JP2001078493A - Inverter device - Google Patents
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、主として誘導電動
機に使用するインバータ装置に関する。[0001] The present invention relates to an inverter device mainly used for an induction motor.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来の誘導電動機のインバータ装置に
は、１省エネルギー(以下、省エネと称する)、２同期切
替、３昇圧を目的とした技術があり、以下、１〜３の各
事項についてそれぞれ説明する。2. Description of the Related Art Conventional inverter motor inverter devices include technologies for the purpose of (1) energy saving (hereinafter referred to as energy saving), (2) synchronous switching, and (3) boosting. I do.
【０００３】１ 省エネについて インバータ装置は、Ｖ／f(Ｖ：電圧、f：周波数)−定制
御を行うことによって、ファンやポンプのような逓減ト
ルク負荷(速度の２乗に比例してトルクが変わる負荷)に
ついては、省エネが図れることはよく知られている。こ
れは、インバータ装置による回転数制御により、ダンパ
やバルブの損失を除去するもので、大きな効果を上げて
いる。1. Energy Saving The inverter device performs V / f (V: voltage, f: frequency) -constant control to reduce the torque in proportion to the square of the torque (such as a fan or a pump). It is well known that energy savings can be achieved for changing loads. This eliminates the loss of the damper and the valve by controlling the rotation speed by the inverter device, and has a great effect.
【０００４】しかし、最近では省エネモード付のインバ
ータ装置が出現している。これは電圧制御機能を利用し
て更に効率の良い省エネ運転を図ろうとするものであ
る。したがって、先ずこの効率のよい省エネモード付の
インバータ装置(以下、Ａインバータと称する)について
説明する。However, recently, an inverter device with an energy saving mode has appeared. This aims at more efficient energy saving operation by utilizing the voltage control function. Therefore, first, an efficient inverter device with an energy saving mode (hereinafter, referred to as an A inverter) will be described.
【０００５】誘導電動機の損失において、銅損Ｐcは電
流の二乗に比例するので、軽負荷時には小さくなるが、
鉄損Ｐiは電圧の二乗に比例して電流には依存しないの
で変化しない。したがって、軽負荷時は効率が低下す
る。一定負荷における誘導電動機への印加電圧に対する
鉄損Ｐiと銅損Ｐcの関係は、図６に示すようになる。In the loss of the induction motor, the copper loss Pc is proportional to the square of the current.
The iron loss Pi does not change because it does not depend on the current in proportion to the square of the voltage. Therefore, the efficiency decreases when the load is light. The relationship between the iron loss Pi and the copper loss Pc with respect to the voltage applied to the induction motor at a constant load is as shown in FIG.
【０００６】これから、鉄損Ｐiと銅損Ｐcとが等しくな
る電圧Ｖ0の時が損失が最小になる(但し、ここでＶnは
定格電圧)。そして、負荷が変化すれば最適電圧Ｖ0も変
化する。[0006] Now, the loss when the voltage V 0 which is the iron loss Pi and copper loss Pc equal is minimized (however, where Vn is the rated voltage). Then, if the load changes, the optimum voltage V 0 also changes.
【０００７】Ａインバータは、負荷を検出して、各負荷
に応じた最適電圧を誘導電動機に供給するように動作す
る。すなわち、Ａインバータでは、出力電圧と出力電流
とから電力計算し、この電力と周波数とから、力率は一
定という条件の下で、最大効率になる電圧Ｖ0を演算す
る。そして、この電圧Ｖ0によってパルス幅を変化させ
てトランジスタをスイッチング制御し、誘導電動機にこ
の電圧Ｖ0に対応した周波数と電圧をもつ電力を供給す
る。これによって、供給周波数や負荷にかかわらず誘導
電動機を最大効率で運転することができる。[0007] The A inverter operates to detect a load and supply an optimum voltage corresponding to each load to the induction motor. That is, in the A inverter, the power is calculated from the output voltage and the output current, and the voltage V 0 at which the maximum efficiency is obtained is calculated from the power and the frequency under the condition that the power factor is constant. Then, supplies power having a frequency and voltage by changing the pulse width switching control transistor, corresponding to the voltage V 0 to the induction motor by the voltage V 0. Thereby, the induction motor can be operated at the maximum efficiency regardless of the supply frequency and the load.
【０００８】このように、このＡインバータは、誘導電
動機への供給力率は常に一定(通常８０％)として制御さ
れていることが前提となっている。Thus, it is assumed that the A inverter is controlled such that the power factor supplied to the induction motor is always constant (usually 80%).
【０００９】次に、最近開発されている省エネ制御高性
能インバータ装置(以下、Ｂインバータと称する)は、上
記のＡインバータと異なり、負荷変動に応じて自動的に
力率を変化させ、全負荷領域において省エネ効果が常に
最大になるよう改善されたものである。Next, a recently developed energy-saving control high-performance inverter device (hereinafter referred to as a B inverter) differs from the A inverter described above in that the power factor is automatically changed in accordance with a load change, and the entire load is changed. It has been improved so that the energy saving effect is always maximized in the area.
【００１０】すなわち、誘導電動機への入力電力は負荷
率が低いと下がるため、最適力率は負荷の低下に応じて
低下し、負荷の上昇に応じて増加する。したがって、例
えば誘導電動機が低負荷で運転されているときでも最適
力率は低い値にあるため、電動機電圧が低くなりすぎる
ことがなく、誘導電動機のストールやゴギングを防止で
きる。しかも、このときの電動機電圧は最適レベルにあ
るため、誘導電動機の負荷電流、有効電力、無効電力、
皮相電力を著しく改善できる。したがって、このＢイン
バータはＡインバータよりも省エネ効果が大きい。That is, since the input power to the induction motor decreases when the load factor is low, the optimum power factor decreases as the load decreases, and increases as the load increases. Therefore, for example, even when the induction motor is operated at a low load, the optimum power factor is at a low value, so that the motor voltage does not become too low, and stall and gogging of the induction motor can be prevented. Moreover, since the motor voltage at this time is at the optimum level, the load current, active power, reactive power,
Apparent power can be significantly improved. Therefore, the B inverter has a greater energy saving effect than the A inverter.
【００１１】２ 同期切替について 大容量の誘導電動機の省エネ運転では、高速運転時イン
バータの損失を削減するため、誘導電動機を停止させる
ことなく、商用の交流電源の運転に切り換えることが要
求される。このため、運転中にインバータから商用の交
流電源へ、また逆に、商用の交流電源からインバータ装
置の出力へとショックレスに切り換えなければならな
い。2 Regarding Synchronous Switching In energy-saving operation of a large-capacity induction motor, it is required to switch to operation of a commercial AC power supply without stopping the induction motor in order to reduce the loss of the inverter during high-speed operation. Therefore, during operation, it is necessary to switch from the inverter to the commercial AC power supply and vice versa in a shockless manner from the commercial AC power supply to the output of the inverter device.
【００１２】この同期切替を行うためには、インバータ
装置の出力と商用の交流電源との周波数・位相・電圧を
共に同期させ、撹乱のない状態にして切り換える必要が
ある。もしも、これらに一つに差があると、誘導電動機
に過渡トルクが発生して機械を破壊させることがある。In order to perform this synchronous switching, it is necessary to synchronize the frequency, phase, and voltage of the output of the inverter device and the commercial AC power supply together, and to perform switching without disturbance. If there is a difference between them, a transient torque may be generated in the induction motor and the machine may be destroyed.
【００１３】従来のインバータ装置において、このよう
な同期切替の機能は、一般のＰＷＭインバータには殆ど
採用されておらず、大容量電流形のインバータ装置に装
備される場合が多い。In a conventional inverter device, such a function of synchronous switching is hardly adopted in a general PWM inverter, and is often provided in a large-capacity current type inverter device.
【００１４】３ 昇圧について 昇圧形インバータ装置としては、従来よりＰＡＭインバ
ータ(電圧波高値変調インバータ：Ｐulse Ａmplitude
Ｍodulation inverter)がある。3. Boosting As a boosting type inverter device, a PAM inverter (Pulse Amplitude Inverter: Pulse Amplitude Inverter) has been conventionally used.
Modulation inverter).
【００１５】一般のＰＷＭインバータは、最大出力電圧
がほぼ入力電圧に対応しているが、このＰＡＭインバー
タでは、チョッパ部で可変の直流電圧を作り、インバー
タ出力電圧を制御するので、入力電圧よりも出力電圧を
高くすることができる。In a general PWM inverter, the maximum output voltage substantially corresponds to the input voltage. However, in this PAM inverter, a variable DC voltage is generated by a chopper section and the inverter output voltage is controlled. The output voltage can be increased.
【００１６】このＰＡＭインバータは、高周波インバー
タ(４００〜３０００Ｈz)に不可欠なものであるが、最
近では高出力を目的に出力周波数を低く（１２０Ｈｚ以
下）して用いる例が増加している。The PAM inverter is indispensable for a high frequency inverter (400 to 3000 Hz). Recently, the use of a PAM inverter having a low output frequency (120 Hz or less) for high output has been increasing.
【００１７】このＰＡＭインバータのチョッパ部の出力
電圧ＶDCは、次のようになる。The output voltage VDC of the chopper section of the PAM inverter is as follows.
【００１８】[0018]
【数１】 ここに、Ｖi：入力電圧、Ｉi：入力電流、η：効率、
Ｒ：ＶDC側よりみた等価負荷抵抗である。(Equation 1) Where Vi: input voltage, Ii: input current, η: efficiency,
R: Equivalent load resistance viewed from the VDC side.
【００１９】したがって、誘導電動機へ供給する出力電
圧ＶDCを高くするためには、Ｒを大、すなわち出力周波
数を大きくすればよい。Therefore, in order to increase the output voltage VDC supplied to the induction motor, R should be increased, that is, the output frequency should be increased.
【００２０】[0020]
【発明が解決しようとする課題】従来のインバータ装置
において、上述した１省エネ、２同期切替、３昇圧の各
技術については、それぞれ次の問題がある。In the conventional inverter device, there are the following problems in the above-mentioned respective technologies of (1) energy saving, (2) synchronous switching, and (3) boosting.
【００２１】１ 省エネに関して Ａインバータにおいて、誘導電動機におけるトルクを一
定とすると、銅損Ｐcと鉄損Ｐiとは次の通りとなる。1 Regarding energy saving Assuming that the torque in the induction motor is constant in the A inverter, the copper loss Pc and the iron loss Pi are as follows.
【００２２】 Ｐc＝Ｋ1・f2／{(１−Ｓ)2・(Ｖcosφ)2} (２) Ｐi＝Ｋ2・Ｖ2 (３) ここに、Ｋ1，Ｋ2：定数、Ｓ：すべり、cosφ：力率、
Ｖ：電動機への印加電圧、f：周波数である。Pc = K 1 · f 2 / {(1-S) 2 · (Vcosφ) 2 } (2) Pi = K 2 · V 2 (3) where K 1 and K 2 are constants and S is: Slip, cosφ: power factor,
V: voltage applied to the motor, f: frequency.
【００２３】(２)式より、銅損Ｐcは、(１−Ｓ)2(Ｖcos
φ)2に反比例するので、力率cosφが小さくなると急激
に銅損Ｐcが大きくなるため、Ａインバータでは、力率c
osφを一定(０.８程度)にする。From the equation (2), the copper loss Pc is (1−S) 2 (Vcos
φ) 2 is inversely proportional to the power factor cos φ, so that when the power factor cos φ decreases, the copper loss Pc increases sharply.
Make osφ constant (about 0.8).
【００２４】しかし、通常、すべりＳは、Ａインバータ
の出力電圧の低下と共に大きくなるため、結果として
(１−Ｓ)2が小さくなり、銅損Ｐcは負荷が小さい時には
急激に高くなる。However, usually, the slip S increases as the output voltage of the A inverter decreases, and as a result,
(1−S) 2 becomes small, and the copper loss Pc rapidly increases when the load is small.
