JP2001127567A - High frequency power amplifier - Google Patents
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は携帯電話を始めとす
る移動体通信機等においてマイクロ波帯等の高周波電力
の増幅に使用される高周波用電力増幅器に関するもので
ある。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a high frequency power amplifier used for amplifying high frequency power in a microwave band or the like in a mobile communication device such as a portable telephone.
【０００２】[0002]
【従来の技術】近年、携帯電話を始めとする移動体通信
機等に使用される半導体デバイスや電子部品に対する小
型化・軽量化の要求が強くなっており、中でも、これら
の機器においてマイクロ波帯等の高周波信号を送信する
ために増幅する高周波用電力増幅器に対する高効率化・
小型化・軽量化の要求がますます強くなっている。2. Description of the Related Art In recent years, there has been a strong demand for miniaturization and weight reduction of semiconductor devices and electronic components used in mobile communication devices such as mobile phones. High efficiency for high frequency power amplifiers that amplify to transmit high frequency signals such as
There is an increasing demand for miniaturization and weight reduction.
【０００３】このような高周波用電力増幅器の回路設計
に当たっては、たとえば高周波増幅部としての高周波ト
ランジスタを中心として構成される出力部回路につい
て、高周波信号の基本波の周波数成分だけでなく高調波
の周波数成分まで考慮して設計することにより、基本波
だけを考慮して設計する場合に比べて高周波用電力増幅
器をより高効率で動作させることができることから、こ
のような設計による高周波用電力増幅器が実際に使用さ
れるようになっている。In designing the circuit of such a high-frequency power amplifier, for example, for an output circuit mainly composed of a high-frequency transistor as a high-frequency amplifier, not only the frequency component of the fundamental wave of the high-frequency signal but also the frequency of the harmonic wave By designing in consideration of the components, the high-frequency power amplifier can be operated with higher efficiency than in the case of designing only with the fundamental wave. It has been used for.
【０００４】そして、高周波用電力増幅器において高周
波増幅部として使用される高周波トランジスタの出力端
である出力電極に対し、基本波の周波数でのインピーダ
ンス整合をとることに加えて、基本波の周波数の偶数倍
の周波数の高調波成分に対してインピーダンスを零にす
るという最適効率条件を実現することが提案されてい
る。In addition to matching the impedance at the frequency of the fundamental wave with the output electrode, which is the output terminal of the high-frequency transistor used as the high-frequency amplifier in the high-frequency power amplifier, an even number of the fundamental wave frequency is used. It has been proposed to realize an optimum efficiency condition that the impedance is reduced to zero with respect to a harmonic component of a double frequency.
【０００５】そのような高調波制御回路を行なった従来
の高周波用電力増幅器の回路構成の例を図４に回路図で
示す。図４において、高周波用電力増幅器１は所定の値
の比誘電率を有する誘電体基板（図示せず）上に構成さ
れている。Ｑ１は電力増幅を行なう電力増幅部としての
高周波トランジスタであり、ここでは電界効果トランジ
スタ（ＦＥＴ）を用いた例を示す。２は入力整合回路で
あり、高周波トランジスタＱ１の入力電極であるゲート
電極に接続された、高周波信号の基本周波数に対してイ
ンピーダンス整合をとるものである。また、３は高周波
トランジスタＱ１の出力電極であるドレイン電極に接続
された出力整合回路である。FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of a circuit configuration of a conventional high-frequency power amplifier that performs such a harmonic control circuit. In FIG. 4, the high-frequency power amplifier 1 is formed on a dielectric substrate (not shown) having a specific dielectric constant of a predetermined value. Q1 is a high-frequency transistor as a power amplifying unit for performing power amplification. Here, an example using a field effect transistor (FET) is shown. Reference numeral 2 denotes an input matching circuit, which performs impedance matching with respect to a fundamental frequency of a high-frequency signal connected to a gate electrode serving as an input electrode of the high-frequency transistor Q1. Reference numeral 3 denotes an output matching circuit connected to a drain electrode which is an output electrode of the high-frequency transistor Q1.
【０００６】入力整合回路２には、入力端子４に接続さ
れる入力回路（図示せず）とのインピーダンス整合を最
適なものとするための分布定数線路、例えば入力側マイ
クロストリップ線路Ｌ１が用いられ、高周波トランジス
タＱ１のゲート電極と入力端子４との間には入力側直流
阻止コンデンサＣ１が接続されている。また、入力側マ
イクロストリップ線路Ｌ１は、抵抗Ｒ１を介してゲート
バイアス電圧供給端子５が接続されており、入力整合用
コンデンサＣ２を介して接地されている。As the input matching circuit 2, a distributed constant line for optimizing impedance matching with an input circuit (not shown) connected to the input terminal 4, for example, an input side microstrip line L1 is used. An input side DC blocking capacitor C1 is connected between the gate electrode of the high frequency transistor Q1 and the input terminal 4. The input side microstrip line L1 is connected to a gate bias voltage supply terminal 5 via a resistor R1, and is grounded via an input matching capacitor C2.
