JP2001196872A - 利得制御回路およびこれを用いた無線通信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 外部制御電圧に対して全体的にリニアに変化
する内部制御電圧によって利得を制御した場合、内部制
御電圧に対する利得制御特性は最大利得と最小利得に近
づくにつれ、直線性が悪くなる。 【解決手段】 制御電圧印加回路１３において、基準電
圧Ｖｋ１から基準電圧Ｖｋ２までの電圧範囲では外部制
御電圧ＶＣに対してリニアに変化する内部制御電圧Ｖｃ
を生成し、基準電圧Ｖｋ１を下回る電圧領域および基準
電圧Ｖｋ２を超える電圧領域ではＶｋ１〜Ｖｋ２の電圧
範囲よりも変化の割合が大きい内部制御電圧Ｖｃを生成
する。そして、この生成した内部制御電圧Ｖｃを利得可
変回路１１にその利得制御電圧として印加し、従来例に
係る利得制御特性においてその直線性が失われる領域の
非直線性を補償するようにする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、利得制御回路およ
びこれを用いた無線通信装置に関し、特に移動体通信シ
ステムにおける出力電力制御に用いて好適な利得制御回
路およびこれを用いた無線通信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】移動体通信システム、例えば移動電話シ
ステムにおいて、基地局の回線容量を増やすためには、
各移動局の出力は基地局の位置において同一電界強度と
なるように制御されることが望ましい。特に、ＣＤＭＡ
(Code Division Multiple Access：符号分割多重システ
ム）と呼ばれるスペクトラム拡散方式を用い、同一周波
数帯に複数の局を割り当てて拡散符号によって信号を復
元する方式においては、このような移動局の出力電力制
御は必須の要件となる。

【０００３】この移動局の出力電力制御には２つの方式
がある。その１つは、基地局からの信号強度に基づいて
出力すべき電力を決定する方式である。これは、基地局
から移動局までの信号伝搬とその逆が強い相関があると
の仮定によるものである。この方式を開ループ制御と称
している。他の一つは、基地局での実際の信号強度の情
報を移動局へ伝えることによって行う方式である。この
方式を閉ループ制御と称している。

【０００４】出力電力制御を行うためには、利得制御回
路が必要とされる。この利得制御回路の性能としては、
第１に広いゲイン制御範囲であること、第２に広いダイ
ナミックレンジであること、第３に良好な制御直線性、
絶対ゲイン精度、温度特性であること、第４に広帯域で
あること、の４つが要求される。

【０００５】利得制御範囲としては、例えば、受信側９
０ｄＢ程度、送信側８０ｄＢ程度である。ダイナミック
レンジに関しては、特に受信側においては、希望波が微
弱な状態で強い妨害波が入る条件を考慮する必要があ
り、大入力に対する耐性と低雑音特性とが同時に要求さ
れる。

【０００６】制御直線性、絶対ゲイン精度、温度特性に
ついては、前述した開ループ制御を精度良く行うため
に、受信側利得制御回路と送信側利得制御回路の特性が
整合する必要がある。帯域については、システムにより
異なるが、このような操作はＩＦ（中間周波）段で行う
ことが最も容易である。そのための典型的な周波数は、
１００ＭＨｚ前後であることが多い。

【０００７】図６は、利得制御回路を構成する利得可変
回路の従来例を示す回路図である。この従来例に係る利
得可変回路は、差動増幅回路１０１、バイアス回路１０
２、２つの電流分割回路１０３，１０４および２つの抵
抗回路網１０５，１０６を有する構成となっている。

【０００８】差動増幅回路１０１は、各エミッタがエミ
ッタ抵抗Ｒ１０１，Ｒ１０２を介して互いに接続されか
つ接地されたｎｐｎ型の差動対トランジスタＱ１０１，
Ｑ１０２によって構成され、差動対トランジスタＱ１０
１，Ｑ１０２の各ベース間に入力電圧Ｖｉが入力され
る。

【０００９】バイアス回路１０２は、差動対トランジス
タＱ１０１，Ｑ１０２の各ベースに各一端が接続された
バイアス抵抗Ｒ１０３，Ｒ１０４と、これら抵抗Ｒ１０
３，Ｒ１０４の各他端とグランドとの間に接続され、バ
イアス抵抗Ｒ１０３，Ｒ１０４を通して固定のバイアス
電圧Ｖｂｉａｓを与えるバイアス電源１０７とから構成
されている。