【００２５】前述のように、Ａインバータは、鉄損Ｐi
と銅損Ｐcを等しくする電圧Ｖ0(図６参照)を、電力Ｐと
周波数fにより演算しているが、この電圧Ｖ0を定める場
合に、負荷変動があると定めにくく、不安定電圧とな
る。その理由は、Ａインバータでは、力率cosφを一定
に設定していても、電動機のすべりＳが全く考慮されて
いないため、銅損Ｐcの値が定まらず、結果として、鉄
損Ｐiと銅損Ｐcを等しくする電圧Ｖ0が求まらず、最大
効率になるように決められないからである。As described above, the inverter A has the iron loss Pi.
And the copper loss Pc are equalized, the voltage V 0 (see FIG. 6) is calculated from the electric power P and the frequency f. However, when this voltage V 0 is determined, it is difficult to determine that there is a load change, and Become. The reason is that, in the A inverter, even if the power factor cosφ is set to be constant, the value of the copper loss Pc is not determined because the slip S of the motor is not considered at all, and as a result, the iron loss Pi and the copper loss voltage V 0 to be equal to Pc is not Motomara, because not be determined so as to maximize efficiency.
【００２６】したがって、Ａインバータの省エネ制御
は、最小電力制御ではなくて、電動機の定速運転時の高
効率制御となり、省エネ効果がＢインバータよりも小さ
い。Therefore, the energy saving control of the A inverter is not the minimum power control but the high efficiency control at the time of the constant speed operation of the motor, and the energy saving effect is smaller than that of the B inverter.
【００２７】次に、Ｂインバータに関する問題点につい
て説明する。Next, problems concerning the B inverter will be described.
【００２８】上記(２)式を負荷トルクＴを含む項で表示
すると、 Ｐc＝Ｋ3Ｔ2／{(１−Ｓ)2・(Ｖcosφ)2} (４) (Ｋ3：定数)となる。When the above equation (2) is expressed by a term including the load torque T, Pc = K 3 T 2 / {(1−S) 2 · (Vcosφ) 2 } (4) (K 3 : constant) .
【００２９】また、このときの電力Ｐは、The power P at this time is:
【００３０】[0030]
【数２】 (但し、ω＝２πf，Ｉ＝電流)となる。(Equation 2) (However, ω = 2πf, I = current).
【００３１】Ａインバータのように、力率cosφを一定
として制御すると、あるトルク以下の軽負荷において
は、電力Ｐも小さくなるため、電圧Ｖもしくは電流Ｉが
下がりすぎてしまい、誘導電動機の安定運転条件を示す
次の式、 dＴm／d(１−Ｓ)＜dＴ1／d(１−Ｓ) (６) (但し、Ｔm：電動機トルク、Ｔ1：負荷トルク)を満足し
なくなり、電動機は停止する。When the power factor cos φ is controlled to be constant as in the A inverter, the power P becomes small under a light load of a certain torque or less, so that the voltage V or the current I becomes too low, and the induction motor operates stably. the following equation shows the condition, dTm / d (1-S ) <dT 1 / d (1-S) (6) ( where, Tm: motor torque, T 1: load torque) no longer satisfied, the motor is stopped I do.
【００３２】これに対して、Ｂインバータは，Ａインバ
ータとは異なり、力率cosφを一定値以下の範囲で可変
にする。すなわち、負荷トルクＴが小さい時(負荷が小
さい時)には、力率cosφを小さくして制御するので、誘
導電動機の安定運転条件を示す(６)式を満たすように作
用する。On the other hand, unlike the A inverter, the B inverter makes the power factor cos φ variable within a certain range or less. That is, when the load torque T is small (when the load is small), the power factor cosφ is controlled to be small, so that the operation is performed so as to satisfy the equation (6) indicating the stable operation condition of the induction motor.
【００３３】しかしながら、Ｂインバータにおいて、軽
負荷で力率cosφを小さくして制御した場合には、負荷
の増減時に高調波電流が振動的となってその波高値が大
きくなり、インバータがトリップしたり、主回路素子の
定格電流を超過する恐れが生じるため、短時間の負荷変
動には適さない(以下、負荷変動耐量が小さいと表現す
る)という不都合が生じる。However, when the power factor cos φ is controlled to be small with a light load in the B inverter, the harmonic current becomes oscillating when the load increases or decreases, the peak value increases, and the inverter trips. Since the rated current of the main circuit element may be exceeded, there is a disadvantage that it is not suitable for a short-time load change (hereinafter, referred to as a small load change resistance).
【００３４】２ 同期切替に関して 商用電源とインバータの同期切替技術は、電力系統の系
統連系や発電機の並列運転に従来より使用されてきた
が、大がかりで高価なものになるため、大容量電流形イ
ンバータのような高価なものに用途が限られていた。2 Regarding Synchronous Switching Synchronous switching technology between a commercial power supply and an inverter has been conventionally used for system interconnection of a power system and parallel operation of a generator. Applications have been limited to expensive devices such as inverters.
【００３５】しかしながら、近年、カストマニーズが高
まり、商用運転とインバータ運転の切替を誘導電動機を
止めずに行う速度サーチ機能を有するものも出始めてき
た。However, in recent years, customer needs have increased, and some vehicles having a speed search function for switching between commercial operation and inverter operation without stopping the induction motor have begun to appear.
【００３６】この速度サーチとは、インバータを指定周
波数から始動し、同期点を自動検出して運転周波数に引
き込む機能であるが、複雑な回路構成となるため、いか
に簡略化した回路構成て負荷変動時にも安定して同期切
替えするかが課題として残されている。The speed search is a function of starting the inverter from a designated frequency, automatically detecting a synchronization point, and pulling it into the operating frequency. However, since the circuit has a complicated circuit configuration, the load variation can be reduced by a simplified circuit configuration. It is still an issue whether synchronization switching can be performed stably.
【００３７】３ 昇圧に関して ＰＡＭインバータは、入力電圧よりも出力電圧が高くな
るように昇圧が可能であるが、チョッパ部で脈流をチョ
ッピングしてインバータの出力電圧を制御しているの
で、断続的なスイッチングで効率が低下する。3. Boosting The PAM inverter can boost the output voltage so that the output voltage is higher than the input voltage. However, since the chopper section chops the pulsating current to control the output voltage of the inverter, it is intermittent. Efficiency is reduced by proper switching.
【００３８】また、誘導電動機の起動時には、(１)式に
おけるＶDC側よりみた等価負荷抵抗Ｒが小さく(つまり
出力周波数が低く)、したがって、誘導電動機への出力
電圧Ｖ DCも小さくて始動トルクが低くなる。When starting the induction motor, the equation (1)
VDCSide, the equivalent load resistance R is small (that is,
Output frequency) and therefore the output to the induction motor
Voltage V DCAnd the starting torque is low.
【００３９】これに加えて、特に軽負荷時には電流が振
動的になりその波高値が高くなり、誘導電動機の電流が
歪波となるので、主回路素子の破損原因にもなりうる。In addition, especially at a light load, the current oscillates and its peak value increases, and the current of the induction motor becomes distorted, which may cause damage to the main circuit element.
【００４０】本発明は、上記の問題点を解決するために
なされたもので、前述した１省エネに関しては、Ｂイン
バータと同等で、かつ、負荷変動耐量がＢインバータよ
り大きくて安定度に優れ、２同期切替に関しては、速度
サーチ機能付インバータより簡単な回路構成で、負荷変
動時にも安定して同期切替が行え、３昇圧に関しては、
従来のＰＡＭインバータと異なる構成で、効率や起動ト
ルクを大幅に改善でき、かつ軽負荷時にも安定した動作
が行えるようにすることを課題とする。The present invention has been made in order to solve the above-mentioned problems. Regarding the above-mentioned 1 energy saving, it is equivalent to the B inverter, has a larger load fluctuation tolerance than the B inverter, and has excellent stability. (2) For synchronous switching, the circuit configuration is simpler than that of the inverter with speed search function.
It is an object to provide a configuration different from a conventional PAM inverter, which can greatly improve the efficiency and the starting torque and can perform a stable operation even under a light load.
【００４１】[0041]
【課題を解決するための手段】本発明に係るインバータ
装置(以下、ＥＳＣ[Ｅnergy Ｓaving Ｃomponent]とい
う)は、上記の課題を解決するため、次のようにしてい
る。An inverter device according to the present invention (hereinafter referred to as an ESC [Energy Saving Component]) is provided as follows to solve the above-mentioned problems.
【００４２】このＥＳＣの特徴を総合的にまとめると次
の３つになる。The characteristics of this ESC can be summarized as follows.
【００４３】(１) すべり制御 一般にベクトル制御では、最近では速度センサを必要と
しない“すべり周波数制御”が実用化されているが、こ
れは、励磁電流Ｉm、一次電流Ｉ1、トルク電流Ｉ2を検
出して演算処理してすべり周波数fsを、 fs＝(１／２πＴ2)・Ｉ2／Ｉm (但し、Ｔ2：二次回路時定数)を求め、電動機の回転速
度(周渡数)fnを、 f1＝ｆs十ｆn (但し、ｆ1：−次周波数)より求めるものである。(1) Slip Control Generally, in vector control, “slip frequency control” that does not require a speed sensor has recently been put into practical use. This is because the excitation current Im, the primary current I 1 , and the torque current I 2 Is calculated and the slip frequency fs is calculated as fs = (1 / 2πT 2 ) · I 2 / Im (where T 2 is the time constant of the secondary circuit), and the rotational speed of the electric motor (number of cycles) f n is obtained from f 1 = f s tens f n (where f 1 is −the next frequency).
【００４４】しかし、ここで述べる“すべり制御”と
は、このようなベクトル制御とは異なり、速度センサを
用いないすべり検出の技術で、インバータ部の交流出力
電力と交流出力電流より誘導電動機の回転時のすべりを
演算する一方、誘導電動機の印加電圧を徐々に低減して
誘導電動機の入力電力および入力電流の少なくとも一方
を最小にする消費電力が最低となる電圧を見つけ、この
ときのすべりから誘導電動機の負荷に応じて予め定めた
設定すべりの値を減じた運転点まで誘導電動機の印加電
圧を上昇させて安定性を確保するものである。However, the "slip control" described here is a slip detection technique that does not use a speed sensor, unlike the vector control, and uses the AC output power and AC output current of the inverter to rotate the induction motor. While calculating the slip at the time, the voltage applied to the induction motor is gradually reduced to find a voltage that minimizes the power consumption to minimize at least one of the input power and the input current of the induction motor, and an induction is derived from the slip at this time. The stability is ensured by increasing the applied voltage of the induction motor to an operating point where the value of the preset slip is reduced according to the load of the motor.
【００４５】このことで、Ｂインバータと同等の省エネ
を実現し、かつ、負荷変動耐量がＢインバータより大き
くて安定度に優れたものとする。As a result, energy saving equivalent to that of the B inverter is realized, and the load fluctuation tolerance is greater than that of the B inverter and the stability is excellent.
