JP2001042956A - 誘導性負荷駆動回路 - Google Patents
誘導性負荷駆動回路Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 バイポーラトランジスタをＰＷＭ方式でスイ
ッチング駆動する誘導性負荷の駆動回路において、ＰＷ
Ｍのデューティ比に応じてバイポーラトランジスタに供
給するベース電流を変化させるように構成することによ
り、過剰なベース電流を抑制し、損失を少なくするとと
もに、発熱を少なくすること。 【解決手段】 デューティ比制御信号とパルス幅変調信
号を受けてパルス幅変調を行うＰＷＭコンパレータのパ
ルス幅変調出力と、デューティ比制御信号を電流に変換
する電圧電流変換回路の出力電流とを受けて、パルス幅
変調出力がオンの時に、電圧電流変換回路の出力電流あ
るいはこの出力電流を増幅した電流をバイポーラトラン
ジスタのベース電流として供給する。
ッチング駆動する誘導性負荷の駆動回路において、ＰＷ
Ｍのデューティ比に応じてバイポーラトランジスタに供
給するベース電流を変化させるように構成することによ
り、過剰なベース電流を抑制し、損失を少なくするとと
もに、発熱を少なくすること。 【解決手段】 デューティ比制御信号とパルス幅変調信
号を受けてパルス幅変調を行うＰＷＭコンパレータのパ
ルス幅変調出力と、デューティ比制御信号を電流に変換
する電圧電流変換回路の出力電流とを受けて、パルス幅
変調出力がオンの時に、電圧電流変換回路の出力電流あ
るいはこの出力電流を増幅した電流をバイポーラトラン
ジスタのベース電流として供給する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング素子
としてバイポーラトランジスタを用い、ＰＷＭ（Pulse
Width Modulation）駆動される誘導性負荷の駆動回路に
関する。
としてバイポーラトランジスタを用い、ＰＷＭ（Pulse
Width Modulation）駆動される誘導性負荷の駆動回路に
関する。
【０００２】
【従来の技術】モータなどの負荷を駆動する駆動回路と
して、スイッチング素子や制御回路構成部品などを集積
（ＩＣ）化したＰＷＭ駆動方式を採用したものが多く使
用されている。
して、スイッチング素子や制御回路構成部品などを集積
（ＩＣ）化したＰＷＭ駆動方式を採用したものが多く使
用されている。
【０００３】図４は、そのようなＰＷＭ駆動方式のスイ
ッチング素子にバイポーラトランジスタを用いた、従来
の負荷駆動回路を示す図である。
ッチング素子にバイポーラトランジスタを用いた、従来
の負荷駆動回路を示す図である。
【０００４】同図において、ＮＰＮ型バイポーラトラン
ジスタＴｒ１〜Ｔｒ４がＨブリッジ構成に接続され、こ
のＨブリッジの出力にモータＭなどの負荷１１が接続さ
れ、またこのＨブリッジへの電源は電流検出抵抗Ｒ１を
介して電源電圧Ｖｃｃが供給される。
ジスタＴｒ１〜Ｔｒ４がＨブリッジ構成に接続され、こ
のＨブリッジの出力にモータＭなどの負荷１１が接続さ
れ、またこのＨブリッジへの電源は電流検出抵抗Ｒ１を
介して電源電圧Ｖｃｃが供給される。
【０００５】このＨブリッジは、次のように制御され
る。すなわち、電流検出抵抗Ｒ１の電圧降下と設定器１
２の設定値とが帰還増幅器１３に入力され、帰還増幅器
１３でこの２入力の差が演算増幅され、平滑コンデンサ
Ｃ１で平滑される。
る。すなわち、電流検出抵抗Ｒ１の電圧降下と設定器１
２の設定値とが帰還増幅器１３に入力され、帰還増幅器
１３でこの２入力の差が演算増幅され、平滑コンデンサ
Ｃ１で平滑される。
【０００６】この平滑コンデンサＣ１の電圧と三角波発
生回路１５の三角波電圧とがＰＷＭコンパレータ１４で
比較され、パルス幅変調された出力が得られる。このＰ
ＷＭ出力のパルス幅、すなわちデューティ比は平滑コン
デンサＣ１の電圧に比例して大きくなる。
生回路１５の三角波電圧とがＰＷＭコンパレータ１４で
比較され、パルス幅変調された出力が得られる。このＰ
ＷＭ出力のパルス幅、すなわちデューティ比は平滑コン
デンサＣ１の電圧に比例して大きくなる。
【０００７】ＰＷＭコンパレータ１４のパルス幅変調さ
れた出力は電流増幅段１６、および電流増幅段１７の一
方の入力に加えられ、他方の入力には定電流回路１９の
定電流が加えられる。そして、電流増幅段１６及び電流