【００１０】一方の電流分割回路１０３は、各エミッタ
がトランジスタＱ１０１のコレクタに共通に接続された
ｎｐｎ型の差動対トランジスタＱ１０３，Ｑ１０４によ
って構成されている。他方の電流分割回路１０４は、各
エミッタがトランジスタＱ１０２のコレクタに共通に接
続されたｎｐｎ型の差動対トランジスタＱ１０５，Ｑ１
０６によって構成されている。

【００１１】これら電流分割回路１０３，１０４におい
て、トランジスタＱ１０３，Ｑ１０５の各ベースが共通
に接続され、トランジスタＱ１０４，Ｑ１０６の各ベー
スが共通に接続され、これらベース共通接続点間に制御
電圧Ｖｃが印加される。そして、トランジスタＱ１０
３，Ｑ１０５の各コレクタ間から出力電圧Ｖｏが導出さ
れるようになっている。

【００１２】一方の抵抗回路網１０５は、差動対トラン
ジスタＱ１０３，Ｑ１０４の各コレクタと電源ＶＣＣと
の間に接続された抵抗Ｒ１０５，Ｒ１０６および差動対
トランジスタＱ１０３，Ｑ１０４の各コレクタ間に接続
された抵抗Ｒ１０７によって構成されている。他方の抵
抗回路網１０６は、差動対トランジスタＱ１０５，Ｑ１
０６の各コレクタと電源ＶＣＣとの間に接続された抵抗
Ｒ１０８，Ｒ１０９および差動対トランジスタＱ１０
５，Ｑ１０６の各コレクタ間に接続された抵抗Ｒ２１０
によって構成されている。

【００１３】ここで、上記構成の利得可変回路の利得Ｇ
について考える。先ず、差動対トランジスタＱ１０３，
Ｑ１０４の各ベース間と差動対トランジスタＱ１０５，
Ｑ１０６の各ベース間には、制御電圧印加回路１０８か
ら制御電圧Ｖｃが印加されるようになっている。この制
御電圧印加回路１０８は、外部制御電圧発生源１０９か
ら与えられる外部制御電圧ＶＣに対してリニアに変化す
る内部制御電圧Ｖｃを発生するようになっている。

【００１４】そして、外部制御電圧発生源１０９での電
圧制御に基づいて制御電圧印加回路１０８から印加され
る内部制御電圧Ｖｃによって差動対トランジスタＱ１０
３，Ｑ１０４と差動対トランジスタＱ１０５，Ｑ１０６
の各ベース間電位差ΔＶｂｅを変え、電流分割回路１０
３，１０４での電流配分を変えることにより、利得Ｇが
変化する。

【００１５】その利得Ｇは、次式のように表される。 Ｇ＝Ｇｍａｘ／｛１＋ｅｘｐ（−ｑＶｃ／ｋｔ）｝＋Ｇ
ｍｉｍ／｛１＋ｅｘｐ（ｑＶｃ／ｋｔ）｝ ここで、ＧｍａｘとＧｍｉｎは利得可変回路の最大利得
と最小利得、ｑは電子の電荷、ｋはボルツマン定数、ｔ
は絶対温度である。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】上述したように、従来
の利得可変回路では、外部制御電圧ＶＣに対して全体的
にリニアに変化する内部制御電圧Ｖｃによって利得Ｇを
制御するようになっており、図７に示すように、外部制
御電圧ＶＣに対する利得制御特性は最大利得Ｇｍａｘと
最小利得Ｇｍｉｎに近づくにつれ、それぞれ最大利得Ｇ
ｍａｘと最小利得Ｇｍｉｎに漸近して丸まり、直線性が
悪くなるという課題があった。

【００１７】この種の利得可変回路は、バッファを介し
て複数段縦続接続されることによって利得制御回路を構
成し、例えば、ＣＤＭＡ方式携帯電話装置のＲＦフロン
トエンド部において、送信系のＩＦ（中間周波）信号を
増幅するＡＧＣ（自動利得制御）アンプとして用いられ
る。

【００１８】このような用途では、広い利得可変範囲が
要求されるため上記構成の利得可変回路が多段接続され
るのであるが、その利得制御特性の直線性が悪いと、縦
続接続される利得可変回路の段数を増やさざるを得な
く、その結果、ＡＧＣアンプの回路規模が大きくなると
ともに、消費電流も増大することになる。

