JP2001042956A - Inductive load driving circuit - Google Patents
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング素子
としてバイポーラトランジスタを用い、ＰＷＭ（Pulse
Width Modulation）駆動される誘導性負荷の駆動回路に
関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a PWM (Pulse
The present invention relates to a driving circuit of an inductive load to be driven.
【０００２】[0002]
【従来の技術】モータなどの負荷を駆動する駆動回路と
して、スイッチング素子や制御回路構成部品などを集積
（ＩＣ）化したＰＷＭ駆動方式を採用したものが多く使
用されている。2. Description of the Related Art As a drive circuit for driving a load such as a motor, a drive circuit employing a PWM drive system in which switching elements and control circuit components are integrated (IC) is often used.
【０００３】図４は、そのようなＰＷＭ駆動方式のスイ
ッチング素子にバイポーラトランジスタを用いた、従来
の負荷駆動回路を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing a conventional load drive circuit using a bipolar transistor as a switching element of such a PWM drive system.
【０００４】同図において、ＮＰＮ型バイポーラトラン
ジスタＴｒ１〜Ｔｒ４がＨブリッジ構成に接続され、こ
のＨブリッジの出力にモータＭなどの負荷１１が接続さ
れ、またこのＨブリッジへの電源は電流検出抵抗Ｒ１を
介して電源電圧Ｖｃｃが供給される。In FIG. 1, NPN bipolar transistors Tr1 to Tr4 are connected in an H-bridge configuration, a load 11 such as a motor M is connected to the output of the H-bridge, and a power supply to the H-bridge is a current detection resistor R1. The power supply voltage Vcc is supplied via the power supply.
【０００５】このＨブリッジは、次のように制御され
る。すなわち、電流検出抵抗Ｒ１の電圧降下と設定器１
２の設定値とが帰還増幅器１３に入力され、帰還増幅器
１３でこの２入力の差が演算増幅され、平滑コンデンサ
Ｃ１で平滑される。[0005] The H-bridge is controlled as follows. That is, the voltage drop of the current detection resistor R1 and the setting device 1
The set value of 2 is input to the feedback amplifier 13, and the difference between the two inputs is arithmetically amplified by the feedback amplifier 13 and smoothed by the smoothing capacitor C1.
【０００６】この平滑コンデンサＣ１の電圧と三角波発
生回路１５の三角波電圧とがＰＷＭコンパレータ１４で
比較され、パルス幅変調された出力が得られる。このＰ
ＷＭ出力のパルス幅、すなわちデューティ比は平滑コン
デンサＣ１の電圧に比例して大きくなる。The voltage of the smoothing capacitor C1 and the triangular wave voltage of the triangular wave generating circuit 15 are compared by the PWM comparator 14, and a pulse width modulated output is obtained. This P
The pulse width of the WM output, that is, the duty ratio increases in proportion to the voltage of the smoothing capacitor C1.
【０００７】ＰＷＭコンパレータ１４のパルス幅変調さ
れた出力は電流増幅段１６、および電流増幅段１７の一
方の入力に加えられ、他方の入力には定電流回路１９の
定電流が加えられる。そして、電流増幅段１６及び電流
増幅段１７では、定電流回路１９からの定電流を所定の
値に増幅し、ＰＷＭコンパレータ１４からのＰＷＭパル
スがオンの時にトランジスタＴｒ１、Ｔｒ４（モータＭ
の正転時）、あるいはトランジスタＴｒ２，Ｔｒ３（モ
ータＭの逆転時）をオンし、負荷１１にパルス幅制御さ
れた所定方向の電流が供給される。A pulse width modulated output of the PWM comparator 14 is applied to one input of a current amplification stage 16 and a current amplification stage 17, and a constant current of a constant current circuit 19 is applied to the other input. Then, the current amplifying stages 16 and 17 amplify the constant current from the constant current circuit 19 to a predetermined value, and when the PWM pulse from the PWM comparator 14 is on, the transistors Tr1 and Tr4 (motor M
Or when the transistors Tr2 and Tr3 (when the motor M rotates in the reverse direction) are turned on, and a current in a predetermined direction whose pulse width is controlled is supplied to the load 11.