増幅段１７では、定電流回路１９からの定電流を所定の
値に増幅し、ＰＷＭコンパレータ１４からのＰＷＭパル
スがオンの時にトランジスタＴｒ１、Ｔｒ４（モータＭ
の正転時）、あるいはトランジスタＴｒ２，Ｔｒ３（モ
ータＭの逆転時）をオンし、負荷１１にパルス幅制御さ
れた所定方向の電流が供給される。
れた出力は電流増幅段１６、および電流増幅段１７の一
方の入力に加えられ、他方の入力には定電流回路１９の
定電流が加えられる。そして、電流増幅段１６及び電流
増幅段１７では、定電流回路１９からの定電流を所定の
値に増幅し、ＰＷＭコンパレータ１４からのＰＷＭパル
スがオンの時にトランジスタＴｒ１、Ｔｒ４（モータＭ
の正転時）、あるいはトランジスタＴｒ２，Ｔｒ３（モ
ータＭの逆転時）をオンし、負荷１１にパルス幅制御さ
れた所定方向の電流が供給される。
【０００８】なお、ダイオードＤ１〜Ｄ４はフライホイ
ーリングダイオードであり、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ
４とそれぞれ並列に接続されていり。このダイオードＤ
１〜Ｄ４の内の１つとトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４のう
ちの１つで、ＰＷＭパルスがオフの時に負荷１１の電流
の閉回路を形成する。
ーリングダイオードであり、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ
４とそれぞれ並列に接続されていり。このダイオードＤ
１〜Ｄ４の内の１つとトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４のう
ちの１つで、ＰＷＭパルスがオフの時に負荷１１の電流
の閉回路を形成する。
【０００９】このようにして、設定器１２で設定された
値と電流検出抵抗Ｒ１での検出値がフィードバックさ
れ、この両者が等しくなるように、ＰＷＭパルスの幅が
制御される。
値と電流検出抵抗Ｒ１での検出値がフィードバックさ
れ、この両者が等しくなるように、ＰＷＭパルスの幅が
制御される。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】この従来の負荷駆動回
路では、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４のベース電流は、
定電流回路１９の定電流が電流増幅段１６で増幅されて
供給されている。このベース電流の大きさは、ＰＷＭ制
御のデューティ比の大きさに関わりなく、最大の負荷電
流の値に見合った値とされている。
路では、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４のベース電流は、
定電流回路１９の定電流が電流増幅段１６で増幅されて
供給されている。このベース電流の大きさは、ＰＷＭ制
御のデューティ比の大きさに関わりなく、最大の負荷電
流の値に見合った値とされている。
【００１１】負荷が、抵抗負荷のばあいにはデューティ
比に関わらずトランジスタ導通時の負荷電流は一定（オ
ン期間に応じて平均値は異なる）であるが、モータなど
の誘導性負荷の場合には、デューティ比に応じて負荷電
流が大きくなる。
比に関わらずトランジスタ導通時の負荷電流は一定（オ
ン期間に応じて平均値は異なる）であるが、モータなど
の誘導性負荷の場合には、デューティ比に応じて負荷電
流が大きくなる。
【００１２】しかしながら、従来の負荷駆動回路では、
前述のように、ＰＷＭ制御のデューティ比の大きさに関
わりなく、最大の負荷電流の値に見合った値のベース電
流を供給しているため、通常使用されるデューティ比が
１００％に満たない駆動領域では、必要とされるベース
電流以上のベース電流を流していることになる。
前述のように、ＰＷＭ制御のデューティ比の大きさに関
わりなく、最大の負荷電流の値に見合った値のベース電
流を供給しているため、通常使用されるデューティ比が
１００％に満たない駆動領域では、必要とされるベース
電流以上のベース電流を流していることになる。
【００１３】このため、過剰に流しているベース電流の
分だけ電力の損失となる問題があった。また、この損失
による発熱もあり、ＩＣの温度が上昇する問題があっ
た。
分だけ電力の損失となる問題があった。また、この損失
