JP2001037282A - Electric controller for multiphase ac motor - Google Patents

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To control the operating state even of an unbalanced multiphase AC motor to desired characteristics. SOLUTION: In an electric controller for controlling a brushless motor depending on three-phase command voltage values Vu0*, Vv0*, Vw0* calculated based on control parameters, a feed forward compensating section 32 compensates for the unbalanced components of the motor by correcting the three-phase command voltage values Vu0*, Vv0*, Vw0*. In the feed forward compensating section 32, a compensation voltage waveform memory 63, an interpolating section 64 and a three-phase output section 65 calculate compensation voltage values ΔVunu, ΔVunv, ΔVunw for respective phases of the brushless motor which vary depending on the currents Iu, Iv, Iw detected by a current sensor and at an operating section. Operating sections 51-53 add the calculated compensation voltage values ΔVunu, ΔVunv, ΔVunw, respectively, to the command voltage values Vu0*, Vv0*, Vw0*.

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、多相交流モータの
電気制御装置に関する。The present invention relates to an electric control device for a polyphase AC motor.

【０００２】[0002]

【従来の技術】従来から、例えば特開平７−１０７７７
２号公報に示されているように、多相交流モータの作動
状態を制御するための作動制御パラメータにしたがって
各相の指令電圧値を計算し、同計算した各相の指令電圧
値に応じて多相交流モータの作動状態を制御することは
よく知られている。2. Description of the Related Art Conventionally, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 7-10777
As shown in Japanese Patent Publication No. 2 (2003), a command voltage value of each phase is calculated according to an operation control parameter for controlling an operation state of the polyphase AC motor, and the command voltage value of each phase is calculated according to the calculated command voltage value of each phase. It is well known to control the operating state of a polyphase AC motor.

【０００３】[0003]

【発明が解決しようとする課題】しかし、上記従来の電
気制御装置にあっては、多相交流モータが平衡であるこ
とを前提としており、前記先行技術を示す特開平７−１
０７７７２号公報は不平衡な多相交流モータの制御には
言及していない。多くの多相交流モータは、通常電気的
に平衡、すなわち各相の電圧波形や電流波形が均等に位
相のずれた正弦波状になってそれらの各総和が常に
「０」になるように設計されている。そして、この多相
交流モータを電気的に平衡な特性とするという前提が、
モータ構造の簡素化、部品形状の自由度、材料の選択の
余地を狭めており、その結果、多相交流モータの製造コ
ストを上昇させている場合があり、また各相の電圧波形
や電流波形が不平衡成分を含むために正弦波でない多相
交流モータ、いわゆる不平衡な多相交流モータに対して
従来のような制御方法を採用しても、同多相交流モータ
の作動状態を所望の特性に制御できない。However, in the above-mentioned conventional electric control device, it is premised that the polyphase AC motor is in a balanced state.
JP 07772 does not mention the control of unbalanced polyphase AC motors. Many multi-phase AC motors are usually designed so that they are electrically balanced, that is, the voltage and current waveforms of each phase are sinusoidal with a uniform phase shift, and their sums are always “0”. ing. The premise that this polyphase AC motor has electrically balanced characteristics is:
The simplification of the motor structure, the degree of freedom in the shape of parts, and the limited choice of materials have reduced the cost of manufacturing multi-phase AC motors, which may increase the voltage and current waveforms of each phase. Even if a conventional control method is adopted for a polyphase AC motor that is not a sine wave because it contains an unbalanced component, that is, a so-called unbalanced polyphase AC motor, the operation state of the polyphase AC motor can be changed to a desired one. Cannot be controlled by characteristics.

【０００４】[0004]

【発明の概略】本発明は、上記問題に対処するためにな
されたもので、その目的は、不平衡な多相交流モータで
あっても、同モータの作動状態を所望の特性に制御する
ことが可能な多相交流モータの電気制御装置を提供する
ものである。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to address the above problems, and has as its object to control the operating state of an unbalanced polyphase AC motor to desired characteristics. It is intended to provide an electric control device for a polyphase AC motor capable of performing the following.

【０００５】前記目的を達成するために、本発明の構成
上の特徴は、多相交流モータの作動状態を制御するため
の作動制御パラメータにしたがって各相の指令電圧値を
計算し、同計算した各相の指令電圧値に応じて多相交流
モータの作動状態を制御する多相交流モータの電気制御
装置において、多相交流モータの作動状態を検出する作
動状態検出手段と、多相交流モータの不平衡を補償する
ための各相の補償電圧値を前記検出された作動状態に基
づいて計算する補償電圧値計算手段と、前記計算した各
相の補償電圧値を各相の指令電圧値にそれぞれ加味して
同各相の指令電圧値をそれぞれ補正する補正手段とを設
けたことにある。In order to achieve the above object, a structural feature of the present invention is that a command voltage value of each phase is calculated according to operation control parameters for controlling an operation state of a polyphase AC motor, and the calculated values are calculated. In an electric control device for a polyphase AC motor for controlling an operation state of a polyphase AC motor according to a command voltage value of each phase, an operation state detecting means for detecting an operation state of the polyphase AC motor; Compensation voltage value calculation means for calculating a compensation voltage value for each phase for compensating for unbalance based on the detected operating state; and a compensation voltage value for each phase calculated as a command voltage value for each phase. Correction means for correcting the command voltage value of each phase in consideration of the above is provided.

【０００６】この場合、前記補償電圧値計算手段は、例
えば、多相交流モータの一相分の電圧不平衡成分に対応
した補償電圧波形を表すデータを同多相交流モータの作
動状態に対応させて予め記憶した記憶手段を有し、前記
検出した作動状態に応じて記憶手段から読出したデータ
に基づいて各相の補償電圧値を計算するように構成され
る。[0006] In this case, the compensation voltage value calculating means associates, for example, data representing a compensation voltage waveform corresponding to a voltage unbalance component for one phase of the polyphase AC motor with the operating state of the same polyphase AC motor. And a compensating voltage value for each phase based on the data read from the memory means in accordance with the detected operating state.

【０００７】また、前記補償電圧値計算手段は、例え
ば、多相交流モータの電圧不平衡成分を含む一相分の不
平衡電圧波形を表すデータを同多相交流モータの作動状
態に対応させて予め記憶した記憶手段と、前記検出した
作動状態に応じて記憶手段から読出したデータにより表
された不平衡電圧波形と、同不平衡電圧波形の基本波成
分との差を計算することにより一相分の電圧不平衡成分
に対応した補償電圧波形を計算する補償電圧波形計算手
段とを有し、前記計算した補償電圧波形に基づいて各相
の補償電圧値を計算するようにも構成される。In addition, the compensation voltage value calculating means associates data representing an unbalanced voltage waveform for one phase including a voltage unbalance component of the polyphase AC motor with the operating state of the polyphase AC motor. One phase is calculated by calculating a difference between a pre-stored storage means and an unbalanced voltage waveform represented by data read from the storage means in accordance with the detected operating state, and a fundamental component of the unbalanced voltage waveform. A compensating voltage waveform calculating means for calculating a compensating voltage waveform corresponding to the minute voltage unbalance component, wherein the compensating voltage value of each phase is calculated based on the calculated compensating voltage waveform.

【０００８】上記のように構成した本発明によれば、作
動状態検出手段、補償電圧値計算手段及び補正手段の作
用により、多相交流モータの各相に対する指令電圧値
が、同モータの作動状態によって同モータの不平衡を補
償するように補正される。この場合、各相の指令電圧値
は、多相交流モータの作動状態を制御するための作動制
御パラメータにしたがって計算されて、多相交流モータ
の作動状態を制御するものであるので、多相交流モータ
が不平衡に構成されていても、あらゆる作動状態におけ
る多相交流モータの各相の不平衡成分が補償されて、常
に作動制御パラメータにしたがった所望の制御特性が得
られる。このことは、各種制御において不平衡な多相交
流モータを使用することができるようになることを意味
するので、多相交流モータの製造にあたって、モータ構
造の簡素化、部品形状の自由度、材料の選択の余地など
設計の自由度が広がり、ひいては多相交流モータの製造
コストを下げることにもつながる。According to the present invention, the command voltage value for each phase of the polyphase AC motor is changed by the operation of the operating state detecting means, the compensation voltage value calculating means and the correcting means. Is corrected to compensate for the imbalance of the motor. In this case, the command voltage value of each phase is calculated according to an operation control parameter for controlling the operation state of the polyphase AC motor, and controls the operation state of the polyphase AC motor. Even if the motor is configured to be unbalanced, the unbalanced components of each phase of the polyphase AC motor in all operating states are compensated to always obtain desired control characteristics according to the operation control parameters. This means that unbalanced polyphase AC motors can be used in various controls, so in the production of polyphase AC motors, simplification of the motor structure, freedom of component shapes, material This increases the degree of freedom in design, such as the room for selection, and in turn leads to lower manufacturing costs for the polyphase AC motor.

【０００９】[0009]

【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施形態を図面
を用いて説明すると、図1は、本発明に係る多相交流モ
ータの電気制御装置を車両の電動パワーステアリング装
置に適用した例についてブロック図により示している。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS One embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 shows an example in which an electric control device for a polyphase AC motor according to the present invention is applied to an electric power steering device for a vehicle. Is shown in a block diagram.

【００１０】この電動パワーステアリング装置は、多相
交流モータとして、三相同期式永久磁石モータで構成し
たブラシレスモータ１１を備えている。ブラシレスモー
タ１１は、操舵ハンドル１２の回動操作による前輪の操
舵に対してアシスト力を付与するもので、その回転に応
じて前輪を外側端にて接続するタイロッド１３を軸線方
向に駆動する。操舵ハンドル１２に上端にて接続される
とともにタイロッド１３に下端にて接続された操舵軸１
４には操舵トルクセンサ１５が組み付けられており、同
センサ１５は操舵軸１４に作用する操舵トルクを検出し
て同トルクを表す検出信号を出力する。また、ブラシレ
スモータ１１には、同モータ１１の回転角を検出するた
めのエンコーダなどにより構成された回転角センサ１６
が組み付けられている。エンコーダを用いた回転角セン
サ１６の場合は、ブラシレスモータ１１の回転子の回転
に応じてπ／２ずつ位相の異なる２相パルス列信号と基
準回転位置を表す零相パルス列信号を出力する。なお、
回転角センサ１６はブラシレスモータ１１の固定子に対
する回転子の機械的な回転角を検出するものであるの
で、前記エンコーダ以外の種々の回転角センサを利用で
きる。This electric power steering apparatus includes a brushless motor 11 composed of a three-phase synchronous permanent magnet motor as a polyphase AC motor. The brushless motor 11 applies an assisting force to the steering of the front wheel by the turning operation of the steering handle 12, and drives the tie rod 13 connecting the front wheel at the outer end in the axial direction according to the rotation. Steering shaft 1 connected to steering wheel 12 at the upper end and connected to tie rod 13 at the lower end
4, a steering torque sensor 15 is assembled, and the sensor 15 detects a steering torque acting on the steering shaft 14 and outputs a detection signal representing the torque. The brushless motor 11 includes a rotation angle sensor 16 configured by an encoder for detecting the rotation angle of the motor 11.
Is assembled. In the case of the rotation angle sensor 16 using an encoder, a two-phase pulse train signal having a phase different by π / 2 according to the rotation of the rotor of the brushless motor 11 and a zero-phase pulse train signal representing the reference rotation position are output. In addition,
Since the rotation angle sensor 16 detects a mechanical rotation angle of the rotor of the brushless motor 11 with respect to the stator, various rotation angle sensors other than the encoder can be used.

