JP2001128457A

JP2001128457A - 電源装置

Info

Publication number: JP2001128457A
Application number: JP30407899A
Authority: JP
Inventors: Takashi Kanda; 隆司神田; Kazuo Yoshida; 和雄吉田; Masahiro Naruo; 誠浩鳴尾; Kazutaka Hori; 和宇堀; Masahito Onishi; 雅人大西
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1999-10-26
Filing date: 1999-10-26
Publication date: 2001-05-11

Abstract

(57)【要約】【課題】入力電力を制御でき負荷へ必要な電力を安定し
て供給することができる電源装置を提供する。【解決手段】商用電源Ｖｓを整流回路ＤＢにより全波整
流して脈動電源が得られる。負荷として放電灯Ｌａを備
える。整流回路ＤＢの直流出力端の正極にはインダクタ
Ｌ０の一端が接続され、インダクタＬ０の他端はスイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点に接続されている。スイ
ッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は制御回路からの制御信号Ｓ１
〜Ｓ４によりオンオフされる。制御回路は、対角位置に
あるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４、Ｑ２，Ｑ３が同時に
オンし且つ各直列接続されたスイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２、Ｑ３，Ｑ４同士が交互にオンオフする定常制御モー
ドと、スイッチング素子Ｑ２のみのオンオフを間欠的に
停止させて入力電力を制御する入力電力制御モードとを
有している。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、商用電源から負荷
に高周波交流電力を供給する電源装置に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】従来より、放電灯点灯装置などに用いる
この種の電源装置として、図３０に示す回路構成のもの
が提案されている（特公平５−８８０６７号公報）。図
３０に示す回路構成の電源装置は、商用電源Ｖｓを整流
し直流−直流変換を施すことによって得た直流電力をイ
ンバータ回路ＩＮＶにより高周波電力に電力変換する構
成を採用している。

【０００３】インバータ回路ＩＮＶは、フルブリッジ型
であり、バイポーラトランジスタよりなる一対のスイッ
チング素子Ｑ３，Ｑ４が直列接続された第１の直列回路
と、バイポーラトランジスタよりなる一対のスイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２が直列接続された第２の直列回路とを
備え、両直列回路が、平滑用コンデンサＣ０に並列接続
されている。また、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４には
それぞれダイオードＤ１〜Ｄ４が逆並列に接続されてい
る。さらに、第１の直列回路の両スイッチング素子Ｑ
３，Ｑ４の接続点と第２の直列回路の両スイッチング素
子Ｑ１，Ｑ２の接続点との間には、負荷回路Ｚが接続さ
れている。ここに、負荷回路Ｚは、インダクタＬ１とコ
ンデンサＣ１との直列回路を有し、コンデンサＣ１に負
荷としての放電灯Ｌａが並列接続されている。つまり、
インダクタＬ１とコンデンサＣ１との間およびスイッチ
ング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点とコンデンサＣ１との間に
放電灯Ｌａのフィラメントを挿入している。

【０００４】各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は図３１に
示す制御回路１０‘の出力によってオンオフされる。こ
の制御回路１０’は、トランジスタＴｒ２，Ｔｒ３と発
振周期を決定するコンデンサＣ１１，Ｃ１２および抵抗
Ｒ１１，Ｒ１２と出力抵抗Ｒ１３，Ｒ１４とを備える無
安定マルチバイブレータを主構成とし、無安定マルチバ
イブレータの出力によりトランジスタＴｒ１，Ｔｒ４を
高周波（商用電源ＡＣの周波数よりも十分に高い周波
数）でスイッチングする。さらに、各トランジスタＴｒ
１，Ｔｒ４にはそれぞれパルストランスＰＴ１，ＰＴ２
の１次巻線が直列接続され、各パルストランスＰＴ１，
ＰＴ２にそれぞれ２個ずつ設けた２次巻線の出力によっ
てスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御する。図３１にお
ける端子ａ，ｂはインバータ回路ＩＮＶの電源（平滑コ
ンデンサＣ０の両端）に接続され、端子ｃ，ｃ’，ｄ，
ｄ’，ｅ，ｅ’，ｆ，ｆ’はそれぞれ各スイッチング素
子Ｑ１〜Ｑ４のベース−エミッタに接続される。ここ
で、アポストロフィーを伏した端子ｃ’，ｄ’，ｅ’，
ｆ’がエミッタに接続される。また、端子ｃ，ｃ’がス
イッチング素子Ｑ１、端子ｄ，ｄ’がスイッチング素子
Ｑ４、端子ｅ，ｅ’がスイッチング素子Ｑ２、端子ｆ，
ｆ’がスイッチング素子Ｑ３にそれぞれ対応する。した
がって、インバータ回路ＩＮＶを構成するスイッチング
素子Ｑ１〜Ｑ４は、直列接続されたものが同時にオンに
ならずに対角位置（つまり、インダクタＬ１とコンデン
サＣ１との直列回路を通して平滑コンデンサＣ０の両端
間に直列接続された関係）のものが同時にオンになるよ
うに制御される。

【０００５】上述の構成によって、スイッチング素子Ｑ
１，Ｑ４が同時にオンになる期間と、スイッチング素子
Ｑ２，Ｑ３が同時にオンになる期間とが設けられ、イン
ダクタＬ１とコンデンサＣ１との直列回路からなる共振
回路の両端電圧の極性が交互に切り換えられる。この電
圧極性の切換と共振回路の共振動作とが協働することに
よって、放電灯Ｌａに高周波交流電圧が印加される。こ
こに、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオンオフの周波数
はインダクタＬ１とコンデンサＣ１と放電灯Ｌａとから
なる負荷回路Ｚの共振周波数よりも高く設定してあり、
負荷回路Ｚに流れる電流はスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４
のスイッチングに対して遅れ位相になっている。つま
り、いわゆる遅相モードで動作させている。

【０００６】ところで、商用電源Ｖｓを整流する整流回
路ＤＢはダイオードブリッジからなり、整流回路ＤＢと
商用電源Ｖｓとの間には高周波阻止用のフィルタ回路Ｆ
が挿入される。また、整流回路ＤＢの直流出力端の正極
とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点との間にはイン
ダクタＬ０が挿入される。

【０００７】したがって、直列接続されたスイッチング
素子Ｑ１，Ｑ２のうち低圧側のスイッチング素子Ｑ２が
オンである期間には、整流回路ＤＢからインダクタＬ０
に電流が流れてインダクタＬ０に電磁エネルギが蓄積さ
れる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は交互にオンオフさ
れており、スイッチング素子Ｑ２がオフになったとき
に、整流回路ＤＢの出力電圧（脈流電圧）とインダクタ
Ｌ０の両端電圧との加算電圧が平滑コンデンサＣ０の両
端電圧よりも高い期間においては、インダクタＬ０−ダ
イオードＤ１−平滑コンデンサＣ０−整流回路ＤＢ−イ
ンダクタＬ０の経路で、インダクタＬ０に蓄積されたエ
ネルギが放出され、このとき平滑コンデンサＣ０が充電
される。つまり、平滑コンデンサＣ０の両端電圧は整流
回路ＤＢの出力電圧よりも昇圧されるのであって、スイ
ッチング素子Ｑ２とダイオードＤ１とインダクタＬ０と
平滑コンデンサＣ０とによって昇圧チョッパ回路が構成
されている。言い換えると、スイッチング素子Ｑ２はイ
ンバータ回路ＩＮＶと昇圧チョッパ回路とに兼用されて
いる。

【０００８】以下では、図３０に示した回路の各部の動
作波形を示す図３２および図３３を用いて動作を説明す
る。図３２に示す動作はスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の
スイッチングの周期程度の期間の動作を示し、図３３は
商用電源Ｖｓの周期程度の期間の動作を示している。

【０００９】電源が投入された直後には、整流回路ＤＢ
からインダクタＬ０およびダイオードＤ１を通して平滑
コンデンサＣ０に充電電流が流れる。平滑コンデンサＣ
０がある程度充電されて制御回路１０の動作が可能にな
ると、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がスイッチングさ
れ、上述のようにスイッチング素子Ｑ２のスイッチング
によって平滑コンデンサＣ０が高周波で間欠的に充電さ
れる。図３２（ａ）はスイッチング素子Ｑ２のオンオフ
を示しており、期間ｔ０−ｔ１においてスイッチング素
子Ｑ２がオンであると、図３２（ｆ）のようにインダク
タＬ０を通して整流回路ＤＢからの電流が流れる。この
期間にはインダクタＬ０の通過電流ＩＤＣは時間経過に
伴って増加する。また、商用電源Ｖｓの１周期内の電圧
変化に応じてインダクタＬ０を通過する電流の増加率は
変化する。つまり、商用電源Ｖｓのピーク電圧付近では
インダクタＬ０の通過電流ＩＤＣは図３２（ｆ）の実線
で示すように変化し、商用電源Ｖｓの電圧値に応じて二
点鎖線のように変化する。スイッチング素子Ｑ２のコレ
クタ電流ＩＣ２（図３２（ｂ）参照）はインダクタＬ０
を通過する電流ＩＤＣと負荷回路Ｚを流れる振動電流Ｉ
ｚとの合成電流になる。

【００１０】時刻ｔ１においてスイッチング素子２がオ
フになると、インダクタＬ０に蓄積されたエネルギが放
出されることによってダイオードＤ１に電流が流れる。
またダイオードＤ１には負荷回路Ｚを流れる振動電流Ｉ
ｚも流れるから、ダイオードＤ１には図３２（ｅ）のよ
うな電流ＩＤ１が流れる。この間に平滑コンデンサＣ０
が充電される。ダイオードＤ１に流れる電流ＩＤ１はイ
ンダクタＬ０の通過電流ＩＤＣと同様に商用電源Ｖｓの
電圧値に応じて変化する（図に示す複数の二点鎖線は電
圧値に応じて電流が変化することを意味する）。時刻ｔ
２ではスイッチング素子Ｑ２は依然としてオフであるが
インダクタＬ０のエネルギの放出が終了するから、平滑
コンデンサＣ０からスイッチング素子Ｑ１を通る経路で
負荷回路Ｚに電流が流れる。つまり、負荷回路Ｚの共振
作用によってスイッチング素子Ｑ１のコレクタには図３
２（ｄ）のように正弦波の一部の波形を有した電流ＩＣ
１が流れる。

【００１１】時刻ｔ３ではスイッチング素子Ｑ２が再び
導通してスイッチング素子Ｑ１には電流ＩＣ１が流れな
くなる。ただし、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッ
チングは遅相モードであるから、スイッチング素子Ｑ１
に電流ＩＣ１が流れている間にスイッチング素子Ｑ１が
オフになり、時刻ｔ３以降は負荷回路Ｚに流れる振動電
流がダイオードＤ２を通して流れる。つまり、図３２
（ｃ）のようにダイオードＤ２に電流ＩＤ２が流れる。
スイッチング素子Ｑ２がオンである期間の時刻ｔ４にお
いて振動電流が流れなくなると、時刻ｔ０以降の動作を
繰り返す。つまり、時刻ｔ０から時刻ｔ４までの動作が
１周期になり、負荷回路Ｚには図３２（ｇ）のような正
弦波状の振動電流Ｉｚが流れる。

【００１２】スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチン
グによって図３２に示すように動作するから、商用電源
Ｖｓの電圧Ｖｉｎが図３３（ａ）のように変化すれば、
インダクタＬ０を流れる電流ＩＤＣは図３３（ｂ）のよ
うに高周波であって交番せず、且つ脈流状の包絡線を有
することになる。上述のように商用電源Ｖｓと整流回路
ＤＢとの間には高周波阻止用のフィルタ回路Ｆが挿入さ
れているから、フィルタ回路Ｆへの入力電流Ｉｉｎは図
３３（ｃ）のように商用電源Ｖｓの電圧波形にほぼ比例
し高周波成分が除去された連続波形になる。つまり、高
調波電流歪が少なく、しかも高力率が得られることにな
る。一方、平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃは図３
３（ｄ）のようにほぼ一定になるから、インバータ回路
ＩＮＶの出力電圧（スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続
点とスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点との間の電
圧）ＶＲＦは図３３（ｅ）のように包絡線がほぼ一定の
高周波電圧になる。

【００１３】上述したように、図３０に示した回路構成
の電源装置では、インバータ回路ＩＮＶを構成する一部
のスイッチング素子Ｑ２を昇圧チョッパ回路のスイッチ
ング素子に兼用し、且つダイオードＤ１を兼用して直流
−直流変換を行っているから、昇圧チョッパ回路によっ
て高調波電流歪の発生を抑制するとともに高い入力力率
を維持することができ、しかも素子の兼用によって部品
点数が低減されてコストを低減することができるととも
に回路構成が簡単になる。

【００１４】ところで、電源装置には図３４に示す構成
のものも知られている（特許第２６９００４５号公報お
よび米国特許第５，０６３，４９０号）。図３４に示す
構成もフルブリッジ型のインバータ回路ＩＮＶを構成し
ているが、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にはパワーＭＯ
ＳＦＥＴを用いている。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に
バイポーラトランジスタを用いる場合にはダイオードＤ
１〜Ｄ４を逆並列に接続していたが、ＭＯＳＦＥＴはボ
ディダイオードを備えるから、ダイオードＤ１〜Ｄ４は
設けてなくてもよい。図３４においてはボディダイオー
ドをダイオードＤ１〜Ｄ４として示してある。すなわ
ち、図３４に示す電源装置は、パワーＭＯＳＦＥＴより
なる一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が直列接続され
た第１の直列回路と、パワーＭＯＳＦＥＴよりなる一対
のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が直列接続された第２の
直列回路とが平滑コンデンサＣ０に並列接続されてい
る。また、第１の直列回路の両スイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２の接続点と第２の直列回路の両スイッチング素子Ｑ
３，Ｑ４の接続点との間には、インダクタＬ１とコンデ
ンサＣ１と放電灯Ｌａとからなる負荷回路Ｚが接続され
ている。つまり、インバータ回路ＩＮＶおよび負荷回路
Ｚの構成については図３０に示した構成と等価である。

【００１５】ただし、図３０に示す構成例では商用電源
Ｖｓがフィルタ回路Ｆを介してダイオードブリッジより
なる整流回路ＤＢによって全波整流されるのに対して、
図３４に示す構成例では２個のダイオードＤ０１，Ｄ０
２を順方向に直列接続した直列回路を平滑コンデンサＣ
０に並列接続し、両ダイオードＤ０１，Ｄ０２の接続点
に一端を接続したインダクタＬ０の他端をフィルタ回路
Ｆの一方の出力端に接続してある。また、フィルタ回路
Ｆの他方の出力端はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続
点に接続されている。ダイオードＤ０１，Ｄ０２はダイ
オードＤ１，Ｄ２とともにダイオードブリッジを構成す
る極性に接続されている。

【００１６】各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は図示しな
い制御回路によって、図３０に示した回路のスイッチン
グ素子Ｑ１〜Ｑ４と同様に制御される。つまり、各２個
のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、Ｑ３，Ｑ４はともに高
周波（商用電源Ｖｓの周波数よりも十分に高い周波数）
で交互にオンオフされ、対角位置のスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ４、Ｑ２，Ｑ３は同時にオンになるように制御さ
れる。

【００１７】以下に、図３４に示す回路の動作について
簡単に説明する。商用電源Ｖｓの電圧Ｖｉｎが正である
期間（図３４においてＶｉｎの矢印の向きが正であるこ
とを意味し、以下ではこの期間を「正の半サイクル」と
いう）には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンの期間
には、商用電源Ｖｓ−インダクタＬ０−ダイオードＤ０
１−スイッチング素子Ｑ１−商用電源Ｖｓの経路で電流
が流れ、また平滑コンデンサＣ０−スイッチング素子Ｑ
１−負荷回路Ｚ−スイッチング素子Ｑ４−平滑コンデン
サＣ０の経路にも電流が流れる。インダクタＬ０を通る
電流値は商用電源Ｖｓの電圧Ｖｉｎ（瞬時値）に比例し
て増加する。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフになる
と、インダクタＬ０に蓄積された電磁エネルギは、イン
ダクタＬ０−ダイオードＤ０１−平滑コンデンサＣ０−
ダイオードＤ２−商用電源Ｖｓ−インダクタＬ０の経路
で放出され、平滑コンデンサＣ０の充電に用いられる。
この動作によって、図３０に示した構成と同様にインバ
ータ回路ＩＮＶのスイッチング素子Ｑ１が昇圧チョッパ
回路のスイッチング素子として兼用されることになる。

【００１８】また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフ
になるのに伴ってスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンに
なるから、平滑コンデンサＣ０の充電が終了すると、平
滑コンデンサＣ０を電源として平滑コンデンサＣ０−ス
イッチング素子Ｑ３−負荷回路Ｚ−スイッチング素子Ｑ
２−平滑コンデンサＣ０の経路で負荷回路Ｚには図３４
の左向きに電流が流れる。

【００１９】一方、商用電源Ｖｓの負の半サイクルに
は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のオン期間において、
商用電源Ｖｓ−スイッチング素子Ｑ２−ダイオードＤ０
２−インダクタＬ０−商用電源Ｖｓの経路で電流が流れ
ることによって、インダクタＬ０に電磁エネルギが蓄積
される。この電磁エネルギはスイッチング素子Ｑ２，Ｑ
３がオフになると、インダクタＬ０−商用電源Ｖｓ−ダ
イオードＤ１−平滑コンデンサＣ０−ダイオードＤ０２
−インダクタＬ０の経路で放出され、平滑コンデンサＣ
０の充電に用いられる。また、負の半サイクルにおいて
も平滑コンデンサＣ０を電源として負荷回路Ｚには交流
電圧が印加される。要するに、負の半サイクルではイン
バータ回路ＩＮＶのスイッチング素子Ｑ２が昇圧チョッ
パ回路のスイッチング素子として兼用されることにな
る。

