JP2001189767A - タイミング再生器およびこれを用いた復調装置 - Google Patents

タイミング再生器およびこれを用いた復調装置

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Abstract

(57)【要約】 【課題】 従来は、キャリア位相差θｃの影響を除去す
るための各手段が備わっており、それらの手段が回路規
模の増大や、演算処理量の増加を招いた。 【解決手段】 ベースバンド信号の同相成分と直交成分
とを加算する加算手段と、ベースバンド信号の同相成分
と直交成分とを減算する減算手段と、加算信号と受信機
側で生成する１／２シンボル周波数成分との相関を算出
する加算相関演算手段と、減算信号と１／２シンボル周
波数成分との相関を算出する減算相関演算手段と、加算
相関信号と減算相関信号とを比較して大きい方の相関信
号を選択するベクトル選択手段と、選択相関信号の示す
ベクトル角を用いてタイミング位相差を算出するタイミ
ング位相差算出手段とを備える。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、タイミング再生器
および復調装置に関し、特にバースト信号の先頭にプリ
アンブルを有する広帯域ディジタル無線通信システムに
適したタイミング再生器および復調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のプリアンブルを有する広帯域ディ
ジタル無線通信システム用復調装置のタイミング再生器
として、例えば文献「キャリア・クロック同時再生方式
（Carrier-Clock Simultaneous Recovery Scheme）」
（名倉，松本，久保田，加藤 著電子情報通信学会 （Th
e Institute Of Electronics, Information And Commun
ication Engineers）信学技報(Technical Report Of IE
ICE) RCS94-60，pp.7-12，199４年９月）に記載されて
いる２つの方式がある。
【０００３】一つはＯＱＰＳＫ変調用に広く用いられて
いるプリアンブル信号からタイミング位相を推定する方
式である。このプリアンブル信号は、複素平面上で隣り
合う２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移す
る信号（例えば“１１０１”パターン）である。この方
式に関する特許として「バースト信号復調回路」（特開
平７−２３５９５６，発明者：松本，加藤）が存在す
る。
【０００４】もう一つはＱＰＳＫ変調用に広く用いられ
ているプリアンブル信号からタイミング位相を推定する
方式である。このプリアンブル信号は、複素平面上で原
点対称となる２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互
に遷移する“０π”変調信号（例えば“１００１”パタ
ーン）である。この方式に関する特許として「バースト
信号復調回路」（特開平８−４６６５８，発明者：名
倉，松本，加藤）が存在する。
【０００５】これらの方式は、いずれのプリアンブル信
号もシンボル周波数（ｆｓ）の１／２の周波数成分を有
していることに着目し、受信機側で、これらプリアンブ
ル信号と、ＶＣＯから出力される１／２シンボル周波数
成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］との相関を求め、その
相関値の示すベクトル角からタイミング位相を推定する
ものである。
【０００６】また、いずれの方式においても、データの
サンプリング速度は僅か２[sample/symbol]であり、例
えば文献「信号検出方式、及びバースト復調装置」（特
開平６−１４１０４８，発明者：吉田）に記載されてい
るような、非線形処理後の信号（例えばエンベロープ）
と、シンボル周波数成分ｅｘｐ［−ｊ２π（ｆｓ）ｔ］
との相関からタイミング位相を推定する従来方式におい
て必要となるサンプリング速度の最小値（＝４[sample/
symbol]）の１／２であるため、サンプリング速度の低
減による受信機の低消費電力化を実現することができ
る。以下に上記２つの方式（特開平７−２３５９５６，
特開平８−４６６５８）の詳細を示す。
【０００７】はじめに、複素平面上で隣り合う２つのナ
イキスト点を１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブ
ル（“１１０１”パターン）信号を用いたタイミング再
生方式（特開平７−２３５９５６）について説明する。
図１４は、上述のタイミング再生器を含んだ復調装置を
示すブロック図である。図１４において、１００はアン
テナ、２００は周波数変換手段、３０１，３０２はＡＤ
変換器、４００はタイミング再生器、５００はデータ判
定手段であり、タイミング再生器４００内において、４
０１は1シンボル遅延手段、４０２は共役複素乗算手
段、４０３はタイミング位相差算出手段、４０４はＶＣ
Ｏである。
【０００８】次に、従来の復調装置の動作について説明
する。アンテナ１００は、ＲＦ帯のプリアンブル信号を
受信し、周波数変換手段２００はＲＦ帯のプリアンブル
信号をベースバンド帯のプリアンブル信号に周波数変換
する。図１５に、このベースバンド帯のプリアンブル信
号（“１１０１”パターン）の信号空間図を示す。図１
５において、θｃは受信信号のキャリア位相であり、プ
リアンブル信号は、図中のナイキスト点“Ａ”と、ナイ
キスト点“Ｂ”を１シンボル毎に交互に遷移する。ナイ
キスト点“Ａ”のベクトル角は（θｃ−４５）[deg]、
ナイキスト点“Ｂ”のベクトル角は（θｃ＋４５）[de
g]であり、ナイキスト点“Ａ”とナイキスト点“Ｂ”の
各ベクトル角の差は９０[deg]である。
【０００９】ＡＤ変換器３０１は、このベースバンドプ
リアンブル信号の同相成分を、時刻ｔ＝τ＋ｉＴ／２
（但し、i=1,2,3,…、τはタイミング誤差（−Ｔ／２≦
τ＜Ｔ／２）、Ｔはシンボル周期）においてサンプリン
グし、サンプリングされたプリアンブルデータ系列Ｉｐ
i（ｉ=1,2,3,…）を出力する。同様に、ＡＤ変換器３０
２は、ベースバンドプリアンブル信号の直交成分を、時
刻ｔ＝τ＋ｉＴ／２においてサンプリングし、サンプリ
ングされたプリアンブルデータ系列Ｑｐi（ｉ=1,2,3,
…）を出力する。
【００１０】よって、サンプリング速度は２[sample/sy
mbol]であることが明らかである。またサンプリング
は、後段のタイミング再生器４００出力である再生サン
プルクロックの立上がりエッジで行い、タイミング位相
推定動作を行っている間は、再生サンプルクロックの位
相制御は行われない。タイミング再生器４００は、プリ
アンブルデータ系列Ｉｐi（ｉ=1,2,3,…）とプリアンブ
ルデータ系列Ｑｐi（ｉ=1,2,3,…）を用いてタイミング
誤差τを算出し、タイミング誤差τを打ち消す位相制御
を、再生サンプルクロックと、再生シンボルクロックに
対して行う。
【００１１】ここで再生シンボルクロックとは、再生サ
ンプルクロックを２分周した、シンボル周期のクロック
である。データ判定手段５００は、タイミング再生器４
００によってタイミング誤差τが打ち消された後、プリ
アンブルの後に続く有意なランダムデータ系列Ｉｄi，
Ｑｄi（ｉ=1,2,3,…）から、ナイキスト点におけるデー
タを、再生シンボルクロックでラッチする。そして、ラ
ッチしたナイキスト点データを用いてデータを判定し、
復調データを出力する。
【００１２】次に、タイミング再生器４００の動作につ
いて説明する。１シンボル遅延手段４０１は、プリアン
ブルデータ系列Ｉｐi（ｉ=1,2,3,…）とプリアンブルデ
ータ系列Ｑｐi（ｉ=1,2,3,…）を１シンボル時間遅延さ
せ、共役複素乗算手段４０２はプリアンブルデータ系列
（Ｉｐi，Ｑｐi）と、1シンボル前のプリアンブルデー
タ系列（Ｉｐi-2，Ｑｐi-2 ）との共役複素乗算を、下
記式で行う。
【００１３】 ＩＤi＝（Ｉｐi×Ｉｐi-2）＋（Ｑｐi×Ｑｐi-2） （１ａ ） ＱＤi＝（Ｑｐi×Ｉｐi-2）−（Ｉｐi×Ｑｐi-2） （１ｂ ）
【００１４】この処理によって、プリアンブル信号に対
して遅延検波が行われる。このような処理を行うこと
で、図１６に示すように、キャリア位相θｃに関係無
く、点“Ｃ”と点“Ｄ”を１シンボル毎に遷移するプリ
アンブル信号を得ることができる。このプリアンブル信
号の示す位相θＸ（ｔ）は、図１７に示すように＋９０
[deg]から−９０[deg]の位相遷移と、−９０[deg]から
＋９０[deg]の位相遷移を、それぞれ１シンボル周期で
交互に繰り返すため、１／２シンボル周波数成分を有す
る。
【００１５】そこでタイミング位相差算出手段４０３
は、この位相θＸ（ｔ）と、ＶＣＯから出力される１／
２シンボル周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］との
相関を求める。具体的には、信号（ＩＤi，ＱＤi）の示
す位相をθＸiとすると、以下の乗算を行い、
【００１６】 ＭＩi＝θＸi×ｃｏｓπｉ／２ （２ａ） ＭＱi＝θＸi×ｓｉｎπｉ／２ （２ｂ）
【００１７】その乗算結果（ＭＩi，ＭＱi）を平均化し
て、相関値（ΣＭＩ，ΣＭＱ）を出力する。なお、式
（２ａ）、（２ｂ）の乗算は、ｃｏｓπｉ／２＝１，
０，−１，０，…、ｓｉｎπｉ／２＝０，１，０，−
１，…であるため、上記相関値（ΣＭＩ，ΣＭＱ）は、
容易に求めることができる。例えば、４シンボルで平均
化する場合、相関値（ΣＭＩ，ΣＭＱ）は下記式で得ら
れる。
【００１８】 ΣＭＩ＝（θＸi−θＸi+2＋θＸi+4−θＸi+6 ＋θＸi+8−θＸi+10+θＸi+12−θＸi+14）／８ （３ａ） ΣＭＱ＝（θＸi+1−θＸi+3＋θＸi+5−θＸi+7 ＋θＸi+9−θＸi+11＋θＸi+13−θＸi+15）／８ （３ｂ）
【００１９】この相関値が示すベクトル角 θT＝ｔａｎ-1（ΣＭＱ／ΣＭＩ） が２シンボル周期（２Ｔ）で正規化した場合のタイミン
グ位相差であり、よってシンボル周期（Ｔ）で正規化し
た場合のタイミング位相差θs[deg]は、以下の式で求ま
る。
【００２０】 θs＝２θT ｍｏｄ３６０ （４）
【００２１】タイミング位相差θsと、タイミング誤差
τの関係は、以下の通りである。 θｓ＞１８０[deg]の場合、 τ＝（θs−３６０）Ｔ／３６０ （５ａ） θｓ≦１８０[deg]の場合、 τ＝（θs）Ｔ／３６０ （５ｂ）
【００２２】例えば、位相信号θＸ（ｔ）に対して、図
１７に示すタイミングでサンプリングし、データ系列
｛θＸi ，θＸi+1 ，θＸi+2 ，θＸi+3 ，… ｝を得
た場合、図１８に示すような相関値（ΣＭＩ，ΣＭＱ）
と、タイミング位相差θT が得られる。タイミング位相
差算出手段４０３は、以上の演算によって得られたタイ
ミング誤差τより、タイミング誤差τを打ち消す制御信
号を、後段のＶＣＯ４０４に与える。ＶＣＯ４０４は、
タイミング位相差算出手段からの制御信号を受けて、再
生サンプルクロックと、再生シンボルクロックの位相を
制御し、タイミング誤差τを“０”とする。
【００２３】次に、複素平面上で原点対称となる２つの
ナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移するプリアン
ブル（“０π”変調，例えば“１００１”パターン）信
号を用いたタイミング再生方式（特開平８−４６６５
８）について説明する。図１４との対応部分に同一符号
を付した図１９は、上述のタイミング再生器を含んだ復
調装置を示す。図１９において、４００ａはタイミング
再生器、４０３ａはタイミング位相差算出手段、４０５
ａはＩｃｈ相関演算手段、４０５ｂはＱｃｈ相関演算手
段、４０６はベクトル合成選択手段である。
【００２４】また、図２０はベクトル合成選択手段４０
６の構成図であり、４０７ａは第一のベクトル合成手
段、４０７ｂは第二のベクトル合成手段、４０７ｃは第
三のベクトル合成手段、４０７ｄは第四のベクトル合成
手段、４０８は最大絶対値検出手段、４０９は選択手段
である。更に、図２０との対応部分に同一符号を付した
図２１はベクトル合成選択手段４０６のもう一つの構成
図であり、４１０ａ，４１０ｂは加算手段、４１１ａは
第一の選択手段、４１１ｂは第二の選択手段、４１１ｃ
は第三の選択手段、４１１ｄは第四の選択手段である。
【００２５】次に、復調装置の動作について説明する。
前述した図１４の従来例の構成と同様、アンテナ１００
は、ＲＦ帯のプリアンブル信号を受信し、周波数変換手
段２００はＲＦ帯のプリアンブル信号をベースバンド帯
のプリアンブル信号に周波数変換する。図２２に、この
ベースバンド帯のプリアンブル信号（“１００１”パタ
ーン）の信号空間図を示す。図２２において、θｃは受
信信号のキャリア位相であり、プリアンブル信号は、図
中のナイキスト点“Ａ”と、ナイキスト点“Ｂ”を１シ
ンボル毎に原点を通過しながら、交互に遷移する。
【００２６】ナイキスト点“Ａ”のベクトル角はθｃ[d
eg]、ナイキスト点“Ｂ”のベクトル角は（θｃ＋１８
０）[deg]であり、ナイキスト点“Ａ”とナイキスト点
“Ｂ”の各ベクトル角の差は１８０[deg]である。図１
４の従来例と同様、ＡＤ変換器３０１は、このベースバ
ンドプリアンブル信号の同相成分を、時刻ｔ＝τ＋ｉＴ
／２（但し、i=1,2,3,…、τはタイミング誤差（−Ｔ／
２≦τ＜Ｔ／２），Ｔはシンボル周期）においてサンプ
リングし、サンプリングされたプリアンブルデータ系列
Ｉｐi（ｉ=1,2,3,…）を出力する。
【００２７】同様に、ＡＤ変換器３０２は、ベースバン
ドプリアンブル信号の直交成分を、時刻ｔ＝τ＋ｉＴ／
２においてサンプリングし、サンプリングされたプリア
ンブルデータ系列Ｑｐi（ｉ=1,2,3,…）を出力する。後
段のタイミング再生器４００ａは、タイミング位相推定
動作を行っている間は、再生サンプルクロックの位相制
御は行われない。
【００２８】また、タイミング再生器４００ａは、図１
４の従来例と同様、プリアンブルデータ系列Ｉｐi（ｉ=
1,2,3,…）とプリアンブルデータ系列Ｑｐi（ｉ=1,2,3,
…）を用いてタイミング誤差τを算出し、タイミング誤
差τを打ち消す位相制御を、再生サンプルクロックと、
再生シンボルクロックに対して行う。再生シンボルクロ
ックは、再生サンプルクロックを２分周した、シンボル
周期のクロックである。
【００２９】データ判定手段５００も、図１４の従来例
と同様、タイミング再生器４００ａによってタイミング
誤差τが打ち消された後、プリアンブルの後に続く有意
なランダムデータ系列Ｉｄi，Ｑｄi（ｉ=1,2,3,…）か
ら、ナイキスト点におけるデータを、再生シンボルクロ
ックでラッチする。そして、ラッチしたナイキスト点デ
ータを用いてデータを判定し、復調データを出力する。
【００３０】次に、タイミング再生器４００ａの動作に
ついて説明する。図２２に示すような原点対称となる２
つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移するプリ
アンブル信号を受信する場合、図１４に示す従来例は適
用できない。図２２に示すプリアンブル信号を遅延検波
すると、遅延検波後（即ち、共役複素乗算手段出力）の
位相信号θＸ（ｔ）は、常に約１８０[deg]となり、シ
ンボル周波数の１／２の周波数成分が得られないため、
ＶＣＯ４０４から出力されるシンボル周波数の１／２の
周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］との相関が
“０”になるためである。
【００３１】そこで、図１９の従来例では、図２２のプ
リアンブル信号の同相成分Ｉ（ｔ）と、直交成分Ｑ
（ｔ）それぞれに対してシンボル周波数の１／２の周波
数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］との相関演算を行
う。具体的には、Ｉｃｈ相関演算手段４０５ａは、オー
バーサンプルされたプリアンブルデータ系列Ｉｐi（ｉ=
1,2,3,…）に対して、以下の乗算を行い、
【００３２】 Ｉｃi＝Ｉｐi×ｃｏｓπｉ／２ （６ａ） Ｉｓi＝Ｉｐi×ｓｉｎπｉ／２ （６ｂ）
【００３３】その乗算結果（Ｉｃi，Ｉｓi）を平均化し
て、相関値（ＣＩ，ＳＩ）を求め、Ｑｃｈ相関演算手段
４０５ｂは、オーバーサンプルされたプリアンブルデー
タ系列Ｑｐi（ｉ=1,2,3,…）に対して、以下の乗算を行
い、
【００３４】 Ｑｃi＝Ｑｐi×ｃｏｓπｉ／２ （７ａ） Ｑｓi＝Ｑｐi×ｓｉｎπｉ／２ （７ｂ）
【００３５】その乗算結果（Ｑｃi，Ｑｓi）を平均化し
て、相関値（ＣＱ，ＳＱ）を求める。なお、式（６
ａ）、（６ｂ）、（７ａ）、（７ｂ）の乗算は、ｃｏｓ
πｉ／２＝１，０，−１，０，…、ｓｉｎπｉ／２＝
０，１，０，−１，…であるため、上記相関値（ＣＩ，
ＳＩ）、（ＣＱ，ＳＱ）は、容易に求めることができ
る。例えば、４シンボルで平均化する場合、相関値（Ｃ
Ｉ，ＳＩ）は下記式で得られ、
【００３６】 ＣＩ＝（Ｉｐi−Ｉｐi+2＋Ｉｐi+4−Ｉｐi+6＋Ｉｐi+8 −Ｉｐi+10＋Ｉｐi+12−Ｉｐi+14）／８ （８ａ） ＳＩ＝（Ｉｐi+1−Ｉｐi+3＋Ｉｐi+5−Ｉｐi+7＋Ｉｐi+9 −Ｉｐi+11＋Ｉｐi+13−Ｉｐi+15）／８ （８ｂ）
【００３７】相関値（ＣＱ，ＳＱ）は下記式で得られ
る。 ＣＱ＝（Ｑｐi−Ｑｐi+2＋Ｑｐi+4−Ｑｐi+6＋Ｑｐi+8 −Ｑｐi+10+Ｑｐi+12−Ｑｐi+14）／８ （９ａ） ＳＱ=（Ｑｐi+1−Ｑｐi+3＋Ｑｐi+5−Ｑｐi+7＋Ｑｐi+9 −Ｑｐi+11+Ｑｐi+13−Ｑｐi+15）／８ （９ｂ）
【００３８】ここで、相関値（ＣＩ，ＣＱ）の示すベク
トル角と、（ＳＩ，ＳＱ）の示すベクトル角は、図１４
の従来例と同様、いずれもタイミング位相誤差を示す
が、キャリア位相θｃによって、お互い同じ方向を向く
場合や、反対方向を向く場合、あるいはどちらかのベク
トルが消失する場合がある。例えば、図２２に示すよう
に、θｃの範囲が（９０＜θｃ＜１８０）あるいは（２
７０＜θｃ＜３６０）を満たすプリアンブル信号に対し
て、図２３に示すタイミングでサンプリングし、データ
系列｛Ｉｐi ，Ｉｐi+1 ，Ｉｐi +2 ，Ｉｐi +3 ，… ｝
とデータ系列｛Ｑｐi ，Ｑｐi+1 ，Ｑｐi +2 ，Ｑｐi+3
，… ｝を得た場合、図２４（ａ）に示すような相関値
（ＣＩ，ＳＩ）と、相関値（ＣＱ，ＳＱ）が得られ、各
相関ベクトルの角度は反対方向を向く。
【００３９】一方、図２５に示すように、θｃの範囲が
（０＜θｃ＜９０）あるいは（１８０＜θｃ＜２７０）
を満たすプリアンブル信号に対して、図２６に示すタイ
ミングでサンプリングし、データ系列｛Ｉｐi ，Ｉｐ
i+1 ，Ｉｐi +2 ，Ｉｐi+3 ，… ｝とデータ系列｛Ｑｐ
i ，Ｑｐi+1 ，Ｑｐi +2 ，Ｑｐi+3 ，… ｝を得た場
合、図２７に示すような相関値（ＣＩ，ＳＩ）と、相関
値（ＣＱ，ＳＱ）が得られ、各相関ベクトルの角度は同
じ方向を向く。また、キャリア位相θｃによって各ベク
トル長が変化することも明らかであり、θｃ＝｛０，１
８０｝では、相関値（ＣＩ，ＳＩ）のベクトルは消失
し、θｃ＝｛９０，−９０｝では、相関値（ＣＱ，Ｓ
Ｑ）のベクトルが消失する。
【００４０】そこでベクトル合成選択手段４０６は、キ
ャリア位相θｃの影響を除去するため、相関値（ＣＩ，
ＣＱ）と、相関値（ＳＩ，ＳＱ）を後述する４つの状態
にそれぞれ合成し、もっともＳＮ比の高い合成ベクトル
を選択し、タイミング位相差算出手段４０３ａは、ベク
トル合成選択手段４０６が選択した合成ベクトルからタ
イミング位相を算出する。
【００４１】図２０のベクトル合成選択手段４０６にお
いて、最大絶対値検出手段４０８はＣＩ，ＣＱ，ＳＩ，
ＳＱの４つの絶対値を求め、各絶対値の最大値が４つの
うちのどれであるか検出する。また第一のベクトル合成
手段４０７ａは、以下の式によって合成ベクトル（Ｇ１
C，Ｇ１S）を出力し、
【００４２】 Ｇ１C＝ＣＩ＋ｓｉｇｎ［ＣＩ］・｜ＣＱ｜ （１０ａ） Ｇ１S＝ＳＩ＋ｓｉｇｎ［ＣＩ・ＣＱ］・｜ＳＱ｜ （１０ｂ）
【００４３】第二のベクトル合成手段４０７ｂは、以下
の式によって合成ベクトル（Ｇ２C，Ｇ２S）を出力し、
【００４４】 Ｇ２C＝ＣＱ＋ｓｉｇｎ［ＣＱ］・｜ＣＩ｜ （１１ａ） Ｇ２S＝ＳＱ＋ｓｉｇｎ［ＣＩ・ＣＱ］・｜ＳＩ｜ （１１ｂ）
【００４５】第三のベクトル合成手段４０７ｃは、以下
の式によって合成ベクトル（Ｇ３C，Ｇ３S）を出力し、
【００４６】 Ｇ３C＝ＣＩ＋ｓｉｇｎ［ＳＩ・ＳＱ］・｜ＣＱ｜ （１２ａ） Ｇ３S＝ＳＩ＋ｓｉｇｎ［ＳＩ］・｜ＳＱ｜ （１２ｂ）
【００４７】第四のベクトル合成手段４０７ｄは、以下
の式によって合成ベクトル（Ｇ４C，Ｇ４S）を出力す
る。
【００４８】 Ｇ４C＝ＣＱ＋ｓｉｇｎ［ＳＩ・ＳＱ］・｜ＣＩ｜ （１３ａ） Ｇ４S＝ＳＱ＋ｓｉｇｎ［ＳＱ］・｜ＳＩ｜ （１３ｂ） 但し、ｓｉｇｎ［＊］は、［］内の符号（＝±１）を意
味する。
【００４９】選択手段４０９は、最大絶対値検出手段４
０８の検出信号を受け、合成相関値（ΣＣ，ΣＳ）を
（Ｇ１C，Ｇ１S）、（Ｇ２C，Ｇ２S）、（Ｇ３C，Ｇ
３S）、（Ｇ４C，Ｇ４S）から選択する。
【００５０】 （ΣＣ，ΣＳ）＝（Ｇ１C，Ｇ１S） （｜ＣＩ｜が最大の場合） （１４ａ） （ΣＣ，ΣＳ）＝（Ｇ２C，Ｇ２S） （｜ＣＱ｜が最大の場合） （１４ｂ） （ΣＣ，ΣＳ）＝（Ｇ３C，Ｇ３S） （｜ＳＩ｜が最大の場合） （１４ｃ） （ΣＣ，ΣＳ）＝（Ｇ４C，Ｇ４S） （｜ＳＱ｜が最大の場合） （１４ｄ）
【００５１】このような処理により、キャリア位相θｃ
による影響が除去され、相関値（ＣＩ，ＣＱ），相関値
（ＳＩ，ＳＱ）のベクトルの向きが揃えられた合成ベク
トルが、もっともタイミング位相推定に適したベクトル
として選択される。例えば、図２４の場合、ベクトル長
の小さい相関値（ＣＱ，ＳＱ）を反転して両者のベクト
ル方向を揃え、相関値（ＣI，ＳI）に加算した合成ベク
トルが選択される。このときの相関値（ΣＣ，ΣＳ）
は、図２８のようになる。また図２７の場合、ベクトル
長の小さい相関値（ＣＱ，ＳＱ）をそのまま、相関値
（ＣI，ＳI）に加算した合成ベクトルが選択される。こ
のときの相関値（ΣＣ，ΣＳ）は、図２９のようにな
る。
【００５２】なお、ベクトル合成選択手段４０６は、上
述した図２０のように、あらかじめＣＩ，ＳＩ，ＣＱ，
ＳＱから生成した４つの合成ベクトルから、一つのベク
トルを選択する処理のほかに、図２１のように、最大絶
対値検出手段４０８の検出結果を基に、４０７ａ，４０
７ｂ，４０７ｃ，４０７ｄのいずれかの合成手段を実行
するような構成でも、同様な出力結果が得られる。図２
１の構成は、図２０の構成と比較して、回路規模を低減
することができる。図２１に示すベクトル合成選択手段
において、最大絶対値検出手段４０８の検出結果を基
に、各選択手段４１１ａ，４１１ｂ，４１１ｃ，４１１
ｄは、以下の値を出力する。
【００５３】第一の選択手段４１１ａ出力であるＳＥＬ
１は、 ＳＥＬ１＝ＣＩ （｜ＣＩ｜あるいは｜ＳＩ｜が最大の場合） （１５ａ） ＳＥＬ１＝ＣＱ （｜ＣＱ｜あるいは｜ＳＱ｜が最大の場合） （１５ｂ）
【００５４】第二の選択手段４１１ｂ出力であるＳＥＬ
２は、 ＳＥＬ２＝ｓｉｇｎ［ＣＩ］・｜ＣＱ｜ （｜ＣＩ｜が最大の場合） （１６ａ） ＳＥＬ２＝ｓｉｇｎ［ＣＱ］・｜ＣＩ｜ （｜ＣＱ｜が最大の場合） （１６ｂ） ＳＥＬ２＝ｓｉｇｎ［ＳＩ・ＳＱ］・｜ＣＱ｜ （｜ＳＩ｜が最大の場合） （１６ｃ） ＳＥＬ２＝ｓｉｇｎ［ＳＩ・ＳＱ］・｜ＣＩ｜ （｜ＳＱ｜が最大の場合） （１６ｄ）
【００５５】第三の選択手段４１１ｃ出力であるＳＥＬ
３は、 ＳＥＬ３＝ｓｉｇｎ［ＣＩ・ＣＱ］・｜ＳＱ｜ （｜ＣＩ｜が最大の場合） （１７ａ） ＳＥＬ３＝ｓｉｇｎ［ＣＩ・ＣＱ］・｜ＳＩ｜ （｜ＣＱ｜が最大の場合） （１７ｂ） ＳＥＬ３＝ｓｉｇｎ［ＳＩ］・｜ＳＱ｜ （｜ＳＩ｜が最大の場合） （１７ｃ） ＳＥＬ３＝ｓｉｇｎ［ＳＱ］・｜ＳＩ｜ （｜ＳＱ｜が最大の場合） （１７ｄ）
【００５６】第四の選択手段４１１ｄ出力であるＳＥＬ
４は、 ＳＥＬ４＝ＳＩ （｜ＣＩ｜あるいは｜ＳＩ｜が最大の場合） （１８ ａ） ＳＥＬ４＝ＳＱ （｜ＣＱ｜あるいは｜ＳＱ｜が最大の場合） （１８ ｂ）
【００５７】加算器４１０ａはＳＥＬ１とＳＥＬ２を加
算し、加算結果をΣＣとして出力する。また、加算器４
１０ｂはＳＥＬ３とＳＥＬ４を加算し、加算結果をΣＳ
として出力する。以上の処理により、図２１で構成され
るベクトル合成選択手段は、図２０で構成されるベクト
ル合成選択手段と同様の値を出力する。
【００５８】次に、タイミング位相差算出手段４０３ａ
は、合成相関値（ΣＣ，ΣＳ）が示すベクトル角 θ2s＝ｔａｎ-1（ΣS／ΣC） （１５） を求める。θ2sは、前記θTと同様、２シンボル周期
（２Ｔ）で正規化した場合のタイミング位相差であり、
よってシンボル周期（Ｔ）で正規化した場合のタイミン
グ位相差θs[deg]は、式（１６）で求まる。 θs＝２θ2s ｍｏｄ３６０ （１６）
【００５９】図２８の場合のθ２ｓと、図２９の場合の
θ２ｓは、１８０[deg]の差があるが、式（１６）の処
理により、図２８のθ２ｓから求まるθｓと、図２９の
θ２ｓから求まるθｓは一致する。なお、タイミング位
相差θｓとタイミング誤差τの関係は、式（５ａ）、
（５ｂ）の通りである。タイミング位相差算出手段４０
３ａは、以上の演算によって得られたタイミング誤差τ
より、タイミング誤差τを打ち消す制御信号を、後段の
ＶＣＯ４０４に与える。ＶＣＯ４０４は、タイミング位
相差算出手段からの制御信号を受けて、再生サンプルク
ロックと、再生シンボルクロックの位相を制御し、タイ
ミング誤差τを“０”とする。
【００６０】
【発明が解決しようとする課題】以上のように、従来例
におけるプリアンブルを用いる２つのタイミング再生器
４００，４００ａは、いずれもプリアンブル信号の含ま
れる１／２シンボル周波数成分と、ＶＣＯから出力され
る１／２シンボル周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）
ｔ］との相関を求め、その相関値の示すベクトル角から