【００１１】ブラシレスモータ１１の回転を制御するた
めの電気制御装置は、指令トルクＴ*を計算するための
基本アシスト力計算部２１、戻し力計算部２２及び演算
部２３を備えている。基本アシスト力計算部２１は、操
舵トルクセンサ１５からの操舵トルク及び図示しない車
速センサからの車速を入力し、操舵トルクの増加にした
がって増加するとともに車速の増加にしたがって減少す
るアシストトルクを計算する。戻し力計算部２２は、前
記車速と共に後述する回転子の電気角θe（回転角に相
当）及び角速度ωを入力し、これらの入力値に基づいて
操舵軸１４の基本位置への復帰力及び同操舵軸１４の回
転に対する抵抗力に対応した戻しトルクを計算する。演
算部２３は、前記アシストトルクと戻しトルクを加算す
ることにより指令トルクＴ*を計算し、指令電流値決定
部２４に供給する。The electric control device for controlling the rotation of the brushless motor 11 includes a basic assist force calculation unit 21, a return force calculation unit 22, and a calculation unit 23 for calculating the command torque T *. The basic assist force calculation unit 21 receives the steering torque from the steering torque sensor 15 and the vehicle speed from a vehicle speed sensor (not shown), and calculates an assist torque that increases as the steering torque increases and decreases as the vehicle speed increases. The return force calculation unit 22 inputs an electric angle θe (corresponding to a rotation angle) and an angular speed ω of the rotor described later together with the vehicle speed, and based on these input values, a return force of the steering shaft 14 to the basic position and the same. The return torque corresponding to the resistance to the rotation of the steering shaft 14 is calculated. The calculation unit 23 calculates the command torque T * by adding the assist torque and the return torque, and supplies the command torque T * to the command current value determination unit 24.

【００１２】指令電流値決定部２４は、指令トルクＴ*
に基づいて、指令界磁電流値（ｄ軸指令電流値）Ｉd*及
び指令トルク電流値（ｑ軸指令電流値）Ｉq*を計算す
る。両電流値Ｉd*，Ｉq*は、ブラシレスモータ１１の回
転子上の永久磁石が作り出す回転磁束と同期した回転座
標系において、永久磁石と同一方向のｄ軸及びこれに直
交したｑ軸にそれぞれ対応するもので、指令界磁電流値
Ｉd*はブラシレスモータ１１の界磁電流の大きさを指定
し、指令トルク電流値Ｉq*は同モータ１１により発生さ
れるトルクの大きさを指定する。また、この指令電流値
決定部２４は、各種センサによる検出値をも入力して両
電流値Ｉd*，Ｉq*を補正して出力する。例えば、バッテ
リ電圧値を入力して、バッテリ電圧値が低い場合などに
弱め界磁制御のために両電流値Ｉd*，Ｉq*を補正する。The command current value deciding section 24 has a command torque T *
The command field current value (d-axis command current value) Id * and the command torque current value (q-axis command current value) Iq * are calculated based on The two current values Id * and Iq * correspond to the d-axis in the same direction as the permanent magnet and the q-axis orthogonal to the same in the rotating coordinate system synchronized with the rotating magnetic flux generated by the permanent magnet on the rotor of the brushless motor 11. The command field current value Id * designates the magnitude of the field current of the brushless motor 11, and the command torque current value Iq * designates the magnitude of the torque generated by the motor 11. The command current value determination unit 24 also receives values detected by various sensors, corrects both current values Id * and Iq *, and outputs the corrected values. For example, when the battery voltage value is input, the two current values Id * and Iq * are corrected for field weakening control when the battery voltage value is low.

【００１３】前記補正された指令界磁電流値Ｉd*及び指
令トルク電流値Ｉq*は演算部２５，２６に供給され、演
算部２５，２６は、指令界磁電流値Ｉd*及び指令トルク
電流値Ｉq*から検出界磁電流値(ｄ軸検出電流値)Ｉd及
び検出トルク電流値(ｑ軸検出電流値)Ｉqをそれぞれ減
算することにより差分値ΔＩd，ΔＩqを計算して、比例
積分制御部（ＰＩ制御部）２７，２８に供給する。比例
積分制御部２７，２８は、差分値ΔＩd，ΔＩqに基づい
て、検出界磁電流値Ｉd及び検出トルク電流値Ｉqが指令
界磁電流値Ｉd*及び指令トルク電流値Ｉq*にそれぞれ追
従するように前記ｄ軸及びｑ軸にそれぞれ対応した指令
界磁電圧値（ｄ軸指令電圧値）Ｖd*及び指令トルク電圧
値（ｑ軸指令電圧値）Ｖq*を計算する。なお、これらの
指令トルクＴ*、指令界磁電流値Ｉd*及び指令トルク電
流値Ｉq*は作動制御パラメータに相当する。The corrected command field current value Id * and command torque current value Iq * are supplied to calculation units 25 and 26, which calculate the command field current value Id * and the command torque current value. The difference values ΔId and ΔIq are calculated by subtracting the detected field current value (d-axis detected current value) Id and the detected torque current value (q-axis detected current value) Iq from Iq *, respectively. (PI control unit) 27, 28. The proportional-integral control units 27 and 28 operate based on the difference values ΔId and ΔIq such that the detected field current value Id and the detected torque current value Iq follow the command field current value Id * and the command torque current value Iq *, respectively. Then, a command field voltage value (d-axis command voltage value) Vd * and a command torque voltage value (q-axis command voltage value) Vq * respectively corresponding to the d-axis and the q-axis are calculated. The command torque T *, the command field current value Id *, and the command torque current value Iq * correspond to operation control parameters.

【００１４】これらの指令界磁電圧値Ｖd*及び指令トル
ク電圧値Ｖq*は、２相／３相座標変換部３１に供給され
る。２相／３相座標変換部３１は、両電圧値Ｖd*，Ｖq*
を３相の指令電圧値Ｖu0*，Ｖv0*，Ｖw0*に変換してフ
ィードフォワード補償部３２に供給する。フィードフォ
ワード補償部３２は、詳しくは後述する各種補償のため
に３相の指令電圧値Ｖu0*，Ｖv0*，Ｖw0*を補正して、
同補正した３相の指令電圧値Ｖu1*，Ｖv1*，Ｖw1*をＰ
ＷＭ電圧発生部３３に供給する。ＰＷＭ電圧発生部３３
は、３相の指令電圧値Ｖu1*，Ｖv1*，Ｖw1*に対応した
ＰＷＭ制御電圧信号UU，VU，WUをインバータ回路３４に
出力する。The command field voltage value Vd * and the command torque voltage value Vq * are supplied to a two-phase / three-phase coordinate converter 31. The two-phase / three-phase coordinate converter 31 outputs the two voltage values Vd *, Vq *
Are converted into three-phase command voltage values Vu0 *, Vv0 *, Vw0 * and supplied to the feedforward compensation unit 32. The feedforward compensator 32 corrects the three-phase command voltage values Vu0 *, Vv0 *, and Vw0 * for various compensations described later in detail,
The corrected three-phase command voltage values Vu1 *, Vv1 *, Vw1 * are expressed as P
It is supplied to the WM voltage generator 33. PWM voltage generator 33
Outputs the PWM control voltage signals UU, VU, WU corresponding to the three-phase command voltage values Vu1 *, Vv1 *, Vw1 * to the inverter circuit 34.

【００１５】インバータ回路３４は、図２に示すよう
に、ＰＷＭ制御電圧信号UU，VU，WUによってスイッチン
グ制御されるとともに各相毎に直列接続したＩＧＢＴ素
子、ＭＯＳ−ＦＥＴなどの３組のスイッチング（パワー
素子）素子Ｔr1〜Ｔr6と、各スイッチング素子Ｔr1〜Ｔ
r6に並列接続した還流ダイオードＤi1〜Ｄi6とからな
り、ＰＷＭ制御電圧信号UU，VU，WUに対応した３相の電
圧信号Ｖu，Ｖv，Ｖwを発生して、同電圧信号Ｖu，Ｖ
v，Ｖwを３相の電流路を介してブラシレスモータ１１の
各相にそれぞれ付与する。As shown in FIG. 2, the inverter circuit 34 is switching-controlled by PWM control voltage signals UU, VU, WU, and switches three sets of IGBT elements, MOS-FETs and the like connected in series for each phase. Power elements) elements Tr1 to Tr6 and each switching element Tr1 to T
r6, and three-phase voltage signals Vu, Vv, Vw corresponding to the PWM control voltage signals UU, VU, WU, and generate the same voltage signals Vu, Vw.
v and Vw are respectively applied to the respective phases of the brushless motor 11 via three-phase current paths.

【００１６】この３相の電流路のうちの２つには電流セ
ンサ３５，３６が設けられ、各電流センサ３５，３６
は、ブラシレスモータ１１に対する３相電流のうちの２
つの電流（本実施形態ではｕ相及びｖ相）を検出して、
同２つの電流を表す検出電流値Ｉu，Ｉwを３相／２相座
標変換部３７に供給する。この３相／２相座標変換部３
７には、演算部３８にて前記検出電流値Ｉu，Ｉwに基づ
いて計算された他の一つの相（本実施形態ではｗ相）の
電流を表す検出電流値Ｉvも供給されている。３相／２
相座標変換部３７は、これらの３相の検出電流値Ｉu，
Ｉv，Ｉwを２相の検出界磁電流値(ｄ軸検出電流値)Ｉd
及び検出トルク電流値(ｑ軸検出電流値)Ｉqに変換す
る。Two of the three-phase current paths are provided with current sensors 35 and 36, respectively.
Represents two of the three-phase currents for the brushless motor 11.
Detecting two currents (the u phase and the v phase in this embodiment),
The detected current values Iu and Iw representing the two currents are supplied to a three-phase / two-phase coordinate converter 37. This three-phase / two-phase coordinate converter 3
7 is also supplied with a detected current value Iv that represents the current of another phase (w-phase in the present embodiment) calculated based on the detected current values Iu and Iw by the arithmetic unit 38. 3 phase / 2
The phase coordinate converter 37 outputs the detected current values Iu, Iu,
Iv and Iw are two-phase detected field current values (d-axis detected current values) Id
And a detected torque current value (q-axis detected current value) Iq.

【００１７】また、エンコーダによる回転角センサ１６
を用いた場合、回転角センサ１６からの２相パルス列信
号及び零相パルス列信号は、電気角変換部４１に供給さ
れている。電気角変換部４１は、前記各パルス列信号に
基づいてブラシレスモータ１１における回転子の固定子
に対する電気角θeを計算して、同電気角θeを角速度変
換部４２に供給する。角速度変換部４２は、前記電気角
θeを微分して回転子の固定子に対する角速度ωを計算
する。なお、これらの検出電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw、検出
界磁電流値Ｉd、検出トルク電流値Ｉq、電気角θe及び
角速度ωは、ブラシレスモータ１１の作動状態を表す作
動状態パラメータに相当する。A rotation angle sensor 16 using an encoder
Is used, the two-phase pulse train signal and the zero-phase pulse train signal from the rotation angle sensor 16 are supplied to the electrical angle converter 41. The electrical angle converter 41 calculates an electrical angle θe of the rotor of the brushless motor 11 with respect to the stator based on the pulse train signals, and supplies the electrical angle θe to the angular velocity converter 42. The angular velocity converter 42 calculates the angular velocity ω of the rotor with respect to the stator by differentiating the electrical angle θe. The detected current values Iu, Iv, Iw, the detected field current value Id, the detected torque current value Iq, the electrical angle θe, and the angular velocity ω correspond to operating state parameters indicating the operating state of the brushless motor 11.