【００２０】図３４に示した構成では、インバータ回路
ＩＮＶのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のうちのスイッチ
ング素子Ｑ１，Ｑ２が昇圧チョッパ回路のスイッチング
素子として兼用されることによって、部品点数が少なく
回路構成が簡単で且つ電力消費も少なくなるほか、イン
バータ回路ＩＮＶを構成するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ
４のうち昇圧チョッパ回路のスイッチング素子として兼
用されるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は正負の半サイク
ルで異なっているから、２つの機能に兼用することによ
るストレスが２個のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に分散
されることになってストレスが軽減される。また、スイ
ッチング素子Ｑ１，Ｑ２の電力損失のバランスが取れて
いるので、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の放熱構造を同
じにすることができる。さらに、スイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２が昇圧チョッパ回路のスイッチング素子として
兼用されていることにより、別途に昇圧チョッパ回路の
駆動回路を設ける必要がなく、駆動回路の構成も簡単に
なる。

【００２１】ところで、図３４に示した回路では、イン
ダクタＬ０に蓄積された電磁エネルギの一部は平滑コン
デンサＣ０の充電に用いられずに負荷回路Ｚを通しても
放出されている。その結果、負荷回路Ｚでの消費電力が
少なくなると、余剰のエネルギが平滑コンデンサＣ０の
充電に用いられることになり、平滑コンデンサＣ０の両
端電圧Ｖｄｃが過剰に上昇することになる。

【００２２】しかしながら、インバータ回路ＩＮＶと昇
圧チョッパ回路とでスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を兼用
しているので、出力電力を制御するためにインバータ回
路ＩＮＶの制御状態（スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のス
イッチング周波数やオンデューティ）を変えると、昇圧
チョッパ回路の動作に影響し、反対に入力電力を制御す
るために昇圧チョッパ回路の制御状態（スイッチング素
子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数やオンデューティ）
を変えると、インバータ回路ＩＮＶにも影響を与えるこ
とになり、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御できる自
由度が小さくなる。

【００２３】そこで、平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖ
ｄｃの上昇を抑制するために、商用電源Ｖｓの正の半サ
イクルではスイッチング素子Ｑ１のオンオフを間欠的に
停止させ、負の半サイクルではスイッチング素子Ｑ２の
オンオフを間欠的に停止させることが考えられている。
すなわち、商用電源Ｖｓの電圧極性を検出する手段を設
け図３５のように制御する。図３５（ａ）は商用電源Ｖ
ｓの電圧Ｖｉｎを示し、同図（ｂ）の破線は商用電源Ｖ
ｓからの入力電流Ｉｉｎ、実線はインダクタＬ０に流れ
る電流ＩＣＨ、一点鎖線はインダクタＬ０に流れる電流
の包絡線を示す。このように、インダクタＬ０には高周
波で電流が流れ、その包絡線は正弦波状になるから、フ
ィルタ回路Ｆを通して入力される電流は破線で示すよう
に、商用電源Ｖｓの電圧Ｖｉｎにほぼ比例した正弦波状
の波形になり、高調波電流歪が少なく、且つ比較的高い
入力力率を得ることができる。図３５（ｃ），（ｄ）は
それぞれスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフさせる
制御回路からの制御信号Ｓ１，Ｓ２である。正の半サイ
クルではスイッチング素子Ｑ１が昇圧チョッパ回路に兼
用されるからスイッチング素子Ｑ１を間欠的に停止さ
せ、負の半サイクルではスイッチング素子Ｑ２が昇圧チ
ョッパ回路に兼用されるからスイッチング素子Ｑ２を間
欠的に停止させる。このような動作によって平滑コンデ
ンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃの過昇圧を防止し（つまり、
商用電源Ｖｓからの入力電力を自由に減少させることが
でき）、図３５（ｅ）のように放電灯Ｌａのランプ電流
Ｉｌａの包絡線をほぼ一定に保つことが可能になる。

【００２４】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した２
つの電源装置では、インバータ回路ＩＮＶを構成するス
イッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の一部が昇圧チョッパ回路に
兼用されており、負荷である放電灯Ｌａの出力変動によ
り平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖdcが上昇するような
場合には、昇圧チョッパ回路に兼用されるスイッチング
素子および該スイッチング素子の対角位置になるスイッ
チング素子（昇圧チョッパ回路にスイッチング素子Ｑ１
が兼用される場合はスイッチング素子Ｑ４、昇圧チョッ
パ回路にスイッチング素子Ｑ２が兼用される場合にはス
イッチング素子Ｑ３）を間欠的に停止させているが、図
３５（ｅ）に示すように放電灯Ｌａに流れるランプ電流
Ｉｌａにも間欠的に停止してしまうので、負荷電力が減
少してしまうという不具合があった。

【００２５】また、負荷回路Ｚに蛍光灯のような熱陰極
を有する放電灯Ｌａを含む場合には、電源投入から点灯
までの間に放電灯Ｌａのフィラメントを予熱する予熱期
間（先行予熱期間）が必要であって、予熱期間における
負荷回路Ｚでの消費電力は点灯後の消費電力に比較する
と非常に小さいものであるから、予熱期間に要求される
電力に見合うようにスイッチング素子のオンオフを間欠
的に停止させている（図３５のような動作）。その結
果、商用電源Ｖｓから入力される電力が少なくなってし
まい、平滑コンデンサＣ０の充電が進みにくく、予熱期
間が長くなるという不具合があった。

【００２６】ところで、近年、省資源、省エネルギを目
的とした高出力の蛍光灯が開発されており、この種の蛍
光灯は管径が１８〜１９ｍｍと細く、光路長が１４００
〜２５００ｍｍと長くなっている。この種の蛍光灯とし
ては、例えば図３６に示すように、一端部にフィラメン
ト２を有し、他端部に閉塞部３を有する２本の環形発光
管１，１が同心円状に配置され、両環形発光管１の閉塞
部３の近傍がブリッジ接合部４によって接合されて内部
に一つの放電路が形成され、さらに環形発光管１の一端
部と他端部とを包囲する口金５が設けられたものがあ
る。この蛍光灯は、上記閉塞部３に最冷点が形成され
る。この種の蛍光灯は、ランプ効率を上げるために、管
径を細径化してあり、従来の蛍光灯よりも管の内径が小
さいから相対的にランプ電流が小さくランプ電圧が高く
なっている。

【００２７】このような蛍光灯は、管径が従来の蛍光灯
よりも細いから小型のフィラメントを用いる必要がある
が、放電路が長いから点灯前に十分な予熱が必要であっ
て、予熱期間にフィラメントに流す予熱電流と点灯時に
フィラメントに流れる電流との比率が従来の蛍光灯より
も大きくなっている。つまり、このような管径が小さく
光路長の大きい高効率の蛍光灯を用いる場合には予熱期
間の予熱電流を多くしなければならないが、図３０、図
３４に示した電源装置では電源投入から比較的長い期間
にわたって負荷回路Ｚに十分な電力を供給することがで
きないものであるから、高効率の蛍光灯を用いる場合に
は予熱期間における予熱電流の確保が一層難しくなると
いう不具合がある。なお、フィラメントの断線防止のた
めには予熱電流を精度良く制御する必要がある。

【００２８】本発明は上記事由に鑑みて為されたもので
あり、その目的は、入力電力を制御でき負荷へ必要な電
力を安定して供給することができる電源装置を提供する
ことにある。

【００２９】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、上記
目的を達成するために、平滑コンデンサと、該平滑コン
デンサの両端間に接続され互いに逆並列接続されたダイ
オードを有する一対のスイッチング素子が直列接続され
た第１の直列回路と、前記平滑コンデンサの両端間に接
続され互いに逆並列接続されたダイオードを有する一対
のスイッチング素子が直列接続された第２の直列回路
と、ＬＣ共振回路および負荷を含み第１および第２の直
列回路をそれぞれ構成する各一対のスイッチング素子の
接続点間に接続された負荷回路とを備え、第１の直列回
路の少なくとも一方のスイッチング素子の両端間に商用
電源を整流した脈動電源がインダクタを介して接続さ
れ、対角位置にあるスイッチング素子が同時にオンにな
る期間を有し且つ第１および第２の直列回路を構成する
各一対のスイッチング素子同士が交互にオンオフされる
定常制御モードと、第２の直列回路を構成する一対のス
イッチング素子が交互にオンオフされ且つ第１の直列回
路のうち脈動電源が両端間に接続されたスイッチング素
子のオンオフを間欠的に停止し且つ第１の直列回路の他
方のスイッチング素子が対角位置にあるスイッチング素
子と同時にオンになる期間を有する入力電力制御モード
とを備えることを特徴とするものであり、脈動電源が両
端間に接続されたスイッチング素子が上記インダクタと
ともに昇圧チョッパ回路の一部を構成し入力電流歪を低
減することができ、また、負荷に必要な電力が変化して
も入力電力制御モードで動作させることで、脈動電源の
両端間に接続されたスイッチング素子のオンオフが間欠
的に停止されることにより商用電源からの入力電流が流
れる期間が減少し平滑コンデンサの両端電圧が過剰に昇
圧されることを防止でき、脈動電源の両端間に接続され
たスイッチング素子の対角位置にあるスイッチング素子
がオンオフされることにより負荷回路に共振電流を流し
続けることができるから、入力電力を制御しながら負荷
回路への供給電力を制御することができて平滑コンデン
サの両端電圧を適切な値にすることができ、負荷へ必要
な電力を安定して供給することができる。

【００３０】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、第１の直列回路の一方のスイッチング素子の両端間
に商用電源を整流した脈動電源がインダクタを介して接
続されているので、上記一方のスイッチング素子が昇圧
チョッパ回路の一部を構成し入力電流歪を改善する機能
を持たせることができる。

【００３１】請求項３の発明は、請求項１の発明におい
て、第１の直列回路の各スイッチング素子それぞれの両
端間に商用電源を整流した脈動電源がインダクタを介し
て接続され、上記入力電力制御モードは、商用電源が正
の半サイクルと負の半サイクルの期間とで停止されるス
イッチング素子が異なるので、第１の直列回路の各スイ
ッチング素子それぞれが昇圧チョッパ回路の一部を構成
し入力電流歪を改善する機能を持たせることができる。

【００３２】請求項４の発明は、平滑コンデンサと、該
平滑コンデンサの両端間に接続され互いに逆並列接続さ
れたダイオードを有する一対のスイッチング素子が直列
接続された第１の直列回路と、前記平滑コンデンサの両
端間に接続され互いに逆並列接続されたダイオードを有
する一対のスイッチング素子が直列接続された第２の直
列回路と、ＬＣ共振回路および負荷を含み第１および第
２の直列回路をそれぞれ構成する各一対のスイッチング
素子の接続点間に接続された負荷回路とを備え、第１の
直列回路の少なくとも一方のスイッチング素子の両端間
に商用電源を整流した脈動電源がインダクタを介して接
続され、対角位置にあるスイッチング素子が同時にオン
になる期間を有し且つ第１および第２の直列回路を構成
する各一対のスイッチング素子同士が交互にオンオフさ
れる定常制御モードと、対角位置にあるスイッチング素
子が同時にオンになる期間を有し且つ第１および第２の
直列回路を構成する各一対のスイッチング素子同士が交
互にオンオフされ且つ第１の直列回路のうち脈動電源が
両端間に接続されたスイッチング素子のオンデューティ
を制御する入力電力制御モードとを備えることを特徴と
するものであり、脈動電源が両端間に接続されたスイッ
チング素子が上記インダクタとともに昇圧チョッパ回路
の一部を構成し入力電流歪を低減することができ、ま
た、負荷に必要な電力が変化しても入力電力制御モード
で動作させることで、脈動電源の両端間に接続されたス
イッチング素子のオンデューティが小さくなるように制
御することにより商用電源からの入力電流が流れる期間
が減少し平滑コンデンサの両端電圧が過剰に昇圧される
ことを防止でき、脈動電源の両端間に接続されたスイッ
チング素子の対角位置にあるスイッチング素子がオンオ
フされることにより負荷回路に共振電流を流し続けるこ
とができるから、入力電力を制御しながら負荷回路への
供給電力を制御することができて平滑コンデンサの両端
電圧を適切な値にすることができ、負荷へ必要な電力を
安定して供給することができる。

【００３３】請求項５の発明は、請求項１ないし請求項
４の発明において、各スイッチング素子をオンオフさせ
る制御回路を備え、制御回路は、平滑コンデンサの両端
電圧値の大きさに応じて、脈動電源が接続されている側
のスイッチング素子が一定期間内にオンする回数を変化
させることにより平滑コンデンサの両端電圧を略設定値
に制御するので、平滑コンデンサの両端電圧を適切な値
に制御性良く制御することができる。

【００３４】請求項６の発明は、請求項１ないし請求項
４の発明において、各スイッチング素子をオンオフさせ
る制御回路を備え、制御回路は、平滑コンデンサの両端
電圧値の大きさに応じて、脈動電源が接続されているス
イッチング素子のオンデューティを変化させることによ
り平滑コンデンサの両端電圧を略設定値に制御するの
で、平滑コンデンサの両端電圧を適切な値に制御性良く
制御することができる。

【００３５】請求項７の発明は、請求項１ないし請求項
４の発明において、各スイッチング素子をオンオフさせ
る制御回路を備え、制御回路は、平滑コンデンサの両端
電圧値の大きさに応じて、脈動電源が接続されている側
のスイッチング素子の動作周波数を変化させることによ
り平滑コンデンサの両端電圧を略設定値に制御するの
で、平滑コンデンサの両端電圧を適切な値に制御性良く
制御することができる。

【００３６】請求項８の発明は、請求項１ないし請求項
４の発明において、各スイッチング素子をオンオフさせ
る制御回路を備え、制御回路は、脈動電源の実効値、瞬
時値、ピーク値のうちの１つの大きさに応じて、脈動電
源が接続されている側のスイッチング素子の動作を制御
することにより平滑コンデンサの両端電圧を略設定値に
制御するので、平滑コンデンサの両端電圧を適切な値に
制御性良く制御することができる。

【００３７】請求項９の発明は、請求項１ないし請求項
５の発明において、各スイッチング素子をオンオフさせ
る制御回路を備え、制御回路は、脈動電源が接続されて
いる側のスイッチング素子の動作を切り換えることによ
り平滑コンデンサの両端電圧を略設定値に制御する際
に、平滑コンデンサの両端電圧が第１の所定値に達する
と上記両端電圧の上昇を抑制するように脈動電源が接続
されている側のスイッチング素子の動作を切り換え、平
滑コンデンサの両端電圧が第２の所定値に達すると上記
両端電圧が上昇するように脈動電源が接続されている側
のスイッチング素子の動作を切り換えるので、脈動電源
が接続されている側のスイッチング素子の動作を切り換
える電圧にヒステリシスを付与することができるか、ノ
イズによる誤動作を少なくすることができ、平滑コンデ
ンサの両端電圧を適切な値に制御性良く制御することが
できる。

【００３８】請求項１０の発明は、請求項１ないし請求
項５の発明において、各スイッチング素子をオンオフさ
せる制御回路を備え、制御回路は、電源投入後に平滑コ
ンデンサの両端電圧値が所定値に到達するまでの期間
は、平滑コンデンサの両端電圧値の大きさに応じて脈動
電源が接続されている側のスイッチング素子の一定期間
内のオン回数を変化させることにより平滑コンデンサの
両端電圧を略設定値に制御するので、平滑コンデンサの
両端電圧を比較的短い時間で所望の電圧値まで上昇させ
ることができ、安定で信頼性の高い動作が可能になる。

【００３９】請求項１１の発明は、請求項１ないし請求
項５の発明において、各スイッチング素子をオンオフさ
せる制御回路を備え、制御回路は、電源投入からの経過
時間に応じて、脈動電源が接続されている側のスイッチ
ング素子の動作を制御することにより平滑コンデンサの
両端電圧を略設定値に制御するので、平滑コンデンサの
両端電圧を比較的短い時間で所望の電圧値まで上昇させ
ることができ、安定で信頼性の高い動作が可能になる。

【００４０】請求項１２の発明は、請求項１ないし請求
項５の発明において、各スイッチング素子をオンオフさ
せる制御回路を備え、制御回路は、電源投入後に平滑コ
ンデンサの両端電圧値が所定値に到達するまでの期間
は、平滑コンデンサの両端電圧値の大きさに応じて脈動
電源が接続されている側のスイッチング素子の一定期間
内のオン回数およびオンデューティを変化させることに
より平滑コンデンサの両端電圧を略設定値に制御するの
で、平滑コンデンサの両端電圧を比較的短い時間で所望
の電圧値まで上昇させることができ、安定で信頼性の高
い動作が可能になる。

【００４１】請求項１３の発明は、請求項１ないし請求
項１２の発明において、負荷が放電灯なので、予熱期
間、点灯後などの放電灯の状態に関わらず適切な平滑コ
ンデンサの両端電圧を得ることができ、放電灯に必要な
電力を安定して供給することができる。

【００４２】請求項１４の発明は、請求項１３の発明に
おいて、上記放電灯は、定格ランプ電力が略９７Ｗ、定
格ランプ電流が略０．４３Ａ、ランプ電圧が略２２９Ｖ
の環形蛍光灯であるので、このような高出力の蛍光灯に
必要な電力を安定して供給することができ、高出力の蛍
光灯を安定して点灯させることができる。

【００４３】請求項１５の発明は、請求項１３の発明に
おいて、上記放電灯は、定格ランプ電力が略６８Ｗ、定
格ランプ電流が略０．４３Ａ、ランプ電圧が略１６０Ｖ
の環形蛍光灯であるので、このような高出力の蛍光灯に
必要な電力を安定して供給することができ、高出力の蛍
光灯を安定して点灯させることができる。

【００４４】請求項１６の発明は、請求項１３の発明に
おいて、上記放電灯は、光路長が略１４００〜２５００
ｍｍ、管径が略１８〜２９ｍｍであるので、このような
光路長の長い放電灯に必要な電力を安定して供給するこ
とができ、安定して点灯させることができる。