タイミング位相を推定するものであり、サンプリング速
度も２[sample/symbol]と低速であるため、特に広帯域
ＴＤＭＡ無線通信システムに有効な方式であるが、いず
れもキャリア位相差θｃの影響を除去するための各手段
が備わっており、それらの手段が回路規模の増大や、演
算処理量の増加を招いている。
【００６１】例えば、タイミング再生器４００では、キ
ャリア位相差θｃの影響を除去するため、1シンボル遅
延手段４０１と、共役複素乗算手段４０２を用いた遅延
検波を行っている。よって、共役複素乗算手段４０２で
は、乗算器４個と、加算器２個が必要であり、大きな回
路規模、演算処理が必要となる。
【００６２】また、タイミング再生器４００ａでは、キ
ャリア位相差θｃの影響を除去するため、ベクトル合成
選択手段４０６を用いた、複雑な加減算処理と選択処理
を行っている。ベクトル合成選択手段４０６では、あら
かじめＣＩ，ＳＩ，ＣＱ，ＳＱから生成した４つの合成
ベクトルから、一つのベクトルを選択する処理を実施す
る図２０の場合は、各合成手段４０７ａ，４０７ｂ，４
０７ｃ，４０７ｄ内に含まれる計８個の加算器や、８つ
のデータ系列から、２つのデータ系列を選択する選択手
段４０９を必要とする。
【００６３】さらに、ベクトル合成選択手段４０６を図
２１の構成で実現する場合、加算器の数を８個から２個
に低減することができるため、図２０と比較して回路規
模を低減することができるが、その場合でも加算器４１
０ａ，４１０ｂの前段に４つの選択手段４１１ａ，４１
１ｂ，４１１ｃ，４１１ｄが必要となり、処理が複雑で
ある。
【００６４】また、上述のタイミング再生器４００ａ，
４００ｂは、プリアンブル信号を受信するタイミングが
既知である場合にのみ有効であり、例えば移動端末機に
おける電源立上げ時や、シャドウイング復帰後の再接続
において生じるバースト信号の受信タイミングが未知で
ある場合には、プリアンブルを受信するタイミングが判
らないため、適用することができない。
【００６５】本発明は、上記のような問題を解決し、回
路規模、演算処理を低減させるタイミング再生器および
これを用いた復調装置を提供することを目的とする。
【００６６】また、本発明は、複素平面上で隣り合う２
つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移する信号
（例えば“１１０１”パターン）、複素平面上で原点対
称となる２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷
移する“０π”変調信号（例えば“１００１”パター
ン）のいずれのプリアンブル信号に対して有効なタイミ
ング再生器およびこれを用いた復調装置を提供すること
を目的とする。
【００６７】さらに、本発明は、プリアンブルを受信す
るタイミングが判らない場合でも有効なタイミング再生
器およびこれを用いた復調装置を提供することを目的と
する。
【００６８】
【課題を解決するための手段】請求項１のタイミング再
生器は、ベースバンド信号の同相成分と、ベースバンド
信号の直交成分とを加算し、加算後の信号を加算信号と
して出力する加算手段と、ベースバンド信号の同相成分
と、ベースバンド信号の直交成分とを減算し、減算後の
信号を減算信号として出力する減算手段と、加算信号
と、受信機側で生成する１／２シンボル周波数成分との
相関を算出し、算出した相関値を加算相関信号として出
力する加算相関演算手段と、減算信号と、１／２シンボ
ル周波数成分との相関を算出し、算出した相関値を減算
相関信号として出力する減算相関演算手段と、加算相関
信号の大きさと、減算相関信号の大きさとを比較し、ど
ちらか大きい方の相関信号を選択し、選択した相関信号
を選択相関信号として出力するベクトル選択手段と、選
択相関信号の示すベクトル角を用いてタイミング位相差
を算出するタイミング位相差算出手段とを備えることを
特徴とする。
【００６９】請求項２において、タイミング位相差算出
手段は、選択相関信号の示すベクトル角およびベクトル
長を算出し、ベクトル長が大きい場合にプリアンブル信
号を検出したと判定し、その時の選択相関信号の示すベ
クトル角を用いてタイミング位相差を算出することを特
徴とする。
【００７０】請求項３において、ベースバンド信号をサ
ンプリングする再生サンプルクロックおよび再生１／２
シンボル周波数成分を出力し、タイミング位相差情報を
用いて、タイミング誤差を“０”に位相制御する再生サ
ンプルクロック発振手段を更に備えることを特徴とす
る。
【００７１】請求項４において、加算相関演算手段、減
算相関演算手段、ベクトル選択手段、タイミング位相差
算出手段および再生サンプルクロック発振手段の処理
は、再生サンプルクロックでサンプリングされたベース
バンド信号を用い、加算相関演算手段および減算相関演
算手段は、１／２シンボル周波数成分を再生１／２シン
ボル周波数成分とすることを特徴とする。
【００７２】請求項５において、再生サンプルクロック
でサンプリングされたベースバンド信号を用いてタイミ
ング位相を検出し、その検出信号を位相検出信号として
出力する位相検出手段と、位相検出信号を平均化し、そ
の平均を位相進み遅れ信号として出力する位相検出信号
平均化手段とを更に備え、再生サンプルクロック発振手
段は、タイミング位相差情報と位相進み遅れ信号の両方
を用いて、タイミング誤差を“０”に位相制御すること
を特徴とする。
【００７３】請求項６において、ベースバンド信号をサ
ンプリングする非同期サンプルクロックおよび非同期１
／２シンボル周波数成分を出力する非同期サンプルクロ
ック発振手段を更に備えることを特徴とする。
【００７４】請求項７において、加算相関演算手段、減
算相関演算手段、ベクトル選択手段、タイミング位相差
算出手段および非同期サンプルクロック発振手段の処理
は、非同期サンプルクロックでサンプリングされたベー
スバンド信号を用い、加算相関演算手段および減算相関
演算手段は、１／２シンボル周波数成分を非同期１／２
シンボル周波数成分とすることを特徴とする。
【００７５】請求項８のタイミング再生器は、ベースバ
ンド信号の同相成分と、ベースバンド信号の直交成分と
を加算し、加算後の信号を加算信号として出力する加算
手段と、ベースバンド信号の同相成分と、ベースバンド
信号の直交成分とを減算し、減算後の信号を減算信号と
して出力する減算手段と、加算信号と、受信機側で生成
する１／２シンボル周波数成分との相関を算出し、算出
した相関値を加算相関信号として出力する加算相関演算
手段と、減算信号と、１／２シンボル周波数成分との相
関を算出し、算出した相関値を減算相関信号として出力
する減算相関演算手段と、加算相関信号の大きさと、減
算相関信号の大きさとを比較し、どちらか大きい方の相
関信号を選択し、選択した相関信号を選択相関信号とし
て出力するベクトル選択手段と、選択相関信号の示すベ
クトル長の大きさに応じた重み付けを、選択相関信号に
与え、重み付けされた選択相関信号を、重み付け相関信
号として出力する重み付け手段と、重み付け相関信号を
平均化し、その平均を重み付け平均相関信号として出力
する重み付け信号平均化手段と、平均相関信号の示すベ
クトル角を用いてタイミング位相差を算出するタイミン
グ位相差算出手段とを備えることを特徴とする。
【００７６】請求項９において、タイミング位相差算出
手段は、重み付け平均相関信号の示すベクトル角および
ベクトル長を算出し、ベクトル長が大きい場合にプリア
ンブル信号を検出したと判定し、その時の選択相関信号
の示すベクトル角を用いてタイミング位相差を算出する
ことを特徴とする。
【００７７】請求項１０において、ベースバンド信号を
サンプリングする再生サンプルクロックおよび再生１／
２シンボル周波数成分を出力し、タイミング位相差情報
を用いて、タイミング誤差を“０”に位相制御する再生
サンプルクロック発振手段を更に備えることを特徴とす
る。
【００７８】請求項１１において、加算相関演算手段、
減算相関演算手段、ベクトル選択手段、重み付け手段、
重み付け信号平均化手段、タイミング位相差算出手段お
よび再生サンプルクロック発振手段の処理は、再生サン
プルクロックでサンプリングされたベースバンド信号を
用い、加算相関演算手段および減算相関演算手段は、１
／２シンボル周波数成分を再生１／２シンボル周波数成
分とすることを特徴とする。
【００７９】請求項１２において、重み付け信号平均化
手段は、重み付け相関信号をそれぞれ入力とする時定数
の短い第一のローパスフィルタと、時定数の長い第二の
ローパスフィルタとを備え、位相制御時に第一のローパ
スフィルタおよび第二のローパスフィルタの各直交成分
に“０”を、同相成分に、位相制御前の（同相成分2＋
直交成分2）1/2をセットし、タイミング位相差算出手段
は、第一のローパスフィルタの示す第一のベクトル角お
よび第一のベクトル長を算出し、第一のベクトル長が大
きい場合にプリアンブル信号を検出したと判定し、第一
のベクトル角を用いて初期タイミング位相差を算出し、
第二のローパスフィルタの示す第二のベクトル角および
第二のベクトル長を算出し、第一の位相制御後、第二の
ベクトル長が大きい場合に第二のベクトル角を用いて位
相追随用タイミング位相差を周期的に算出し、再生サン
プルクロック発振手段は、初期タイミング位相差および
位相追随用タイミング位相差の両方を、タイミング位相
差情報として用いて、タイミング誤差を“０”に位相制
御することを特徴とする。
【００８０】請求項１３において、ベースバンド信号を
サンプリングする非同期サンプルクロックおよび非同期
１／２シンボル周波数成分を出力する非同期サンプルク
ロック発信手段を更に備えることを特徴とする。
【００８１】請求項１４において、加算相関演算手段、
減算相関演算手段、ベクトル選択手段、重み付け手段、
重み付け信号平均化手段、タイミング位相差算出手段お
よび非同期サンプルクロック発振手段の処理は、非同期
サンプルクロックでサンプリングされたベースバンド信
号を用い、加算相関演算手段および減算相関演算手段
は、１／２シンボル周波数成分を非同期１／２シンボル
周波数成分とすることを特徴とする。
【００８２】請求項１５において、重み付け信号平均化
手段は、重み付け相関信号をそれぞれ入力とする時定数
の短い第一のローパスフィルタと、時定数の長い第二の
ローパスフィルタとを更に備え、タイミング位相差算出
手段は、第一のローパスフィルタの示す第一のベクトル
角および第一のベクトル長を算出し、第一のベクトル長
が大きい場合にプリアンブル信号を検出したと判定し、
第一のベクトル角を用いて初期タイミング位相差を算出
し、第二のローパスフィルタの示す第二のベクトル角お
よび第二のベクトル長を算出し、第一の位相制御後、第
二のベクトル長が大きい場合に第二のベクトル角を用い
て位相追随用タイミング位相差を周期的に算出すること
を特徴とする。
【００８３】請求項１６の復調装置は、タイミング再生
器と、無線信号を受信するアンテナと、アンテナで受信
された無線信号をベースバンド信号に周波数変換する周
波数変換手段と、周波数変換手段で変換されたベースバ
ンド信号を、再生サンプルクロックを用いてシンボルレ
ートの２倍でサンプリングし、ディジタルベースバンド
信号に変換して、タイミング再生器に与えるＡＤ変換手
段と、タイミング再生器から出力された再生シンボルク
ロックを用いて、ディジタルベースバンド信号の中から
ナイキスト点データを抽出し、抽出したナイキスト点デ
ータを判定し、復調データとして出力するデータ判定手
段とを備えることを特徴とする。
【００８４】請求項１７の復調装置は、タイミング再生
器と、無線信号を受信するアンテナと、アンテナで受信
された無線信号をベースバンド信号に周波数変換する周
波数変換手段と、周波数変換手段で変換されたベースバ
ンド信号を、非同期サンプルクロックを用いてシンボル
レートの２倍でサンプリングし、ディジタルベースバン
ド信号に変換して、タイミング再生器に与えるＡＤ変換
手段と、タイミング再生器から出力された非同期サンプ
ルクロックでサンプリングされたディジタルベースバン
ド信号を補間し、補間後のデータを、補間ベースバンド
信号として出力するデータ補間手段と、タイミング位相
差を基に、データ補間手段から出力された補間ベースバ
ンド信号のナイキスト点を抽出し、抽出したナイキスト
点データを判定し、復調データとして出力するデータ判
定手段とを備えることを特徴とする。
【００８５】請求項１８の復調装置は、タイミング再生
器と、無線信号を受信するアンテナと、アンテナで受信
された無線信号をベースバンド信号に周波数変換する周
波数変換手段と、周波数変換手段で変換されたベースバ
ンド信号を、非同期サンプルクロックを用いてシンボル
レートの２倍でサンプリングし、ディジタルベースバン
ド信号に変換して、タイミング再生器に与えるＡＤ変換
手段と、タイミング再生器から出力された非同期サンプ
ルクロックでサンプリングされたディジタルベースバン
ド信号を補間し、補間後のデータを、補間ベースバンド
信号として出力するデータ補間手段と、初期タイミング
位相差および位相追随用タイミング位相差の両方を基
に、データ補間手段から出力された補間ベースバンド信
号のナイキスト点を抽出し、抽出したナイキスト点デー
タを判定し、復調データとして出力するデータ判定手段
とを備えることを特徴とする。
【００８６】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係るタイミング再
生器およびこれを用いた復調装置の好適な実施の形態に
ついて添付図面を参照して説明する。
【００８７】実施の形態１．図１は、実施の形態１に係
る復調装置の構成を示すブロック図である。図１におい
て、１０は無線信号を受信するアンテナ、２０はアンテ
ナ１０で受信された無線信号をベースバンド信号に周波
数変換する周波数変換手段、３０，３１は周波数変換手
段２０で変換されたベースバンド信号をシンボルレート
の２倍でサンプリングし、ディジタルベースバンド信号
に変換するＡＤ変換器、４０はＡＤ変換器３０，３１で
変換されたディジタルベースバンド信号を用いて、タイ
ミング同期を行うタイミング再生器、６０はタイミング
再生器４０から出力された再生シンボルクロックを用い
て、ディジタルベースバンド信号の中からナイキスト点
データを抽出し、抽出したナイキスト点データを判定す
るデータ判定手段である。
【００８８】また、タイミング再生器４０内において、
４１ａはベースバンド信号の同相成分とベースバンド信
号の直交成分とを加算する加算手段、４１ｂはベースバ
ンド信号の同相成分とベースバンド信号の直交成分とを
減算する減算手段、４２ａは加算信号と１／２シンボル
周波数成分との相関を算出する加算値相関演算手段、４
２ｂは減算信号と１／２シンボル周波数成分との相関を
算出する減算値相関手段、４３は加算相関信号の大きさ
と減算相関信号の大きさとを比較して、どちらか大きい
方の相関信号を選択するベクトル選択手段、４４は選択
相関信号の示すベクトル角を用いてタイミング位相差を
算出するタイミング位相差算出手段、４５は再生サンプ
ルクロックと再生シンボルクロックの位相を制御して、
タイミング誤差を“０”にするＶＣＯ（再生サンプルク
ロック発振手段）である。さらに、図２はベクトル選択
手段４３の構成図であり、４３ａは最大絶対値検出手
段、４３ｂは選択手段である。
【００８９】次に、実施の形態１に係る復調装置の動作
について説明する。アンテナ１０は、ＲＦ帯のバースト
信号を受信し、周波数変換手段２０はＲＦ帯のバースト
信号をベースバンド帯のバースト信号に周波数変換す
る。このバースト信号は、プリアンブル信号を先頭部に
有し、プリアンブル信号の後には有意なデータが存在す
る。実施の形態１で用いるプリアンブル信号は、図１５
に示すような信号（例えば“１１０１”パターン）で
も、図２２に示すような信号（例えば“１００１”パタ
ーン）でも、どちらでも良い。
【００９０】ＡＤ変換器３０は、受信したベースバンド
帯の信号の同相成分を、時刻ｔ＝τ＋ｉＴ／２（但し、
ｉ＝１，２，３，…、τはタイミング誤差（−Ｔ／２≦
τ＜Ｔ／２）、Ｔはシンボル周期）においてサンプリン
グし、サンプリングした受信データ系列Ｉi（ｉ＝１，
２，３，…）を出力する。同様に、ＡＤ変換器３１は、
受信したベースバンド帯の信号の直交成分を、時刻ｔ＝
τ＋ｉＴ／２においてサンプリングし、サンプリングし
た受信データ系列Ｑi（ｉ＝１，２，３，…）を出力す
る。
【００９１】タイミング再生器４０は、受信データ系列
Ｉi（ｉ＝１，２，３，…）と受信データ系列Ｑi（ｉ＝
１，２，３，…）を用いて、バースト信号内のプリアン
ブル信号（Ｉｐi，Ｑｐi）の検出と、プリアンブル信号
を用いたタイミング誤差τの算出を行い、タイミング誤
差τを打ち消す位相制御を、再生サンプルクロックと、
再生シンボルクロックに対して行う。再生シンボルクロ
ックは、再生サンプルクロックを２分周した、シンボル
周期のクロックである。
【００９２】データ判定手段６０は、図１９の従来例と
同様、タイミング再生器４０によってプリアンブル検出
と、タイミング誤差τが打ち消された後、バースト信号
内のプリアンブルの後に続く有意なランダムデータ系列
Ｉｄi，Ｑｄi（ｉ＝１，２，３，…）から、ナイキスト
点におけるデータを、再生シンボルクロックでラッチす
る。そして、ラッチしたナイキスト点データを用いてデ
ータを判定し、復調データを出力する。
【００９３】次に、タイミング再生器４０の動作につい
て説明する。まず、加算手段４１ａは受信信号の同相成
分Ｉ（ｔ）と、直交成分Ｑ（ｔ）を加算し、加算結果を
加算信号として出力する。一方、減算手段４１ｂはプリ
アンブル信号の同相成分Ｉ（ｔ）と、直交成分Ｑ（ｔ）
を減算し、減算結果を減算信号として出力する。この減
算は（Ｉ（ｔ）−Ｑ（ｔ））でも、（Ｑ（ｔ）−Ｉ
（ｔ））でも、どちらでも良い。具体的には、加算手段
４１ａは下記式（１７ａ）により、図３（ａ）に示す加
算信号を出力し、
【００９４】Ａi＝Ｉi＋Ｑi (１７ａ)
【００９５】減算手段４１ｂは下記式（１７ｂ）によ
り、図３（ｂ）に示す減算信号を出力する。
【００９６】Ｓi＝Ｉi−Ｑi (１７ｂ)
【００９７】この簡単な加算手段４１ａと減算手段４１
ｂにより、タイミング再生器４０は、プリアンブル信号
（Ｉi＝Ｉｐi，Ｑi＝Ｑｐi）を受信した場合、キャリア
位相θｃ[deg]がどのような値であっても、加算信号あ
るいは減算信号のどちらかに大きな１／２シンボル周波
数成分を有する信号を得ることができる。
【００９８】例えば、キャリア位相θｃ[deg]が図２２
のように（９０＜θｃ＜１８０）あるいは（２７０＜θ
ｃ＜３６０）の範囲にある場合、プリアンブル信号の同
相成分と直交成分の位相関係が図２３のように逆相とな
るため、加算信号の振幅は図３（ａ）のようにプリアン
ブル信号の同相成分と直交成分の両方の信号が打ち消し
合って小さくなるが、減算信号の振幅は逆に図３（ｂ）
のように、プリアンブル信号の同相成分と−（直交成
分）が合成されて大きくなる。
【００９９】一方、キャリア位相θｃ[deg]が図２５の
ように（０＜θｃ＜９０）あるいは（１８０＜θｃ＜２
７０）の範囲にある場合、プリアンブル信号の同相成分
と直交成分の位相関係が図２６のように同相となるた
め、減算信号の振幅は図５（ｂ）のようにプリアンブル
信号の同相成分と−（直交成分）の信号が打ち消し合っ
て小さくなるが、加算信号の振幅は逆に図５（ａ）のよ
うに、プリアンブル信号の同相成分と直交成分が合成さ
れて大きくなる。このように、図３（ｂ）の減算信号、
図５（ａ）の加算信号のいずれも、大きな１／２シンボ
ル周波数（ｆs／２＝１／（２Ｔ））成分が含まれてい
ることが明らかである。
【０１００】同様に、複素平面上で隣り合う２つのナイ
キスト点を１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル
信号（例えば“１１０１”パターン）を受信した場合で
も、タイミング再生器４０は、キャリア位相θｃがどの
ような値であっても、加算信号と減算信号のいずれか
に、１／２シンボル周波数（ｆs／２＝１／（２Ｔ)）成
分を得ることができる。例えば、図１５に示すようなキ
ャリア位相θｃを有するプリアンブル信号を受信した場
合、プリアンブル信号の同相成分と直交成分は、図４
（ａ）に示すような、お互い逆相の波形となり、図４
（ａ）に示す加算信号より、図４（ｂ）に示す減算信号
の方が振幅は大きく、１／２シンボル周波数（ｆs／２
＝１／（２Ｔ））成分を多く有していることが判る。
【０１０１】以降では、図２２に示すような複素平面上
で原点対称となる２つのナイキスト点を１シンボル毎に
交互に遷移するプリアンブルを例に動作の説明を行って
いくが、実施の形態１のタイミング再生方式は、複素平
面上で隣り合う２つのナイキスト点を１シンボル毎に交
互に遷移するプリアンブル信号受信時においても、上記
の理由（加算信号、減算信号のいずれかに、１／２シン
ボル周波数（ｆs／２＝１／（２Ｔ））成分を得ること
ができる）により、以降説明する動作を実現することが
できる。
【０１０２】加算値相関演算手段４２ａは、加算信号に
対してシンボル周波数の１／２の周波数成分ｅｘｐ［−
ｊπ（ｆｓ）ｔ］との相関演算を行う。具体的には、デ
ータ系列Ａi（ｉ=1,2,3,…）に対して、以下の乗算を行
い、
【０１０３】 Ａｃi＝Ａi×ｃｏｓπｉ／２ （１８ａ） Ａｓi＝Ａi×ｓｉｎπｉ／２ （１８ｂ）
【０１０４】上記データ系列（Ａｃi，Ａｓi）を平均化
して、加算相関信号（ＣＡi，ＳＡi）を出力する。なお
式（１８ａ）、（１８ｂ）の乗算は、ｃｏｓπｉ／２＝
１，０，−１，０，…、ｓｉｎπｉ／２＝０，１，０，
−１，…であるため、上記加算相関信号（ＣＡi，Ｓ
Ａi）は、容易に求めることができる。例えば、４シン
ボルで平均化する場合、加算相関信号（ＣＡi，ＳＡi）
は下記式で得られる。
【０１０５】 ＣＡi＝（Ａi−Ａi+2＋Ａi+4−Ａi+6＋Ａi+8 −Ａi+10＋Ａi+12−Ａi+14）／８ （１８ ｃ） ＳＡI＝（Ａi+1−Ａi+3＋Ａi+5−Ａi+7＋Ａi+9 −Ａi+11＋Ａi+13−Ａi+15）／８ （１８ ｄ）
【０１０６】同様に、減算値相関演算手段４２ｂは、減
算信号に対してシンボル周波数の１／２の周波数成分ｅ
ｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］との相関演算を行う。具体的
には、データ系列Ｓi（ｉ＝１，２，３，…）に対し
て、以下の乗算を行い、
【０１０７】 Ｓｃi＝Ｓi×ｃｏｓπｉ／２ （１９ａ） Ｓｓi＝Ｓi×ｓｉｎπｉ／２ （１９ｂ）
【０１０８】上記データ系列（Ｓｃi，Ｓｓi）を平均化
して、減算相関信号（ＣＳi，ＳＳi）を出力する。なお
式（１９ａ）、（１９ｂ）の乗算も、ｃｏｓπｉ／２＝
１，０，−１，０，…、ｓｉｎπｉ／２＝０，１，０，
−１，…であるため、上記減算相関信号（ＣＳi，Ｓ
Ｓi）は、容易に求めることができる。例えば、４シン
ボルで平均化する場合、減算相関信号（ＣＳi，ＳＳi）
は下記式で得られる。
【０１０９】 ＣＳi＝（Ｓi−Ｓi+2＋Ｓi+4−Ｓi+6 ＋Ｓi+8−Ｓi+10+Ｓi+12−Ｓi+14）／８ （１９ｃ） ＳＳI＝（Ｓi+1−Ｓi+3＋Ｓi+5−Ｓi+7 ＋Ｓi+9−Ｓi+11+Ｓi+13−Ｓi+15）／８ （１９ｄ）
【０１１０】プリアンブル受信時において、例えば、キ
ャリア位相θｃ[deg]が図２２のように（９０＜θｃ＜
１８０）あるいは（２７０＜θｃ＜３６０）の範囲にあ
る場合、減算信号の方が加算信号より振幅が大きいた
め、図６に示すように、減算相関信号（ＣＳi，ＳＳi）
の示すベクトル長は、加算相関信号（ＣＡi，ＳＡi）の
示すベクトル長より大きくなる。ここで、図６は、図３
のタイミングでデータをサンプリングした場合の例であ
る。
【０１１１】一方、例えば、キャリア位相θｃ[deg]が
図１２のように（０＜θｃ＜９０）あるいは（１８０＜
θｃ＜２７０）の範囲にある場合、加算信号の方が減算
信号より振幅が大きいため、図７に示すように、加算相
関信号（ＣＡi，ＳＡi）の示すベクトル長は、減算相関
信号（ＣＳi，ＳＳi）の示すベクトル長より大きくな
る。ここで、図７は、図５のタイミングでデータをサン
プリングした場合の例である。なお、無信号受信時（信
号が無く、雑音のみ受信する時）や、プリアンブルの後
に続く有意なデータ部を受信中は、加算相関信号（ＣＡ
i，ＳＡi）、減算相関信号（ＣＳi，ＳＳi）のいずれ
も、１／２シンボル周波数成分が時間的に長く存在しな
いため、小さなベクトル長を示す。
【０１１２】ベクトル選択手段４３は、これら加算相関
信号（ＣＡi，ＳＡi）、減算相関信号（ＣＳi，ＳＳi）
の内、どちらかベクトル長の大きい方を選択し、選択相
関信号（ＣＯi，ＳＯi）として出力する。ベクトル選択
手段４３の動作を、図２を用いて説明する。最大絶対値
検出手段４３ａは、従来のベクトル合成選択手段４０６
の場合と同様の動作を行い、加算相関信号（ＣＡi，Ｓ
Ａi）、減算相関信号（ＣＳi，ＳＳi）の各絶対値であ
る｜ＣＡi｜，｜ＳＡi｜，｜ＣＳi｜，｜ＳＳi｜の最大
値を求める。
【０１１３】選択手段４３ｂは、最大絶対値検出手段４
３ａで求めた最大値が｜ＣＡi｜，｜ＳＡi｜のどちらか
で有る場合は、加算相関信号（ＣＡi，ＳＡi）を選択
し、その最大値が｜ＣＳi｜，｜ＳＳi｜のどちらかで有
る場合は、減算相関信号（ＣＳi，ＳＳi）を選択する。
選択した信号は、選択相関信号（ＣＯi，ＳＯi）として
出力する。
【０１１４】プリアンブル信号受信時におけるベクトル
選択手段４３の動作は、以下のようになる。キャリア位
相θｃ[deg]が図２２のように（９０＜θｃ＜１８０）
あるいは（２７０＜θｃ＜３６０）の範囲にある場合、
図６のように減算相関信号（ＣＳi，ＳＳi）の示すベク
トル長は、加算相関信号（ＣＡi，ＳＡi）の示すベクト
ル長より大きいため、ベクトル選択手段４３は減算相関
信号（ＣＳi，ＳＳi）を選択し、選択相関信号（Ｃ
Ｏi，ＳＯi）＝（ＣＳi，ＳＳi）を出力する。
【０１１５】一方、キャリア位相θｃ[deg]が図２５の
ように（０＜θｃ＜９０）あるいは（１８０＜θｃ＜２
７０）の範囲にある場合、図７のように、加算相関信号