【００１８】次に、フィードフォワード補償部３２につ
いて詳細に説明する。このフィードフォワード補償部３
２は、図３に示すように、不平衡電圧補償値計算部３２
Ａ、量子化誤差補償値計算部３２Ｂ、電圧降下補償値計
算部３２Ｃ及びパルス幅誤差補償値計算部３２Ｄと、２
相／３相座標変換部３１からの指令電圧値Ｖu0*，Ｖv0
*，Ｖw0*に各補償値計算部３２Ａ〜３２Ｄからの各補償
電圧値を各相毎にそれぞれ加算するための演算部５１〜
６２とを備え、演算部５１〜５３から補正した指令電圧
値Ｖu1*，Ｖv1*，Ｖw1*を出力するようになっている。
なお、少なくとも演算部５１〜５３における演算は多数
ビット（本実施形態では１６ビット）で行われ、同演算
部５１〜５３の演算出力の全ビット数のうちの上位の複
数ビット（本実施形態では８ビット）のみが指令電圧値
Ｖu1*，Ｖv1*，Ｖw1*としてＰＷＭ電圧発生部３３に供
給されるようになっている。Next, the feedforward compensator 32 will be described in detail. This feedforward compensator 3
2 is an unbalanced voltage compensation value calculator 32, as shown in FIG.
A, a quantization error compensation value calculator 32B, a voltage drop compensation value calculator 32C, and a pulse width error compensation value calculator 32D;
Command voltage values Vu0 *, Vv0 from phase / 3-phase coordinate conversion unit 31
*, Vw0 *, calculation units 51 to 51 for adding the respective compensation voltage values from the respective compensation value calculation units 32A to 32D for each phase.
62, and output the corrected command voltage values Vu1 *, Vv1 *, Vw1 * from the calculation units 51 to 53.
Note that at least the operations in the operation units 51 to 53 are performed with a large number of bits (16 bits in the present embodiment), and a plurality of higher-order bits (in this embodiment, of the total number of bits of the operation outputs of the operation units 51 to 53). Only 8 bits) are supplied to the PWM voltage generator 33 as the command voltage values Vu1 *, Vv1 *, Vw1 *.

【００１９】まず、不平衡電圧補償値計算部３２Ａにつ
いて説明すると、同補償値計算部３２Ａは、ブラシレス
モータ１１の不平衡を補償するための各相の補償電圧値
ΔＶunu，ΔＶunv，ΔＶunwを同モータ１１の作動状態
に基づいて計算するもので、補償電圧波形メモリ６３、
補間部６４及び３相出力部６５からなる。補償電圧波形
メモリ６３は、ブラシレスモータ１１の一相分の電圧不
平衡成分に対応した補償電圧波形を表す波形サンプリン
グデータを同モータ１１の作動状態に対応させて記憶し
ている。First, the unbalanced voltage compensation value calculation unit 32A will be described. The compensation value calculation unit 32A calculates compensation voltage values ΔVunu, ΔVunv, ΔVunw of each phase for compensating for unbalance of the brushless motor 11. 11, the compensation voltage waveform memory 63,
It comprises an interpolation section 64 and a three-phase output section 65. The compensation voltage waveform memory 63 stores waveform sampling data representing a compensation voltage waveform corresponding to a voltage imbalance component for one phase of the brushless motor 11 in accordance with the operation state of the motor 11.

【００２０】この補償電圧波形について説明しておく
と、ブラシレスモータ１１が電気的に平衡に構成されて
いれば、同モータ１１のあるゆる作動状態で各相の電圧
Ｅu，Ｅv，Ｅw及び電流（線電流）Ｉu，Ｉv，Ｉwはそれ
ぞれ図４(Ａ)(Ｂ)に示すような正弦波状になる。このよ
うな平衡なブラシレスモータ１１であれば、不平衡電圧
補償値計算部３２Ａを設けなくても、同モータ１１は、
指令トルクＴ*（指令界磁電流値Ｉd*、指令トルク電流
値Ｉq*、指令界磁電圧値Ｖd*及び指令トルク電圧値Ｖq
*）すなわち作動制御パラメータにしたがった作動状態
に正確に制御される。To explain the compensation voltage waveform, if the brushless motor 11 is configured to be electrically balanced, the voltage Eu, Ev, Ew and current ( The line currents Iu, Iv, and Iw have sinusoidal waveforms as shown in FIGS. With such a balanced brushless motor 11, even if the unbalanced voltage compensation value calculation unit 32A is not provided, the motor 11 can
Command torque T * (command field current value Id *, command torque current value Iq *, command field voltage value Vd *, and command torque voltage value Vq
*) That is, the operation state is accurately controlled according to the operation control parameters.

【００２１】しかし、ブラシレスモータ１１が電気的に
不平衡に構成されていると、同モータ１１の各相の電圧
Ｅu，Ｅv，Ｅw及び電流（線電流）Ｉu，Ｉv，Ｉwは、図
４(Ｃ)(Ｄ)に示すように、不平衡成分を含む非正弦波状
になる。したがって、このような不平衡なブラシレスモ
ータ１１は、各相の電圧Ｅu，Ｅv，Ｅw及び電流Ｉu，Ｉ
v，Ｉwの不平衡成分を補償しなければ、前記作動制御パ
ラメータにしたがって正確に制御されない。逆に、各相
に対する指令電圧Ｖu0*，Ｖv0*，Ｖw0*に対して前記不
平衡成分をなくすような補償電圧を付与しておけば、電
流（線電流）Ｉu，Ｉv，Ｉwは図４(Ｂ)に示すように不
平衡成分を含まない正弦波状の平衡３相電流になり、ブ
ラシレスモータ１１の作動状態は前記作動制御パラメー
タにしたがって正確に制御されるようになる。However, if the brushless motor 11 is configured to be electrically unbalanced, the voltages Eu, Ev, Ew and the currents (line currents) Iu, Iv, Iw of each phase of the motor 11 are as shown in FIG. As shown in (C) and (D), the waveform becomes a non-sinusoidal waveform including an unbalanced component. Therefore, such an unbalanced brushless motor 11 is capable of controlling the voltages Eu, Ev, Ew and the currents Iu, Iw of each phase.
Unless the unbalanced components of v and Iw are compensated, accurate control is not performed according to the operation control parameters. Conversely, if compensation voltages for eliminating the unbalanced components are given to the command voltages Vu0 *, Vv0 *, Vw0 * for the respective phases, the currents (line currents) Iu, Iv, Iw will be as shown in FIG. As shown in B), the current becomes a sinusoidal balanced three-phase current that does not include an unbalanced component, and the operation state of the brushless motor 11 is accurately controlled according to the operation control parameters.

【００２２】このような点に着目し、補償電圧波形メモ
リ６３に、一相分の不平衡成分波形を逆相にした補償電
圧波形を表す波形サンプリングデータを記憶しておく。
ただし、この不平衡成分波形は、ブラシレスモータ１１
の回転速度、発生トルク、界磁電流などの作動状態に応
じて変化する。したがって、補償電圧波形メモリ６３に
は、回転速度、発生トルク、界磁電流などを種々に設定
した状態すなわち種々の作動状態におけるブラシレスモ
ータ１１の一相分の不平衡成分波形を逆相にして（正負
反転して）、同逆相にした波形を表す波形サンプリング
データが補償電圧波形データとして記憶されている。Focusing on such a point, the compensation voltage waveform memory 63 stores waveform sampling data representing a compensation voltage waveform obtained by making the unbalanced component waveform for one phase the opposite phase.
However, this unbalanced component waveform is
It changes according to the operating state such as the rotation speed, generated torque, field current, and the like. Therefore, in the compensation voltage waveform memory 63, the unbalanced component waveform of one phase of the brushless motor 11 in the state where the rotation speed, the generated torque, the field current, and the like are variously set, that is, in various operating states, is reversed ( Waveform sampling data representing waveforms having the same phase and the opposite phase are stored as compensation voltage waveform data.

【００２３】次に、前記補償電圧波形を表すデータの作
成方法について説明しておく。ブラシレスモータ１１と
同じ構成のモータを実験的に種々の作動条件で予め運転
して電圧波形を測定する。すなわち、モータの角速度
ω、モータに対する界磁電流値（ｄ軸電流値）Ｉd及び
トルク電流値（ｑ軸電流値）Ｉqをそれぞれ独立に変化
させながら、各変化状態における一相分の各電圧波形ν
＝ｆm(θe,ω,Ｉd,Ｉq)を順次測定する（図５の左側波
形の実線参照）。なお、θeは前述の場合と同様にモー
タの電気角を示している。また、実験により電圧波形ν
を測定するのに代えて、シミュレーションにより各電圧
波形ν＝ｆm(θe,ω,Ｉd,Ｉq)を順次求めるようにして
もよい。この場合、各相の電圧波形νは、通常、位相差
を除いてそれぞれほぼ等しいものであり、一相分の電圧
波形νを測定又はシミュレーションにより求めればよ
い。また、さらに精度を上げるために３相の電圧波形ν
をそれぞれ測定するとともに同測定した３相の電圧波形
νの平均値を求めるようにしてもよい。Next, a method for creating data representing the compensation voltage waveform will be described. A motor having the same configuration as the brushless motor 11 is experimentally operated in advance under various operating conditions to measure a voltage waveform. That is, while independently changing the angular velocity ω of the motor, the field current value (d-axis current value) Id and the torque current value (q-axis current value) Iq for the motor, each voltage waveform for one phase in each change state ν
= Fm (θe, ω, Id, Iq) are sequentially measured (see the solid line in the left waveform in FIG. 5). Note that θe indicates the electric angle of the motor as in the case described above. In addition, the voltage waveform ν
, The respective voltage waveforms ν = fm (θe, ω, Id, Iq) may be sequentially obtained by simulation. In this case, the voltage waveforms ν of the respective phases are generally substantially equal except for the phase difference, and the voltage waveform ν of one phase may be obtained by measurement or simulation. In order to further improve the accuracy, a three-phase voltage waveform ν
May be measured, and the average value of the measured three-phase voltage waveforms ν may be obtained.

【００２４】次に、フーリエ変換等の周波数解析処理に
より、各種作動状態における各電圧波形νの各基本波成
分ν1＝ｆm1(θe,Δθe,｜ν1｜)＝｜ν1｜・sin(θe＋
Δθe)をそれぞれ計算する（図５の左側波形の破線参
照）。なお、電圧波形νの基本波成分ν1とは電圧波形
νと同一周波数を有する正弦波形を指し、Δθeは基本
波成分ν1の電圧波形νに対する位相差（小さな値であ
るので無視することも可能）であり、｜ν1｜は基本波
成分ν1の振幅である。Next, by a frequency analysis process such as Fourier transform, each fundamental wave component ν1 = fm1 (θe, Δθe, | ν1 |) = | ν1 | · sin (θe +) of each voltage waveform ν in various operating states.
Δθe) is calculated (see the broken line in the left waveform in FIG. 5). Note that the fundamental wave component ν1 of the voltage waveform ν refers to a sine waveform having the same frequency as the voltage waveform ν, and Δθe is the phase difference of the fundamental wave component ν1 with respect to the voltage waveform ν (it can be ignored because it is a small value) And | ν1 | is the amplitude of the fundamental wave component ν1.