【００４６】そのために、本発明のＥＳＣでは、入力さ
れる商用の交流電源を順変換するコンバータ部と、この
コンバータ部の直流電力を逆変換して誘導電動機に供給
するインバータ部とを有するインバータ装置において、
前記インバータ部の交流出力電流を検出する電流検出手
段と、前記インバータ部の交流出力電圧を検出する電圧
検出手段と、前記交流出力電流と前記交流出力電圧より
交流出力電力を演算する電力演算手段と、この交流出力
電力と前記交流出力電流より誘導電動機の回転時のすべ
りを演算するすべり演算手段と、前記誘導電動機の入力
電力および入力電流の少なくとも一方を最小ならしめる
べく、前記コンバータ部もしくは前記インバータ部の出
力電圧を制御して前記誘導電動機の印加電圧を低減する
手段と、前記誘導電動機の入力電力および入力電流の少
なくとも一方を最小にする誘導電動機のすべりを前記す
べり演算手段より算出し、このすべりから前記誘導電動
機の負荷に応じて予め定めた設定すべりの値を減じた運
転点まで前記誘導電動機の印加電圧を上昇さす手段とを
備えている。For this purpose, the ESC of the present invention has an inverter device having a converter section for converting input commercial AC power in a forward direction, and an inverter section for inverting the DC power of the converter section and supplying it to an induction motor. At
Current detection means for detecting the AC output current of the inverter section, voltage detection means for detecting the AC output voltage of the inverter section, and power calculation means for calculating the AC output power from the AC output current and the AC output voltage. A slip calculating means for calculating slip during rotation of the induction motor from the AC output power and the AC output current; and the converter or the inverter for minimizing at least one of input power and input current of the induction motor. Means for controlling the output voltage of the unit to reduce the applied voltage to the induction motor; and calculating the slip of the induction motor to minimize at least one of the input power and the input current of the induction motor by the slip calculation means. The induction from the slip to the operating point where the value of the preset slip is reduced according to the load of the induction motor. And a means for pointing increasing the applied voltage of motivation.
【００４７】また、逓減トルク負荷で省エネ効果を上げ
る場合には、当該インバータ装置にて運転中の誘導電動
機の入力周波数を誘導電動機の設定すべりの値に相当す
る割合だけ低減さす手段を備えるのが好ましい。In order to increase the energy saving effect by the gradually decreasing torque load, a means for reducing the input frequency of the induction motor being operated by the inverter device by a ratio corresponding to the set slip value of the induction motor is provided. preferable.
【００４８】(２) 同期切替 インバータの出力が商用の交流電源の周波数、電圧、位
相に一致した時点でインバータから商用電源へ、逆に、
商用電源からインバータヘ同期切替できるように、イン
バータ出力の周波数、電圧、位相制御を簡単な回路構成
でもって実現する。(2) Synchronous switching When the output of the inverter matches the frequency, voltage, and phase of the commercial AC power supply, the inverter switches to the commercial power supply.
The inverter output frequency, voltage, and phase control are realized by a simple circuit configuration so that the commercial power supply can be synchronously switched to the inverter.
【００４９】そのために、本発明のＥＳＣでは、前記交
流電源電圧と前記インバータ部の交流出力電圧との位相
差を検出する位相差検出手段と、前記交流電源電圧と前
記インバータ部の交流出力電圧との電圧差を検出する電
圧差検出手段と、基準電圧発生手段からの基準電圧をそ
の大きさに応じてインバータ部のスイッチング周波数を
変換するＶ／Ｆ変換手段と、前記位相差検出手段で検出
される位相差に応じて前記Ｖ／Ｆ変換手段の出力パルス
の位相をシフトする移相手段と、前記位相差検出手段お
よび電圧差検出手段で検出される位相差と電圧差が無い
か、もしくは所定範囲内にある場合にのみ前記交流電源
とインバータ部の出力とを切り替え動作する選択手段と
を有し、かつ、前記基準電圧発生手段は、前記電圧差検
出手段で検出される電圧差に応じて基準電圧を変化させ
る構成としている。For this purpose, in the ESC of the present invention, a phase difference detecting means for detecting a phase difference between the AC power supply voltage and the AC output voltage of the inverter unit; A voltage difference detecting means for detecting a voltage difference between the two, a V / F converting means for converting a reference voltage from the reference voltage generating means in accordance with the magnitude of the reference voltage, and a V / F converting means for detecting the phase difference. Phase shift means for shifting the phase of the output pulse of the V / F conversion means according to the phase difference, and whether there is no voltage difference between the phase difference detected by the phase difference detection means and the voltage difference detection means, or Selection means for switching between the AC power supply and the output of the inverter unit only when the voltage is within the range, and the reference voltage generation means is detected by the voltage difference detection means. It is configured to vary the reference voltage according to the voltage difference.
【００５０】(３) 誘導電動機の起動時の昇圧 誘導電動機の起動時において、インバータ部の出力電圧
を商用の交流電源の電圧以上に高効率で上昇させること
により、従来のＰＡＭインバータの欠点である始動トル
ク不足や電動機効率の低下を解決する。(3) Step-Up at Induction Motor Start-Up When starting the induction motor, the output voltage of the inverter section is raised with higher efficiency than the voltage of the commercial AC power supply, which is a drawback of the conventional PAM inverter. Resolves insufficient starting torque and reduced motor efficiency.
【００５１】そのために、本発明のＥＳＣでは、交流電
源電圧を昇圧して一定期間だけインバータ部に供給する
昇圧手段を有し、この昇圧手段は、変圧器またはコンデ
ンサと、整流器とを用いて昇圧するようにしている。For this purpose, the ESC of the present invention has boosting means for boosting the AC power supply voltage and supplying the boosted AC power supply voltage to the inverter section for a certain period. This boosting means uses a transformer or a capacitor and a rectifier to boost the voltage. I am trying to do it.
【００５２】[0052]
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図面を参照して説明する。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
【００５３】図１は、本発明の実施の形態におけるＥＳ
Ｃの制御回路の構成を示すブロック図である。なお、こ
のブロック図は、ＥＳＣの動作を理解し易くするための
ものであり、実際の各種演算は、Ａ／Ｄ変換した後、Ｃ
ＰＵで処理される。FIG. 1 is a block diagram showing the ES according to the embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration of a control circuit of C. Note that this block diagram is for facilitating the understanding of the operation of the ESC.
Processed by PU.
【００５４】１は交流電源、２はこの実施の形態のＥＳ
Ｃの制御対象となる誘導電動機である。３は交流を直流
に変換するコンバータ部(順変換器)、５は直流を交流に
変換するインバータ部(逆変換器)であり、コンバータ部
３で直流に変化された出力は平滑回路４で平滑にされた
後、インバータ部５において直流電力が可変電圧、可変
周波数の交流電力に変換されて出力される。1 is an AC power supply, and 2 is an ES of this embodiment.
An induction motor to be controlled by C. Reference numeral 3 denotes a converter section (forward converter) for converting AC to DC, and 5 denotes an inverter section (inverter) for converting DC to AC. The output converted to DC by the converter section 3 is smoothed by a smoothing circuit 4. After that, the DC power is converted into a variable voltage and a variable frequency AC power in the inverter unit 5 and output.
【００５５】６は基準電圧発生器で、ここで発生される
基準電圧によって誘導電動機２へ供給する交流出力の電
圧と周波数とが基本的に設定される。すなわち、基準電
圧発生器６からの基準電圧は、第１電圧調整器１１に加
わり、この第１電圧調整器１１よってコンバータ部３の
出力電圧が基本的に決定され、これに伴い、インバータ
部５の出力電圧もこれにより決定される。また、基準電
圧発生器６からの基準電圧は、Ｖ／Ｆ変換器１３に加わ
り、このＶ／Ｆ変換器１３の出力パルスがパルス分配器
１４で分配されてインバータ部５の出力周波数が基本的
に決定される。なお、移相器１５については同期切替の
ために必要となるもので、これについては後述する。A reference voltage generator 6 basically sets the voltage and frequency of the AC output supplied to the induction motor 2 by the generated reference voltage. That is, the reference voltage from the reference voltage generator 6 is applied to the first voltage regulator 11, and the output voltage of the converter unit 3 is basically determined by the first voltage regulator 11, and accordingly, the inverter unit 5 Is also determined by this. Further, the reference voltage from the reference voltage generator 6 is applied to the V / F converter 13, and the output pulse of the V / F converter 13 is distributed by the pulse distributor 14, so that the output frequency of the inverter unit 5 is fundamentally Is determined. The phase shifter 15 is required for synchronous switching, and will be described later.
【００５６】次に、すべり制御の機能および動作につい
て説明する。Next, the function and operation of the slip control will be described.
【００５７】インバータ部５の出力電流は電流検出器１
６により、出力電圧は電圧検出器１７によりそれぞれ検
出される。電力演算器２０は、両検出器１６，１７の出
力から、ブロンデルの定理により電力を演算する。The output current of the inverter unit 5 is the current detector 1
6, the output voltage is detected by the voltage detector 17, respectively. The power calculator 20 calculates the power from the outputs of the two detectors 16 and 17 according to Brondel's theorem.
【００５８】２１は定数設定調整器で、誘導電動機の定
格電力、定格電流、負荷率等の基本定数を設定する。Reference numeral 21 denotes a constant setting adjuster for setting basic constants such as rated power, rated current, and load factor of the induction motor.
【００５９】定数設定調整器２１にて初期値として設定
する負荷率は、誘導電動機の商用運転時又は昇圧運転時
電力を定格電力で除した値である。The load factor set as an initial value by the constant setting adjuster 21 is a value obtained by dividing the electric power during the commercial operation or the boost operation of the induction motor by the rated electric power.
【００６０】しかし、負荷率（Ｋｗ）は誘導電動機の負
荷の変動によって変化するため、インバータ装置にて運
転中の誘導電動機に負荷変動が生じた場合、電力演算器
２０の出力Ｐが変動するので、初期設定負荷率（Ｋ
ｗo）を、電力変動分（△Ｐ）で調整する。However, since the load factor (Kw) changes due to a change in the load of the induction motor, the output P of the power calculator 20 fluctuates if a load change occurs in the induction motor that is being operated by the inverter device. , The initial load factor (K
w o ) is adjusted by the power fluctuation (ΔP).
【００６１】すなわち、負荷率Ｋｗ＝Ｋｗo±△Ｐとな
る。ここで、正及び負符号はそれぞれ負荷の増加及び減
少を表す。[0061] In other words, the load factor Kw = Kw o ± △ P. Here, the positive and negative signs represent an increase and a decrease in the load, respectively.
【００６２】選択条件回路２２には、電流検出器１６の
出力電流Ｉと電力演算器２０の出力電力Ｐが入力される
が、ここで電流Ｉおよび電力Ｐの少なくとも一つを選択
する。いま、電力Ｐを選択すると、選択条件回路２２の
出力の一つはすべり演算器の入力Ｐ2となる。The output current I of the current detector 16 and the output power P of the power calculator 20 are input to the selection condition circuit 22. Here, at least one of the current I and the power P is selected. Now, when the power P is selected, one of the outputs of the selection condition circuit 22 becomes the input P 2 of the slip calculator.
【００６３】すべり演算器２３では、電流検出器１６の
出力Ｉと電力演算器２０の出力Ｐ、および定数設定調整
器２１の出力から誘導電動機２のすべりＳを次式によっ
て算出する。The slip calculator 23 calculates the slip S of the induction motor 2 from the output I of the current detector 16, the output P of the power calculator 20, and the output of the constant setting adjuster 21 according to the following equation.
【００６４】[0064]
【数３】 ここで、Ｐc2：二次銅損、Ｐ2：二次入力、Ｐ0：定格電
力、Ｉ0：定格電流、Ｖ0：定格電圧、ｃｏｓφ0：定格
力率、ｒ2：二次抵抗 上式中の二次諸量Ｉ2 2／Ｐ2を一次諸量で表すと次の通
りとなる。(Equation 3) Here, P c2 : secondary copper loss, P 2 : secondary input, P 0 : rated power, I 0 : rated current, V 0 : rated voltage, cos φ 0 : rated power factor, r 2 : secondary resistance. The secondary quantities I 2 2 / P 2 in the equation are expressed as primary quantities as follows.