【０００８】なお、ダイオードＤ１〜Ｄ４はフライホイ
ーリングダイオードであり、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ
４とそれぞれ並列に接続されていり。このダイオードＤ
１〜Ｄ４の内の１つとトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４のう
ちの１つで、ＰＷＭパルスがオフの時に負荷１１の電流
の閉回路を形成する。The diodes D1 to D4 are flywheeling diodes, and the transistors Tr1 to Tr4
4 and each connected in parallel. This diode D
One of the transistors Tr1 to Tr4 and one of the transistors Tr1 to Tr4 form a closed circuit of the current of the load 11 when the PWM pulse is off.
【０００９】このようにして、設定器１２で設定された
値と電流検出抵抗Ｒ１での検出値がフィードバックさ
れ、この両者が等しくなるように、ＰＷＭパルスの幅が
制御される。In this way, the value set by the setting unit 12 and the value detected by the current detection resistor R1 are fed back, and the width of the PWM pulse is controlled so that the two become equal.
【００１０】[0010]
【発明が解決しようとする課題】この従来の負荷駆動回
路では、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４のベース電流は、
定電流回路１９の定電流が電流増幅段１６で増幅されて
供給されている。このベース電流の大きさは、ＰＷＭ制
御のデューティ比の大きさに関わりなく、最大の負荷電
流の値に見合った値とされている。In this conventional load driving circuit, the base currents of the transistors Tr1 to Tr4 are:
The constant current of the constant current circuit 19 is amplified by the current amplification stage 16 and supplied. The magnitude of the base current is set to a value corresponding to the maximum load current value regardless of the magnitude of the duty ratio of the PWM control.
【００１１】負荷が、抵抗負荷のばあいにはデューティ
比に関わらずトランジスタ導通時の負荷電流は一定（オ
ン期間に応じて平均値は異なる）であるが、モータなど
の誘導性負荷の場合には、デューティ比に応じて負荷電
流が大きくなる。When the load is a resistive load, the load current at the time of transistor conduction is constant (the average value varies depending on the ON period) regardless of the duty ratio. However, in the case of an inductive load such as a motor, The load current increases in accordance with the duty ratio.
【００１２】しかしながら、従来の負荷駆動回路では、
前述のように、ＰＷＭ制御のデューティ比の大きさに関
わりなく、最大の負荷電流の値に見合った値のベース電
流を供給しているため、通常使用されるデューティ比が
１００％に満たない駆動領域では、必要とされるベース
電流以上のベース電流を流していることになる。However, in the conventional load driving circuit,
As described above, since the base current having a value corresponding to the maximum load current value is supplied regardless of the magnitude of the duty ratio of the PWM control, the drive ratio whose duty ratio is usually less than 100% is supplied. In the region, a base current larger than a required base current is flowing.
【００１３】このため、過剰に流しているベース電流の
分だけ電力の損失となる問題があった。また、この損失
による発熱もあり、ＩＣの温度が上昇する問題があっ
た。For this reason, there is a problem that the power is lost by the amount of the base current flowing excessively. In addition, there is a problem that heat is generated due to the loss, and the temperature of the IC rises.
【００１４】そこで、本発明は、バイポーラトランジス
タをＰＷＭ方式でスイッチング駆動する誘導性負荷の駆
動回路において、ＰＷＭのデューティ比に応じてバイポ
ーラトランジスタに供給するベース電流を変化させるよ
うに構成することにより、過剰なベース電流を抑制し、
損失を少なくするとともに、発熱を少なくすることを目
的とする。In view of the above, the present invention provides a driving circuit for an inductive load that performs switching driving of a bipolar transistor by a PWM method by changing a base current supplied to the bipolar transistor in accordance with a duty ratio of the PWM. Suppress excessive base current,
An object is to reduce loss and heat generation.