（ＣＡi，ＳＡi）の示すベクトル長は、減算相関信号
（ＣＳi，ＳＳi）の示すベクトル長より大きいため、ベ
クトル選択手段４３は加算相関信号（ＣＡi，ＳＡi）を
選択し、選択相関信号（ＣＯi，ＳＯi）＝（ＣＡi，Ｓ
Ａi）を出力する。
【０１１６】一方、無信号受信時（信号が無く、雑音の
み受信する時）や、プリアンブルの後に続く有意なデー
タ部を受信中は、加算相関信号（ＣＡi，ＳＡi）、減算
相関信号（ＣＳi，ＳＳi）のいずれも、小さなベクトル
長を示し、加算相関信号（ＣＡi，ＳＡi）、減算相関信
号（ＣＳi，ＳＳi）のいずれかをランダムに選択する動
作を行う。
【０１１７】次にタイミング位相差算出手段４４は、以
下の２つの処理を同時に行う。一つは、選択相関信号
（ＣＯi，ＳＯi）のベクトル長Ｖiを求める。ベクトル
長Ｖiは、式（２０ａ）で求めても良いが、演算量を削
減したい場合は、式（２０ｂ）で求めてもよい。
【０１１８】 Ｖi＝（|ＣＯi|2＋|ＳＯi|2）1/2 （２０ａ） Ｖi＝ｍａｘ（|ＣＯi|，|ＳＯi|） （２０ｂ）
【０１１９】なお、|ＣＯi|，|ＳＯi|を求める絶対値変
換処理を削減したい場合は、最大絶対値検出手段４３ａ
で求めた｜ＣＡi｜，｜ＳＡi｜，｜ＣＳi｜，｜ＳＳi｜
を、最大値検出信号に応じて選択し、使用すればよい。
もう一つの処理は、選択相関信号（ＣＯi，ＳＯi）が示
すベクトル角
【０１２０】 θｏi＝ｔａｎ-1（ＳＯi／ＣＯi） （２１）
【０１２１】を求める。θｏiは、前記θTと同様、２シ
ンボル周期（２Ｔ）で正規化した場合のタイミング位相
差であるため、シンボル周期（Ｔ）で正規化した場合の
タイミング位相差θri[deg]は、式（２２）で求まる。
【０１２２】 θri＝２θｏi ｍｏｄ３６０ （２２）
【０１２３】ここで、タイミング再生器４０が、プリア
ンブル信号を受信中は、ベクトル長Ｖiは大きな値を示
し、かつタイミング位相差θri[deg]も確かな値とな
る。例えば、図２２のようなプリアンブル信号を、図２
３のタイミングでサンプリングした場合、図６に示す減
算相関信号（ＣＳi，ＳＳi）がベクトル選択手段４３で
選択され、そのベクトル長がＶi、ベクトル角がθｏiと
なる。一方、図２５のようなプリアンブル信号を、同様
のタイミングでサンプリングした場合（即ち、図２６の
場合）、図７に示す加算相関信号（ＣＡi，ＳＡi）がベ
クトル選択手段４３で選択され、そのベクトル長が
Ｖi、そのベクトル角がθｏiとなる。
【０１２４】なお、図６のθｏiと、図７のθｏiは、１
８０[deg]の差があるが、式（２２）の処理により、図
６のθｏiから求まるθriと、図７のθｏiから求まるθ
riは一致する。一方、タイミング再生器４０が、無信号
受信時（信号が無く、雑音のみ受信する時）や、プリア
ンブルの後に続く有意なデータ部を受信中は、ベクトル
長Ｖiは小さな値を示し、かつタイミング位相差θri[de
g]も不確かな値となる。受信状態に応じたＶiとθriの
確からしさの関係を、図８に示す。
【０１２５】よって、バースト信号を受信するタイミン
グが不明で、プリアンブルが到来する時刻が判らない場
合でも、以下の処理によって、タイミング誤差τを求め
ることができる。即ち、ベクトル長Ｖiをモニタし、Ｖi
が大きい場合（例えばベクトル長Ｖiが、ある閾値εｐ
を超えた場合）は“プリアンブル受信中”と判定して、
タイミング位相差θri[deg]を、図８に示すタイミング
でラッチする。ラッチされたタイミング位相差θｓ[de
g]は、図８から明らかなように、Ｖiが大きい時のタイ
ミング位相差θriであるため、確かな値である。タイミ
ング位相差算出手段４４は、このようにして得られたタ
イミング位相差θsを用いて、タイミング誤差τを式
（５ａ）、（５ｂ）で求め、タイミング誤差τを打ち消
す制御信号を、後段のＶＣＯ４５に与える。
【０１２６】なお、バースト信号を受信するタイミング
が既知で、プリアンブルが到来する時刻が特定できる場
合は、上記プリアンブル検出動作は不要であるため、タ
イミング位相差算出手段４４の代わりに、従来例のタイ
ミング位相差算出手段４０３ａを用いることができる。
この場合、ベクトル長Ｖiを求め、その大きさを検出す
る機能が不用になるため、回路規模は低減する。
【０１２７】ＶＣＯ４５は、タイミング位相差算出手段
４４からの制御信号を受けて、再生サンプルクロック
と、再生シンボルクロックの位相を制御し、タイミング
誤差τを“０”とする。以上のことから、本実施の形態
１に示したタイミング再生器４０は、以下の効果を奏す
る。
【０１２８】第１に、プリアンブル信号の同相成分と直
交成分を加算した信号と、減算した信号の計２つの信号
に対する相関演算を行い、得られた２つの相関値のう
ち、ベクトル長の大きい方をタイミング位相推定に用い
る簡単な構成により、従来のタイミング再生器４００，
４００ａと比較して、回路規模、演算処理を低減するこ
とができる。例えば、タイミング再生器４００ａと比較
した場合、タイミング再生器４００ａと同様、短いプリ
アンブル信号で高精度なタイミング位相推定を、複雑な
回路で構成されるベクトル合成選択手段４０６（図２
０，図２１）の代わりに、簡単な加算手段４１ａ，減算
手段４１ｂ，ベクトル選択手段４３（図２）で実施する
ことができる。
【０１２９】第２に、複素平面上で隣り合う２つのナイ
キスト点を１シンボル毎に交互に遷移する信号（例えば
“１１０１”パターン）、複素平面上で原点対称となる
２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移する
“０π”変調信号（例えば“１００１”パターン）のい
ずれのプリアンブル信号に対して、有効である。
【０１３０】第３に、タイミング位相差検出手段４４に
より、プリアンブルを用いた高精度なタイミング位相推
定と、プリアンブル検出を同時に実現できるため、プリ
アンブルを受信するタイミングが判らない場合でも、タ
イミング位相制御を正常に行うことができる。
【０１３１】第４に、従来例と同様、２[sample/symbo
l]の低いサンプリング速度で上記１〜３を実現すること
ができる。さらに、本発明のタイミング再生器を用いる
復調装置は、仮に電源立上げ時や、シャドウイング復帰
後の再接続において生じるバースト信号の受信タイミン
グが未知である場合においても、小さな回路規模で、短
いプリアンブルで高速同期、高速再同期を実現し、プリ
アンブルに続く有意なデータ部において良好なＢＥＲ
（ビット誤り率）特性を実現することができる。
【０１３２】なお、実施の形態１のタイミング再生器４
５ｂは、以下の２つのプリアンブル信号（(1)複素平面
上で原点対称となる２つのナイキスト点を１シンボル毎
に交互に遷移するプリアンブル信号、(2)複素平面上で
隣り合う２つのナイキスト点を、１シンボル毎に交互に
遷移するプリアンブル信号）に限らず、複素平面上のあ
る２点を、１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル
信号を用いる無線通信システムであれば、どのような変
調方式（ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，π／４ＱＰＳＫ，ＯＱＰ
ＳＫ、ＦＳＫなど）を用いるシステムにも適用すること
ができる。
【０１３３】実施の形態２．図９は、実施の形態２に係
る復調装置の構成を示すブロック図である。図９におい
て、１０は無線信号を受信するアンテナ、２０はアンテ
ナ１０で受信された無線信号をベースバンド信号に周波
数変換する周波数変換手段、３０，３１は周波数変換手
段２０で変換されたベースバンド信号をシンボルレート
の２倍でサンプリングし、ディジタルベースバンド信号
に変換するＡＤ変換器、４０ａはＡＤ変換器３０，３１
で変換されたディジタルベースバンド信号を用いて、タ
イミング同期を行うタイミング再生器、６０はタイミン
グ再生器４０ａから出力された再生シンボルクロックを
用いて、ディジタルベースバンド信号の中からナイキス
ト点データを抽出し、抽出したナイキスト点データを判
定するデータ判定手段である。
【０１３４】また、タイミング再生器４０ａ内におい
て、４１ａはベースバンド信号の同相成分とベースバン
ド信号の直交成分とを加算する加算手段、４１ｂはベー
スバンド信号の同相成分とベースバンド信号の直交成分
とを減算する減算手段、４２ａは加算信号と１／２シン
ボル周波数成分との相関を算出する加算値相関演算手
段、４２ｂは減算信号と１／２シンボル周波数成分との
相関を算出する減算値相関手段、４３は加算相関信号の
大きさと減算相関信号の大きさとを比較して、どちらか
大きい方の相関信号を選択するベクトル選択手段であ
る。
【０１３５】さらに、４４は選択相関信号の示すベクト
ル角を用いてタイミング位相差を算出するタイミング位
相差算出手段、４５ａは再生サンプルクロックと再生シ
ンボルクロックの位相を制御して、タイミング誤差を
“０”にするＶＣＯ（再生サンプルクロック発振手
段）、４６は再生サンプルクロックでサンプリングされ
たベースバンド信号を用いてタイミング位相を検出する
位相検出手段、４７は位相検出信号を平均化して、その
平均を位相進み遅れ信号として出力する位相検出信号平
均化手段である。
【０１３６】以降、実施の形態２の動作について説明す
る。実施の形態２では、例えば、文献「受信信号位相情
報を用いたＱＰＳＫ用タイミング再生方式の検討」（藤
村著 電子情報通信学会 論文誌 VOL.J81-B-・ no.6，p
p.665-668，1998年６月）に記載されているような、従
来のＰＬＬタイミング再生器を併用し、本実施の形態１
によってプリアンブル検出や、タイミング誤差τ算出中
も、位相検出手段４６、位相検出信号平均化手段４７、
ＶＣＯ４５ａで構成されるＰＬＬタイミング再生器を動
作させる。
【０１３７】この時の加算手段４１ａ、減算手段４１ｂ
からタイミング位相差算出手段４４までの演算処理は、
実施の形態１と同様であり、プリアンブル信号を検出し
たら、その時に同時に求めたタイミング誤差τを打ち消
すクロック位相制御を、第一の位相制御信号として、Ｖ
ＣＯ４５ａに与える。一方で、位相検出手段４６は、受
信データ（Ｉi，Ｑi）からタイミング位相が進んでいる
か、遅れているかを、例えば上記文献の方式に基づいて
検出し、検出信号としてタイミング位相が進んでいれば
“＋１”を、遅れていれば“−１”を出力する。
【０１３８】位相検出信号平均化手段４７は、この進み
／遅れ信号を例えばランダムウォークフィルタで平均化
し、その平均を第二の位相制御信号として出力する。Ｖ
ＣＯ４５ａは、第二の位相制御信号によって、再生サン
プルクロックと再生シンボルクロックの位相を制御し、
第二の位相制御信号が“正”であればタイミング位相を
進ませ、“負”であればタイミング位相を遅らせる。Ｖ
ＣＯ４５ａは、通常は第二の位相制御信号によって制御
されているが、プリアンブルが検出され、第一の位相制
御信号が入力されたら、第二の位相制御信号を用いず
に、第一の位相制御信号を用いて、各クロック位相制御
を実施する。
【０１３９】第二の位相制御信号のみを用いる場合の短
所は、第二の位相制御信号を用いるタイミング位相の進
み／遅れの制御が、例えば１／１６シンボルステップ幅
で行われるため、タイミング位相の引込みに時間を要す
ることである。逆にその長所は、プリアンブル信号の後
に続く有意なランダムデータ部受信時において、タイミ
ング位相追随が可能な点である。
【０１４０】一方、第一の位相制御信号のみを用いる場
合の短所は、プリアンブル信号の後に続く有意なランダ
ムデータ部受信時において、タイミング位相差θri[de
g]が不確かとなり、使用できない点である。逆にその長
所は、実施の形態１で述べた通りであり、短いプリアン
ブル信号で、高精度にタイミング位相差を検出できる点
である。
【０１４１】実施の形態２では、第一の位相制御信号と
第二の位相制御信号の両方を用いるので、上記２つの長
所が上記２つの短所を補うため、実施の形態１の効果に
加えて、以下の効果を奏する。即ち、短いプリアンブル
信号で高精度なタイミング位相推定と制御を実施しなが
ら、有意なランダムデータ部受信中もタイミング位相追
随を実現することができる。
【０１４２】なお、実施の形態２のタイミング再生器４
５ｃは、実施の形態１と同様、以下の２つのプリアンブ
ル信号（(1)複素平面上で原点対称となる２つのナイキ
スト点を１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信
号、(2)複素平面上で隣り合う２つのナイキスト点を、
１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号）に限
らず、複素平面上のある２点を、１シンボル毎に交互に
遷移するプリアンブル信号を用いる無線通信システムで
あれば、どのような変調方式（ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，π
／４ＱＰＳＫ，ＯＱＰＳＫ、ＦＳＫなど）を用いるシス
テムにも適用することができる。
【０１４３】実施の形態３．図１０は、実施の形態３に
係る復調装置の構成を示すブロック図である。図１０に
おいて、１０は無線信号を受信するアンテナ、２０はア
ンテナ１０で受信された無線信号をベースバンド信号に
周波数変換する周波数変換手段、３０，３１は周波数変
換手段２０で変換されたベースバンド信号をシンボルレ
ートの２倍でサンプリングし、ディジタルベースバンド
信号に変換するＡＤ変換器、４０ｂはＡＤ変換器３０，
３１で変換されたディジタルベースバンド信号を用い
て、タイミング同期を行うタイミング再生器、７０はタ
イミング再生器４０ｂから出力された非同期サンプルク
ロックでサンプリングされたディジタルベースバンド信
号を補間するデータ補間手段、６０ａはデータ補間手段
７０から出力された補間ベースバンド信号のナイキスト
点を抽出し、抽出したナイキスト点データを判定するデ
ータ判定手段である。
【０１４４】また、タイミング再生器４０ｂ内におい
て、４１ａはベースバンド信号の同相成分とベースバン
ド信号の直交成分とを加算する加算手段、４１ｂはベー
スバンド信号の同相成分とベースバンド信号の直交成分
とを減算する減算手段、４２ａは加算信号と１／２シン
ボル周波数成分との相関を算出する加算値相関演算手
段、４２ｂは減算信号と１／２シンボル周波数成分との
相関を算出する減算値相関手段、４３は加算相関信号の
大きさと減算相関信号の大きさとを比較して、どちらか
大きい方の相関信号を選択するベクトル選択手段、４４
は選択相関信号の示すベクトル角を用いてタイミング位
相差を算出するタイミング位相差算出手段、４８は非同
期サンプルクロックおよび非同期１／２シンボル周波数
成分を出力する発振器（非同期サンプルクロック発振手
段）である。
【０１４５】以降、実施の形態３の動作について説明す
る。実施の形態１では、タイミング誤差τを、ＶＣＯ４
５による再生サンプルクロックと、再生シンボルクロッ
クの位相制御により、タイミング誤差τを“０”とする
フィードバック型のタイミング再生器４０について説明
したが、実施の形態１を実施の形態３のタイミング再生
器４０ｂに示すように、フィードフォワード型のタイミ
ング再生器に変形することができる。即ち、ＶＣＯ４５
を、発振器４８に切替え、データ補間手段７０を付加
し、データ判定手段６０の処理を、後述するデータ判定
手段６０ａの処理に切替える。
【０１４６】発振器４８は、シンボル周期の２倍の自走
する非同期サンプルクロックを出力する。Ａ／Ｄ変換器
３０，３１は、この非同期サンプルクロックでデータを
２[sample/symbol]で非同期サンプリングする。加算手
段４１ａ、減算手段４１ｂは、実施の形態１と同様に、
非同期サンプリングされた受信データ（Ｉi，Ｑi）の加
減算を行う。加算値相関演算手段４２ａは、加算手段４
１ａ出力の加算信号と、発振器から出力されるシンボル
周波数の１／２の周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）
ｔ］との相関を、実施の形態１と同様に求める。
【０１４７】減算値相関演算手段４２ｂは、減算手段４
１ｂ出力の減算信号と、発振器から出力されるシンボル
周波数の１／２の周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）
ｔ］との相関を、実施の形態１と同様に求める。以降の
ベクトル選択手段４３や、タイミング位相差算出手段４
４は、実施の形態１と同様の処理であり、タイミング誤
差τを求める。
【０１４８】データ補間手段７０は、非同期の2[sample
/symbol]によって得られた受信データ（Ｉi，Ｑi）を補
間して、例えばシンボル周期に対して１／１６の時間分
解能を有する受信データを生成し、補間された受信デー
タを出力する。データ判定手段６０ａは、タイミング位
相差算出手段４４からのタイミング誤差τの情報を用い
て、補間された受信データのナイキスト点を抽出し、抽
出したナイキスト点のデータを復調データとして出力す
る。
【０１４９】以上のように、実施の形態３のようなフィ
ードフォワード型の構成とすることで、実施の形態１の
効果に加えて、以下の効果を奏する。即ち、安価で小型
な発振器４８を用いることにより、タイミング再生器４
０ｂは、より一層の低価格化、小型化を実現することが
できる。
【０１５０】なお、実施の形態３のタイミング再生器４
５ｄは、実施の形態１と同様、以下の２つのプリアンブ
ル信号（(1)複素平面上で原点対称となる２つのナイキ
スト点を１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信
号、(2)複素平面上で隣り合う２つのナイキスト点を、
１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号）に限
らず、複素平面上のある２点を、１シンボル毎に交互に
遷移するプリアンブル信号を用いる無線通信システムで
あれば、どのような変調方式（ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，π
／４ＱＰＳＫ，ＯＱＰＳＫ、ＦＳＫなど）を用いるシス
テムにも適用することができる。
【０１５１】実施の形態４．図１１は、実施の形態４に
係る復調装置の構成を示すブロック図である。図１１に
おいて、１０は無線信号を受信するアンテナ、２０はア
ンテナ１０で受信された無線信号をベースバンド信号に
周波数変換する周波数変換手段、３０，３１は周波数変
換手段２０で変換されたベースバンド信号をシンボルレ
ートの２倍でサンプリングし、ディジタルベースバンド
信号に変換するＡＤ変換器、４０ｃはＡＤ変換器３０，
３１で変換されたディジタルベースバンド信号を用い
て、タイミング同期を行うタイミング再生器、６０はタ
イミング再生器４０ｃから出力された再生シンボルクロ
ックを用いて、ディジタルベースバンド信号の中からナ
イキスト点データを抽出し、抽出したナイキスト点デー
タを判定するデータ判定手段である。
【０１５２】また、タイミング再生器４０ｃ内におい
て、４１ａはベースバンド信号の同相成分とベースバン
ド信号の直交成分とを加算する加算手段、４１ｂはベー
スバンド信号の同相成分とベースバンド信号の直交成分
とを減算する減算手段、４２ａは加算信号と１／２シン
ボル周波数成分との相関を算出する加算値相関演算手
段、４２ｂは減算信号と１／２シンボル周波数成分との
相関を算出する減算値相関手段、４３は加算相関信号の
大きさと減算相関信号の大きさとを比較して、どちらか
大きい方の相関信号を選択するベクトル選択手段であ
る。
【０１５３】さらに、４４ａは平均相関信号の示すベク
トル角を用いてタイミング位相差を算出するタイミング
位相差算出手段、４５は再生サンプルクロックと再生シ
ンボルクロックの位相を制御して、タイミング誤差を
“０”にするＶＣＯ（再生サンプルクロック発振手
段）、４９は選択相関信号の示すベクトル長の大きさに
応じた重み付けを選択相関信号に与える重み付け手段、
５０は重み付け相関信号を平均化する重み付け信号平均
化手段、５０ａは重み付け相関信号を入力とする時定数
の短い第一のローパスフィルタ、５０ｂは重み付け相関
信号を入力とする時定数の長い第二のローパスフィルタ
である。
【０１５４】以降、実施の形態４の動作について説明す
る。実施の形態４は、プリアンブル信号だけでなく、プ
リアンブルの後に続くランダムパターン信号も用いてタ
イミング再生を行い、実施の形態２とは別の方法によっ
て、ランダムパターン信号受信中もタイミング同期を実
現するものである。基本的な概念として、プリアンブル
信号だけでなく、プリアンブルの後に続くランダムパタ
ーン信号において数シンボルの時間単位でバースト的に
存在する１／２シンボル周波数成分も抽出し、これらを
平均化して、タイミング位相推定に用いるものである。
【０１５５】前述のように実施の形態１〜実施の形態３
の各タイミング再生器は、以下のプリアンブル信号
（(1)複素平面上で原点対称となる２つのナイキスト点
を１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号、
(2)複素平面上で隣り合う２つのナイキスト点を、１シ
ンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号）に対して
有効であるが、このような１／２シンボル周波数成分を
有する信号遷移は、数シンボルと短い時間ではあるが、
ランダムパターン受信中も存在する。
【０１５６】例えば、ＱＰＳＫ変調方式を例にすると、
以下の計１２パターンの８ビットデータ系列に１／２シ
ンボル周波数成分が存在することになる。これらのいず
れかが発生する確率は、１２／２５６＝４．６％であり
少ないが、これらのパターンに含まれる１／２シンボル
周波数成分を検出し、長い時間かけて平均化すれば、ラ
ンダムパターン受信時においても、高精度なタイミング
位相推定を実現することができる。
【０１５７】 パターンＡ：１１００１１００ パターンＢ：００１１００１１ パターンＣ：０１１００１１０ パターンＤ：１００１１００１ パターンＥ：１１０１１１０１ パターンＦ：０１１１０１１１ パターンＧ：１１１０１１１０ パターンＨ：１０１１１０１１ パターンＩ：０１０００１００ パターンＪ：０００１０００１ パターンＫ：１０００１０００ パターンＬ：１０００１０００
【０１５８】図１１の実施の形態４において、アンテナ
１０からベクトル選択手段までの動作は、一つの点を除
いて、実施の形態１と同様である。この異なる一つの点
とは、加算値相関手段４２ａと減算値相関手段４２ｂが
それぞれ行う、乗算後のデータ系列の平均化を、｛４，
８，１２｝程度の少ないデータ数を用いることである。
例えば、上記パターンＡ〜パターンＬまでの８ビットの
何れかのパターンに対する相関を求める場合は、平均化
に用いるデータ数は連続する８個のデータとなる。
【０１５９】重み付け手段４９は、ベクトル選択手段出
力である選択相関信号（ＣＯi，ＳＯi）のベクトル長Ｖ
Ｏiを求め、ＶＯiの大きさに応じた重み付け値αを（Ｃ
Ｏi，ＳＯi）に乗算し、その結果を重み付け相関信号
（ＣＷi，ＳＷi）として出力する。
【０１６０】ＣＷi＝αＣＯi （２３ａ） ＳＷi＝αＳＯi （２３ｂ）
【０１６１】ここで、ベクトル長ＶＯiは、上記パター
ンＡ〜Ｄを受信した場合には、非常に大きな値を示す。
また、上記パターンＥ〜Ｌを受信した場合には、大きな
値を示す。さらに、それ以外のパターンを受信した場合
には、小さな値を示す。
【０１６２】よって重み付け手段４９は、上記ベクトル
長ＶＯiに応じた重み付けを、式（２３ａ）、（２３
ｂ）のように実施することで、上記パターンＡ〜Ｌ受信
時の相関情報のみ抽出することができる。例えば、ＶＯ
iを２つの閾値によって３値検出し、ＶＯiが非常に大き
な値の場合には、α＝１を設定する。また、ＶＯiが大
きな値の場合には、α＝１／２を設定する。さらに、Ｖ
Ｏiが小さな値の場合には、α＝０を設定する。
【０１６３】このように設定すれば、上記パターンＡ〜
Ｌ以外の不確かなタイミング位相情報を有する選択相関
信号（ＣＯi，ＳＯi）は、後段に出力されない。また上
記パターンＡ〜Ｌ中、上記パターンＡ〜Ｄは、上記パタ
ーンＥ〜Ｌと比較して、より確かなタイミング位相情報
を有するような、１／２シンボル周波数成分を多く含ん
でいるが、これらを受信中は、大きな重み付けが行われ
るため、タイミング位相推定に有効な１／２シンボル周
波数成分の抽出が効率的に行われる。
【０１６４】重み付け信号平均化手段５０は、重み付け
相関信号（ＣＷi，ＳＷi）を平均化し、その平均値を、
平均化重み付け相関信号（ΣＣＷi，ΣＳＷi）として出
力する。重み付け信号平均化手段５０では、プリアンブ
ル受信中は、大きな重み付けが与えられた（例えば、
“１”を乗算された）相関信号（ＣＷi，ＳＷi）が入力
されるため、少ないデータ数で、正確なタイミング位相
差情報が得られる。また、プリアンブル受信中は、前バ
ースト信号受信時のタイミング情報を迅速に打ち消し、
現在受信中のバースト信号のタイミング情報を迅速に得
る必要がある。よって、プリアンブル信号受信中は、少
ないデータ数で平均化を行う必要がある。
【０１６５】一方、有意なランダムデータ受信中は、小
さな重み付けが与えられた（例えば、“０”を乗算され
た）相関信号（ＣＷi，ＳＷi）が多く入力されるため、
正確なタイミング位相差情報を得るためには、数十シン
ボル〜数百シンボル分の多くのデータ数を用いて平均化
を行う必要がある。
【０１６６】そこで、重み付け信号平均化手段５０は、
プリアンブル信号用に小さな時定数を有する第一のロー
パスフィルタ５０ａと、有意なランダムデータ用に大き
な時定数を有する第二のローパスフィルタ５０ｂを備
え、両方のフィルタの出力情報（Σ１ＣＷi，Σ１Ｓ
Ｗi）、（Σ２ＣＷi，Σ２ＳＷi）を出力する。例えば
β＜γ（０＜β＜１，０＜γ＜１）の関係を有する２つ
のＩＩＲ(Infinite ImpulseResponse)フィルタで構成す
る場合、第一のＩＩＲ(Infinite Impulse Response)フ
ィルタは以下の処理を実施する。、