【００６５】Ｉ0 2Ｉ2 2／Ｐ2＝Ａ・Ｋv・Ｉ2 ここで、Ａ：定数、Ｋv：電力負荷係数、Ｉ：一次電流
（入力電流） また、電力負荷係数は次式で表される。I 0 2 I 2 2 / P 2 = A · K v · I 2 where A: constant, K v : power load coefficient, I: primary current (input current) It is represented by
【００６６】Ｋv＝（ａＰ2＋ｂＰ＋ｃ）／Ｐ ここで、ａ＝−１、ｂ＝（Ｐ0Ｋｗ＋１）、ｃ＝（１−
Ｋw） Ｐ：一次電力（入力電力） また、Ｋｗ：負荷率（＝Ｐc／Ｐ0）、Ｐc：商用時又は
昇圧時の一次電力 従って、Ｓは次式により求まる。K v = (aP 2 + bP + c) / P where a = -1, b = (P 0 Kw + 1), c = (1-
K w) P: The primary power (input power), Kw: load factor (= P c / P 0) , P c: primary power at commercial or when boosting Therefore, S is determined by the following equation.
【００６７】 Ｓ＝Ｋ・Ｋv・Ｉ2／Ｐ0・Ｉ0 （７） ここで、Ｋは定数であるが、誘導電動機の設計値等より
算出できる。S = K · Kv · I 2 / P 0 · I 0 (7) Here, K is a constant, which can be calculated from the design value of the induction motor.
【００６８】選択条件回路２２の出力Ｐ1m、Ｐ1はそれ
ぞれすべり設定器２４および調整電圧発生器２７に入力
されるが、ここでＰ1mは誘導電動機２の入力電力が最小
になった時に出力される信号である。このＰ1mは次のよ
うにして求める。The outputs P 1m and P 1 of the selection condition circuit 22 are input to the slip setting unit 24 and the adjustment voltage generator 27, respectively, where P 1m is output when the input power of the induction motor 2 becomes minimum. Signal. This P 1m is obtained as follows.
【００６９】調整電圧発生器２７には、減算器２５の出
力Ｓtと選択条件回路２２の出力Ｐ1が入力されるが、誘
導電動機２の入力電力の最小値が求まるまでは、減算器
２５からの出力Ｓtは無出力となっている。すなわち、
選択条件回路２２の出力Ｐ1のみが調整電圧発生器２７
に入力されると、その出力Ｖpは順序回路２８を経て、
第２電圧調整器１２に電圧低減指令を与えることで誘導
電動機２の入力電力の最小値が求まる。[0069] the adjustment voltage generator 27, the output P 1 of the output S t a selection condition circuit 22 of the subtractor 25 is input, to the minimum value of the input power of the induction motor 2 is obtained, the subtractor 25 output S t from has become a non-output. That is,
Output P 1 only regulated voltage generator 27 of the selection criteria circuit 22
, The output V p passes through a sequential circuit 28,
By giving a voltage reduction command to the second voltage regulator 12, the minimum value of the input power of the induction motor 2 is obtained.
【００７０】すべり設定器２４は、誘導電動機の負荷変
動耐量を大きくする目的で、電力最小点のすべりを所定
分小さくする。この所定分のすべりを設定すべり
（Ｓ0）と呼ぶ。この設定すべりは負荷変動を勘案して
予めすべり設定器２４で設定する。The slip setting unit 24 reduces the slip at the minimum power point by a predetermined amount in order to increase the load fluctuation tolerance of the induction motor. This predetermined amount of slip is called a set slip (S 0 ). This set slip is set in advance by the slip setting unit 24 in consideration of load fluctuation.
【００７１】このすべり設定器２４の出力Ｓ0およびＳ
0fは、誘導電動機２の入力電力最小時における選択条件
回路２２の出力Ｐ1mがすべり設定器２４に入力された時
に、それぞれ減算器２５および周波数調整用電圧発生器
２６に入力される。The outputs S 0 and S of the slip setting unit 24
0f is input to the subtractor 25 and the frequency adjusting voltage generator 26 when the output P 1m of the selection condition circuit 22 when the input power of the induction motor 2 is minimum is input to the slip setting unit 24, respectively.
【００７２】誘導電動機２の入力電力が最小になるすべ
りは、すべり演算器２３で演算され、その値Ｓから設定
すべりＳ0を減じる演算が減算器２５で実行され、すべ
りＳtを出力する。このすべりＳtが調整電圧発生器２７
に入力されると、その出力Ｖpは順序回路２８を経て、
第２電圧調整器１２に電圧上昇指令を与える。[0072] Sliding the input power of the induction motor 2 is minimized, it is calculated by the slip calculator 23, calculation to reduce the setting slip S 0 from the value S is performed by the subtractor 25, and outputs a slip S t. This slip St is adjusted voltage generator 27
, The output V p passes through a sequential circuit 28,
A voltage increase command is given to the second voltage regulator 12.
【００７３】以上の制御アルゴリズムを図７に示す。FIG. 7 shows the above control algorithm.
【００７４】先ず、計測１では、電流検出器１６および
電圧検出器１７で、電流Ｉおよび電圧Ｖを検出し、電力
演算器２０では、電力Ｐを演算するとともに、すべり演
算器２３で、上述の（７）式によりすべりを算出する
（ステップｎ１）。First, in the measurement 1, the current I and the voltage V are detected by the current detector 16 and the voltage detector 17, and the power calculator 20 calculates the power P, and the slip calculator 23 calculates the power P by the slip calculator 23. The slip is calculated by the equation (7) (step n1).
【００７５】調整電圧発生器２７は、最小電力点が見出
されて減算器２５からすべりＳtが与えられるまで、一
次電圧を低減させる（ステップｎ２）。The adjustment voltage generator 27 reduces the primary voltage until the minimum power point is found and the slip St is given from the subtractor 25 (step n2).
【００７６】計測２では、電流および電圧を検出すると
ともに、電力およびすべりを算出し（ステップｎ３）、
計測２で算出された電力Ｐ2が、計測１で算出された電
力Ｐ1を上回ったか否かを判断し（ステップｎ４）は、
上回っていないときには、電力Ｐ2を電力Ｐ1に置き換え
（ステップｎ４２）、ステップｎ２に戻る。上回ったと
きには、最小電力点になったとして、ステップｎ５に移
る。In measurement 2, the current and voltage are detected, and the power and slip are calculated (step n3).
Power P 2 calculated in measurement 2, it is determined whether exceeds the power P 1 calculated in the measurement 1 (step n4) is
When not exceed replaces power P 2 to the power P 1 (step n42), the flow returns to step n2. If it exceeds, it is determined that the minimum power point has been reached, and the routine goes to Step n5.
【００７７】ステップｎ５では、最小電力点となったと
きのすべりからすべり設定器２４で設定されたすべりを
減算器２５で減算し、調整電圧発生器２７は、一次電圧
を上昇させる（ステップｎ６）。At step n5, the slip set by the slip setting unit 24 is subtracted by the subtractor 25 from the slip at the minimum power point, and the adjustment voltage generator 27 increases the primary voltage (step n6). .
【００７８】次に計測３では、電流および電圧を検出す
るとともに、電力およびすべりを算出し（ステップｎ
７）、算出したすべりが、ステップｎ５で算出したすべ
りを下回ったか否かを判断し（ステップｎ８）、下回っ
ていないときには、ステップｎ６に戻り、下回ったとき
には、終了する。Next, in measurement 3, the current and voltage are detected, and the power and slip are calculated (step n).
7) It is determined whether or not the calculated slip is less than the slip calculated in step n5 (step n8). If not, the process returns to step n6.
【００７９】ここでは理解を容易にするために、コンバ
ータ部３における電圧制御を行う場合について説明した
が、インバータ部５のスイッチイング素子のベースドラ
イブ制御によって出力電圧を制御するようにしてもよい
のは勿論である。Here, for ease of understanding, the case where voltage control is performed in converter unit 3 has been described. However, the output voltage may be controlled by base drive control of the switching element of inverter unit 5. Of course.
【００８０】順序回路２８は、調整電圧発生器２７の出
力Ｖpを優先して処理し電圧制御を終了する。更に、逓
減トルク負荷で省エネ効果を上げたい場合には、周波数
調整用電圧発生器２６の出力Ｖfを処理してＶ／Ｆ変換
器１３の入力を減じ、インバータ部５の出力周波数を低
減さす。すなわち、例えば設定すべりを２％、誘導電動
機が５４Ｈｚでインバータ運転中の場合は、周波数調整
用電圧発生器２６の出力指令は、５４−（５４×０．０
２）＝５２．９２（Ｈｚ）となり、この周波数で誘導電
動機が運転することになる。[0080] sequential circuit 28 terminates the priority to processing the voltage controls the output V p of the adjustment voltage generator 27. Further, when it is desired to increase the energy saving effect with the gradually decreasing torque load, the output Vf of the frequency adjusting voltage generator 26 is processed to reduce the input of the V / F converter 13 and the output frequency of the inverter unit 5 is reduced. . That is, for example, when the set slip is 2% and the induction motor is in the inverter operation at 54 Hz, the output command of the frequency adjustment voltage generator 26 is 54- (54 × 0.0
2) = 52.92 (Hz), and the induction motor operates at this frequency.
【００８１】図２は誘導電動機２に対する入力電力と入
力電圧の関係を示す特性図である。誘導電動機の入力電
力と入力電圧の関係は鉄損ＰIの増加と、銅損Ｐcおよび
機械的な負荷分の減少とが相互に働き合って最小の入力
電力の値をもつような特質となる。したがって、誘導電
動機２に対する入力電圧を下げていけば、誘導電動機２
の入力電力が最小となる値（図中、ＶaＶbＶc）が見つ
かるので、負荷変動のない理想的な場合は、この点を求
めることが最適な最小電力制御となる。FIG. 2 is a characteristic diagram showing a relationship between input power and input voltage to the induction motor 2. An increase of iron loss P I relationship between the input power and the input voltage of the induction motor, and characteristics such as a reduction in copper loss P c and mechanical load-suddenly finds work with each other with the value of the minimum of the input power Become. Therefore, if the input voltage to the induction motor 2 is reduced,
Input (in the figure, V a V b V c) power is minimum value so found is, when the load fluctuation without the ideal, to seek this point is the optimal minimum power control.
【００８２】図３はこのような最適な最小電力制御を行
う場合の説明図である。FIG. 3 is an explanatory diagram in the case where such optimal minimum power control is performed.
【００８３】定格電圧Ｖn、定格周波数Ｆnの誘導電動機
２を設定回転数に制御する場合を考えると、従来の通常
のインバータ制御では、図３中の、Ｖ／Ｆ一定の直線上
のある一点a(周波数Ｆr、電圧Ｖr)で運転する。Considering the case where the induction motor 2 having the rated voltage Vn and the rated frequency Fn is controlled to the set number of revolutions, in the conventional ordinary inverter control, one point a on the straight line V / F constant in FIG. (Frequency Fr, voltage Vr).
【００８４】しかし、このa点は誘導電動機２の入力電
力を最小にする点ではない。本発明のＥＳＣでは、コン
バータ部３の出力電圧値を低減して負荷に見合った分だ
けの電圧値(図３中のb点)に自動調整して、誘導電動機
２の不必要な損失を発生させないようにしている。これ
は負荷率によっては非常に有効な働きとなる。However, this point a is not the point at which the input power of the induction motor 2 is minimized. In the ESC of the present invention, unnecessary loss of the induction motor 2 is generated by reducing the output voltage value of the converter unit 3 and automatically adjusting it to a voltage value (point b in FIG. 3) corresponding to the load. I try not to let them. This is a very effective function depending on the load factor.
【００８５】また、この場合において、インバータ部５
の出力周波数をほとんど下げないで、電圧値だけを低減
させて最小電力制御を行うこともできる。これは負荷率
が低い場合に有効で、十分な省エネ効果が得られる。In this case, the inverter 5
It is also possible to perform the minimum power control by reducing only the voltage value without substantially lowering the output frequency. This is effective when the load factor is low, and a sufficient energy saving effect can be obtained.
【００８６】次に，本発明のＥＳＣにおける負荷変動に
対する安定度について述べる。Next, the stability of the ESC of the present invention with respect to load fluctuation will be described.