による発熱もあり、ＩＣの温度が上昇する問題があっ
た。
【００１４】そこで、本発明は、バイポーラトランジス
タをＰＷＭ方式でスイッチング駆動する誘導性負荷の駆
動回路において、ＰＷＭのデューティ比に応じてバイポ
ーラトランジスタに供給するベース電流を変化させるよ
うに構成することにより、過剰なベース電流を抑制し、
損失を少なくするとともに、発熱を少なくすることを目
的とする。
タをＰＷＭ方式でスイッチング駆動する誘導性負荷の駆
動回路において、ＰＷＭのデューティ比に応じてバイポ
ーラトランジスタに供給するベース電流を変化させるよ
うに構成することにより、過剰なベース電流を抑制し、
損失を少なくするとともに、発熱を少なくすることを目
的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】請求項１の誘導性負荷駆
動回路は、バイポーラトランジスタをＰＷＭ方式でスイ
ッチング駆動する誘導性負荷の駆動回路において、デュ
ーティ比制御信号を電流に変換する電圧電流変換回路
と、前記デューティ比制御信号とパルス幅変調信号とを
受けてパルス幅変調を行うＰＷＭコンパレータと、前記
電圧電流変換回路の出力電流と前記ＰＷＭコンパレータ
のパルス幅変調出力とを受けて、前記ＰＷＭコンパレー
タのパルス幅変調出力がオンの時に、前記電圧電流変換
回路の出力電流あるいはこの出力電流を増幅した電流を
前記バイポーラトランジスタのベース電流として供給す
る制御手段とを備えることを特徴とする。
動回路は、バイポーラトランジスタをＰＷＭ方式でスイ
ッチング駆動する誘導性負荷の駆動回路において、デュ
ーティ比制御信号を電流に変換する電圧電流変換回路
と、前記デューティ比制御信号とパルス幅変調信号とを
受けてパルス幅変調を行うＰＷＭコンパレータと、前記
電圧電流変換回路の出力電流と前記ＰＷＭコンパレータ
のパルス幅変調出力とを受けて、前記ＰＷＭコンパレー
タのパルス幅変調出力がオンの時に、前記電圧電流変換
回路の出力電流あるいはこの出力電流を増幅した電流を
前記バイポーラトランジスタのベース電流として供給す
る制御手段とを備えることを特徴とする。
【００１６】この請求項１記載の構成によれば、誘導性
負荷をＰＷＭ方式でスイッチングする場合に、デューテ
ィ比に応じて変化する負荷電流に対応して、スイッチン
グ素子として用いられているバイポーラトランジスタの
ベース電流をデューティ比に応じて変更することができ
る。
負荷をＰＷＭ方式でスイッチングする場合に、デューテ
ィ比に応じて変化する負荷電流に対応して、スイッチン
グ素子として用いられているバイポーラトランジスタの
ベース電流をデューティ比に応じて変更することができ
る。
【００１７】これにより、バイポーラトランジスタのベ
ース電流は流れている負荷電流に見合った大きさで供給
されるから、過剰なベース電流が抑制され、したがって
損失が少なくなり、発熱も少なくなる。
ース電流は流れている負荷電流に見合った大きさで供給
されるから、過剰なベース電流が抑制され、したがって
損失が少なくなり、発熱も少なくなる。
【００１８】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施例について、
図１〜図３を参照して説明する。
図１〜図３を参照して説明する。
【００１９】図１は、本発明の実施例に係る誘導性負荷
駆動回路を示す図であり、従来の負荷駆動回路である図
４とは、定電流回路１９に代えて電圧電流変換器１８を
設けている点で異なっている。また、本発明の説明のた
めに、回路中の電流、電圧あるいは制御信号に符号を付
している。その他の点は、図４と同一であり、対応する
構成要素には同じ符号を付している。
駆動回路を示す図であり、従来の負荷駆動回路である図
４とは、定電流回路１９に代えて電圧電流変換器１８を
設けている点で異なっている。また、本発明の説明のた
めに、回路中の電流、電圧あるいは制御信号に符号を付
している。その他の点は、図４と同一であり、対応する
構成要素には同じ符号を付している。
【００２０】さて、図１において、従来の図４と同様
に、負荷電流Ｉｏと電流検出抵抗Ｒ１の積である電圧降
下と設定器１２の設定値とが帰還増幅器１３に入力さ
れ、帰還増幅器１３でこの２入力の差が演算増幅され、
平滑コンデンサＣ１で平滑される。