【００２５】次に、電圧波形νから基本波成分ν1を減
算する下記数１の演算により一相分の不平衡成分波形Δ
νunを計算する（図５の右側波形の実線参照）。Next, the unbalanced component waveform Δ for one phase is calculated by the following equation 1 in which the fundamental component ν1 is subtracted from the voltage waveform ν.
νun is calculated (see the solid line in the waveform on the right side in FIG. 5).

【００２６】[0026]

【数１】Δνun＝ν−ν1 ＝ｆm(θe,ω,Ｉd,Ｉq)−ｆm1(θe,Δθe,｜ν1｜) ＝ｆun(θe,ω,Ｉd,Ｉq)Equation 1 Δνun = ν−ν1 = fm (θe, ω, Id, Iq) −fm1 (θe, Δθe, | ν1 |) = fun (θe, ω, Id, Iq)

【００２７】この不平衡成分波形ｆun(θe,ω,Ｉd,Ｉq)
は、角速度ω、界磁電流値Ｉd及びトルク電流値Ｉqを種
々に変えて測定又はシミュレーションにより求めた一相
分の不平衡成分波形を示している。そして、この種々の
不平衡成分波形ｆun(θe,ω,Ｉd,Ｉq)を逆相に（正負反
転）した補償電圧波形−ｆun(θe,ω,Ｉd,Ｉq)を、補償
電圧波形メモリ６３に角速度ω、界磁電流値Ｉd及びト
ルク電流値Ｉqの種々の値に対応させて記憶させる。た
だし、前記記憶される複数の補償電圧波形−ｆun(θe,
ω,Ｉd,Ｉq)は、ブラシレスモータ１１の全ての作動状
態に対応したものではなく、角速度ω、界磁電流値Ｉd
及びトルク電流値Ｉqの代表的な複数の値を適宜組合わ
せたブラシレスモータ１１の代表的な作動状態における
ものである。This unbalanced component waveform fun (θe, ω, Id, Iq)
Indicates an unbalanced component waveform for one phase obtained by measurement or simulation while variously changing the angular velocity ω, the field current value Id, and the torque current value Iq. The compensation voltage waveform −fun (θe, ω, Id, Iq) obtained by inverting (positive / negative inversion) the various unbalanced component waveforms fun (θe, ω, Id, Iq) is stored in the compensation voltage waveform memory 63. The angular velocity ω, the field current value Id, and the torque current value Iq are stored in association with various values. However, the stored plurality of compensation voltage waveforms −fun (θe,
ω, Id, Iq) do not correspond to all the operating states of the brushless motor 11, but include the angular velocity ω and the field current value Id.
And a typical operation state of the brushless motor 11 in which a plurality of typical values of the torque current value Iq are appropriately combined.

【００２８】なお、前記方法では、電圧波形νから基本
波成分ν1を減算して不平衡成分波形Δνunを計算する
ようにしたが、前記フーリエ変換処理により得られる基
本波成分ν1以外の全ての高調波成分波形を加算合成
し、同加算合成した値を不平衡成分波形Δνun＝ｆun
(θe,ω,Ｉd,Ｉq)として求めるようにしてもよい。In the above method, the fundamental wave component ν1 is subtracted from the voltage waveform ν to calculate the unbalanced component waveform Δνun, but all harmonics other than the fundamental wave component ν1 obtained by the Fourier transform processing are calculated. Wave component waveforms are added and synthesized, and the value obtained by the addition and synthesis is used as an unbalanced component waveform Δνun = fun
(θe, ω, Id, Iq).

【００２９】ふたたび、図３の説明に戻ると、前記のよ
うに補償電圧波形−ｆun(θe,ω,Ｉd,Ｉq)が記憶された
補償電圧波形メモリ６３には、電気角変換部４１からの
電気角θeが供給されるとともに、角速度変換部４２及
び３相／２相座標変換部３７からの角速度ω、検出界磁
電流値Ｉd及び検出トルク電流値Ｉqをそれぞれ表す各複
数ビット信号のうちの上位の複数ビット信号が供給さ
れ、これらの供給された信号をアドレスにして補償電圧
波形−ｆun(θe,ω,Ｉd,Ｉq)が読出される。Returning to the description of FIG. 3 again, the compensation voltage waveform memory 63 storing the compensation voltage waveform −fun (θe, ω, Id, Iq) as described above stores The electrical angle θe is supplied, and the angular velocity ω, the detected field current value Id, and the detected torque current value Iq from the angular velocity converter 42 and the three-phase / two-phase coordinate converter 37 are respectively included in the plurality of bit signals. The higher-order multi-bit signals are supplied, and the compensation voltage waveform −fun (θe, ω, Id, Iq) is read using these supplied signals as addresses.

【００３０】この読出された補償電圧波形−ｆun(θe,
ω,Ｉd,Ｉq)は、補間部６４に供給される。補間部６４
には、角速度ω、検出界磁電流値Ｉd及び検出トルク電
流値Ｉqをそれぞれ表す各複数ビット信号のうちの補償
電圧波形メモリ６３に供給された残りの下位の各複数ビ
ット信号が供給されており、同補間部６４は前記下位の
複数ビット信号により補償電圧波形メモリ６３から読出
された補償電圧波形を補間演算する。これにより、補償
電圧波形メモリ６３にブラシレスモータ１１の代表的な
複数の作動状態における補償電圧波形−ｆun(θe,ω,Ｉ
d,Ｉq)を記憶させておくだけで、同モータ１１のあらゆ
る作動状態における補償電圧波形−ｆun(θe,ω,Ｉd,Ｉ
q)を得ることができる。The read compensation voltage waveform -fun (θe,
ω, Id, Iq) are supplied to the interpolation unit 64. Interpolator 64
Are supplied with the remaining lower-order plural bit signals supplied to the compensation voltage waveform memory 63 among the plural bit signals respectively representing the angular velocity ω, the detected field current value Id, and the detected torque current value Iq. The interpolation unit 64 performs an interpolation operation on the compensation voltage waveform read from the compensation voltage waveform memory 63 using the lower-order plural bit signals. As a result, the compensation voltage waveform −fun (θe, ω, I) in the compensation voltage waveform memory 63 in a plurality of typical operating states of the brushless motor 11 is stored.
d, Iq), the compensation voltage waveform −fun (θe, ω, Id, I
q) can be obtained.

【００３１】補間部６４によって補間演算された補償電
圧波形−ｆun(θe,ω,Ｉd,Ｉq)は、３相出力部６５に供
給される。３相出力部６５は、前記供給された補償電圧
波形−ｆun(θe,ω,Ｉd,Ｉq)に基づいて下記数２〜４に
示す３相の不平衡電圧補償値ΔＶunu，ΔＶunv，ΔＶun
wを演算して、同不平衡電圧補償値ΔＶunu，ΔＶunv，
ΔＶunwを演算部５４〜６２を介して演算部５１〜５３
に供給する。The compensation voltage waveform −fun (θe, ω, Id, Iq) interpolated by the interpolation unit 64 is supplied to the three-phase output unit 65. The three-phase output unit 65 outputs the three-phase unbalanced voltage compensation values ΔVunu, ΔVunv, ΔVun shown in Equations 2 to 4 based on the supplied compensation voltage waveform −fun (θe, ω, Id, Iq).
By calculating w, the unbalanced voltage compensation values ΔVunu, ΔVunv,
ΔVunw is calculated by the operation units 51 to 53 via the operation units 54 to 62
To supply.

【００３２】[0032]

【数２】ΔＶunu＝−ｆun(θe,ω,Ｉd,Ｉq)## EQU2 ## ΔVunu = −fun (θe, ω, Id, Iq)

【００３３】[0033]

【数３】 ΔＶunv＝−ｆun(θe−２π／３,ω,Ｉd,Ｉq)ΔVunv = −fun (θe−2π / 3, ω, Id, Iq)

【００３４】[0034]

【数４】 ΔＶunw＝−ｆun(θe＋２π／３,ω,Ｉd,Ｉq)ΔVunw = −fun (θe + 2π / 3, ω, Id, Iq)

【００３５】そして、演算部５１〜５３にて２相／３相
座標変換部３１からの各相の指令電圧値Ｖuo*，Ｖvo*，
Ｖwo*に不平衡電圧補償値ΔＶunu，ΔＶunv，ΔＶunwが
加算される。したがって、あるゆる作動状態において
も、ブラシレスモータ１１の不平衡に伴う各相の不平衡
成分ｆun(θe,ω,Ｉd,Ｉq)，ｆun(θe−２π／３,ω,Ｉ
d,Ｉq)，ｆun(θe＋２π／３,ω,Ｉd,Ｉq)が補償され
る。The operation units 51 to 53 output the command voltage values Vuo *, Vvo *,
Unbalanced voltage compensation values ΔVunu, ΔVunv, ΔVunw are added to Vwo *. Therefore, even in any operating state, the unbalance components fun (θe, ω, Id, Iq) and fun (θe−2π / 3, ω, I) of each phase due to the unbalance of the brushless motor 11 are obtained.
d, Iq) and fun (θe + 2π / 3, ω, Id, Iq) are compensated.

【００３６】次に、量子化誤差補償値計算部３２Ｂにつ
いて説明すると、同補償値計算部３２Ｂは、演算部５１
〜５３にて演算出力された３相の指令電圧値Ｖu1*＋Ｖu
2*，Ｖv1*＋Ｖv2*，Ｖw1*＋Ｖw2*のうちの下位ビットＶ
u2*，Ｖv2*，Ｖw2*を切り捨てた上位ビットＶu1*，Ｖv1
*，Ｖw1*のみがＰＷＭ電圧発生部３３に供給されること
に伴う誤差を補償するもので、遅延部６６を備えてい
る。遅延部６６は、前記供給された下位ビットＶu2*，
Ｖv2*，Ｖw2*を各種演算の１サイクル分だけ遅延し、演
算部５４〜５６を介して演算部５１〜５３に供給して２
相／３相座標変換部３１からの３相の指令電圧値Ｖu0
*，Ｖv0*，Ｖw0*に加算する。Next, the quantization error compensation value calculation section 32B will be described.
-Phase command voltage value Vu1 * + Vu calculated and output at steps -53
2 *, Vv1 * + Vv2 *, lower bit V of Vw1 * + Vw2 *
Upper bits Vu1 *, Vv1 obtained by truncating u2 *, Vv2 *, Vw2 *
*, Vw1 * compensates for the error caused by being supplied to the PWM voltage generator 33, and includes a delay unit 66. The delay unit 66 determines whether the supplied lower bits Vu2 *,
Vv2 * and Vw2 * are delayed by one cycle of various operations, and supplied to the operation units 51 to 53 via the operation units 54 to 56, and
The three-phase command voltage value Vu0 from the three-phase / three-phase coordinate conversion unit 31
*, Vv0 *, Vw0 *.