【００１５】[0015]
【課題を解決するための手段】請求項１の誘導性負荷駆
動回路は、バイポーラトランジスタをＰＷＭ方式でスイ
ッチング駆動する誘導性負荷の駆動回路において、デュ
ーティ比制御信号を電流に変換する電圧電流変換回路
と、前記デューティ比制御信号とパルス幅変調信号とを
受けてパルス幅変調を行うＰＷＭコンパレータと、前記
電圧電流変換回路の出力電流と前記ＰＷＭコンパレータ
のパルス幅変調出力とを受けて、前記ＰＷＭコンパレー
タのパルス幅変調出力がオンの時に、前記電圧電流変換
回路の出力電流あるいはこの出力電流を増幅した電流を
前記バイポーラトランジスタのベース電流として供給す
る制御手段とを備えることを特徴とする。According to a first aspect of the present invention, there is provided an inductive load drive circuit for driving a bipolar transistor in a switching manner by a PWM method, wherein the voltage-current conversion circuit converts a duty ratio control signal into a current. A PWM comparator for performing pulse width modulation by receiving the duty ratio control signal and the pulse width modulation signal; and receiving the output current of the voltage-current conversion circuit and the pulse width modulation output of the PWM comparator, And control means for supplying, as a base current of the bipolar transistor, an output current of the voltage-current conversion circuit or a current obtained by amplifying the output current when the pulse width modulation output is turned on.
【００１６】この請求項１記載の構成によれば、誘導性
負荷をＰＷＭ方式でスイッチングする場合に、デューテ
ィ比に応じて変化する負荷電流に対応して、スイッチン
グ素子として用いられているバイポーラトランジスタの
ベース電流をデューティ比に応じて変更することができ
る。According to the first aspect of the present invention, when the inductive load is switched by the PWM method, the bipolar transistor used as a switching element corresponding to the load current that changes according to the duty ratio is used. The base current can be changed according to the duty ratio.
【００１７】これにより、バイポーラトランジスタのベ
ース電流は流れている負荷電流に見合った大きさで供給
されるから、過剰なベース電流が抑制され、したがって
損失が少なくなり、発熱も少なくなる。As a result, the base current of the bipolar transistor is supplied with a magnitude commensurate with the flowing load current, so that an excessive base current is suppressed, so that the loss is reduced and the heat generation is also reduced.
【００１８】[0018]
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施例について、
図１〜図３を参照して説明する。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Hereinafter, embodiments of the present invention will be described.
This will be described with reference to FIGS.
【００１９】図１は、本発明の実施例に係る誘導性負荷
駆動回路を示す図であり、従来の負荷駆動回路である図
４とは、定電流回路１９に代えて電圧電流変換器１８を
設けている点で異なっている。また、本発明の説明のた
めに、回路中の電流、電圧あるいは制御信号に符号を付
している。その他の点は、図４と同一であり、対応する
構成要素には同じ符号を付している。FIG. 1 is a diagram showing an inductive load driving circuit according to an embodiment of the present invention. In FIG. 1, a voltage-current converter 18 is used instead of the constant current circuit 19 in FIG. They differ in that they are provided. Also, for the purpose of describing the present invention, reference numerals are given to currents, voltages or control signals in the circuit. The other points are the same as those in FIG. 4, and the corresponding components are denoted by the same reference numerals.
【００２０】さて、図１において、従来の図４と同様
に、負荷電流Ｉｏと電流検出抵抗Ｒ１の積である電圧降
下と設定器１２の設定値とが帰還増幅器１３に入力さ
れ、帰還増幅器１３でこの２入力の差が演算増幅され、
平滑コンデンサＣ１で平滑される。In FIG. 1, the voltage drop, which is the product of the load current Io and the current detection resistor R1, and the set value of the setting unit 12 are input to the feedback amplifier 13 as in the conventional FIG. The difference between these two inputs is calculated and amplified,
It is smoothed by the smoothing capacitor C1.
【００２１】この平滑コンデンサＣ１の平滑電圧は、制
御指令電圧ＶｉとしてＰＷＭコンパレータ１４の一方の
入力に加えられ、また三角波発生回路１５のパルス幅変
調用三角波信号ＶｓがＰＷＭコンパレータ１４の他方の
入力に加えられ、ＰＷＭコンパレータ１４で比較され、
パルス幅変調されたＰＷＭパルス出力Ｐｃが得られる。The smoothing voltage of the smoothing capacitor C1 is applied as a control command voltage Vi to one input of a PWM comparator 14, and a triangular wave signal Vs for pulse width modulation of a triangular wave generating circuit 15 is applied to the other input of the PWM comparator 14. Are added and compared by the PWM comparator 14,
A pulse width modulated PWM pulse output Pc is obtained.