に、負荷電流Ｉｏと電流検出抵抗Ｒ１の積である電圧降
下と設定器１２の設定値とが帰還増幅器１３に入力さ
れ、帰還増幅器１３でこの２入力の差が演算増幅され、
平滑コンデンサＣ１で平滑される。
【００２１】この平滑コンデンサＣ１の平滑電圧は、制
御指令電圧ＶｉとしてＰＷＭコンパレータ１４の一方の
入力に加えられ、また三角波発生回路１５のパルス幅変
調用三角波信号ＶｓがＰＷＭコンパレータ１４の他方の
入力に加えられ、ＰＷＭコンパレータ１４で比較され、
パルス幅変調されたＰＷＭパルス出力Ｐｃが得られる。
御指令電圧ＶｉとしてＰＷＭコンパレータ１４の一方の
入力に加えられ、また三角波発生回路１５のパルス幅変
調用三角波信号ＶｓがＰＷＭコンパレータ１４の他方の
入力に加えられ、ＰＷＭコンパレータ１４で比較され、
パルス幅変調されたＰＷＭパルス出力Ｐｃが得られる。
【００２２】さらに、平滑コンデンサＣ１の平滑電圧で
ある制御指令電圧Ｖｉは電圧電流変換器１８にも印加さ
れる。ここで、制御指令電圧Ｖｉは、ＰＷＭコンパレー
タ１４のＰＷＭ出力のパルス幅、すなわちデューティ比
を決定する電圧であるとともに、誘導性負荷の場合には
デューティ比と負荷電流Ｉｏとが対応するものであるこ
とから、バイポーラトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４のベー
スに流すべきベース電流値と直接に関係している。
ある制御指令電圧Ｖｉは電圧電流変換器１８にも印加さ
れる。ここで、制御指令電圧Ｖｉは、ＰＷＭコンパレー
タ１４のＰＷＭ出力のパルス幅、すなわちデューティ比
を決定する電圧であるとともに、誘導性負荷の場合には
デューティ比と負荷電流Ｉｏとが対応するものであるこ
とから、バイポーラトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４のベー
スに流すべきベース電流値と直接に関係している。
【００２３】このことから、電圧電流変換器１８は入力
される電圧に応じた電流Ｉｉを出力するように構成され
ている。電圧電流変換器１８の電圧電流の変換特性は、
電源電圧Ｖｃｃを含めた主回路構成における負荷電流Ｉ
ｏとデューティ比との関係、及びトランジスタＴｒ１〜
Ｔｒ４の特性を考慮して決定される。
される電圧に応じた電流Ｉｉを出力するように構成され
ている。電圧電流変換器１８の電圧電流の変換特性は、
電源電圧Ｖｃｃを含めた主回路構成における負荷電流Ｉ
ｏとデューティ比との関係、及びトランジスタＴｒ１〜
Ｔｒ４の特性を考慮して決定される。
【００２４】そして、電圧電流変換器１８からのＩｉと
ＰＷＭコンパレータ１４からのＰＷＭパルス出力Ｐｃと
が電流増幅段１６，電流増幅段１７の２つの入力に加え
られる。電流増幅段１６（または電流増幅段１７）で
は、Ｉｉを供給すべきベース電流Ｉｂとなるように適宜
増幅するとともに、ＰＷＭパルス出力Ｐｃがオンの時に
トランジスタＴｒ１、Ｔｒ４（モータＭの正転時）、あ
るいはトランジスタＴｒ２，Ｔｒ３（モータＭの逆転
時）をオンし、負荷１１にパルス幅制御された所定方向
の電流が供給される。
ＰＷＭコンパレータ１４からのＰＷＭパルス出力Ｐｃと
が電流増幅段１６，電流増幅段１７の２つの入力に加え
られる。電流増幅段１６（または電流増幅段１７）で
は、Ｉｉを供給すべきベース電流Ｉｂとなるように適宜
増幅するとともに、ＰＷＭパルス出力Ｐｃがオンの時に
トランジスタＴｒ１、Ｔｒ４（モータＭの正転時）、あ
るいはトランジスタＴｒ２，Ｔｒ３（モータＭの逆転
時）をオンし、負荷１１にパルス幅制御された所定方向
の電流が供給される。
【００２５】次に、本発明の実施例に係る図１の動作に
ついて、信号波形を示す図２，図３を参照して、さらに
説明する。
ついて、信号波形を示す図２，図３を参照して、さらに
説明する。
【００２６】設定器１２で設定された値と電流検出抵抗
Ｒ１での検出値がフィードバックされ、この両者が等し
くなるように、ＰＷＭパルスの幅が制御されるが、設定
器１２の設定値が小さい場合には、帰還制御における制
御偏差としての制御指令電圧Ｖｉも設定値に対応して小
さい値になる。 図２（ａ）はこの時の制御指令電圧Ｖ
ｉとパルス幅変調用三角波信号Ｖｓとを示しており、同
図（ｂ）のようにやや幅狭のＰＷＭパルス出力Ｐｃが得
られ、これに応じて負荷電流Ｉｏが流れる。この負荷電