【００１９】本発明は、上記課題に鑑みてなされたもの
であり、その目的とするところは、外部制御電圧に対す
る利得制御特性の直線性に優れた利得制御回路およびこ
れを用いた無線通信装置を提供することにある。

【００２０】

【課題を解決するための手段】本発明による利得制御回
路は、利得可変範囲が一定範囲に制限された利得可変回
路と、外部制御電圧に対する利得可変回路の利得制御特
性の直線性が失われる領域において、その非直線性を補
償する内部制御電圧を外部制御電圧に応じて生成し、こ
の生成した内部制御電圧を利得可変回路にその利得制御
電圧として印加する制御電圧印加回路とを備えた構成と
なっている。そして、この利得制御回路は、携帯電話装
置等の無線通信装置において、送信系のＩＦ信号を増幅
してミキサに供給する増幅手段として用いられる。

【００２１】上記構成の利得制御回路およびこれを用い
た無線通信装置において、制御電圧印加回路で外部制御
電圧に応じて生成された内部制御電圧が、利得可変回路
に対してその利得制御電圧として印加されると、利得可
変回路の利得制御特性の直線性が失われる領域において
その非直線性の補償が行われる。その結果、利得制御回
路の利得制御特性において、従来直線性が失われていた
領域まで直線性が延びるため、直線として利用できる直
線領域の範囲が拡大する。

【００２２】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して詳細に説明する。図１は、本発明の第
１実施形態に係る利得制御回路の要部の構成を示す回路
図である。

【００２３】図１から明らかなように、本実施形態に係
る利得制御回路は、利得可変範囲が一定範囲に制限され
た利得可変回路１１と、外部制御電圧発生源１２から外
部制御電圧ＶＣが与えられ、この外部制御電圧ＶＣを内
部制御電圧Ｖｃに変換し、利得可変回路１１にその利得
制御電圧として印加する制御電圧印加回路１３とを有す
る構成となっている。

【００２４】利得可変回路１１としては、図６に示した
従来例に係る利得可変回路と同様の回路構成のものが用
いられる。すなわち、利得可変回路１１は、図２に示す
ように、差動増幅回路２１、バイアス回路２２、２つの
電流分割回路２３，２４および２つの抵抗回路網２５，
２６を有する構成となっている。

【００２５】差動増幅回路２１は、各エミッタがエミッ
タ抵抗Ｒ２１，Ｒ２２を介して基準電位点であるグラン
ドに接続されたｎｐｎ型の差動対トランジスタＱ２１，
Ｑ２２によって構成され、差動対トランジスタＱ２１，
Ｑ２２の各ベース間に入力電圧Ｖｉが入力される。

【００２６】バイアス回路２２は、差動対トランジスタ
Ｑ２１，Ｑ２２の各ベースに各一端が接続されたバイア
ス抵抗Ｒ２３，Ｒ２４と、これら抵抗Ｒ２３，Ｒ２４の
各他端とグランドとの間に接続され、バイアス抵抗Ｒ２
３，Ｒ２４を通して差動対トランジスタＱ２１，Ｑ２２
の各ベースにバイアス電圧Ｖｂｉａｓを与えるバイアス
電源２７とから構成されている。

【００２７】一方の電流分割回路２３は、各エミッタが
トランジスタＱ２１のコレクタに共通に接続されたｎｐ
ｎ型の差動対トランジスタＱ２３，Ｑ２４によって構成
されている。他方の電流分割回路２４は、各エミッタが
トランジスタＱ２２のコレクタに共通に接続されたｎｐ
ｎ型の差動対トランジスタＱ２５，Ｑ２６によって構成
されている。

【００２８】これら電流分割回路２３，２４において、
トランジスタＱ２３，Ｑ２５の各ベースが共通に接続さ
れ、トランジスタＱ２４，Ｑ２６の各ベースが共通に接
続され、これらベース共通接続点間に制御電圧Ｖｃが印
加される。そして、トランジスタＱ２３，Ｑ２５の各コ
レクタ間から出力電圧Ｖｏが導出されるようになってい
る。