【００３７】これにより、前回演算された３相の指令電
圧値Ｖu1*＋Ｖu2*，Ｖv1*＋Ｖv2*，Ｖw1*＋Ｖw2*うちで
切り捨てられた下位ビットＶu2*'，Ｖv2*'，Ｖw2*'が、
今回演算された３相の指令電圧値Ｖu1*＋Ｖu2*，Ｖv1*
＋Ｖv2*，Ｖw1*＋Ｖw2*に加えられるので、ＰＷＭ電圧
発生部３３に供給される３相の指令電圧値Ｖu1*，Ｖv1
*，Ｖw1*の量子化演算処理（下位ビットの切り捨て処
理）に伴う誤差が補償される。As a result, the lower bits Vu2 * ', Vv2 *', Vw2 * 'which have been truncated among the previously calculated three-phase command voltage values Vu1 * + Vu2 *, Vv1 * + Vv2 *, Vw1 * + Vw2 * are
The three-phase command voltage values Vu1 * + Vu2 *, Vv1 * calculated this time
+ Vv2 *, Vw1 * + Vw2 *, so that the three-phase command voltage values Vu1 *, Vv1 supplied to the PWM voltage generator 33
*, Vw1 * are compensated for errors due to the quantization operation processing (lower bit truncation processing).

【００３８】次に、電圧降下補償値計算部３２Ｃについ
て説明すると、同補償値計算部３２Ｃは、インバータ回
路３４内のスイッチング素子Ｔr1〜Ｔr6及び還流ダイオ
ードＤi1〜Ｄi6における順電圧降下分を補償するもの
で、Ｃ−Ｅ間順電圧降下計算部６７、ダイオード順電圧
降下計算部６８及び合成演算部６９からなる。Next, the voltage drop compensation value calculator 32C will be described. The compensation value calculator 32C compensates for the forward voltage drop in the switching elements Tr1 to Tr6 and the return diodes Di1 to Di6 in the inverter circuit 34. It comprises a forward voltage drop calculator 67 between C and E, a diode forward voltage drop calculator 68, and a combining calculator 69.

【００３９】Ｃ−Ｅ間順電圧降下計算部６７は、電流値
（通過電流値）Ｉに応じて変化するスイッチング素子Ｔ
r1〜Ｔr6の一相分（スイッチング素子Ｔr1,Ｔr2、スイ
ッチング素子Ｔr3,Ｔr4及びスイッチング素子Ｔr5,Ｔr6
の各組）の順電圧降下分Ｖce(Ｉ)を予め記憶している。
ダイオード順電圧降下計算部６８は、電流値（通過電流
値）Ｉに応じて変化する還流ダイオードＤi1〜Ｄi6の一
相分（還流ダイオードＤi1,Ｄi2、還流ダイオードＤi3,
Ｄi4及び還流ダイオードＤi5,Ｄi6の各組）の順電圧降
下分Ｖd(Ｉ)を予め記憶している。Ｃ−Ｅ間順電圧降下
計算部６７及びダイオード順電圧降下計算部６８には３
相の検出電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwがそれぞれ供給されてお
り、Ｃ−Ｅ間順電圧降下計算部６７は３相の順電圧降下
分Ｖce(Ｉu)，Ｖce(Ｉv)，Ｖce(Ｉw)を出力し、ダイオ
ード順電圧降下計算部６８は３相の順電圧降下分Ｖd(Ｉ
u)，Ｖd(Ｉv)，Ｖd(Ｉw)を出力する。The C-E forward voltage drop calculator 67 calculates the switching element T that changes according to the current value (passing current value) I.
One phase of r1 to Tr6 (switching elements Tr1, Tr2, switching elements Tr3, Tr4 and switching elements Tr5, Tr6
) Are stored in advance.
The diode forward voltage drop calculator 68 calculates one phase of the return diodes Di1 to Di6 (the return diodes Di1, Di2, the return diodes Di3,
The forward voltage drop Vd (I) of each set of Di4 and freewheel diodes Di5 and Di6) is stored in advance. The CE forward voltage drop calculator 67 and the diode forward voltage drop calculator 68 have 3
The phase detection current values Iu, Iv, Iw are supplied, respectively, and the CE forward voltage drop calculator 67 calculates the three-phase forward voltage drops Vce (Iu), Vce (Iv), Vce (Iw). The diode forward voltage drop calculator 68 outputs a three-phase forward voltage drop Vd (I
u), Vd (Iv) and Vd (Iw).

【００４０】なお、この場合も、Ｃ−Ｅ間順電圧降下計
算部６７及びダイオード順電圧降下計算部６８に代表的
な電流Ｉに対して少数の順電圧降下分Ｖce(Ｉ)，Ｖd
(Ｉ)を記憶させておき、検出電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを表
す各複数ビット信号のうちの上位の各複数ビット信号で
前記順電圧降下分Ｖce(Ｉu)，Ｖce(Ｉv)，Ｖce(Ｉw)，
Ｖd(Ｉu)，Ｖd(Ｉv)，Ｖd(Ｉw)をそれぞれ読出し、同電
流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを表す各複数ビット信号のうちの前
記上位ビットを除く下位の各複数ビット信号で前記読出
した順電圧降下分Ｖce(Ｉu)，Ｖce(Ｉv)，Ｖce(Ｉw)，
Ｖd(Ｉu)，Ｖd(Ｉv)，Ｖd(Ｉw)をそれぞれ補間して出力
するようにするとよい。In this case as well, a small number of forward voltage drops Vce (I) and Vd with respect to the current I representative of the CE forward voltage drop calculating section 67 and the diode forward voltage drop calculating section 68.
(I) is stored, and the forward voltage drop amounts Vce (Iu), Vce (Iv), Vce ( Iw),
Vd (Iu), Vd (Iv), and Vd (Iw) are read out, and the readout is performed using lower-order plural-bit signals excluding the higher-order bit among the plural-bit signals representing the same current values Iu, Iv, and Iw. Forward voltage drops Vce (Iu), Vce (Iv), Vce (Iw),
Vd (Iu), Vd (Iv) and Vd (Iw) are preferably interpolated and output.

【００４１】ここで、前記順電圧降下分Ｖce(Ｉ)，Ｖd
(Ｉ)について若干の説明を加えておく。まず、順電圧降
下分Ｖce(Ｉ)，Ｖd(Ｉ)を測定するために、インバータ
回路３４内の一相分の回路部だけを抜き出した図６(Ａ)
〜(Ｄ)に示すような回路を測定のために組み立てる。な
お、図６(Ａ)〜(Ｄ)のスイッチング素子Ｔr11，Ｔr12は
インバータ回路３４のスイッチング素子Ｔr1〜Ｔr6と同
一のものを用い、還流ダイオードＤi11〜Ｄi12もインバ
ータ回路３４の還流ダイオードＤi1〜Ｄi6と同一のもの
を用いる。Here, the forward voltage drops Vce (I), Vd
A brief description of (I) will be added. First, in order to measure the forward voltage drops Vce (I) and Vd (I), only a circuit portion for one phase in the inverter circuit 34 is extracted as shown in FIG.
A circuit as shown in (D) is assembled for measurement. The switching elements Tr11 and Tr12 in FIGS. 6A to 6D are the same as the switching elements Tr1 to Tr6 of the inverter circuit 34, and the return diodes Di11 to Di12 are the same as the return diodes Di1 to Di6 of the inverter circuit 34. Use the same one.

【００４２】そして、図６(Ａ)(Ｂ)に示すように、スイ
ッチング素子Ｔr11，Ｔr12の一方をそれぞれオンすると
ともに図示矢印方向に電流Ｉを流した状態で、スイッチ
ング素子Ｔr11，Ｔr12のコレクタ−エミッタ間電圧を測
定してその平均値を順電圧降下分Ｖceとする。また、図
６(Ｃ)(Ｄ)に示すように、スイッチング素子Ｔr11，Ｔr
12を共にオフするとともに図示矢印方向に電流Ｉを流し
た状態で、還流ダイオードＤi11，Ｄi12の両端電圧を測
定してその平均値を順電圧降下分Ｖdとする。これらの
場合、電流Ｉの値をそれぞれ変更しながら前記測定を行
うことにより、電流Ｉの大きさに応じて変化する順電圧
降下分Ｖce(Ｉ)，Ｖd(Ｉ)を求める（図７のグラフ参
照）。そして、これらの順電圧降下分Ｖce(Ｉ)，Ｖd
(Ｉ)を、電流Ｉの大きさに対応させてＣ−Ｅ間順電圧降
下計算部６７及びダイオード順電圧降下計算部６８にそ
れぞれ記憶させる。Then, as shown in FIGS. 6A and 6B, the collectors of the switching elements Tr11 and Tr12 are turned on while one of the switching elements Tr11 and Tr12 is turned on and the current I flows in the direction indicated by the arrow. The emitter-to-emitter voltage is measured, and the average value is defined as a forward voltage drop Vce. As shown in FIGS. 6C and 6D, the switching elements Tr11, Tr
With both of them turned off and the current I flowing in the direction of the arrow shown in the figure, the voltage between both ends of the return diodes Di11 and Di12 is measured, and the average value is defined as the forward voltage drop Vd. In these cases, by performing the above-mentioned measurement while changing the value of the current I, the forward voltage drops Vce (I) and Vd (I) that change according to the magnitude of the current I are obtained (the graph of FIG. 7). reference). These forward voltage drops Vce (I), Vd
(I) is stored in the C-E forward voltage drop calculator 67 and the diode forward voltage drop calculator 68 in correspondence with the magnitude of the current I.

【００４３】ふたたび、図３の説明に戻ると、合成演算
部６９は、Ｃ−Ｅ間順電圧降下計算部６７からの順電圧
降下分Ｖce(Ｉu)，Ｖce(Ｉv)，Ｖce(Ｉw)と、ダイオー
ド順電圧降下計算部６８からの順電圧降下分Ｖd(Ｉu)，
Ｖd(Ｉv)，Ｖd(Ｉw)とを、各相毎に電気角θe及び角速
度ωに応じて決まる適当な合成比率で加算合成すること
により、下記数５〜７に示す順電圧補償値ΔＶonu，Δ
Ｖonv，ΔＶonwを算出して、同算出した順電圧補償値Δ
Ｖonu，ΔＶonv，ΔＶonwを演算部５４〜５９を介して
演算部５１〜５３に供給する。Returning to the description of FIG. 3 again, the combining operation unit 69 calculates the forward voltage drops Vce (Iu), Vce (Iv), and Vce (Iw) from the CE forward voltage drop calculating unit 67. , The forward voltage drop Vd (Iu) from the diode forward voltage drop calculator 68,
Vd (Iv) and Vd (Iw) are added and synthesized at an appropriate synthesis ratio determined according to the electrical angle θe and the angular velocity ω for each phase, so that the forward voltage compensation values ΔVonu, Δ
Vonv and ΔVonw are calculated, and the calculated forward voltage compensation value Δ
Vonu, ΔVonv, and ΔVonw are supplied to arithmetic units 51 to 53 via arithmetic units 54 to 59.