【００４５】

【発明の実施の形態】（実施形態１）本実施形態の電源
装置の基本構成は図３０に示した従来構成と略同じであ
って、図１に示すように、ＭＯＳＦＥＴよりなる一対の
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が直列接続された第１の直
列回路と、ＭＯＳＦＥＴよりなる一対のスイッチング素
子Ｑ３，Ｑ４が直列接続された第２の直列回路とが並列
接続され、第１の直列回路の両スイッチング素子Ｑ３，
Ｑ４の接続点と第２の直列回路の両スイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２の接続点との間に負荷回路Ｚが接続されたフル
ブリッジ型のインバータ回路ＩＮＶを有している。第１
の直列回路および第２の直列回路は平滑コンデンサＣ０
に並列接続されている。なお、図１において各スイッチ
ング素子Ｑ１〜Ｑ４それぞれに逆並列接続されたダイオ
ードＤ１〜Ｄ４はそれぞれパワーＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ
４のボディダイオードを示す。

【００４６】負荷回路Ｚは、コンデンサＣ１とインダク
タＬ１と直流カット用のコンデンサＣｃとの直列回路を
有し、コンデンサＣ１には負荷となる放電灯Ｌａが並列
接続されている。ここで、図１においては放電灯Ｌａの
フィラメントを省略しているが、コンデンサＣ１は、実
際には図３０に示した従来構成と同様に、放電灯Ｌａの
フィラメントのうちの非電源側の一端間に接続される。

【００４７】商用電源Ｖｓは高周波阻止用のフィルタ回
路Ｆを介して整流回路ＤＢに入力されることにより全波
整流される。ここに、商用電源Ｖｓを整流回路ＤＢによ
り全波整流することにより脈動電源が得られる。整流回
路ＤＢの正極の直流出力端にはインダクタＬ０の一端が
接続され、インダクタＬ０の他端はスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２の接続点に接続されている。つまり、インダク
タＬ０とスイッチング素子Ｑ２との直列回路が整流回路
ＤＢの直流出力端間に接続されている。なお、整流回路
ＤＢはダイオードＤ５〜Ｄ８により構成されるダイオー
ドブリッジからなる。フィルタ回路Ｆはインバータ回路
ＩＮＶから商用電源Ｖｓに高周波電流が漏れるのを阻止
するために設けられている。

【００４８】スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は図示しない
制御回路からの制御信号Ｓ１〜Ｓ４によりオンオフされ
る。本実施形態では、制御回路は、対角位置にあるスイ
ッチング素子Ｑ１，Ｑ４、Ｑ２，Ｑ３が同時にオンにな
る期間を有し且つ第１および第２の直列回路をそれぞれ
構成する各一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、Ｑ３，
Ｑ４同士が交互にオンオフする定常制御モードと、第２
の直列回路を構成する一対のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ
４が交互にオンオフされ且つ第１の直列回路のうちスイ
ッチング素子Ｑ２（整流回路ＤＢの直流出力端間に接続
されたスイッチング素子、つまり、昇圧チョッパ回路に
兼用されるスイッチング素子）のオンオフを間欠的に停
止し且つスイッチング素子Ｑ１が対角位置にあるスイッ
チング素子Ｑ４と同時にオンになる期間を有する入力電
力制御モードとを備えている。つまり、入力電力制御モ
ードでは、スイッチング素子Ｑ２のオンオフが停止され
ている期間もスイッチング素子Ｑ３がスイッチング素子
Ｑ４と交互にオンオフされる。言い換えれば、本実施形
態は、チョッパ兼用のスイッチング素子Ｑ２を入力電力
制御のために間欠的に停止させる点は図３４に示した従
来例と同様であるが、スイッチング素子Ｑ２のオンオフ
を間欠的に停止させる期間もスイッチング素子Ｑ２の対
角位置にあるスイッチング素子Ｑ３がスイッチング素子
Ｑ４と相補的にオンオフし続ける点に特徴がある。

【００４９】まず、定常制御モードでの動作について図
２および図３を参照しながら説明する。

【００５０】図２においてはフィルタ回路Ｆおよび直流
カット用のコンデンサＣｃの図示を省略し、各スイッチ
ング素子Ｑ１〜Ｑ４のオンオフを２つの端点間を短絡す
るか開放するかによって表し、逆並列接続されているダ
イオードＤ１〜Ｄ４に電流が流れる状態は電流が流れる
ダイオードＤ１〜Ｄ４を端点間に表記してある。また、
図３のａ〜ｇの区間は図２（ａ）〜（ｇ）に対応してい
る。図２の矢印付きの破線は電流経路を示す。図３の
（ａ）はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のオンオフ、
（ｂ）はスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のオンオフ、
（ｃ）はインダクタＬ１に流れる電流ＩＬ１、（ｄ）は
インダクタＬ０に流れる電流ＩＬ０、（ｅ）は平滑コン
デンサＣ０に流れる電流ＩＣ０波形を示す。なお、各電
流ＩＬ１，ＩＬ０、ＩＣ０は図１中の矢印の向きを正の
向きとしてある。

【００５１】また、図３（ａ），（ｂ）に示すように、
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のオン期間とスイッチング
素子Ｑ２，Ｑ３のオン期間との間には全てのスイッチン
グ素子Ｑ１〜Ｑ４をオフにする休止期間が設けられてい
る。このような休止期間を設けることによって、直列接
続されている２個ずつのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、
Ｑ３，Ｑ４（フルブリッジ構成の各アームのスイッチン
グ素子）が同時にオンになって平滑コンデンサＣ０の両
端間が短絡されるのを確実に防止している。また、対角
位置に設けた対になるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４、Ｑ
２，Ｑ３は同時にオンオフされる。

【００５２】いま、定常動作を行っているものとすれ
ば、図３（ａ），（ｂ）のようにスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ４とスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３とは交互にオン
オフされ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフになった
後に、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンするまで期間
ａ（全てのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオフの期間）
は、時刻ｔ₁でスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフする
と、インダクタＬ１の保持電流によって図２（ａ）に示
すようにインダクタＬ１−ダイオードＤ３−平滑コンデ
ンサＣ０−ダイオードＤ２−放電灯Ｌａおよびコンデン
サＣ１−インダクタＬ１の経路で電流が流れ、同時に商
用電源Ｖｓ−整流回路ＤＢ−放電灯Ｌａおよびコンデン
サＣ１−インダクタＬ１−ダイオードＤ３−平滑コンデ
ンサＣ０−整流回路ＤＢ−商用電源Ｖｓの経路でも電流
が流れる。つまり、この期間ａには商用電源Ｖｓから電
流が引き込まれて図３（ｄ）のようにインダクタＬ０に
も電流ＩＬ０が流れ、また図３（ｅ）に示すように平滑
コンデンサＣ０に充電電流ＩＣ０が流れる。

【００５３】次に、時刻ｔ２でスイッチング素子Ｑ２，
Ｑ３がオンになった直後で図３（ｃ）に示すようにイン
ダクタＬ１の保持電流が流れている期間ｂ（時刻ｔ２か
らインダクタＬ１の保持電流がゼロクロスする時刻ｔ３
までの期間）には、図２（ｂ）に示すようにインダクタ
Ｌ１−スイッチング素子Ｑ３−平滑コンデンサＣ０−ス
イッチング素子Ｑ２−放電灯ＬａおよびコンデンサＣ１
−インダクタＬ１の経路と、商用電源Ｖｓ−整流回路Ｄ
Ｂ−インダクタＬ０−スイッチング素子Ｑ２−整流回路
ＤＢ−商用電源Ｖｓの経路とに電流が流れる。この期間
ｂには、インダクタＬ１の電磁エネルギの減少に伴って
図３（ｄ）に示すようにインダクタＬ０に流れる電流Ｉ
Ｌ０が増加する。また、平滑コンデンサＣ０の充電電流
ＩＣ０はインダクタＬ１の保持電流によって流れている
から、図３（ｅ）のように次第に減少する。

【００５４】その後、負荷回路Ｚの共振作用によってイ
ンダクタＬ１に流れる電流の向きが反転する期間ｃ（時
刻ｔ３からスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオフされる時
刻ｔ４までの期間）になると、図２（ｃ）に示すように
期間ｂにおいて商用電源Ｖｓ−整流回路ＤＢ−インダク
タＬ０−スイッチング素子Ｑ２−整流回路ＤＢ−商用電
源Ｖｓの経路で流れていた電流は引き続き流れ続け、図
３（ｄ）のようにインダクタＬ０に流れる電流ＩＤ０が
時間経過に伴って増大する。また、平滑コンデンサＣ０
−スイッチング素子Ｑ３−インダクタＬ１−放電灯Ｌａ
およびコンデンサＣ１−スイッチング素子Ｑ２−平滑コ
ンデンサＣ０の経路で平滑コンデンサＣ０の電荷が放出
される。この動作は時刻ｔ４でスイッチング素子Ｑ２，
Ｑ３がオフになるまで継続される。

【００５５】時刻ｔ４でスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が
オフして時刻ｔ５でスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオン
するまでのき期間ｄ（全てのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ
４がオフの期間）には、インダクタＬ１，Ｌ０の保持電
流によって図３（ｃ），（ｄ）のように電磁エネルギを
減少させる向きに電流が流れる。つまり、図２（ｄ）に
示すように、商用電源Ｖｓ−整流回路ＤＢ−インダクタ
Ｌ０−ダイオードＤ１−平滑コンデンサＣ０−整流回路
ＤＢ−商用電源Ｖｓの経路で電流が流れ、平滑コンデン
サＣ０は整流回路ＤＢの出力電圧にインダクタＬ０の両
端電圧を加算した電圧で充電される。つまり、スイッチ
ング素子Ｑ２のオンオフによって昇圧チョッパ回路に相
当する動作が行われる。また、この期間ｄにはインダク
タＬ１−放電灯ＬａおよびコンデンサＣ１−ダイオード
Ｄ１−平滑コンデンサＣ０−ダイオードＤ４−インダク
タＬ１の経路で電流が流れる。

【００５６】その後、インダクタＬ１の電磁エネルギの
放出が終了するまでに時刻ｔ５でスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ４がオンになる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４が
オンになってからインダクタＬ１に流れる電流が反転す
る時刻ｔ６までの期間ｅには、図２（ｅ）に示すように
期間ｄと同じ経路で電流が流れる。つまり、商用電源Ｖ
ｓ−整流回路ＤＢ−インダクタＬ０−ダイオードＤ１−
平滑コンデンサＣ０−整流回路ＤＢ−商用電源Ｖｓの経
路とインダクタＬ１−放電灯ＬａおよびコンデンサＣ１
−ダイオードＤ１−平滑コンデンサＣ０−ダイオードＤ
４−インダクタＬ１の経路とで電流が流れる。

【００５７】スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンになっ
た後、インダクタＬ１に流れる電流の極性が反転する
と、その後、インダクタＬ０に流れる電流が停止するま
での期間ｆ（時刻ｔ６から時刻ｔ７までの期間）は、図
２（ｆ）のように商用電源Ｖｓ−整流回路ＤＢ−インダ
クタＬ０−スイッチング素子Ｑ１−平滑コンデンサＣ０
−整流回路ＤＢ−商用電源Ｖｓの経路で電流が継続して
流れるとともに、平滑コンデンサＣ０−スイッチング素
子Ｑ１−放電灯ＬａおよびコンデンサＣ１−インダクタ
Ｌ１−スイッチング素子Ｑ４−平滑コンデンサＣ０の経
路で電流が流れる。図３（ｅ）のように、この期間ｆの
前半では平滑コンデンサＣ０の充電が行われ、後半では
平滑コンデンサＣ０の放電が行われることになる。

【００５８】さらに、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオ
フになる前にインダクタＬ０には時刻ｔ７で電流が流れ
なくなるから、その後、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４が
オフになる時刻ｔ８までの期間ｇには、図２（ｇ）のよ
うに平滑コンデンサＣ０−スイッチング素子Ｑ１−放電
灯ＬａおよびコンデンサＣ１−インダクタＬ１−スイッ
チング素子Ｑ４−平滑コンデンサＣ０の経路で電流が流
れことになる。こうして、インダクタＬ１の電磁エネル
ギが放出されると、再び図２（ａ）のように電流が流れ
るようになり、上述の動作を繰り返すことになる。

【００５９】以上説明したように、本実施形態の構成で
は、定常制御モードにおいて、インバータ回路ＩＮＶを
構成する４個のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のうちスイ
ッチング素子Ｑ２が昇圧チョッパ回路の構成要素として
も共用されるから、整流回路ＤＢへの入力電流を高周波
的に流すことができ、また、高周波阻止用のフィルタ回
路Ｆによって商用電源Ｖｓへの高周波の回り込みを抑制
することができる。また、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４
のオンオフの大部分の期間において商用電源Ｖｓからの
入力電流が流れるから、入力電流の休止期間が少なく、
入力電流の高調波歪を小さくすることができる。また、
上述のフィルタ回路Ｆを設けたことにより、商用電源Ｖ
ｓの電圧Ｖｉｎに比例した正弦波状の波形となる電流を
引き込むことができ、力率を改善することができる。

【００６０】次に、入力電力制御モードの動作について
説明するが、入力電力制御モード（入力電力制御モード
ではスイッチング素子Ｑ２のオンオフを間引きする）に
おいてスイッチング素子Ｑ２のオンオフが停止されてい
る場合の動作について図４および図５を参照しながら説
明する。図４においては図２と同様に、各スイッチング
素子Ｑ１〜Ｑ４のオンオフを２つの端点間を短絡するか
開放するかによって表し、逆並列接続されているダイオ
ードＤ１〜Ｄ４に電流が流れる状態は電流が流れるダイ
オードＤ１〜Ｄ４を端点間に表記してある。

【００６１】入力電力制御モードでは、図５（ａ）のよ
うにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をオンオフさせるとと
もに、図５（ｃ）のようにスイッチング素子Ｑ３をオン
オフさせ、スイッチング素子Ｑ２のオンオフを間欠的に
停止させるが、図５（ｂ）にはスイッチング素子Ｑ２が
停止された（オフに保たれた）状態を示してある。すな
わち、図４および図５はスイッチング素子Ｑ２が間欠的
に停止されている場合の動作を説明するものであり、ス
イッチング素子Ｑ２が停止されていない場合の動作は図
２および図３で説明した通りである。なお、図５の
（ａ）はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のオンオフ、
（ｂ）はスイッチング素子Ｑ２のオンオフ、（ｃ）はス
イッチング素子Ｑ３のオンオフ、（ｄ）はインダクタＬ
１に流れる電流ＩＬ１波形、（ｅ）はインダクタＬ０に
流れる電流ＩＬ０、（ｆ）は平滑コンデンサＣ０に流れ
る電流ＩＣ０を示し、各電流ＩＬ１，ＩＬ０、ＩＣ０は
図１中の矢印の向きを正の向きとしてある。

【００６２】図５（ａ），（ｃ）に示すようにスイッチ
ング素子Ｑ１，Ｑ４とスイッチング素子Ｑ３とが交互に
オンオフされ、時刻ｔ１でスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４
がオフになった後、時刻ｔ２でスイッチング素子Ｑ３が
オンになるまでの期間ａ（全てのスイッチング素子Ｑ１
〜Ｑ４がオフの期間）には、インダクタＬ１の保持電流
（図５（ｄ）参照）によって図４（ａ）のようにインダ
クタＬ１−ダイオードＤ３−平滑コンデンサＣ０−ダイ
オードＤ２−放電灯ＬａおよびコンデンサＣ１−インダ
クタＬ１の経路で電流が流れ、同時に商用電源Ｖｓ−整
流回路ＤＢ−放電灯ＬａおよびコンデンサＣ１−インダ
クタＬ１−ダイオードＤ３−平滑コンデンサＣ０−整流
回路ＤＢ−商用電源Ｖｓの経路でも電流が流れる。この
期間ａの動作は定常制御モードと同じである。

【００６３】次に、スイッチング素子Ｑ３がオンになっ
た直後で図５（ｄ）のようにインダクタＬ１の保持電流
が流れている期間ｂ（時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期
間）には、インダクタＬ１の保持電流により図４（ｂ）
に示すようにインダクタＬ１−スイッチング素子Ｑ３−
平滑コンデンサＣ０−ダイオードＤ２−放電灯Ｌａおよ
びコンデンサＣ１−インダクタＬ１の経路で電流が流
れ、同時に商用電源Ｖｓ−整流回路ＤＢ−インダクタＬ
０−放電灯ＬａおよびコンデンサＣ１−インダクタＬ１
−スイッチング素子Ｑ３−平滑コンデンサＣ０−整流回
路ＤＢ−商用電源Ｖｓの経路で流れる。平滑コンデンサ
Ｃ０の充電電流ＩＣ０はインダクタＬ１の保持電流によ
って流れているから、図５（ｆ）のように次第に減少す
る。

【００６４】その後、図５（ｃ）のように負荷回路Ｚの
共振作用によってインダクタＬ１に流れる電流の向きが
反転する期間ｃ（時刻ｔ３から時刻ｔ４でスイッチング
素子Ｑ３がオフされるまでの期間）になると、インダク
タＬ０には電流が流れなくなる。この期間ｃには負荷回
路Ｚの共振作用により、図４（ｃ）のようにインダクタ
Ｌ１−放電灯ＬａおよびコンデンサＣ１−ダイオードＤ
１−スイッチング素子Ｑ３−インダクタＬ１の経路で電
流が流れる。このようにスイッチング素子Ｑ３がオンに
なっていてもそのスイッチング素子Ｑ３が平滑コンデン
サＣ０の充放電にかかわらない動作をゼロクランプモー
ドと呼ぶ。このゼロクランプモードでは、図５（ｃ）の
ようにインダクタＬ１には共振電流が流れるが平滑コン
デンサＣ０の充放電は行わない。

【００６５】さらに、時刻ｔ４でスイッチング素子Ｑ３
がオフになると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンに
なる時刻ｔ５までの期間ｄ（全てのスイッチング素子Ｑ
１〜Ｑ４がオフの期間）には、インダクタＬ１の保持電
流によって、図５（ｄ）のように電磁エネルギを減少さ
せる向きに電流が流れる。つまり、図４（ｄ）のように
インダクタＬ１−放電灯ＬａおよびコンデンサＣ１−ダ
イオードＤ１−平滑コンデンサＣ０−ダイオードＤ４−
インダクタＬ１の経路で電流が流れる。