【０００７】一方、出力整合回路３には、出力端子６に
接続される外部回路（図示せず）とのインピーダンス整
合を最適なものとして所望の出力特性に整合をとるため
の分布定数線路、例えば出力側マイクロストリップ線路
Ｌ２が用いられ、高周波トランジスタＱ１のドレイン電
極と出力端子６との間には出力側直流阻止コンデンサＣ
３が接続されている。On the other hand, the output matching circuit 3 has a distributed constant line, such as a distributed constant line, for optimizing impedance matching with an external circuit (not shown) connected to the output terminal 6 and matching the output characteristics. An output side microstrip line L2 is used, and an output side DC blocking capacitor C is provided between the drain electrode of the high frequency transistor Q1 and the output terminal 6.
3 are connected.
【０００８】また、出力側マイクロストリップ線路Ｌ２
と高周波トランジスタＱ１のドレイン電極との間には、
接地に対して直列に接続されたマイクロストリップ線路
Ｌ３とコンデンサＣ４とからなる２次高調波出力制御回
路７が接続されている。この２次高調波出力制御回路７
は、高周波信号の２次高調波に対する出力インピーダン
スを基本波に対する出力インピーダンスに影響を与える
ことなく独立して制御することができるものである。The output side microstrip line L2
And the drain electrode of the high-frequency transistor Q1
A second harmonic output control circuit 7 including a microstrip line L3 and a capacitor C4 connected in series to the ground is connected. This second harmonic output control circuit 7
Can independently control the output impedance of the high-frequency signal with respect to the second harmonic without affecting the output impedance with respect to the fundamental wave.
【０００９】そして、出力端子６と出力側直流阻止コン
デンサＣ３との間には出力整合用コンデンサＣ５が接続
され、これを介して接地されている。これら出力側マイ
クロストリップ線路Ｌ２・出力整合用コンデンサＣ５お
よび２次高調波出力制御回路７により出力整合回路３が
構成されている。An output matching capacitor C5 is connected between the output terminal 6 and the output side DC blocking capacitor C3, and is grounded via this. The output-side microstrip line L2, the output-matching capacitor C5, and the second-harmonic output control circuit 7 constitute an output matching circuit 3.
【００１０】また、高周波トランジスタＱ１のドレイン
電極には、これに直流電流を供給するためのバイアス回
路として、分布定数線路であるドレインマイクロストリ
ップ線路Ｌ４を介してドレインバイアス供給端子８が、
出力側マイクロストリップ線路Ｌ２との間に接続される
等の形式で接続されている。なお、このドレインマイク
ロストリップ線路Ｌ４は、通常は基本周波数の４分の１
波長の長さになるようにして高周波トランジスタＱ１の
ドレイン側から見てインピーダンスが無限大に見えるよ
うにするか、あるいは回路のインピーダンスから見て無
視できるほどの大きなインピーダンスとなる線路長に設
定されているが、ここでは、高周波信号の３次高調波に
対する出力インピーダンスを、基本波に対する出力イン
ピーダンスに影響を与えることなく独立して制御するこ
とができ、３次高調波出力制御回路として機能するもの
である。A drain bias supply terminal 8 is connected to the drain electrode of the high-frequency transistor Q1 through a drain microstrip line L4, which is a distributed constant line, as a bias circuit for supplying a DC current thereto.
They are connected in such a way that they are connected to the output side microstrip line L2. Note that this drain microstrip line L4 is usually a quarter of the fundamental frequency.
Either the length of the wavelength is set so that the impedance looks infinite from the drain side of the high-frequency transistor Q1, or the line length is set to a negligible impedance when viewed from the impedance of the circuit. However, here, the output impedance for the third harmonic of the high-frequency signal can be independently controlled without affecting the output impedance for the fundamental wave, and it functions as a third harmonic output control circuit. is there.
【００１１】従来の高周波用電力増幅器１においては、
このような構成により、高周波信号の基本周波数に対す
る出力インピーダンス整合をとりつつ、２次高調波に対
する出力インピーダンスを制御し、さらに３次高調波に
対する出力インピーダンスも制御することによって、高
効率化を図っていた。In the conventional high frequency power amplifier 1,
With such a configuration, the output impedance for the second harmonic is controlled while the output impedance for the fundamental frequency of the high-frequency signal is matched, and the output impedance for the third harmonic is also controlled, thereby achieving higher efficiency. Was.
【００１２】[0012]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図４に
示した従来の高周波用電力増幅器１によれば、ドレイン
マイクロストリップ線路Ｌ４によりその線路長を変えて
３次高調波に対する出力インピーダンスを制御すると、
それにつれて２次高調波に対する出力インピーダンスも
変化してしまうため、それに応じて２次高調波出力制御
回路７も調整しなければならなくなってしまうという問
題点があった。However, according to the conventional high frequency power amplifier 1 shown in FIG. 4, if the output impedance with respect to the third harmonic is controlled by changing the length of the drain microstrip line L4,
As the output impedance changes with respect to the second harmonic, the second harmonic output control circuit 7 must be adjusted accordingly.