【００４４】[0044]

【数５】 ΔＶonu＝Ｋ(Ｖce(Ｉu)，Ｖd(Ｉu)，θe，ω)ΔVonu = K (Vce (Iu), Vd (Iu), θe, ω)

【００４５】[0045]

【数６】 ΔＶonv＝Ｋ(Ｖce(Ｉv)，Ｖd(Ｉv)，θe，ω)ΔVonv = K (Vce (Iv), Vd (Iv), θe, ω)

【００４６】[0046]

【数７】 ΔＶonw＝Ｋ(Ｖce(Ｉw)，Ｖd(Ｉw)，θe，ω)ＶVonw = K (Vce (Iw), Vd (Iw), θe, ω)

【００４７】前記数５〜７の関数Ｋ(Ｖce(Ｉu,Ｉv,Ｉ
w)，Ｖd(Ｉu,Ｉv,Ｉw)，θe，ω)の決定においては、各
相における各順電圧降下分Ｖce(Ｉu)，Ｖce(Ｉv)，Ｖce
(Ｉw)と各順電圧降下分Ｖd(Ｉu)，Ｖd(Ｉv)，Ｖd(Ｉw)
の発生状況は、スイッチング素子Ｔr1〜Ｔr6のオンオフ
状態により図８に示すように変化し、電気角θe及び角
速度ωに応じて変化する。したがって、前記関数Ｋの各
相における各順電圧降下分Ｖce(Ｉu)，Ｖce(Ｉv)，Ｖce
(Ｉw)と各順電圧降下分Ｖd(Ｉu)，Ｖd(Ｉv)，Ｖd(Ｉw)
との合成比率を予めシミュレーションなどにより決定し
た上で、電気角θe及び角速度ωに応じて変化する比率
関数Ｋを表すパラメータを合成演算部６９に記憶してお
くとよい。The function K (Vce (Iu, Iv, I)
w), Vd (Iu, Iv, Iw), θe, ω) are determined by the respective forward voltage drops Vce (Iu), Vce (Iv), Vce in each phase.
(Iw) and each forward voltage drop Vd (Iu), Vd (Iv), Vd (Iw)
Changes depending on the on / off state of the switching elements Tr1 to Tr6 as shown in FIG. 8, and changes according to the electrical angle θe and the angular velocity ω. Therefore, each forward voltage drop Vce (Iu), Vce (Iv), Vce in each phase of the function K
(Iw) and each forward voltage drop Vd (Iu), Vd (Iv), Vd (Iw)
It is preferable that a combination ratio is determined in advance by simulation or the like, and then a parameter representing a ratio function K that changes according to the electrical angle θe and the angular velocity ω is stored in the combination calculation unit 69.

【００４８】そして、これらの順電圧補償値ΔＶonu，
ΔＶonv，ΔＶonwは、演算部５４〜５９を介して演算部
５１〜５３に供給され、同演算部５１〜５３にて２相／
３相座標変換部３１からの各相の指令電圧値Ｖuo*，Ｖv
o*，Ｖwo*に加算される。したがって、各相の電流Ｉu，
Ｉv，Ｉwに応じて変化するスイッチング素子Ｔr1〜Ｔr6
及び還流ダイオードＤi1〜Ｄi6の各順電圧降下分Ｖceが
補償される。Then, these forward voltage compensation values ΔVonu,
ΔVonv and ΔVonw are supplied to arithmetic units 51 to 53 via arithmetic units 54 to 59, and the two-phase /
Command voltage values Vuo *, Vv of each phase from the three-phase coordinate conversion unit 31
o * and Vwo *. Therefore, the currents Iu,
Switching elements Tr1 to Tr6 that change according to Iv and Iw
And the respective forward voltage drops Vce of the freewheel diodes Di1 to Di6 are compensated.

【００４９】次に、パルス幅誤差補償値計算部３２Ｄに
ついて説明すると、同補償値計算部３２Ｄは、インバー
タ回路３４内のスイッチング素子Ｔr1〜Ｔr6をスイッチ
ング制御するためのデッドタイムＴdt、スイッチング素
子Ｔr1〜Ｔr6のオフ状態からオン状態への変化時のオン
変化ディレイ時間Ｔon、及びスイッチング素子Ｔr1〜Ｔ
r6のオン状態からオフ状態への変化時のオフ変化ディレ
イ時間Ｔoffによる電圧減少分Ｖdtを補償するもので、
パルス幅誤差計算部７１及び電圧減少分計算部７２から
なる。Next, the pulse width error compensation value calculation unit 32D will be described. The compensation value calculation unit 32D includes a dead time Tdt for controlling switching of the switching elements Tr1 to Tr6 in the inverter circuit 34, and a switching time between the switching elements Tr1 to Tr6. On change delay time Ton when Tr6 changes from the off state to the on state, and switching elements Tr1 to T
Compensates for the voltage decrease Vdt due to the OFF change delay time Toff when r6 changes from the ON state to the OFF state.
It comprises a pulse width error calculator 71 and a voltage decrease calculator 72.

【００５０】パルス幅誤差計算部７１は、予め測定され
て電流値（通過電流値）Ｉに応じて変化するパルス幅誤
差ΔＴ(Ｉ)を予め記憶している。このパルス幅誤差と
は、インバータ回路３４内のスイッチング素子Ｔr1〜Ｔ
r6をオンするためのＰＷＭ電圧発生部３３により指定さ
れたパルス幅と、同スイッチング素子Ｔr1〜Ｔr6が実際
にオン動作するパルス幅との差を表すものである。パル
ス幅誤差計算部７１には３相の検出電流値Ｉu，Ｉv，Ｉ
wがそれぞれ供給されており、同計算部７１は３相分の
パルス幅誤差Ｔn(Ｉu)，ΔＴ(Ｉv)，ΔＴ(Ｉw)を出力す
る。なお、この場合も、パルス幅誤差計算部７１に代表
的な電流Ｉに対する少数のパルス幅誤差ΔＴ(Ｉ)を記憶
させておき、検出電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを表す各複数ビ
ット信号のうちの上位の各複数ビット信号で前記パルス
幅誤差ΔＴ(Ｉu)，ΔＴ(Ｉv)，ΔＴ(Ｉw)をそれぞれ読
出し、同電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを表す各複数ビット信号
のうちの前記上位ビットを除く下位の各複数ビット信号
で前記読出したパルス幅誤差ΔＴ(Ｉu)，ΔＴ(Ｉv)，Δ
Ｔ(Ｉw)をそれぞれ補間して出力するようにするとよ
い。The pulse width error calculator 71 stores in advance a pulse width error ΔT (I) that is measured in advance and changes according to the current value (passing current value) I. This pulse width error refers to the switching elements Tr1 to T1 in the inverter circuit 34.
It represents the difference between the pulse width designated by the PWM voltage generator 33 for turning on r6 and the pulse width at which the switching elements Tr1 to Tr6 are actually turned on. The pulse width error calculation unit 71 stores the detected current values Iu, Iv, I of the three phases.
w are supplied, and the calculation unit 71 outputs pulse width errors Tn (Iu), ΔT (Iv), and ΔT (Iw) for three phases. Also in this case, the pulse width error calculator 71 stores a small number of pulse width errors ΔT (I) with respect to the representative current I, and outputs the detected current values Iu, Iv, and Iw. The pulse width errors ΔT (Iu), ΔT (Iv), and ΔT (Iw) are read out using the higher-order plural bit signals, respectively, and the higher-order bits of the plural-bit signals representing the same current values Iu, Iv, Iw are read out. And the read pulse width errors ΔT (Iu), ΔT (Iv), ΔT
T (Iw) may be interpolated and output.

【００５１】ここで、前記パルス幅誤差ΔＴ(Ｉ)につい
て若干の説明を加えておく。まず、パルス幅誤差ΔＴ
(Ｉ)を測定するために、図９(Ａ)(Ｂ)のような一相分の
回路を構成する。なお、図９(Ａ)(Ｂ)のスイッチング素
子Ｔr21，Ｔr22はインバータ回路３４のスイッチング素
子Ｔr1〜Ｔr6と同一のものを用い、還流ダイオードＤi2
1，Ｄi22もインバータ回路３４の還流ダイオードＤi1〜
Ｄi6と同一のものを用いる。また、図９(Ａ)(Ｂ)におい
ては省略されているが、スイッチング素子Ｔr21，Ｔr22
をオフ状態からオン状態に切換えるためのパルス信号の
立ち上がり時に予め決められたデッドタイムＴdだけパ
ルス信号の立ち上がりを遅らせるデッドタイム回路が設
けられている。Here, the pulse width error ΔT (I) will be described in some detail. First, the pulse width error ΔT
To measure (I), a circuit for one phase as shown in FIGS. 9A and 9B is configured. The switching elements Tr21 and Tr22 of FIGS. 9A and 9B are the same as the switching elements Tr1 to Tr6 of the inverter circuit 34, and the freewheeling diode Di2 is used.
1 and Di22 are also freewheeling diodes Di1 to Di1 of the inverter circuit 34.
The same as Di6 is used. Although omitted in FIGS. 9A and 9B, the switching elements Tr21 and Tr22 are omitted.
There is provided a dead time circuit for delaying the rise of the pulse signal by a predetermined dead time Td when the pulse signal for switching from the off state to the on state rises.

【００５２】そして、図９(Ａ)に示すように、スイッチ
ング素子Ｔr21にデューティ比５０％のパルス信号を付
与して図示矢印方向に電流Ｉを流した状態で、還流ダイ
オードＤi22（インバータ回路出力）に現れるパルス信
号を測定する。図１０(Ａ)は前記測定されたパルス信号
のディレイ状態を図示したもので、これから、デッドタ
イムＴdtにスイッチング素子Ｔr21のオン変化ディレイ
時間Ｔonを加えたパルス立ち上がりディレイ時間Ｔup1
と、スイッチング素子Ｔr21のオフ変化ディレイ時間Ｔo
ffに等しいパルス立下りディレイ時間Ｔdn1を得る。こ
れらの両時間Ｔup1，Ｔdn1に基づいて、電流が図９(Ａ)
にある場合（Ｉ＞０）におけるパルス幅誤差ΔＴ1＝Ｔu
p1−Ｔdn1を計算する。Then, as shown in FIG. 9A, a pulse signal having a duty ratio of 50% is applied to the switching element Tr21 and a current I flows in the direction indicated by the arrow in FIG. Is measured. FIG. 10A shows the delay state of the measured pulse signal. From this, the pulse rise delay time Tup1 obtained by adding the on-time delay time Ton of the switching element Tr21 to the dead time Tdt.
And the OFF change delay time To of the switching element Tr21.
A pulse falling delay time Tdn1 equal to ff is obtained. Based on these two times Tup1 and Tdn1, the current is changed as shown in FIG.
Pulse width error ΔT1 = Tu in the case of (I> 0)
Calculate p1-Tdn1.

【００５３】また、図９(Ｂ)に示すように、スイッチン
グ素子Ｔr22にデューティ比５０％のパルス信号を付与
して図示矢印方向に前記と同じ大きさの電流Ｉを流した
状態で、還流ダイオードＤi22（インバータ回路出力）
に現れるパルス信号を測定する。図１０(Ｂ)は前記測定
されたパルス信号のディレイ状態を図示したもので、こ
れから、スイッチング素子Ｔr22のオン変化ディレイ時
間Ｔonに等しいパルス立ち上がりディレイ時間Ｔup2
と、デッドタイムＴdtにスイッチング素子Ｔr22のオフ
変化ディレイ時間Ｔoffを加えたパルス立下りディレイ
時間Ｔdn2を得る。これらの両時間Ｔup2，Ｔdn2に基づ
いて、電流が図９(Ｂ)にある場合（Ｉ＜０）におけるパ
ルス幅誤差ΔＴ2＝Ｔup2−Ｔdn2を計算する。As shown in FIG. 9B, a pulse signal having a duty ratio of 50% is applied to the switching element Tr22 so that a current I of the same magnitude as described above flows in the direction of the arrow in the drawing. Di22 (Inverter circuit output)
Is measured. FIG. 10B illustrates the delay state of the measured pulse signal, from which a pulse rise delay time Tup2 equal to the on-change delay time Ton of the switching element Tr22 is shown.
Then, a pulse falling delay time Tdn2 obtained by adding the dead time Tdt to the OFF change delay time Toff of the switching element Tr22 is obtained. Based on these two times Tup2 and Tdn2, a pulse width error ΔT2 = Tup2−Tdn2 when the current is in FIG. 9B (I <0) is calculated.