【０１６７】 Σ１ＣＷi＝βΣＣＷi-1＋ＣＷi （２４ａ） Σ１ＳＷi＝βΣＳＷi-1＋ＳＷi （２４ｂ）
【０１６８】また、第二のＩＩＲ(Infinite Impulse Re
sponse)フィルタは、以下の処理を実施する。
【０１６９】 Σ２ＣＷi＝γΣＣＷi-1＋ＣＷi （２５ａ） Σ２ＳＷi＝γΣＳＷi-1＋ＳＷi （２５ｂ）
【０１７０】タイミング位相差算出手段４４ａは、以下
の処理を行って、プリアンブル検出と、プリアンブルを
用いたタイミング位相推定を同時に行い、かつ有意なラ
ンダムデータ受信時におけるタイミング位相推定も行
う。
【０１７１】第１の処理として、重み付け信号平均化手
段５０の出力（Σ１ＣＷi，Σ１ＳＷi）が示す正規化ベ
クトル長Ｖ１i Ｖ１i＝β（Σ１ＣＷi 2＋Σ１ＳＷi 2）1/2 （２６ａ） と、重み付け信号平均化手段５０の出力（Σ２ＣＷi，
Σ２ＳＷi）が示す正規化ベクトル長Ｖ２i Ｖ２i＝γ（Σ２ＣＷi 2＋Σ２ＳＷi 2）1/2 （２６ｂ） を求める。
【０１７２】第２の処理として、Ｖ１iが大きな値を示
したら（例えば、Ｖ１iがある閾値εｐ１より大きくな
ったら）、以下の式で求まるタイミング位相差θr1iを
ラッチする。但しθ1iは、（Σ１ＣＷi，Σ１ＳＷi）が
示すベクトル角である。 θr1i＝２θ1i ｍｏｄ３６０ （２７）
【０１７３】第３の処理として、θr1iをラッチしたタ
イミング位相差θ１s＝θr1iを用いて、タイミング誤差
τ１を式（２８ａ）、（２８ｂ）で求め、タイミング誤
差τ１を打ち消す第一の制御信号を、後段のＶＣＯ４５
に与える。 θ１ｓ＞１８０[deg]の場合、 τ１＝（θ１ｓ−３６０）Ｔ／３６０ （２８ａ） θ１ｓ≦１８０[deg]の場合、 τ１＝（θ１ｓ）Ｔ／３６０ （２８ｂ）
【０１７４】第４の処理として、第一の制御信号による
位相制御（以降、第一の位相制御と称する）後、クロッ
ク位相差は０[deg]となり、重み付け信号平均化手段５
０に入力されるタイミング位相差情報は、第一の位相制
御前と制御後で異なるため、第一の位相制御後、以下の
制御を重み付け信号平均化手段５０に対して行い、各ベ
クトル（Σ１ＣＷi，Σ１ＳＷi）、（Σ２ＣＷi，Σ２
ＳＷi）の示すベクトル角を、０[deg]の方向にセットす
る。
【０１７５】 Σ１ＣＷi＝（Σ１ＣＷi-1 2＋Σ１ＳＷi-1 2）1/2 （２９ａ ） Σ１ＳＷi＝０ （２９ｂ） Σ２ＣＷi＝（Σ２ＣＷi-1 2＋Σ２ＳＷi-1 2）1/2 （３０ ａ） Σ２ＳＷi＝０ （３０ｂ）
【０１７６】第５の処理として、上記第２〜第４の処理
と並行して、以下の式で求まるタイミング位相差θr2i
を求める。但しθ2iは、（Σ２ＣＷi，Σ２ＳＷi）が示
すベクトル角である。 θr2i＝２θ2i ｍｏｄ３６０ （３１）
【０１７７】第６の処理として、第一の位相制御後、以
下の２つの条件（条件Ａ、条件Ｂ）を両方とも満たす
時、有意なランダムデータ部受信信号から求まるタイミ
ング位相差情報として、θr2iをラッチし、ラッチした
タイミング位相差θ２s＝θr2iを用いて、タイミング誤
差τ２を式（３２ａ）、（３２ｂ）で求め、タイミング
誤差τ２を打ち消す第二の制御信号を、後段のＶＣＯ４
５に与える。
【０１７８】ここで、条件Ａは、「θr1iとθr2iとのタ
イミング位相差が小さい（例えば、｜θr1i−θr2i｜≦
４５[deg]）。」である。また、条件Ｂは、「Ｖ２iが大
きな値を示す（例えば、Ｖ２iがある閾値εｐ２より大
きい）。」である。
【０１７９】そして、θ２ｓ＞１８０[deg]の場合、 τ２＝（θ２ｓ−３６０）Ｔ／３６０ （３２ａ） となる。また、θ２ｓ≦１８０[deg]の場合、 τ２＝（θ２ｓ）Ｔ／３６０ （３２ｂ） となる。
【０１８０】第７の処理として、第二の制御信号による
位相制御（以降、第二の位相制御と称する）後も、第一
の位相制御時と同様、重み付け信号平均化手段５０に入
力されるタイミング位相差情報は、第二の位相制御前と
制御後で異なる可能性があるため、第二の位相制御後
も、式（２９ａ）、（２９ｂ）、（３０ａ）、（３０
ｂ）の制御を重み付け信号平均化手段５０に対して行
い、各ベクトル（Σ１ＣＷi，Σ１ＳＷi）、（Σ２ＣＷ
i，Σ２ＳＷi）の示すベクトル角を０[deg]にセットす
る。
【０１８１】第８の処理として、引き続き有意なランダ
ムデータ受信中に、第三以降の位相制御を行う場合は、
第二の位相制御後、数十シンボル周期で、上記条件Ｂが
成立しているか否かをモニタし、成立している場合は、
その時の（Σ２ＣＷi，Σ２ＳＷi）が示すベクトル角θ
r2iをラッチし、ラッチしたタイミング位相差θ２s＝θ
r2iを用いて、タイミング誤差τ２を式（３２ａ）、
（３２ｂ）で求め、タイミング誤差τ２を打ち消す第二
の制御信号を、後段のＶＣＯ４５に与える。同時に式
（２９ａ）、（２９ｂ）、（３０ａ）、（３０ｂ）の制
御を重み付け信号平均化手段５０に対して行い、各ベク
トル（Σ１ＣＷi，Σ１ＳＷi）、（Σ２ＣＷi，Σ２Ｓ
Ｗi）の示すベクトル角を０[deg]にセットする。
【０１８２】第９の処理として、この間に、再びＶ１i
が大きな値を示したら（例えば、Ｖ１iがある閾値εｐ
１より大きくなったら）、次のバースト信号を受信した
と判定し、上記第２の処理に戻る。
【０１８３】図１２に、タイミング位相差算出手段の動
作例を示す。Ｖ１iは、重み付け信号平均化手段５０に
おいて、平均化に用いるデータ数が少ないため、プリア
ンブル信号受信時にのみ大きな値を示し、ランダムデー
タ部受信時は、小さな値を示す。一方、Ｖ２iは、重み
付け信号平均化手段５０において、平均化に用いるデー
タ数が多いため、プリアンブル信号受信時においては前
バースト信号の情報が残っている場合もあり、小さい値
を示す場合が多いが、ランダムデータ部受信時は、十分
大きな値を示す。よって、図１２に示す通り、第一の位
相制御は、上記第１〜第４の処理により、プリアンブル
受信中に行われ、第二の位相制御以降の制御は、データ
部受信中に行われる。
【０１８４】最後にＶＣＯ４５は、タイミング位相差算
出手段４４ａからの制御信号を受けて、再生サンプルク
ロックと、再生シンボルクロックの位相を制御し、タイ
ミング誤差τを“０”とする。よって、実施の形態４
は、実施の形態１と同様、これらのプリアンブル信号受
信中は短い時間で、高精度なタイミング位相推定を実現
しながら、実施の形態２とは別の方法によって、ランダ
ムパターン信号受信中もタイミング同期を実現すること
ができる。
【０１８５】なお、バースト信号を受信するタイミング
が既知で、プリアンブルが到来する時刻が特定できる場
合は、上記処理を大幅に削減することができる。この場
合の変更点は、以下の通りである。第１に、重み付け信
号平均化手段５０は、第一のローパスフィルタ５０ａだ
けで構成され、第一のローパスフィルタ５０ａの時定数
（例えば、式２４（ａ）、式２４（ｂ）の忘却係数β）
を、プリアンブル信号受信中は小さく、有意なランダム
データ受信中は大きく切替える。
【０１８６】第２に、プリアンブル検出動作は不要であ
るため、タイミング位相差算出手段４４ａの代わりに、
従来例のタイミング位相差算出手段４０３ａを用いて、
第一のローパスフィルタ５０ａの出力（Σ１ＣＷi，Σ
１ＳＷi）が示すベクトル角から、タイミング誤差τを
求める。上記の２つの変更点により、回路規模は大幅に
低減する。
【０１８７】以上のことから、本実施の形態４に示した
タイミング再生器４０ｃは、実施の形態１の効果に加え
て、以下の効果を奏する。即ち、短いプリアンブル信号
で高精度なタイミング位相推定と、制御を実施しなが
ら、有意なランダムデータ部受信中もタイミング位相追
随を実現することができる。
【０１８８】なお、実施の形態４のタイミング再生器４
５ｅは、実施の形態１と同様、以下の２つのプリアンブ
ル信号（(1)複素平面上で原点対称となる２つのナイキ
スト点を１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信
号、(2)複素平面上で隣り合う２つのナイキスト点を、
１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号）に限
らず、複素平面上のある２点を、１シンボル毎に交互に
遷移するプリアンブル信号を用いる無線通信システムで
あれば、どのような変調方式（ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，π
／４ＱＰＳＫ，ＯＱＰＳＫ、ＦＳＫなど）を用いるシス
テムにも適用することができる。
【０１８９】実施の形態５．図１３は、実施の形態５に
係る復調装置の構成を示すブロック図である。図１３に
おいて、１０は無線信号を受信するアンテナ、２０はア
ンテナ１０で受信された無線信号をベースバンド信号に
周波数変換する周波数変換手段、３０，３１は周波数変
換手段２０で変換されたベースバンド信号をシンボルレ
ートの２倍でサンプリングし、ディジタルベースバンド
信号に変換するＡＤ変換器、４０ｄはＡＤ変換器３０，
３１で変換されたディジタルベースバンド信号を用い
て、タイミング同期を行うタイミング再生器、７０はタ
イミング再生器４０ｂから出力された非同期サンプルク
ロックでサンプリングされたディジタルベースバンド信
号を補間するデータ補間手段、６０ａはデータ補間手段
７０から出力された補間ベースバンド信号のナイキスト
点を抽出し、抽出したナイキスト点データを判定するデ
ータ判定手段である。
【０１９０】また、タイミング再生器４０ｄ内におい
て、４１ａはベースバンド信号の同相成分とベースバン
ド信号の直交成分とを加算する加算手段、４１ｂはベー
スバンド信号の同相成分とベースバンド信号の直交成分
とを減算する減算手段、４２ａは加算信号と１／２シン
ボル周波数成分との相関を算出する加算値相関演算手
段、４２ｂは減算信号と１／２シンボル周波数成分との
相関を算出する減算値相関手段、４３は加算相関信号の
大きさと減算相関信号の大きさとを比較して、どちらか
大きい方の相関信号を選択するベクトル選択手段であ
る。
【０１９１】さらに、４４ａは平均相関信号の示すベク
トル角を用いてタイミング位相差を算出するタイミング
位相差算出手段、４８は非同期サンプルクロックおよび
非同期１／２シンボル周波数成分を出力する発振器（非
同期サンプルクロック発振手段）、４９は選択相関信号
の示すベクトル長の大きさに応じた重み付けを選択相関
信号に与える重み付け手段、５０は重み付け相関信号を
平均化する重み付け信号平均化手段、５０ａは重み付け
相関信号を入力とする時定数の短い第一のローパスフィ
ルタ、５０ｂは重み付け相関信号を入力とする時定数の
長い第二のローパスフィルタである。
【０１９２】以降、実施の形態５の動作について説明す
る。実施の形態４では、タイミング誤差τを、ＶＣＯ４
５による再生サンプルクロックと、再生シンボルクロッ
クの位相制御により、タイミング誤差τを“０”とする
フィードバック型のタイミング再生器４０ｃについて説
明したが、実施の形態５のタイミング再生器４０ｄに示
すように、フィードフォワード型のタイミング再生器に
変形することができる。即ち、ＶＣＯ４５を、発振器４
８に切替え、データ補間手段７０を付加し、データ判定
手段６０の処理を、後述するデータ判定手段６０ａの処
理に切替える。
【０１９３】発振器４８は、シンボル周期の２倍の自走
する非同期サンプルクロックを出力する。Ａ／Ｄ変換器
３０，３１は、この非同期サンプルクロックでデータを
２[sample/symbol]で非同期サンプリングする。加算手
段４１ａ、減算手段４１ｂは、実施の形態１と同様に、
非同期サンプリングされた受信データ（Ｉi，Ｑi）の加
減算を行う。加算値相関演算手段４２ａは、加算手段４
１ａから出力される加算信号と、発振器から出力される
シンボル周波数の１／２の周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ
（ｆｓ）ｔ］との相関を、実施の形態２と同様に求め
る。
【０１９４】減算値相関演算手段４２ｂは、減算手段４
１ｂ出力の減算信号と、発振器から出力されるシンボル
周波数の１／２の周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）
ｔ］との相関を、実施の形態２と同様に求める。以降の
ベクトル選択手段４３、重み付け手段５０は、実施の形
態４と同様の処理であり、タイミング誤差τを求める。
【０１９５】タイミング位相差算出手段４４bは、以下
の点を除いて、タイミング位相差算出手段４４ａと同様
の動作を行う。以下、タイミング位相差算出手段４４ｂ
とタイミング位相差算出手段４４ａの相違点を示す。即
ち、タイミング位相差算出手段４４ｂは、フィードフォ
ワード型であるため、サンプルクロックの位相が制御さ
れることがない。これに対して、タイミング位相差算出
手段４４ａは、フィードバック型であるため、式（２９
ａ）、（２９ｂ）、（３０ａ）、（３０ｂ）の制御を重
み付け信号平均化手段５０に対して行い、各ベクトル
（Σ１ＣＷi，Σ１ＳＷi）、（Σ２ＣＷi，Σ２ＳＷi）
の示すベクトル角を０[deg]にセットする必要がない。
【０１９６】データ補間手段７０は、非同期の２[sampl
e/symbol]によって得られた受信データ（Ｉi，Ｑi）を
補間して、例えばシンボル周期に対して１／１６の時間
分解能を有する受信データを生成し、補間された受信デ
ータを出力する。データ判定手段６０ａは、タイミング
位相差算出手段４４ａからのタイミング誤差τの情報を
用いて、補間された受信データのナイキスト点を抽出
し、抽出したナイキスト点のデータを復調データとして
出力する。
【０１９７】以上示したように、実施の形態５は、フィ
ードフォワード型の構成とすることで、実施の形態４の
効果に加えて、以下の効果を奏する。即ち、安価で小型
な発振器４８を用いるため、タイミング再生器４０ｄ
は、より一層、低価格化、小型化を実現することができ
る。
【０１９８】なお、実施の形態５のタイミング再生器４
５ｄは、実施の形態１と同様、以下の２つのプリアンブ
ル信号（(1)複素平面上で原点対称となる２つのナイキ
スト点を１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信
号、(2)複素平面上で隣り合う２つのナイキスト点を、
１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号）に限
らず、複素平面上のある２点を、１シンボル毎に交互に
遷移するプリアンブル信号を用いる無線通信システムで
あれば、どのような変調方式（ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，π
／４ＱＰＳＫ，ＯＱＰＳＫ、ＦＳＫなど）を用いるシス
テムにも適用することができる。
【０１９９】
【発明の効果】本発明に係るタイミング再生器および復
調装置は、以上のように構成されているため、次のよう
な効果を得ることができる。即ち、プリアンブル信号の
同相成分と直交成分を加算した信号と、減算した信号の
計２つの信号に対する相関演算を行い、得られた２つの
相関値のうち、ベクトル長の大きい方をタイミング位相
推定に用いる簡単な構成により、従来のタイミング再生
器と比較して、回路規模、演算処理を低減することがで
きる。
【０２００】また、複素平面上で隣り合う２つのナイキ
スト点を１シンボル毎に交互に遷移する信号（例えば
“１１０１”パターン）、複素平面上で原点対称となる
２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移する
“０π”変調信号（例えば“１００１”パターン）のい
ずれのプリアンブル信号に対して、有効である。
【０２０１】さらに、タイミング位相差検出手段によ
り、プリアンブルを用いた高精度なタイミング位相推定
と、プリアンブル検出を同時に実現できるため、プリア
ンブルを受信するタイミングが判らない場合でも、タイ
ミング位相制御を正常に行うことができる。
【０２０２】また、本発明に係る復調装置は、仮に電源
立上げ時や、シャドウイング復帰後の再接続において生
じるバースト信号の受信タイミングが未知である場合に
おいても、小さな回路規模で、短いプリアンブルで高速
同期、高速再同期を実現し、プリアンブルに続く有意な
データ部において良好なＢＥＲ（ビット誤
【図面の簡単な説明】
【図１】実施の形態１に係る復調装置の構成を示すブロ
ック図である。
【図２】ベクトル選択手段の構成を示すブロック図であ
る。
【図３】（ａ）は、プリアンブルの加算信号を示す波形
図である。（ｂ）は、プリアンブルの減算信号を示す波
形図である。
【図４】（ａ）は、プリアンブルの加算信号を示す波形
図である。（ｂ）は、プリアンブルの減算信号を示す波
形図である。
【図５】（ａ）は、プリアンブルの加算信号を示す波形
図である。（ｂ）は、プリアンブルの減算信号を示す波
形図である。
【図６】プリアンブル信号受信時の加算相関信号および
減算相関信号を示す信号空間図である。
【図７】プリアンブル信号受信時の加算相関信号および
減算相関信号を示す信号空間図である。
【図８】実施の形態１のタイミング位相差算出手段の動
作を示す波形図である。
【図９】実施の形態２に係る復調装置の構成を示すブロ
ック図である。
【図１０】実施の形態３に係る復調装置の構成を示すブ
ロック図である。
【図１１】実施の形態４に係る復調装置の構成を示すブ
ロック図である。
【図１２】実施の形態４のタイミング位相差算出手段の
動作を示す波形図である。
【図１３】実施の形態５に係る復調装置の構成を示すブ
ロック図である。
【図１４】従来の復調装置の構成を示すブロック図であ
る。
【図１５】“１１０１”パターンを示す信号空間図であ
る。
【図１６】共役復素乗算手段出力を示す信号空間図であ
る。
【図１７】共役復素乗算手段出力信号を示す波形図であ
る。
【図１８】相関値とタイミング誤差を示す図である。
【図１９】従来の復調装置の構成を示すブロック図であ
る。
【図２０】ベクトル合成選択手段の構成を示すブロック
図である。
【図２１】ベクトル合成選択手段の構成を示すブロック
図である。
【図２２】“１００１”パターンを示す信号空間図であ
る。
【図２３】（ａ）は、プリアンブル信号の同相成分を示
す波形図である。（ｂ）は、プリアンブル信号の直交成
分を示す波形図である。
【図２４】相関値の一例を示す信号空間図である。
【図２５】“１００１”パターンを示す信号空間図であ
る。
【図２６】（ａ）は、プリアンブル信号の同相成分を示
す波形図である。（ｂ）は、プリアンブル信号の直交成
分を示す波形図である。
【図２７】相関値の一例を示す信号空間図である。
【図２８】相関値の一例を示す信号空間図である。
【図２９】相関値の一例を示す信号空間図である。
【符号の説明】
１０…アンテナ、２０…周波数変換手段、３０，３１…
ＡＤ変換器、４０，４０ａ，４０ｂ，４０ｃ，４０ｄ…
タイミング再生器、４１ａ…加算手段、４１ｂ…減算手
段、４２ａ…加算値相関演算手段、４２ｂ…減算値相関
手段、４３…ベクトル選択手段、４３ａ…最大絶対値検
出手段、４３ｂ…選択手段、４４…タイミング位相差算
出手段、４５，４５ａ…ＶＣＯ（再生サンプルクロック
発振手段）、４６…位相検出手段、４７…位相検出信号
平均化手段、４８…発振器（非同期サンプルクロック発
振手段）、４９…重み付け手段、５０…重み付け信号平
均化手段、５０ａ…第一のローパスフィルタ、５０ｂ…
第二のローパスフィルタ、６０，６０ａ…データ判定手
段、７０…データ補間手段。
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成１２年１月１９日（２０００．１．１
９）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正内容】
【書類名】 明細書
【発明の名称】 タイミング再生器およびこれを用いた
復調装置
【特許請求の範囲】
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、タイミング再生器
および復調装置に関し、特にバースト信号の先頭にプリ
アンブルを有する広帯域ディジタル無線通信システムに
適したタイミング再生器および復調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のプリアンブルを有する広帯域ディ
ジタル無線通信システム用復調装置のタイミング再生器
として、例えば文献「キャリア・クロック同時再生方式
（Carrier-Clock Simultaneous Recovery Scheme）」
（名倉，松本，久保田，加藤 著電子情報通信学会 （Th
e Institute Of Electronics, Information And Commun
ication Engineers）信学技報(Technical Report Of IE
ICE) RCS94-60，pp.7-12，199４年９月）に記載されて
いる２つの方式がある。
【０００３】一つはＯＱＰＳＫ変調用に広く用いられて
いるプリアンブル信号からタイミング位相を推定する方
式である。このプリアンブル信号は、複素平面上で隣り
合う２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移す
る信号（例えば“１１０１”パターン）である。この方
式に関する特許として「バースト信号復調回路」（特開
平７−２３５９５６，発明者：松本，加藤）が存在す
る。
【０００４】もう一つはＱＰＳＫ変調用に広く用いられ
ているプリアンブル信号からタイミング位相を推定する
方式である。このプリアンブル信号は、複素平面上で原
点対称となる２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互
に遷移する“０π”変調信号（例えば“１００１”パタ
ーン）である。この方式に関する特許として「バースト
信号復調回路」（特開平８−４６６５８，発明者：名
倉，松本，加藤）が存在する。
【０００５】これらの方式は、いずれのプリアンブル信
号もシンボル周波数（ｆｓ）の１／２の周波数成分を有
していることに着目し、受信機側で、これらプリアンブ
ル信号と、ＶＣＯから出力される１／２シンボル周波数
成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］との相関を求め、その
相関値の示すベクトル角からタイミング位相を推定する
ものである。
【０００６】また、いずれの方式においても、データの
サンプリング速度は僅か２[sample/symbol]であり、例
えば文献「信号検出方式、及びバースト復調装置」（特
開平６−１４１０４８，発明者：吉田）に記載されてい
るような、非線形処理後の信号（例えばエンベロープ）
と、シンボル周波数成分ｅｘｐ［−ｊ２π（ｆｓ）ｔ］
との相関からタイミング位相を推定する従来方式におい
て必要となるサンプリング速度の最小値（＝４[sample/
symbol]）の１／２であるため、サンプリング速度の低
減による受信機の低消費電力化を実現することができ
る。以下に上記２つの方式（特開平７−２３５９５６，
特開平８−４６６５８）の詳細を示す。
【０００７】はじめに、複素平面上で隣り合う２つのナ
イキスト点を１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブ
ル（“１１０１”パターン）信号を用いたタイミング再
生方式（特開平７−２３５９５６）について説明する。
図１４は、上述のタイミング再生器を含んだ復調装置を
示すブロック図である。図１４において、１００はアン
テナ、２００は周波数変換手段、３０１，３０２はＡＤ
変換器、４００はタイミング再生器、５００はデータ判
定手段であり、タイミング再生器４００内において、４
０１は1シンボル遅延手段、４０２は共役複素乗算手
段、４０３はタイミング位相差算出手段、４０４はＶＣ
Ｏである。
【０００８】次に、従来の復調装置の動作について説明
する。アンテナ１００は、ＲＦ帯のプリアンブル信号を
受信し、周波数変換手段２００はＲＦ帯のプリアンブル
信号をベースバンド帯のプリアンブル信号に周波数変換
する。図１５に、このベースバンド帯のプリアンブル信
号（“１１０１”パターン）の信号空間図を示す。図１
５において、θｃは受信信号のキャリア位相であり、プ
リアンブル信号は、図中のナイキスト点“Ａ”と、ナイ
キスト点“Ｂ”を１シンボル毎に交互に遷移する。ナイ
キスト点“Ａ”のベクトル角は（θｃ−４５）[deg]、
ナイキスト点“Ｂ”のベクトル角は（θｃ＋４５）[de
g]であり、ナイキスト点“Ａ”とナイキスト点“Ｂ”の
各ベクトル角の差は９０[deg]である。
【０００９】ＡＤ変換器３０１は、このベースバンドプ
リアンブル信号の同相成分を、時刻ｔ＝τ＋ｉＴ／２
（但し、i=1,2,3,…、τはタイミング誤差（−Ｔ／２≦
τ＜Ｔ／２）、Ｔはシンボル周期）においてサンプリン
グし、サンプリングされたプリアンブルデータ系列Ｉｐ
i（ｉ=1,2,3,…）を出力する。同様に、ＡＤ変換器３０
２は、ベースバンドプリアンブル信号の直交成分を、時
刻ｔ＝τ＋ｉＴ／２においてサンプリングし、サンプリ
ングされたプリアンブルデータ系列Ｑｐi（ｉ=1,2,3,
…）を出力する。
【００１０】よって、サンプリング速度は２[sample/sy
mbol]であることが明らかである。またサンプリング
は、後段のタイミング再生器４００出力である再生サン
プルクロックの立上がりエッジで行い、タイミング位相
推定動作を行っている間は、再生サンプルクロックの位
相制御は行われない。タイミング再生器４００は、プリ
アンブルデータ系列Ｉｐi（ｉ=1,2,3,…）とプリアンブ
ルデータ系列Ｑｐi（ｉ=1,2,3,…）を用いてタイミング
誤差τを算出し、タイミング誤差τを打ち消す位相制御
を、再生サンプルクロックと、再生シンボルクロックに
対して行う。
【００１１】ここで再生シンボルクロックとは、再生サ
ンプルクロックを２分周した、シンボル周期のクロック
である。データ判定手段５００は、タイミング再生器４
００によってタイミング誤差τが打ち消された後、プリ
アンブルの後に続く有意なランダムデータ系列Ｉｄi，