【００２２】さらに、平滑コンデンサＣ１の平滑電圧で
ある制御指令電圧Ｖｉは電圧電流変換器１８にも印加さ
れる。ここで、制御指令電圧Ｖｉは、ＰＷＭコンパレー
タ１４のＰＷＭ出力のパルス幅、すなわちデューティ比
を決定する電圧であるとともに、誘導性負荷の場合には
デューティ比と負荷電流Ｉｏとが対応するものであるこ
とから、バイポーラトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４のベー
スに流すべきベース電流値と直接に関係している。Further, the control command voltage Vi, which is the smoothing voltage of the smoothing capacitor C1, is also applied to the voltage-current converter 18. Here, the control command voltage Vi is a voltage that determines the pulse width of the PWM output of the PWM comparator 14, that is, a duty ratio. In the case of an inductive load, the duty ratio and the load current Io correspond. Therefore, it is directly related to the base current value to be supplied to the bases of the bipolar transistors Tr1 to Tr4.
【００２３】このことから、電圧電流変換器１８は入力
される電圧に応じた電流Ｉｉを出力するように構成され
ている。電圧電流変換器１８の電圧電流の変換特性は、
電源電圧Ｖｃｃを含めた主回路構成における負荷電流Ｉ
ｏとデューティ比との関係、及びトランジスタＴｒ１〜
Ｔｒ４の特性を考慮して決定される。For this reason, the voltage-current converter 18 is configured to output the current Ii according to the input voltage. The voltage-current conversion characteristics of the voltage-current converter 18 are as follows:
Load current I in main circuit configuration including power supply voltage Vcc
o and the duty ratio, and the transistors Tr1 to Tr1
It is determined in consideration of the characteristics of Tr4.
【００２４】そして、電圧電流変換器１８からのＩｉと
ＰＷＭコンパレータ１４からのＰＷＭパルス出力Ｐｃと
が電流増幅段１６，電流増幅段１７の２つの入力に加え
られる。電流増幅段１６（または電流増幅段１７）で
は、Ｉｉを供給すべきベース電流Ｉｂとなるように適宜
増幅するとともに、ＰＷＭパルス出力Ｐｃがオンの時に
トランジスタＴｒ１、Ｔｒ４（モータＭの正転時）、あ
るいはトランジスタＴｒ２，Ｔｒ３（モータＭの逆転
時）をオンし、負荷１１にパルス幅制御された所定方向
の電流が供給される。Then, Ii from the voltage-current converter 18 and the PWM pulse output Pc from the PWM comparator 14 are applied to two inputs of the current amplification stage 16 and the current amplification stage 17. The current amplifying stage 16 (or the current amplifying stage 17) appropriately amplifies the current so as to become the base current Ib to which Ii is to be supplied, and when the PWM pulse output Pc is on, the transistors Tr1 and Tr4 (when the motor M is in normal rotation). Alternatively, the transistors Tr2 and Tr3 (at the time of the reverse rotation of the motor M) are turned on, and a current in a predetermined direction whose pulse width is controlled is supplied to the load 11.
【００２５】次に、本発明の実施例に係る図１の動作に
ついて、信号波形を示す図２，図３を参照して、さらに
説明する。Next, the operation of FIG. 1 according to the embodiment of the present invention will be further described with reference to FIGS. 2 and 3 showing signal waveforms.
【００２６】設定器１２で設定された値と電流検出抵抗
Ｒ１での検出値がフィードバックされ、この両者が等し
くなるように、ＰＷＭパルスの幅が制御されるが、設定
器１２の設定値が小さい場合には、帰還制御における制
御偏差としての制御指令電圧Ｖｉも設定値に対応して小
さい値になる。 図２（ａ）はこの時の制御指令電圧Ｖ
ｉとパルス幅変調用三角波信号Ｖｓとを示しており、同
図（ｂ）のようにやや幅狭のＰＷＭパルス出力Ｐｃが得
られ、これに応じて負荷電流Ｉｏが流れる。この負荷電
流Ｉｏは、実線で示すように、ＰＷＭパルス出力Ｐｃの
期間には、電源電圧ＶｃｃからトランジスタＴｒ１（ま
たはＴｒ３）、負荷１１、Ｔｒ４（またはＴｒ２）、ア
ースへ流れる。ＰＷＭパルス出力Ｐｃ以外の期間には、
破線のように、例えば負荷１１，Ｔｒ４，ダイオードＤ
２のように、閉回路をループ電流として減少しつつ流れ
る。The value set by the setting unit 12 and the value detected by the current detection resistor R1 are fed back, and the width of the PWM pulse is controlled so that the two become equal, but the setting value of the setting unit 12 is small. In this case, the control command voltage Vi as the control deviation in the feedback control also becomes a small value corresponding to the set value. FIG. 2A shows the control command voltage V at this time.