【００１３】本発明は上記事情に鑑みて案出されたもの
であり、その目的は、高周波増幅部への直流電流を供給
するためのバイアス回路により、２次高調波に対する出
力インピーダンスを変化させることなく３次高調波に対
する出力インピーダンスを制御することができ、小型化
の要求にも対応可能な高調波制御機能を有する高周波用
電力増幅器を提供することにある。The present invention has been made in view of the above circumstances, and has as its object to change the output impedance with respect to the second harmonic by using a bias circuit for supplying a direct current to a high-frequency amplifier. It is an object of the present invention to provide a high-frequency power amplifier having a harmonic control function capable of controlling the output impedance with respect to the third harmonic without a need and reducing the size.
【００１４】[0014]
【課題を解決するための手段】本発明の高周波用電力増
幅器は、入力電極からの高周波信号を増幅して出力電極
より送出する高周波増幅部と、前記入力電極に接続さ
れ、前記高周波信号の基本周波数に対してインピーダン
ス整合をとるための入力整合回路と、前記出力電極に接
続された出力整合回路と、前記出力電極に接続された、
途中で分割された分布定数線路およびその分割部に直列
接続されたインダクタから成る直流電流を供給するため
のバイアス回路とを具備し、前記分布定数線路は、前記
分割部の信号伝送方向の間隔を前記高周波信号の３次高
調波に対するオープンエンド補正長としてあることを特
徴とするものである。According to the present invention, there is provided a high-frequency power amplifier for amplifying a high-frequency signal from an input electrode and transmitting the amplified signal from an output electrode; a high-frequency amplifier connected to the input electrode; An input matching circuit for impedance matching with frequency, an output matching circuit connected to the output electrode, and connected to the output electrode,
A bias circuit for supplying a DC current comprising a distributed constant line divided in the middle and an inductor connected in series to the divided portion, wherein the distributed constant line has an interval in the signal transmission direction of the divided portion. An open-end correction length for a third harmonic of the high-frequency signal is provided.
【００１５】本発明の高周波用電力増幅器によれば、高
周波増幅部の出力電極に直流電流を供給するバイアス回
路を、途中で分割された分布定数線路と、その分割部に
直列接続されたインダクタとから成るものとし、さらに
分割部の信号伝送方向の間隔を前記高周波入力信号の３
次高調波に対するオープンエンド補正長としてあること
から、このインダクタのインダクタンスを、分布定数線
路のオープンエンドからそのインダクタ側を見たインピ
ーダンスを３次高調波に対して無限大もしくは回路のイ
ンピーダンスから見て無視できるほどの大きなインピー
ダンスとなるように設定することにより、高周波信号の
３次高調波はインダクタには伝播しなくなり、３次高調
波に対する出力インピーダンスはオープンエンド補正長
の間隔を介して直結状態にある信号伝送方向の線路によ
り調整することができるとともに、２次高調波に対する
出力インピーダンスもバイアス回路の分布定数線路およ
びインダクタにより調整することができるため、このバ
イアス回路により２次高調波に対する出力インピーダン
スを変化させることなく３次高調波に対する出力インピ
ーダンスを調整して制御することができる。According to the high-frequency power amplifier of the present invention, a bias circuit for supplying a direct current to the output electrode of the high-frequency amplifier includes a distributed constant line divided in the middle, and an inductor connected in series to the divided portion. Further, the interval between the signal transmission directions of the division unit is set to 3 of the high frequency input signal.
Since it is the open-end correction length for the second harmonic, the inductance of this inductor can be calculated by looking at the impedance of the inductor from the open end of the distributed constant line as infinity for the third harmonic or the impedance of the circuit. By setting the impedance to be so large that it can be ignored, the third harmonic of the high-frequency signal does not propagate to the inductor, and the output impedance for the third harmonic is directly connected via the interval of the open-end correction length. The output impedance for the second harmonic can be adjusted by the line in a certain signal transmission direction and the output impedance for the second harmonic can also be adjusted by the distributed constant line of the bias circuit and the inductor. Change It can be adjusted to control the output impedance for no third harmonic.
【００１６】[0016]
【発明の実施の形態】次に、本発明を添付図面に基づき
説明する。Next, the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.
【００１７】図１は本発明の高周波用電力増幅器の実施
の形態の一例の回路構成を示す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing a circuit configuration of an embodiment of a high-frequency power amplifier according to the present invention.