Ｑｄi（ｉ=1,2,3,…）から、ナイキスト点におけるデー
タを、再生シンボルクロックでラッチする。そして、ラ
ッチしたナイキスト点データを用いてデータを判定し、
復調データを出力する。
【００１２】次に、タイミング再生器４００の動作につ
いて説明する。１シンボル遅延手段４０１は、プリアン
ブルデータ系列Ｉｐi（ｉ=1,2,3,…）とプリアンブルデ
ータ系列Ｑｐi（ｉ=1,2,3,…）を１シンボル時間遅延さ
せ、共役複素乗算手段４０２はプリアンブルデータ系列
（Ｉｐi，Ｑｐi）と、1シンボル前のプリアンブルデー
タ系列（Ｉｐi-2，Ｑｐi-2 ）との共役複素乗算を、下
記式で行う。
【００１３】 ＩＤi＝（Ｉｐi×Ｉｐi-2）＋（Ｑｐi×Ｑｐi-2） （１ａ ） ＱＤi＝（Ｑｐi×Ｉｐi-2）−（Ｉｐi×Ｑｐi-2） （１ｂ ）
【００１４】この処理によって、プリアンブル信号に対
して遅延検波が行われる。このような処理を行うこと
で、図１６に示すように、キャリア位相θｃに関係無
く、点“Ｃ”と点“Ｄ”を１シンボル毎に遷移するプリ
アンブル信号を得ることができる。このプリアンブル信
号の示す位相θＸ（ｔ）は、図１７に示すように＋９０
[deg]から−９０[deg]の位相遷移と、−９０[deg]から
＋９０[deg]の位相遷移を、それぞれ１シンボル周期で
交互に繰り返すため、１／２シンボル周波数成分を有す
る。
【００１５】そこでタイミング位相差算出手段４０３
は、この位相θＸ（ｔ）と、ＶＣＯから出力される１／
２シンボル周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］との
相関を求める。具体的には、信号（ＩＤi，ＱＤi）の示
す位相をθＸiとすると、以下の乗算を行い、
【００１６】 ＭＩi＝θＸi×ｃｏｓπｉ／２ （２ａ） ＭＱi＝θＸi×ｓｉｎπｉ／２ （２ｂ）
【００１７】その乗算結果（ＭＩi，ＭＱi）を平均化し
て、相関値（ΣＭＩ，ΣＭＱ）を出力する。なお、式
（２ａ）、（２ｂ）の乗算は、ｃｏｓπｉ／２＝１，
０，−１，０，…、ｓｉｎπｉ／２＝０，１，０，−
１，…であるため、上記相関値（ΣＭＩ，ΣＭＱ）は、
容易に求めることができる。例えば、４シンボルで平均
化する場合、相関値（ΣＭＩ，ΣＭＱ）は下記式で得ら
れる。
【００１８】 ΣＭＩ＝（θＸi−θＸi+2＋θＸi+4−θＸi+6 ＋θＸi+8−θＸi+10+θＸi+12−θＸi+14）／８ （３ａ） ΣＭＱ＝（θＸi+1−θＸi+3＋θＸi+5−θＸi+7 ＋θＸi+9−θＸi+11＋θＸi+13−θＸi+15）／８ （３ｂ）
【００１９】この相関値が示すベクトル角 θT＝ｔａｎ-1（ΣＭＱ／ΣＭＩ） が２シンボル周期（２Ｔ）で正規化した場合のタイミン
グ位相差であり、よってシンボル周期（Ｔ）で正規化し
た場合のタイミング位相差θs[deg]は、以下の式で求ま
る。
【００２０】 θs＝２θT ｍｏｄ３６０ （４）
【００２１】タイミング位相差θsと、タイミング誤差
τの関係は、以下の通りである。 θｓ＞１８０[deg]の場合、 τ＝（θs−３６０）Ｔ／３６０ （５ａ） θｓ≦１８０[deg]の場合、 τ＝（θs）Ｔ／３６０ （５ｂ）
【００２２】例えば、位相信号θＸ（ｔ）に対して、図
１７に示すタイミングでサンプリングし、データ系列
｛θＸi ，θＸi+1 ，θＸi+2 ，θＸi+3 ，… ｝を得
た場合、図１８に示すような相関値（ΣＭＩ，ΣＭＱ）
と、タイミング位相差θT が得られる。タイミング位相
差算出手段４０３は、以上の演算によって得られたタイ
ミング誤差τより、タイミング誤差τを打ち消す制御信
号を、後段のＶＣＯ４０４に与える。ＶＣＯ４０４は、
タイミング位相差算出手段からの制御信号を受けて、再
生サンプルクロックと、再生シンボルクロックの位相を
制御し、タイミング誤差τを“０”とする。
【００２３】次に、複素平面上で原点対称となる２つの
ナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移するプリアン
ブル（“０π”変調，例えば“１００１”パターン）信
号を用いたタイミング再生方式（特開平８−４６６５
８）について説明する。図１４との対応部分に同一符号
を付した図１９は、上述のタイミング再生器を含んだ復
調装置を示す。図１９において、４００ａはタイミング
再生器、４０３ａはタイミング位相差算出手段、４０５
ａはＩｃｈ相関演算手段、４０５ｂはＱｃｈ相関演算手
段、４０６はベクトル合成選択手段である。
【００２４】また、図２０はベクトル合成選択手段４０
６の構成図であり、４０７ａは第一のベクトル合成手
段、４０７ｂは第二のベクトル合成手段、４０７ｃは第
三のベクトル合成手段、４０７ｄは第四のベクトル合成
手段、４０８は最大絶対値検出手段、４０９は選択手段
である。更に、図２０との対応部分に同一符号を付した
図２１はベクトル合成選択手段４０６のもう一つの構成
図であり、４１０ａ，４１０ｂは加算手段、４１１ａは
第一の選択手段、４１１ｂは第二の選択手段、４１１ｃ
は第三の選択手段、４１１ｄは第四の選択手段である。
【００２５】次に、復調装置の動作について説明する。
前述した図１４の従来例の構成と同様、アンテナ１００
は、ＲＦ帯のプリアンブル信号を受信し、周波数変換手
段２００はＲＦ帯のプリアンブル信号をベースバンド帯
のプリアンブル信号に周波数変換する。図２２に、この
ベースバンド帯のプリアンブル信号（“１００１”パタ
ーン）の信号空間図を示す。図２２において、θｃは受
信信号のキャリア位相であり、プリアンブル信号は、図
中のナイキスト点“Ａ”と、ナイキスト点“Ｂ”を１シ
ンボル毎に原点を通過しながら、交互に遷移する。
【００２６】ナイキスト点“Ａ”のベクトル角はθｃ[d
eg]、ナイキスト点“Ｂ”のベクトル角は（θｃ＋１８
０）[deg]であり、ナイキスト点“Ａ”とナイキスト点
“Ｂ”の各ベクトル角の差は１８０[deg]である。図１
４の従来例と同様、ＡＤ変換器３０１は、このベースバ
ンドプリアンブル信号の同相成分を、時刻ｔ＝τ＋ｉＴ
／２（但し、i=1,2,3,…、τはタイミング誤差（−Ｔ／
２≦τ＜Ｔ／２），Ｔはシンボル周期）においてサンプ
リングし、サンプリングされたプリアンブルデータ系列
Ｉｐi（ｉ=1,2,3,…）を出力する。
【００２７】同様に、ＡＤ変換器３０２は、ベースバン
ドプリアンブル信号の直交成分を、時刻ｔ＝τ＋ｉＴ／
２においてサンプリングし、サンプリングされたプリア
ンブルデータ系列Ｑｐi（ｉ=1,2,3,…）を出力する。後
段のタイミング再生器４００ａは、タイミング位相推定
動作を行っている間は、再生サンプルクロックの位相制
御は行われない。
【００２８】また、タイミング再生器４００ａは、図１
４の従来例と同様、プリアンブルデータ系列Ｉｐi（ｉ=
1,2,3,…）とプリアンブルデータ系列Ｑｐi（ｉ=1,2,3,
…）を用いてタイミング誤差τを算出し、タイミング誤
差τを打ち消す位相制御を、再生サンプルクロックと、
再生シンボルクロックに対して行う。再生シンボルクロ
ックは、再生サンプルクロックを２分周した、シンボル
周期のクロックである。
【００２９】データ判定手段５００も、図１４の従来例
と同様、タイミング再生器４００ａによってタイミング
誤差τが打ち消された後、プリアンブルの後に続く有意
なランダムデータ系列Ｉｄi，Ｑｄi（ｉ=1,2,3,…）か
ら、ナイキスト点におけるデータを、再生シンボルクロ
ックでラッチする。そして、ラッチしたナイキスト点デ
ータを用いてデータを判定し、復調データを出力する。
【００３０】次に、タイミング再生器４００ａの動作に
ついて説明する。図２２に示すような原点対称となる２
つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移するプリ
アンブル信号を受信する場合、図１４に示す従来例は適
用できない。図２２に示すプリアンブル信号を遅延検波
すると、遅延検波後（即ち、共役複素乗算手段出力）の
位相信号θＸ（ｔ）は、常に約１８０[deg]となり、シ
ンボル周波数の１／２の周波数成分が得られないため、
ＶＣＯ４０４から出力されるシンボル周波数の１／２の
周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］との相関が
“０”になるためである。
【００３１】そこで、図１９の従来例では、図２２のプ
リアンブル信号の同相成分Ｉ（ｔ）と、直交成分Ｑ
（ｔ）それぞれに対してシンボル周波数の１／２の周波
数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］との相関演算を行
う。具体的には、Ｉｃｈ相関演算手段４０５ａは、オー
バーサンプルされたプリアンブルデータ系列Ｉｐi（ｉ=
1,2,3,…）に対して、以下の乗算を行い、
【００３２】 Ｉｃi＝Ｉｐi×ｃｏｓπｉ／２ （６ａ） Ｉｓi＝Ｉｐi×ｓｉｎπｉ／２ （６ｂ）
【００３３】その乗算結果（Ｉｃi，Ｉｓi）を平均化し
て、相関値（ＣＩ，ＳＩ）を求め、Ｑｃｈ相関演算手段
４０５ｂは、オーバーサンプルされたプリアンブルデー
タ系列Ｑｐi（ｉ=1,2,3,…）に対して、以下の乗算を行
い、
【００３４】 Ｑｃi＝Ｑｐi×ｃｏｓπｉ／２ （７ａ） Ｑｓi＝Ｑｐi×ｓｉｎπｉ／２ （７ｂ）
【００３５】その乗算結果（Ｑｃi，Ｑｓi）を平均化し
て、相関値（ＣＱ，ＳＱ）を求める。なお、式（６
ａ）、（６ｂ）、（７ａ）、（７ｂ）の乗算は、ｃｏｓ
πｉ／２＝１，０，−１，０，…、ｓｉｎπｉ／２＝
０，１，０，−１，…であるため、上記相関値（ＣＩ，
ＳＩ）、（ＣＱ，ＳＱ）は、容易に求めることができ
る。例えば、４シンボルで平均化する場合、相関値（Ｃ
Ｉ，ＳＩ）は下記式で得られ、
【００３６】 ＣＩ＝（Ｉｐi−Ｉｐi+2＋Ｉｐi+4−Ｉｐi+6＋Ｉｐi+8 −Ｉｐi+10＋Ｉｐi+12−Ｉｐi+14）／８ （８ａ） ＳＩ＝（Ｉｐi+1−Ｉｐi+3＋Ｉｐi+5−Ｉｐi+7＋Ｉｐi+9 −Ｉｐi+11＋Ｉｐi+13−Ｉｐi+15）／８ （８ｂ）
【００３７】相関値（ＣＱ，ＳＱ）は下記式で得られ
る。 ＣＱ＝（Ｑｐi−Ｑｐi+2＋Ｑｐi+4−Ｑｐi+6＋Ｑｐi+8 −Ｑｐi+10+Ｑｐi+12−Ｑｐi+14）／８ （９ａ） ＳＱ=（Ｑｐi+1−Ｑｐi+3＋Ｑｐi+5−Ｑｐi+7＋Ｑｐi+9 −Ｑｐi+11+Ｑｐi+13−Ｑｐi+15）／８ （９ｂ）
【００３８】ここで、相関値（ＣＩ，ＣＱ）の示すベク
トル角と、（ＳＩ，ＳＱ）の示すベクトル角は、図１４
の従来例と同様、いずれもタイミング位相誤差を示す
が、キャリア位相θｃによって、お互い同じ方向を向く
場合や、反対方向を向く場合、あるいはどちらかのベク
トルが消失する場合がある。例えば、図２２に示すよう
に、θｃの範囲が（９０＜θｃ＜１８０）あるいは（２
７０＜θｃ＜３６０）を満たすプリアンブル信号に対し
て、図２３に示すタイミングでサンプリングし、データ
系列｛Ｉｐi ，Ｉｐi+1 ，Ｉｐi +2 ，Ｉｐi +3 ，… ｝
とデータ系列｛Ｑｐi ，Ｑｐi+1 ，Ｑｐi +2 ，Ｑｐi+3
，… ｝を得た場合、図２４（ａ）に示すような相関値
（ＣＩ，ＳＩ）と、相関値（ＣＱ，ＳＱ）が得られ、各
相関ベクトルの角度は反対方向を向く。
【００３９】一方、図２５に示すように、θｃの範囲が
（０＜θｃ＜９０）あるいは（１８０＜θｃ＜２７０）
を満たすプリアンブル信号に対して、図２６に示すタイ
ミングでサンプリングし、データ系列｛Ｉｐi ，Ｉｐ
i+1 ，Ｉｐi +2 ，Ｉｐi+3 ，… ｝とデータ系列｛Ｑｐ
i ，Ｑｐi+1 ，Ｑｐi +2 ，Ｑｐi+3 ，… ｝を得た場
合、図２７に示すような相関値（ＣＩ，ＳＩ）と、相関
値（ＣＱ，ＳＱ）が得られ、各相関ベクトルの角度は同
じ方向を向く。また、キャリア位相θｃによって各ベク
トル長が変化することも明らかであり、θｃ＝｛０，１
８０｝では、相関値（ＣＩ，ＳＩ）のベクトルは消失
し、θｃ＝｛９０，−９０｝では、相関値（ＣＱ，Ｓ
Ｑ）のベクトルが消失する。
【００４０】そこでベクトル合成選択手段４０６は、キ
ャリア位相θｃの影響を除去するため、相関値（ＣＩ，
ＣＱ）と、相関値（ＳＩ，ＳＱ）を後述する４つの状態
にそれぞれ合成し、もっともＳＮ比の高い合成ベクトル
を選択し、タイミング位相差算出手段４０３ａは、ベク
トル合成選択手段４０６が選択した合成ベクトルからタ
イミング位相を算出する。
【００４１】図２０のベクトル合成選択手段４０６にお
いて、最大絶対値検出手段４０８はＣＩ，ＣＱ，ＳＩ，
ＳＱの４つの絶対値を求め、各絶対値の最大値が４つの
うちのどれであるか検出する。また第一のベクトル合成
手段４０７ａは、以下の式によって合成ベクトル（Ｇ１
C，Ｇ１S）を出力し、
【００４２】 Ｇ１C＝ＣＩ＋ｓｉｇｎ［ＣＩ］・｜ＣＱ｜ （１０ａ） Ｇ１S＝ＳＩ＋ｓｉｇｎ［ＣＩ・ＣＱ］・｜ＳＱ｜ （１０ｂ）
【００４３】第二のベクトル合成手段４０７ｂは、以下
の式によって合成ベクトル（Ｇ２C，Ｇ２S）を出力し、
【００４４】 Ｇ２C＝ＣＱ＋ｓｉｇｎ［ＣＱ］・｜ＣＩ｜ （１１ａ） Ｇ２S＝ＳＱ＋ｓｉｇｎ［ＣＩ・ＣＱ］・｜ＳＩ｜ （１１ｂ）
【００４５】第三のベクトル合成手段４０７ｃは、以下
の式によって合成ベクトル（Ｇ３C，Ｇ３S）を出力し、
【００４６】 Ｇ３C＝ＣＩ＋ｓｉｇｎ［ＳＩ・ＳＱ］・｜ＣＱ｜ （１２ａ） Ｇ３S＝ＳＩ＋ｓｉｇｎ［ＳＩ］・｜ＳＱ｜ （１２ｂ）
【００４７】第四のベクトル合成手段４０７ｄは、以下
の式によって合成ベクトル（Ｇ４C，Ｇ４S）を出力す
る。
【００４８】 Ｇ４C＝ＣＱ＋ｓｉｇｎ［ＳＩ・ＳＱ］・｜ＣＩ｜ （１３ａ） Ｇ４S＝ＳＱ＋ｓｉｇｎ［ＳＱ］・｜ＳＩ｜ （１３ｂ） 但し、ｓｉｇｎ［＊］は、［］内の符号（＝±１）を意
味する。
【００４９】選択手段４０９は、最大絶対値検出手段４
０８の検出信号を受け、合成相関値（ΣＣ，ΣＳ）を
（Ｇ１C，Ｇ１S）、（Ｇ２C，Ｇ２S）、（Ｇ３C，Ｇ
３S）、（Ｇ４C，Ｇ４S）から選択する。
【００５０】 （ΣＣ，ΣＳ）＝（Ｇ１C，Ｇ１S） （｜ＣＩ｜が最大の場合） （１４ａ） （ΣＣ，ΣＳ）＝（Ｇ２C，Ｇ２S） （｜ＣＱ｜が最大の場合） （１４ｂ） （ΣＣ，ΣＳ）＝（Ｇ３C，Ｇ３S） （｜ＳＩ｜が最大の場合） （１４ｃ） （ΣＣ，ΣＳ）＝（Ｇ４C，Ｇ４S） （｜ＳＱ｜が最大の場合） （１４ｄ）
【００５１】このような処理により、キャリア位相θｃ
による影響が除去され、相関値（ＣＩ，ＣＱ），相関値
（ＳＩ，ＳＱ）のベクトルの向きが揃えられた合成ベク
トルが、もっともタイミング位相推定に適したベクトル
として選択される。例えば、図２４の場合、ベクトル長
の小さい相関値（ＣＱ，ＳＱ）を反転して両者のベクト
ル方向を揃え、相関値（ＣI，ＳI）に加算した合成ベク
トルが選択される。このときの相関値（ΣＣ，ΣＳ）
は、図２８のようになる。また図２７の場合、ベクトル
長の小さい相関値（ＣＱ，ＳＱ）をそのまま、相関値
（ＣI，ＳI）に加算した合成ベクトルが選択される。こ
のときの相関値（ΣＣ，ΣＳ）は、図２９のようにな
る。
【００５２】なお、ベクトル合成選択手段４０６は、上
述した図２０のように、あらかじめＣＩ，ＳＩ，ＣＱ，
ＳＱから生成した４つの合成ベクトルから、一つのベク
トルを選択する処理のほかに、図２１のように、最大絶
対値検出手段４０８の検出結果を基に、４０７ａ，４０
７ｂ，４０７ｃ，４０７ｄのいずれかの合成手段を実行
するような構成でも、同様な出力結果が得られる。図２
１の構成は、図２０の構成と比較して、回路規模を低減
することができる。図２１に示すベクトル合成選択手段
において、最大絶対値検出手段４０８の検出結果を基
に、各選択手段４１１ａ，４１１ｂ，４１１ｃ，４１１
ｄは、以下の値を出力する。
【００５３】第一の選択手段４１１ａ出力であるＳＥＬ
１は、 ＳＥＬ１＝ＣＩ （｜ＣＩ｜あるいは｜ＳＩ｜が最大の場合） （１５ａ） ＳＥＬ１＝ＣＱ （｜ＣＱ｜あるいは｜ＳＱ｜が最大の場合） （１５ｂ）
【００５４】第二の選択手段４１１ｂ出力であるＳＥＬ
２は、 ＳＥＬ２＝ｓｉｇｎ［ＣＩ］・｜ＣＱ｜ （｜ＣＩ｜が最大の場合） （１６ａ） ＳＥＬ２＝ｓｉｇｎ［ＣＱ］・｜ＣＩ｜ （｜ＣＱ｜が最大の場合） （１６ｂ） ＳＥＬ２＝ｓｉｇｎ［ＳＩ・ＳＱ］・｜ＣＱ｜ （｜ＳＩ｜が最大の場合） （１６ｃ） ＳＥＬ２＝ｓｉｇｎ［ＳＩ・ＳＱ］・｜ＣＩ｜ （｜ＳＱ｜が最大の場合） （１６ｄ）
【００５５】第三の選択手段４１１ｃ出力であるＳＥＬ
３は、 ＳＥＬ３＝ｓｉｇｎ［ＣＩ・ＣＱ］・｜ＳＱ｜ （｜ＣＩ｜が最大の場合） （１７ａ） ＳＥＬ３＝ｓｉｇｎ［ＣＩ・ＣＱ］・｜ＳＩ｜ （｜ＣＱ｜が最大の場合） （１７ｂ） ＳＥＬ３＝ｓｉｇｎ［ＳＩ］・｜ＳＱ｜ （｜ＳＩ｜が最大の場合） （１７ｃ） ＳＥＬ３＝ｓｉｇｎ［ＳＱ］・｜ＳＩ｜ （｜ＳＱ｜が最大の場合） （１７ｄ）
【００５６】第四の選択手段４１１ｄ出力であるＳＥＬ
４は、 ＳＥＬ４＝ＳＩ （｜ＣＩ｜あるいは｜ＳＩ｜が最大の場合） （１８ ａ） ＳＥＬ４＝ＳＱ （｜ＣＱ｜あるいは｜ＳＱ｜が最大の場合） （１８ ｂ）
【００５７】加算器４１０ａはＳＥＬ１とＳＥＬ２を加
算し、加算結果をΣＣとして出力する。また、加算器４
１０ｂはＳＥＬ３とＳＥＬ４を加算し、加算結果をΣＳ
として出力する。以上の処理により、図２１で構成され
るベクトル合成選択手段は、図２０で構成されるベクト
ル合成選択手段と同様の値を出力する。
【００５８】次に、タイミング位相差算出手段４０３ａ
は、合成相関値（ΣＣ，ΣＳ）が示すベクトル角 θ2s＝ｔａｎ-1（ΣS／ΣC） （１９） を求める。θ2sは、前記θTと同様、２シンボル周期
（２Ｔ）で正規化した場合のタイミング位相差であり、
よってシンボル周期（Ｔ）で正規化した場合のタイミン
グ位相差θs[deg]は、式（２０）で求まる。 θs＝２θ2s ｍｏｄ３６０ （２０）
【００５９】図２８の場合のθ２ｓと、図２９の場合の
θ２ｓは、１８０[deg]の差があるが、式（２０）の処
理により、図２８のθ２ｓから求まるθｓと、図２９の
θ２ｓから求まるθｓは一致する。なお、タイミング位
相差θｓとタイミング誤差τの関係は、式（５ａ）、
（５ｂ）の通りである。タイミング位相差算出手段４０
３ａは、以上の演算によって得られたタイミング誤差τ
より、タイミング誤差τを打ち消す制御信号を、後段の
ＶＣＯ４０４に与える。ＶＣＯ４０４は、タイミング位
相差算出手段からの制御信号を受けて、再生サンプルク
ロックと、再生シンボルクロックの位相を制御し、タイ
ミング誤差τを“０”とする。
【００６０】
【発明が解決しようとする課題】以上のように、従来例
におけるプリアンブルを用いる２つのタイミング再生器
４００，４００ａは、いずれもプリアンブル信号の含ま
れる１／２シンボル周波数成分と、ＶＣＯから出力され
る１／２シンボル周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）
ｔ］との相関を求め、その相関値の示すベクトル角から
タイミング位相を推定するものであり、サンプリング速
度も２[sample/symbol]と低速であるため、特に広帯域
ＴＤＭＡ無線通信システムに有効な方式であるが、いず
れもキャリア位相差θｃの影響を除去するための各手段
が備わっており、それらの手段が回路規模の増大や、演
算処理量の増加を招いている。
【００６１】例えば、タイミング再生器４００では、キ
ャリア位相差θｃの影響を除去するため、1シンボル遅
延手段４０１と、共役複素乗算手段４０２を用いた遅延
検波を行っている。よって、共役複素乗算手段４０２で
は、乗算器４個と、加算器２個が必要であり、大きな回
路規模、演算処理が必要となる。
【００６２】また、タイミング再生器４００ａでは、キ
ャリア位相差θｃの影響を除去するため、ベクトル合成
選択手段４０６を用いた、複雑な加減算処理と選択処理
を行っている。ベクトル合成選択手段４０６では、あら
かじめＣＩ，ＳＩ，ＣＱ，ＳＱから生成した４つの合成
ベクトルから、一つのベクトルを選択する処理を実施す
る図２０の場合は、各合成手段４０７ａ，４０７ｂ，４
０７ｃ，４０７ｄ内に含まれる計８個の加算器や、８つ
のデータ系列から、２つのデータ系列を選択する選択手
段４０９を必要とする。
【００６３】さらに、ベクトル合成選択手段４０６を図
２１の構成で実現する場合、加算器の数を８個から２個
に低減することができるため、図２０と比較して回路規
模を低減することができるが、その場合でも加算器４１
０ａ，４１０ｂの前段に４つの選択手段４１１ａ，４１
１ｂ，４１１ｃ，４１１ｄが必要となり、処理が複雑で
ある。
【００６４】また、上述のタイミング再生器４００ａ，
４００ｂは、プリアンブル信号を受信するタイミングが
既知である場合にのみ有効であり、例えば移動端末機に
おける電源立上げ時や、シャドウイング復帰後の再接続
において生じるバースト信号の受信タイミングが未知で
ある場合には、プリアンブルを受信するタイミングが判
らないため、適用することができない。
【００６５】本発明は、上記のような問題を解決し、回
路規模、演算処理を低減させるタイミング再生器および
これを用いた復調装置を提供することを目的とする。
【００６６】また、本発明は、複素平面上で隣り合う２
つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移する信号
（例えば“１１０１”パターン）、複素平面上で原点対
称となる２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷
移する“０π”変調信号（例えば“１００１”パター
ン）のいずれのプリアンブル信号に対して有効なタイミ
ング再生器およびこれを用いた復調装置を提供すること
を目的とする。
【００６７】さらに、本発明は、プリアンブルを受信す
るタイミングが判らない場合でも有効なタイミング再生
器およびこれを用いた復調装置を提供することを目的と
する。
【００６８】
【課題を解決するための手段】請求項１のタイミング再
生器は、ベースバンド信号の同相成分と、ベースバンド
信号の直交成分とを加算し、加算後の信号を加算信号と
して出力する加算手段と、ベースバンド信号の同相成分
と、ベースバンド信号の直交成分とを減算し、減算後の
信号を減算信号として出力する減算手段と、加算信号
と、受信機側で生成する１／２シンボル周波数成分との
相関を算出し、算出した相関値を加算相関信号として出
力する加算相関演算手段と、減算信号と、１／２シンボ
ル周波数成分との相関を算出し、算出した相関値を減算
相関信号として出力する減算相関演算手段と、加算相関
信号の大きさと、減算相関信号の大きさとを比較し、ど
ちらか大きい方の相関信号を選択し、選択した相関信号
を選択相関信号として出力するベクトル選択手段と、選
択相関信号の示すベクトル角を用いてタイミング位相差
を算出するタイミング位相差算出手段とを備えることを
特徴とする。
【００６９】請求項２において、タイミング位相差算出
手段は、選択相関信号の示すベクトル角およびベクトル
長を算出し、ベクトル長が大きい場合にプリアンブル信
号を検出したと判定し、その時の選択相関信号の示すベ
クトル角を用いてタイミング位相差を算出することを特
徴とする。
【００７０】請求項３において、ベースバンド信号をサ
ンプリングする再生サンプルクロックおよび再生１／２
シンボル周波数成分を出力し、タイミング位相差情報を
用いて、タイミング誤差を“０”に位相制御する再生サ
ンプルクロック発振手段を更に備えることを特徴とす
る。
【００７１】請求項４において、加算相関演算手段、減
算相関演算手段、ベクトル選択手段、タイミング位相差
算出手段および再生サンプルクロック発振手段の処理
は、再生サンプルクロックでサンプリングされたベース
バンド信号を用い、加算相関演算手段および減算相関演
算手段は、１／２シンボル周波数成分を再生１／２シン
ボル周波数成分とすることを特徴とする。
【００７２】請求項５において、再生サンプルクロック
でサンプリングされたベースバンド信号を用いてタイミ
ング位相を検出し、その検出信号を位相検出信号として
出力する位相検出手段と、位相検出信号を平均化し、そ
の平均を位相進み遅れ信号として出力する位相検出信号
平均化手段とを更に備え、再生サンプルクロック発振手
段は、タイミング位相差情報と位相進み遅れ信号の両方
を用いて、タイミング誤差を“０”に位相制御すること
を特徴とする。
【００７３】請求項６において、ベースバンド信号をサ
ンプリングする非同期サンプルクロックおよび非同期１
／２シンボル周波数成分を出力する非同期サンプルクロ
ック発振手段を更に備えることを特徴とする。
【００７４】請求項７において、加算相関演算手段、減
算相関演算手段、ベクトル選択手段、タイミング位相差
算出手段および非同期サンプルクロック発振手段の処理
は、非同期サンプルクロックでサンプリングされたベー
スバンド信号を用い、加算相関演算手段および減算相関
演算手段は、１／２シンボル周波数成分を非同期１／２
シンボル周波数成分とすることを特徴とする。
【００７５】請求項８のタイミング再生器は、ベースバ
ンド信号の同相成分と、ベースバンド信号の直交成分と
を加算し、加算後の信号を加算信号として出力する加算
手段と、ベースバンド信号の同相成分と、ベースバンド
信号の直交成分とを減算し、減算後の信号を減算信号と
して出力する減算手段と、加算信号と、受信機側で生成
する１／２シンボル周波数成分との相関を算出し、算出
した相関値を加算相関信号として出力する加算相関演算
手段と、減算信号と、１／２シンボル周波数成分との相
関を算出し、算出した相関値を減算相関信号として出力
する減算相関演算手段と、加算相関信号の大きさと、減
算相関信号の大きさとを比較し、どちらか大きい方の相
関信号を選択し、選択した相関信号を選択相関信号とし
て出力するベクトル選択手段と、選択相関信号の示すベ
クトル長の大きさに応じた重み付けを、選択相関信号に
与え、重み付けされた選択相関信号を、重み付け相関信
号として出力する重み付け手段と、重み付け相関信号を
平均化し、その平均を重み付け平均相関信号として出力
する重み付け信号平均化手段と、平均相関信号の示すベ
クトル角を用いてタイミング位相差を算出するタイミン
グ位相差算出手段とを備えることを特徴とする。
【００７６】請求項９において、タイミング位相差算出