i and the pulse width modulation triangular wave signal Vs are shown, and a slightly narrower PWM pulse output Pc is obtained as shown in FIG. 3B, and the load current Io flows accordingly. As shown by the solid line, the load current Io flows from the power supply voltage Vcc to the transistor Tr1 (or Tr3), the load 11, Tr4 (or Tr2), and the ground during the period of the PWM pulse output Pc. During periods other than the PWM pulse output Pc,
As shown by the broken line, for example, load 11, Tr4, diode D
As shown in FIG. 2, the current flows in the closed circuit while decreasing as a loop current.
【００２７】そして、この時の負荷電流Ｉｏの大きさ
は、同図（ｃ）に示されるように、やや幅狭のＰＷＭパ
ルス出力Ｐｃに対応した小さい電流となっている。この
負荷電流Ｉｏの大きさに対応した値のベース電流Ｉｂ
が、同図（ｃ）に示されるように、トランジスタのベー
スに流される。The magnitude of the load current Io at this time is a small current corresponding to the slightly narrower PWM pulse output Pc, as shown in FIG. Base current Ib having a value corresponding to the magnitude of load current Io
Flows to the base of the transistor as shown in FIG.
【００２８】一方、設定器１２の設定値が大きくされる
と、帰還制御における制御偏差としての制御指令電圧Ｖ
ｉも設定値に対応して大きい値になる。図３（ａ）はこ
の時の制御指令電圧Ｖｉとパルス幅変調用三角波信号Ｖ
ｓとを示している。この場合、同図（ｂ）のようにやや
幅広のＰＷＭパルス出力Ｐｃが得られ、これに応じた負
荷電流Ｉｏが流れる。この負荷電流Ｉｏは、実線で示す
ように、ＰＷＭパルス出力Ｐｃの期間には、電源電圧Ｖ
ｃｃからトランジスタＴｒ１（またはＴｒ３）、負荷１
１、Ｔｒ４（またはＴｒ２）、アースへ流れる。ＰＷＭ
パルス出力Ｐｃ以外の期間には、破線のように、例えば
負荷１１，Ｔｒ４，ダイオードＤ２などのように、閉回
路をループ電流として減少しつつ流れる。On the other hand, when the set value of the setting device 12 is increased, the control command voltage V as a control deviation in feedback control is obtained.
i also becomes a large value corresponding to the set value. FIG. 3A shows the control command voltage Vi and the triangular wave signal V for pulse width modulation at this time.
s. In this case, a slightly wider PWM pulse output Pc is obtained as shown in FIG. 3B, and a load current Io corresponding thereto flows. The load current Io is, as shown by the solid line, the power supply voltage V during the period of the PWM pulse output Pc.
cc to transistor Tr1 (or Tr3), load 1
1. Tr4 (or Tr2) flows to ground. PWM
During a period other than the pulse output Pc, as shown by a broken line, for example, the load flows through the closed circuit as a loop current, such as the load 11, the Tr4, and the diode D2.
【００２９】そして、この時の負荷電流Ｉｏの大きさ
は、同図（ｃ）に示されるように、やや幅広のＰＷＭパ
ルス出力Ｐｃに対応した大きい電流となっている。この
負荷電流Ｉｏの大きさに対応した値のベース電流Ｉｂ
が、同図（ｃ）に示されるように、トランジスタのベー
スに流される。Then, the magnitude of the load current Io at this time is a large current corresponding to the PWM pulse output Pc which is slightly wide, as shown in FIG. Base current Ib having a value corresponding to the magnitude of load current Io
Flows to the base of the transistor as shown in FIG.
【００３０】以上説明したように、本発明の誘導性負荷
駆動回路によれば、誘導性負荷１１をＰＷＭ方式でスイ
ッチングする場合に、スイッチング素子として用いられ
ているバイポーラトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４のベース
電流Ｉｂを、デューティ比に応じて変化する負荷電流Ｉ
ｏに対応して、デューティ比に応じて変更する。As described above, according to the inductive load drive circuit of the present invention, when the inductive load 11 is switched by the PWM method, the base current Ib of the bipolar transistors Tr1 to Tr4 used as switching elements is controlled. Is a load current I that varies according to the duty ratio.