【００５４】次に、前記パルス幅誤差ΔＴ1，ΔＴ2の平
均値ΔＴav＝ΔＴ1＋ΔＴ2を計算し、同平均値ΔＴavを
前記電流Ｉに対応したパルス幅誤差ΔＴ(Ｉ)とする。こ
のようなパルス幅誤差ΔＴ1，ΔＴ2，ΔＴavの測定を電
流Ｉを種々に変えながら行い、電流Ｉに応じた種々のパ
ルス幅誤差ΔＴ1(Ｉ)，ΔＴ2(Ｉ)，ΔＴav(Ｉ)を得る。
図１１のグラフは、これらの電流Ｉに応じて変化するパ
ルス幅誤差ΔＴ1(Ｉ)，ΔＴ2(Ｉ)，ΔＴav(Ｉ)を示した
ものである。そして、前述のように、このパルス幅誤差
ΔＴ(Ｉ)（＝ΔＴav(Ｉ)）を電流Ｉの大きさに対応させ
てパルス幅誤差計算部７１にそれぞれ記憶させる。Next, an average value ΔTav = ΔT1 + ΔT2 of the pulse width errors ΔT1 and ΔT2 is calculated, and the average value ΔTav is set as a pulse width error ΔT (I) corresponding to the current I. Such measurement of the pulse width errors ΔT1, ΔT2, and ΔTav is performed while changing the current I variously, and various pulse width errors ΔT1 (I), ΔT2 (I), and ΔTav (I) corresponding to the current I are obtained.
The graph of FIG. 11 shows the pulse width errors ΔT1 (I), ΔT2 (I), and ΔTav (I) that change according to the current I. Then, as described above, this pulse width error ΔT (I) (= ΔTav (I)) is stored in the pulse width error calculator 71 in accordance with the magnitude of the current I.

【００５５】ふたたび、図３の説明に戻ると、電圧減少
分計算部７２は、パルス幅誤差計算部７１からの各相の
パルス幅誤差ΔＴ(Ｉu)，ΔＴ(Ｉv)，ΔＴ(Ｉw)に基づ
いてパルス幅誤差電圧補償値ΔＶdtu，ΔＶdtv，ΔＶdt
wを下記数８〜１０の演算の実行により計算する。Returning to the description of FIG. 3 again, the voltage decrease calculating section 72 calculates the pulse width errors ΔT (Iu), ΔT (Iv), and ΔT (Iw) of each phase from the pulse width error calculating section 71. Based on the pulse width error voltage compensation values ΔVdtu, ΔVdtv, ΔVdt
w is calculated by executing the following mathematical operations.

【００５６】[0056]

【数８】ΔＶdtu＝Ｖdc・Ｆc・ΔＴ(Ｉu)ΔVdtu = Vdc · Fc · ΔT (Iu)

【００５７】[0057]

【数９】ΔＶdtv＝Ｖdc・Ｆc・ΔＴ(Ｉv)[Expression 9] ΔVdtv = Vdc · Fc · ΔT (Iv)

【００５８】[0058]

【数１０】ΔＶdtw＝Ｖdc・Ｆc・ΔＴ(Ｉw)ΔVdtw = Vdc · Fc · ΔT (Iw)

【００５９】ただし、前記数８〜１０において、Ｖdcは
インバータ回路３４への直流入力電圧値を示す予め与え
られた定数であり、ＦcはＰＷＭ電圧発生部３３にて利
用されるキャリア周波数を示す予め与えられた定数であ
る。In the equations (8) to (10), Vdc is a predetermined constant indicating a DC input voltage value to the inverter circuit 34, and Fc is a predetermined constant indicating a carrier frequency used in the PWM voltage generator 33. It is a given constant.

【００６０】そして、これらのパルス幅誤差電圧補償値
ΔＶdtu，ΔＶdtv，ΔＶdtwは演算部５４〜６２を介し
て演算部５１〜５３に供給され、同演算部５１〜５３に
て２相／３相座標変換部３１からの各相の指令電圧値Ｖ
uo*，Ｖvo*，Ｖwo*に加算される。したがって、各相の
電流Ｉu，Ｉv，Ｉwに応じて変化し、インバータ回路３
４内のスイッチング素子Ｔr1〜Ｔr6のデッドタイムＴd
t、オン変化ディレイ時間Ｔon、及びオフ変化ディレイ
時間Ｔoffによる電圧減少分Ｖdtが補償される（図１２
参照）。These pulse width error voltage compensation values .DELTA.Vdtu, .DELTA.Vdtv, and .DELTA.Vdtw are supplied to arithmetic units 51 to 53 via arithmetic units 54 to 62. Command voltage value V of each phase from converter 31
It is added to uo *, Vvo *, and Vwo *. Therefore, it changes according to the currents Iu, Iv, Iw of each phase, and the inverter circuit 3
4 dead time Td of the switching elements Tr1 to Tr6
The voltage decrease Vdt due to t, the on-change delay time Ton, and the off-change delay time Toff is compensated (FIG. 12).
reference).

【００６１】次に、上記のように構成した実施形態の動
作について説明する。運転者が操舵ハンドル１２を回動
操作すると、この回動操作はタイロッド１３に伝達され
て同ロッド１３の軸線方向の移動により前輪が操舵され
る。これと同時に、操舵トルクセンサ１５は操舵軸１４
に付与される操舵トルクを検出し、ブラシレスモータ１
１が電気制御装置によりサーボ制御されて前記操舵トル
クに応じたアシストトルクでタイロッド１３を駆動する
ので、前輪はブラシレスモータ１１の駆動力によりアシ
ストされながら操舵される。Next, the operation of the embodiment configured as described above will be described. When the driver turns the steering wheel 12, the turning operation is transmitted to the tie rod 13, and the front wheel is steered by the axial movement of the rod 13. At the same time, the steering torque sensor 15
The brushless motor 1 detects the steering torque applied to the
1 is servo-controlled by the electric control device and drives the tie rod 13 with an assist torque corresponding to the steering torque, so that the front wheels are steered while being assisted by the driving force of the brushless motor 11.

【００６２】この電気制御装置によるサーボ制御におい
ては、基本アシスト力計算部２１、戻し力計算部２２及
び演算部２３が、前記検出操舵トルク、車速、回転子の
電気角θe及び角速度ωに基づいて指令トルクＴ*を計算
するとともに、指令電流値決定部２４がこの指令トルク
Ｔ*及びその他の各種センサ値に基づいて指令界磁電流
値Ｉd*及び指令トルク電流値Ｉq*を決定する。そして、
演算部２５，２６、比例積分制御部２７，２８及び２相
／３相座標変換部３１が、前記指令界磁電流値Ｉd*及び
指令トルク電流値Ｉq*に基づいて各相の指令電圧値Ｖu0
*，Ｖv0*，Ｖw0*を計算し、フィードフォワード補償部
３２が各相の指令電圧値Ｖu0*，Ｖv0*，Ｖw0*を指令電
圧値Ｖu1*，Ｖv1*，Ｖw1*に補正した後、ＰＷＭ電圧発
生部３３及びインバータ回路３４がこれらの補正した指
令電圧値Ｖu1*，Ｖv1*，Ｖw1*に応じた各電圧Ｖu，Ｖ
v，Ｖwをブラシレスモータ１１の各相に付与し、同モー
タ１１の回転を制御する。この場合、ブラシレスモータ
１１は、検出界磁電流値Ｉd及び検出トルク電流値Ｉqが
それぞれ指令界磁電流値Ｉd*及び指令トルク電流値Ｉq*
に一致するように作動が制御されるので、同モータ１１
は指令トルクＴ*に対応した回転トルクを発生し、操舵
ハンドル１２の回動操作をアシストすることになる。In the servo control by this electric control device, the basic assist force calculation unit 21, the return force calculation unit 22, and the calculation unit 23 are based on the detected steering torque, vehicle speed, rotor electrical angle θe and angular speed ω. In addition to calculating the command torque T *, the command current value determination unit 24 determines the command field current value Id * and the command torque current value Iq * based on the command torque T * and other various sensor values. And
The operation units 25 and 26, the proportional-integral control units 27 and 28, and the two-phase / three-phase coordinate conversion unit 31 provide a command voltage value Vu0 for each phase based on the command field current value Id * and the command torque current value Iq *.
*, Vv0 *, Vw0 *, and the feedforward compensator 32 corrects the command voltage values Vu0 *, Vv0 *, Vw0 * of each phase to the command voltage values Vu1 *, Vv1 *, Vw1 *, and then the PWM voltage The generating unit 33 and the inverter circuit 34 output the respective voltages Vu, V according to the corrected command voltage values Vu1 *, Vv1 *, Vw1 *.
v and Vw are given to each phase of the brushless motor 11 to control the rotation of the motor 11. In this case, the brushless motor 11 changes the detected field current value Id and the detected torque current value Iq to the command field current value Id * and the command torque current value Iq *, respectively.
The operation is controlled so as to coincide with
Generates a rotation torque corresponding to the command torque T *, and assists the turning operation of the steering wheel 12.

【００６３】このようにブラシレスモータ１１のサーボ
制御においては、フィードフォワード補償部３２が、各
相の指令電圧値Ｖu0*，Ｖv0*，Ｖw0*に対するフィード
フォワード制御により各種電圧誤差を補償する。具体的
には、不平衡電圧補償値計算部３２Ａ及び演算部５１〜
５３が、ブラシレスモータ１１の不平衡を補償するため
の各相の補償電圧値ΔＶunu，ΔＶunv，ΔＶunwを各相
の指令電圧値Ｖu0*，Ｖv0*，Ｖw0*に加味することによ
り、同モータ１１のあらゆる作動状態における不平衡成
分を補償する。したがって、ブラシレスモータ１１が不
平衡に構成されていても、指令トルクＴ*、指令界磁電
流値Ｉd*、指令トルク電流値Ｉq*などの作動制御パラメ
ータにしたがった所望の制御特性が得られる。このこと
は、各種制御において不平衡な多相交流モータを使用す
ることができるようになることを意味するので、多相交
流モータの製造にあたって、モータ構造の簡素化、部品
形状の自由度、材料の選択の余地など設計の自由度が広
がり、ひいては多相交流モータの製造コストを下げるこ
とにもつながる。As described above, in the servo control of the brushless motor 11, the feedforward compensator 32 compensates for various voltage errors by feedforward control of the command voltage values Vu0 *, Vv0 *, Vw0 * of each phase. Specifically, the unbalanced voltage compensation value calculation unit 32A and the calculation units 51 to 51
53 adds the compensation voltage values ΔVunu, ΔVunv, ΔVunw of each phase for compensating for the imbalance of the brushless motor 11 to the command voltage values Vu0 *, Vv0 *, Vw0 * of each phase, and thereby Compensate for unbalanced components in all operating conditions. Therefore, even if the brushless motor 11 is configured to be unbalanced, desired control characteristics according to operation control parameters such as the command torque T *, the command field current value Id *, and the command torque current value Iq * can be obtained. This means that unbalanced polyphase AC motors can be used in various controls, so in the production of polyphase AC motors, simplification of the motor structure, freedom of component shapes, material This increases the degree of freedom in design, such as the room for selection, and in turn leads to lower manufacturing costs for the polyphase AC motor.