手段は、重み付け平均相関信号の示すベクトル角および
ベクトル長を算出し、ベクトル長が大きい場合にプリア
ンブル信号を検出したと判定し、その時の選択相関信号
の示すベクトル角を用いてタイミング位相差を算出する
ことを特徴とする。
【００７７】請求項１０において、ベースバンド信号を
サンプリングする再生サンプルクロックおよび再生１／
２シンボル周波数成分を出力し、タイミング位相差情報
を用いて、タイミング誤差を“０”に位相制御する再生
サンプルクロック発振手段を更に備えることを特徴とす
る。
【００７８】請求項１１において、加算相関演算手段、
減算相関演算手段、ベクトル選択手段、重み付け手段、
重み付け信号平均化手段、タイミング位相差算出手段お
よび再生サンプルクロック発振手段の処理は、再生サン
プルクロックでサンプリングされたベースバンド信号を
用い、加算相関演算手段および減算相関演算手段は、１
／２シンボル周波数成分を再生１／２シンボル周波数成
分とすることを特徴とする。
【００７９】請求項１２において、重み付け信号平均化
手段は、重み付け相関信号をそれぞれ入力とする時定数
の短い第一のローパスフィルタと、時定数の長い第二の
ローパスフィルタとを備え、位相制御時に第一のローパ
スフィルタおよび第二のローパスフィルタの各直交成分
に“０”を、同相成分に、位相制御前の（同相成分2＋
直交成分2）1/2をセットし、タイミング位相差算出手段
は、第一のローパスフィルタの示す第一のベクトル角お
よび第一のベクトル長を算出し、第一のベクトル長が大
きい場合にプリアンブル信号を検出したと判定し、第一
のベクトル角を用いて初期タイミング位相差を算出し、
第二のローパスフィルタの示す第二のベクトル角および
第二のベクトル長を算出し、第一の位相制御後、第二の
ベクトル長が大きい場合に第二のベクトル角を用いて位
相追随用タイミング位相差を周期的に算出し、再生サン
プルクロック発振手段は、初期タイミング位相差および
位相追随用タイミング位相差の両方を、タイミング位相
差情報として用いて、タイミング誤差を“０”に位相制
御することを特徴とする。
【００８０】請求項１３において、ベースバンド信号を
サンプリングする非同期サンプルクロックおよび非同期
１／２シンボル周波数成分を出力する非同期サンプルク
ロック発信手段を更に備えることを特徴とする。
【００８１】請求項１４において、加算相関演算手段、
減算相関演算手段、ベクトル選択手段、重み付け手段、
重み付け信号平均化手段、タイミング位相差算出手段お
よび非同期サンプルクロック発振手段の処理は、非同期
サンプルクロックでサンプリングされたベースバンド信
号を用い、加算相関演算手段および減算相関演算手段
は、１／２シンボル周波数成分を非同期１／２シンボル
周波数成分とすることを特徴とする。
【００８２】請求項１５において、重み付け信号平均化
手段は、重み付け相関信号をそれぞれ入力とする時定数
の短い第一のローパスフィルタと、時定数の長い第二の
ローパスフィルタとを更に備え、タイミング位相差算出
手段は、第一のローパスフィルタの示す第一のベクトル
角および第一のベクトル長を算出し、第一のベクトル長
が大きい場合にプリアンブル信号を検出したと判定し、
第一のベクトル角を用いて初期タイミング位相差を算出
し、第二のローパスフィルタの示す第二のベクトル角お
よび第二のベクトル長を算出し、第一の位相制御後、第
二のベクトル長が大きい場合に第二のベクトル角を用い
て位相追随用タイミング位相差を周期的に算出すること
を特徴とする。
【００８３】請求項１６の復調装置は、タイミング再生
器と、無線信号を受信するアンテナと、アンテナで受信
された無線信号をベースバンド信号に周波数変換する周
波数変換手段と、周波数変換手段で変換されたベースバ
ンド信号を、再生サンプルクロックを用いてシンボルレ
ートの２倍でサンプリングし、ディジタルベースバンド
信号に変換して、タイミング再生器に与えるＡＤ変換手
段と、タイミング再生器から出力された再生シンボルク
ロックを用いて、ディジタルベースバンド信号の中から
ナイキスト点データを抽出し、抽出したナイキスト点デ
ータを判定し、復調データとして出力するデータ判定手
段とを備えることを特徴とする。
【００８４】請求項１７の復調装置は、タイミング再生
器と、無線信号を受信するアンテナと、アンテナで受信
された無線信号をベースバンド信号に周波数変換する周
波数変換手段と、周波数変換手段で変換されたベースバ
ンド信号を、非同期サンプルクロックを用いてシンボル
レートの２倍でサンプリングし、ディジタルベースバン
ド信号に変換して、タイミング再生器に与えるＡＤ変換
手段と、タイミング再生器から出力された非同期サンプ
ルクロックでサンプリングされたディジタルベースバン
ド信号を補間し、補間後のデータを、補間ベースバンド
信号として出力するデータ補間手段と、タイミング位相
差を基に、データ補間手段から出力された補間ベースバ
ンド信号のナイキスト点を抽出し、抽出したナイキスト
点データを判定し、復調データとして出力するデータ判
定手段とを備えることを特徴とする。
【００８５】請求項１８の復調装置は、タイミング再生
器と、無線信号を受信するアンテナと、アンテナで受信
された無線信号をベースバンド信号に周波数変換する周
波数変換手段と、周波数変換手段で変換されたベースバ
ンド信号を、非同期サンプルクロックを用いてシンボル
レートの２倍でサンプリングし、ディジタルベースバン
ド信号に変換して、タイミング再生器に与えるＡＤ変換
手段と、タイミング再生器から出力された非同期サンプ
ルクロックでサンプリングされたディジタルベースバン
ド信号を補間し、補間後のデータを、補間ベースバンド
信号として出力するデータ補間手段と、初期タイミング
位相差および位相追随用タイミング位相差の両方を基
に、データ補間手段から出力された補間ベースバンド信
号のナイキスト点を抽出し、抽出したナイキスト点デー
タを判定し、復調データとして出力するデータ判定手段
とを備えることを特徴とする。
【００８６】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係るタイミング再
生器およびこれを用いた復調装置の好適な実施の形態に
ついて添付図面を参照して説明する。
【００８７】実施の形態１．図１は、実施の形態１に係
る復調装置の構成を示すブロック図である。図１におい
て、１０は無線信号を受信するアンテナ、２０はアンテ
ナ１０で受信された無線信号をベースバンド信号に周波
数変換する周波数変換手段、３０，３１は周波数変換手
段２０で変換されたベースバンド信号をシンボルレート
の２倍でサンプリングし、ディジタルベースバンド信号
に変換するＡＤ変換器、４０はＡＤ変換器３０，３１で
変換されたディジタルベースバンド信号を用いて、タイ
ミング同期を行うタイミング再生器、６０はタイミング
再生器４０から出力された再生シンボルクロックを用い
て、ディジタルベースバンド信号の中からナイキスト点
データを抽出し、抽出したナイキスト点データを判定す
るデータ判定手段である。
【００８８】また、タイミング再生器４０内において、
４１ａはベースバンド信号の同相成分とベースバンド信
号の直交成分とを加算する加算手段、４１ｂはベースバ
ンド信号の同相成分とベースバンド信号の直交成分とを
減算する減算手段、４２ａは加算信号と１／２シンボル
周波数成分との相関を算出する加算値相関演算手段、４
２ｂは減算信号と１／２シンボル周波数成分との相関を
算出する減算値相関手段、４３は加算相関信号の大きさ
と減算相関信号の大きさとを比較して、どちらか大きい
方の相関信号を選択するベクトル選択手段、４４は選択
相関信号の示すベクトル角を用いてタイミング位相差を
算出するタイミング位相差算出手段、４５は再生サンプ
ルクロックと再生シンボルクロックの位相を制御して、
タイミング誤差を“０”にするＶＣＯ（再生サンプルク
ロック発振手段）である。さらに、図２はベクトル選択
手段４３の構成図であり、４３ａは最大絶対値検出手
段、４３ｂは選択手段である。
【００８９】次に、実施の形態１に係る復調装置の動作
について説明する。アンテナ１０は、ＲＦ帯のバースト
信号を受信し、周波数変換手段２０はＲＦ帯のバースト
信号をベースバンド帯のバースト信号に周波数変換す
る。このバースト信号は、プリアンブル信号を先頭部に
有し、プリアンブル信号の後には有意なデータが存在す
る。実施の形態１で用いるプリアンブル信号は、図１５
に示すような信号（例えば“１１０１”パターン）で
も、図２２に示すような信号（例えば“１００１”パタ
ーン）でも、どちらでも良い。
【００９０】ＡＤ変換器３０は、受信したベースバンド
帯の信号の同相成分を、時刻ｔ＝τ＋ｉＴ／２（但し、
ｉ＝１，２，３，…、τはタイミング誤差（−Ｔ／２≦
τ＜Ｔ／２）、Ｔはシンボル周期）においてサンプリン
グし、サンプリングした受信データ系列Ｉi（ｉ＝１，
２，３，…）を出力する。同様に、ＡＤ変換器３１は、
受信したベースバンド帯の信号の直交成分を、時刻ｔ＝
τ＋ｉＴ／２においてサンプリングし、サンプリングし
た受信データ系列Ｑi（ｉ＝１，２，３，…）を出力す
る。
【００９１】タイミング再生器４０は、受信データ系列
Ｉi（ｉ＝１，２，３，…）と受信データ系列Ｑi（ｉ＝
１，２，３，…）を用いて、バースト信号内のプリアン
ブル信号（Ｉｐi，Ｑｐi）の検出と、プリアンブル信号
を用いたタイミング誤差τの算出を行い、タイミング誤
差τを打ち消す位相制御を、再生サンプルクロックと、
再生シンボルクロックに対して行う。再生シンボルクロ
ックは、再生サンプルクロックを２分周した、シンボル
周期のクロックである。
【００９２】データ判定手段６０は、図１９の従来例と
同様、タイミング再生器４０によってプリアンブル検出
と、タイミング誤差τが打ち消された後、バースト信号
内のプリアンブルの後に続く有意なランダムデータ系列
Ｉｄi，Ｑｄi（ｉ＝１，２，３，…）から、ナイキスト
点におけるデータを、再生シンボルクロックでラッチす
る。そして、ラッチしたナイキスト点データを用いてデ
ータを判定し、復調データを出力する。
【００９３】次に、タイミング再生器４０の動作につい
て説明する。まず、加算手段４１ａは受信信号の同相成
分Ｉ（ｔ）と、直交成分Ｑ（ｔ）を加算し、加算結果を
加算信号として出力する。一方、減算手段４１ｂはプリ
アンブル信号の同相成分Ｉ（ｔ）と、直交成分Ｑ（ｔ）
を減算し、減算結果を減算信号として出力する。この減
算は（Ｉ（ｔ）−Ｑ（ｔ））でも、（Ｑ（ｔ）−Ｉ
（ｔ））でも、どちらでも良い。具体的には、加算手段
４１ａは下記式（２１ａ）により、図３（ａ）に示す加
算信号を出力し、
【００９４】Ａi＝Ｉi＋Ｑi （２１ａ)
【００９５】減算手段４１ｂは下記式（２１ｂ）によ
り、図３（ｂ）に示す減算信号を出力する。
【００９６】Ｓi＝Ｉi−Ｑi （２１ｂ)
【００９７】この簡単な加算手段４１ａと減算手段４１
ｂにより、タイミング再生器４０は、プリアンブル信号
（Ｉi＝Ｉｐi，Ｑi＝Ｑｐi）を受信した場合、キャリア
位相θｃ[deg]がどのような値であっても、加算信号あ
るいは減算信号のどちらかに大きな１／２シンボル周波
数成分を有する信号を得ることができる。
【００９８】例えば、キャリア位相θｃ[deg]が図２２
のように（９０＜θｃ＜１８０）あるいは（２７０＜θ
ｃ＜３６０）の範囲にある場合、プリアンブル信号の同
相成分と直交成分の位相関係が図２３のように逆相とな
るため、加算信号の振幅は図３（ａ）のようにプリアン
ブル信号の同相成分と直交成分の両方の信号が打ち消し
合って小さくなるが、減算信号の振幅は逆に図３（ｂ）
のように、プリアンブル信号の同相成分と−（直交成
分）が合成されて大きくなる。
【００９９】一方、キャリア位相θｃ[deg]が図２５の
ように（０＜θｃ＜９０）あるいは（１８０＜θｃ＜２
７０）の範囲にある場合、プリアンブル信号の同相成分
と直交成分の位相関係が図２６のように同相となるた
め、減算信号の振幅は図５（ｂ）のようにプリアンブル
信号の同相成分と−（直交成分）の信号が打ち消し合っ
て小さくなるが、加算信号の振幅は逆に図５（ａ）のよ
うに、プリアンブル信号の同相成分と直交成分が合成さ
れて大きくなる。このように、図３（ｂ）の減算信号、
図５（ａ）の加算信号のいずれも、大きな１／２シンボ
ル周波数（ｆs／２＝１／（２Ｔ））成分が含まれてい
ることが明らかである。
【０１００】同様に、複素平面上で隣り合う２つのナイ
キスト点を１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル
信号（例えば“１１０１”パターン）を受信した場合で
も、タイミング再生器４０は、キャリア位相θｃがどの
ような値であっても、加算信号と減算信号のいずれか
に、１／２シンボル周波数（ｆs／２＝１／（２Ｔ)）成
分を得ることができる。例えば、図１５に示すようなキ
ャリア位相θｃを有するプリアンブル信号を受信した場
合、プリアンブル信号の同相成分と直交成分は、図４
（ａ）に示すような、お互い逆相の波形となり、図４
（ａ）に示す加算信号より、図４（ｂ）に示す減算信号
の方が振幅は大きく、１／２シンボル周波数（ｆs／２
＝１／（２Ｔ））成分を多く有していることが判る。
【０１０１】以降では、図２２に示すような複素平面上
で原点対称となる２つのナイキスト点を１シンボル毎に
交互に遷移するプリアンブルを例に動作の説明を行って
いくが、実施の形態１のタイミング再生方式は、複素平
面上で隣り合う２つのナイキスト点を１シンボル毎に交
互に遷移するプリアンブル信号受信時においても、上記
の理由（加算信号、減算信号のいずれかに、１／２シン
ボル周波数（ｆs／２＝１／（２Ｔ））成分を得ること
ができる）により、以降説明する動作を実現することが
できる。
【０１０２】加算値相関演算手段４２ａは、加算信号に
対してシンボル周波数の１／２の周波数成分ｅｘｐ［−
ｊπ（ｆｓ）ｔ］との相関演算を行う。具体的には、デ
ータ系列Ａi（ｉ=1,2,3,…）に対して、以下の乗算を行
い、
【０１０３】 Ａｃi＝Ａi×ｃｏｓπｉ／２ （２２ａ） Ａｓi＝Ａi×ｓｉｎπｉ／２ （２２ｂ）
【０１０４】上記データ系列（Ａｃi，Ａｓi）を平均化
して、加算相関信号（ＣＡi，ＳＡi）を出力する。なお
式（２２ａ）、（２２ｂ）の乗算は、ｃｏｓπｉ／２＝
１，０，−１，０，…、ｓｉｎπｉ／２＝０，１，０，
−１，…であるため、上記加算相関信号（ＣＡi，Ｓ
Ａi）は、容易に求めることができる。例えば、４シン
ボルで平均化する場合、加算相関信号（ＣＡi，ＳＡi）
は下記式で得られる。
【０１０５】 ＣＡi＝（Ａi−Ａi+2＋Ａi+4−Ａi+6＋Ａi+8 −Ａi+10＋Ａi+12−Ａi+14）／８ （２２ ｃ） ＳＡI＝（Ａi+1−Ａi+3＋Ａi+5−Ａi+7＋Ａi+9 −Ａi+11＋Ａi+13−Ａi+15）／８ （２２ ｄ）
【０１０６】同様に、減算値相関演算手段４２ｂは、減
算信号に対してシンボル周波数の１／２の周波数成分ｅ
ｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］との相関演算を行う。具体的
には、データ系列Ｓi（ｉ＝１，２，３，…）に対し
て、以下の乗算を行い、
【０１０７】 Ｓｃi＝Ｓi×ｃｏｓπｉ／２ （２３ａ） Ｓｓi＝Ｓi×ｓｉｎπｉ／２ （２３ｂ）
【０１０８】上記データ系列（Ｓｃi，Ｓｓi）を平均化
して、減算相関信号（ＣＳi，ＳＳi）を出力する。なお
式（２３ａ）、（２３ｂ）の乗算も、ｃｏｓπｉ／２＝
１，０，−１，０，…、ｓｉｎπｉ／２＝０，１，０，
−１，…であるため、上記減算相関信号（ＣＳi，Ｓ
Ｓi）は、容易に求めることができる。例えば、４シン
ボルで平均化する場合、減算相関信号（ＣＳi，ＳＳi）
は下記式で得られる。
【０１０９】 ＣＳi＝（Ｓi−Ｓi+2＋Ｓi+4−Ｓi+6 ＋Ｓi+8−Ｓi+10+Ｓi+12−Ｓi+14）／８ （２３ｃ） ＳＳI＝（Ｓi+1−Ｓi+3＋Ｓi+5−Ｓi+7 ＋Ｓi+9−Ｓi+11+Ｓi+13−Ｓi+15）／８ （２３ｄ）
【０１１０】プリアンブル受信時において、例えば、キ
ャリア位相θｃ[deg]が図２２のように（９０＜θｃ＜
１８０）あるいは（２７０＜θｃ＜３６０）の範囲にあ
る場合、減算信号の方が加算信号より振幅が大きいた
め、図６に示すように、減算相関信号（ＣＳi，ＳＳi）
の示すベクトル長は、加算相関信号（ＣＡi，ＳＡi）の
示すベクトル長より大きくなる。ここで、図６は、図３
のタイミングでデータをサンプリングした場合の例であ
る。
【０１１１】一方、例えば、キャリア位相θｃ[deg]が
図１２のように（０＜θｃ＜９０）あるいは（１８０＜
θｃ＜２７０）の範囲にある場合、加算信号の方が減算
信号より振幅が大きいため、図７に示すように、加算相
関信号（ＣＡi，ＳＡi）の示すベクトル長は、減算相関
信号（ＣＳi，ＳＳi）の示すベクトル長より大きくな
る。ここで、図７は、図５のタイミングでデータをサン
プリングした場合の例である。なお、無信号受信時（信
号が無く、雑音のみ受信する時）や、プリアンブルの後
に続く有意なデータ部を受信中は、加算相関信号（ＣＡ
i，ＳＡi）、減算相関信号（ＣＳi，ＳＳi）のいずれ
も、１／２シンボル周波数成分が時間的に長く存在しな
いため、小さなベクトル長を示す。
【０１１２】ベクトル選択手段４３は、これら加算相関
信号（ＣＡi，ＳＡi）、減算相関信号（ＣＳi，ＳＳi）
の内、どちらかベクトル長の大きい方を選択し、選択相
関信号（ＣＯi，ＳＯi）として出力する。ベクトル選択
手段４３の動作を、図２を用いて説明する。最大絶対値
検出手段４３ａは、従来のベクトル合成選択手段４０６
の場合と同様の動作を行い、加算相関信号（ＣＡi，Ｓ
Ａi）、減算相関信号（ＣＳi，ＳＳi）の各絶対値であ
る｜ＣＡi｜，｜ＳＡi｜，｜ＣＳi｜，｜ＳＳi｜の最大
値を求める。
【０１１３】選択手段４３ｂは、最大絶対値検出手段４
３ａで求めた最大値が｜ＣＡi｜，｜ＳＡi｜のどちらか
で有る場合は、加算相関信号（ＣＡi，ＳＡi）を選択
し、その最大値が｜ＣＳi｜，｜ＳＳi｜のどちらかで有
る場合は、減算相関信号（ＣＳi，ＳＳi）を選択する。
選択した信号は、選択相関信号（ＣＯi，ＳＯi）として
出力する。
【０１１４】プリアンブル信号受信時におけるベクトル
選択手段４３の動作は、以下のようになる。キャリア位
相θｃ[deg]が図２２のように（９０＜θｃ＜１８０）
あるいは（２７０＜θｃ＜３６０）の範囲にある場合、
図６のように減算相関信号（ＣＳi，ＳＳi）の示すベク
トル長は、加算相関信号（ＣＡi，ＳＡi）の示すベクト
ル長より大きいため、ベクトル選択手段４３は減算相関
信号（ＣＳi，ＳＳi）を選択し、選択相関信号（Ｃ
Ｏi，ＳＯi）＝（ＣＳi，ＳＳi）を出力する。
【０１１５】一方、キャリア位相θｃ[deg]が図２５の
ように（０＜θｃ＜９０）あるいは（１８０＜θｃ＜２
７０）の範囲にある場合、図７のように、加算相関信号
（ＣＡi，ＳＡi）の示すベクトル長は、減算相関信号
（ＣＳi，ＳＳi）の示すベクトル長より大きいため、ベ
クトル選択手段４３は加算相関信号（ＣＡi，ＳＡi）を
選択し、選択相関信号（ＣＯi，ＳＯi）＝（ＣＡi，Ｓ
Ａi）を出力する。
【０１１６】一方、無信号受信時（信号が無く、雑音の
み受信する時）や、プリアンブルの後に続く有意なデー
タ部を受信中は、加算相関信号（ＣＡi，ＳＡi）、減算
相関信号（ＣＳi，ＳＳi）のいずれも、小さなベクトル
長を示し、加算相関信号（ＣＡi，ＳＡi）、減算相関信
号（ＣＳi，ＳＳi）のいずれかをランダムに選択する動
作を行う。
【０１１７】次にタイミング位相差算出手段４４は、以
下の２つの処理を同時に行う。一つは、選択相関信号
（ＣＯi，ＳＯi）のベクトル長Ｖiを求める。ベクトル
長Ｖiは、式（２４ａ）で求めても良いが、演算量を削
減したい場合は、式（２４ｂ）で求めてもよい。
【０１１８】 Ｖi＝（|ＣＯi|2＋|ＳＯi|2）1/2 （２４ａ） Ｖi＝ｍａｘ（|ＣＯi|，|ＳＯi|） （２４ｂ）
【０１１９】なお、|ＣＯi|，|ＳＯi|を求める絶対値変
換処理を削減したい場合は、最大絶対値検出手段４３ａ
で求めた｜ＣＡi｜，｜ＳＡi｜，｜ＣＳi｜，｜ＳＳi｜
を、最大値検出信号に応じて選択し、使用すればよい。
もう一つの処理は、選択相関信号（ＣＯi，ＳＯi）が示
すベクトル角
【０１２０】 θｏi＝ｔａｎ-1（ＳＯi／ＣＯi） （２５）
【０１２１】を求める。θｏiは、前記θTと同様、２シ
ンボル周期（２Ｔ）で正規化した場合のタイミング位相
差であるため、シンボル周期（Ｔ）で正規化した場合の
タイミング位相差θri[deg]は、式（２６）で求まる。
【０１２２】 θri＝２θｏi ｍｏｄ３６０ （２６）
【０１２３】ここで、タイミング再生器４０が、プリア
ンブル信号を受信中は、ベクトル長Ｖiは大きな値を示
し、かつタイミング位相差θri[deg]も確かな値とな
る。例えば、図２２のようなプリアンブル信号を、図２
３のタイミングでサンプリングした場合、図６に示す減
算相関信号（ＣＳi，ＳＳi）がベクトル選択手段４３で
選択され、そのベクトル長がＶi、ベクトル角がθｏiと
なる。一方、図２５のようなプリアンブル信号を、同様
のタイミングでサンプリングした場合（即ち、図２６の
場合）、図７に示す加算相関信号（ＣＡi，ＳＡi）がベ
クトル選択手段４３で選択され、そのベクトル長が
Ｖi、そのベクトル角がθｏiとなる。
【０１２４】なお、図６のθｏiと、図７のθｏiは、１
８０[deg]の差があるが、式（２６）の処理により、図
６のθｏiから求まるθriと、図７のθｏiから求まるθ
riは一致する。一方、タイミング再生器４０が、無信号
受信時（信号が無く、雑音のみ受信する時）や、プリア
ンブルの後に続く有意なデータ部を受信中は、ベクトル
長Ｖiは小さな値を示し、かつタイミング位相差θri[de
g]も不確かな値となる。受信状態に応じたＶiとθriの
確からしさの関係を、図８に示す。
【０１２５】よって、バースト信号を受信するタイミン
グが不明で、プリアンブルが到来する時刻が判らない場
合でも、以下の処理によって、タイミング誤差τを求め
ることができる。即ち、ベクトル長Ｖiをモニタし、Ｖi
が大きい場合（例えばベクトル長Ｖiが、ある閾値εｐ
を超えた場合）は“プリアンブル受信中”と判定して、
タイミング位相差θri[deg]を、図８に示すタイミング
でラッチする。ラッチされたタイミング位相差θｓ[de
g]は、図８から明らかなように、Ｖiが大きい時のタイ
ミング位相差θriであるため、確かな値である。タイミ
ング位相差算出手段４４は、このようにして得られたタ
イミング位相差θsを用いて、タイミング誤差τを式
（５ａ）、（５ｂ）で求め、タイミング誤差τを打ち消
す制御信号を、後段のＶＣＯ４５に与える。
【０１２６】なお、バースト信号を受信するタイミング
が既知で、プリアンブルが到来する時刻が特定できる場
合は、上記プリアンブル検出動作は不要であるため、タ
イミング位相差算出手段４４の代わりに、従来例のタイ
ミング位相差算出手段４０３ａを用いることができる。
この場合、ベクトル長Ｖiを求め、その大きさを検出す
る機能が不用になるため、回路規模は低減する。
【０１２７】ＶＣＯ４５は、タイミング位相差算出手段
４４からの制御信号を受けて、再生サンプルクロック
と、再生シンボルクロックの位相を制御し、タイミング
誤差τを“０”とする。以上のことから、本実施の形態
１に示したタイミング再生器４０は、以下の効果を奏す
る。
【０１２８】第１に、プリアンブル信号の同相成分と直
交成分を加算した信号と、減算した信号の計２つの信号
に対する相関演算を行い、得られた２つの相関値のう
ち、ベクトル長の大きい方をタイミング位相推定に用い
る簡単な構成により、従来のタイミング再生器４００，
４００ａと比較して、回路規模、演算処理を低減するこ
とができる。例えば、タイミング再生器４００ａと比較
した場合、タイミング再生器４００ａと同様、短いプリ
アンブル信号で高精度なタイミング位相推定を、複雑な
回路で構成されるベクトル合成選択手段４０６（図２
０，図２１）の代わりに、簡単な加算手段４１ａ，減算
手段４１ｂ，ベクトル選択手段４３（図２）で実施する
ことができる。
【０１２９】第２に、複素平面上で隣り合う２つのナイ
キスト点を１シンボル毎に交互に遷移する信号（例えば
“１１０１”パターン）、複素平面上で原点対称となる
２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移する
“０π”変調信号（例えば“１００１”パターン）のい
ずれのプリアンブル信号に対して、有効である。
【０１３０】第３に、タイミング位相差検出手段４４に
より、プリアンブルを用いた高精度なタイミング位相推
定と、プリアンブル検出を同時に実現できるため、プリ
アンブルを受信するタイミングが判らない場合でも、タ
イミング位相制御を正常に行うことができる。
【０１３１】第４に、従来例と同様、２[sample/symbo
l]の低いサンプリング速度で上記１〜３を実現すること
ができる。さらに、本発明のタイミング再生器を用いる
復調装置は、仮に電源立上げ時や、シャドウイング復帰
後の再接続において生じるバースト信号の受信タイミン
グが未知である場合においても、小さな回路規模で、短
いプリアンブルで高速同期、高速再同期を実現し、プリ
アンブルに続く有意なデータ部において良好なＢＥＲ
（ビット誤り率）特性を実現することができる。
【０１３２】なお、実施の形態１のタイミング再生器４
５ｂは、以下の２つのプリアンブル信号（(1)複素平面
上で原点対称となる２つのナイキスト点を１シンボル毎
に交互に遷移するプリアンブル信号、(2)複素平面上で
隣り合う２つのナイキスト点を、１シンボル毎に交互に
遷移するプリアンブル信号）に限らず、複素平面上のあ
る２点を、１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル
信号を用いる無線通信システムであれば、どのような変
調方式（ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，π／４ＱＰＳＫ，ＯＱＰ
ＳＫ、ＦＳＫなど）を用いるシステムにも適用すること
ができる。
【０１３３】実施の形態２．図９は、実施の形態２に係