The value is changed in accordance with the duty ratio in accordance with o.
【００３１】従来の負荷駆動回路では、トランジスタＴ
ｒ１〜Ｔｒ４のベース電流の大きさは、ＰＷＭ制御のデ
ューティ比の大きさに関わりなく、最大の負荷電流の値
に見合った値とされていたため、通常使用されるデュー
ティ比が１００％に満たない駆動領域では必要とされる
ベース電流以上のベース電流を流していた。In the conventional load driving circuit, the transistor T
Since the magnitude of the base current of r1 to Tr4 is set to a value corresponding to the value of the maximum load current irrespective of the magnitude of the duty ratio of the PWM control, the duty ratio normally used is less than 100%. In the drive region, a base current higher than a required base current was applied.
【００３２】これに対して、本発明では、バイポーラト
ランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４のベース電流Ｉｂは流れてい
る負荷電流Ｉｏに見合った大きさで供給されるから、過
剰なベース電流が抑制され、したがって損失が少なくな
り、発熱も少なくなる。On the other hand, in the present invention, since the base current Ib of the bipolar transistors Tr1 to Tr4 is supplied with a magnitude commensurate with the load current Io flowing, an excessive base current is suppressed, and the loss is accordingly reduced. Less heat and less heat.
【００３３】上記実施例では、ＰＷＭ制御をフィードバ
ック制御により行うこととして、説明しているが、フィ
ードフォワード制御にも同様に適用することができる。
すなわち、図１の電流検出抵抗Ｒ１，帰還増幅器１３，
平滑コンデンサＣ１を省略し、設定器１２で直接に制御
指令電圧Ｖｉを設定するようにしてもよい。In the above embodiment, the PWM control is performed by feedback control. However, the present invention can be similarly applied to feed forward control.
That is, the current detection resistor R1, the feedback amplifier 13,
The smoothing capacitor C1 may be omitted, and the control command voltage Vi may be directly set by the setting unit 12.
【００３４】また、主回路構成として上記実施例のＨ形
ブリッジに限ることなく、誘導性負荷をバイポーラトラ
ンジスタのＰＷＭ制御にて駆動するものであれば、同様
に適用することができる。Further, the main circuit configuration is not limited to the H-type bridge of the above-described embodiment, but may be similarly applied if the inductive load is driven by PWM control of a bipolar transistor.
【００３５】[0035]
【発明の効果】この請求項１記載の構成によれば、誘導
性負荷をＰＷＭ方式でスイッチングする場合に、デュー
ティ比に応じて変化する負荷電流に対応して、スイッチ
ング素子として用いられているバイポーラトランジスタ
のベース電流をデューティ比に応じて変更することがで
きる。According to the first aspect of the present invention, when the inductive load is switched by the PWM method, the bipolar element used as the switching element corresponds to the load current that changes according to the duty ratio. The base current of the transistor can be changed according to the duty ratio.
【００３６】これにより、バイポーラトランジスタのベ
ース電流は流れている負荷電流に見合った大きさで供給
されるから、過剰なベース電流が抑制され、したがって
損失が少なくなり、発熱も少なくなる。As a result, the base current of the bipolar transistor is supplied with a magnitude commensurate with the flowing load current, so that an excessive base current is suppressed, so that loss is reduced and heat generation is also reduced.
【図１】本発明の実施例に係る誘導性負荷駆動回路を示
す図。FIG. 1 is a diagram showing an inductive load driving circuit according to an embodiment of the present invention.
【図２】本発明の実施例に係る図１の信号波形を示す
図。FIG. 2 is a diagram showing a signal waveform of FIG. 1 according to the embodiment of the present invention.
【図３】本発明の実施例に係る図１の信号波形を示す
図。FIG. 3 is a diagram showing a signal waveform of FIG. 1 according to the embodiment of the present invention.
【図４】従来の誘導性負荷駆動回路を示す図。FIG. 4 is a diagram showing a conventional inductive load driving circuit.