【００２９】一方の抵抗回路網２５は、差動対トランジ
スタＱ２３，Ｑ２４の各コレクタと電源ＶＣＣとの間に
接続された抵抗Ｒ２５，Ｒ２６および差動対トランジス
タＱ２３，Ｑ２４の各コレクタ間に接続された抵抗Ｒ２
７によって構成されている。他方の抵抗回路網２６は、
差動対トランジスタＱ２５，Ｑ２６の各コレクタと電源
ＶＣＣとの間に接続された抵抗Ｒ２８，Ｒ２９および差
動対トランジスタＱ２５，Ｑ２６の各コレクタ間に接続
された抵抗Ｒ３０によって構成されている。

【００３０】上記構成の利得可変回路１１において、差
動対トランジスタＱ２３，Ｑ２４の各ベース間と差動対
トランジスタＱ２５，Ｑ２６の各ベース間に、外部制御
電圧発生源１２での電圧制御に基づいて制御電圧印加回
路１３で生成される内部制御電圧Ｖｃが印加される。そ
して、この内部制御電圧Ｖｃに応じて電流分割回路２
３，２４での電流配分が変わることによって利得が変化
することになる。

【００３１】一方、制御電圧印加回路１３は、外部制御
電圧ＶＣに対する利得可変回路１１の利得制御特性の直
線性が失われる領域において、その非直線性を補償する
内部制御電圧Ｖｃを外部制御電圧ＶＣに応じて生成す
る。具体的には、図３（Ｂ）に点線で示す従来例に係る
利得制御特性の直線領域の上限を超える領域および下限
を下回る領域において、図３（Ａ）に示すように、外部
制御電圧ＶＣに対する変化の割合が直線領域のそれより
も大きい内部制御電圧Ｖｃを生成する構成となってい
る。

【００３２】以下に、制御電圧印加回路１３の具体的な
構成例について、図１を用いて説明する。図１におい
て、外部制御電圧発生源１２から与えられる外部制御電
圧ＶＣは、バッファ１４を介して第１，第２の差動回路
１５，１６に供給され、さらにバッファ１７を介して電
流-電圧変換回路１８に供給される。

【００３３】第１の差動回路１５は、エミッタが共通に
接続されたｐｎｐ型の差動対トランジスタＱ１１，Ｑ１
２と、そのエミッタ共通接続点と電源ＶＣＣとの間に接
続された電流源Ｉ１１とを有する構成となっている。そ
して、図３（Ｂ）に点線で示す利得制御特性（従来例）
の直線領域の下限に対応して設定された基準電圧Ｖｋ１
をトランジスタＱ１１のベース入力とし、バッファ１４
を経た外部制御電圧ＶＣをトランジスタＱ１２のベース
入力としている。

【００３４】この第１の差動回路１５において、トラン
ジスタＱ１１のコレクタは直接グランド（ＧＮＤ）に接
続され、トランジスタＱ１２のコレクタはダイオード接
続（ベースとコレクタが共通に接続）のｎｐｎ型トラン
ジスタＱ１３および抵抗Ｒ１１を介してグランドに接続
されている。トランジスタＱ１３は、エミッタが抵抗Ｒ
１２を介してグランドに接続されたｎｐｎ型トランジス
タＱ１４と、ベースが共通に接続されてカレントミラー
回路を構成している。

【００３５】第２の差動回路１６は、エミッタが共通に
接続されたｎｐｎ型の差動対トランジスタＱ１５，Ｑ１
６と、そのエミッタ共通接続点とグランドとの間に接続
された電流源Ｉ１２とを有する構成となっている。そし
て、図３（Ｂ）に点線で示す利得制御特性（従来例）の
直線領域の上限に対応して設定された基準電圧Ｖｋ２を
トランジスタＱ１５のベース入力とし、バッファ１４を
経た外部制御電圧ＶＣをトランジスタＱ１６のベース入
力としている。

【００３６】この第２の差動回路１６において、トラン
ジスタＱ１５のコレクタは直接電源ＶＣＣに接続され、
トランジスタＱ１６のコレクタはダイオード接続のｐｎ
ｐ型トランジスタＱ１７および抵抗Ｒ１３を介して電源
ＶＣＣに接続されている。トランジスタＱ１７は、エミ
ッタが抵抗Ｒ１４を介して電源ＶＣＣに接続されたトラ
ンジスタＱ１８と、ベースが共通に接続されてカレント
ミラー回路を構成している。