る復調装置の構成を示すブロック図である。図９におい
て、１０は無線信号を受信するアンテナ、２０はアンテ
ナ１０で受信された無線信号をベースバンド信号に周波
数変換する周波数変換手段、３０，３１は周波数変換手
段２０で変換されたベースバンド信号をシンボルレート
の２倍でサンプリングし、ディジタルベースバンド信号
に変換するＡＤ変換器、４０ａはＡＤ変換器３０，３１
で変換されたディジタルベースバンド信号を用いて、タ
イミング同期を行うタイミング再生器、６０はタイミン
グ再生器４０ａから出力された再生シンボルクロックを
用いて、ディジタルベースバンド信号の中からナイキス
ト点データを抽出し、抽出したナイキスト点データを判
定するデータ判定手段である。
【０１３４】また、タイミング再生器４０ａ内におい
て、４１ａはベースバンド信号の同相成分とベースバン
ド信号の直交成分とを加算する加算手段、４１ｂはベー
スバンド信号の同相成分とベースバンド信号の直交成分
とを減算する減算手段、４２ａは加算信号と１／２シン
ボル周波数成分との相関を算出する加算値相関演算手
段、４２ｂは減算信号と１／２シンボル周波数成分との
相関を算出する減算値相関手段、４３は加算相関信号の
大きさと減算相関信号の大きさとを比較して、どちらか
大きい方の相関信号を選択するベクトル選択手段であ
る。
【０１３５】さらに、４４は選択相関信号の示すベクト
ル角を用いてタイミング位相差を算出するタイミング位
相差算出手段、４５ａは再生サンプルクロックと再生シ
ンボルクロックの位相を制御して、タイミング誤差を
“０”にするＶＣＯ（再生サンプルクロック発振手
段）、４６は再生サンプルクロックでサンプリングされ
たベースバンド信号を用いてタイミング位相を検出する
位相検出手段、４７は位相検出信号を平均化して、その
平均を位相進み遅れ信号として出力する位相検出信号平
均化手段である。
【０１３６】以降、実施の形態２の動作について説明す
る。実施の形態２では、例えば、文献「受信信号位相情
報を用いたＱＰＳＫ用タイミング再生方式の検討」（藤
村著 電子情報通信学会 論文誌 VOL.J81-B-・ no.6，p
p.665-668，1998年６月）に記載されているような、従
来のＰＬＬタイミング再生器を併用し、本実施の形態１
によってプリアンブル検出や、タイミング誤差τ算出中
も、位相検出手段４６、位相検出信号平均化手段４７、
ＶＣＯ４５ａで構成されるＰＬＬタイミング再生器を動
作させる。
【０１３７】この時の加算手段４１ａ、減算手段４１ｂ
からタイミング位相差算出手段４４までの演算処理は、
実施の形態１と同様であり、プリアンブル信号を検出し
たら、その時に同時に求めたタイミング誤差τを打ち消
すクロック位相制御を、第一の位相制御信号として、Ｖ
ＣＯ４５ａに与える。一方で、位相検出手段４６は、受
信データ（Ｉi，Ｑi）からタイミング位相が進んでいる
か、遅れているかを、例えば上記文献の方式に基づいて
検出し、検出信号としてタイミング位相が進んでいれば
“＋１”を、遅れていれば“−１”を出力する。
【０１３８】位相検出信号平均化手段４７は、この進み
／遅れ信号を例えばランダムウォークフィルタで平均化
し、その平均を第二の位相制御信号として出力する。Ｖ
ＣＯ４５ａは、第二の位相制御信号によって、再生サン
プルクロックと再生シンボルクロックの位相を制御し、
第二の位相制御信号が“正”であればタイミング位相を
進ませ、“負”であればタイミング位相を遅らせる。Ｖ
ＣＯ４５ａは、通常は第二の位相制御信号によって制御
されているが、プリアンブルが検出され、第一の位相制
御信号が入力されたら、第二の位相制御信号を用いず
に、第一の位相制御信号を用いて、各クロック位相制御
を実施する。
【０１３９】第二の位相制御信号のみを用いる場合の短
所は、第二の位相制御信号を用いるタイミング位相の進
み／遅れの制御が、例えば１／１６シンボルステップ幅
で行われるため、タイミング位相の引込みに時間を要す
ることである。逆にその長所は、プリアンブル信号の後
に続く有意なランダムデータ部受信時において、タイミ
ング位相追随が可能な点である。
【０１４０】一方、第一の位相制御信号のみを用いる場
合の短所は、プリアンブル信号の後に続く有意なランダ
ムデータ部受信時において、タイミング位相差θri[de
g]が不確かとなり、使用できない点である。逆にその長
所は、実施の形態１で述べた通りであり、短いプリアン
ブル信号で、高精度にタイミング位相差を検出できる点
である。
【０１４１】実施の形態２では、第一の位相制御信号と
第二の位相制御信号の両方を用いるので、上記２つの長
所が上記２つの短所を補うため、実施の形態１の効果に
加えて、以下の効果を奏する。即ち、短いプリアンブル
信号で高精度なタイミング位相推定と制御を実施しなが
ら、有意なランダムデータ部受信中もタイミング位相追
随を実現することができる。
【０１４２】なお、実施の形態２のタイミング再生器４
５ｃは、実施の形態１と同様、以下の２つのプリアンブ
ル信号（(1)複素平面上で原点対称となる２つのナイキ
スト点を１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信
号、(2)複素平面上で隣り合う２つのナイキスト点を、
１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号）に限
らず、複素平面上のある２点を、１シンボル毎に交互に
遷移するプリアンブル信号を用いる無線通信システムで
あれば、どのような変調方式（ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，π
／４ＱＰＳＫ，ＯＱＰＳＫ、ＦＳＫなど）を用いるシス
テムにも適用することができる。
【０１４３】実施の形態３．図１０は、実施の形態３に
係る復調装置の構成を示すブロック図である。図１０に
おいて、１０は無線信号を受信するアンテナ、２０はア
ンテナ１０で受信された無線信号をベースバンド信号に
周波数変換する周波数変換手段、３０，３１は周波数変
換手段２０で変換されたベースバンド信号をシンボルレ
ートの２倍でサンプリングし、ディジタルベースバンド
信号に変換するＡＤ変換器、４０ｂはＡＤ変換器３０，
３１で変換されたディジタルベースバンド信号を用い
て、タイミング同期を行うタイミング再生器、７０はタ
イミング再生器４０ｂから出力された非同期サンプルク
ロックでサンプリングされたディジタルベースバンド信
号を補間するデータ補間手段、６０ａはデータ補間手段
７０から出力された補間ベースバンド信号のナイキスト
点を抽出し、抽出したナイキスト点データを判定するデ
ータ判定手段である。
【０１４４】また、タイミング再生器４０ｂ内におい
て、４１ａはベースバンド信号の同相成分とベースバン
ド信号の直交成分とを加算する加算手段、４１ｂはベー
スバンド信号の同相成分とベースバンド信号の直交成分
とを減算する減算手段、４２ａは加算信号と１／２シン
ボル周波数成分との相関を算出する加算値相関演算手
段、４２ｂは減算信号と１／２シンボル周波数成分との
相関を算出する減算値相関手段、４３は加算相関信号の
大きさと減算相関信号の大きさとを比較して、どちらか
大きい方の相関信号を選択するベクトル選択手段、４４
は選択相関信号の示すベクトル角を用いてタイミング位
相差を算出するタイミング位相差算出手段、４８は非同
期サンプルクロックおよび非同期１／２シンボル周波数
成分を出力する発振器（非同期サンプルクロック発振手
段）である。
【０１４５】以降、実施の形態３の動作について説明す
る。実施の形態１では、タイミング誤差τを、ＶＣＯ４
５による再生サンプルクロックと、再生シンボルクロッ
クの位相制御により、タイミング誤差τを“０”とする
フィードバック型のタイミング再生器４０について説明
したが、実施の形態１を実施の形態３のタイミング再生
器４０ｂに示すように、フィードフォワード型のタイミ
ング再生器に変形することができる。即ち、ＶＣＯ４５
を、発振器４８に切替え、データ補間手段７０を付加
し、データ判定手段６０の処理を、後述するデータ判定
手段６０ａの処理に切替える。
【０１４６】発振器４８は、シンボル周期の２倍の自走
する非同期サンプルクロックを出力する。Ａ／Ｄ変換器
３０，３１は、この非同期サンプルクロックでデータを
２[sample/symbol]で非同期サンプリングする。加算手
段４１ａ、減算手段４１ｂは、実施の形態１と同様に、
非同期サンプリングされた受信データ（Ｉi，Ｑi）の加
減算を行う。加算値相関演算手段４２ａは、加算手段４
１ａ出力の加算信号と、発振器から出力されるシンボル
周波数の１／２の周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）
ｔ］との相関を、実施の形態１と同様に求める。
【０１４７】減算値相関演算手段４２ｂは、減算手段４
１ｂ出力の減算信号と、発振器から出力されるシンボル
周波数の１／２の周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）
ｔ］との相関を、実施の形態１と同様に求める。以降の
ベクトル選択手段４３や、タイミング位相差算出手段４
４は、実施の形態１と同様の処理であり、タイミング誤
差τを求める。
【０１４８】データ補間手段７０は、非同期の2[sample
/symbol]によって得られた受信データ（Ｉi，Ｑi）を補
間して、例えばシンボル周期に対して１／１６の時間分
解能を有する受信データを生成し、補間された受信デー
タを出力する。データ判定手段６０ａは、タイミング位
相差算出手段４４からのタイミング誤差τの情報を用い
て、補間された受信データのナイキスト点を抽出し、抽
出したナイキスト点のデータを復調データとして出力す
る。
【０１４９】以上のように、実施の形態３のようなフィ
ードフォワード型の構成とすることで、実施の形態１の
効果に加えて、以下の効果を奏する。即ち、安価で小型
な発振器４８を用いることにより、タイミング再生器４
０ｂは、より一層の低価格化、小型化を実現することが
できる。
【０１５０】なお、実施の形態３のタイミング再生器４
５ｄは、実施の形態１と同様、以下の２つのプリアンブ
ル信号（(1)複素平面上で原点対称となる２つのナイキ
スト点を１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信
号、(2)複素平面上で隣り合う２つのナイキスト点を、
１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号）に限
らず、複素平面上のある２点を、１シンボル毎に交互に
遷移するプリアンブル信号を用いる無線通信システムで
あれば、どのような変調方式（ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，π
／４ＱＰＳＫ，ＯＱＰＳＫ、ＦＳＫなど）を用いるシス
テムにも適用することができる。
【０１５１】実施の形態４．図１１は、実施の形態４に
係る復調装置の構成を示すブロック図である。図１１に
おいて、１０は無線信号を受信するアンテナ、２０はア
ンテナ１０で受信された無線信号をベースバンド信号に
周波数変換する周波数変換手段、３０，３１は周波数変
換手段２０で変換されたベースバンド信号をシンボルレ
ートの２倍でサンプリングし、ディジタルベースバンド
信号に変換するＡＤ変換器、４０ｃはＡＤ変換器３０，
３１で変換されたディジタルベースバンド信号を用い
て、タイミング同期を行うタイミング再生器、６０はタ
イミング再生器４０ｃから出力された再生シンボルクロ
ックを用いて、ディジタルベースバンド信号の中からナ
イキスト点データを抽出し、抽出したナイキスト点デー
タを判定するデータ判定手段である。
【０１５２】また、タイミング再生器４０ｃ内におい
て、４１ａはベースバンド信号の同相成分とベースバン
ド信号の直交成分とを加算する加算手段、４１ｂはベー
スバンド信号の同相成分とベースバンド信号の直交成分
とを減算する減算手段、４２ａは加算信号と１／２シン
ボル周波数成分との相関を算出する加算値相関演算手
段、４２ｂは減算信号と１／２シンボル周波数成分との
相関を算出する減算値相関手段、４３は加算相関信号の
大きさと減算相関信号の大きさとを比較して、どちらか
大きい方の相関信号を選択するベクトル選択手段であ
る。
【０１５３】さらに、４４ａは平均相関信号の示すベク
トル角を用いてタイミング位相差を算出するタイミング
位相差算出手段、４５は再生サンプルクロックと再生シ
ンボルクロックの位相を制御して、タイミング誤差を
“０”にするＶＣＯ（再生サンプルクロック発振手
段）、４９は選択相関信号の示すベクトル長の大きさに
応じた重み付けを選択相関信号に与える重み付け手段、
５０は重み付け相関信号を平均化する重み付け信号平均
化手段、５０ａは重み付け相関信号を入力とする時定数
の短い第一のローパスフィルタ、５０ｂは重み付け相関
信号を入力とする時定数の長い第二のローパスフィルタ
である。
【０１５４】以降、実施の形態４の動作について説明す
る。実施の形態４は、プリアンブル信号だけでなく、プ
リアンブルの後に続くランダムパターン信号も用いてタ
イミング再生を行い、実施の形態２とは別の方法によっ
て、ランダムパターン信号受信中もタイミング同期を実
現するものである。基本的な概念として、プリアンブル
信号だけでなく、プリアンブルの後に続くランダムパタ
ーン信号において数シンボルの時間単位でバースト的に
存在する１／２シンボル周波数成分も抽出し、これらを
平均化して、タイミング位相推定に用いるものである。
【０１５５】前述のように実施の形態１〜実施の形態３
の各タイミング再生器は、以下のプリアンブル信号
（(1)複素平面上で原点対称となる２つのナイキスト点
を１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号、
(2)複素平面上で隣り合う２つのナイキスト点を、１シ
ンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号）に対して
有効であるが、このような１／２シンボル周波数成分を
有する信号遷移は、数シンボルと短い時間ではあるが、
ランダムパターン受信中も存在する。
【０１５６】例えば、ＱＰＳＫ変調方式を例にすると、
以下の計１２パターンの８ビットデータ系列に１／２シ
ンボル周波数成分が存在することになる。これらのいず
れかが発生する確率は、１２／２５６＝４．６％であり
少ないが、これらのパターンに含まれる１／２シンボル
周波数成分を検出し、長い時間かけて平均化すれば、ラ
ンダムパターン受信時においても、高精度なタイミング
位相推定を実現することができる。
【０１５７】 パターンＡ：１１００１１００ パターンＢ：００１１００１１ パターンＣ：０１１００１１０ パターンＤ：１００１１００１ パターンＥ：１１０１１１０１ パターンＦ：０１１１０１１１ パターンＧ：１１１０１１１０ パターンＨ：１０１１１０１１ パターンI：０１０００１００ パターンＪ：０００１０００１ パターンＫ：１０００１０００ パターンＬ：１０００１０００
【０１５８】図１１の実施の形態４において、アンテナ
１０からベクトル選択手段までの動作は、一つの点を除
いて、実施の形態１と同様である。この異なる一つの点
とは、加算値相関手段４２ａと減算値相関手段４２ｂが
それぞれ行う、乗算後のデータ系列の平均化を、｛４，
８，１２｝程度の少ないデータ数を用いることである。
例えば、上記パターンＡ〜パターンＬまでの８ビットの
何れかのパターンに対する相関を求める場合は、平均化
に用いるデータ数は連続する８個のデータとなる。
【０１５９】重み付け手段４９は、ベクトル選択手段出
力である選択相関信号（ＣＯi，ＳＯi）のベクトル長Ｖ
Ｏiを求め、ＶＯiの大きさに応じた重み付け値αを（Ｃ
Ｏi，ＳＯi）に乗算し、その結果を重み付け相関信号
（ＣＷi，ＳＷi）として出力する。
【０１６０】ＣＷi＝αＣＯi （２７ａ） ＳＷi＝αＳＯi （２７ｂ）
【０１６１】ここで、ベクトル長ＶＯiは、上記パター
ンＡ〜Ｄを受信した場合には、非常に大きな値を示す。
また、上記パターンＥ〜Ｌを受信した場合には、大きな
値を示す。さらに、それ以外のパターンを受信した場合
には、小さな値を示す。
【０１６２】よって重み付け手段４９は、上記ベクトル
長ＶＯiに応じた重み付けを、式（２７ａ）、（２７
ｂ）のように実施することで、上記パターンＡ〜Ｌ受信
時の相関情報のみ抽出することができる。例えば、ＶＯ
iを２つの閾値によって３値検出し、ＶＯiが非常に大き
な値の場合には、α＝１を設定する。また、ＶＯiが大
きな値の場合には、α＝１／２を設定する。さらに、Ｖ
Ｏiが小さな値の場合には、α＝０を設定する。
【０１６３】このように設定すれば、上記パターンＡ〜
Ｌ以外の不確かなタイミング位相情報を有する選択相関
信号（ＣＯi，ＳＯi）は、後段に出力されない。また上
記パターンＡ〜Ｌ中、上記パターンＡ〜Ｄは、上記パタ
ーンＥ〜Ｌと比較して、より確かなタイミング位相情報
を有するような、１／２シンボル周波数成分を多く含ん
でいるが、これらを受信中は、大きな重み付けが行われ
るため、タイミング位相推定に有効な１／２シンボル周
波数成分の抽出が効率的に行われる。
【０１６４】重み付け信号平均化手段５０は、重み付け
相関信号（ＣＷi，ＳＷi）を平均化し、その平均値を、
平均化重み付け相関信号（ΣＣＷi，ΣＳＷi）として出
力する。重み付け信号平均化手段５０では、プリアンブ
ル受信中は、大きな重み付けが与えられた（例えば、
“１”を乗算された）相関信号（ＣＷi，ＳＷi）が入力
されるため、少ないデータ数で、正確なタイミング位相
差情報が得られる。また、プリアンブル受信中は、前バ
ースト信号受信時のタイミング情報を迅速に打ち消し、
現在受信中のバースト信号のタイミング情報を迅速に得
る必要がある。よって、プリアンブル信号受信中は、少
ないデータ数で平均化を行う必要がある。
【０１６５】一方、有意なランダムデータ受信中は、小
さな重み付けが与えられた（例えば、“０”を乗算され
た）相関信号（ＣＷi，ＳＷi）が多く入力されるため、
正確なタイミング位相差情報を得るためには、数十シン
ボル〜数百シンボル分の多くのデータ数を用いて平均化
を行う必要がある。
【０１６６】そこで、重み付け信号平均化手段５０は、
プリアンブル信号用に小さな時定数を有する第一のロー
パスフィルタ５０ａと、有意なランダムデータ用に大き
な時定数を有する第二のローパスフィルタ５０ｂを備
え、両方のフィルタの出力情報（Σ１ＣＷi，Σ１Ｓ
Ｗi）、（Σ２ＣＷi，Σ２ＳＷi）を出力する。例えば
β＜γ（０＜β＜１，０＜γ＜１）の関係を有する２つ
のＩＩＲ(Infinite ImpulseResponse)フィルタで構成す
る場合、第一のＩＩＲ(Infinite Impulse Response)フ
ィルタは以下の処理を実施する。、
【０１６７】 Σ１ＣＷi＝βΣＣＷi-1＋ＣＷi （２８ａ） Σ１ＳＷi＝βΣＳＷi-1＋ＳＷi （２８ｂ）
【０１６８】また、第二のＩＩＲ(Infinite Impulse Re
sponse)フィルタは、以下の処理を実施する。
【０１６９】 Σ２ＣＷi＝γΣＣＷi-1＋ＣＷi （２９ａ） Σ２ＳＷi＝γΣＳＷi-1＋ＳＷi （２９ｂ）
【０１７０】タイミング位相差算出手段４４ａは、以下
の処理を行って、プリアンブル検出と、プリアンブルを
用いたタイミング位相推定を同時に行い、かつ有意なラ
ンダムデータ受信時におけるタイミング位相推定も行
う。
【０１７１】第１の処理として、重み付け信号平均化手
段５０の出力（Σ１ＣＷi，Σ１ＳＷi）が示す正規化ベ
クトル長Ｖ１i Ｖ１i＝β（Σ１ＣＷi 2＋Σ１ＳＷi 2）1/2 （３０ａ） と、重み付け信号平均化手段５０の出力（Σ２ＣＷi，
Σ２ＳＷi）が示す正規化ベクトル長Ｖ２i Ｖ２i＝γ（Σ２ＣＷi 2＋Σ２ＳＷi 2）1/2 （３０ｂ） を求める。
【０１７２】第２の処理として、Ｖ１iが大きな値を示
したら（例えば、Ｖ１iがある閾値εｐ１より大きくな
ったら）、以下の式で求まるタイミング位相差θr1iを
ラッチする。但しθ1iは、（Σ１ＣＷi，Σ１ＳＷi）が
示すベクトル角である。 θr1i＝２θ1i ｍｏｄ３６０ （３１）
【０１７３】第３の処理として、θr1iをラッチしたタ
イミング位相差θ１s＝θr1iを用いて、タイミング誤差
τ１を式（３２ａ）、（３２ｂ）で求め、タイミング誤
差τ１を打ち消す第一の制御信号を、後段のＶＣＯ４５
に与える。 θ１ｓ＞１８０[deg]の場合、 τ１＝（θ１ｓ−３６０）Ｔ／３６０ （３２ａ） θ１ｓ≦１８０[deg]の場合、 τ１＝（θ１ｓ）Ｔ／３６０ （３２ｂ）
【０１７４】第４の処理として、第一の制御信号による
位相制御（以降、第一の位相制御と称する）後、クロッ
ク位相差は０[deg]となり、重み付け信号平均化手段５
０に入力されるタイミング位相差情報は、第一の位相制
御前と制御後で異なるため、第一の位相制御後、以下の
制御を重み付け信号平均化手段５０に対して行い、各ベ
クトル（Σ１ＣＷi，Σ１ＳＷi）、（Σ２ＣＷi，Σ２
ＳＷi）の示すベクトル角を、０[deg]の方向にセットす
る。
【０１７５】 Σ１ＣＷi＝（Σ１ＣＷi-1 2＋Σ１ＳＷi-1 2）1/2 （３３ａ ） Σ１ＳＷi＝０ （３３ｂ） Σ２ＣＷi＝（Σ２ＣＷi-1 2＋Σ２ＳＷi-1 2）1/2 （３４ ａ） Σ２ＳＷi＝０ （３４ｂ）
【０１７６】第５の処理として、上記第２〜第４の処理
と並行して、以下の式で求まるタイミング位相差θr2i
を求める。但しθ2iは、（Σ２ＣＷi，Σ２ＳＷi）が示
すベクトル角である。 θr2i＝２θ2i ｍｏｄ３６０ （３５）
【０１７７】第６の処理として、第一の位相制御後、以
下の２つの条件（条件Ａ、条件Ｂ）を両方とも満たす
時、有意なランダムデータ部受信信号から求まるタイミ
ング位相差情報として、θr2iをラッチし、ラッチした
タイミング位相差θ２s＝θr2iを用いて、タイミング誤
差τ２を式（３６ａ）、（３６ｂ）で求め、タイミング
誤差τ２を打ち消す第二の制御信号を、後段のＶＣＯ４
５に与える。
【０１７８】ここで、条件Ａは、「θr1iとθr2iとのタ
イミング位相差が小さい（例えば、｜θr1i−θr2i｜≦
４５[deg]）。」である。また、条件Ｂは、「Ｖ２iが大
きな値を示す（例えば、Ｖ２iがある閾値εｐ２より大
きい）。」である。
【０１７９】そして、θ２ｓ＞１８０[deg]の場合、 τ２＝（θ２ｓ−３６０）Ｔ／３６０ （３６ａ） となる。また、θ２ｓ≦１８０[deg]の場合、 τ２＝（θ２ｓ）Ｔ／３６０ （３６ｂ） となる。
【０１８０】第７の処理として、第二の制御信号による
位相制御（以降、第二の位相制御と称する）後も、第一
の位相制御時と同様、重み付け信号平均化手段５０に入
力されるタイミング位相差情報は、第二の位相制御前と
制御後で異なる可能性があるため、第二の位相制御後
も、式（３３ａ）、（３３ｂ）、（３４ａ）、（３４
ｂ）の制御を重み付け信号平均化手段５０に対して行
い、各ベクトル（Σ１ＣＷi，Σ１ＳＷi）、（Σ２ＣＷ
i，Σ２ＳＷi）の示すベクトル角を０[deg]にセットす
る。
【０１８１】第８の処理として、引き続き有意なランダ
ムデータ受信中に、第三以降の位相制御を行う場合は、
第二の位相制御後、数十シンボル周期で、上記条件Ｂが
成立しているか否かをモニタし、成立している場合は、
その時の（Σ２ＣＷi，Σ２ＳＷi）が示すベクトル角θ
r2iをラッチし、ラッチしたタイミング位相差θ２s＝θ
r2iを用いて、タイミング誤差τ２を式（３６ａ）、
（３６ｂ）で求め、タイミング誤差τ２を打ち消す第二
の制御信号を、後段のＶＣＯ４５に与える。同時に式
（３３ａ）、（３３ｂ）、（３４ａ）、（３４ｂ）の制
御を重み付け信号平均化手段５０に対して行い、各ベク
トル（Σ１ＣＷi，Σ１ＳＷi）、（Σ２ＣＷi，Σ２Ｓ
Ｗi）の示すベクトル角を０[deg]にセットする。
【０１８２】第９の処理として、この間に、再びＶ１i
が大きな値を示したら（例えば、Ｖ１iがある閾値εｐ
１より大きくなったら）、次のバースト信号を受信した
と判定し、上記第２の処理に戻る。
【０１８３】図１２に、タイミング位相差算出手段の動
作例を示す。Ｖ１iは、重み付け信号平均化手段５０に
おいて、平均化に用いるデータ数が少ないため、プリア
ンブル信号受信時にのみ大きな値を示し、ランダムデー
タ部受信時は、小さな値を示す。一方、Ｖ２iは、重み
付け信号平均化手段５０において、平均化に用いるデー
タ数が多いため、プリアンブル信号受信時においては前
バースト信号の情報が残っている場合もあり、小さい値
を示す場合が多いが、ランダムデータ部受信時は、十分
大きな値を示す。よって、図１２に示す通り、第一の位
相制御は、上記第１〜第４の処理により、プリアンブル
受信中に行われ、第二の位相制御以降の制御は、データ
部受信中に行われる。
【０１８４】最後にＶＣＯ４５は、タイミング位相差算
出手段４４ａからの制御信号を受けて、再生サンプルク
ロックと、再生シンボルクロックの位相を制御し、タイ
ミング誤差τを“０”とする。よって、実施の形態４
は、実施の形態１と同様、これらのプリアンブル信号受
信中は短い時間で、高精度なタイミング位相推定を実現
しながら、実施の形態２とは別の方法によって、ランダ
ムパターン信号受信中もタイミング同期を実現すること
ができる。
【０１８５】なお、バースト信号を受信するタイミング
が既知で、プリアンブルが到来する時刻が特定できる場
合は、上記処理を大幅に削減することができる。この場
合の変更点は、以下の通りである。第１に、重み付け信
号平均化手段５０は、第一のローパスフィルタ５０ａだ
けで構成され、第一のローパスフィルタ５０ａの時定数
（例えば、式２４（ａ）、式２４（ｂ）の忘却係数β）
を、プリアンブル信号受信中は小さく、有意なランダム
データ受信中は大きく切替える。
【０１８６】第２に、プリアンブル検出動作は不要であ
るため、タイミング位相差算出手段４４ａの代わりに、
従来例のタイミング位相差算出手段４０３ａを用いて、
第一のローパスフィルタ５０ａの出力（Σ１ＣＷi，Σ
１ＳＷi）が示すベクトル角から、タイミング誤差τを
求める。上記の２つの変更点により、回路規模は大幅に
低減する。
【０１８７】以上のことから、本実施の形態４に示した