【００６６】その後、インダクタＬ１の電磁エネルギの
放出が終了するまでに時刻ｔ５でスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ４がオンになる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４が
オンになってからインダクタＬ１に流れる電流が反転す
る時刻ｔ６までの期間ｅには、図４（ｅ）のように図４
（ｄ）に示した期間ｄと同じ経路で電流が流れ続ける。
つまり、図４（ｅ）のようにインダクタＬ１−放電灯Ｌ
ａおよびコンデンサＣ１−ダイオードＤ１−平滑コンデ
ンサＣ０−ダイオードＤ４−インダクタＬ１の経路で電
流が流れる。

【００６７】スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンになっ
た後、インダクタＬ１に流れる電流の極性が時刻ｔ６で
反転すると、その後、時刻ｔ７でスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ４がオフになるまでの期間ｆには、図４（ｆ）の
ように平滑コンデンサＣ０−スイッチング素子Ｑ１−放
電灯ＬａおよびコンデンサＣ１−インダクタＬ１−スイ
ッチング素子Ｑ４−平滑コンデンサＣ０の経路で電流が
流れる。こうしてインダクタＬ１の電磁エネルギが放出
されると、再び図４（ａ）のように電流が流れるように
なり、上述の動作を繰り返すことになる。

【００６８】以上説明した動作から分かるように、スイ
ッチング素子Ｑ２をオフに保つことによって、商用電源
Ｖｓからの入力電流が流れる期間が減少し、入力電力を
制御できるから、結果的に平滑コンデンサＣ０の両端電
圧Ｖｄｃが過剰に昇圧されることが防止される。また、
図５（ｃ）に示したように、スイッチング素子Ｑ２をオ
フにした状態でもスイッチング素子Ｑ３をオンにしてい
ることによって、負荷回路Ｚに共振電流を流し続けるこ
とができる。

【００６９】したがって、本実施形態の電源装置は、平
滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃの過剰な昇圧を抑制
するために入力電力と負荷回路Ｚの消費電力（出力電
力）とのバランスが保たれるように、また放電灯Ｌａの
予熱期間においてフィラメントに十分な予熱電流が供給
されるように、制御回路が各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ
４を制御するようになっている。

【００７０】要するに、本実施形態の電源装置では、負
荷回路Ｚでの消費電力が少ないときには、スイッチング
素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ４については定常制御モードと同様
にオンオフさせながらスイッチング素子Ｑ２のオンオフ
を間欠的に停止させる（オフに保つ）ことで、平滑コン
デンサＣ０の過剰な昇圧を防止することができるので、
高いランプ電圧の必要で細管、高出力の放電灯などを使
用部品のストレスを増加させることなく安全に且つ安定
に動作させることが可能になる。

【００７１】つまり、負荷である放電灯Ｌａとして、図
３６に示す構成であって、定格ランプ電力が９７Ｗ、定
格ランプ電流が０．４３Ａ、ランプ電圧が２２９Ｖの環
形蛍光灯を用いても安全に且つ安定に点灯させることが
できる。なお、放電灯Ｌａとしては、形状が同じで定格
ランプ電力が６８Ｗ、定格ランプ電流が０．４３Ａ、ラ
ンプ電圧が１６０Ｖの環形蛍光灯を使用することもでき
る。この種の細管、高出力のランプ電圧の高い放電灯は
光路長が１４００ｍｍ〜２５００ｍｍ、管径が１８ｍｍ
〜２９ｍｍのものがある。

【００７２】図１に示した回路構成では、昇圧チョッパ
回路のインダクタＬ０を整流回路ＤＢの直流出力端の正
極とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点との間に挿入
してあるが、図６に示すように整流回路ＤＢの直流出力
端の負極とスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４の接続点との間
に挿入しても同様の効果が得られる。また、図７に示す
ように整流回路ＤＢの直流出力端の両端をインダクタＬ
０を介してスイッチング素子Ｑ１の両端間に接続しても
同様の効果が得られる。ここに、図７に示す回路構成で
は、スイッチング素子Ｑ１がチョッパ兼用のスイッチン
グ素子として機能するので入力電力制御モードではスイ
ッチング素子Ｑ１を間欠的に停止させることになる。ま
た、負荷（放電灯）Ｌａに直流電圧が重畳されても構わ
ない場合には、直流カット用のコンデンサＣｃをなくし
て図８に示すような回路構成としてもよい。

【００７３】（実施形態２）本実施形態の電源装置の基
本構成は実施形態１と略同じであって、制御回路（図示
せず）として少なくともスイッチング素子Ｑ２のオンデ
ューティを任意に制御できるものを用いて、入力電力制
御モードにおいて、チョッパ兼用のスイッチング素子Ｑ
２のオンオフを間欠的に停止させる代わりに、スイッチ
ング素子Ｑ２のオンデューティを制御することで入力電
力を調節する点に特徴がある。ここに、オンデューティ
の制御とは周波数を一定としてオン期間の比率を変化さ
せることを意味する。

【００７４】例えば、スイッチング素子Ｑ２の１周期に
おけるオン期間の比率を少なくするように制御すれば、
スイッチング素子Ｑ２がオンしているときに商用電源Ｖ
ｓから取り込む電力が減り、余剰エネルギによる平滑コ
ンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃの過剰な昇圧を防止する
ことができる。本実施形態では、実施形態１と同様に負
荷として放電灯Ｌａを用いており、放電灯Ｌａの予熱期
間には負荷回路Ｚの消費電力が少ないから、スイッチン
グ素子Ｑ２のオン期間の比率を少なくする（オン期間を
相対的に短くする）ことにより、平滑コンデンサＣ０の
両端電圧Ｖｄｃの過剰な昇圧を防止することができる。

【００７５】以下、本実施形態の電源装置における入力
電力制御モードでの動作について図９および図１０を参
照しながら説明する。なお、定常制御モードでの動作は
実施形態１と同じなので説明を省略する。

【００７６】図９においては実施形態１で説明した図２
と同様に、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオンオフを
２つの端点間を短絡するか開放するかによって表し、逆
並列接続されているダイオードＤ１〜Ｄ４に電流が流れ
る状態は電流が流れるダイオードＤ１〜Ｄ４を端点間に
表記してある。

【００７７】入力電力制御モードでは、図１０（ａ）〜
（ｄ）のようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオンオフ
させる。なお、図５の（ａ）はスイッチング素子Ｑ１の
オンオフ、（ｂ）はスイッチング素子Ｑ２のオンオフ、
（ｃ）はスイッチング素子Ｑ３のオンオフ、（ｄ）はス
イッチング素子Ｑ４のオンオフ、（ｅ）はインダクタＬ
１に流れる電流ＩＬ１、（ｆ）はインダクタＬ０に流れ
る電流ＩＬ０、（ｇ）は平滑コンデンサＣ０に流れる電
流ＩＣ０を示し、各電流ＩＬ１，ＩＬ０、ＩＣ０は図１
中の矢印の向きを正の向きとしてある。

【００７８】図１０（ａ）〜（ｄ）に示すようにスイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ４とスイッチング素子Ｑ３とが交互
にオンオフされ、時刻ｔ１でスイッチング素子Ｑ１，Ｑ
４がオフになった後、時刻ｔ２でスイッチング素子Ｑ
２，Ｑ３がオンになるまでの期間ａ（全てのスイッチン
グ素子Ｑ１〜Ｑ４がオフの期間）には、インダクタＬ１
の保持電流（図１０（ｅ）参照）によって図９（ａ）の
ようにインダクタＬ１−ダイオードＤ３−平滑コンデン
サＣ０−ダイオードＤ２−放電灯Ｌａおよびコンデンサ
Ｃ１−インダクタＬ１の経路で電流が流れ、同時に商用
電源Ｖｓ−整流回路ＤＢ−放電灯Ｌａおよびコンデンサ
Ｃ１−インダクタＬ１−ダイオードＤ３−平滑コンデン
サＣ０−整流回路ＤＢ−商用電源Ｖｓの経路でも電流が
流れる。この期間ａの動作は定常制御モードと同じであ
る。

【００７９】次に、時刻ｔ２でスイッチング素子Ｑ２，
Ｑ３がオンになった直後で図１０（ｅ）に示すようにイ
ンダクタＬ１の保持電流が流れている期間ｂ（時刻ｔ２
からインダクタＬ１の保持電流が反転する時刻ｔ３まで
の期間）には、図９（ｂ）に示すようにインダクタＬ１
−スイッチング素子Ｑ３−平滑コンデンサＣ０−スイッ
チング素子Ｑ２−放電灯ＬａおよびコンデンサＣ１−イ
ンダクタＬ１の経路と、商用電源Ｖｓ−整流回路ＤＢ−
インダクタＬ０−スイッチング素子Ｑ２−整流回路ＤＢ
−商用電源Ｖｓの経路とに電流が流れる。この期間ｂに
は、インダクタＬ１の電磁エネルギの減少に伴って図１
０（ｆ）に示すようにインダクタＬ０に流れる電流ＩＬ
０が増加する。また、平滑コンデンサＣ０の充電電流Ｉ
Ｃ０はインダクタＬ１の保持電流によって流れているか
ら、図１０（ｇ）のように次第に減少する。

【００８０】その後、スイッチング素子Ｑ２がオフする
までの期間ｃ（時刻ｔ３からスイッチング素子Ｑ２がオ
フされる時刻ｔ４までの期間）には、図９（ｃ）に示す
ように期間ｂにおいて商用電源Ｖｓ−整流回路ＤＢ−イ
ンダクタＬ０−スイッチング素子Ｑ２−整流回路ＤＢ−
商用電源Ｖｓの経路で流れていた電流は引き続き流れ続
け、図１０（ｆ）のようにインダクタＬ０に流れる電流
ＩＤ０が時間経過に伴って増大する。また、平滑コンデ
ンサＣ０−スイッチング素子Ｑ３−インダクタＬ１−放
電灯ＬａおよびコンデンサＣ１−スイッチング素子Ｑ２
−平滑コンデンサＣ０の経路で平滑コンデンサＣ０の電
荷が放出される。この動作は時刻ｔ４でスイッチング素
子Ｑ２がオフになるまで継続される。

【００８１】時刻ｔ４でスイッチング素子Ｑ２がオフし
てから時刻ｔ５でスイッチング素子Ｑ１がオンされるま
での期間ｄには、インダクタＬ１の保持電流によって、
図９（ｄ）のようにインダクタＬ１−放電灯Ｌａおよび
コンデンサＣ１−ダイオードＤ１−スイッチング素子Ｑ
３−インダクタＬ１の経路で電流が流れる（ゼロクラン
プモード）。このゼロクランプモードでは、図１０
（ｅ）のようにインダクタＬ１には共振電流が流れる。
また、期間ｄでは、インダクタＬ０の保持電流によっ
て、商用電源Ｖｓ−整流回路ＤＢ−インダクタＬ０−ダ
イオードＤ１−平滑コンデンサＣ０−整流回路ＤＢ−商
用電源Ｖｓの経路でも電流が流れる。

【００８２】時刻ｔ５でスイッチング素子Ｑ１がオンに
なってから時刻ｔ６でスイッチング素子Ｑ３がオフにな
るまでの期間ｅ（スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４がオフの
期間）には、図９（ｅ）に示すのように期間ｄにおいて
インダクタＬ１−放電灯ＬａおよびコンデンサＣ１−ダ
イオードＤ１−スイッチング素子Ｑ３−インダクタＬ１
の経路で流れていた電流は引き続き流れ続ける。また、
インダクタＬ０の保持電流によって、商用電源Ｖｓ−整
流回路ＤＢ−インダクタＬ０−ダイオードＤ１−平滑コ
ンデンサＣ０−整流回路ＤＢ−商用電源Ｖｓの経路でも
電流が引き続き流れる。

【００８３】時刻ｔ６でスイッチング素子Ｑ３がオフに
なってから時刻ｔ７でスイッチング素子Ｑ４がオンにな
るまでの期間ｆ（スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４が
オフの期間）には、図１０（ｆ）に示すように商用電源
Ｖｓ−整流回路ＤＢ−インダクタＬ０−ダイオードＤ１
−平滑コンデンサＣ０−整流回路ＤＢ−商用電源Ｖｓの
経路で電流が流れ、平滑コンデンサＣ０は整流回路ＤＢ
の出力電圧にインダクタＬ０の両端電圧を加算した電圧
で充電される。つまり、スイッチング素子Ｑ２のオンオ
フによって昇圧チョッパ回路に相当する動作が行われ
る。また、この期間ｆにはインダクタＬ１−放電灯Ｌａ
およびコンデンサＣ１−ダイオードＤ１−平滑コンデン
サＣ０−ダイオードＤ４−インダクタＬ１の経路で電流
が流れる。

【００８４】その後、時刻ｔ７でスイッチング素子Ｑ４
がオンになってから時刻ｔ８でインダクタＬ１に流れる
電流が反転するまでの期間ｇには、図９（ｇ）に示すよ
うに期間ｆと同じ経路で電流が流れる。つまり、商用電
源Ｖｓ−整流回路ＤＢ−インダクタＬ０−ダイオードＤ
１−平滑コンデンサＣ０−整流回路ＤＢ−商用電源Ｖｓ
の経路とインダクタＬ１−放電灯Ｌａおよびコンデンサ
Ｃ１−ダイオードＤ１−平滑コンデンサＣ０−ダイオー
ドＤ４−インダクタＬ１の経路とで電流が流れる。

【００８５】インダクタＬ１に流れる電流の極性が反転
すると、その後、インダクタＬ０に流れる電流が停止す
るまでの期間ｈ（時刻ｔ８から時刻ｔ９までの期間）
は、図９（ｈ）のように商用電源Ｖｓ−整流回路ＤＢ−
インダクタＬ０−スイッチング素子Ｑ１−平滑コンデン
サＣ０−整流回路ＤＢ−商用電源Ｖｓの経路で電流が継
続して流れるとともに、平滑コンデンサＣ０−スイッチ
ング素子Ｑ１−放電灯ＬａおよびコンデンサＣ１−イン
ダクタＬ１−スイッチング素子Ｑ４−平滑コンデンサＣ
０の経路で電流が流れる。図１０（ｇ）のように、この
期間ｈの前半では平滑コンデンサＣ０の充電が行われ、
後半では平滑コンデンサＣ０の放電が行われることにな
る。

【００８６】さらに、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオ
フになる前にインダクタＬ０には時刻ｔ９で電流が流れ
なくなるから、その後、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４が
オフになる時刻ｔ１０までの期間ｉには、図９（ｉ）の
ように平滑コンデンサＣ０−スイッチング素子Ｑ１−放
電灯ＬａおよびコンデンサＣ１−インダクタＬ１−スイ
ッチング素子Ｑ４−平滑コンデンサＣ０の経路で電流が
流れことになる。こうして、インダクタＬ１の電磁エネ
ルギが放出されると、再び図９（ａ）のように電流が流
れるようになり、上述の動作を繰り返すことになる。

【００８７】以上説明した動作から分かるように、スイ
ッチング素子Ｑ２のオンデューティを小さくする（スイ
ッチング素子Ｑ２のオン期間の比率を定常制御モードに
おけるスイッチング素子Ｑ２のオン期間の比率に対して
相対的に小さくする）ことによって、商用電源Ｖｓから
の入力電流が流れる期間が減少し、入力電力を制御でき
るから、結果的に平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃ
が過剰に昇圧されることが防止される。また、図９
（ｄ），（ｅ）に示したように、スイッチング素子Ｑ２
をオフにした状態でもスイッチング素子Ｑ３をオンにし
ていることによって、負荷回路Ｚに共振電流を流し続け
ることができる（ゼロクランプモード）。

【００８８】要するに、本実施形態は、昇圧チョッパ回
路に共用されるスイッチング素子Ｑ２のオンデューティ
を制御し、少なくともスイッチング素子Ｑ２がオフの期
間にスイッチング素子Ｑ２と対角位置にあるスイッチン
グ素子Ｑ３がオンの期間があるようにし、スイッチング
素子Ｑ３，Ｑ４を交互（相補的）にオンオフさせること
により、負荷回路Ｚに共振電流を流しつつ入力電力を制
御することができる。

【００８９】したがって、本実施形態の電源装置は、平
滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃの過剰な昇圧を抑制
するために入力電力と負荷回路Ｚの消費電力（出力電
力）とのバランスが保たれるように、また放電灯Ｌａの
予熱期間においてフィラメントに十分な予熱電流が供給
されるように、制御回路が各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ
４を制御するようになっている。

【００９０】つまり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交
互にオンオフさせスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をオンオ
フさせながらスイッチング素子Ｑ２のオンデューティを
小さくすることで、平滑コンデンサＣ０の過剰な昇圧を
防止することができるので、実施形態１と同様、高いラ
ンプ電圧の必要で細管、高出力の放電灯などを使用部品
のストレスを増加させることなく安全に且つ安定に動作
させることが可能になる。

【００９１】なお、実施形態１で説明した図７〜図９に
示す回路構成において本実施形態で説明した制御回路を
設けてもよいことは勿論である。ただし、図７に示した
回路構成では、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティ
を制御する代わりにスイッチング素子Ｑ１のオンデュー
ティを制御する。

【００９２】（実施形態３）本実施形態の電源装置の基
本構成は図３４に示した従来構成と同じであり、図１１
に示すように、ＭＯＳＦＥＴよりなる一対のスイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２が直列接続された第１の直列回路と、
ＭＯＳＦＥＴよりなる一対のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ
４が直列接続された第２の直列回路とが並列接続され、
第１の直列回路の両スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続
点と第２の直列回路の両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の
接続点との間に負荷回路Ｚが接続されたフルブリッジ型
のインバータ回路ＩＮＶを有している。図１１において
各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４それぞれに逆並列接続さ
れたダイオードＤ１〜Ｄ４はそれぞれＭＯＳＦＥＴＱ１
〜Ｑ４のボディダイオードを示す。また、スイッチング
素子Ｑ１，Ｑ３の接続点とスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４
の接続点との間に平滑コンデンサＣ０を接続してある。
また、２個のダイオードＤ０１，Ｄ０２を順方向に直列
接続した直列回路を平滑コンデンサＣ０に並列接続し、
両ダイオードＤ０１，Ｄ０２の接続点に一端を接続した
インダクタＬ０の他端を商用電源Ｖｓの両端に接続され
たフィルタ回路Ｆの一方の出力端に接続してある。ま
た、フィルタ回路Ｆの他方の出力端はスイッチング素子
Ｑ１，Ｑ２の接続点に接続されている。ダイオードＤ０
１，Ｄ０２はダイオードＤ１，Ｄ２とともにダイオード
ブリッジを構成する極性に接続されている。