【００１８】図１において、本発明の高周波用電力増幅
器11は、所定の値の比誘電率を有する誘電体基板（図示
せず）上に構成されている。Ｑ11は電力増幅を行なう高
周波増幅部としての高周波トランジスタであり、例えば
数百ＭＨｚから数ＧＨｚといった分布定数線路が適用で
きる周波数範囲において用いられる増幅部である。ここ
では電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いた例を示
す。12は入力整合回路であり、高周波トランジスタＱ11
の入力電極であるゲート電極に接続された、高周波信号
の基本周波数に対してインピーダンス整合をとるための
ものである。また、13は高周波トランジスタＱ11の出力
電極であるドレイン電極に接続された出力整合回路であ
る。In FIG. 1, a high-frequency power amplifier 11 of the present invention is formed on a dielectric substrate (not shown) having a specific dielectric constant of a predetermined value. Q11 is a high-frequency transistor as a high-frequency amplifier that performs power amplification, and is an amplifier used in a frequency range such as several hundred MHz to several GHz where a distributed constant line can be applied. Here, an example using a field effect transistor (FET) is shown. Reference numeral 12 denotes an input matching circuit, which is a high-frequency transistor Q11.
This is for impedance matching with respect to the fundamental frequency of the high-frequency signal, which is connected to the gate electrode as the input electrode. Reference numeral 13 denotes an output matching circuit connected to a drain electrode which is an output electrode of the high-frequency transistor Q11.
【００１９】入力整合回路12には、入力端子14に接続さ
れる入力回路（図示せず）とのインピーダンス整合を最
適なものとするための分布定数線路、例えば入力側マイ
クロストリップ線路Ｌ11を用いている。高周波トランジ
スタＱ11のゲート電極と入力端子14との間には、この高
周波電力増幅器と他の回路との直流成分を遮断するため
のデカップリングコンデンサである入力側直流阻止コン
デンサＣ11が接続されている。また、入力側マイクロス
トリップ線路Ｌ11は、抵抗Ｒ11を介してゲートバイアス
電圧供給端子15が接続されており、入力整合用コンデン
サＣ12を介して接地されている。The input matching circuit 12 uses a distributed constant line for optimizing impedance matching with an input circuit (not shown) connected to the input terminal 14, for example, an input side microstrip line L11. I have. Between the gate electrode of the high-frequency transistor Q11 and the input terminal 14, an input-side DC blocking capacitor C11, which is a decoupling capacitor for cutting off a DC component between the high-frequency power amplifier and other circuits, is connected. The input side microstrip line L11 is connected to a gate bias voltage supply terminal 15 via a resistor R11, and is grounded via an input matching capacitor C12.
【００２０】一方、出力整合回路13には、出力端子16に
接続される外部回路（図示せず）とのインピーダンス整
合を最適なものとして所望の出力特性、例えば歪み特性
・出力電力・消費電流等を単独であるいは同時に満足す
るように整合を取るための分布定数線路、例えば出力側
マイクロストリップ線路Ｌ12を用いている。高周波トラ
ンジスタＱ11のドレイン電極と出力端子16との間には、
この高周波用電力増幅器と他の回路との直流成分を遮断
するためのデカップリングコンデンサである出力側直流
阻止コンデンサＣ13が接地されている。On the other hand, the output matching circuit 13 optimizes impedance matching with an external circuit (not shown) connected to the output terminal 16 to obtain desired output characteristics, such as distortion characteristics, output power, and current consumption. Are used alone or at the same time, and a distributed constant line for matching, for example, an output side microstrip line L12 is used. Between the drain electrode of the high-frequency transistor Q11 and the output terminal 16,
An output side DC blocking capacitor C13, which is a decoupling capacitor for blocking a DC component between the high frequency power amplifier and another circuit, is grounded.
【００２１】また、出力側マイクロストリップ線路Ｌ12
と高周波トランジスタＱ11のドレイン電極との間には、
接地に対して直列接続されたマイクロストリップ線路Ｌ
13とコンデンサＣ14とからなる２次高調波出力制御回路
17が接続されている。この２次高調波出力制御回路17
は、高周波信号の２次高調波に対する出力インピーダン
スを基本波に対する出力インピーダンスに影響を与える
ことなく独立して制御することができるものである。The output side microstrip line L12
And the drain electrode of the high-frequency transistor Q11,
Microstrip line L connected in series to ground
2nd harmonic output control circuit consisting of 13 and capacitor C14
17 is connected. This second harmonic output control circuit 17
Can independently control the output impedance of the high-frequency signal with respect to the second harmonic without affecting the output impedance with respect to the fundamental wave.
【００２２】そして、出力端子16と出力側直流阻止コン
デンサＣ13との間には出力整合用コンデンサＣ15が接続
され、これを介して接地されている。これら出力側マイ
クロストリップ線路Ｌ12・出力整合用コンデンサＣ15お
よび２次高調波出力制御回路17により出力整合回路13が
構成されている。An output matching capacitor C15 is connected between the output terminal 16 and the output side DC blocking capacitor C13, and is grounded via this. The output side microstrip line L12, the output matching capacitor C15, and the second harmonic output control circuit 17 constitute an output matching circuit 13.