タイミング再生器４０ｃは、実施の形態１の効果に加え
て、以下の効果を奏する。即ち、短いプリアンブル信号
で高精度なタイミング位相推定と、制御を実施しなが
ら、有意なランダムデータ部受信中もタイミング位相追
随を実現することができる。
【０１８８】なお、実施の形態４のタイミング再生器４
５ｅは、実施の形態１と同様、以下の２つのプリアンブ
ル信号（(1)複素平面上で原点対称となる２つのナイキ
スト点を１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信
号、(2)複素平面上で隣り合う２つのナイキスト点を、
１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号）に限
らず、複素平面上のある２点を、１シンボル毎に交互に
遷移するプリアンブル信号を用いる無線通信システムで
あれば、どのような変調方式（ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，π
／４ＱＰＳＫ，ＯＱＰＳＫ、ＦＳＫなど）を用いるシス
テムにも適用することができる。
【０１８９】実施の形態５．図１３は、実施の形態５に
係る復調装置の構成を示すブロック図である。図１３に
おいて、１０は無線信号を受信するアンテナ、２０はア
ンテナ１０で受信された無線信号をベースバンド信号に
周波数変換する周波数変換手段、３０，３１は周波数変
換手段２０で変換されたベースバンド信号をシンボルレ
ートの２倍でサンプリングし、ディジタルベースバンド
信号に変換するＡＤ変換器、４０ｄはＡＤ変換器３０，
３１で変換されたディジタルベースバンド信号を用い
て、タイミング同期を行うタイミング再生器、７０はタ
イミング再生器４０ｂから出力された非同期サンプルク
ロックでサンプリングされたディジタルベースバンド信
号を補間するデータ補間手段、６０ａはデータ補間手段
７０から出力された補間ベースバンド信号のナイキスト
点を抽出し、抽出したナイキスト点データを判定するデ
ータ判定手段である。
【０１９０】また、タイミング再生器４０ｄ内におい
て、４１ａはベースバンド信号の同相成分とベースバン
ド信号の直交成分とを加算する加算手段、４１ｂはベー
スバンド信号の同相成分とベースバンド信号の直交成分
とを減算する減算手段、４２ａは加算信号と１／２シン
ボル周波数成分との相関を算出する加算値相関演算手
段、４２ｂは減算信号と１／２シンボル周波数成分との
相関を算出する減算値相関手段、４３は加算相関信号の
大きさと減算相関信号の大きさとを比較して、どちらか
大きい方の相関信号を選択するベクトル選択手段であ
る。
【０１９１】さらに、４４ａは平均相関信号の示すベク
トル角を用いてタイミング位相差を算出するタイミング
位相差算出手段、４８は非同期サンプルクロックおよび
非同期１／２シンボル周波数成分を出力する発振器（非
同期サンプルクロック発振手段）、４９は選択相関信号
の示すベクトル長の大きさに応じた重み付けを選択相関
信号に与える重み付け手段、５０は重み付け相関信号を
平均化する重み付け信号平均化手段、５０ａは重み付け
相関信号を入力とする時定数の短い第一のローパスフィ
ルタ、５０ｂは重み付け相関信号を入力とする時定数の
長い第二のローパスフィルタである。
【０１９２】以降、実施の形態５の動作について説明す
る。実施の形態４では、タイミング誤差τを、ＶＣＯ４
５による再生サンプルクロックと、再生シンボルクロッ
クの位相制御により、タイミング誤差τを“０”とする
フィードバック型のタイミング再生器４０ｃについて説
明したが、実施の形態５のタイミング再生器４０ｄに示
すように、フィードフォワード型のタイミング再生器に
変形することができる。即ち、ＶＣＯ４５を、発振器４
８に切替え、データ補間手段７０を付加し、データ判定
手段６０の処理を、後述するデータ判定手段６０ａの処
理に切替える。
【０１９３】発振器４８は、シンボル周期の２倍の自走
する非同期サンプルクロックを出力する。Ａ／Ｄ変換器
３０，３１は、この非同期サンプルクロックでデータを
２[sample/symbol]で非同期サンプリングする。加算手
段４１ａ、減算手段４１ｂは、実施の形態１と同様に、
非同期サンプリングされた受信データ（Ｉi，Ｑi）の加
減算を行う。加算値相関演算手段４２ａは、加算手段４
１ａから出力される加算信号と、発振器から出力される
シンボル周波数の１／２の周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ
（ｆｓ）ｔ］との相関を、実施の形態２と同様に求め
る。
【０１９４】減算値相関演算手段４２ｂは、減算手段４
１ｂ出力の減算信号と、発振器から出力されるシンボル
周波数の１／２の周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）
ｔ］との相関を、実施の形態２と同様に求める。以降の
ベクトル選択手段４３、重み付け手段５０は、実施の形
態４と同様の処理であり、タイミング誤差τを求める。
【０１９５】タイミング位相差算出手段４４bは、以下
の点を除いて、タイミング位相差算出手段４４ａと同様
の動作を行う。以下、タイミング位相差算出手段４４ｂ
とタイミング位相差算出手段４４ａの相違点を示す。即
ち、タイミング位相差算出手段４４ｂは、フィードフォ
ワード型であるため、サンプルクロックの位相が制御さ
れることがない。これに対して、タイミング位相差算出
手段４４ａは、フィードバック型であるため、式（３３
ａ）、（３３ｂ）、（３４ａ）、（３４ｂ）の制御を重
み付け信号平均化手段５０に対して行い、各ベクトル
（Σ１ＣＷi，Σ１ＳＷi）、（Σ２ＣＷi，Σ２ＳＷi）
の示すベクトル角を０[deg]にセットする必要がない。
【０１９６】データ補間手段７０は、非同期の２[sampl
e/symbol]によって得られた受信データ（Ｉi，Ｑi）を
補間して、例えばシンボル周期に対して１／１６の時間
分解能を有する受信データを生成し、補間された受信デ
ータを出力する。データ判定手段６０ａは、タイミング
位相差算出手段４４ａからのタイミング誤差τの情報を
用いて、補間された受信データのナイキスト点を抽出
し、抽出したナイキスト点のデータを復調データとして
出力する。
【０１９７】以上示したように、実施の形態５は、フィ
ードフォワード型の構成とすることで、実施の形態４の
効果に加えて、以下の効果を奏する。即ち、安価で小型
な発振器４８を用いるため、タイミング再生器４０ｄ
は、より一層、低価格化、小型化を実現することができ
る。
【０１９８】なお、実施の形態５のタイミング再生器４
５ｄは、実施の形態１と同様、以下の２つのプリアンブ
ル信号（(1)複素平面上で原点対称となる２つのナイキ
スト点を１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信
号、(2)複素平面上で隣り合う２つのナイキスト点を、
１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号）に限
らず、複素平面上のある２点を、１シンボル毎に交互に
遷移するプリアンブル信号を用いる無線通信システムで
あれば、どのような変調方式（ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，π
／４ＱＰＳＫ，ＯＱＰＳＫ、ＦＳＫなど）を用いるシス
テムにも適用することができる。
【０１９９】
【発明の効果】本発明に係るタイミング再生器および復
調装置は、以上のように構成されているため、次のよう
な効果を得ることができる。即ち、プリアンブル信号の
同相成分と直交成分を加算した信号と、減算した信号の
計２つの信号に対する相関演算を行い、得られた２つの
相関値のうち、ベクトル長の大きい方をタイミング位相
推定に用いる簡単な構成により、従来のタイミング再生
器と比較して、回路規模、演算処理を低減することがで
きる。
【０２００】また、複素平面上で隣り合う２つのナイキ
スト点を１シンボル毎に交互に遷移する信号（例えば
“１１０１”パターン）、複素平面上で原点対称となる
２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移する
“０π”変調信号（例えば“１００１”パターン）のい
ずれのプリアンブル信号に対して、有効である。
【０２０１】さらに、タイミング位相差検出手段によ
り、プリアンブルを用いた高精度なタイミング位相推定
と、プリアンブル検出を同時に実現できるため、プリア
ンブルを受信するタイミングが判らない場合でも、タイ
ミング位相制御を正常に行うことができる。
【０２０２】また、本発明に係る復調装置は、仮に電源
立上げ時や、シャドウイング復帰後の再接続において生
じるバースト信号の受信タイミングが未知である場合に
おいても、小さな回路規模で、短いプリアンブルで高速
同期、高速再同期を実現し、プリアンブルに続く有意な
データ部において良好なＢＥＲ（ビット誤り率）特性を
実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施の形態１に係る復調装置の構成を示すブロ
ック図である。
【図２】ベクトル選択手段の構成を示すブロック図であ
る。
【図３】（ａ）は、プリアンブルの加算信号を示す波形
図である。（ｂ）は、プリアンブルの減算信号を示す波
形図である。
【図４】（ａ）は、プリアンブルの加算信号を示す波形
図である。（ｂ）は、プリアンブルの減算信号を示す波
形図である。
【図５】（ａ）は、プリアンブルの加算信号を示す波形
図である。（ｂ）は、プリアンブルの減算信号を示す波
形図である。
【図６】プリアンブル信号受信時の加算相関信号および
減算相関信号を示す信号空間図である。
【図７】プリアンブル信号受信時の加算相関信号および
減算相関信号を示す信号空間図である。
【図８】実施の形態１のタイミング位相差算出手段の動
作を示す波形図である。
【図９】実施の形態２に係る復調装置の構成を示すブロ
ック図である。
【図１０】実施の形態３に係る復調装置の構成を示すブ
ロック図である。
【図１１】実施の形態４に係る復調装置の構成を示すブ
ロック図である。
【図１２】実施の形態４のタイミング位相差算出手段の
動作を示す波形図である。
【図１３】実施の形態５に係る復調装置の構成を示すブ
ロック図である。
【図１４】従来の復調装置の構成を示すブロック図であ
る。
【図１５】“１１０１”パターンを示す信号空間図であ
る。
【図１６】共役復素乗算手段出力を示す信号空間図であ
る。
【図１７】共役復素乗算手段出力信号を示す波形図であ
る。
【図１８】相関値とタイミング誤差を示す図である。
【図１９】従来の復調装置の構成を示すブロック図であ
る。
【図２０】ベクトル合成選択手段の構成を示すブロック
図である。
【図２１】ベクトル合成選択手段の構成を示すブロック
図である。
【図２２】“１００１”パターンを示す信号空間図であ
る。
【図２３】（ａ）は、プリアンブル信号の同相成分を示
す波形図である。（ｂ）は、プリアンブル信号の直交成
分を示す波形図である。
【図２４】相関値の一例を示す信号空間図である。
【図２５】“１００１”パターンを示す信号空間図であ
る。
【図２６】（ａ）は、プリアンブル信号の同相成分を示
す波形図である。（ｂ）は、プリアンブル信号の直交成
分を示す波形図である。
【図２７】相関値の一例を示す信号空間図である。
【図２８】相関値の一例を示す信号空間図である。
【図２９】相関値の一例を示す信号空間図である。
【符号の説明】 １０…アンテナ、２０…周波数変換手段、３０，３１…
ＡＤ変換器、４０，４０ａ，４０ｂ，４０ｃ，４０ｄ…
タイミング再生器、４１ａ…加算手段、４１ｂ…減算手
段、４２ａ…加算値相関演算手段、４２ｂ…減算値相関
手段、４３…ベクトル選択手段、４３ａ…最大絶対値検
出手段、４３ｂ…選択手段、４４…タイミング位相差算
出手段、４５，４５ａ…ＶＣＯ（再生サンプルクロック
発振手段）、４６…位相検出手段、４７…位相検出信号
平均化手段、４８…発振器（非同期サンプルクロック発
振手段）、４９…重み付け手段、５０…重み付け信号平
均化手段、５０ａ…第一のローパスフィルタ、５０ｂ…
第二のローパスフィルタ、６０，６０ａ…データ判定手
段、７０…データ補間手段。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 大久保 政二 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 Ｆターム(参考） 5K004 AA05 FA05 FG02 FH08 FJ05 FJ14 5K028 AA15 BB04 HH00 MM05 NN05 SS04 SS11 5K047 AA05 BB01 CC06 EE02 HH12 HH53 MM45 MM50 MM60

Claims (18)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 ベースバンド信号の同相成分と、ベース
    バンド信号の直交成分とを加算し、加算後の信号を加算
    信号として出力する加算手段と、 ベースバンド信号の同相成分と、ベースバンド信号の直
    交成分とを減算し、減算後の信号を減算信号として出力
    する減算手段と、 前記加算信号と、受信機側で生成する１／２シンボル周
    波数成分との相関を算出し、算出した相関値を加算相関
    信号として出力する加算相関演算手段と、 前記減算信号と、前記１／２シンボル周波数成分との相
    関を算出し、算出した相関値を減算相関信号として出力
    する減算相関演算手段と、 前記加算相関信号の大きさと、前記減算相関信号の大き
    さとを比較し、どちらか大きい方の相関信号を選択し、
    選択した相関信号を選択相関信号として出力するベクト
    ル選択手段と、 前記選択相関信号の示すベクトル角を用いてタイミング
    位相差を算出するタイミング位相差算出手段とを備える
    ことを特徴とするタイミング再生器。
  2. 【請求項２】 前記タイミング位相差算出手段は、前記
    選択相関信号の示すベクトル角およびベクトル長を算出
    し、前記ベクトル長が大きい場合に前記プリアンブル信
    号を検出したと判定し、その時の前記選択相関信号の示
    すベクトル角を用いてタイミング位相差を算出すること
    を特徴とする請求項１記載のタイミング再生器。
  3. 【請求項３】 前記ベースバンド信号をサンプリングす
    る再生サンプルクロックおよび再生１／２シンボル周波
    数成分を出力し、前記タイミング位相差情報を用いて、
    タイミング誤差を“０”に位相制御する再生サンプルク
    ロック発振手段を更に備えることを特徴とする請求項１
    又は請求項２記載のタイミング再生器。
  4. 【請求項４】 前記加算相関演算手段、前記減算相関演
    算手段、前記ベクトル選択手段、前記タイミング位相差
    算出手段および前記再生サンプルクロック発振手段の処
    理は、前記再生サンプルクロックでサンプリングされた
    ベースバンド信号を用い、 前記加算相関演算手段および前記減算相関演算手段は、
    前記１／２シンボル周波数成分を前記再生１／２シンボ
    ル周波数成分とすることを特徴とする請求項３記載のタ
    イミング再生器。
  5. 【請求項５】 前記再生サンプルクロックでサンプリン
    グされた前記ベースバンド信号を用いてタイミング位相
    を検出し、その検出信号を位相検出信号として出力する
    位相検出手段と、 前記位相検出信号を平均化し、その平均を位相進み遅れ
    信号として出力する位相検出信号平均化手段とを更に備
    え、 前記再生サンプルクロック発振手段は、前記タイミング
    位相差情報と前記位相進み遅れ信号の両方を用いて、タ
    イミング誤差を“０”に位相制御することを特徴とする
    請求項３又は請求項４記載のタイミング再生器。
  6. 【請求項６】 前記ベースバンド信号をサンプリングす
    る非同期サンプルクロックおよび非同期１／２シンボル
    周波数成分を出力する非同期サンプルクロック発振手段
    を更に備えることを特徴とする請求項１又は請求項２記
    載のタイミング再生器。
  7. 【請求項７】 前記加算相関演算手段、前記減算相関演
    算手段、前記ベクトル選択手段、前記タイミング位相差
    算出手段および前記非同期サンプルクロック発振手段の
    処理は、前記非同期サンプルクロックでサンプリングさ
    れたベースバンド信号を用い、 前記加算相関演算手段および前記減算相関演算手段は、
    前記１／２シンボル周波数成分を前記非同期１／２シン
    ボル周波数成分とすることを特徴とする請求項６記載の
    タイミング再生器。
  8. 【請求項８】 ベースバンド信号の同相成分と、ベース
    バンド信号の直交成分とを加算し、加算後の信号を加算
    信号として出力する加算手段と、 ベースバンド信号の同相成分と、ベースバンド信号の直
    交成分とを減算し、減算後の信号を減算信号として出力
    する減算手段と、 前記加算信号と、受信機側で生成する１／２シンボル周
    波数成分との相関を算出し、算出した相関値を加算相関
    信号として出力する加算相関演算手段と、 前記減算信号と、前記１／２シンボル周波数成分との相
    関を算出し、算出した相関値を減算相関信号として出力
    する減算相関演算手段と、 前記加算相関信号の大きさと、前記減算相関信号の大き
    さとを比較し、どちらか大きい方の相関信号を選択し、
    選択した相関信号を選択相関信号として出力するベクト
    ル選択手段と、 前記選択相関信号の示すベクトル長の大きさに応じた重
    み付けを、前記選択相関信号に与え、重み付けされた前
    記選択相関信号を、重み付け相関信号として出力する重
    み付け手段と、 前記重み付け相関信号を平均化し、その平均を重み付け
    平均相関信号として出力する重み付け信号平均化手段
    と、 前記平均相関信号の示すベクトル角を用いてタイミング
    位相差を算出するタイミング位相差算出手段とを備える
    ことを特徴とするタイミング再生器。
  9. 【請求項９】 前記タイミング位相差算出手段は、前記
    重み付け平均相関信号の示すベクトル角およびベクトル
    長を算出し、前記ベクトル長が大きい場合に前記プリア
    ンブル信号を検出したと判定し、その時の前記選択相関
    信号の示すベクトル角を用いてタイミング位相差を算出
    することを特徴とする請求項８記載のタイミング再生
    器。
  10. 【請求項１０】 前記ベースバンド信号をサンプリング
    する再生サンプルクロックおよび再生１／２シンボル周
    波数成分を出力し、前記タイミング位相差情報を用い
    て、タイミング誤差を“０”に位相制御する再生サンプ
    ルクロック発振手段を更に備えることを特徴とする請求
    項８又は請求項９記載のタイミング再生器。
  11. 【請求項１１】 前記加算相関演算手段、前記減算相関
    演算手段、前記ベクトル選択手段、前記重み付け手段、
    前記重み付け信号平均化手段、前記タイミング位相差算
    出手段および前記再生サンプルクロック発振手段の処理
    は、前記再生サンプルクロックでサンプリングされたベ
    ースバンド信号を用い、 前記加算相関演算手段および前記減算相関演算手段は、
    前記１／２シンボル周波数成分を前記再生１／２シンボ
    ル周波数成分とすることを特徴とする請求項１０記載の
    タイミング再生器。
  12. 【請求項１２】 前記重み付け信号平均化手段は、前記
    重み付け相関信号をそれぞれ入力とする時定数の短い第
    一のローパスフィルタと、時定数の長い第二のローパス
    フィルタとを備え、位相制御時に前記第一のローパスフ
    ィルタおよび前記第二のローパスフィルタの各直交成分
    に“０”を、同相成分に、位相制御前の（同相成分2＋
    直交成分2）1/2をセットし、 前記タイミング位相差算出手段は、前記第一のローパス
    フィルタの示す第一のベクトル角および第一のベクトル
    長を算出し、前記第一のベクトル長が大きい場合に前記
    プリアンブル信号を検出したと判定し、前記第一のベク
    トル角を用いて初期タイミング位相差を算出し、 前記第二のローパスフィルタの示す第二のベクトル角お
    よび第二のベクトル長を算出し、前記第一の位相制御
    後、前記第二のベクトル長が大きい場合に前記第二のベ
    クトル角を用いて位相追随用タイミング位相差を周期的
    に算出し、 前記再生サンプルクロック発振手段は、前記初期タイミ
    ング位相差および前記位相追随用タイミング位相差の両
    方を、前記タイミング位相差情報として用いて、タイミ
    ング誤差を“０”に位相制御することを特徴とする請求
    項１０又は請求項１１記載のタイミング再生器。
  13. 【請求項１３】 前記ベースバンド信号をサンプリング
    する非同期サンプルクロックおよび非同期１／２シンボ
    ル周波数成分を出力する非同期サンプルクロック発信手
    段を更に備えることを特徴とする請求項８又は請求項９
    記載のタイミング再生器。
  14. 【請求項１４】 前記加算相関演算手段、前記減算相関
    演算手段、前記ベクトル選択手段、前記重み付け手段、
    前記重み付け信号平均化手段、前記タイミング位相差算
    出手段および前記非同期サンプルクロック発振手段の処
    理は、前記非同期サンプルクロックでサンプリングされ
    たベースバンド信号を用い、 前記加算相関演算手段および前記減算相関演算手段は、
    前記１／２シンボル周波数成分を前記非同期１／２シン
    ボル周波数成分とすることを特徴とする請求項１３記載
    のタイミング再生器。
  15. 【請求項１５】 前記重み付け信号平均化手段は、前記
    重み付け相関信号をそれぞれ入力とする時定数の短い第
    一のローパスフィルタと、時定数の長い第二のローパス
    フィルタとを更に備え、 前記タイミング位相差算出手段は、前記第一のローパス
    フィルタの示す第一のベクトル角および第一のベクトル
    長を算出し、前記第一のベクトル長が大きい場合に前記
    プリアンブル信号を検出したと判定し、前記第一のベク
    トル角を用いて初期タイミング位相差を算出し、 前記第二のローパスフィルタの示す第二のベクトル角お
    よび第二のベクトル長を算出し、前記第一の位相制御
    後、前記第二のベクトル長が大きい場合に前記第二のベ
    クトル角を用いて位相追随用タイミング位相差を周期的
    に算出することを特徴とする請求項１３又は請求項１４
    記載のタイミング再生器。
  16. 【請求項１６】 請求項３、請求項４、請求項５、請求
    項１０、請求項１１、請求項１２のいずれか一項に記載
    のタイミング再生器と、 無線信号を受信するアンテナと、 前記アンテナで受信された無線信号をベースバンド信号
    に周波数変換する周波数変換手段と、 前記周波数変換手段で変換されたベースバンド信号を、
    前記再生サンプルクロックを用いてシンボルレートの２
    倍でサンプリングし、ディジタルベースバンド信号に変
    換して、前記タイミング再生器に与えるＡＤ変換手段
    と、 前記タイミング再生器から出力された再生シンボルクロ
    ックを用いて、前記ディジタルベースバンド信号の中か
    らナイキスト点データを抽出し、抽出した前記ナイキス
    ト点データを判定し、復調データとして出力するデータ
    判定手段とを備えることを特徴とする復調装置。
  17. 【請求項１７】 請求項６又は請求項７記載のタイミン
    グ再生器と、 無線信号を受信するアンテナと、 前記アンテナで受信された無線信号をベースバンド信号
    に周波数変換する周波数変換手段と、 前記周波数変換手段で変換されたベースバンド信号を、
    前記非同期サンプルクロックを用いてシンボルレートの
    ２倍でサンプリングし、ディジタルベースバンド信号に
    変換して、前記タイミング再生器に与えるＡＤ変換手段
    と、 前記タイミング再生器から出力された非同期サンプルク
    ロックでサンプリングされた前記ディジタルベースバン
    ド信号を補間し、補間後のデータを、補間ベースバンド
    信号として出力するデータ補間手段と、 前記タイミング位相差を基に、前記データ補間手段から
    出力された補間ベースバンド信号のナイキスト点を抽出
    し、抽出した前記ナイキスト点データを判定し、復調デ
    ータとして出力するデータ判定手段とを備えることを特
    徴とする復調装置。
  18. 【請求項１８】 請求項１５記載のタイミング再生器
    と、 無線信号を受信するアンテナと、 前記アンテナで受信された無線信号をベースバンド信号
    に周波数変換する周波数変換手段と、 前記周波数変換手段で変換されたベースバンド信号を、
    前記非同期サンプルクロックを用いてシンボルレートの
    ２倍でサンプリングし、ディジタルベースバンド信号に
    変換して、前記タイミング再生器に与えるＡＤ変換手段
    と、 前記タイミング再生器から出力された非同期サンプルク
    ロックでサンプリングされた前記ディジタルベースバン
    ド信号を補間し、補間後のデータを、補間ベースバンド
    信号として出力するデータ補間手段と、 前記初期タイミング位相差および前記位相追随用タイミ
    ング位相差の両方を基に、前記データ補間手段から出力
    された補間ベースバンド信号のナイキスト点を抽出し、
    抽出した前記ナイキスト点データを判定し、復調データ
    として出力するデータ判定手段とを備えることを特徴と
    する復調装置。
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