【００９３】負荷回路Ｚは、コンデンサＣ１とインダク
タＬ１と直流カット用のコンデンサＣｃとの直列回路を
有し、コンデンサＣ１に負荷としての放電灯Ｌａが並列
接続されており、図示を省略してあるがコンデンサＣ１
の両端には放電灯Ｌａのフィラメントの非電源側が接続
されている。

【００９４】各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は図示しな
い制御回路からの制御信号Ｓ１〜Ｓ４によって制御され
る。また、上記従来構成と同様に、商用電源Ｖｓの電圧
極性を検出する手段（図示せず）を備えている。

【００９５】本実施形態の基本動作は図３４に示した従
来構成と略同じであるが、実施形態１と同様に、制御回
路がチョッパ兼用のスイッチング素子を間欠的に停止す
るような制御（入力電力制御モード）を行うことによ
り、商用電源Ｖｓからの入力電力を制御するとととも
に、チョッパ兼用のスイッチング素子の対角位置にある
スイッチング素子をオンオフさせて上記ゼロクランプモ
ードにより負荷回路Ｚに共振電流を流し続けることがで
きる。ところで、本実施形態の回路構成では、上記従来
構成で説明したように商用電源Ｖｓが正の半サイクルに
はスイッチング素子Ｑ１がチョッパ兼用のスイッチング
素子として機能し、負の半サイクルにはスイッチング素
子Ｑ２がチョッパ兼用のスイッチング素子として機能す
るから、上述の商用電源Ｖｓの電圧極性を検出する手段
（以下、電圧極性検出手段と称す）を設け、制御回路が
電圧極性検出手段の検出出力に基づいて、間欠的に停止
させるスイッチング素子を決定している。

【００９６】したがって、本実施形態において、上記ゼ
ロクランプモードを利用せずに、各２個のスイッチング
素子Ｑ１，Ｑ２、Ｑ３，Ｑ４がともに高周波（商用電源
Ｖｓの周波数よりも十分に高い周波数）で交互にオンオ
フされ、対角位置のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４、Ｑ
２，Ｑ３が同時にオンになるように制御される場合の動
作（定常制御モードでの動作）は上記従来構成の動作と
同じである。

【００９７】すなわち、商用電源Ｖｓの電圧Ｖｉｎが正
である期間には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンの
期間において、商用電源Ｖｓ−インダクタＬ０−ダイオ
ードＤ０１−スイッチング素子Ｑ１−商用電源Ｖｓの経
路で電流が流れ、また平滑コンデンサＣ０−スイッチン
グ素子Ｑ１−負荷回路Ｚ−スイッチング素子Ｑ４−平滑
コンデンサＣ０の経路にも電流が流れる。インダクタＬ
０を通る電流値は商用電源Ｖｓの電圧Ｖｉｎ（瞬時値）
に比例して増加する。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオ
フになると、インダクタＬ０に蓄積された電磁エネルギ
は、インダクタＬ０−ダイオードＤ０１−平滑コンデン
サＣ０−ダイオードＤ２−商用電源Ｖｓ−インダクタＬ
０の経路で放出され、平滑コンデンサＣ０の充電に用い
られる。この動作によって、インバータ回路ＩＮＶのス
イッチング素子Ｑ１が昇圧チョッパ回路のスイッチング
素子として兼用されることになる。

【００９８】また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフ
になるのに伴ってスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンに
なるから、平滑コンデンサＣ０の充電が終了すると、平
滑コンデンサＣ０を電源として平滑コンデンサＣ０−ス
イッチング素子Ｑ３−負荷回路Ｚ−スイッチング素子Ｑ
２−平滑コンデンサＣ０の経路で負荷回路Ｚには図３４
の左向きに電流が流れる。

【００９９】一方、商用電源Ｖｓの負の半サイクルに
は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のオン期間において、
商用電源Ｖｓ−スイッチング素子Ｑ２−ダイオードＤ０
２−インダクタＬ０−商用電源Ｖｓの経路で電流が流れ
ることによって、インダクタＬ０に電磁エネルギが蓄積
される。この電磁エネルギはスイッチング素子Ｑ２，Ｑ
３がオフになると、インダクタＬ０−商用電源Ｖｓ−ダ
イオードＤ１−平滑コンデンサＣ０−ダイオードＤ０２
−インダクタＬ０の経路で放出され、平滑コンデンサＣ
０の充電に用いられる。また、負の半サイクルにおいて
も平滑コンデンサＣ０を電源として負荷回路Ｚには交流
電圧が印加される。要するに、負の半サイクルではイン
バータ回路ＩＮＶのスイッチング素子Ｑ２が昇圧チョッ
パ回路のスイッチング素子として兼用されることにな
る。

【０１００】したがって、本実施形態では、制御回路が
電圧極性検出手段の検出出力に基づいて、商用電源Ｖｓ
が正の半サイクルにはスイッチング素子Ｑ１を間欠的に
停止させてもスイッチング素子Ｑ４をスイッチング素子
Ｑ３と交互にオンオフさせるとともに、商用電源Ｖｓが
負の半サイクルにはスイッチング素子Ｑ２を間欠的に停
止させてもスイッチング素子Ｑ３をスイッチング素子Ｑ
４と交互にオンオフさせるような制御を行う（入力電力
制御モードでスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を動作させ
る）ことにより、実施形態１と同様、負荷回路Ｚに共振
電流を流しつつ入力電力を制御することができる。

【０１０１】なお、実施形態２と同様に、制御回路をチ
ョッパ兼用のスイッチング素子のオンデューティを制御
するような構成にすることにより、商用電源Ｖｓからの
入力電力を制御するとともに、チョッパ兼用のスイッチ
ング素子と対角位置にあるスイッチング素子をオンオフ
させて上記ゼロクランプモードにより負荷回路Ｚに共振
電流を流し続けるようにしても、負荷回路Ｚに共振電流
を流しつつ入力電力を制御することができる。

【０１０２】（実施形態４）本実施形態の電源装置の回
路構成および基本動作は実施形態１と同じであって、電
源投入後において平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃ
が設定値（以下、Ｖｄｃ設定値と称す）に到達して安定
するまでの期間における上記制御回路によるスイッチン
グ素子Ｑ２の制御に特徴がある。ここにおいて、本実施
形態の電源装置は、平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄ
ｃを検出する電圧検出回路（図示せず）を備えており、
制御回路は、電圧検出回路による検出電圧がＶｄｃ設定
値に等しくなるようにスイッチング素子Ｑ２の制御信号
Ｓ２の一定期間におけるパルス数を制御するようになっ
ている。

【０１０３】ところで、上記平滑コンデンサＣ０とし
て、上記Ｖｄｃ設定値に対して余裕を見て比較的大きな
素子耐量を有するものを使用しているが、上記Ｖｄｃ設
定値をできるだけ大きくして素子耐量に近い値とするこ
とによって平滑コンデンサＣ０として素子耐量の比較的
小さなものを使用することが考えられる。ここにおい
て、実施形態１の電源装置において電源を投入すると平
滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃは時間経過とともに
増加していくが、上記Ｖｄｃ設定値を素子耐量に近い値
に設定している場合、上記電圧検出回路の時間遅れ（Δ
ｔ）によって、図１２中に破線Ｇで示すように平滑コン
デンサＣ０の両端電圧ＶｄｃがＶｄｃ設定値を超えてさ
らに素子耐量を超えてしまう恐れがある。

【０１０４】本実施形態では、この種の不具合を解決す
るために、電源投入直後のように平滑コンデンサＣ０の
両端電圧Ｖｄｃが時間経過ととともに増加する期間にお
いて、制御回路が、スイッチング素子Ｑ２の制御信号Ｓ
２の一定期間におけるパルス数を図１２中に実線Ａで示
すように変化させる（つまり、スイッチング素子Ｑ２の
オンオフを間欠的に停止させる割合を変化させる）点に
特徴がある。すなわち、制御回路は、電圧検出回路によ
る検出電圧がＶｄｃ設定値よりも小さな所定値に達する
までは制御信号Ｓ２のパルス数を略一定とし、検出電圧
が上記所定値からＶｄｃ設定値に近づくにつれて制御信
号Ｓ２のパルス数が少なくなるような制御を行う（スイ
ッチング素子Ｑ２のオンを間引く）。このような制御を
行うことによって、平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄ
ｃは電源投入後の時間経過とともに図１２中に実線Ａ’
で示すような上昇カーブで増加し、Ｖｄｃ設定値近傍で
の上昇速度が電源投入直後の上昇速度に比べて小さくな
るので、上記電圧検出回路の時間遅れ（Δｔ）があって
も平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃが素子耐量に達
するのを防ぐことが可能になる。

【０１０５】しかして、本実施形態の電源装置では、実
施形態１と同様に、負荷回路Ｚに共振電流を流しつつ入
力電力を制御できるのは勿論のこと、さらに、平滑コン
デンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃを素早く上昇させ且つ素子
耐量を超えないようにすることができ、動作が安定で信
頼性を高くできる。

【０１０６】また、制御回路によるスイッチング素子Ｑ
２の制御としては、図１２中に一点鎖線Ｂで示すように
スイッチング素子Ｑ２の制御信号Ｓ２の一定期間におけ
るパルス数を電圧検出回路による検出電圧が増加するに
つれて次第に小さくなるような制御を行ってもよい。こ
のような制御を行うことによって、平滑コンデンサＣ０
の両端電圧Ｖｄｃは時間経過とともに図１２中に一点鎖
線Ｂ’で示すような上昇カーブで増加し、平滑コンデン
サＣ０の両端電圧Ｖｄｃの上昇速度は遅くなるものの、
Ｖｄｃ設定値近傍での平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖ
ｄｃの上昇速度を電源投入直後の上昇速度に比べて小さ
くできるので、電圧検出回路の時間遅れ（Δｔ）があっ
ても平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃが素子耐量に
達するのを防ぐことが可能になる。

【０１０７】なお、平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄ
ｃが上記所定値よりも小さい期間におけるスイッチング
素子Ｑ２の制御信号Ｓ２のパルス数を実施形態１の場合
よりも増加させて、平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄ
ｃの上昇速度を一層早めるように制御してもよい。ま
た、平滑コンデンサＣ０の両端電圧が低い期間にスイッ
チング素子Ｑ２のみをオンオフさせ他のスイッチング素
子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ４をオフに保つことで平滑コンデンサ
Ｃ０は放電することなく充電され続けるので、平滑コン
デンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃが設定値に達するまでの時
間を短くできる。

【０１０８】（実施形態５）本実施形態の電源装置の回
路構成および基本動作は実施形態１と略同じであって、
平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃが設定値（以下、
Ｖｄｃ設定値と称す）に到達して安定するまでの制御回
路によるスイッチング素子Ｑ２の制御に特徴がある。こ
こにおいて、本実施形態の電源装置は、平滑コンデンサ
Ｃ０の両端電圧Ｖｄｃを検出する電圧検出回路（図示せ
ず）を備えており、制御回路は、上記電圧検出回路によ
る検出電圧がＶｄｃ設定値に等しくなるようにスイッチ
ング素子Ｑ２の制御信号Ｓ２の一定期間におけるパルス
数およびオンデューティを制御するようになっている。

【０１０９】ところで、上記平滑コンデンサＣ０として
は、上記Ｖｄｃ設定値に対して余裕を見て比較的大きな
素子耐量を有するものを使用しているが、上記Ｖｄｃ設
定値をできるだけ大きくして素子耐量に近い値とするこ
とによって平滑コンデンサＣ０として素子耐量の比較的
小さなものを使用することが考えられる。ここにおい
て、実施形態１の電源装置において電源を投入すると平
滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃは時間経過とともに
徐々に増加していくが、上記Ｖｄｃ設定値を素子耐量に
近い値に設定している場合、上記電圧検出回路の時間遅
れ（Δｔ）によって、図１３中に破線Ｇで示すように平
滑コンデンサＣ０の両端電圧ＶｄｃがＶｄｃ設定値を超
えてさらに素子耐量を超えてしまう恐れがある。

【０１１０】本実施形態では、この種の不具合を解決す
るために、電源投入直後のように平滑コンデンサＣ０の
両端電圧Ｖｄｃが時間経過とともに増加する期間におい
て、制御回路が、スイッチング素子Ｑ２の制御信号Ｓ２
のパルス数を図１３中に実線Ａで示すように変化させる
とともに制御信号Ｓ２のオンデューティを図１３中に実
線Ａ”で示すように変化させる点に特徴がある。すなわ
ち、制御回路は、上記電圧検出回路による検出電圧がＶ
ｄｃ設定値よりも小さな所定値に達するまでは制御信号
Ｓ２のパルス数およびオンデューティをそれぞれ略一定
とし、検出電圧が上記所定値からＶｄｃ設定値に近づく
につれて制御信号Ｓ２のパルス数およびオンデューティ
それぞれを小さくするような制御を行う。このような制
御を行うことによって、平滑コンデンサＣ０の両端電圧
Ｖｄｃは図１３中に実線Ａ’で示すような上昇カーブで
増加し、Ｖｄｃ設定値近傍での上昇速度が電源投入直後
に比べて小さくなるので、上記電圧検出回路の時間遅れ
（Δｔ）があっても平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄ
ｃが素子耐量に達するのを防ぐことが可能になる。

【０１１１】しかして、本実施形態の電源装置では、実
施形態１と同様に、負荷回路Ｚに共振電流を流しつつ入
力電力を制御できるのは勿論のこと、さらに、平滑コン
デンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃを素早く上昇させ且つ素子
耐量を超えないようにすることができ、動作が安定で信
頼性を高くできる。

【０１１２】また、制御回路によるスイッチング素子Ｑ
２の制御としては、平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄ
ｃが上記所定値よりも小さい期間におけるスイッチング
素子Ｑ２の制御信号Ｓ２のパルス数を実施形態１の場合
よりも増加させてＶｄｃの上昇速度を大きくし、図１３
中に二点鎖線Ｂ”で示すようにスイッチング素子Ｑ２の
制御信号Ｓ２のオンデューティを上記電圧検出回路によ
る検出電圧がＶｄｃ設定値にある程度近づいたときに急
激に減少させるような制御を行ってもよい。このような
制御を行うことによって、平滑コンデンサＣ０の両端電
圧Ｖｄｃは図１３中に二点鎖線Ｂで示すような上昇カー
ブで増加し、平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃの上
昇速度を大きくすることができ、またＶｄｃ設定値近傍
での平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃの上昇速度を
電源投入直後に比べて小さくできるので、上記電圧検出
回路の時間遅れ（Δｔ）があっても平滑コンデンサＣ０
の両端電圧Ｖｄｃが素子耐量に達するのを防ぐことが可
能になる。このような制御を行う場合、制御信号Ｓ２の
一定期間におけるパルス数も上記電圧検出回路による検
出電圧がＶｄｃ設定値にある程度近づいたときに急激に
減少させるような制御を行ってもよい。

【０１１３】（実施形態６）本実施形態の電源装置の回
路構成および基本動作は実施形態１と同じであって、電
源投入後において平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃ
がＶｄｃ設定値に到達して安定するまでの制御回路によ
るスイッチング素子Ｑ２の制御に特徴がある。ここにお
いて、本実施形態の電源装置は、平滑コンデンサＣ０の
両端電圧Ｖｄｃを検出する電圧検出回路（図示せず）を
備えており、制御回路は、上記電圧検出回路による検出
電圧がＶｄｃ設定値に等しくなるようにスイッチング素
子Ｑ２の制御信号Ｓ２の一定期間におけるパルス数、オ
ンデューティなどを制御するようになっている。

【０１１４】ところで、上記平滑コンデンサＣ０として
は、上記Ｖｄｃ設定値に対して余裕を見て比較的大きな
素子耐量を有するものを使用しているが、上記Ｖｄｃ設
定値をできるだけ大きくして素子耐量に近い値とするこ
とによって平滑コンデンサＣ０として素子耐量の比較的
小さなものを使用することが考えられる。ここにおい
て、実施形態１の電源装置において電源を投入すると平
滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃは時間経過とともに
増加していくが、上記Ｖｄｃ設定値を素子耐量に近い値
に設定している場合、制御信号Ｓ２の状態を変化させる
タイミングを決めるための所定値Ｖｐａ（検出ポイント
ＰＡ）がＶｄｃ設定値に等しく設定されていると、上記
電圧検出回路の時間遅れ（Δｔ）によって、図１４中に
破線Ｇで示すように平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄ
ｃがＶｄｃ設定値を超えてさらに素子耐量を超えてしま
う恐れがある。

【０１１５】本実施形態では、この種の不具合を解決す
るために、平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃが上昇
するような場合において、制御回路が制御信号Ｓ２の状
態を変化させるタイミングを決めるための所定値Ｖｐｂ
（検出ポイントＰＢ）をＶｄｃ設定値よりも低く設定し
ている点に特徴がある。すなわち、制御回路は、上記電
圧検出回路による検出電圧がＶｄｃ設定値よりも小さな
所定値所定値Ｖｐｂに達すると制御信号Ｓ２のパルス
数、オンデューティなどを平滑コンデンサＣ０の両端電
圧Ｖｄｃの上昇が抑制されるような制御を行う。このよ
うな制御を行うことによって、平滑コンデンサＣ０の両
端電圧Ｖｄｃは図１４中に実線Ａ’で示すような上昇カ
ーブで増加し、Ｖｄｃ設定値近傍での平滑コンデンサＣ
０の両端電圧Ｖｄｃの上昇が抑制されるので、上記電圧
検出回路の時間遅れ（Δｔ）があっても平滑コンデンサ
Ｃ０の両端電圧Ｖｄｃが素子耐量に達するのを防ぐこと
が可能になる。