Ｖｃｃ 電源電圧 １２ 設定器 １３ 帰還増幅器 １４ ＰＷＭコンパレータ １５ 三角波発生回路 １６ 電流増幅段 １７ 電流増幅段 １８ 電圧電流変換器 Vcc power supply voltage 12 Setting device 13 Feedback amplifier 14 PWM comparator 15 Triangular wave generation circuit 16 Current amplification stage 17 Current amplification stage 18 Voltage-current converter
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H420 BB02 BB13 CC02 DD02 DD06 EA11 EA39 EA45 EB04 EB09 EB18 EB37 FF04 FF24 HJ03 5H571 BB02 DD01 EE02 GG04 HA08 HC01 HD02 JJ12 JJ25 LL22 5J055 AX12 AX64 AX65 BX16 CX13 CX20 DX04 DX60 DX83 DX84 EX01 EX02 EX23 EY01 EY10 EY12 EZ00 EZ09 EZ10 EZ23 FX02 FX04 FX07 FX17 FX32 GX01 GX02 GX04 GX05 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continued on the front page F-term (reference) EX01 EX02 EX23 EY01 EY10 EY12 EZ00 EZ09 EZ10 EZ23 FX02 FX04 FX07 FX17 FX32 GX01 GX02 GX04 GX05
Claims (1)
スイッチング駆動する誘導性負荷の駆動回路において、 デューティ比制御信号を電流に変換する電圧電流変換回
路と、 前記デューティ比制御信号とパルス幅変調信号とを受け
てパルス幅変調を行うＰＷＭコンパレータと、 前記電圧電流変換回路の出力電流と前記ＰＷＭコンパレ
ータのパルス幅変調出力とを受けて、前記ＰＷＭコンパ
レータのパルス幅変調出力がオンの時に、前記電圧電流
変換回路の出力電流あるいはこの出力電流を増幅した電
流を前記バイポーラトランジスタのベース電流として供
給する制御手段とを備えることを特徴とする誘導性負荷
駆動回路。1. A driving circuit for an inductive load for switchingly driving a bipolar transistor by a PWM method, comprising: a voltage / current conversion circuit for converting a duty ratio control signal into a current; and receiving the duty ratio control signal and a pulse width modulation signal. A PWM comparator that performs pulse width modulation on the output of the voltage / current conversion circuit and a pulse width modulation output of the PWM comparator, and when the pulse width modulation output of the PWM comparator is on, the voltage / current conversion circuit Control means for supplying an output current of the above-mentioned or a current obtained by amplifying the output current as a base current of the bipolar transistor.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11218506A JP2001042956A (en) | 1999-08-02 | 1999-08-02 | Inductive load driving circuit |
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|---|---|---|---|
| JP11218506A JP2001042956A (en) | 1999-08-02 | 1999-08-02 | Inductive load driving circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001042956A true JP2001042956A (en) | 2001-02-16 |
Family
ID=16721004
Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP11218506A Pending JP2001042956A (en) | 1999-08-02 | 1999-08-02 | Inductive load driving circuit |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001042956A (en) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2008062993A1 (en) * | 2006-11-22 | 2008-05-29 | Smart Corporation Co., Ltd. | Induction heating bonding apparatus |
| CN113900469A (en) * | 2021-10-12 | 2022-01-07 | 鑫雁电子科技（上海）有限公司 | Current-limiting protection circuit |
| CN115161854A (en) * | 2022-07-12 | 2022-10-11 | 苏州汇川控制技术有限公司 | Inductive load driving circuit and air jet loom |
-
1999
- 1999-08-02 JP JP11218506A patent/JP2001042956A/en active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2008062993A1 (en) * | 2006-11-22 | 2008-05-29 | Smart Corporation Co., Ltd. | Induction heating bonding apparatus |
| CN113900469A (en) * | 2021-10-12 | 2022-01-07 | 鑫雁电子科技（上海）有限公司 | Current-limiting protection circuit |
| CN113900469B (en) * | 2021-10-12 | 2023-09-19 | 上海鑫雁微电子股份有限公司 | Current-limiting protection circuit |
| CN115161854A (en) * | 2022-07-12 | 2022-10-11 | 苏州汇川控制技术有限公司 | Inductive load driving circuit and air jet loom |
| CN115161854B (en) * | 2022-07-12 | 2024-06-21 | 苏州汇川控制技术有限公司 | Inductive load driving circuit and air jet loom |
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