一般にパルス幅
変調方式と呼ばれている。矩形波状のＡ−Ｎ間電圧に対
し、リアクトル１０、コンデンサ１１からなるＬＣフィ
ルタにより、その高調波成分を除去して、負荷１２に正
弦波電圧を供給する。

【０００３】図２１は、従来の電力変換装置を示す回路
図である。図において、４〜１２は図１におけるものと
同一のものである。１３は直流電源、１４、１５は直流
コンデンサ４、５にそれぞれ並列に接続された抵抗であ
る。図２０では、直流電源を二つ必要としたが、直流電
源が一つのケースでは、図２１に示すように、直流コン
デンサ４、５にそれぞれ並列に抵抗１４、１５を接続
し、抵抗分圧により直流中点を作っている。

【０００４】図２２は、従来の電力変換装置の負荷回路
図である。図において、１６はダイオード、１７はダイ
オード１６に直列に接続された抵抗であり、半波整流回
路を形成している。図２３は、従来の電力変換装置の負
荷波形図である。図において、Ｖは電圧、Ｉは電流を示
している。

【０００５】図２０、２１の回路において、図２２に示
されるような正負非対称な負荷１２が接続された場合を
考える。図２２の負荷回路に、正弦波電圧が供給された
場合、図２３に示すように、電圧Ｖが正の区間だけ電流
Ｉが流れる。即ち、電圧Ｖが正の区間だけ電力が消費さ
れる。一方、図２０、２１の電力変換装置においては、
出力電圧が正の区間の電力は、直流コンデンサ４から、
出力電圧が負の区間の電力は、直流コンデンサ５から供
給されるため、図２２の半波整流回路が接続された場
合、次の問題が発生する。

【０００６】図２０の電力変換装置の場合：直流電源１
から負荷１２への電力が供給されるため、直流電源１と
直流電源２の出力電力がバランスしない。直流電源が蓄
電池の場合は、直流電源１がいち早く放電終止電圧に到
達し、直流電源１、２を有効に利用できない。図２１の
電力変換装置の場合：直流コンデンサ４から負荷１２へ
の電力が供給されるため、抵抗分圧にて直流電源１３の
中点を得ることができず、直流コンデンサ４と直流コン
デンサ５の電圧がバランスしない。これは、直流コンデ
ンサの定格電圧選定によっては過電圧となる場合がある
のに加え、インバータのスイッチングパターンを、直流
コンデンサ４、５の電圧が等しい前提で生成されている
場合は、出力電圧に直流成分が生じる恐れがある。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】従来の電力変換装置
は、以上のように構成されているので、負荷として正負
非対称な半波整流回路等が接続された場合、直流電圧の
アンバランスが発生するという問題点があった。

【０００８】この発明は、上記のような問題点を解決す
るためになされたものであり、正負非対称な半波整流回
路等が負荷回路として接続された場合でも、直流電圧の
アンバランスが発生しない電力変換装置を得ることを目
的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】この発明に係わる電力変
換装置においては、第一の直列接続点を介して直列に接
続された二つの直流電圧源と、この二つの直流電圧源に
並列に接続されると共に第二の直列接続点を介して直列
に接続された二つのスイッチング素子によって構成さ
れ、二つの直流電圧源の供給する直流電圧を交流電圧に
変換して、第一の直列接続点と第二の直列接続点との間
に接続された負荷に供給する第一の電力変換回路と、第
一の直列接続点が直流電圧の中点を形成するように、二
つの直流電圧源の電圧をバランスさせるバランス回路を
備えたものである。

【００１０】また、第一の直列接続点を介して直列に接
続された二つの直流電圧源と、この二つの直流電圧源に
並列に接続されると共に第二の直列接続点を介して直列
に接続された二つのスイッチング素子によって構成さ
れ、二つの直流電圧源の供給する直流電圧を交流電圧に
変換して、第一の直列接続点と第二の直列接続点との間
に接続された負荷に供給する第一の電力変換回路と、交
流電源の供給する交流電圧を直流電圧に変換して二つの
直流電圧源に出力する第二の電力変換回路と、第一の直
列接続点が二つの直流電圧源の供給する直流電圧の中点
を形成するように、二つの直流電圧源の電圧をバランス
させるバランス回路を備え、第二の電力変換回路は、第
一の直列接続点が二つの直流電圧源の供給する直流電圧
の中点を形成するように二つの直流電圧源に直流電力を
出力すると共に、第二の電力変換回路とバランス回路
は、いずれか一方が動作するように構成されているもの
である。

【００１１】また、第二の電力変換回路は、入力される
交流電圧の正の半サイクルと負の半サイクルとの出力電
力を制御して、二つの直流電圧源の供給する直流電圧の
中点を形成するものである。さらに、第二の電力変換回
路は、二つの直流電圧源と並列に接続されると共に第三
の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチ
ング素子と、第三の直列接続点と交流電源との間に接続
されたリアクトルによって構成されているものである。

【００１２】また、バランス回路と第二の電力変換回路
は共用されるように構成され、切換えられて使用される
ものである。また、バランス回路は、二つの直流電圧源
と並列に接続されると共に第四の直列接続点を介して直
列に接続された二つのスイッチング素子と、第四の直列
接続点と第一の直列接続点との間に接続されたリアクト
ルによって構成されているものである。

【００１３】さらにまた、バランス回路は、二つの直流
電圧源の電圧の差に基づき、バランス回路を構成するス
イッチング素子が制御されるものである。また、バラン
ス回路は、二つの直流電圧源の電圧の差に基づき形成さ
れるリアクトルに流れる電流を制御する電流指令によ
り、バランス回路を構成するスイッチング素子が制御さ
れるものである。

【００１４】また、バランス回路は、二つの直流電圧源
の電圧の差と、二つの直流電圧源から第一の電力変換回
路に流れる電流の差に基づき形成されるリアクトルに流
れる電流を制御する電流指令により、バランス回路を構
成するスイッチング素子が制御されるものである。加え
て、バランス回路は、二つの直流電圧源の電圧の差と、
負荷電力の正負サイクルの差に基づき形成されるリアク
トルに流れる電流を制御する電流指令により、バランス
回路を構成するスイッチング素子が制御されるものであ
る。

【００１５】また、バランス回路は、二つの直流電圧源
の電圧の差の極性に応じて、バランス回路を構成するス
イッチング素子の一方のみが制御されるものである。ま
た、バランス回路の制御に用いられる二つの直流電圧源
の電圧の差の極性は、量子化器により２値化され、制御
されるスイッチング素子の選択に用いられるものであ
る。

【００１６】さらに、バランス回路は、二つの直流電圧
源の電圧の差に基づき、電圧の差が予め設定された許容
値内にあるときを除き、許容値外にある電圧の差の極性
に応じて、バランス回路を構成するスイッチング素子の
一方のみが制御されるものである。また、バランス回路
は、バランス回路は、二つの直流電圧源の電圧の差が予
め設定された設定値を超えたとき、それぞれバランス回
路を構成するスイッチング素子をオンオフさせるパルス
数の大小の二つのパターンから選択されるパルス数の大
のパターンにより制御されるものである。