【０１１６】しかして、本実施形態の電源装置では、実
施形態１と同様に、負荷回路Ｚに共振電流を流しつつ入
力電力を制御できるのは勿論のこと、さらに、平滑コン
デンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃを素早く上昇させ且つ素子
耐量を超えないようにすることができ、動作が安定で信
頼性を高くできる。

【０１１７】（実施形態７）本実施形態の電源装置の回
路構成および基本動作は実施形態１と同じであって、電
源投入後において平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃ
がＶｄｃ設定値に到達するまでの制御回路によるスイッ
チング素子Ｑ２の制御に特徴がある。ここにおいて、本
実施形態の電源装置は、平滑コンデンサＣ０の両端電圧
Ｖｄｃを検出する電圧検出回路（図示せず）を備えてお
り、制御回路は、上記電圧検出回路による検出電圧がＶ
ｄｃ設定値に等しくなるようにスイッチング素子Ｑ２の
制御信号Ｓ２のパルス数（一定期間におけるスイッチン
グ素子Ｑ２のオン回数）、オンデューティなどを制御す
るようになっている。

【０１１８】ところで、上記平滑コンデンサＣ０として
は、上記Ｖｄｃ設定値に対して余裕を見て比較的大きな
素子耐量を有するものを使用しているが、上記Ｖｄｃ設
定値をできるだけ大きくして素子耐量に近い値とするこ
とによって平滑コンデンサＣ０として素子耐量の比較的
小さなものを使用することが考えられる。ここにおい
て、実施形態１の電源装置において電源を投入すると平
滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃは時間経過とともに
増加していくが、上記Ｖｄｃ設定値を素子耐量に近い値
に設定している場合、制御信号Ｓ２の状態を変化させる
タイミングを決めるための所定値Ｖｐａ（検出ポイント
Ｐ_A）がＶｄｃ設定値に等しく設定されていると、上記
電圧検出回路の時間遅れ（Δｔ）によって、図１５中に
破線Ｇで示すように平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄ
ｃがＶｄｃ設定値を超えてさらに素子耐量を超えてしま
う恐れがある。

【０１１９】本実施形態では、この種の不具合を解決す
るために、平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃが上昇
するような場合において、制御回路が制御信号Ｓ２の状
態を変化させるタイミングを決めるための所定値Ｖｐｂ
（検出ポイントＰ_B）をＶｄｃ設定値よりも低く設定し
ている点に特徴がある。また、本実施形態では、Ｖｄｃ
が所定値Ｖｐｂに達するまでのスイッチング素子Ｑ２の
制御信号Ｓ２のパルス数或いはオンデューティを増加さ
せておくことにより、平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖ
ｄｃの上昇速度を大きくしている。すなわち、本実施形
態では、平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃが所定値
Ｖｐｂに達するまでの時間が実施形態６に比べて短くな
り、制御回路は、上記電圧検出回路による検出電圧がＶ
ｄｃ設定値よりも小さな所定値Ｖｐｂに達すると制御信
号Ｓ２のパルス数、オンデューティなどを平滑コンデン
サＣ０の両端電圧Ｖｄｃの上昇が抑制されるような制御
を行う。このような制御を行うことによって、平滑コン
デンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃは図１５中に実線Ａ’で示
すような上昇カーブで増加し、Ｖｄｃ設定値近傍での平
滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃの上昇が抑制される
ので、上記電圧検出回路の時間遅れがあっても平滑コン
デンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃが素子耐量に達するのを防
ぐことが可能になる。

【０１２０】しかして、本実施形態の電源装置では、実
施形態１と同様に、負荷回路に共振電流を流しつつ入力
電力を制御できるのは勿論のこと、さらに、平滑コンデ
ンサＣの両端電圧Ｖｄｃを素早く上昇させ且つ素子耐量
を超えないようにすることができ、動作が安定で信頼性
を高くできる。

【０１２１】なお、実施形態３において上記電圧検出回
路を設けて同様の制御を行うようにしてもよい。

【０１２２】（実施形態８）本実施形態の電源装置の基
本構成は実施形態１と略同じであって、図１６に示すよ
うに、整流回路ＤＢの直流出力端の正極の電位Ｖｉのピ
ーク値を検出する電圧検出回路２１を付加し、制御回路
１０として、制御パルス発生回路１１からのパルス信号
を制御信号Ｓ１〜Ｓ４として出力する駆動回路１２₁〜
１２₄と、制御パルス発生回路１１から駆動回路１２₂へ
のパルス信号の出力を停止させる停止回路１３を設けて
ある。ここに、停止回路１３は、電圧検出回路２１の検
出電圧レベルに応じて駆動回路１２₂へのパルス信号を
そのまま通過させたり停止させたりする。ここに、制御
回路１０は、制御パルス発生回路１１からのパルス信号
を駆動回路１２₁〜１２₄を通して制御信号Ｓ１〜Ｓ４と
して与えることによりスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオ
ンオフ制御する。なお、実施形態１と同様の構成要素に
は同一の符号を付して説明を省略する。

【０１２３】本実施形態においても、負荷として放電灯
Ｌａを用い、フィラメントの非電源側にコンデンサＣ１
を接続してある。

【０１２４】ところで、実施形態１で説明した昇圧チョ
ッパ回路は放電灯Ｌａの点灯時に最適な電力を取り込む
ようにように回路定数などを設定してあるが、放電灯Ｌ
ａの予熱期間における消費電力は上記昇圧チョッパ回路
で取り込まれる電力に比べて小さくなるので、スイッチ
ング素子Ｑ２を放電灯Ｌａの点灯時と同様に動作させれ
ば入力電力が出力電力に比べて大きくなり、平滑コンデ
ンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃが過剰に昇圧され、素子にか
かるストレスが増大し素子が破壊に至ることもある。

【０１２５】本実施形態の電源装置は、この種の不具合
を解決するものであり、電圧検出回路２１により整流回
路ＤＢの直流出力端の正極の電位のピーク値を検出し、
検出レベルに応じて停止回路１３がスイッチング素子Ｑ
２の動作を間欠的に停止させることにより昇圧チョッパ
動作を停止させて平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃ
の上昇を抑制する。つまり、整流回路ＤＢの直流出力端
の正極の電位Ｖｉのピーク値の大きを検出してフィード
フォワードしながらスイッチング素子Ｑ２を制御するの
で、フィードフォワード制御を行わない場合よりも正確
に且つ迅速に平滑コンデンサＣ０の両端電圧ＶｄｃをＶ
ｄｃ設定値に近づけることができる。なお、インバータ
回路ＩＮＶはスイッチング素子Ｑ２が間欠的に停止され
ても実施形態１で説明したような動作（入力電力制御モ
ード）により負荷である放電灯Ｌａに共振電流を流すこ
とができる。

【０１２６】ここで、Ｖｄｃ設定値を素子に過大なスト
レスを与えない範囲で放電灯Ｌａに十分な電力を与える
ことができるような値に設定すれば、電源投入後に短時
間で平滑コンデンサＣ０の両端電圧ＶｄｃをＶｄｃ設定
値まで上昇させることができ、放電灯Ｌａのフィラメン
トを短い期間で先行予熱することが容易になり、放電灯
Ｌａとして図３６に示したような細管、高効率の環形蛍
光灯を用いても、先行予熱期間に必要な予熱電流を確保
することができる。

【０１２７】要するに、本実施形態の電源装置は、コン
デンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃの上昇を抑制するために入
力電力と負荷回路Ｚの出力とのバランスが保たれるよう
に、また放電灯Ｌａの先行予熱期間においてフィラメン
トに十分な予熱電流が供給されるように、制御回路が各
スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御するようになってい
る。

【０１２８】本実施形態の放電灯Ｌａとしては、定格ラ
ンプ電力が９７Ｗ、定格ランプ電流が０．４３Ａ、ラン
プ電圧が２２９Ｖの環形蛍光灯や、形状が同じで定格ラ
ンプ電力が６８Ｗ、定格ランプ電流が０．４３Ａ、ラン
プ電圧が１６０Ｖの環形蛍光灯を使用することもでき
る。なお、これらの環形蛍光灯は、細管、高出力のラン
プ電圧の高い放電灯であって、光路長が１４００ｍｍ〜
２５００ｍｍ、管径が１８ｍｍ〜２９ｍｍのものがあ
る。

【０１２９】なお、実施形態３において上記電圧検出回
路２１を設けて同様の制御を行うようにしてもよい。

【０１３０】（実施形態９）本実施形態の電源装置の基
本構成は実施形態１と略同じであって、図１７に示すよ
うに、平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃの実効値を
検出する電圧検出回路２２と、電圧検出回路２２の検出
出力と設定回路２４にて設定されて設定値とを比較して
検出出力が設定値を超えると所定出力を発生する比較回
路２３とを付加し、制御回路１０に、比較回路２３の所
定出力を受けると制御パルス発生回路１１から駆動回路
１２₂へのパルス信号を停止させる停止回路１３を付加
した点に特徴がある。ここに、制御回路１０は、制御パ
ルス発生回路１１からのパルス信号を駆動回路１２₁〜
１２₄を通して制御信号Ｓ１〜Ｓ４として与えることに
よりスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオンオフ制御する。
上記停止回路１３は、制御パルス発生回路１１とスイッ
チング素子Ｑ２を駆動する駆動回路１２₂との間に挿入
してある。なお、実施形態１と同様の構成要素には同一
の符号を付して説明を省略する。

【０１３１】本実施形態においても、負荷として、２つ
のフィラメントを有する放電灯Ｌａを使用し、フィラメ
ントの非電源側にコンデンサＣ１を接続してある。

【０１３２】ところで、実施形態１で説明した昇圧チョ
ッパ回路は放電灯Ｌａの点灯時に最適な電力を取り込む
ようにように回路定数などを設定してあるが、放電灯Ｌ
ａの予熱期間における消費電力は上記昇圧チョッパ回路
で取り込まれる電力に比べて小さくなるので、スイッチ
ング素子Ｑ２を放電灯Ｌａの点灯時と同様に動作させれ
ば入力電力が出力電力に比べて大きくなるので、平滑コ
ンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃが上昇し、素子にかかる
ストレスが増大し素子が破壊に至ることもある。

【０１３３】本実施形態の電源装置は、この種の不具合
を解決するものであり、電圧検出回路２２による検出電
圧が設定回路２４により設定された設定値以上になると
スイッチング素子Ｑ２の動作を間欠的に停止させること
により昇圧チョッパ動作を停止させて平滑コンデンサＣ
０の両端電圧Ｖｄｃの上昇を抑制する。つまり、平滑コ
ンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃを検出してフィードバッ
クしながらスイッチング素子Ｑ２を制御するので、フィ
ードバック制御を行わない場合よりも正確に且つ迅速に
平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃを設定値に近づけ
ることができる。なお、インバータ回路ＩＮＶはスイッ
チング素子Ｑ２が間欠的に停止されても実施形態１で説
明したような動作（ゼロクランプモード）により負荷で
ある放電灯Ｌａに共振電流を流すことができる。

【０１３４】ここで、上記設定値を素子に過大なストレ
スを与えない範囲で放電灯Ｌａに十分な電力を与えるこ
とができるような値に設定すれば、電源投入後に短時間
で平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃを設定値まで上
昇させることができ、放電灯Ｌａのフィラメントを短い
期間で先行予熱することが容易になり、放電灯Ｌａとし
て図３６に示したような細管、高効率の環形蛍光ランプ
を用いても、十分な予熱電流を確保することができる。

【０１３５】要するに、本実施形態の電源装置は、平滑
コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃの上昇を抑制するため
に入力電力と負荷回路Ｚの出力とのバランスが保たれる
ように、また放電灯Ｌａの先行予熱期間においてフィラ
メントに十分な予熱電流が供給されるように、制御回路
が各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御するようになっ
ている。

【０１３６】本実施形態の放電灯Ｌａとしては、定格ラ
ンプ電力が９７Ｗ、定格ランプ電流が０．４３Ａ、ラン
プ電圧が２２９Ｖの環形蛍光灯や、形状が同じで定格ラ
ンプ電力が６８Ｗ、定格ランプ電流が０．４３Ａ、ラン
プ電圧が１６０Ｖの環形蛍光灯を使用することもでき
る。細管、高出力のランプ電圧の高い放電灯としては光
路長が１４００ｍｍ〜２５００ｍｍ、管径が１８ｍｍ〜
２９ｍｍのものがある。

【０１３７】ところで、本実施形態における電圧検出回
路２２は平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃの実効値
を検出しているが、平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄ
ｃの平均値を検出するようにしてもよいし、商用電源Ｖ
ｓの数周期程度の時定数で平滑コンデンサＣ０の両端電
圧Ｖｄｃのピーク値を検出するようにしてもよい。

【０１３８】なお、実施形態３において電圧検出回路２
２などを設けて同様の制御を行うようにしてもよい。

【０１３９】（実施形態１０）本実施形態の電源装置の
基本構成は実施形態９と略同じであって、図１８に示す
ような回路構成を備え、設定回路２４にて２つの所定値
として設定値ＶＨ，ＶＬ（ただし、ＶＨ＞ＶＬ）を設定
し、比較回路２２にヒステリシスを持たせた点に特徴が
ある。なお、平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃは両
設定値ＶＨ，ＶＬの間の範囲に収まるように制御され
る。また、実施形態１と同様の構成要素には同一の符号
を付して説明を省略する。また、本実施形態において
も、負荷として、２つのフィラメントを有する放電灯Ｌ
ａを使用し、フィラメントの非電源側にコンデンサＣ１
を接続してある。

【０１４０】本実施形態の電源装置では、電圧検出回路
２２により平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃの実効
値を検出しており、図１９に示すように、検出電圧が設
定値ＶＨ以上になるとスイッチング素子Ｑ２の動作を停
止することによりチョッパ動作を停止して平滑コンデン
サＣ０の両端電圧Ｖｄｃの上昇を抑制し、その後、平滑
コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃが設定値ＶＬ以下にな
るとスイッチング素子Ｑ２を動作させて平滑コンデンサ
Ｃ０の両端電圧Ｖｄｃを上昇させる。このように本実施
形態では、比較回路２２にヒステリシスを設けることに
より、スイッチング素子Ｑ２の動作が切り換わる電圧に
ヒステリシスを付与することができるので、設定値付近
でのノイズなどによる誤動作を防止することができる。

【０１４１】また、実施形態９と同様に、設定値を素子
に過大なストレスを与えない範囲で放電灯Ｌａに十分な
電力を与えることができるような値に設定すれば、電源
投入後に短時間で平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃ
を設定値まで上昇させることができ、放電灯のフィラメ
ントを短い期間で先行予熱することが容易になり、放電
灯として図３６に示したような細管、高効率の環形蛍光
ランプを用いても、先行予熱電流を確保することができ
る。

【０１４２】また、本実施形態における電圧検出回路２
２も平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃの実効値を検
出しているが、平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃの
平均値を検出するようにしてもよいし、商用電源Ｖｓの
数周期程度の時定数で平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖ
ｄｃのピーク値を検出するようにしてもよい。なお、実
施形態３において電圧検出回路２２などを設けて同様の
制御を行うようにしてもよい。

【０１４３】（実施形態１１）本実施形態の電源装置の
基本構成は実施形態１と略同じであって、図２０に示す
ように、平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃのピーク
値を検出する電圧検出回路２２を付加し、制御回路１０
に、電圧検出回路２２の検出レベルに応じて制御パルス
発生回路１１からのパルス信号を制御する出力制御回路
１３’を設けた点に特徴がある。ここに、制御回路１０
は、制御パルス発生回路１１で発生したパルス信号を駆
動回路１２₁〜１２₄を通して制御信号Ｓ１〜Ｓ４として
出力しスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオンオフ制御する
ものであり、上記出力制御回路１３は、制御パルス発生
回路１１と駆動回路１２₂との間に設けてある。なお、
実施形態１と同様の構成要素には同一の符号を付して説
明を省略する。

【０１４４】本実施形態では、負荷として、２つのフィ
ラメントを有する放電灯Ｌａを使用し、フィラメントの
非電源側にコンデンサＣ１を接続してある。

【０１４５】ところで、実施形態１で説明した昇圧チョ
ッパ回路は放電灯Ｌａの点灯時に最適な電力を取り込む
ようにように設定してあるが、放電灯Ｌａの予熱期間に
おける消費電力はチョッパ回路で取り込まれる電力に比
べて小さくなるので、スイッチング素子Ｑ２を放電灯Ｌ
ａの点灯時と同様に動作させれば入力電力が出力電力に
比べて大きくなるので、平滑コンデンサＣ０の両端電圧
Ｖｄｃが上昇し、素子にかかるストレスが増大し素子が
破壊に至ることもある。

【０１４６】本実施形態の電源装置は、この種の不具合
を解決するものであり、電圧検出回路２２による検出電
圧（平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃのピーク値）
の大きさによって出力制御回路１３’がスイッチング素
子Ｑ２を停止する期間を設定することにより、平滑コン
デンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃの過剰な昇圧を抑制する。
つまり、平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃを検出し
てフィードバックしながらスイッチング素子Ｑ２を制御
するので、フィードバック制御を行わない場合よりも正
確に且つ迅速に平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃを
設定値に近づけることができる。

【０１４７】なお、平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄ
ｃのピーク値の周期に同期してスイッチング素子Ｑ２を
規則的に停止することにより、実施形態１０と同様の効
果が得られる。また、実施形態３の構成において電圧検
出回路２２を付加して同様の制御を行うようにしてもよ
い。