【００３７】一方、電流-電圧変換回路１８は、バッフ
ァ１７の出力端（以下、ノードＡと称す）にエミッタが
接続されたｎｐｎ型トランジスタＱ１６と、このトラン
ジスタＱ１６のコレクタと電源ＶＣＣとの間に接続され
た抵抗Ｒ１５と、ノードＡとグランドとの間に直列に接
続された抵抗Ｒ１６および直流電源１９と、ノードＡと
グランドとの間に接続された電流源Ｉ１３とを有する構
成となっている。そして、ノードＡには、上記カレント
ミラー回路のトランジスタＱ１４，Ｑ１８の各コレクタ
が共通に接続されている。

【００３８】続いて、上記構成の制御電圧印加回路１３
の回路動作について、図３（Ａ），（Ｂ）の特性図を用
いて説明する。なお、図３において、（Ａ）は外部制御
電圧ＶＣ-内部制御電圧Ｖｃの特性を、（Ｂ）は外部制
御電圧ＶＣ-利得Ｇの特性をそれぞれ示している。

【００３９】先ず、電流-電圧変換回路１８において、
外部制御電圧ＶＣが第１の差動回路１５の基準電圧Ｖｋ
１から第２の差動回路１６の基準電圧Ｖｋ２までの電圧
範囲では、外部制御電圧発生源１２からバッファ１４，
１７を介して供給される外部制御電圧ＶＣに比例した電
流が抵抗Ｒ１６に流れる。そして、この電流に応じてト
ランジスタＱ１６のコレクタに現れる電圧が、内部制御
電圧Ｖｃとして利得可変回路１１に供給される。

【００４０】すなわち、図３（Ａ）に実線で示すよう
に、外部制御電圧ＶＣのＶｋ１〜Ｖｋ２の電圧範囲で
は、外部制御電圧ＶＣに比例した内部制御電圧Ｖｃが生
成されることになる。したがって、この内部制御電圧Ｖ
ｃが利得可変回路１１にその利得制御電圧として印加さ
れることにより、利得可変回路１１の利得は、図３
（Ｂ）に実線で示すように、外部制御電圧ＶＣに対して
リニアに変化する。

【００４１】ここで、図３（Ａ）に点線（従来例）で示
すように、基準電圧Ｖｋ１を下回る電圧領域および基準
電圧Ｖｋ２を超える電圧領域においても、外部制御電圧
ＶＣに対してリニアに変化する内部制御電圧Ｖｃを生成
し、これを利得可変回路１１に印加した場合には、利得
可変回路１１の内部制御電圧Ｖｃに対する利得を示す利
得制御特性は、図３（Ｂ）に点線で示すように、最大利
得Ｇｍａｘと最小利得Ｇｍｉｎに近づくにつれて直線性
が悪化することになる。

【００４２】これに対して、本実施形態に係る利得制御
回路では、外部制御電圧ＶＣが第１の差動回路１５の基
準電圧Ｖｋ１を下回ると、トランジスタＱ１２がオン状
態となり、電流源Ｉ１１からの電流がトランジスタＱ１
２を通してトランジスタＱ１３に流れる。トランジスタ
Ｑ１３はトランジスタＱ１４とカレントミラー回路を構
成していることから、トランジスタＱ１３，Ｑ１４の各
特性が等しく、かつ抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の各抵抗値が等
しいとした場合、トランジスタＱ１３に流れる電流と同
じ電流がトランジスタＱ１４にも流れる。

【００４３】このとき、トランジスタＱ１８がオフ状態
にあり、またトランジスタＱ１４のコレクタがノードＡ
に接続されていることから、トランジスタＱ１４に流れ
る電流は電流-電圧変換回路１８から引き込まれること
になる。これにより、電流-電圧変換回路１８では、電
流源Ｉ１３に流れる電流と抵抗Ｒ１６に流れる電流に加
えて、トランジスタＱ１４によって引き込まれる分の電
流がトランジスタＱ１６に流れるため、外部制御電圧Ｖ
Ｃに対するコレクタ電位の変化が大きくなる。

【００４４】したがって、外部制御電圧ＶＣが基準電圧
Ｖｋ１を下回る電圧領域では、外部制御電圧ＶＣが低く
なるにつれて、内部制御電圧Ｖｃが低くなる割合がＶｋ
１〜Ｖｋ２の電圧範囲での変化の割合よりも大きくな
る。そして、この変化の割合の大きい内部制御電圧Ｖｃ
を利得可変回路１１に印加することにより、図３（Ｂ）
に示すように、利得制御特性がその最小利得Ｇｍｉｎ近
傍まで直線性を延ばすことができる。