【００１７】また、バランス回路は、電流指令の極性に
応じて、バランス回路を構成するスイッチング素子の一
方のみが制御されるものである。さらにまた、バランス
回路は、制御回路によって制御され、バランス回路及び
制御回路は、二つの直流電圧源の電圧の差が故障レベル
を所定時間超えたとき、故障と判定されるものである。

【００１８】

【発明の実施の形態】実施の形態１．以下、この発明の
実施の形態１を図１〜図４に基づいて説明する。図１
は、この発明の実施の形態１による電力変換装置を示す
回路図である。図において、４、５は第一の直列接続点
（中点Ｎ）を介して直列に接続され、直流電圧源を形成
する直流コンデンサ、６、７は第二の直列接続点を介し
て直列に接続された自己消孤型のスイッチング素子で、
トランジスタ、ＩＧＢＴ等によって形成されると共に、
直流コンデンサ４、５に並列に接続されている。８、９
はスイッチング素子６、７にそれぞれ逆並列に接続され
ているダイオードであり、６〜９は第一の電力変換回路
であるインバータを構成している。１０はリアクトル、
１１はコンデンサで、リアクトル１０と共にＬＣフィル
タを構成する。１２は直流コンデンサ４、５の第一の直
列接続点を基準とし、スイッチング素子６、７の第二の
直列接続点から交流電力が供給される負荷である。１３
は直流コンデンサ４、５及びスイッチング素子６、７に
直流電力を供給する直流電源である。２１、２２は第四
の直列接続点を介して直列に接続された自己消孤型のス
イッチング素子で、トランジスタ、ＩＧＢＴ等によって
形成されると共に、直流コンデンサ４、５に並列に接続
されている。２３、２４はスイッチング素子２１、２２
にそれぞれ逆並列に接続されたダイオード、２５はスイ
ッチング素子２１、２２の第四の直列接続点と直流コン
デンサ４、５の中点であるＮ点の間に接続されたリアク
トルであり、２１〜２５はバランス回路を構成してい
る。

【００１９】スイッチング素子６、７とダイオード８、
９は、直流電力を交流電力に変換するインバータを構成
し、スイッチング素子６、７をオンすることにより、直
流コンデンサ４、５の第一の直列接続点（中点Ｎ）を基
準にして、スイッチング素子６、７の第二の直列接続点
であるＡ点に対し、矩形波状の交流電圧を発生し、リア
クトル１０、コンデンサ１１からなるＬＣフィルタによ
り、その高調波成分を除去して、負荷１２に正弦波電圧
を供給する。直流コンデンサ４、５は直列に接続され、
直流電源１３の電圧が印加されている。直流コンデンサ
４、５の第一の直列接続点を、直流電源１３の中点に維
持するためのバランス回路が、スイッチング素子２１、
２２とダイオード２３、２４及びリアクトル２５で構成
される回路である。

【００２０】図２は、この発明の実施の形態１による電
力変換装置の動作説明図である。図３は、この発明の実
施の形態１による電力変換装置の動作説明図である。図
２、３において、４〜１３、２１〜２５は図１における
ものと同一のものである。ＩＬは電流、Ｖ１、Ｖ２は電
圧である。図４は、この発明の実施の形態１による電力
変換装置の動作を説明する波形図である。図において、
ＩＬは電流、Ｖ１、Ｖ２は電圧である。

【００２１】次に、図２、３、４を用いて、バランス回
路が直流コンデンサ４、５の接続点を中点に維持する動
作を説明する。直流コンデンサ４の電圧Ｖ１が、直流コ
ンデンサ５の電圧Ｖ２より大の場合について考える。ス
イッチング素子２１がオンすると、リアクトル２５の電
流ＩＬが立ち上がり、直流コンデンサ４のエネルギーの
一部がリアクトル２５に蓄えられる（図２）。ここでス
イッチング素子２１をオフにすると、リアクトル２５の
電流ＩＬは、直流コンデンサ５、ダイオード２４を介し
て流れ、リアクトル２５に蓄えられたエネルギーは、直
流コンデンサ５に転送される（図３）。

【００２２】図４に示すように、スイッチング素子２１
がオンすると、電流ＩＬが立ち上がり、直流コンデンサ
４の電圧Ｖ１は下がる。スイッチング素子２１をオフに
すると、電流ＩＬは減少し、直流コンデンサ５の電圧Ｖ
２は上がる。このように、図１に示す回路では、直流コ
ンデンサ４からリアクトル２５を介して直流コンデンサ
５にエネルギーを転送することができる。同様にスイッ
チング素子２２をオン／オフ制御することにより、直流
コンデンサ５からリアクトル２５を介して直流コンデン
サ４にエネルギーを転送することもできる。

【００２３】以上のように、スイッチング素子２１、２
２のスイッチングにより直流コンデンサ間のエネルギー
転送を任意に制御することが可能なので、負荷に半波整
流回路等の正負非対称の負荷が接続された場合でも、直
流コンデンサの電圧をバランスさせることができる。

【００２４】実施の形態２．実施の形態１は、直流電源
とインバータのシステムに、バランス回路を追加してい
るが、実施の形態２では、無停電電源装置等に用いられ
るコンバータと直流電源とインバータから構成されるシ
ステムに、バランス回路を追加した場合について説明す
る。以下、この発明の実施の形態２を、図５及び図６に
基づいて説明する。

【００２５】図５は、この発明の実施の形態２による電
力変換装置を示すブロック図である。図において、４〜
１３、２１〜２５は図１におけるものと同一のものであ
る。２７は交流電源、２８、２９は第三の直列接続点を
介して直列に接続された自己消孤型のスイッチング素
子、３０、３１はスイッチング素子２８、２９にそれぞ
れ逆並列に接続されたダイオード、３２は交流電源２７
とスイッチング素子２８、２９の接続点との間に接続さ
れたリアクトルであり、２８〜３２は交流電源２７から
電力を得るための第二の電力変換回路であるコンバータ
回路を形成している。３３は交流電源２７の電圧を検出
する電圧検出器、３４は交流電源２７の停電を検出する
停電検出器、３５はコンバータ制御回路で、コンバータ
回路のスイッチング素子２８、２９を制御する。３６は
運転ロジックで、運転指令と停電検出器３４の出力が入
力され、コンバータ制御回路３５に起動／停止指令を与
える。３７はスイッチング素子２１、２２を制御するバ
ランス制御回路、３８は運転ロジックで、交流電源２７
の停電時にバランス回路が動作するようバランス制御回
路３７に起動／停止指令を与える。なお、３３〜３８は
制御回路を構成する。