流Ｉｏは、実線で示すように、ＰＷＭパルス出力Ｐｃの
期間には、電源電圧ＶｃｃからトランジスタＴｒ１（ま
たはＴｒ３）、負荷１１、Ｔｒ４（またはＴｒ２）、ア
ースへ流れる。ＰＷＭパルス出力Ｐｃ以外の期間には、
破線のように、例えば負荷１１，Ｔｒ４，ダイオードＤ
２のように、閉回路をループ電流として減少しつつ流れ
る。
Ｒ１での検出値がフィードバックされ、この両者が等し
くなるように、ＰＷＭパルスの幅が制御されるが、設定
器１２の設定値が小さい場合には、帰還制御における制
御偏差としての制御指令電圧Ｖｉも設定値に対応して小
さい値になる。 図２（ａ）はこの時の制御指令電圧Ｖ
ｉとパルス幅変調用三角波信号Ｖｓとを示しており、同
図（ｂ）のようにやや幅狭のＰＷＭパルス出力Ｐｃが得
られ、これに応じて負荷電流Ｉｏが流れる。この負荷電
流Ｉｏは、実線で示すように、ＰＷＭパルス出力Ｐｃの
期間には、電源電圧ＶｃｃからトランジスタＴｒ１（ま
たはＴｒ３）、負荷１１、Ｔｒ４（またはＴｒ２）、ア
ースへ流れる。ＰＷＭパルス出力Ｐｃ以外の期間には、
破線のように、例えば負荷１１，Ｔｒ４，ダイオードＤ
２のように、閉回路をループ電流として減少しつつ流れ
る。
【００２７】そして、この時の負荷電流Ｉｏの大きさ
は、同図（ｃ）に示されるように、やや幅狭のＰＷＭパ
ルス出力Ｐｃに対応した小さい電流となっている。この
負荷電流Ｉｏの大きさに対応した値のベース電流Ｉｂ
が、同図（ｃ）に示されるように、トランジスタのベー
スに流される。
は、同図（ｃ）に示されるように、やや幅狭のＰＷＭパ
ルス出力Ｐｃに対応した小さい電流となっている。この
負荷電流Ｉｏの大きさに対応した値のベース電流Ｉｂ
が、同図（ｃ）に示されるように、トランジスタのベー
スに流される。
【００２８】一方、設定器１２の設定値が大きくされる
と、帰還制御における制御偏差としての制御指令電圧Ｖ
ｉも設定値に対応して大きい値になる。図３（ａ）はこ
の時の制御指令電圧Ｖｉとパルス幅変調用三角波信号Ｖ
ｓとを示している。この場合、同図（ｂ）のようにやや
幅広のＰＷＭパルス出力Ｐｃが得られ、これに応じた負
荷電流Ｉｏが流れる。この負荷電流Ｉｏは、実線で示す
ように、ＰＷＭパルス出力Ｐｃの期間には、電源電圧Ｖ
ｃｃからトランジスタＴｒ１（またはＴｒ３）、負荷１
１、Ｔｒ４（またはＴｒ２）、アースへ流れる。ＰＷＭ
パルス出力Ｐｃ以外の期間には、破線のように、例えば
負荷１１，Ｔｒ４，ダイオードＤ２などのように、閉回
路をループ電流として減少しつつ流れる。
と、帰還制御における制御偏差としての制御指令電圧Ｖ
ｉも設定値に対応して大きい値になる。図３（ａ）はこ
の時の制御指令電圧Ｖｉとパルス幅変調用三角波信号Ｖ
ｓとを示している。この場合、同図（ｂ）のようにやや
幅広のＰＷＭパルス出力Ｐｃが得られ、これに応じた負
荷電流Ｉｏが流れる。この負荷電流Ｉｏは、実線で示す
ように、ＰＷＭパルス出力Ｐｃの期間には、電源電圧Ｖ
ｃｃからトランジスタＴｒ１（またはＴｒ３）、負荷１
１、Ｔｒ４（またはＴｒ２）、アースへ流れる。ＰＷＭ
パルス出力Ｐｃ以外の期間には、破線のように、例えば
負荷１１，Ｔｒ４，ダイオードＤ２などのように、閉回
路をループ電流として減少しつつ流れる。
【００２９】そして、この時の負荷電流Ｉｏの大きさ
は、同図（ｃ）に示されるように、やや幅広のＰＷＭパ
ルス出力Ｐｃに対応した大きい電流となっている。この
負荷電流Ｉｏの大きさに対応した値のベース電流Ｉｂ
が、同図（ｃ）に示されるように、トランジスタのベー
スに流される。
は、同図（ｃ）に示されるように、やや幅広のＰＷＭパ
ルス出力Ｐｃに対応した大きい電流となっている。この
負荷電流Ｉｏの大きさに対応した値のベース電流Ｉｂ
が、同図（ｃ）に示されるように、トランジスタのベー
スに流される。
【００３０】以上説明したように、本発明の誘導性負荷
駆動回路によれば、誘導性負荷１１をＰＷＭ方式でスイ
ッチングする場合に、スイッチング素子として用いられ
ているバイポーラトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４のベース
電流Ｉｂを、デューティ比に応じて変化する負荷電流Ｉ
ｏに対応して、デューティ比に応じて変更する。
駆動回路によれば、誘導性負荷１１をＰＷＭ方式でスイ
ッチングする場合に、スイッチング素子として用いられ
ているバイポーラトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４のベース
電流Ｉｂを、デューティ比に応じて変化する負荷電流Ｉ
ｏに対応して、デューティ比に応じて変更する。
【００３１】従来の負荷駆動回路では、トランジスタＴ
ｒ１〜Ｔｒ４のベース電流の大きさは、ＰＷＭ制御のデ
ューティ比の大きさに関わりなく、最大の負荷電流の値
に見合った値とされていたため、通常使用されるデュー
ティ比が１００％に満たない駆動領域では必要とされる
ベース電流以上のベース電流を流していた。
ｒ１〜Ｔｒ４のベース電流の大きさは、ＰＷＭ制御のデ
ューティ比の大きさに関わりなく、最大の負荷電流の値
に見合った値とされていたため、通常使用されるデュー
ティ比が１００％に満たない駆動領域では必要とされる
ベース電流以上のベース電流を流していた。
【００３２】これに対して、本発明では、バイポーラト
ランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４のベース電流Ｉｂは流れてい
る負荷電流Ｉｏに見合った大きさで供給されるから、過
剰なベース電流が抑制され、したがって損失が少なくな
り、発熱も少なくなる。
ランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４のベース電流Ｉｂは流れてい
る負荷電流Ｉｏに見合った大きさで供給されるから、過
剰なベース電流が抑制され、したがって損失が少なくな
り、発熱も少なくなる。
【００３３】上記実施例では、ＰＷＭ制御をフィードバ
ック制御により行うこととして、説明しているが、フィ
ードフォワード制御にも同様に適用することができる。
すなわち、図１の電流検出抵抗Ｒ１，帰還増幅器１３，
平滑コンデンサＣ１を省略し、設定器１２で直接に制御
指令電圧Ｖｉを設定するようにしてもよい。
ック制御により行うこととして、説明しているが、フィ
ードフォワード制御にも同様に適用することができる。
すなわち、図１の電流検出抵抗Ｒ１，帰還増幅器１３，
平滑コンデンサＣ１を省略し、設定器１２で直接に制御
指令電圧Ｖｉを設定するようにしてもよい。
【００３４】また、主回路構成として上記実施例のＨ形
ブリッジに限ることなく、誘導性負荷をバイポーラトラ
ンジスタのＰＷＭ制御にて駆動するものであれば、同様
に適用することができる。
ブリッジに限ることなく、誘導性負荷をバイポーラトラ
ンジスタのＰＷＭ制御にて駆動するものであれば、同様
に適用することができる。
【００３５】
【発明の効果】この請求項１記載の構成によれば、誘導
性負荷をＰＷＭ方式でスイッチングする場合に、デュー
ティ比に応じて変化する負荷電流に対応して、スイッチ
ング素子として用いられているバイポーラトランジスタ
のベース電流をデューティ比に応じて変更することがで
きる。
性負荷をＰＷＭ方式でスイッチングする場合に、デュー
ティ比に応じて変化する負荷電流に対応して、スイッチ
ング素子として用いられているバイポーラトランジスタ
のベース電流をデューティ比に応じて変更することがで
きる。
【００３６】これにより、バイポーラトランジスタのベ
ース電流は流れている負荷電流に見合った大きさで供給
されるから、過剰なベース電流が抑制され、したがって
損失が少なくなり、発熱も少なくなる。
ース電流は流れている負荷電流に見合った大きさで供給
されるから、過剰なベース電流が抑制され、したがって
損失が少なくなり、発熱も少なくなる。
【図１】本発明の実施例に係る誘導性負荷駆動回路を示
す図。
す図。
【図２】本発明の実施例に係る図１の信号波形を示す
図。
図。
【図３】本発明の実施例に係る図１の信号波形を示す
図。
図。
【図４】従来の誘導性負荷駆動回路を示す図。
Ｖｃｃ 電源電圧 １２ 設定器 １３ 帰還増幅器 １４ ＰＷＭコンパレータ １５ 三角波発生回路 １６ 電流増幅段 １７ 電流増幅段 １８ 電圧電流変換器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H420 BB02 BB13 CC02 DD02 DD06 EA11 EA39 EA45 EB04 EB09 EB18 EB37 FF04 FF24 HJ03 5H571 BB02 DD01 EE02 GG04 HA08 HC01 HD02 JJ12 JJ25 LL22 5J055 AX12 AX64 AX65 BX16 CX13 CX20 DX04 DX60 DX83 DX84 EX01 EX02 EX23 EY01 EY10 EY12 EZ00 EZ09 EZ10 EZ23 FX02 FX04 FX07 FX17 FX32 GX01 GX02 GX04 GX05