【００８７】いま、一定負荷で回転中の誘導電動機のす
べりをＳとすると、負荷変動分γがあるときのすべりは
Ｓ十γとなるが、これがＳにもどる回転力Ｔは、γが非
常に小さいとき次式で表される。Supposing that the slip of the induction motor rotating at a constant load is S, the slip when there is a load variation γ is S−10, and the rotational force T that returns to S is very small when γ is very large. When smaller, it is expressed by the following equation.
【００８８】 Ｔ＝(３ＶＶ0／ωχ){sin(Ｓ＋γ)−sinＳ} ＝(３ＶＶ0／ωχ)γcosＳ＝kγ ここに、Ｖ：端子電圧、Ｖ0：内部電圧、ω：同期角速
度、χ：リアクタンス、k＝(３ＶＶ0／ωχ)cosＳであ
る。T = (3VV 0 / ωχ) {sin (S + γ) −sinS} = (3VV 0 / ωχ) γ cosS = kγ where V: terminal voltage, V 0 : internal voltage, ω: synchronous angular velocity, χ: The reactance, k = (3VV 0 / ωχ) cosS.
【００８９】また、誘導電動機の制動係数をＤ、慣性モ
ーメントをＪとすると、負荷変動による安定度特性方程
式は次の通りとなる。Further, assuming that the braking coefficient of the induction motor is D and the moment of inertia is J, the stability characteristic equation due to load fluctuation is as follows.
【００９０】Ｊ(d2γ／dt2)＋Ｄ(dγ／dt)＋kγ＝０ この解は、 γ＝Ａεαt＋Ｂεβt (８) ただし、J (d 2 γ / dt 2 ) + D (dγ / dt) + kγ = 0 This solution is given by γ = Aεα t + Bεβ t (8)
【００９１】[0091]
【数４】 (Equation 4)
【００９２】[0092]
【数５】 (８)式の解より、判別式Ｄ2−４kＪ≧０なら安定、Ｄ2
−４kＪ＜０なら不安定となる。(Equation 5) (8) from the solution of equation if discriminant D 2 -4kJ ≧ 0 stable, D 2
If -4 kJ <0, it becomes unstable.
【００９３】また、(８)式は、 γ＝ε-{D/(2J)}t{ＡεJzt＋ＢεJzt} 但し、Equation (8) is given by: γ = ε− {D / (2J)} t { AεJzt + BεJzt } where
【００９４】[0094]
【数６】 と表記できるので、負荷変動による振動の周波数fは、
次のようになる。(Equation 6) Therefore, the frequency f of vibration due to load fluctuation is
It looks like this:
【００９５】[0095]
【数７】 また、固有振動周波数f0は次のようになる。(Equation 7) Further, the natural vibration frequency f 0 is as follows.
【００９６】[0096]
【数８】 すなわち、誘導電動機を安定運転するには、負荷変動に
よる強制振動の周期と誘導電動機の固有振動の周期とを
遠ざける必要があるが(±２０％以上)、通常の誘導電動
機の固有振動の周期は数秒以内のため、負荷変動が数秒
以内の繰り返し周期となる場合には注意が必要である。(Equation 8) That is, in order to operate the induction motor stably, it is necessary to keep the period of the forced vibration due to the load fluctuation from the period of the natural vibration of the induction motor (more than ± 20%), but the period of the natural vibration of the normal induction motor is Since it is within a few seconds, care must be taken when the load fluctuation is repeated within a few seconds.
【００９７】ここで、すべりとトルクとの関係を説明す
る。Here, the relationship between slip and torque will be described.
【００９８】誘導電動機（以下モータと記す）のトルク
は、周知のように二次諸量で表せば次のようになる。As is well known, the torque of an induction motor (hereinafter referred to as a motor) can be expressed by the following secondary quantities.
【００９９】 Ｔ＝ｍ2Ｅ2 2Ｓｒ2／ω1・｛ｒ2 2＋（ｓｘ2）2｝ ［Ｎ−ｍ］ （９） ここでｍ2：二次巻線の相数（かご形の場合 ｍ2＝スロ
ット数／極対数） Ｅ2：二次誘導起電力、Ｓ：すべり ω1：同期回転角速度、ｒ2：二次回路抵抗 ｘ2：二次回路リアクタンス （９）式において最大トルクをＴm、その時のすべりを
Ｓmとすれば、それぞれ次式で表されることはよく知ら
れている。[0099] T = m 2 E 2 2 Sr 2 / ω 1 · {r 2 2 + (sx 2) 2} [N-m] (9) where m 2: the number of phases of the secondary winding (cage form M 2 = number of slots / number of pole pairs) E 2 : secondary induced electromotive force, S: slip ω 1 : synchronous rotation angular velocity, r 2 : secondary circuit resistance x 2 : secondary circuit reactance Assuming that the torque is T m and the slip at that time is S m , it is well known that they are expressed by the following equations.
【０１００】 Ｓm＝ｒ2／ｘ2 （１０） Ｔm＝ｍ2Ｅ2 2／ω1・２ｘ2 （１１） ここで、ＴmおよびＳmを用いて（９）式のトルクＴを表せば Ｔ＝２Ｔm／｛（Ｓm／Ｓ）＋（Ｓ／Ｓm）｝ （１２） となり、すべりとトルクとの関係がより一層明確になる。即ち、 （１）Ｓ＞Ｓmのときは、（Ｓm／Ｓ）《（Ｓ／Ｓm）となり、 Ｔ≒２ＴmＳm／Ｓ （１３） （２）Ｓ＜Ｓmのときは、（Ｓm／Ｓ）》（Ｓ／Ｓm）となり、 Ｔ≒２ＴmＳ／Ｓm （１４） （３）Ｓ≒Ｓmのときは、（Ｓm／Ｓ）≒（Ｓ／Ｓm）≒１となり、 Ｔ≒Ｔm （１５） 以上の簡略式はトルクの特徴をよく表している。[0100] In S m = r 2 / x 2 (10) T m = m 2 E 2 2 / ω 1 · 2x 2 (11) wherein, by using the T m and S m (9) below the torque T Expressed as T = 2T m / {(S m / S) + (S / S m )} (12), and the relationship between slip and torque is further clarified. That, (1) S> When the S m, (S m / S ) "(S / S m) becomes, T ≒ 2T m S m / S (13) (2) S < When S m is (S m / S) "( S / S m) becomes, T ≒ 2T m S / S m (14) (3) when the S ≒ S m, (S m / S) ≒ (S / S m) ≒ 1 and T ≒ T m (15) The above simplified expression well expresses the characteristics of the torque.
【０１０１】ところで、（９）式を一次側換算値を用
い、簡易等価回路によってトルクを表すと次式のように
なる。By the way, when the torque is expressed by a simple equivalent circuit using the primary side converted value in the equation (9), the following equation is obtained.
【０１０２】 Ｔ＝ｍ1Ｖ1 2（ｒ2’／Ｓ）／ω1・｛（ｒ2’／Ｓ）2＋ｘ’2 2｝ （１６） ここで、ｍ1：一次巻線の相数 Ｖ1：一次供給電圧 （１６）式をもとに、一次供給電圧を変えた場合のトル
ク速度特性を描くと図８の実線の様になる。即ち、この
実線はモータトルクＴMであり、Ｖ1nは電源電圧を表
す。[0102] T = m 1 V 1 2 ( r 2 '/ S) / ω 1 · {(r 2' / S) 2 + x '2 2} (16) where, m 1: the number of phases of the primary winding V 1 : Primary supply voltage A torque line characteristic when the primary supply voltage is changed based on the equation (16) is as shown by a solid line in FIG. That is, this solid line is the motor torque T M , and V 1n represents the power supply voltage.
【０１０３】また、図８の破線は（１３）、（１４）、
（１５）式を示したものである。即ち、例えばＶ1＝３
／４Ｖ1n特性において、（１３）式は双曲線ａｂｃを表
し、（１４）式は直線ｃｄｏを表す。両者の交点ｃで
は、Ｓ＝Ｓm 、Ｔ＝２Ｔmである。また、（１５）式は
横軸に平行な直線ｂｍｄを表し、曲線ａｂｃとの交点ｂ
ではＳ＝２Ｓm、直線ｃｄｏの交点ｄではＳ＝Ｓm／２と
なる。従って、（１２）式の示すトルク速度曲線は、破
線で示すａｂｍｄｏの近似曲線でその特性の概要を表す
ことができる。The broken lines in FIG. 8 are (13), (14),
This is an expression (15). That is, for example, V 1 = 3
In the / 4V 1n characteristic, equation (13) represents a hyperbola abc, and equation (14) represents a straight line cdo. In both intersections c, S = S m, a T = 2T m. Equation (15) represents a straight line bmd parallel to the horizontal axis, and an intersection b with the curve abc
S = 2S m , and S = S m / 2 at the intersection d of the straight line cdo. Therefore, the characteristic of the torque speed curve shown by the equation (12) can be represented by an approximate curve of abmdo shown by a broken line.
【０１０４】この図８をもとにモータの安定性（負荷変
動耐量）を定性的に説明する。いま負荷トルクをＴLの
ようなものとすると、省エネ効果を最大にするにはＶ1
＝１／２Ｖ1nまで、モータへの一次供給電圧を下げれば
よい。このときのモータの安定運転点はＥ’s点であ
る。（最大トルクより５％低減点）。この時のすべり及
び最大トルクはそれぞれＳ’及びＴ’mとなるが、負荷
変動（増加）時はＴ’m−Ｅ’sが非常に小さくストール
現象を起こしモータは停止しやすくなる。そこで、この
現象を回避し安定性を向上さすには、Ｖ1＝１／３1/2Ｖ
1nまで一次供給電圧を上昇さすとする。これは設定すべ
りＳ1を１．０（％）とした場合に相当する。いま、こ
のモータ（２．２ＫＷ）の停動トルク（ストーリングト
ルク）が定格トルクの２４０％と仮定すると（一般には
２００〜２５０％の範囲で設計される）、このモータの
負荷率は約６０％となる。従って、一次供給電圧上昇分
を決めるすべりＳvは次のようになる。The stability (withstand load fluctuation) of the motor will be qualitatively described with reference to FIG. Assuming that the load torque is like T L , V 1 is required to maximize the energy saving effect.
The primary supply voltage to the motor may be reduced to = 1 / 2V 1n . Stable operating point of the motor at this time is E 's point. (5% reduction point from maximum torque). Although the respective sliding and maximum torque at this time S 'and T' m, the T 'm -E' s when the load change (increase) is can easily stop the motor causes a very small stall phenomenon. Therefore, in order to avoid this phenomenon and improve the stability, V 1 = 1/3 1/2 V
Assume that the primary supply voltage is increased to 1n . This corresponds to a case where the set slip S 1 1.0 (%) and. Now, assuming that the stalling torque (stalling torque) of this motor (2.2 KW) is 240% of the rated torque (generally designed in the range of 200 to 250%), the load factor of this motor is about 60%. %. Accordingly, the slip S v determine the primary supply voltage rise is as follows.
【０１０５】 Ｓv＝Ｓr−Ｓ1 （１７） ここで、Ｓｒ：一次供給電圧が電力最小値になる時のす
べり Ｓ1：設定すべり いま、２．２ＫＷ，負荷率６０％のモータのＳvを
（７）式および（１７）式により計算すると Ｓv＝１．７４−１．０＝０．７４（％） 即ち、Ｓv値に相当する一次供給電圧は１１５Ｖ（２０
０Ｖ系において）であり、その時のモータの安定運転点
は図８のＥ”sとなる。負荷増量裕度はＴ”m−Ｅ”sと
なり、すべりＳ時の裕度はＴ’m−Ｅ’sに比べ約２０倍
の耐量アップとなる。本例は図にて分かりやすくするた
めに設定すべりを１．０％とした場合であり、設定すべ
り０．２７％とした場合の負荷変動耐量は負荷トルクを
図８のようなＴnと仮定すれば約５倍となるが、この耐
量は負荷の種類、負荷率によっても変化する。[0105] In S v = S r -S 1 ( 17) where, Sr: primary supply slip when the voltage becomes power minimum S 1: Set sliding Now, 2.2KW, load factor 60% of the motor S When v is calculated by the equations (7) and (17), S v = 1.74−1.0 = 0.74 (%) That is, the primary supply voltage corresponding to the S v value is 115 V (20
A In 0V system), stable operating point at that time of the motor E in FIG. 8 becomes "s. Load increase margin is T" m -E 's next, when the slip S latitude is T' m -E is about 20 times the capability up than in 's. this example is a case where the setting slip was 1.0% for clarity in the drawing, a load fluctuation tolerance in the case of the 0.27% set slip is approximately 5 times assuming a load torque and T n as shown in FIG. 8, this type of capability load, also changes depending on the load factor.