【００２３】また、高周波トランジスタＱ11のドレイン
電極には、これに直流電流を供給するためのバイアス回
路として、途中で分割された分布定数線路であるドレイ
ンマイクロストリップ線路Ｌ14・Ｌ15、およびその分割
部に直列接続されたインダクタＬ16を介してドレインバ
イアス供給端子18が、出力マイクロストリップ線路Ｌ12
との間に接続される等の形式で接続されている。The drain electrode of the high-frequency transistor Q11 is connected to a drain microstrip line L14 / L15, which is a distributed constant line divided in the middle, as a bias circuit for supplying a DC current to the drain electrode, and to a divided portion thereof. A drain bias supply terminal 18 is connected to an output microstrip line L12 via an inductor L16 connected in series.
Are connected in such a form as to be connected between them.
【００２４】そして、本発明の高周波用電力増幅器11に
おいては、直流電流を供給するためのバイアス回路を構
成するドレインマイクロストリップ線路Ｌ14・Ｌ15にイ
ンダクタＬ16を直列接続するとともに、ドレインマイク
ロストリップ線路Ｌ14・Ｌ15の分割部の信号伝送方向の
間隔ｄを高周波信号の３次高調波に対するオープンエン
ド補正長としてあることを特徴とする。これにより、こ
のバイアス回路のドレインマイクロストリップ線路Ｌ15
からインダクタＬ16側を見たときのインピーダンスを３
次高調波に対して無限大もしくは回路のインピーダンス
から見て無視できるほどの大きなインピーダンスとなる
ようにインダクタＬ16のインダクタンスを設定すること
で、このバイアス回路によって、２次高調波に対する出
力インピーダンスを変化させることなく３次高調波に対
する出力インピーダンスを精度良く調整して制御するこ
とができるものとなる。In the high frequency power amplifier 11 of the present invention, an inductor L16 is connected in series to the drain microstrip lines L14 and L15 constituting a bias circuit for supplying a direct current, and the drain microstrip lines L14 and L15 are connected to each other. The interval d in the signal transmission direction of the dividing portion of L15 is set as an open end correction length for the third harmonic of the high frequency signal. Thereby, the drain microstrip line L15 of this bias circuit is
The impedance when looking at the inductor L16 side from
By setting the inductance of the inductor L16 such that the impedance is infinite with respect to the second harmonic or negligible as viewed from the impedance of the circuit, the output impedance with respect to the second harmonic is changed by this bias circuit. Thus, the output impedance with respect to the third harmonic can be accurately adjusted and controlled.
【００２５】ここで、バイアス回路として、図３に示す
ようにインダクタＬ16の代わりにマイクロストリップ線
路Ｌを用いて本発明のバイアス回路と同様の作用効果を
得ようとすると、図３中に斜線を施して示したマイクロ
ストリップ線路Ｌは、例えば、直流電流を供給するため
のバイアス回路が形成された誘電体基板の高さ（厚み）
ｈ＝１ｍｍ、誘電体基板の誘電率εr ＝10、ドレインマ
イクロストリップ線路Ｌ14・Ｌ15の線路幅ｗ＝0.5 ｍｍ
の場合であれば、Ｌの線路長として約30ｍｍとなって、
非常に長い線路を形成する必要があるものとなり、誘電
体基板上でかなりの面積を占めるバイアス回路が必要と
なるので、高周波用電力増幅器に求められる小型化の要
求に対して満足できないという点で不利なものとなる。Here, if a microstrip line L is used in place of the inductor L16 as a bias circuit as shown in FIG. 3 to obtain the same operation and effect as the bias circuit of the present invention, hatched lines in FIG. The microstrip line L shown is, for example, the height (thickness) of a dielectric substrate on which a bias circuit for supplying a direct current is formed.
h = 1 mm, permittivity ε r of the dielectric substrate = 10, line width w of drain microstrip lines L14 and L15 = 0.5 mm
In the case of, the line length of L is about 30 mm,
Since it is necessary to form a very long line and a bias circuit that occupies a considerable area on the dielectric substrate, it cannot satisfy the demand for miniaturization required for high-frequency power amplifiers. It is disadvantageous.
【００２６】これに対し、本発明のようにドレインマイ
クロストリップ線路Ｌ14・Ｌ15の分割部にインダクタＬ
16を直列接続して、Ｌ15からインダクタＬ16側を見たと
きのインピーダンスを３次高調波に対して無限大もしく
は回路のインピーダンスから見て無視できるほどの大き
なインピーダンスとなるようにインダクタＬ16のインダ
クタンスを設定することで、高周波用電力増幅器に求め
られる小型化の要求にも対応させることができるものと
なる。また、２次高調波を制御するためにはインダクタ
Ｌ16を変更してインダクタンスを調整するだけで良いた
め、容易に高精度な２次高調波の調整が可能となる。On the other hand, as in the present invention, the inductor L is provided in the divided portion of the drain microstrip lines L14 and L15.