【００４５】一方、外部制御電圧ＶＣが第２の差動回路
１６の基準電圧Ｖｋ２を超えたときには、トランジスタ
Ｑ１６がオン状態となるため、トランジスタＱ１７およ
びトランジスタＱ１６を通して電流源Ｉ１２に電流が流
れる。トランジスタＱ１７はトランジスタＱ１８とカレ
ントミラー回路を構成していることから、トランジスタ
Ｑ１７，Ｑ１８の各特性が等しく、かつ抵抗Ｒ１３，Ｒ
１４の各抵抗値が等しいとした場合、トランジスタＱ１
７に流れる電流と同じ電流がトランジスタＱ１８にも流
れる。

【００４６】このとき、トランジスタＱ１４がオフ状態
にあり、またトランジスタＱ１８のコレクタがノードＡ
に接続されていることから、トランジスタＱ１８に流れ
る電流は電流-電圧変換回路１８に流れ込むことにな
る。これにより、電流-電圧変換回路１８では、トラン
ジスタＱ１８から流れ込んだ電流が電流源Ｉ１３に流れ
るため、その分だけトランジスタＱ１６に流れる電流が
減り、外部制御電圧ＶＣに対するコレクタ電位の変化が
大きくなる。

【００４７】したがって、外部制御電圧ＶＣが基準電圧
Ｖｋ２を超える電圧領域では、外部制御電圧ＶＣが高く
なるにつれて、内部制御電圧Ｖｃが高くなる割合がＶｋ
１〜Ｖｋ２の電圧範囲での変化の割合よりも大きくな
る。そして、この変化の割合の大きい内部制御電圧Ｖｃ
を利得可変回路１１に印加することにより、図３（Ｂ）
に示すように、利得制御特性がその最大利得Ｇｍａｘ近
傍まで直線性を延ばすことができる。

【００４８】上述したように、Ｖｋ１〜Ｖｋ２の電圧範
囲では外部制御電圧ＶＣに対してリニアに変化する内部
制御電圧Ｖｃを生成し、基準電圧Ｖｋ１を下回る電圧領
域および基準電圧Ｖｋ２を超える電圧領域ではＶｋ１〜
Ｖｋ２の電圧範囲よりも変化の割合が大きい内部制御電
圧Ｖｃを生成し、これを利得可変回路１１にその利得制
御電圧として印加するようにしたことにより、図３
（Ｂ）に点線で示した従来例に係る利得制御特性におい
てその直線性が失われる領域の非直線性を補償すること
ができる。その結果、外部制御電圧ＶＣに対する利得制
御特性の直線性を向上できるため、直線として使用でき
る直線領域の範囲を拡大できる。

【００４９】図４は、本発明の第２実施形態に係る利得
制御回路の構成を示すブロック図である。

【００５０】本実施形態に係る利得制御回路は、図１か
ら明らかなように、互いに縦続接続された差動入出力の
複数段（本例では、３段）の利得可変回路３１，３２，
３３と、これら利得可変回路３１，３２，３３に対して
外部制御電圧発生源３４から与えられる外部制御電圧Ｖ
Ｃに基づいて生成した内部制御電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２，Ｖ
ｃ３を印加する制御電圧印加回路３５とを有する構成と
なっている。

【００５１】利得可変回路３１，３２，３３は利得可変
範囲が一定範囲に制限されており、バッファ３６，３７
を介して互いに縦続接続されている。これらの利得可変
回路３１，３２，３３の利得制御端子ＶＣ１，ＶＣ２，
ＶＣ３には、制御電圧印加回路３５において各々設定さ
れた内部制御電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２，Ｖｃ３が利得制御電
圧としてそれぞれ印加される。

【００５２】上記構成の第２実施形態に係る利得制御回
路において、利得可変回路３１，３２，３３の各々とし
て、図２に示した回路構成の利得可変回路が用いられ
る。これら利得可変回路３１，３２，３３の縦続接続に
よって広い利得制御範囲を持つ利得制御回路が構成され
る。そして、例えば、１段目の利得可変回路３１が広い
利得制御範囲の利得最小領域を担う段として、３段目の
利得可変回路３３が利得最大領域を担う段として用いら
れる。