【０１０６】いま一例として、負荷変動の周期を３秒、
負荷率８０％(すベり４％)，すべりの減少を２％とした
場合の負荷変動とＥＳＣの安定度特性を図４に示す。As an example, the cycle of the load change is 3 seconds,
FIG. 4 shows load fluctuation and ESC stability characteristics when the load factor is 80% (slip 4%) and the decrease in slip is 2%.
【０１０７】この場合の誘導電動機の固有振動周期は
２.８秒で負荷変動の周期に近いが、負荷変動増量１９
０％が安定限界となっており、負荷変動耐量を１５０％
と規定した場合でも、この程度の急激な負荷変動には十
分耐えうるものとなる。これにより、安定度が向上す
る。In this case, the natural vibration cycle of the induction motor is 2.8 seconds, which is close to the cycle of the load fluctuation, but the load fluctuation increase 19
0% is the stability limit and the load fluctuation tolerance is 150%
Even if it is stipulated, it is possible to withstand such a sudden load change sufficiently. Thereby, stability is improved.
【０１０８】なお、モータ負荷が増加して不安定になる
と、消費電力が増える。よって、消費電力を検出してお
き、これが一定割合以上増加すると、同期切り替えを行
い商用運転とすることで安定性を向上させることができ
る。If the motor load increases and becomes unstable, the power consumption increases. Therefore, the power consumption is detected, and if the power consumption is increased by a certain ratio or more, the stability can be improved by performing the synchronous switching to the commercial operation.
【０１０９】次に、昇圧機能の構成および動作について
説明する。Next, the configuration and operation of the boosting function will be described.
【０１１０】従来のＰＡＭインバータは、昇圧機能があ
るものの、特に、負荷の起動時には出力電圧が小さくて
始動トルクが低い。また、コンバータ部の出力をチョッ
パ部でチョッピングして出力電圧を制御しているので、
断続的なスイッチングで効率が低下するなどの問題があ
る。Although the conventional PAM inverter has a boosting function, the output voltage is small and the starting torque is low especially when the load is started. Also, since the output of the converter is chopped by the chopper to control the output voltage,
There are problems such as a drop in efficiency due to intermittent switching.
【０１１１】そこで、この実施の形態のＥＳＣでは、昇
圧回路９と設定器１０とを設け、交流電源１の交流電圧
が昇圧回路９から設定器１０を経て平滑回路４に印加さ
れるようにしている。Therefore, in the ESC of this embodiment, a booster circuit 9 and a setting device 10 are provided so that the AC voltage of the AC power supply 1 is applied from the booster circuit 9 to the smoothing circuit 4 via the setting device 10. I have.
【０１１２】ここでの昇圧回路９は、たとえば変圧器、
電流制限用抵抗、逆流防止用ダイオード(図示せず)など
を組み合わせた整流回路より構成されており、コンバー
タ部３の出力をチョッピングすることなく昇圧する。な
お、この昇圧回路９は、コンデンサと整流回路などを組
み合わせて構成することも可能である。Here, the booster circuit 9 includes, for example, a transformer,
It is composed of a rectifier circuit combining a current limiting resistor, a backflow prevention diode (not shown), and the like, and boosts the output of the converter unit 3 without chopping. It should be noted that the booster circuit 9 can be configured by combining a capacitor and a rectifier circuit.
【０１１３】また、設定器１０は、昇圧時間を設定する
タイマー、または外部信号により動作するスイッチによ
り構成され、誘導電動機２の起動時には昇圧回路９の出
力を平滑回路４に供給するが、起動時から所定時間が経
過して定常状態に移行した時点で昇圧回路９の出力を遮
断して、コンバータ部３の出力が平滑回路４に供給され
るように動作する。なお、この設定器１０は、昇圧回路
９内に組み込むこともできる。The setting device 10 is constituted by a timer for setting the boosting time or a switch operated by an external signal. When the induction motor 2 is started, the output of the boosting circuit 9 is supplied to the smoothing circuit 4. When a predetermined time elapses and a transition is made to the steady state, the output of the booster circuit 9 is cut off and the operation of the converter section 3 is supplied to the smoothing circuit 4. The setting device 10 can be incorporated in the booster circuit 9.
【０１１４】次に、同期切替機能の構成および動作につ
いて説明する。Next, the configuration and operation of the synchronization switching function will be described.
【０１１５】同期切替のためには、インバータ部５の出
力が、交流電源１に対して周波数、電圧、位相がいずれ
も一致するように制御を行う必要がある。For synchronous switching, it is necessary to control the output of the inverter unit 5 so that the frequency, voltage, and phase of the AC power supply 1 are all the same.
【０１１６】そこで、インバータ部５の出力電圧Ｖivと
交流電源１の出力電圧Ｖccは、それぞれ第１，第２ゼロ
クロス・コンパレータ３０，３１に入力される。Therefore, the output voltage Viv of the inverter unit 5 and the output voltage Vcc of the AC power supply 1 are input to the first and second zero-cross comparators 30 and 31, respectively.
【０１１７】第１，第２ゼロクロス・コンパレータ３
０，３１は、交流信号がゼロ点を横切る時にパルスを発
生し、方形波に変換する。First and second zero-cross comparators 3
0 and 31 generate a pulse when the AC signal crosses the zero point and convert it to a square wave.
【０１１８】第１，第２ゼロクロス・コンパレータ３
０，３１の各出力は、第１，第２整流回路３２，３３で
それぞれ整流されて正側の方形波の信号eiv，eccのみが
取り出される。First and second zero-cross comparators 3
The outputs 0 and 31 are rectified by the first and second rectifier circuits 32 and 33, respectively, and only positive side square wave signals e iv and e cc are extracted.
【０１１９】位相比較器３４は、たとえばＥＸ−ＯＲ回
路からなり、第１，第２ゼロクロス・コンパレータ３
０，３１の両出力信号eiv，eccの位相を比較し、両信号
の位相差の情報を方形波の形で出力する。The phase comparator 34 is composed of, for example, an EX-OR circuit, and includes the first and second zero-cross comparators 3.
The phases of the two output signals e iv and e cc of 0 and 31 are compared, and information on the phase difference between the two signals is output in the form of a square wave.
【０１２０】積分器３５は、この位相比較器３４の出力
を積分し(三角波状)、そのピーク値がピークホールド回
路３６で保持される。そして、このピークホールド回路
３６の出力Ｅｃと第１整流回路３２の出力eivは、共に
位相調整器３７に入力される。The integrator 35 integrates the output of the phase comparator 34 (triangular waveform), and the peak value is held by the peak hold circuit 36. The output e iv output Ec and the first rectifier circuit 32 of the peak hold circuit 36 are both input to the phase adjuster 37.
【０１２１】位相調整器３７は、たとえば三角波発生
器、コンパレータ、ＰＬＬ回路(図示せず)で構成されて
いる。The phase adjuster 37 comprises, for example, a triangular wave generator, a comparator, and a PLL circuit (not shown).
【０１２２】ここで、ピークホ−ルド回路３６の出力は
位相調整器３７に対してコントロール電圧Ｅcとして入
力され、このコントロール電圧Ｅcの大きさにより第１
整流回路３２の出力電圧eivに対する位相調整器３７の
出力電圧e4の位相が変化する。Here, the output of the peak hold circuit 36 is input to the phase adjuster 37 as a control voltage Ec.
The output voltage e 4 of the phase of the phase adjuster 37 to the output voltage e iv of the rectifier circuit 32 is changed.
【０１２３】すなわち、位相調整器３７の出力e4は、入
力信号eivに対して９０°位相の進んだデューティ５０
％の方形波であるが、両信号eiv，eccの位相差に応じて
位相調整器３７の出力信号e4の位相が変化する。Ｅcとe
4の位相差の関係を図５に示す。That is, the output e 4 of the phase adjuster 37 has a duty 50 advanced by 90 ° with respect to the input signal e iv .
% Of is a square wave, the output signal e 4 of the phase of the phase adjuster 37 changes according to the phase difference between the two signals e iv, e cc. Ec and e
FIG. 5 shows the relationship between the four phase differences.
【０１２４】位相調整器３７の出力信号e4と第１整流回
路３２の出力信号eivとが共に位相一致回路４１に入力
される。An output signal e 4 of the phase adjuster 37 and an output signal e iv of the first rectifier circuit 32 are both input to the phase matching circuit 41.
【０１２５】位相一致回路４１は、両信号e4，eivの位
相差を比較して、位相差があればその位相差の情報をＤ
／Ａコンバータ４５を介して移相器１５に与えるので、
移相器１５は、インバータ部５に入力されるパルス分配
器１４からのパルスを位相差がゼロになるようシフトさ
せる。The phase matching circuit 41 compares the phase difference between the two signals e 4 and e iv and, if there is a phase difference, converts the information of the phase difference into D.
Since the signal is supplied to the phase shifter 15 via the / A converter 45,
The phase shifter 15 shifts the pulse input from the pulse distributor 14 to the inverter unit 5 so that the phase difference becomes zero.
【０１２６】そして、位相差ゼロ、すなわちインバータ
部５の交流出力と交流電源１の交流出力との位相が一致
すれば、位相一致回路４１はハイレベルの信号を出力
し、これが論理積回路４２に与えられる。When the phase difference is zero, that is, when the phase of the AC output of the inverter unit 5 and the phase of the AC output of the AC power supply 1 match, the phase matching circuit 41 outputs a high-level signal. Given.
【０１２７】したがって、この実施の形態の場合には、
誘導電動機２の起動時から定常状態、また同期切替のい
ずれの場合においても、インバータ部５の交流出力は、
常に交流電源１の交流出力の位相に一致することにな
る。Accordingly, in the case of this embodiment,
In any case of the induction motor 2 from the start to the steady state and the synchronous switching, the AC output of the inverter unit 5 is:
The phase of the AC output of the AC power supply 1 always coincides with the phase of the AC output.
【０１２８】一方、電圧一致回路４０には、交流電源１
の交流電圧Ｖccとインバータ部５の出力電圧Ｖivが共に
図示しない検波回路で検波されて入力される。On the other hand, the voltage matching circuit 40
And the output voltage Viv of the inverter unit 5 are both detected by a detection circuit (not shown) and input.
【０１２９】電圧一致回路４０は、両電圧Ｖcc，Ｖinの
差を比較して電圧差ゼロ、すなわちインバータ部５の交
流電圧Ｖivと交流電源１の交流電圧Ｖccとの電圧が一致
すればハイレベルの信号を出力し、これが論理積回路４
２に与えられる。なお、電圧一致回路４０における両電
圧Ｖcc，Ｖinの差の情報は、同期切替のためのスイッチ
４８がオンされた場合にのみＤ／Ａコンバータ４４を介
して基準電圧発生器６に与えられて基準電圧が変化され
る。The voltage matching circuit 40 compares the difference between the two voltages Vcc and Vin and compares the difference between the two voltages Vcc and Vin to zero. Outputs a signal, which is a logical product circuit 4
2 given. The information on the difference between the two voltages Vcc and Vin in the voltage matching circuit 40 is supplied to the reference voltage generator 6 via the D / A converter 44 only when the switch 48 for synchronous switching is turned on. The voltage is changed.