16 are connected in series, and the inductance of the inductor L16 when viewed from the inductor L16 side to the third harmonic is infinite with respect to the third harmonic or is large enough to be negligible when viewed from the impedance of the circuit. By setting, it is possible to meet the demand for downsizing required for the high-frequency power amplifier. Further, in order to control the second harmonic, it is only necessary to change the inductor L16 and adjust the inductance, so that it is possible to easily adjust the second harmonic with high accuracy.
【００２７】また、バイアス回路は、図２（ａ）に示す
ようにインダクタＬ16ａとドレインマイクロストリップ
線路Ｌ14ａ・Ｌ15ａとが同一直線上に配置されていない
ものであっても良いし、図２（ｂ）のようにインダクタ
Ｌ16ｂとドレインマイクロストリップ線路Ｌ14ｂ・Ｌ15
ｂとが同一直線上に配置されていても良い。Further, the bias circuit may be one in which the inductor L16a and the drain microstrip lines L14a and L15a are not arranged on the same straight line as shown in FIG. ), The inductor L16b and the drain microstrip lines L14b and L15.
b may be arranged on the same straight line.
【００２８】なお、例えばインダクタＬ16として、高周
波回路によく用いられる、２枚の電極間に絶縁材を挟
み、その絶縁材の表面に導体の巻き線パターンを薄膜印
刷したチップインダクタを用いた場合、一般的なチップ
インダクタのサイズが長さ１ｍｍ×幅0.5 ｍｍ×高さ0.
5 ｍｍ程あるため、３次高調波に対するオープンエンド
補正長よりもそのチップサイズが大きい場合がある。こ
のような場合は図２（ａ）のように配置すれば良い。For example, in the case where a chip inductor in which an insulating material is interposed between two electrodes and a conductor winding pattern is thin-film-printed on the surface of the insulating material is used as the inductor L16. The size of a general chip inductor is 1mm long x 0.5mm wide x 0mm high.
Since the length is about 5 mm, the chip size may be larger than the open-end correction length for the third harmonic. In such a case, they may be arranged as shown in FIG.
【００２９】一方、インダクタＬ16に巻き線コイル等を
使用して，そのコイルの長さをオープンエンド補正長以
下にすることが可能な場合は、図２（ｂ）のような配置
にすることが望ましい。On the other hand, if it is possible to use a winding coil or the like for the inductor L16 and make the length of the coil less than the open-end correction length, the arrangement shown in FIG. desirable.
【００３０】ここで例えば、直流電流を供給するための
バイアス回路が形成された誘電体基板の高さ（厚み）ｈ
＝１ｍｍ・誘電体基板の誘電率εr ＝10・ドレインマイ
クロストリップ線路Ｌ14・Ｌ15の線路幅ｗ＝0.5 ｍｍの
場合であれば、３次高調波に対するオープンエンド補正
長Δｌは0.38ｍｍとなる。そこで、このドレインマイク
ロストリップ線路Ｌ14・Ｌ15において、その分割部にお
ける平行対向部の間隔ｄをそのオープン補正長Δｌとし
て、ｄ＝Δｌ＝0.38ｍｍと設定することにより、分割部
において平行対向部を介して対向するドレインマイクロ
ストリップ線路Ｌ14とＬ15とは３次高調波については直
結した状態となり、３次高調波から見た全線路長は、ド
レインマイクロストリップ線路をＬ14とＬ15とのように
分割しない場合に比べて短く見えることとなる。その結
果、ドレインマイクロストリップ線路Ｌ14・Ｌ15の２次
高調波に対する全線路長と３次高調波に対する全線路長
とを異ならせることができ、それら両全線路長の間でド
レインマイクロストリップ線路Ｌ14・Ｌ15の線路長を調
整することにより、ドレインマイクロストリップ線路Ｌ
14・Ｌ15およびインダクタＬ16から成るバイアス回路に
よって、この高周波用電力増幅器11において、従来の高
周波用電力増幅器１のように出力整合回路３や２次高調
波出力制御回路７等の他の構成部材を新たに調整せずと
も、２次高調波に対する出力インピーダンスを変化させ
ることなく３次高調波に対する出力インピーダンスを調
整して制御することができる。Here, for example, the height (thickness) h of a dielectric substrate on which a bias circuit for supplying a direct current is formed.
If the dielectric constant of the dielectric substrate is εr = 10 and the line width w of the drain microstrip lines L14 and L15 is w = 0.5 mm, the open-end correction length Δl for the third harmonic is 0.38 mm. Therefore, in the drain microstrip lines L14 and L15, the distance d between the parallel opposing portions in the divided portion is set as the open correction length Δl to be d = Δl = 0.38 mm, so that the divided portions pass through the parallel opposing portions. The drain microstrip lines L14 and L15 facing each other are directly connected with respect to the third harmonic, and the total line length viewed from the third harmonic is the case where the drain microstrip line is not divided like L14 and L15. Will look shorter than. As a result, the total line length for the second harmonic and the total line length for the third harmonic of the drain microstrip lines L14 and L15 can be made different from each other. By adjusting the line length of L15, the drain microstrip line L
In the high-frequency power amplifier 11, other components such as the output matching circuit 3 and the second harmonic output control circuit 7, like the conventional high-frequency power amplifier 1, are formed by the bias circuit composed of 14 · L 15 and the inductor L 16. The output impedance for the third harmonic can be adjusted and controlled without changing the output impedance for the second harmonic without newly adjusting.