【００２６】図６は、この発明の実施の形態２による電
力変換装置を説明する波形図である。実施の形態２が実
施の形態１と異なる点は、交流電源２７から電力を得る
ためのコンバータ回路（スイッチング素子２８、２９
と、ダイオード３０、３１及びリアクトル３２から構成
される）を追加している点である。このコンバータ回路
は、ハーフブリッジ型の一般に高力率コンバータと呼ば
れている回路であり、交流電源２７の電圧位相と同相の
正弦波状の入力電流により、直流回路に任意の電力を供
給できるものであるが、ここではその動作説明を省略す
る。

【００２７】次に、このように構成された電力変換装置
の動作について説明する。図５では、交流電源２７が正
常な場合は、コンバータ回路が直流電源１３を充電しつ
つ、インバータへ電力を供給している。電圧検出器３３
により、交流電源２７の電圧を検出し、停電検出器３４
により、交流電源２７の停電を検出する。コンバータ回
路は、システムが運転時に交流電源２７が正常である場
合のみ動作するよう、運転ロジック３６により、起動／
停止指令がコンバータ制御回路３５に与えられている。
交流電源停電時は、コンバータが停止して、インバータ
によって直流電源１３の直流電力を交流電力に変換し、
負荷１２に電力を供給し続ける。一方、直流コンデン
サ４、５の電圧をバランスさせる制御は、交流電源２７
の正常／停電に拘らず必要であるが、実施の形態２で
は、交流電源２７の正常時はコンバータによりバランス
制御を行い、交流電源２７の停電時は、バランス回路に
よりバランス制御を行っているのが特徴である。運転ロ
ジック３８により、バランス回路は、システムが運転時
かつコンバータが停止時に動作するよう、起動／停止指
令がバランス制御回路３７に与えられている。

【００２８】次に、コンバータにより直流コンデンサ
４、５のバランス制御を行う原理を、図６を用いて説明
する。交流電源２７の電圧をＶＲ、コンバータの入力電
流をＩＲとすると、通常ＩＲは正弦波状の電流に制御さ
れるが、例えば直流分ＩＤを持つＩＲを流すようコンバ
ータを動作させると、コンバータが交流電源２７から得
る電力は、図６のＰＲのようになり、ＶＲが正の半サイ
クルと負の半サイクルで電力が異なる。正の半サイクル
は直流コンデンサ４を充電、負の半サイクルは直流コン
デンサ５を充電することになり、コンバータの入力電流
ＩＲに直流分ＩＤを持たせることで、直流コンデンサ
４、５への充電電力を異なる値にすることができる。即
ち、コンバータにより、直流コンデンサ４、５のバラン
ス制御が可能となる。常時、バランス回路を動作させた
場合は、交流電源正常時に全てのスイッチング素子を動
作させることになるのに対し、実施の形態２では、交流
電源２７の正常時はコンバータによりバランス制御を行
い、交流電源２７の停電時のみバランス回路によりバラ
ンス制御を行っているので、交流電源正常時にバランス
回路を停止することができ、システムの効率を向上する
ことができる。

【００２９】以上のように、交流電源正常時、停電時と
もに直流コンデンサ間のエネルギー転送を任意に制御す
ることが可能なので、負荷１２に半波整流回路等の正負
非対称負荷が接続された場合でも、直流コンデンサの電
圧をバランスさせることができるのに加え、交流電源正
常時の効率を向上することができる。

【００３０】実施の形態３．実施の形態２は、コンバー
タと直流電源とインバータから構成されるシステムにバ
ランス回路を追加した場合であったが、実施の形態３で
は、コンバータとバランス回路を共用する構成について
説明する。以下、この発明の実施の形態３を、図７に基
づいて説明する。

【００３１】図７は、この発明の実施の形態３による電
力変換装置を示すブロック図である。図において、４〜
１３、２７〜３８は図５におけるものと同一のものであ
る。４０は交流電源２７とリアクトル３２の間に配置さ
れたスイッチ、４１はスイッチ４０とリアクトル３２の
接続点と、直流コンデンサ４、５の接続点の間に配置さ
れたスイッチ、４２、４３はコンバータ制御回路３５及
びバランス制御回路３７の出力を切り替えるスイッチ、
４４はスイッチ４０、４１、４２、４３を制御するスイ
ッチ駆動回路であり、運転ロジック３６、３８の出力が
入力されている。なお、３３〜３８、４２〜４４は主回
路を制御する制御回路を構成する。

【００３２】実施の形態３が、実施の形態２と異なる点
は、交流電源２７から電力を得るためのコンバータ回路
（スイッチング素子２８、２９とダイオード３０、３１
及びリアクトル３２）を、交流電源２７の停電時はスイ
ッチ４０、４１によりバランス回路として切り替えて使
用している点である。運転ロジック３６、３８は、実施
の形態２と同じく、コンバータ運転、バランス運転を示
すロジックであり、このロジック信号がスイッチ駆動回
路４４に入力される。コンバータ運転時はスイッチ４０
をオン、スイッチ４１をオフし、主回路ではリアクトル
３２、スイッチング素子２８、２９及びダイオード３
０、３１をコンバータ回路として接続させ、制御回路で
はスイッチ４２、スイッチ４３をａ側とし、コンバータ
制御回路３５により、スイッチング素子２８、２９が制
御される。

【００３３】コンバータ停止、バランス回路運転時は、
スイッチ４０をオフ、スイッチ４１をオンし、主回路で
はリアクトル３２、スイッチング素子２８、２９及びダ
イオード３０、３１をバランス回路として接続させ、制
御回路では、スイッチ４２、４３をｂ側とし、バランス
制御回路３７により、スイッチング素子２８、２９が制
御される。

【００３４】以上のように、交流電源正常時、停電時と
もに直流コンデンサ間のエネルギー転送を任意に制御す
ることが可能なので、負荷１２に半波整流回路等の正負
非対称負荷が接続された場合でも、直流コンデンサの電
圧をバランスさせることができるのに加え、主回路のコ
ンバータ回路をバランス回路と兼用することにより、低
コスト化が図れる。

【００３５】実施の形態４．実施の形態１は、直流電源
とインバータのシステムにバランス回路を追加している
が、実施の形態４ではそのバランス回路の制御方式につ
いて説明する。以下、この発明の実施の形態４を、図８
及び図９に基づいて説明する。

【００３６】図８は、この発明の実施の形態４による電
力変換装置を示すブロック図である。図において、４〜
１３、２１〜２５は図１におけるものと同一のものであ
る。４６は直流コンデンサ４の電圧Ｖ１と直流コンデン
サ５の電圧Ｖ２を検出する電圧検出回路、４７は電圧Ｖ
１と電圧Ｖ２が入力される加減算器、４８は加減算器４
７の出力を増幅する電圧制御回路である。４９は鋸歯状
波の搬送波を発生する搬送波発生回路、５０は搬送波発
生回路４９の発生する搬送波と電圧制御回路４８の出力
を比較する比較器、５１は反転回路、５２はスイッチン
グ素子２１、２２をオン／オフ制御するドライブ回路で
ある。図９は、この発明の実施の形態４による電力変換
装置を説明する波形図である。