【００５３】また、制御電圧印加回路３５として、図１
に示した回路構成の制御電圧印加回路１３が用いられ
る。このとき、図３（Ａ）に示す外部制御電圧ＶＣ-内
部制御電圧Ｖｃの特性において、制御電圧印加回路３５
から出力される内部制御電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２，Ｖｃ３は
それぞれオフセットを持ち、利得可変回路３１，３２，
３３にそれぞれ印加される。

【００５４】すなわち、制御電圧印加回路３５で生成さ
れた内部制御電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２，Ｖｃ３は、利得可変
回路３１，３２，３３によって得られる全体の利得制御
特性の直線性が失われる領域の非直線性を補償する利得
制御電圧として、利得可変回路３１，３２，３３に印加
されることになる。

【００５５】このように、利得可変回路３１，３２，３
３が縦続接続されてなり、広い利得制御範囲を持つ利得
制御回路において、利得制御特性の直線性が失われる領
域の非直線性を補償する内部制御電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２，
ＶＣ３を生成し、これを利得可変回路３１，３２，３３
の各々に印加するようにしたことにより、利得可変回路
３１，３２，３３個々の利得制御特性の直線性を向上で
きるため、図３（Ｂ）に実線で示すように、全体の利得
制御特性の直線領域を従来（点線）よりも大幅に拡大で
きる。

【００５６】逆に、利得制御特性の直線領域の範囲が従
来と同等で良いとした場合には、利得可変回路３１，３
２，３３個々の利得制御特性の直線性が良いことから、
例えば、従来３段必要であった利得可変回路を２段に削
減できる。すなわち、縦続接続する利得可変回路を従来
の段数よりも１段減られた状態で、従来と同等の直線性
を得ることができる。これにより、その削減した段で消
費する分だけ全体の消費電流を低減できる。

【００５７】また、利得可変回路を１段削減できること
により、その分だけ回路規模を縮小化できる。しかも、
利得可変回路を削減できることで利得可変回路間に介在
するバッファ（３６，３７）についても１個削減できる
ため、消費電流および回路規模の点でさらに有利とな
る。

【００５８】なお、本実施形態においては、説明を簡略
化するために、利得可変回路を３段縦続接続してなる利
得制御回路の場合を例にとって説明したが、その段数は
３段に限られるものではなく、４段以上縦続接続するこ
とも可能である。

【００５９】上記構成の第２実施形態に係る利得制御回
路は、例えばＣＤＭＡ方式携帯電話装置におけるＲＦフ
ロントエンド部の利得制御回路（ＡＧＣアンプ）を構成
するのに用いられる。図５は、ＣＤＭＡ方式携帯電話装
置におけるＲＦフロントエンド部の構成の一例を示すブ
ロック図である。

【００６０】図５において、アンテナ４１で受信された
受信波は、送信／受信に共用される帯域振分けフィルタ
４２を通過し、低ノイズアンプ４３を介してミキサ４４
に供給される。ミキサ４４では、局部発振器４５からの
局部発振周波数と混合され、中間周波（ＩＦ）に変換さ
れる。そして、ＡＧＣアンプ４６にて信号レベルが一定
にされた後、後段のベースバンドＩＣ４７に供給され
る。

【００６１】一方、送信側では、前段のベースバンドＩ
Ｃ４７から供給されるＩＦ信号がＡＧＣアンプ４８で増
幅された後ミキサ４９に供給され、ここで局部発振器５
０からの局部発振周波数と混合されてＲＦ信号に変換さ
れる。そして、このＲＦ信号は、パワーアンプ５１およ
び帯域振分けフィルタ４２を経てアンテナ４１から送信
される。

【００６２】上記構成のＣＤＭＡ方式携帯電話装置のＲ
Ｆフロントエンド部において、例えば、送信系において
ＩＦ信号を増幅してミキサ４９に供給するＡＧＣアンプ
４８として、先述した第２実施形態に係る利得制御回
路、即ち利得可変回路が複数段縦続接続されてなり、広
い利得制御範囲を持つ利得制御回路が用いられる。

【００６３】このように、ＣＤＭＡ方式携帯電話装置の
送信系において、ＡＧＣアンプ４８として、第２実施形
態に係る利得制御回路を用いることにより、少ない段数
の利得可変回路で直線領域の広い利得制御特性を得るこ
とができるため、利得可変回路の段数を削減できる分だ
け低消費電流化を図ることができる。したがって、バッ
テリー駆動が必要である携帯端末装置に適用すること
で、長時間動作に大きな効果が期待できる。