【０１４８】（実施形態１２）本実施形態の電源装置の
基本構成は実施形態１と略同じであって、図２１に示す
ように、制御回路１０が、抵抗Ｒ１５とコンデンサＣ１
５との直列回路からなるタイマ回路１５を有し、電源投
入時からの経過時間によりスイッチング素子Ｑ２のオン
デューティを制御するように構成されている点に特徴が
ある。ここに、制御回路１０は、制御パルス発生回路１
１で発生したパルス信号を駆動回路１２ ₁〜１２₄を通し
て制御信号Ｓ１〜Ｓ４としてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ
４をオンオフ制御するものであり、制御パルス発生回路
１１と駆動回路１２₂，１２₃との間に制御パルス発生回
路１１からのパルス信号のオンデューティを制御するデ
ューティ比制御回路１６が挿入されている。また、制御
回路１０は、タイマ回路１５の抵抗Ｒ１５とコンデンサ
Ｃ１５との接続点の電位Ｖａ１に基づいて出力電圧Ｖａ
２が３段階で切り換わるモード切換回路１７を備えてお
り、デューティ比制御回路１６は、モード切換回路１７
の出力電圧Ｖａ２に基づいて上記パルス信号のオンデュ
ーティを制御するようになっている。ここに、モード切
換回路１７は、カソードが抵抗Ｒ１５とコンデンサＣ１
５との接続点に接続された一対のツェナダイオードＺＤ
１，ＺＤ２を有しており、ツェナダイオードＺＤ２のツ
ェナ電圧ＶＺ２の方がツェナダイオードＺＤ１のツェナ
電圧ＶＺ１よりも大きく設定してある。図２１中のＶｃ
ｃは電源電圧を示し、電源電圧Ｖｃｃは整流回路ＤＢの
出力を平滑することにより得てもよいし、外部電源を用
いてもよく、一定の直流電圧であればよい。なお、実施
形態１と同様の構成要素には同一の符号を付して説明を
省略する。

【０１４９】以下、本実施形態の電源装置の動作につい
て図２２を参照しながら説明する。

【０１５０】ここに、図２２の電源投入からの各部の波
形を示し、（ａ）は電圧Ｖａ１波形、（ｂ）はスイッチ
ング素子Ｓｗ１のオンオフ、（ｃ）はスイッチング素子
Ｓｗ２のオンオフ、（ｄ）は電圧Ｖａ２波形、（ｅ）は
スイッチング素子Ｑ２の制御信号Ｓ２のオンデューテ
ィ、（ｆ）は平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃ波形
を示す。

【０１５１】商用電源投入前はスイッチング素子Ｓｗ
１，Ｓｗ２はともにオフしており、時刻ｔ０で商用電源
Ｖｓが投入されると、図２２（ａ）に示すようにＶａ１
が時間経過とともに増加し、時刻ｔ１で電圧Ｖａ１がツ
ェナダイオードＺＤ１のツェナ電圧ＶＺ１に達すると、
ツェナダイオードＺＤ１が導通して図２２（ｂ）に示す
ようにスイッチング素子Ｓｗ１がオンし、電圧Ｖａ２が
Ｖａ２₃からＶａ２₁（Ｖａ２₃＞Ｖａ２₁）へ低下する。
すると、デューティ比制御回路１６により制御信号Ｓ２
のオンデューティが電源投入直後のオンデューティＯＤ
３からＯＤ１（ＯＤ３＞ＯＤ１）へ切り換えられる。

【０１５２】その後、さらに電圧Ｖａ１が図２２（ａ）
に示すように上昇し、時刻ｔ２で電圧Ｖａ１がツェナダ
イオードＺＤ２のツェナ電圧ＶＺ２に達すると、ツェナ
ダイオードＺＤ２が導通して図２２（ｂ）に示すように
スイッチング素子Ｓｗ２がオンし、電圧Ｖａ２がＶａ２
₁からＶａ２₂（Ｖａ２₁＜Ｖａ２₂＜Ｖａ２₃）へ上昇す
る。すると、デューティ比制御回路１６により制御信号
Ｓ２のオンデューティがＯＤ１からＯＤ２（ＯＤ１＜Ｏ
Ｄ２＜ＯＤ３）へ切り換えられる。

【０１５３】以上のような動作により平滑コンデンサＣ
０の両端電圧Ｖｄｃは図２２（ｆ）に示すように変化す
るが、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティに着目す
ると、電源投入直後は平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖ
ｄｃを迅速に上昇させるために比較的大きな値（ＯＤ
３）に設定して入力電力を大きくしているが、放電灯Ｌ
ａの先行予熱期間と始動期間とは点灯時に比べて消費電
力が少ないので、オンデューティを比較的小さな値（Ｏ
Ｄ１）に設定し、点灯中は消費電力が多いので先行予熱
時と始動時よりもオンデューティを大きな値（ＯＤ２）
に設定してある。

【０１５４】しかして、本実施形態では、フィードバッ
ク制御やフィードフォワード制御を行うことなく、タイ
マ回路１５を用いた簡単な制御回路１０で上記実施形態
と同様の効果を得ることができる。なお、スイッチング
素子Ｑ２のオンデューティを変える代わりに、スイッチ
ング素子Ｑ２をスイッチングさせる（オンさせる）頻度
を変化させても同様の効果を得ることが可能である。

【０１５５】（実施形態１３）本実施形態の電源装置の
基本構成は実施形態１と略同じであって、図２３に示す
ように、平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃの実効値
を検出する電圧検出回路２２を付加し、制御回路１０
に、電圧検出回路２２の検出レベルに応じて制御信号Ｓ
２，Ｓ３のオンデューティを制御するデューティ比制御
回路１６を設けた点に特徴がある。ここに、制御回路１
０は、制御パルス発生回路１１で発生したパルス信号を
駆動回路１２₁〜１２₄を通して制御信号Ｓ１〜Ｓ４とし
てスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオンオフ制御するもの
であり、デューティ比制御回路１６は、パルス発生回路
１１と駆動回路１２₂，１２₃との間に設けてある。な
お、実施形態１と同様の構成要素には同一の符号を付し
て説明を省略する。

【０１５６】本実施形態では、負荷として、２つのフィ
ラメントを有する放電灯Ｌａを使用し、フィラメントの
非電源側にコンデンサＣ１を接続してある。

【０１５７】ところで、昇圧チョッパ回路は放電灯Ｌａ
の点灯時に最適な電力を取り込むようにように設定して
あるが、放電灯Ｌａの予熱期間における消費電力は昇圧
チョッパ回路で取り込まれる電力に比べて小さくなるの
で、スイッチング素子Ｑ２を放電灯Ｌａの点灯時と同様
に動作させれば入力電力が出力電力に比べて大きくなる
ので、平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃが上昇し、
素子にかかるストレスが増大し素子が破壊に至ることも
ある。

【０１５８】本実施形態の電源装置は、この種の不具合
を解決するものであり、電圧検出回路２２による検出電
圧（平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃの実効値）が
大きくなれば制御信号Ｓ２のオンデューティを小さくし
て平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃの上昇を抑制
し、検出電圧が小さくなればオンデューティを大きくし
てＶｄｃを上昇させるようになっている。つまり、平滑
コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃを検出してフィードバ
ックしながら昇圧チョッパ回路の電力引き込み量を制御
するので、フィードバック制御を行わない場合よりも正
確に且つ迅速に平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃを
設定値に近づけることができる。ここに、インバータ回
路ＩＮＶはスイッチング素子Ｑ２の動作、停止に関わら
ず実施形態１と同様の動作により放電灯Ｌａに共振電流
を流すことができる。

【０１５９】また、設定値を素子に過大なストレスを与
えない範囲で負荷に十分な電力を与えることができるよ
うな値に設定すれば、電源投入後に短時間で平滑コンデ
ンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃを設定値まで上昇させること
ができ、放電灯Ｌａのフィラメントを短い期間で先行予
熱することが容易になり、放電灯Ｌａとして図３６に示
したような細管、高効率の環形蛍光灯を用いても、先行
予熱電流を確保することができる。

【０１６０】また、本実施形態における電圧検出回路２
２は平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃの実効値を検
出しているが、平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃの
平均値を検出するようにしてもよいし、商用電源Ｖｓの
数周期程度の時定数で平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖ
ｄｃのピーク値を検出するようにしてもよい。なお、実
施形態３において電圧検出回路２２などを設けて同様の
制御を行うようにしてもよい。

【０１６１】（実施形態１４）本実施形態の電源装置
は、図２４に示すように、実施形態９と実施形態１３と
を組み合わせた回路構成であって、平滑コンデンサＣ０
の両端電圧Ｖｄｃを検出してスイッチング素子Ｑ２の制
御信号のオンデューティを制御するとともに、電圧検出
回路２２による検出電圧が設定回路２４にて設定された
設定値に達するとスイッチング素子Ｑ２の動作を停止し
て平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃの過剰な上昇を
急激に抑制するものであり、より短期間でより高精度に
平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃを設定値まで上昇
させることができる。なお、実施形態１と同様の構成要
素には同一の符号を付して説明を省略する。

【０１６２】特に熱陰極を有する放電灯Ｌａを負荷とす
る場合、定格点灯時も含めてスイッチング素子Ｑ２のオ
ンデューティを制御することで平滑コンデンサＣ０の両
端電圧Ｖｄｃを安定化して出力を安定化させ、さらに軽
負荷時である先行予熱時には平滑コンデンサＣ０の両端
電圧Ｖｄｃが急激に上昇するのでスイッチング素子Ｑ２
を停止する制御を加えて、平滑コンデンサＣ０の両端電
圧Ｖｄｃをより正確に制御することが可能となる。

【０１６３】以上説明したように本実施形態では、放電
灯Ｌａのような負荷変動の激しい負荷に対して入力電力
を高速に精度良く制御することができるという効果があ
る。さらに、図３６に示すような細管、高効率の環形蛍
光灯を電源投入直後に短時間で予熱・始動することが可
能になる。なお、実施形態３において電圧検出回路２２
を設けて同様の制御を行うようにしてもよい。

【０１６４】（実施形態１５）本実施形態の電源装置の
基本構成は実施形態１と略同じであって、図２５に示す
ように負荷として２つのフィラメントを有する放電灯Ｌ
ａを用いている。ここに放電灯Ｌａはフィラメントの非
電源側端にコンデンサＣ１を接続してある。なお、実施
形態１と同様の構成要素には同一の符号を付して説明を
省略する。

【０１６５】本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１〜
Ｑ４をオンオフ制御する制御回路（図示せず）がスイッ
チング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周波数（駆動周波
数）を制御する点に特徴がある。

【０１６６】以下、本実施形態の電源装置の動作につい
て図２６を参照しながら説明する。

【０１６７】ここに、図２６は各部の動作波形を示し、
図２６の（ａ）は放電灯Ｌａの無負荷２次電圧、（ｂ）
はフィラメント電流、（ｃ）は平滑コンデンサＣ０の両
端電圧Ｖｄｃ、（ｄ）はスイッチング周波数（駆動周波
数）を示す。

【０１６８】ところで、図２６（ｄ）に破線Ｂで示すよ
うに先行予熱開始時から駆動周波数がｆｐｒｅで一定の
場合、図２６（ｃ）に破線Ｂで示すように平滑コンデン
サＣ０の両端電圧Ｖｄｃが先行予熱時のＶｄｃ設定値に
達するまでに比較的長い時間がかかる。このため、図２
６（ｂ）に破線Ｂで示すようにフィラメント電流の立ち
上がりも平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃの立ち上
がりに合わせた格好となり、平滑コンデンサＣ０の両端
電圧Ｖｄｃが安定する前の一定期間での平均的なフィラ
メント予熱電流が平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃ
が安定した後のフィラメント予熱電流に比べて小さくな
ってしまう。このフィラメント予熱電流を大きくしよう
とすると、放電灯Ｌａの無負荷２次電圧も上昇すること
になり、放電灯Ｌａにかかるストレスが増え、放電灯Ｌ
ａの寿命が短くなってしまうという不具合がある。

【０１６９】これに対して、本実施形態では制御回路
が、図２６（ｄ）に実線Ａで示すように先行予熱開始時
の駆動周波数を上記ｆｐｒｅよりも低周波数のｆｐｒ
ｅ’とし、平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃが設定
値に近づくにつれて駆動周波数をｆｐｒｅに近づけてい
く点に特徴がある。

【０１７０】このような制御を行うことによって、平滑
コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃが設定値まで上昇する
期間のフィラメント電流を無負荷２次電圧の上昇を抑制
しつつ増加し、平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃが
Ｖｄｃ設定値で安定する前の一定期間での平均的なフィ
ラメント予熱電流を大きくすることが可能となる。ま
た、駆動周波数が低くなると、昇圧チョッパ回路が引き
込む電力も大きくなるので、図２６（ｃ）に実線Ａで示
すように平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃの上昇速
度が速くなり平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃが設
定値に達するのに要する時間も短くなる。

【０１７１】また、駆動周波数をｆｐｒｅ’からｆｐｒ
ｅまで変化させるのに、平滑コンデンサＣ０の両端電圧
Ｖｄｃを検出して駆動周波数を変化させるフィードバッ
ク制御を行ってもよい。さらに、実施形態９、実施形態
１３、実施形態１４などの回路と組み合わせてもよい。

【０１７２】以上説明したように、本実施形態では、放
電灯Ｌａへのストレスを抑えつつフィラメントの先行予
熱電流を大きくすることが可能である。なお、実施形態
３において平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃを検出
する電圧検出回路を設けて同様の制御を行うようにして
もよい。

【０１７３】（実施形態１６）本実施形態の電源装置の
基本構成は実施形態１と略同じであって、図２７に示す
ように負荷回路ＺにトランスＴを有し、トランスＴの１
次巻線の両端間にコンデンサＣ１が接続され、トランス
Ｔの２次巻線の両端間に負荷である放電灯Ｌａが接続さ
れている点が相違する。なお、実施形態１と同様の構成
要素には同一の符号を付して説明を省略する。

【０１７４】本実施形態においても実施形態１や実施形
態２と同様の制御を行うことにより、同様の効果が得ら
れる。

【０１７５】ところで、実施形態１や実施形態２では、
放電灯Ｌａの両端はスイッチング素子Ｑ２あるいはスイ
ッチング素子Ｑ４を介してしか平滑コンデンサＣ０の負
極に電気的に接続されないので、高周波的に浮いた状態
となっている。これに対し、本実施形態では、トランス
Ｔの２次巻線の両端に放電灯Ｌａが接続されているの
で、放電灯Ｌａの一端を平滑コンデンサＣ０の負極に電
気的に接続しても高周波交流電力を印加できるため、放
電灯Ｌａからの輻射ノイズを抑制することができるとと
もに安全性確保が容易になる。

【０１７６】（実施形態１７）本実施形態の電源装置の
基本構成は実施形態１６と略同じであって、図２８に示
すように負荷としてフィラメントを有する放電灯Ｌａを
用い、放電灯Ｌａのフィラメント間にコンデンサＣ１を
接続している（いわゆるＣ予熱回路を構成している）点
に特徴がある。なお、実施形態１６と同様の構成要素に
は同一の符号を付して説明を省略する。

【０１７７】本実施形態の電源装置は、放電灯Ｌａの両
端電圧とコンデンサＣ１のインピーダンスにより放電灯
Ｌａのフィラメント電流の大きさが決まり、先行予熱中
はインバータ回路ＩＮＶの駆動周波数を相対的に高くし
て短時間に大きなフィラメント電流を得るものである。

【０１７８】なお、図２９に示すように、放電灯Ｌａの
各フィラメントにそれぞれコンデンサＣ３１とトランス
Ｔの２次側の予熱巻線とで構成される予熱回路３１を接
続してもよく、この電源装置では放電灯Ｌａの両端電圧
によらずフィラメントの予熱を最適に行うことができ
る。ここで、コンデンサＣ１はトランスＴの１次側に設
けてもよいことは勿論である。

【０１７９】本実施形態では、トランスＴとして昇圧ト
ランスを用いれば、例えば図３６に示すようなランプ電
圧の高い環形蛍光灯を容易に始動・安定点灯させること
ができ、フィラメント予熱条件を満足することも容易に
なる。

【０１８０】なお、実施形態３において本実施形態の技
術思想を適用してもよい。

【０１８１】

【発明の効果】請求項１の発明は、平滑コンデンサと、
該平滑コンデンサの両端間に接続され互いに逆並列接続
されたダイオードを有する一対のスイッチング素子が直
列接続された第１の直列回路と、前記平滑コンデンサの
両端間に接続され互いに逆並列接続されたダイオードを
有する一対のスイッチング素子が直列接続された第２の
直列回路と、ＬＣ共振回路および負荷を含み第１および
第２の直列回路をそれぞれ構成する各一対のスイッチン
グ素子の接続点間に接続された負荷回路とを備え、第１
の直列回路の少なくとも一方のスイッチング素子の両端
間に商用電源を整流した脈動電源がインダクタを介して
接続され、対角位置にあるスイッチング素子が同時にオ
ンになる期間を有し且つ第１および第２の直列回路を構
成する各一対のスイッチング素子同士が交互にオンオフ
される定常制御モードと、第２の直列回路を構成する一
対のスイッチング素子が交互にオンオフされ且つ第１の
直列回路のうち脈動電源が両端間に接続されたスイッチ
ング素子のオンオフを間欠的に停止し且つ第１の直列回
路の他方のスイッチング素子が対角位置にあるスイッチ
ング素子と同時にオンになる期間を有する入力電力制御
モードとを備えるので、脈動電源が両端間に接続された
スイッチング素子が上記インダクタとともに昇圧チョッ
パ回路の一部を構成し入力電流歪を低減することがで
き、また、負荷に必要な電力が変化しても入力電力制御
モードで動作させることで、脈動電源の両端間に接続さ
れたスイッチング素子のオンオフが間欠的に停止される
ことにより商用電源からの入力電流が流れる期間が減少
し平滑コンデンサの両端電圧が過剰に昇圧されることを
防止でき、脈動電源の両端間に接続されたスイッチング
素子の対角位置にあるスイッチング素子がオンオフされ
ることにより負荷回路に共振電流を流し続けることがで
きるから、入力電力を制御しながら負荷回路への供給電
力を制御することができて平滑コンデンサの両端電圧を
適切な値にすることができ、負荷へ必要な電力を安定し
て供給することができるという効果がある。

【０１８２】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、第１の直列回路の一方のスイッチング素子の両端間
に商用電源を整流した脈動電源がインダクタを介して接
続されているので、上記一方のスイッチング素子が昇圧
チョッパ回路の一部を構成し入力電流歪を改善する機能
を持たせることができるという効果がある。