【０１３０】開閉器４３は、交流電源１の出力とインバ
ータ部５の出力とを選択的に切り替えるもので、たとえ
ばＳＳＣ(半導体接触器)で構成され、論理積回路４２か
らハイレベルの信号が出力されたときに、交流電源１か
らの交流電力が誘導電動機２に供給するように動作す
る。The switch 43 selectively switches between the output of the AC power supply 1 and the output of the inverter unit 5, and is constituted by, for example, an SSC (semiconductor contactor), and outputs a high-level signal from the AND circuit 42. Then, the operation is performed so that the AC power from the AC power supply 1 is supplied to the induction motor 2.
【０１３１】次に、図１に示したこの実施の形態におけ
るＥＳＣの全体的な動作について説明する。Next, the overall operation of the ESC in this embodiment shown in FIG. 1 will be described.
【０１３２】同期切替を行う場合の外は、操作部４６は
操作されておらず、したがって同期切替用のスイッチ４
７、４８は共にオフしている。したがって、このときに
は、論理積回路４２の出力が開閉器４３に加わらないた
め、開閉器４３はインバータ部５の出力が誘導電動機２
に供給されるように接続が切り替わっている。The operation section 46 is not operated except when the synchronous switching is performed.
Both 7 and 48 are off. Therefore, at this time, the output of the AND circuit 42 is not applied to the switch 43, so that the switch 43
The connection has been switched to be supplied to
【０１３３】そして、誘導電動機２の起動時において
は、交流電源１からの交流電力が昇圧回路９、設定器１
０、平滑回路４を介してインバータ部５に加わる。この
とき、昇圧回路９によって、交流電源１の出力電圧が昇
圧されているため、インバータ部５の出力電圧Ｖivも高
くなり、これが開閉器４３を介して誘導電動機２に供給
される。したがって、従来のＰＡＭインバータよりも誘
導電動機２の始動トルクが十分に確保される。また、昇
圧回路９は交流をチョッピングしていないため効率もよ
い。When the induction motor 2 is started, the AC power from the AC power supply 1 is supplied to the booster circuit 9 and the setting device 1.
0, which is applied to the inverter unit 5 via the smoothing circuit 4. At this time, since the output voltage of the AC power supply 1 has been boosted by the booster circuit 9, the output voltage Viv of the inverter unit 5 also increases, and this is supplied to the induction motor 2 via the switch 43. Therefore, the starting torque of the induction motor 2 is sufficiently secured as compared with the conventional PAM inverter. In addition, the boosting circuit 9 is efficient because the alternating current is not chopped.
【０１３４】起動時から所定時間が経過して誘導電動機
２が定常状態に移行した時点で、設定器１０によって昇
圧回路９の出力が遮断されるため、今度は、交流電源１
の交流電力がコンバータ部３および平滑回路４を介して
インバータ部５に供給されるようになる。When the induction motor 2 shifts to the steady state after a predetermined time has elapsed from the start-up, the output of the booster circuit 9 is cut off by the setter 10.
Is supplied to the inverter unit 5 via the converter unit 3 and the smoothing circuit 4.
【０１３５】このとき、スイッチ４８はオフなので、基
準電圧発生器６からは予め設定された所定の基準電圧が
発生され、この基準電圧が第１電圧調整器１１に加わっ
て、これに応じた電圧Ｖ１がコンバータ部３に供給され
る。At this time, since the switch 48 is off, a predetermined reference voltage set in advance is generated from the reference voltage generator 6, and this reference voltage is applied to the first voltage regulator 11, and a voltage corresponding to this is applied. V1 is supplied to the converter unit 3.
【０１３６】また、すべり制御による第２調整器１２の
出力Ｖ２もコンバータ部３に供給され、コンバータ部３
は、誘導電動機２の印加電圧を徐々に低減して誘導電動
機２の入力電力および入力電流の少なくとも一方を最小
にし、このときのすべりから誘導電動機２の負荷に応じ
て予め定めた設定すべりの値を減じた運転点まで印加電
圧を上昇させて安定性を確保して最適制御が行われる。
その詳細は前述の通りである。The output V2 of the second adjuster 12 by the slip control is also supplied to the converter 3, and
Is to gradually reduce the applied voltage of the induction motor 2 to minimize at least one of the input power and the input current of the induction motor 2, and to set a predetermined slip value according to the load of the induction motor 2 from the slip at this time. Optimum control is performed by increasing the applied voltage to the operating point where is reduced to ensure stability.
The details are as described above.
【０１３７】また、基準電圧はＶ／Ｆ変換器１３に入力
されて周波数変換され、これによってインバータ部５の
出力周波数が決定される。Further, the reference voltage is inputted to the V / F converter 13 and frequency-converted, whereby the output frequency of the inverter unit 5 is determined.
【０１３８】次に、同期切替を行うために、操作部４６
が操作されると、これに応じてスイッチ４７，４８が共
にオンする。Next, in order to perform synchronous switching, the operation unit 46 is used.
Is operated, the switches 47 and 48 are both turned on accordingly.
【０１３９】そこで、電圧一致回路４０は、交流電源１
の電圧Ｖccとインバータ部５の出力電圧Ｖivとの波高差
を測り、波高差の情報をスイッチ４８を介して基準電圧
発生器６に出力する。Therefore, the voltage matching circuit 40 is connected to the AC power supply 1
And the output voltage Viv of the inverter unit 5 is measured, and information on the peak value is output to the reference voltage generator 6 via the switch 48.
【０１４０】基準電圧発生器６は、この波高差の情報に
基づいて基準電圧が変化され、これによって、両電圧Ｖ
cc，Ｖinとの波高差がほぼゼロになるように第１電圧調
整器１１の出力電圧Ｖ１が変更される。波高差ゼロ、す
なわち両電圧Ｖcc，Ｖivが一致すれば、電圧一致回路４
０よりハイレベルの信号が出力される。The reference voltage generator 6 changes the reference voltage on the basis of the information on the peak difference.
The output voltage V1 of the first voltage regulator 11 is changed so that the wave height difference between cc and Vin becomes substantially zero. If the peak difference is zero, that is, if both voltages Vcc and Viv match, the voltage matching circuit 4
A signal higher than 0 is output.
【０１４１】この場合、Ｖ／Ｆ変換器１３は、Ｖ／Ｆ＝
一定の関係を保ってインバータ部５の出力周波数を変化
させるので、交流電源１の周波数とインバータ部５の出
力周波数も一致する。In this case, the V / F converter 13 outputs V / F =
Since the output frequency of the inverter unit 5 is changed while maintaining a constant relationship, the frequency of the AC power supply 1 and the output frequency of the inverter unit 5 also match.
【０１４２】さらに、前述のように、位相一致回路４１
は、両信号e4，eivの位相差を比較して、位相差があれ
ばその位相差の情報をＤ／Ａコンバータ４５を介して移
相器１５に与えるので、移相器１５は、インバータ部５
に入力されるパルス分配器１４からのパルスを位相差が
ゼロになるようシフトする。Further, as described above, the phase matching circuit 41
Compares the phase difference between the two signals e 4 and e iv , and if there is a phase difference, gives the information of the phase difference to the phase shifter 15 via the D / A converter 45. Inverter section 5
Is shifted so that the phase difference becomes zero.
【０１４３】そして、位相差ゼロ、すなわちインバータ
部５の交流出力と交流電源１の交流出力との位相が一致
すれば、位相一致回路４１はハイレベルの信号を出力
し、これが論理積回路４２に与えられる。If the phase difference is zero, that is, if the phase of the AC output of the inverter unit 5 and the phase of the AC output of the AC power supply 1 match, the phase matching circuit 41 outputs a high-level signal. Given.
【０１４４】電圧一致回路４０の出力と位相一致回路４
１の出力が共にハイレベルとなったとき、論理積回路４
２の出力もハイレベルとなり、この信号がスイッチ４７
を介して開閉器４３に入力される。Output of Voltage Matching Circuit 40 and Phase Matching Circuit 4
When both outputs of the logic circuit 1 become high level, the AND circuit 4
2 also goes high, and this signal is
Is input to the switch 43 via the switch.
【０１４５】これに応じて、開閉器４３は、インバータ
部５の出力から交流電源１出力への同期切替を実行し、
これによって、誘導電動機２は途中制止することなくシ
ョックレスに回転を続ける。In response, switch 43 executes synchronous switching from the output of inverter unit 5 to the output of AC power supply 1,
As a result, the induction motor 2 continues to rotate in a shockless manner without being stopped halfway.
【０１４６】なお、上記の説明は、インバータ部５の出
力を交流電源１の出力に切り替える場合であるが、その
逆に、交流電源１よりインバータ部５の出力に切り替え
る場合も基本的な動作は同じである。In the above description, the output of the inverter unit 5 is switched to the output of the AC power supply 1. On the contrary, the basic operation is also performed when switching from the AC power supply 1 to the output of the inverter unit 5. Is the same.
【０１４７】このような機能を有する本発明のＥＳＣを
用いれば、負荷の変動幅の大きな機械、たとえば真空蒸
着装置等を使用する場合にも省エネを図ることができる
ので好適である。The use of the ESC of the present invention having such a function is preferable because energy can be saved even when a machine having a large load fluctuation range, for example, a vacuum evaporation apparatus or the like is used.
【０１４８】すなわち、このような真空蒸着装置は起動
より所定の真空度に到達する迄(数分〜数十分)は極めて
重負荷で、その後は１／１０以下にまで負荷が減少す
る。That is, such a vacuum evaporation apparatus is extremely heavy load from the start until a predetermined degree of vacuum is reached (from several minutes to several tens of minutes), and thereafter the load is reduced to 1/10 or less.
【０１４９】そこで、このような用途にＥＳＣを適用す
るには、起動直後は、誘導電動機２の始動トルクを確保
するために整流回路９を使用した運転を行い、次に、所
定の真空度に短時間で到達させるために同期切替を行っ
て商用の交流電源１を使用した運転に切替え、所定の真
空度に到達した以後は、省エネを優先させるために、イ
ンバータ部５の出力を用いて周波数と電圧とを下げた運
転をすることにより、大幅な省エネ化を図ることができ
る。Therefore, in order to apply the ESC to such an application, immediately after the start, the operation using the rectifier circuit 9 is performed in order to secure the starting torque of the induction motor 2, and then, the predetermined degree of vacuum is set. In order to achieve a short time, synchronous switching is performed to switch to operation using the commercial AC power supply 1, and after reaching a predetermined degree of vacuum, the output of the inverter unit 5 is used to give priority to energy saving. By performing the operation with the voltage and the voltage lowered, a great energy saving can be achieved.
【０１５０】[0150]
【発明の効果】本発明のインバータ装置(ＥＳＣ)は、次
のような効果を奏する。The inverter device (ESC) of the present invention has the following effects.
【０１５１】(１) 省エネ特性は、最近開発されている
Ｂインバータと同等であるが、この発明のＥＳＣは、Ｂ
インバータより格段に高頻度な運転・停止や急激な負荷
の変動に対して負荷変動耐量が大きく安定度に優れてい
る。したがって、ポンプや送風機等の逓減トルク負荷は
勿論のこと、負荷変動の激しいコンベア等の定トルク負
荷に適用しても大きな省エネ化が図れる。(1) The energy saving characteristics are the same as those of the recently developed B inverter.
The load fluctuation tolerance is large and the stability is excellent with respect to the much higher frequency of operation / stop and sudden load fluctuation than the inverter. Therefore, significant energy savings can be achieved even when applied to a constant torque load such as a conveyer or the like in which the load fluctuates in addition to a gradually decreasing torque load such as a pump or a blower.