【００６４】なお、上記適用例では、ＣＤＭＡ方式携帯
電話装置に適用した場合を例にとって説明したが、本発
明はこの適用例に限定されるものではなく、無線通信装
置全般に適用することが可能である。

【００６５】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
第１基準電圧からこれよりも高い第２基準電圧までの電
圧範囲では外部制御電圧に対してリニアに変化する内部
制御電圧を生成し、第１基準電圧を下回る電圧領域およ
び第２基準電圧を超える電圧領域では上記電圧範囲より
も変化の割合が大きい内部制御電圧を生成し、これを利
得可変回路にその利得制御電圧として印加するようにし
たことにより、従来例に係る利得制御特性においてその
直線性が失われる領域の非直線性を補償することができ
るため、外部制御電圧に対する利得制御特性の直線性を
向上でき、よって直線領域の範囲の広い利得制御特性を
得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施形態に係る利得制御回路の要
部の構成を示す回路図である。

【図２】利得可変回路の具体的な回路構成例を示す回路
図である。

【図３】外部制御電圧に対する内部制御電圧の特性
（Ａ）および外部制御電圧に対する利得の特性（Ｂ）を
示す特性図である。

【図４】本発明の第２実施形態に係る利得制御回路の構
成を示すブロック図である。

【図５】ＣＤＭＡ方式携帯電話装置におけるＲＦフロン
トエンド部の構成の一例を示すブロック図である。

【図６】従来例に係る利得制御回路の構成を示す回路図
である。

【図７】従来例に係る外部制御電圧-利得の特性図であ
る。

【符号の説明】

１１，３１，３２，３３…利得可変回路、１２，３４…
外部制御電圧発生源、１３，３５…制御電圧印加回路、
４４，４９…ミキサ、４６，４８…ＡＧＣアンプ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J100 AA04 AA14 AA16 BA06 BB01 BC02 CA01 CA18 CA22 CA33 DA06 EA02 FA01 JA01 KA05 LA09 QA01 SA01 5K060 BB05 DD04 HH08 JJ08 KK06

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 利得可変範囲が一定範囲に制限された利
   得可変回路と、 外部制御電圧に対する前記利得可変回路の利得制御特性
   の直線性が失われる領域において、その非直線性を補償
   する内部制御電圧を前記外部制御電圧に応じて生成し、
   この生成した内部制御電圧を前記利得可変回路にその利
   得制御電圧として印加する制御電圧印加回路とを備えた
   ことを特徴とする利得制御回路。
2. 【請求項２】 前記制御電圧印加回路は、第１基準電圧
   からこれよりも高い第２基準電圧までの電圧範囲では外
   部制御電圧に対してリニアに変化する内部制御電圧を生
   成し、前記第１基準電圧を下回る電圧領域及び前記第２
   基準電圧を超える電圧領域では前記電圧範囲よりも変化
   の割合が大きい内部制御電圧を生成することを特徴とす
   る請求項１記載の利得制御回路。
3. 【請求項３】 前記利得可変回路が複数段縦続接続され
   てなることを特徴とする請求項１記載の利得制御回路。
4. 【請求項４】 送信系においてＩＦ信号を増幅してミキ
   サに供給する増幅手段を有し、 前記増幅手段は、利得可変範囲が一定範囲に制限された
   利得可変回路と、外部制御電圧に対する前記利得可変回
   路の利得制御特性の直線性が失われる領域において、そ
   の非直線性を補償する内部制御電圧を前記外部制御電圧
   に応じて生成し、この生成した内部制御電圧を前記利得
   可変回路にその利得制御電圧として印加する制御電圧印
   加回路とを有する利得制御回路からなることを特徴とす
   る無線通信装置。
5. 【請求項５】 前記制御電圧印加回路は、第１基準電圧
   からこれよりも高い第２基準電圧までの電圧範囲では外
   部制御電圧に対してリニアに変化する内部制御電圧を生
   成し、前記第１基準電圧を下回る電圧領域及び前記第２
   基準電圧を超える電圧領域では前記電圧範囲よりも変化
   の割合が大きい内部制御電圧を生成することを特徴とす
   る請求項４記載の無線通信装置。
6. 【請求項６】 前記利得可変回路が複数段縦続接続され
   てなることを特徴とする請求項４記載の無線通信装置。