【００３７】次いで、動作について説明する。電圧検出
回路４６は、直流コンデンサ４の電圧Ｖ１と直流コンデ
ンサ５の電圧Ｖ２を検出し、加減算器４７でアンバラン
ス電圧ΔＶ（＝Ｖ１−Ｖ２）を求め、これを電圧制御回
路４８にて増幅する。搬送波発生回路４９の発生する図
９に示すような搬送波と、電圧制御回路４８の出力信号
を比較器５０により比較して、図９に示す１、０の信号
を出力する。比較器５０の出力をドライブ回路５２に入
力し、図９に示すようにスイッチング素子２１、２２を
オン／オフ制御する。このように構成することにより、
アンバランス電圧のフィードバック制御系が構成され、
アンバランス電圧がゼロになるまで、スイッチング素子
２１、２２のオン時間が調整される。

【００３８】以上のように、アンバランス電圧を増幅し
て直接スイッチング素子２１、２２のスイッチングを制
御することにより、直流コンデンサ間のアンバランス電
圧をゼロにすることができる。

【００３９】実施の形態５．実施の形態４は、アンバラ
ンス電圧の増幅信号によりスイッチング素子２１、２２
のスイッチングを制御していたが、実施の形態５では、
リアクトル２５の電流制御マイナーループを、アンバラ
ンス電圧のフィードバック制御系に追加している。以
下、この発明の実施の形態５を、図１０に基づいて説明
する。

【００４０】図１０は、この発明の実施の形態５による
電力変換装置を示すブロック図である。図において、４
〜１３、２１〜２５、４６〜５２は図８におけるものと
同一のものである。５４はリアクトル２５に流れる電流
を検出する電流センサ、５５は電圧制御回路４８の出力
が入力されるリミッタ回路、５６は電流センサ５４の出
力とリミッタ回路５５の出力が入力される加減算器、５
７は加減算器５６の出力を増幅して、比較器５０に入力
する電流制御回路である。

【００４１】次に、動作について説明する。実施の形態
５では、電圧制御回路４８のアンバランス電圧ΔＶを増
幅した出力信号を、リアクトル２５の電流指令として用
いる。即ち、電圧制御回路４８はアンバランス電圧ΔＶ
をゼロにするために、リアクトル２５に流すべき電流指
令を出力する。リミッタ回路５５は、スイッチング素子
２１、２２とダイオード２３、２４及びリアクトル２５
の定格値内に電流指令を制限する。リミッタ回路５５で
制限された電流指令と、電流センサ５４が検出した電流
値との誤差を加減算器５６にて求め、これを電流制御回
路５７にて増幅し、比較器５０に入力する。比較器５０
からスイッチング素子２１、２２までの構成は、実施の
形態４と同様である。このように構成することにより、
アンバランスΔＶをゼロにするためにバランス回路が出
力すべき電流指令が求められ、電流制御マイナーループ
により、この電流指令にリアクトル２５の電流が追従す
るので、アンバランス電圧をゼロに制御することができ
る。

【００４２】以上のように構成することにより、直流コ
ンデンサ間のアンバランス電圧をゼロ制御することがで
きるのに加え、スイッチング素子２１、２２と、ダイオ
ード２３、２４及びリアクトル２５に流れる電流を定格
値内に制限することができる。

【００４３】実施の形態６．実施の形態６では、実施の
形態５の電流指令に、直流コンデンサ４、５からインバ
ータ回路へ流れる電流のアンバランス分のフィードフォ
ワードを追加している。以下、この発明の実施の形態６
を、図１１に基づいて説明する。

【００４４】図１１は、この発明の実施の形態６による
電力変換装置を示すブロック図である。図において、４
〜１３、２１〜２５、４６〜５７は図１０におけるもの
と同一のものである。５９は直流コンデンサ４からイン
バータ回路へ流れる電流を検出する電流センサ、６０は
直流コンデンサ５からインバータ回路へ流れる電流を検
出する電流センサ、６１は電流センサ５９及び電流セン
サ６０の検出電流の差を求める加減算器、６２は加減算
器６１の出力からインバータ回路のスイッチング成分を
除去するフィルタ、６３はフィルタ６２の出力が入力さ
れる増幅回路、６４は増幅回路６３の出力と電圧制御回
路４８の出力を加算し、リミッタ回路５５に出力する加
算器である。

【００４５】次に、動作について説明する。実施の形態
６では、直流コンデンサ４、５からインバータ回路へ流
れる電流を、電流センサ５９、６０で検出し、電流セン
サ５９及び電流センサ６０の検出電流の差を加減算器６
１で求め、フィルタ６２にてインバータ回路によるスイ
ッチング成分を除去する。フィルタ６２の出力信号は直
流コンデンサ４、５からインバータ回路へ流れるアンバ
ランス電流であり、定常的にはこの電流をバランス回路
が供給しなければ、アンバランス電圧をゼロにすること
ができない。従って、フィルタ６２の出力信号を、増幅
回路６３でリアクトル２５に流すべき電流値に換算し、
電圧制御回路４８の出力と加算器６４にて加算し、これ
をリミッタ回路５５にて制限し、電流指令としている。

【００４６】以上のように構成することにより、直流コ
ンデンサ間のアンバランス電圧をゼロに制御することが
できるのに加え、スイッチング素子２１、２２とダイオ
ード２３、２４及びリアクトル２５に流れる電流を定格
値内に制限し、直流コンデンサのアンバランス電流をフ
ィードフォワードしているので、アンバランス電圧を高
速に制御することができる。

【００４７】実施の形態７．実施の形態６では、直流コ
ンデンサのアンバランス電流を直接検出していたが、実
施の形態７では、インバータの出力側から求めている点
が異なっている。以下、この発明の実施の形態７を、図
１２に基づいて説明する。

【００４８】図１２は、この発明の実施の形態７による
電力変換装置を示すブロック図である。図において、４
〜１３、２１〜２５、４６〜６４は図１１におけるもの
と同一のものである。６６は負荷１２に流れる電流を検
出する電流センサ、６７は負荷１２の電圧を検出する電
圧検出回路である。６８、６９はリミッタ回路で、電圧
検出回路６７の出力が入力され、負荷電圧の正側瞬時
値、負側瞬時値をそれぞれ検出する。７０、７１はそれ
ぞれリミッタ回路６８、６９の出力と、電流センサ６６
によって検出された負荷電流検出値とを乗算する乗算
器、７２、７３はそれぞれ乗算器７０、７１の出力を平
均化するフィルタ、７４はフィルタ７２、７３の出力の
差を求める加減算器で、その出力をフィルタ６２に入力
する。