【０１５２】(２) 同期切替および昇圧機能は従来のイ
ンバータ装置にないものであり、これにより高出力、高
効率化が図れ、用途が大幅に広がる。特に、同期切替に
関しては、速度サーチ機能付インバータより簡単な回路
構成で負荷変動時にも安定して同期切替を行うことがで
きる。また、昇圧に関しては、従来のＰＡＭインバータ
と異なる構成で、効率や起動トルクを大幅に改善でき、
かつ軽負荷時にも安定した動作が行える。(2) Synchronous switching and boosting functions are not provided in the conventional inverter device, so that high output and high efficiency can be attained, and the application is greatly expanded. In particular, regarding the synchronous switching, the synchronous switching can be stably performed even when the load changes with a simpler circuit configuration than the inverter with the speed search function. Regarding boosting, efficiency and start-up torque can be greatly improved with a configuration different from the conventional PAM inverter.
In addition, stable operation can be performed even under a light load.
【０１５３】(３) すべり制御の安定度解析により、負
荷変動耐量の概念を新しく導入でき、今後のインバータ
の標準仕様として信頼性の指標が確立できる。(3) By analyzing the stability of slip control, a new concept of load fluctuation tolerance can be newly introduced, and a reliability index can be established as a standard specification of an inverter in the future.
【０１５４】(４) このように、ＥＳＣは、省エネはも
とより、工場ラインの生産性向上にも大きな効果を発揮
できる。(4) As described above, the ESC can exert a great effect not only for energy saving but also for improving the productivity of the factory line.
【図１】本発明の実施形態に係るインバータ装置の構成
を示すブロック図FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an inverter device according to an embodiment of the present invention.
【図２】誘導電動機に対する入力電圧と入力電力との関
係を示す特性図FIG. 2 is a characteristic diagram showing a relationship between an input voltage and an input power for an induction motor.
【図３】誘導電動機の最小電力制御の説明図FIG. 3 is an explanatory diagram of minimum power control of an induction motor.
【図４】本発明の実施の形態のインバータ装置の負荷変
動に対する安定度を示す特性図FIG. 4 is a characteristic diagram showing stability of the inverter device according to the embodiment of the present invention with respect to a load change;
【図５】位相調整器に入力されるコントロール電圧と位
相調整器から出力される位相調整用の出力信号の関係を
示す特性図FIG. 5 is a characteristic diagram showing a relationship between a control voltage input to the phase adjuster and an output signal for phase adjustment output from the phase adjuster.
【図６】誘導電動機に対して供給される電圧と損失との
関係を示す特性図FIG. 6 is a characteristic diagram showing a relationship between a voltage supplied to an induction motor and a loss.
【図７】動作説明に供するフローチャートFIG. 7 is a flowchart for explaining the operation;
【図８】一次供給電圧を変えた場合のトルク速度特性を
示す図FIG. 8 is a diagram showing a torque speed characteristic when the primary supply voltage is changed.
１…交流電源、２…誘導電動機、３…コンバータ部、４
…平滑回路、５…インバータ部、６…基準電圧発生器、
９…昇圧回路、１０…設定器、１１，１２…第１，第２
電圧調整器、１３…Ｖ／Ｆ変換器、１４…パルス分配
器、１５…移相器、１６…電流検出器、１７…電圧検出
器、２０…電力演算器、２３…すべり演算器、３０，３
１…第１、第２ゼロクロス・コンパレータ、３２，３３
…第１、第２整流回路、３４…位相比較器、３５…積分
器、３６…ピークホールド回路、３７…位相調整器、４
０…電圧一致回路、４１…位相一致回路、４３…開閉
器、４６…操作部、４７，４８…スイッチ。1. AC power supply 2. Induction motor 3. Converter part 4.
... Smoothing circuit, 5 ... Inverter section, 6 ... Reference voltage generator,
9 booster circuit, 10 setting device, 11 and 12 first and second
Voltage regulator, 13: V / F converter, 14: pulse distributor, 15: phase shifter, 16: current detector, 17: voltage detector, 20: power calculator, 23: slip calculator, 30, 3
1: first and second zero-cross comparators 32, 33
.. First and second rectifier circuits, 34 phase comparator, 35 integrator, 36 peak hold circuit, 37 phase adjuster, 4
0: voltage matching circuit, 41: phase matching circuit, 43: switch, 46: operating unit, 47, 48: switch.
フロントページの続き (72)発明者 川島 克己 京都府京都市右京区花園土堂町10番地 オ ムロン株式会社内 (72)発明者 小出 正信 京都府京都市右京区花園土堂町10番地 オ ムロン株式会社内 (72)発明者 土岐 佳久 京都府京都市右京区花園土堂町10番地 オ ムロン株式会社内 (72)発明者 下村 徹 京都府京都市右京区花園土堂町10番地 オ ムロン株式会社内 (72)発明者 森川 明彦 京都府京都市右京区花園土堂町10番地 オ ムロン株式会社内Continuing on the front page (72) Inventor Katsumi Kawashima 10 Ohana Todocho, Hanazono-ku, Kyoto, Kyoto-shi (72) Inventor Masanobu Koide 10 Omori-Todocho, Hanazono-ku, Kyoto, Kyoto (72) Inventor Yoshihisa Toki 10 Okayama Todo-cho, Ukyo-ku, Kyoto-shi, Kyoto Prefecture (72) Inventor Toru Shimomura 10-Okamura Todocho, Hanazono-Ukyo-ku, Kyoto City, Kyoto Prefecture (72) Inventor Akihiko Morikawa Omron Co., Ltd. 10 Hanazono Todocho, Ukyo-ku, Kyoto
Claims (4)
コンバータ部と、このコンバータ部の直流電力を逆変換
して誘導電動機に供給するインバータ部とを有するイン
バータ装置において、 前記インバータ部の交流出力電流を検出する電流検出手
段と、 前記インバータ部の交流出力電圧を検出する電圧検出手
段と、 前記交流出力電流と前記交流出力電圧より交流出力電力
を演算する電力演算手段と、 この交流出力電力と前記交流出力電流より誘導電動機の
回転時のすべりを演算するすべり演算手段と、 前記誘導電動機の入力電力および入力電流の少なくとも
一方を最小ならしめるべく、前記コンバータ部もしくは
前記インバータ部の出力電圧を制御して前記誘導電動機
の印加電圧を低減する手段と、 前記誘導電動機の入力電力および入力電流の少なくとも
一方を最小にする誘導電動機のすべりを前記すべり演算
手段より算出し、このすべりから前記誘導電動機の負荷
に応じて予め定めた設定すべりの値を減じた運転点まで
前記誘導電動機の印加電圧を上昇さす手段と、 を備えたことを特徴とするインバータ装置。1. An inverter device comprising: a converter section for converting an input commercial AC power supply in a forward direction; and an inverter section for inverting the DC power of the converter section and supplying the converted DC power to an induction motor. Current detection means for detecting an output current; voltage detection means for detecting an AC output voltage of the inverter unit; power calculation means for calculating an AC output power from the AC output current and the AC output voltage; And a slip calculating means for calculating a slip during rotation of the induction motor from the AC output current, and an output voltage of the converter unit or the inverter unit to minimize at least one of the input power and the input current of the induction motor. Means for controlling to reduce the applied voltage of the induction motor; and input power and input power of the induction motor. A slip of the induction motor that minimizes at least one of the flows is calculated by the slip calculating means, and the application of the induction motor to the operating point is calculated by subtracting a predetermined set slip value according to a load of the induction motor from the slip. An inverter device, comprising: means for increasing a voltage.
て、 当該インバータ装置にて運転中の誘導電動機の入力周波
数を前記誘導電動機の設定すべりの値に相当する割合だ
け低減さす手段を備えたことを特徴とするインバータ装
置。2. The inverter device according to claim 1, further comprising means for reducing an input frequency of the induction motor which is being operated by the inverter device, by a ratio corresponding to a set slip value of the induction motor. And an inverter device.
タ装置において、 前記交流電源電圧と前記インバータ部の交流出力電圧と
の位相差を検出する位相差検出手段と、 前記交流電源電圧と前記インバータ部の交流出力電圧と
の電圧差を検出する電圧差検出手段と、 基準電圧発生手段からの基準電圧をその大きさに応じて
インバータ部のスイッチング周波数を変換するＶ／Ｆ変
換手段と、 前記位相差検出手段で検出される位相差に応じて前記Ｖ
／Ｆ変換手段の出力パルスの位相をシフトする移相手段
と、 前記位相差検出手段および電圧差検出手段で検出される
位相差と電圧差が無いか、もしくは所定範囲内にある場
合にのみ前記交流電源とインバータ部の出力とを切り替
え動作する選択手段と、 を有し、かつ、前記基準電圧発生手段は、前記電圧差検
出手段で検出される電圧差に応じて基準電圧を変化させ
るように構成されている、ことを特徴とするインバータ
装置。3. The inverter device according to claim 1, wherein a phase difference detecting unit that detects a phase difference between the AC power supply voltage and an AC output voltage of the inverter unit, and the AC power supply voltage and the inverter. Voltage difference detecting means for detecting a voltage difference from the AC output voltage of the section, V / F converting means for converting the reference voltage from the reference voltage generating means into a switching frequency of the inverter section according to the magnitude thereof, According to the phase difference detected by the phase difference detecting means,
Phase shifting means for shifting the phase of the output pulse of the / F conversion means, and the phase difference and the voltage difference detected by the phase difference detecting means and the voltage difference detecting means are not present or only when the voltage difference is within a predetermined range. Selecting means for switching between an AC power supply and an output of the inverter unit, and wherein the reference voltage generating means changes a reference voltage according to a voltage difference detected by the voltage difference detecting means. An inverter device, comprising:
タ装置において、 前記交流電源電圧を昇圧して一定期間だけインバータ部
に供給する昇圧手段を有し、この昇圧手段は、変圧器ま
たはコンデンサと、整流器とを用いて昇圧するものであ
ることを特徴とするインバータ装置。4. The inverter device according to claim 1, further comprising: a booster for boosting the AC power supply voltage and supplying the boosted AC power supply voltage to the inverter section for a certain period, wherein the booster includes a transformer or a capacitor. And a rectifier for boosting the voltage.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000204862A JP3710119B2 (en) | 1999-07-07 | 2000-07-06 | Inverter device |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11-192806 | 1999-07-07 | ||
| JP19280699 | 1999-07-07 | ||
| JP2000204862A JP3710119B2 (en) | 1999-07-07 | 2000-07-06 | Inverter device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001078493A true JP2001078493A (en) | 2001-03-23 |
| JP3710119B2 JP3710119B2 (en) | 2005-10-26 |
Family
ID=26507530
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000204862A Expired - Lifetime JP3710119B2 (en) | 1999-07-07 | 2000-07-06 | Inverter device |
Country Status (1)
| Country | Link |
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| JP (1) | JP3710119B2 (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003098792A1 (en) * | 2002-05-17 | 2003-11-27 | Fuji Electric Holdings Co., Ltd. | Induction motor control method |
| CN109661770A (en) * | 2016-07-04 | 2019-04-19 | 韩国数码控制株式会社 | The maximum operational efficiency point applicable system of load |
-
2000
- 2000-07-06 JP JP2000204862A patent/JP3710119B2/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003098792A1 (en) * | 2002-05-17 | 2003-11-27 | Fuji Electric Holdings Co., Ltd. | Induction motor control method |
| CN109661770A (en) * | 2016-07-04 | 2019-04-19 | 韩国数码控制株式会社 | The maximum operational efficiency point applicable system of load |
| JP2019526222A (en) * | 2016-07-04 | 2019-09-12 | コリア デジタル コントロール カンパニー | System for applying maximum operating efficiency point of load |
| CN109661770B (en) * | 2016-07-04 | 2022-02-18 | 韩国数码控制株式会社 | Maximum operation efficiency point applicable system of load |
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|---|---|
| JP3710119B2 (en) | 2005-10-26 |
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