【００３１】このような本発明の高周波用電力増幅器11
によれば、バイアス回路により２次高調波に対する出力
インピーダンスを変化させることなく３次高調波に対す
る出力インピーダンスを制御することができるので、従
来の高周波用電力増幅器１のようにバイアス回路により
３次高調波に対する出力インピーダンスを制御したこと
の影響を受けて出力整合回路３や２次高調波出力制御回
路７により２次高調波に対する出力インピーダンスを調
整しなおしたり、別の高調波制御回路を付加して調整し
たりする必要がないことから、高周波用電力増幅器に対
する小型化の要求にもより有利に対応することができ
る。The high frequency power amplifier 11 of the present invention as described above.
According to this, the output impedance for the third harmonic can be controlled by the bias circuit without changing the output impedance for the second harmonic. Under the influence of controlling the output impedance for the wave, the output impedance for the second harmonic is adjusted again by the output matching circuit 3 and the second harmonic output control circuit 7, or another harmonic control circuit is added. Since there is no need to make adjustments, it is possible to more advantageously respond to the demand for miniaturization of the high-frequency power amplifier.
【００３２】なお、本発明の高周波用電力増幅器は以上
の実施の形態の例に限定されるものではなく、本発明の
要旨を逸脱しない範囲であれば種々の変更や改良が可能
である。例えば、入力整合回路12や出力整合回路13・バ
イアス回路を構成する分布定数線路は、上記の例で示し
たマイクロストリップ線路に限られず、誘電体基板内に
形成されたストリップ線路を用いてもよいことは言うま
でもない。The high-frequency power amplifier of the present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications and improvements can be made without departing from the gist of the present invention. For example, the distributed constant line constituting the input matching circuit 12, the output matching circuit 13, and the bias circuit is not limited to the microstrip line shown in the above example, and a strip line formed in a dielectric substrate may be used. Needless to say.
【００３３】また、入力整合回路12や出力整合回路13・
バイアス回路を構成する分布定数線路は、上記の例で示
したマイクロストリップ線路に限られず、誘電体基板内
に形成されたストリップ線路を用いてもよいことは言う
までもない。The input matching circuit 12 and the output matching circuit 13
The distributed constant line constituting the bias circuit is not limited to the microstrip line shown in the above example, and it goes without saying that a strip line formed in a dielectric substrate may be used.
【００３４】さらに、高周波増幅部には、以上の例で示
した電界効果トランジスタ等の高周波トランジスタの他
にも、同様の高周波電力増幅機能を有する高周波用の電
力増幅回路等を用いてもよい。Further, in addition to the high-frequency transistors such as the field-effect transistors shown in the above examples, a high-frequency power amplifier circuit having a similar high-frequency power amplification function may be used in the high-frequency amplifier.
【００３５】さらにまた、任意の高調波に対してオープ
ンエンド補正長を求めることが可能であることから、３
次よりさらに高次の高調波に対してもこのバイアス回路
によりインピーダンス制御が可能であるので、それによ
り、高周波用電力増幅器の出力に含まれる高調波のスプ
リアスを除去する目的に使用してもよい。Further, since it is possible to obtain the open-end correction length for an arbitrary harmonic,
Since the bias circuit can control the impedance of even higher-order harmonics than the next-order harmonics, the bias circuit may be used for removing spurious harmonics included in the output of the high-frequency power amplifier. .