【００４９】次に、動作について説明する。実施の形態
７では、電圧検出回路６７により、負荷１２の電圧を検
出し、リミッタ回路６８、６９により負荷電圧の正側瞬
時値、負側瞬時値をそれぞれ検出する。負荷電圧は正弦
波状であるので、リミッタ６８は正の半サイクル波形、
リミッタ６９は負の半サイクル波形を出力する。また、
電流センサ６６によって検出された負荷電流検出値とリ
ミッタ回路６８、６９の出力を乗算器７０、７１にて乗
算することにより、負荷電圧の正側半サイクル期間での
電力瞬時値、負側半サイクル期間での電力瞬時値を求め
る。これをそれぞれフィルタ７２、７３にて平均化し、
この差を加減算器７４にて求める。加減算器７４の出力
は、負荷電力の正負アンバランス分であり、これは直流
コンデンサのアンバランス電流に相当した値である。こ
れを電流マイナーループへのフィードフォワード信号と
している。負荷側の電圧及び電流を検出するセンサは、
通常インバータの制御を行う上で必要となるため、直流
コンデンサのアンバランス電流に相当する値を、特に新
たにセンサを追加することなく検出することができる。

【００５０】以上のように構成することにより、直流コ
ンデンサ間のアンバランス電圧をゼロに制御することが
できるのに加え、スイッチング素子２１、２２とダイオ
ード２３、２４及びリアクトル２５に流れる電流を定格
値内に制限し、インバータ制御にて用いるセンサ信号を
流用して直流コンデンサのアンバランス電流をフィード
フォワードしているので、低コストにてアンバランス電
圧を高速に制御することができる。

【００５１】実施の形態８．実施の形態４では、電圧ア
ンバランスが無い場合でも、スイッチング素子２１とス
イッチング素子２２を必ずオン／オフすることになる
が、実施の形態８では電圧制御回路の出力極性により、
必要な素子のみオン／オフする構成としている。以下、
この発明の実施の形態８を、図１３、図１４に基づいて
説明する。

【００５２】図１３は、この発明の実施の形態８による
電力変換装置を示すブロック図である。図において、４
〜１３、２１〜２５、４６〜４９、５２は図８における
ものと同一のものである。５０ａ、５０ｂは比較器、７
６は搬送時発生回路４９の出力する搬送波Ｃ１を−１倍
してＣ２とする反転器、７７は電圧制御回路４８の出力
信号Ｒの極性を検出する極性判別回路、７８は極性判別
回路７７の出力によって制御されるスイッチである。図
１４は、この発明の実施の形態８による電力変換装置を
説明する波形図である。

【００５３】次に、動作について説明する。電圧制御回
路４８は、アンバランス電圧ΔＶを増幅した信号Ｒを出
力する。この信号Ｒは直流コンデンサ４の電圧Ｖ１を低
下させるときは正に、直流コンデンサ５の電圧Ｖ２を低
下させるときは負になるため、信号Ｒの極性を極性判別
回路７７にて検出し、Ｒが正の時はスイッチ７８をスイ
ッチング素子２１を駆動するように動作させ、Ｒが負の
時はスイッチ７８をスイッチング素子２２を駆動するよ
うに動作させる。スイッチ７８には、スイッチング素子
２１駆動用の比較器５０ａと、スイッチング素子２２駆
動用の比較器５０ｂが接続されている。比較器５０ａに
は、図１４に示す鋸歯状波Ｃ１が搬送波発生回路４９か
ら入力される。ここで、電圧制御回路４８の出力信号Ｒ
が正の時は、比較器５０ａの出力が図１４に示すように
１、０と変化する。この信号が１の時にスイッチング素
子２１をオン、０の時にオフに駆動する。また、比較器
５０ｂには、鋸歯状波Ｃ１を反転器７ｂにて−１倍した
図１４に示すＣ２が、搬送波として入力される。ここ
で、電圧制御回路４８の出力信号Ｒが負の時は、比較器
５０ｂの出力が、図１４に示すように１、０と変化す
る。この信号が１の時にスイッチング素子２２をオン、
０の時にオフに駆動する。

【００５４】実施の形態４では、スイッチング素子２１
とスイッチング素子２２が、鋸歯状波１サイクルの間に
必ずオン／オフしていたのに対し、実施の形態８では、
直流コンデンサ４の電圧Ｖ１を低下させるときは、スイ
ッチング素子２１のみがスイッチングを行い、スイッチ
ング素子２２はオフのままである。逆に、直流コンデン
サ５の電圧Ｖ２を低下させるときは、スイッチング素子
２２のみがスイッチングを行い、スイッチング素子２１
はオフのままである。

【００５５】以上のように構成することにより、直流コ
ンデンサ間のアンバランス電圧をゼロに制御することが
できるのに加え、スイッチング素子２１、２２のスイッ
チング回数を低減し、効率をよくすることができる。

【００５６】実施の形態９．実施の形態５では、電圧ア
ンバランスが無い場合でもスイッチング素子２１とスイ
ッチング素子２２を必ずオン／オフ制御していたが、実
施の形態９では電流指令値の極性により、必要なスイッ
チング素子のみオン／オフする構成としている。以下、
この発明の実施の形態９を、図１５に基づいて説明す
る。

【００５７】図１５は、この発明の実施の形態９による
電力変換装置を示すブロック図である。図において、４
〜１３、２１〜２５、４６〜４９、５２、５４〜５７は
図１０におけるものと、５０ａ、５０ｂ、７６〜７８は
図１３におけるものとそれぞれ同一のものである。極性
判別回路７７の入力は、リミッタ回路５５の出力から得
ている。

【００５８】次に、動作について説明する。実施の形態
９では、リミッタ回路５５は、アンバランス電圧ΔＶを
補正するために、リアクトル２５に流すべき電流値を出
力する。この電流指令値が正（図１５の電流センサ５４
に示した極性）の場合は、スイッチング素子２１のみオ
ン／オフ制御を行うことにより、電流を制御できる。逆
に電流指令値が負の場合は、スイッチング素子２２のみ
オン／オフ制御を行うことにより、電流を制御できる。
従って、電流指令値の極性を、極性判別回路７７にて検
出し、スイッチ７８を動作させている。比較器５０ａ、
５０ｂ、搬送波発生回路４９、反転器７６については、
実施の形態８と同様に動作する。

【００５９】以上のように構成することにより、直流コ
ンデンサ間のアンバランス電圧をゼロに制御することが
できるのに加え、スイッチング素子２１、２２と、ダイ
オード２３、２４及びリアクトル２５に流れる電流を定
格値内に制限することができ、さらに、スイッチング素
子２１、２２のスイッチング回数を低減し、効率を高く
することができる。