Claims (1)
- 【請求項１】 バイポーラトランジスタをＰＷＭ方式で
スイッチング駆動する誘導性負荷の駆動回路において、 デューティ比制御信号を電流に変換する電圧電流変換回
路と、 前記デューティ比制御信号とパルス幅変調信号とを受け
てパルス幅変調を行うＰＷＭコンパレータと、 前記電圧電流変換回路の出力電流と前記ＰＷＭコンパレ
ータのパルス幅変調出力とを受けて、前記ＰＷＭコンパ
レータのパルス幅変調出力がオンの時に、前記電圧電流
変換回路の出力電流あるいはこの出力電流を増幅した電
流を前記バイポーラトランジスタのベース電流として供
給する制御手段とを備えることを特徴とする誘導性負荷
駆動回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11218506A JP2001042956A (ja) | 1999-08-02 | 1999-08-02 | 誘導性負荷駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11218506A JP2001042956A (ja) | 1999-08-02 | 1999-08-02 | 誘導性負荷駆動回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001042956A true JP2001042956A (ja) | 2001-02-16 |
Family
ID=16721004
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11218506A Pending JP2001042956A (ja) | 1999-08-02 | 1999-08-02 | 誘導性負荷駆動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001042956A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2008062993A1 (en) * | 2006-11-22 | 2008-05-29 | Smart Corporation Co., Ltd. | Induction heating bonding apparatus |
| CN113900469A (zh) * | 2021-10-12 | 2022-01-07 | 鑫雁电子科技（上海）有限公司 | 一种限流保护电路 |
| CN115161854A (zh) * | 2022-07-12 | 2022-10-11 | 苏州汇川控制技术有限公司 | 感性负载驱动电路及喷气织机 |
-
1999
- 1999-08-02 JP JP11218506A patent/JP2001042956A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| WO2008062993A1 (en) * | 2006-11-22 | 2008-05-29 | Smart Corporation Co., Ltd. | Induction heating bonding apparatus |
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| CN113900469B (zh) * | 2021-10-12 | 2023-09-19 | 上海鑫雁微电子股份有限公司 | 一种限流保护电路 |
| CN115161854A (zh) * | 2022-07-12 | 2022-10-11 | 苏州汇川控制技术有限公司 | 感性负载驱动电路及喷气织机 |
| CN115161854B (zh) * | 2022-07-12 | 2024-06-21 | 苏州汇川控制技术有限公司 | 感性负载驱动电路及喷气织机 |
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