【００３６】[0036]
【発明の効果】本発明の高周波用電力増幅器によれば、
高周波増幅部の出力電極に直流電流を供給するバイアス
回路を、分割された分布定数線路と、その分割部に直列
接続されたインダクタとから成るものとするとともに、
分割部の信号伝送方向の間隔を高周波入力信号の３次高
調波に対するオープンエンド補正長としたことから、イ
ンダクタのインダクタンスを、分布定数線路のオープン
エンドからインダクタ側を見たインピーダンスを３次高
調波に対して無限大もしくは回路のインピーダンスから
見て無視できるほどの大きなインピーダンスとなるよう
に設定することにより、高周波信号の３次高調波は分割
部のインダクタには伝播せず、３次高調波に対する出力
インピーダンスはオープンエンド補正長の間隔を介して
直結状態にある信号伝送方向の線路により調整すること
ができるとともに、２次高調波に対する出力インピーダ
ンスもバイアス回路の分布定数線路およびインダクタに
より調整することができるため、このバイアス回路によ
り２次高調波に対する出力インピーダンスを変化させる
ことなく３次高調波に対する出力インピーダンスを調整
して制御することができる 従って、本発明によれば、高周波増幅部への直流電流を
供給するためのバイアス回路を用いて、２次高調波に対
する出力インピーダンスを変化させることなく３次高調
波に対する出力インピーダンスを制御することができ、
小型化の要求にも対応可能な高調波制御機能を有する高
効率な高周波用電力増幅器を提供することができた。According to the high frequency power amplifier of the present invention,
A bias circuit that supplies a direct current to the output electrode of the high-frequency amplification unit includes a divided distributed constant line and an inductor connected in series to the division unit,
Since the interval in the signal transmission direction of the division unit is set to the open-end correction length for the third harmonic of the high-frequency input signal, the inductance of the inductor is changed to the impedance of the distributed constant line as viewed from the open end to the third harmonic. The third harmonic of the high-frequency signal is not propagated to the inductor of the division part by setting so that the impedance becomes infinite or a negligible impedance when viewed from the impedance of the circuit. The output impedance can be adjusted by the line in the signal transmission direction that is directly connected via the interval of the open-end correction length, and the output impedance for the second harmonic can be adjusted by the distributed constant line of the bias circuit and the inductor. The second harmonic can be controlled by this bias circuit. Therefore, the output impedance with respect to the third harmonic can be adjusted and controlled without changing the output impedance. Therefore, according to the present invention, using a bias circuit for supplying a DC current to the high-frequency amplifier, The output impedance for the third harmonic can be controlled without changing the output impedance for the second harmonic,
A high-efficiency high-frequency power amplifier having a harmonic control function capable of meeting the demand for miniaturization was provided.
【図１】本発明の高周波用電力増幅器の実施の形態の一
例の回路構成を示す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing a circuit configuration of an example of an embodiment of a high-frequency power amplifier according to the present invention.
【図２】（ａ）および（ｂ）は、それぞれ本発明の高周
波用電力増幅器のバイアス回路の構成の例を示す回路図
である。FIGS. 2A and 2B are circuit diagrams each showing an example of a configuration of a bias circuit of a high-frequency power amplifier according to the present invention.
【図３】本発明の高周波用電力増幅器のバイアス回路の
構成の例と比較するための分布定数線路のみから成るバ
イアス回路を示す回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing a bias circuit including only distributed constant lines for comparison with an example of a configuration of a bias circuit of a high-frequency power amplifier according to the present invention.
【図４】従来の高周波用電力増幅器の回路構成の例を示
す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of a circuit configuration of a conventional high-frequency power amplifier.
11・・・高周波用電力増幅器 Ｑ11・・・高周波トランジスタ（高周波増幅部） 12・・・入力整合回路 13・・・出力整合回路 Ｌ14、Ｌ14ａ、Ｌ14ｂ、Ｌ15、Ｌ15ａ、Ｌ15ｂ・・・ド
レインマイクロストリップ線路（分布定数線路） Ｌ16、Ｌ16ａ、Ｌ16ｂ・・・インダクタ ｄ・・・分布定数線路の分割部の間隔11: High-frequency power amplifier Q11: High-frequency transistor (high-frequency amplifier) 12: Input matching circuit 13: Output matching circuit L14, L14a, L14b, L15, L15a, L15b: Drain microstrip Lines (Distributed constant lines) L16, L16a, L16b ... Inductors d ... Intervals between divided parts of distributed constant lines
Claims (1)
力電極より送出する高周波増幅部と、前記入力電極に接
続され、前記高周波信号の基本周波数に対してインピー
ダンス整合をとるための入力整合回路と、前記出力電極
に接続された出力整合回路と、前記出力電極に接続され
た、途中で分割された分布定数線路およびその分割部に
直列接続されたインダクタから成る直流電流を供給する
ためのバイアス回路とを具備し、前記分布定数線路は前
記分割部の信号伝送方向の間隔を前記高周波信号の３次
高調波に対するオープンエンド補正長としてあることを
特徴とする高周波用電力増幅器。A high-frequency amplifier for amplifying a high-frequency signal from an input electrode and transmitting the amplified signal from an output electrode; and an input matching circuit connected to the input electrode for impedance matching with respect to a fundamental frequency of the high-frequency signal. And an output matching circuit connected to the output electrode, and a bias connected to the output electrode for supplying a direct current including a distributed constant line divided in the middle and an inductor connected in series to the divided portion. A high-frequency power amplifier, wherein the distributed constant line has an interval in the signal transmission direction of the division unit as an open-end correction length for a third harmonic of the high-frequency signal.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30725599A JP2001127567A (en) | 1999-10-28 | 1999-10-28 | High frequency power amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30725599A JP2001127567A (en) | 1999-10-28 | 1999-10-28 | High frequency power amplifier |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001127567A true JP2001127567A (en) | 2001-05-11 |
Family
ID=17966913
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30725599A Pending JP2001127567A (en) | 1999-10-28 | 1999-10-28 | High frequency power amplifier |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001127567A (en) |
-
1999
- 1999-10-28 JP JP30725599A patent/JP2001127567A/en active Pending
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