【００６０】実施の形態１０．実施の形態４では、電圧
アンバランスが無い場合でもスイッチング素子２１とス
イッチング素子２２を必ずオン／オフ制御していたが、
実施の形態１０では電圧アンバランスの極性により、必
要な素子のみ直接オン／オフ制御を行う構成としてい
る。以下、実施の形態１０を、図１６に基づいて説明す
る。

【００６１】図１６は、この発明の実施の形態１０によ
る電力変換装置を示すブロック図である。図において、
４〜１３、２１〜２５、４６、４７、５２は図８におけ
るものと同一のものである。８０はスイッチング素子２
１またはスイッチング素子２２を駆動させるためのオン
／オフのパターンを発生するパルス発生回路、８１は電
圧アンバランスΔＶである加減算器４７の出力が正の場
合は１を、負の場合は−１を出力する量子化器、８２は
量子化器８１の出力に応じて動作するスイッチで、量子
化器８１の出力が１のときは、スイッチング素子２１を
駆動するように、また、量子化器８１の出力が−１のと
きは、スイッチング素子２２を駆動するように切り替え
られる。

【００６２】次に、動作について説明する。実施の形態
１０では、量子化器８１にてアンバランス電圧ΔＶが正
の場合は１を、負の場合は−１を得る。パルス発生回路
８０はスイッチング素子２１またはスイッチング素子２
２を駆動させるためのオン／オフのパターンを発生して
おり、量子化器８１の出力に応じて、スイッチ８２が動
作し、パルス発生回路８０のパルスが電圧アンバランス
を無くする方向のスイッチング素子へ送られ、スイッチ
ング素子２１のみあるいはスイッチング素子２２のみが
スイッチングを行う。

【００６３】以上のように構成することにより、直流コ
ンデンサ間のアンバランス電圧をゼロに制御することが
できるのに加え、スイッチング素子２１、２２のスイッ
チング回数を低減し、効率をよくすることができるのに
加えて、制御回路をシンプルに構成できる。

【００６４】実施の形態１１．実施の形態１０では、電
圧アンバランスの極性により、スイッチング素子を必ず
スイッチングしていたが、実施の形態１１は、電圧アン
バランスに許容値を設定して、許容値の範囲内ならスイ
ッチング素子を共にオフするようにしている。図１７
は、この発明の実施の形態１１による電力変換装置を示
すブロック図である。図において、４〜１３、２１〜２
５、４６、４７、５２、８０は、図１６におけるものと
同一のものである。８３は電圧アンバランスΔＶである
加減算器４７の出力を受けて１、０、−１の３値を出力
する量子化器、８４は量子化器８３の出力に応じて動作
するスイッチで、量子化器８３の出力が１のときはスイ
ッチング素子２１を駆動するように、また量子化器８３
の出力が−１のときはスイッチング素子２２を駆動する
ように、切り替えられる。

【００６５】次に、動作について説明する。実施の形態
１０では、電圧アンバランスの極性により、スイッチン
グ素子２２１あるいはスイッチング素子２２のどちらか
を必ずスイッチングしていたが、電圧アンバランスの許
容値が設定できる場合は、量子化器８３の出力を１、
０、−１の３値とし、電圧アンバランスが許容値内の場
合は０を出力し、スイッチ８４にてスイッチング素子２
１、２２を共にオフとする。

【００６６】以上のように構成することにより、直流コ
ンデンサ間のアンバランス電圧をゼロに制御することが
できるのに加え、実施の形態１０よりもスイッチング素
子２１、２２のスイッチング回数をさらに低減し、効率
をよくすることができるのに加えて、制御回路をシンプ
ルに構成できる。

【００６７】実施の形態１２．実施の形態１１では、パ
ルス発生回路の発生するパターンは、１パターンのみで
あったが、実施の形態１２は、二つのパターンを発生さ
せ、使い分けるようにしている。図１８は、この発明の
実施の形態１２による電力変換装置を示すブロック図で
ある。図において、４〜１３、２１〜２５、４６、４
７、５２、８３、８４は図１７におけるものと同一のも
のである。８５は、スイッチング素子２１またはスイッ
チング素子２２を駆動するためのオン／オフのパターン
を発生する、パルス数の多いパルス発生回路、８６はス
イッチング素子２１またはスイッチング素子２２を駆動
するためのオン／オフのパターンを発生する、パルス数
の少ないパルス発生回路である。８７は、加減算器４７
の出力を入力し、電圧アンバランスが設定値を超えたこ
とを判定する判定器、８８は判定器８７の出力により、
パルス発生回路８５またはパルス発生回路８６の出力を
切り替えるスイッチである。

【００６８】次に、動作について説明する。実施の形態
１１では、パルス発生回路が１パターンしかないが、実
施の形態１２では、電圧アンバランスが大きくなり設定
値を超えたことを判定器８７にて判定し、電圧アンバラ
ンス大の時は、パルス数の多いパルス発生回路８５の出
力をスイッチ８８で選択し、電圧アンバランス小の時
は、パルス数の少ないパルス発生回路８６の出力をスイ
ッチ８８にて選択する。

【００６９】以上のように構成することにより、直流コ
ンデンサ間のアンバランス電圧をゼロに制御することが
できるのに加え、スイッチング素子２１、２２のスイッ
チング回数をさらに低減し、効率をよくすることができ
るのに加えて、実施の形態１１よりも高速に応答させる
ことができる。

【００７０】実施の形態１３．実施の形態１３は、電圧
アンバランス制御の故障を検出できるように構成したも
のである。図１９は、この発明の実施の形態１３による
電力変換装置を示すブロック図である。図において、４
〜１３、２１〜２５、４６〜５２は図８におけるものと
同一のものである。８９は加減算器４７の出力である電
圧アンバランスΔＶが故障検出レベルを逸脱しているか
否かを判定する判定器、９０は遅延回路である。

【００７１】実施の形態１３は、電圧アンバランス制御
の故障を検出するもので、加減算器４７の出力である電
圧アンバランスΔＶを、判定器８９にて故障検出レベル
を逸脱しているか判定し、制御応答以上の遅延を有する
遅延回路９０を介して検出することができる。すなわ
ち、判定器８９による故障の判定が、遅延回路９０によ
って設定された時限以上に及ぶとき故障と判定する。

【００７２】なお、以上の実施の形態１〜実施の形態１
３の説明では、インバータ回路またはコンバータ回路を
単相にて説明しているが、ハーフブリッジ回路をそれぞ
れ三相分用いた三相出力型または三相入力型にも、直流
コンデンサの電圧バランス制御を応用することができ
る。

【００７３】

【発明の効果】この発明は、以上説明したように構成さ
れているので、以下に示すような効果を奏する。第一の
直列接続点を介して直列に接続された二つの直流電圧源
と、この二つの直流電圧源に並列に接続されると共に第
二の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッ
チング素子によって構成され、二つの直流電圧源の供給
する直流電圧を交流電圧に変換して、第一の直列接続点
と第二の直列接続点との間に接続された負荷に供給する
第一の電力変換回路と、第一の直列接続点が直流電圧の
中点を形成するように、二つの直流電圧源の電圧をバラ
ンスさせるバランス回路を備えたので、正負非対称な負
荷が接続された場合でも、直流電圧の中点を形成するこ
とができる。