【０１８３】請求項３の発明は、請求項１の発明におい
て、第１の直列回路の各スイッチング素子それぞれの両
端間に商用電源を整流した脈動電源がインダクタを介し
て接続され、上記入力電力制御モードは、商用電源が正
の半サイクルと負の半サイクルの期間とで停止されるス
イッチング素子が異なるので、第１の直列回路の各スイ
ッチング素子それぞれが昇圧チョッパ回路の一部を構成
し入力電流歪を改善する機能を持たせることができると
いう効果がある。

【０１８４】請求項４の発明は、平滑コンデンサと、該
平滑コンデンサの両端間に接続され互いに逆並列接続さ
れたダイオードを有する一対のスイッチング素子が直列
接続された第１の直列回路と、前記平滑コンデンサの両
端間に接続され互いに逆並列接続されたダイオードを有
する一対のスイッチング素子が直列接続された第２の直
列回路と、ＬＣ共振回路および負荷を含み第１および第
２の直列回路をそれぞれ構成する各一対のスイッチング
素子の接続点間に接続された負荷回路とを備え、第１の
直列回路の少なくとも一方のスイッチング素子の両端間
に商用電源を整流した脈動電源がインダクタを介して接
続され、対角位置にあるスイッチング素子が同時にオン
になる期間を有し且つ第１および第２の直列回路を構成
する各一対のスイッチング素子同士が交互にオンオフさ
れる定常制御モードと、対角位置にあるスイッチング素
子が同時にオンになる期間を有し且つ第１および第２の
直列回路を構成する各一対のスイッチング素子同士が交
互にオンオフされ且つ第１の直列回路のうち脈動電源が
両端間に接続されたスイッチング素子のオンデューティ
を制御する入力電力制御モードとを備えるので、脈動電
源が両端間に接続されたスイッチング素子が上記インダ
クタとともに昇圧チョッパ回路の一部を構成し入力電流
歪を低減することができ、また、負荷に必要な電力が変
化しても入力電力制御モードで動作させることで、脈動
電源の両端間に接続されたスイッチング素子のオンデュ
ーティが小さくなるように制御することにより商用電源
からの入力電流が流れる期間が減少し平滑コンデンサの
両端電圧が過剰に昇圧されることを防止でき、脈動電源
の両端間に接続されたスイッチング素子の対角位置にあ
るスイッチング素子がオンオフされることにより負荷回
路に共振電流を流し続けることができるから、入力電力
を制御しながら負荷回路への供給電力を制御することが
できて平滑コンデンサの両端電圧を適切な値にすること
ができ、負荷へ必要な電力を安定して供給することがで
きるという効果がある。

【０１８５】請求項５の発明は、請求項１ないし請求項
４の発明において、各スイッチング素子をオンオフさせ
る制御回路を備え、制御回路は、平滑コンデンサの両端
電圧値の大きさに応じて、脈動電源が接続されている側
のスイッチング素子が一定期間内にオンする回数を変化
させることにより平滑コンデンサの両端電圧を略設定値
に制御するので、平滑コンデンサの両端電圧を適切な値
に制御性良く制御することができるという効果がある。

【０１８６】請求項６の発明は、請求項１ないし請求項
４の発明において、各スイッチング素子をオンオフさせ
る制御回路を備え、制御回路は、平滑コンデンサの両端
電圧値の大きさに応じて、脈動電源が接続されているス
イッチング素子のオンデューティを変化させることによ
り平滑コンデンサの両端電圧を略設定値に制御するの
で、平滑コンデンサの両端電圧を適切な値に制御性良く
制御することができるという効果がある。

【０１８７】請求項７の発明は、請求項１ないし請求項
４の発明において、各スイッチング素子をオンオフさせ
る制御回路を備え、制御回路は、平滑コンデンサの両端
電圧値の大きさに応じて、脈動電源が接続されている側
のスイッチング素子の動作周波数を変化させることによ
り平滑コンデンサの両端電圧を略設定値に制御するの
で、平滑コンデンサの両端電圧を適切な値に制御性良く
制御することができるという効果がある。

【０１８８】請求項８の発明は、請求項１ないし請求項
４の発明において、各スイッチング素子をオンオフさせ
る制御回路を備え、制御回路は、脈動電源の実効値、瞬
時値、ピーク値のうちの１つの大きさに応じて、脈動電
源が接続されている側のスイッチング素子の動作を制御
することにより平滑コンデンサの両端電圧を略設定値に
制御するので、平滑コンデンサの両端電圧を適切な値に
制御性良く制御することができるという効果がある。

【０１８９】請求項９の発明は、請求項１ないし請求項
５の発明において、各スイッチング素子をオンオフさせ
る制御回路を備え、制御回路は、脈動電源が接続されて
いる側のスイッチング素子の動作を切り換えることによ
り平滑コンデンサの両端電圧を略設定値に制御する際
に、平滑コンデンサの両端電圧が第１の所定値に達する
と上記両端電圧の上昇を抑制するように脈動電源が接続
されている側のスイッチング素子の動作を切り換え、平
滑コンデンサの両端電圧が第２の所定値に達すると上記
両端電圧が上昇するように脈動電源が接続されている側
のスイッチング素子の動作を切り換えるので、脈動電源
が接続されている側のスイッチング素子の動作を切り換
える電圧にヒステリシスを付与することができるか、ノ
イズによる誤動作を少なくすることができ、平滑コンデ
ンサの両端電圧を適切な値に制御性良く制御することが
できるという効果がある。

【０１９０】請求項１０の発明は、請求項１ないし請求
項５の発明において、各スイッチング素子をオンオフさ
せる制御回路を備え、制御回路は、電源投入後に平滑コ
ンデンサの両端電圧値が所定値に到達するまでの期間
は、平滑コンデンサの両端電圧値の大きさに応じて脈動
電源が接続されている側のスイッチング素子の一定期間
内のオン回数を変化させることにより平滑コンデンサの
両端電圧を略設定値に制御するので、平滑コンデンサの
両端電圧を比較的短い時間で所望の電圧値まで上昇させ
ることができ、安定で信頼性の高い動作が可能になると
いう効果がある。

【０１９１】請求項１１の発明は、請求項１ないし請求
項５の発明において、各スイッチング素子をオンオフさ
せる制御回路を備え、制御回路は、電源投入からの経過
時間に応じて、脈動電源が接続されている側のスイッチ
ング素子の動作を制御することにより平滑コンデンサの
両端電圧を略設定値に制御するので、平滑コンデンサの
両端電圧を比較的短い時間で所望の電圧値まで上昇させ
ることができ、安定で信頼性の高い動作が可能になると
いう効果がある。

【０１９２】請求項１２の発明は、請求項１ないし請求
項５の発明において、各スイッチング素子をオンオフさ
せる制御回路を備え、制御回路は、電源投入後に平滑コ
ンデンサの両端電圧値が所定値に到達するまでの期間
は、平滑コンデンサの両端電圧値の大きさに応じて脈動
電源が接続されている側のスイッチング素子の一定期間
内のオン回数およびオンデューティを変化させることに
より平滑コンデンサの両端電圧を略設定値に制御するの
で、平滑コンデンサの両端電圧を比較的短い時間で所望
の電圧値まで上昇させることができ、安定で信頼性の高
い動作が可能になるという効果がある。

【０１９３】請求項１３の発明は、請求項１ないし請求
項１２の発明において、負荷が放電灯なので、予熱期
間、点灯後などの放電灯の状態に関わらず適切な平滑コ
ンデンサの両端電圧を得ることができ、放電灯に必要な
電力を安定して供給することができるという効果があ
る。

【０１９４】請求項１４の発明は、請求項１３の発明に
おいて、上記放電灯は、定格ランプ電力が略９７Ｗ、定
格ランプ電流が略０．４３Ａ、ランプ電圧が略２２９Ｖ
の環形蛍光灯であるので、このような高出力の蛍光灯に
必要な電力を安定して供給することができ、高出力の蛍
光灯を安定して点灯させることができるという効果があ
る。

【０１９５】請求項１５の発明は、請求項１３の発明に
おいて、上記放電灯は、定格ランプ電力が略６８Ｗ、定
格ランプ電流が略０．４３Ａ、ランプ電圧が略１６０Ｖ
の環形蛍光灯であるので、このような高出力の蛍光灯に
必要な電力を安定して供給することができ、高出力の蛍
光灯を安定して点灯させることができるという効果があ
る。

【０１９６】請求項１６の発明は、請求項１３の発明に
おいて、上記放電灯は、光路長が略１４００〜２５００
ｍｍ、管径が略１８〜２９ｍｍであるので、このような
光路長の長い放電灯に必要な電力を安定して供給するこ
とができ、安定して点灯させることができるという効果
がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施形態１を示す回路図である。

【図２】同上の動作説明図である。

【図３】同上の動作説明図である。

【図４】同上の動作説明図である。

【図５】同上の動作説明図である。

【図６】同上の他の構成例の回路図である。

【図７】同上の他の構成例の回路図である。

【図８】同上の他の構成例の回路図である。

【図９】同上の動作説明図である。

【図１０】同上の動作説明図である。

【図１１】実施形態３を示す回路図である。

【図１２】実施形態４の動作説明図である。

【図１３】実施形態５の動作説明図である。

【図１４】実施形態６の動作説明図である。

【図１５】実施形態７の動作説明図である。

【図１６】実施形態８を示す回路図である。

【図１７】実施形態９を示す回路図である。

【図１８】実施形態１０を示す回路図である。

【図１９】同上の動作説明図である。

【図２０】実施形態１１を示す回路図である。

【図２１】実施形態１２を示す回路図である。

【図２２】同上の動作説明図である。

【図２３】実施形態１３を示す回路図である。

【図２４】実施形態１４を示す回路図である。

【図２５】実施形態１５を示す回路図である。

【図２６】同上の動作説明図である。

【図２７】実施形態１６を示す回路図である。

【図２８】実施形態１７を示す回路図である。

【図２９】同上の他の構成例を示す回路図である。

【図３０】従来例を示す回路図である。

【図３１】同上の制御回路の回路図である。

【図３２】同上の動作説明図である。

【図３３】同上の動作説明図である。

【図３４】他の従来例を示す回路図である。

【図３５】同上の動作説明図である。

【図３６】（ａ）は放電灯の外観図、（ｂ）は（ａ）の
要部説明図である。

【符号の説明】

Ｌａ放電灯Ｌ０インダクタＬ１インダクタＣ０平滑コンデンサＣ１コンデンサＩＮＶインバータ回路Ｚ負荷回路Ｑ１〜Ｑ４スイッチング素子Ｄ１〜Ｄ４ダイオードＶｓ商用電源ＤＢ整流回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者鳴尾誠浩大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内 (72)発明者堀和宇大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内 (72)発明者大西雅人大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内Ｆターム(参考） 3K072 AA02 BA03 BB01 BC01 BC03 CA11 CA16 DB03 DD04 EA07 FA05 GA03 GB18 GC04 HA06 HA10 5H007 BB03 CA02 CB05 CB09 CC01 CC07 DB01 DC05

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】平滑コンデンサと、該平滑コンデンサの
両端間に接続され互いに逆並列接続されたダイオードを
有する一対のスイッチング素子が直列接続された第１の
直列回路と、前記平滑コンデンサの両端間に接続され互
いに逆並列接続されたダイオードを有する一対のスイッ
チング素子が直列接続された第２の直列回路と、ＬＣ共
振回路および負荷を含み第１および第２の直列回路をそ
れぞれ構成する各一対のスイッチング素子の接続点間に
接続された負荷回路とを備え、第１の直列回路の少なく
とも一方のスイッチング素子の両端間に商用電源を整流
した脈動電源がインダクタを介して接続され、対角位置
にあるスイッチング素子が同時にオンになる期間を有し
且つ第１および第２の直列回路を構成する各一対のスイ
ッチング素子同士が交互にオンオフされる定常制御モー
ドと、第２の直列回路を構成する一対のスイッチング素
子が交互にオンオフされ且つ第１の直列回路のうち脈動
電源が両端間に接続されたスイッチング素子のオンオフ
を間欠的に停止し且つ第１の直列回路の他方のスイッチ
ング素子が対角位置にあるスイッチング素子と同時にオ
ンになる期間を有する入力電力制御モードとを備えるこ
とを特徴とする電源装置。
【請求項２】第１の直列回路の一方のスイッチング素
子の両端間に商用電源を整流した脈動電源がインダクタ
を介して接続されてなることを特徴とする請求項１記載
の電源装置。
【請求項３】第１の直列回路の各スイッチング素子そ
れぞれの両端間に商用電源を整流した脈動電源がインダ
クタを介して接続され、上記入力電力制御モードは、商
用電源が正の半サイクルと負の半サイクルの期間とで間
欠的に停止されるスイッチング素子が異なることを特徴
とする請求項１記載の電源装置。
【請求項４】平滑コンデンサと、該平滑コンデンサの
両端間に接続され互いに逆並列接続されたダイオードを
有する一対のスイッチング素子が直列接続された第１の
直列回路と、前記平滑コンデンサの両端間に接続され互
いに逆並列接続されたダイオードを有する一対のスイッ
チング素子が直列接続された第２の直列回路と、ＬＣ共
振回路および負荷を含み第１および第２の直列回路をそ
れぞれ構成する各一対のスイッチング素子の接続点間に
接続された負荷回路とを備え、第１の直列回路の少なく
とも一方のスイッチング素子の両端間に商用電源を整流
した脈動電源がインダクタを介して接続され、対角位置
にあるスイッチング素子が同時にオンになる期間を有し
且つ第１および第２の直列回路を構成する各一対のスイ
ッチング素子同士が交互にオンオフされる定常制御モー
ドと、対角位置にあるスイッチング素子が同時にオンに
なる期間を有し且つ第１および第２の直列回路を構成す
る各一対のスイッチング素子同士が交互にオンオフされ
且つ第１の直列回路のうち脈動電源が両端間に接続され
たスイッチング素子のオンデューティを制御する入力電
力制御モードとを備えることを特徴とする電源装置。
【請求項５】各スイッチング素子をオンオフさせる制
御回路を備え、制御回路は、平滑コンデンサの両端電圧
値の大きさに応じて、脈動電源が接続されている側のス
イッチング素子が一定期間内にオンする回数を変化させ
ることにより平滑コンデンサの両端電圧を略設定値に制
御することを特徴とする請求項１ないし請求項４のいず
れかに記載の電源装置。
【請求項６】各スイッチング素子をオンオフさせる制
御回路を備え、制御回路は、平滑コンデンサの両端電圧
値の大きさに応じて、脈動電源が接続されているスイッ
チング素子のオンデューティを変化させることにより平
滑コンデンサの両端電圧を略設定値に制御することを特
徴とする請求項１ないし請求項４のいずれかに記載の電
源装置。
【請求項７】各スイッチング素子をオンオフさせる制
御回路を備え、制御回路は、平滑コンデンサの両端電圧
値の大きさに応じて、脈動電源が接続されている側のス
イッチング素子の動作周波数を変化させることにより平
滑コンデンサの両端電圧を略設定値に制御することを特
徴とする請求項１ないし請求項４のいずれかに記載の電
源装置。
【請求項８】各スイッチング素子をオンオフさせる制
御回路を備え、制御回路は、脈動電源の実効値、瞬時
値、ピーク値のうちの１つの大きさに応じて、脈動電源
が接続されている側のスイッチング素子の動作を制御す
ることにより平滑コンデンサの両端電圧を略設定値に制
御することを特徴とする請求項１ないし請求項４のいず
れかに記載の電源装置。
【請求項９】各スイッチング素子をオンオフさせる制
御回路を備え、制御回路は、脈動電源が接続されている
側のスイッチング素子の動作を切り換えることにより平
滑コンデンサの両端電圧を略設定値に制御する際に、平
滑コンデンサの両端電圧が第１の所定値に達すると上記
両端電圧の上昇を抑制するように脈動電源が接続されて
いる側のスイッチング素子の動作を切り換え、平滑コン
デンサの両端電圧が第２の所定値に達すると上記両端電
圧が上昇するように脈動電源が接続されている側のスイ
ッチング素子の動作を切り換えることを特徴とする請求
項１ないし請求項４のいずれかに記載の電源装置。
【請求項１０】各スイッチング素子をオンオフさせる
制御回路を備え、制御回路は、電源投入後に平滑コンデ
ンサの両端電圧値が所定値に到達するまでの期間は、平
滑コンデンサの両端電圧値の大きさに応じて脈動電源が
接続されている側のスイッチング素子の一定期間内のオ
ン回数を変化させることにより平滑コンデンサの両端電
圧を略設定値に制御することを特徴とする請求項１ない
し請求項５のいずれかに記載の電源装置。
【請求項１１】各スイッチング素子をオンオフさせる
制御回路を備え、制御回路は、電源投入からの経過時間
に応じて、脈動電源が接続されている側のスイッチング
素子の動作を制御することにより平滑コンデンサの両端
電圧を略設定値に制御することを特徴とする請求項１な
いし請求項５のいずれかに記載の電源装置。
【請求項１２】各スイッチング素子をオンオフさせる
制御回路を備え、制御回路は、電源投入後に平滑コンデ
ンサの両端電圧値が所定値に到達するまでの期間は、平
滑コンデンサの両端電圧値の大きさに応じて脈動電源が
接続されている側のスイッチング素子の一定期間内のオ
ン回数およびオンデューティを変化させることにより平
滑コンデンサの両端電圧を略設定値に制御することを特
徴とする請求項１ないし請求項５のいずれかに記載の電
源装置。
【請求項１３】上記負荷は、放電灯であることを特徴
とする請求項１ないし請求項１２のいずれかに記載の電
源装置。
【請求項１４】上記放電灯は、定格ランプ電力が略９
７Ｗ、定格ランプ電流が略０．４３Ａ、ランプ電圧が略
２２９Ｖの環形蛍光灯であることを特徴とする請求項１
３記載の電源装置。
【請求項１５】上記放電灯は、定格ランプ電力が略６
８Ｗ、定格ランプ電流が略０．４３Ａ、ランプ電圧が略
１６０Ｖの環形蛍光灯であることを特徴とする請求項１
３記載の電源装置。
【請求項１６】上記放電灯は、光路長が略１４００〜
２５００ｍｍ、管径が略１８〜２９ｍｍであることを特
徴とする請求項１３記載の電源装置。