【００７４】また、第一の直列接続点を介して直列に接
続された二つの直流電圧源と、この二つの直流電圧源に
並列に接続されると共に第二の直列接続点を介して直列
に接続された二つのスイッチング素子によって構成さ
れ、二つの直流電圧源の供給する直流電圧を交流電圧に
変換して、第一の直列接続点と第二の直列接続点との間
に接続された負荷に供給する第一の電力変換回路と、交
流電源の供給する交流電圧を直流電圧に変換して二つの
直流電圧源に出力する第二の電力変換回路と、第一の直
列接続点が二つの直流電圧源の供給する直流電圧の中点
を形成するように、二つの直流電圧源の電圧をバランス
させるバランス回路を備え、第二の電力変換回路は、第
一の直列接続点が二つの直流電圧源の供給する直流電圧
の中点を形成するように二つの直流電圧源に直流電力を
出力すると共に、第二の電力変換回路とバランス回路
は、いずれか一方が動作するように構成されているの
で、正負非対称な負荷が接続された場合でも、正常時に
は第二の電力変換回路により、第二の電力変換回路が停
止時にはバランス回路により、直流電圧の中点を形成す
ることができる。

【００７５】また、第二の電力変換回路は、入力される
交流電圧の正の半サイクルと負の半サイクルとの出力電
力を制御して、二つの直流電圧源の供給する直流電圧の
中点を形成するので、正負非対称な負荷が接続された場
合でも、第二の電力変換回路により、直流電圧の中点を
形成することができる。さらに、第二の電力変換回路
は、二つの直流電圧源と並列に接続されると共に第三の
直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチン
グ素子と、第三の直列接続点と交流電源との間に接続さ
れたリアクトルによって構成されているので、入力され
る交流電圧の正の半サイクルと負の半サイクルとの出力
電力を制御することができる。

【００７６】また、バランス回路と第二の電力変換回路
は共用されるように構成され、切換えられて使用される
ので、低コスト化が図れる。また、バランス回路は、二
つの直流電圧源と並列に接続されると共に第四の直列接
続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子
と、第四の直列接続点と第一の直列接続点との間に接続
されたリアクトルによって構成されているので、二つの
直流電圧源の電圧をバランスさせることができる。

【００７７】さらにまた、バランス回路は、二つの直流
電圧源の電圧の差に基づき、バランス回路を構成するス
イッチング素子が制御されるので、二つの直流電圧源の
電圧をバランスさせることができる。また、バランス回
路は、二つの直流電圧源の電圧の差に基づき形成される
リアクトルに流れる電流を制御する電流指令により、バ
ランス回路を構成するスイッチング素子が制御されるの
で、二つの直流電圧源の電圧をバランスさせると共にリ
アクトルに流れる電流を制御することができる。

【００７８】また、バランス回路は、二つの直流電圧源
の電圧の差と、二つの直流電圧源から第一の電力変換回
路に流れる電流の差に基づき形成されるリアクトルに流
れる電流を制御する電流指令により、バランス回路を構
成するスイッチング素子が制御されるので、二つの直流
電圧源の電圧を高速にバランスさせると共にリアクトル
に流れる電流を制御することができる。加えて、バラン
ス回路は、二つの直流電圧源の電圧の差と、負荷電力の
正負サイクルの差に基づき形成されるリアクトルに流れ
る電流を制御する電流指令により、バランス回路を構成
するスイッチング素子が制御されるので、二つの直流電
圧源の電圧を高速にバランスさせると共にリアクトルに
流れる電流を制御することができる。

【００７９】また、バランス回路は、二つの直流電圧源
の電圧の差の極性に応じて、バランス回路を構成するス
イッチング素子の一方のみが制御されるので、スイッチ
ング素子のスイッチング回数を低減することができる。
また、バランス回路の制御に用いられる二つの直流電圧
源の電圧の差の極性は、量子化器により２値化され、制
御されるスイッチング素子の選択に用いられるので、制
御のための回路をシンプルに構成することができる。

【００８０】さらに、バランス回路は、二つの直流電圧
源の電圧の差に基づき、電圧の差が予め設定された許容
値内にあるときを除き、許容値外にある電圧の差の極性
に応じて、バランス回路を構成するスイッチング素子の
一方のみが制御されるので、制御のための回路をシンプ
ルに構成できると共に、スイッチング素子のスイッチン
グ回数を低減することができる。また、バランス回路
は、バランス回路は、二つの直流電圧源の電圧の差が予
め設定された設定値を超えたとき、それぞれバランス回
路を構成するスイッチング素子をオンオフさせるパルス
数の大小の二つのパターンから選択されるパルス数の大
のパターンにより制御されるので、より高速に二つの直
流電圧源の電圧をバランスさせることができる。

【００８１】また、バランス回路は、電流指令の極性に
応じて、バランス回路を構成するスイッチング素子の一
方のみが制御されるので、スイッチング素子のスイッチ
ング回数を低減することができる。さらにまた、バラン
ス回路は、制御回路によって制御され、バランス回路及
び制御回路は、二つの直流電圧源の電圧の差が故障レベ
ルを所定時間超えたとき、故障と判定されるので、バラ
ンス回路及び制御回路の故障を検出することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施の形態１による電力変換装置
を示す回路図である。

【図２】この発明の実施の形態１による電力変換装置
の動作説明図である。

【図３】この発明の実施の形態１による電力変換装置
の動作説明図である。

【図４】この発明の実施の形態１による電力変換装置
の動作を説明する波形図である。

【図５】この発明の実施の形態２による電力変換装置
を示すブロック図である。

【図６】この発明の実施の形態２による電力変換装置
を説明する波形図である。

【図７】この発明の実施の形態３による電力変換装置
を示すブロック図である。

【図８】この発明の実施の形態４による電力変換装置
を示すブロック図である。

【図９】この発明の実施の形態４による電力変換装置
を説明する波形図である。

【図１０】この発明の実施の形態５による電力変換装
置を示すブロック図である。

【図１１】この発明の実施の形態６による電力変換装
置を示すブロック図である。

【図１２】この発明の実施の形態７による電力変換装
置を示すブロック図である。

【図１３】この発明の実施の形態８による電力変換装
置を示すブロック図である。

【図１４】この発明の実施の形態８による電力変換装
置を説明する波形図である。

【図１５】この発明の実施の形態９による電力変換装
置を示すブロック図である。

【図１６】この発明の実施の形態１０による電力変換
装置を示すブロック図である。

【図１７】この発明の実施の形態１１による電力変換
装置を示すブロック図である。

【図１８】この発明の実施の形態１２による電力変換
装置を示すブロック図である。

【図１９】この発明の実施の形態１３による電力変換
装置を示すブロック図である。

【図２０】従来の電力変換装置を示す回路図である。

【図２１】従来の電力変換装置を示す回路図である。

【図２２】従来の電力変換装置の負荷回路図である。

【図２３】従来の電力変換装置の負荷波形図である。

【符号の説明】

４，５直流コンデンサ、６，７，２１，２２，２８，
２９スイッチング素子、８，９，２３，２４，３０，
３１ダイオード、１０，２５，３２リアクトル、１
１コンデンサ、１２負荷、１３直流電源、２７
交流電源、３３電圧検出器、３４停電検出器、３５
コンバータ制御回路、３６，３８運転ロジック、３
７バランス制御回路、４０，４１，４２，４３，７
８，８２，８４，８８スイッチ、４４スイッチ駆動
回路、４６，６７電圧検出回路、４８電圧制御回
路、４９搬送波発生回路、５０比較器、５１反転
回路、５２ドライブ回路、５４，５９，６０，６６
電流センサ、５５，６８，６９リミッタ回路、４７，
５６，６１，７４加減算器、５７電流制御回路、６
２，７２，７３フィルタ、６３増幅回路、６４加
算器、７０，７１乗算器、７６反転器、７７極性
判別回路、８１，８３量子化器、８０，８５，８６
パルス発生回路、８７，８９判定器、９０遅延回
路。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】第一の直列接続点を介して直列に接続さ
れた二つの直流電圧源、この二つの直流電圧源に並列に
接続されると共に第二の直列接続点を介して直列に接続
された二つのスイッチング素子によって構成され、上記
二つの直流電圧源の供給する直流電圧を交流電圧に変換
して、第一の直列接続点と第二の直列接続点との間に接
続された負荷に供給する第一の電力変換回路、上記第一
の直列接続点が上記直流電圧の中点を形成するように、
上記二つの直流電圧源の電圧をバランスさせるバランス
回路を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】第一の直列接続点を介して直列に接続さ
れた二つの直流電圧源、この二つの直流電圧源に並列に
接続されると共に第二の直列接続点を介して直列に接続
された二つのスイッチング素子によって構成され、上記
二つの直流電圧源の供給する直流電圧を交流電圧に変換
して、第一の直列接続点と第二の直列接続点との間に接
続された負荷に供給する第一の電力変換回路、交流電源
の供給する交流電圧を直流電圧に変換して上記二つの直
流電圧源に出力する第二の電力変換回路、上記第一の直
列接続点が上記二つの直流電圧源の供給する直流電圧の
中点を形成するように、二つの直流電圧源の電圧をバラ
ンスさせるバランス回路を備え、上記第二の電力変換回
路は、上記第一の直列接続点が上記二つの直流電圧源の
供給する直流電圧の中点を形成するように上記二つの直
流電圧源に直流電力を出力すると共に、上記第二の電力
変換回路とバランス回路は、いずれか一方が動作するよ
うに構成されていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】第二の電力変換回路は、入力される交流
電圧の正の半サイクルと負の半サイクルとの出力電力を
制御して、二つの直流電圧源の供給する直流電圧の中点
を形成することを特徴とする請求項２記載の電力変換装
置。
【請求項４】第二の電力変換回路は、二つの直流電圧
源と並列に接続されると共に第三の直列接続点を介して
直列に接続された二つのスイッチング素子と、上記第三
の直列接続点と交流電源との間に接続されたリアクトル
によって構成されていることを特徴とする請求項２また
は請求項３記載の電力変換装置。
【請求項５】バランス回路と第二の電力変換回路は共
用されるように構成され、切換えられて使用されること
を特徴とする請求項２〜請求項４のいずれか一項記載の
電力変換装置。
【請求項６】バランス回路は、二つの直流電圧源と並
列に接続されると共に第四の直列接続点を介して直列に
接続された二つのスイッチング素子と、上記第四の直列
接続点と第一の直列接続点との間に接続されたリアクト
ルによって構成されていることを特徴とする請求項１〜
請求項５のいずれか一項記載の電力変換装置。
【請求項７】バランス回路は、二つの直流電圧源の電
圧の差に基づき、バランス回路を構成するスイッチング
素子が制御されることを特徴とする請求項６記載の電力
変換装置。
【請求項８】バランス回路は、二つの直流電圧源の電
圧の差に基づき形成されるリアクトルに流れる電流を制
御する電流指令により、バランス回路を構成するスイッ
チング素子が制御されることを特徴とする請求項６記載
の電力変換装置。
【請求項９】バランス回路は、二つの直流電圧源の電
圧の差と、二つの直流電圧源から第一の電力変換回路に
流れる電流の差に基づき形成されるリアクトルに流れる
電流を制御する電流指令により、バランス回路を構成す
るスイッチング素子が制御されることを特徴とする請求
項６記載の電力変換装置。
【請求項１０】バランス回路は、二つの直流電圧源の
電圧の差と、負荷電力の正負サイクルの差に基づき形成
されるリアクトルに流れる電流を制御する電流指令によ
り、バランス回路を構成するスイッチング素子が制御さ
れることを特徴とする請求項６記載の電力変換装置。
【請求項１１】バランス回路は、二つの直流電圧源の
電圧の差の極性に応じて、バランス回路を構成するスイ
ッチング素子の一方のみが制御されることを特徴とする
請求項７記載の電力変換装置。
【請求項１２】バランス回路の制御に用いられる二つ
の直流電圧源の電圧の差の極性は、量子化器により２値
化され、制御されるスイッチング素子の選択に用いられ
ることを特徴とする請求項１１記載の電力変換装置。
【請求項１３】バランス回路は、二つの直流電圧源の
電圧の差に基づき、上記電圧の差が予め設定された許容
値内にあるときを除き、上記許容値外にある上記電圧の
差の極性に応じて、バランス回路を構成するスイッチン
グ素子の一方のみが制御されることを特徴とする請求項
７記載の電力変換装置。
【請求項１４】バランス回路は、二つの直流電圧源の
電圧の差が予め設定された設定値を超えたとき、それぞ
れバランス回路を構成するスイッチング素子をオンオフ
させるパルス数の大小の二つのパターンから選択される
パルス数の大のパターンにより制御されることを特徴と
する請求項７または請求項１１〜請求項１３のいずれか
一項記載の電力変換装置。
【請求項１５】バランス回路は、電流指令の極性に応
じて、バランス回路を構成するスイッチング素子の一方
のみが制御されることを特徴とする請求項８〜請求項１
０のいずれか一項記載の電力変換装置。
【請求項１６】バランス回路は、制御回路によって制
御され、上記バランス回路及び制御回路は、二つの直流
電圧源の電圧の差が故障レベルを所定時間超えたとき、
故障と判定されることを特徴とする請求項７〜請求項１
５のいずれか一項記載の電力変換装置。