【００６４】また、演算による量子化誤差、インバータ
回路３４の順電圧降下による誤差、及びインバータ回路
３４のパルス幅誤差も、量子化誤差補償値計算部３２
Ｂ、電圧降下補償値計算部３２Ｃ、パルス幅誤差補償値
計算部３２Ｄ及び演算部５１〜５３によって補償される
ので、ブラシレスモータ１１の制御精度が向上し、操舵
ハンドル１２に対するより良好な操舵アシスト制御が行
われる。The quantization error due to the operation, the error due to the forward voltage drop of the inverter circuit 34, and the pulse width error of the inverter circuit 34 are also calculated by the quantization error compensation value calculator 32.
B, since the compensation is performed by the voltage drop compensation value calculation unit 32C, the pulse width error compensation value calculation unit 32D, and the calculation units 51 to 53, the control accuracy of the brushless motor 11 is improved, and more favorable steering assist control for the steering wheel 12 is performed. Is performed.

【００６５】なお、上記実施形態における不平衡電圧補
償値計算部３２Ａを図１３のように変形してもよい。こ
の変形例に係る不平衡電圧補償値計算部３２Ａは、上記
のように測定又はシミュレーションにより得た不平衡成
分波形を含む電圧波形ν＝ｆm(θe,ω,Ｉd,Ｉq)を記憶
しておいて、この電圧波形νとリアルタイム演算による
基本波成分ν1＝ｆm1(θe,Δθe,｜ν1｜)との差を求め
て３相の不平衡電圧補償値ΔＶunu，ΔＶunv，ΔＶunw
を計算するものである。The unbalanced voltage compensation value calculator 32A in the above embodiment may be modified as shown in FIG. The unbalanced voltage compensation value calculation unit 32A according to this modification stores the voltage waveform ν = fm (θe, ω, Id, Iq) including the unbalanced component waveform obtained by the measurement or the simulation as described above. Then, the difference between the voltage waveform ν and the fundamental wave component ν1 = fm1 (θe, Δθe, | ν1 |) obtained by real-time calculation is obtained, and the three-phase unbalanced voltage compensation values ΔVunu, ΔVunv, ΔVunw
Is calculated.

【００６６】したがって、この変形例に係る不平衡電圧
補償値計算部３２Ａは、前記不平衡成分波形を含む電圧
波形ν＝ｆm(θe,ω,Ｉd,Ｉq)を、角速度ω、界磁電流
値Ｉd及びトルク電流値Ｉqの種々の値に対応させて記憶
した不平衡電圧波形メモリ８１を備え、同メモリ８１に
は、角速度ω、検出界磁電流値Ｉd及び検出トルク電流
値Ｉqに加え、電気角θeが読出しアドレス信号として入
力されている。この不平衡電圧波形メモリ８１から読出
された電圧波形νは補間部８２に供給されるようになっ
ており、同補間部８２は、同読出された電圧波形νに、
角速度ω、検出界磁電流値Ｉd及び検出トルク電流値Ｉq
を用いた上記実施形態と同様な補間演算を施して演算部
８３の負側入力に供給する。Therefore, the unbalanced voltage compensation value calculating section 32A according to this modification converts the voltage waveform ν = fm (θe, ω, Id, Iq) including the unbalanced component waveform into the angular velocity ω and the field current value. An unbalanced voltage waveform memory 81 stored in correspondence with various values of Id and the torque current value Iq is provided. In the memory 81, in addition to the angular velocity ω, the detected field current value Id and the detected torque current value Iq, The angle θe is input as a read address signal. The voltage waveform ν read from the unbalanced voltage waveform memory 81 is supplied to the interpolation unit 82, and the interpolation unit 82 converts the voltage waveform ν
Angular velocity ω, detected field current value Id and detected torque current value Iq
And performs the same interpolation calculation as in the above-described embodiment, and supplies the result to the negative input of the calculation unit 83.

【００６７】演算部８３の正側入力には、基本波成分ν
1＝ｆm1(θe,Δθe,｜ν1｜)を計算するための正弦波メ
モリ８４、振幅計算部８５及び演算部８６が接続されて
いる。正弦波メモリ８４は正弦波を表す波形サンプリン
グ値が記憶されており、入力した電気角θe及び位相差
Δθeに応じて正弦波信号・sin(θe＋Δθe)を演算して
演算部８６に供給する。振幅計算部８５は、指令界磁電
圧値Ｖd*及び指令トルク電圧値Ｖq*を入力して、両電圧
値Ｖd*，Ｖq*の２乗和の平方根をとることにより基本波
成分ν1の振幅値｜ν1｜＝(Ｖd*^２＋Ｖq*^２)^１／２を計
算する。演算部８６は正弦波メモリ８４及び振幅計算部
８５の演算結果を乗算することにより、下記数１１の演
算の実行により基本波成分ν1を計算して、演算部８３
の正側入力に供給する。The positive input of the arithmetic unit 83 has a fundamental wave component ν
A sine wave memory 84 for calculating 1 = fm1 (θe, Δθe, | ν1 |), an amplitude calculation unit 85, and a calculation unit 86 are connected. The sine wave memory 84 stores a waveform sampling value representing a sine wave, calculates a sine wave signal sin (θe + Δθe) according to the input electrical angle θe and phase difference Δθe, and supplies the calculated signal to the calculation unit 86. The amplitude calculator 85 receives the command field voltage value Vd * and the command torque voltage value Vq *, and calculates the amplitude value of the fundamental wave component ν1 by taking the square root of the sum of squares of the two voltage values Vd * and Vq *. | Ν1 | = (Vd * ² + Vq * ² ) ^1/2 is calculated. The calculation unit 86 calculates the fundamental wave component ν1 by executing the calculation of the following Expression 11 by multiplying the calculation results of the sine wave memory 84 and the amplitude calculation unit 85.
To the positive input of

【００６８】[0068]

【数１１】 ν1＝(Ｖd*^２＋Ｖq*^２)^１／２・sin(θe＋Δθe) ＝｜ν1｜・sin(θe＋Δθe) ＝ｆm1(θe,Δθe,｜ν1｜)Ν1 = (Vd * ² + Vq * ² ) ^1/2 · sin (θe + Δθe) = | ν1 | · sin (θe + Δθe) = fm1 (θe, Δθe, | ν1 |)

【００６９】演算部８３は、基本波成分ν1から電圧波
形νを減算する下記数１２の演算の実行により、補償電
圧波形−ν＝−ｆun(θe,ω,Ｉd,Ｉq)を計算する。The calculation unit 83 calculates the compensation voltage waveform −ν = −fun (θe, ω, Id, Iq) by executing the calculation of the following equation 12 for subtracting the voltage waveform ν from the fundamental wave component ν1.

【００７０】[0070]

【数１２】−Δνun＝ν1−ν ＝ｆm1(θe,Δθe,｜ν1｜)−ｆm(θe,ω,Ｉd,Ｉq) ＝−ｆun(θe,ω,Ｉd,Ｉq)-Δνun = ν1−ν = fm1 (θe, Δθe, | ν1 |) −fm (θe, ω, Id, Iq) = − fun (θe, ω, Id, Iq)

【００７１】そして、この演算部８３による演算結果
は、上記実施形態の場合と同様に構成した３相出力部６
５に供給される。したがって、この変形例に係る不平衡
電圧補償値計算部３２Ａにおいても、上記実施形態と同
様な３相の不平衡電圧補償値ΔＶunu，ΔＶunv，ΔＶun
wが算出されるので、この場合も上記実施形態と同様な
効果が期待できる。The calculation result by the calculation unit 83 is output to the three-phase output unit 6 configured in the same manner as in the above embodiment.
5 is supplied. Therefore, also in the unbalanced voltage compensation value calculation unit 32A according to this modified example, the three-phase unbalanced voltage compensation values ΔVunu, ΔVunv, ΔVun similar to the above-described embodiment.
Since w is calculated, the same effect as in the above embodiment can be expected in this case as well.

【００７２】また、上記実施形態における補償電圧波形
メモリ６３、上記変形例における不平衡電圧波形メモリ
８１及び正弦波メモリ８４においては波形サンプリング
データをそのまま記憶しておくようにしたが、これらの
各波形を関数化するとともに同関数を表すパラメータを
記憶しておいて、入力信号に対して関数計算により各波
形値を演算出力するようにしてもよい。Further, in the compensation voltage waveform memory 63 in the above embodiment, the unbalanced voltage waveform memory 81 and the sine wave memory 84 in the above modification, the waveform sampling data is stored as it is. May be converted into a function, and a parameter representing the function may be stored, and each waveform value may be calculated and output by a function calculation with respect to the input signal.

【００７３】さらに、Ｃ−Ｅ間順電圧降下計算部６７、
ダイオード順電圧降下計算部６８及びパルス幅誤差計算
部７１においても、測定したデータそのもののではな
く、入出力の関数化を計って同関数を表すパラメータを
記憶しておき、入力信号に対して関数計算により各デー
タ値を演算出力するようにしてもよい。この場合、図７
及び図１１のグラフに基づいて順電圧降下分Ｖce，Ｖd
及びパルス幅誤差ΔＴ1，ΔＴ2の平均値ΔＴavを関数化
すればよい。Further, a forward voltage drop calculating section 67 between CE and
Also in the diode forward voltage drop calculator 68 and the pulse width error calculator 71, not only the measured data itself but also parameters representing the same function are stored by measuring the input / output function, and the function for the input signal is stored. Each data value may be calculated and output by calculation. In this case, FIG.
And the forward voltage drops Vce and Vd based on the graph of FIG.
And the average value ΔTav of the pulse width errors ΔT1 and ΔT2 may be converted into a function.

【００７４】また、順電圧降下分Ｖce，Ｖdにあって
は、図７に平均値の近似直線で示すように、２つの順電
圧降下分Ｖce，Ｖdを１つの合成関数にまとめてしまう
こともできる。この場合、図３のＣ−Ｅ間順電圧降下計
算部６７、ダイオード順電圧降下計算部６８及び合成演
算部６９に代えて、検出電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwに応じて
順電圧補償値ΔＶonu，ΔＶonv，ΔＶonwをそれぞれ発
生する合成関数発生部を設けるようにすればよい。この
ように簡略化しても、各相の電圧の減少が顕著になる低
速駆動時には、ＰＷＭ電圧パターンのデューティ比がほ
ぼ５０％となり、電流はスイッチング素子Ｔr1〜Ｔr6の
コレクタ−エミッタ間と還流ダイオードＤi1〜Ｄi6をほ
ぼ等しい時間流れるために、実質的に問題ない。As for the forward voltage drops Vce and Vd, the two forward voltage drops Vce and Vd may be combined into one combined function as shown by the approximate straight line of the average value in FIG. it can. In this case, instead of the C-E forward voltage drop calculation unit 67, the diode forward voltage drop calculation unit 68, and the combining operation unit 69 of FIG. 3, the forward voltage compensation value ΔVonu, What is necessary is just to provide the synthesis function generation part which each produces (DELTA) Vonv and (DELTA) Vonw. Even in this simplification, the duty ratio of the PWM voltage pattern becomes approximately 50% at the time of low-speed driving in which the voltage of each phase significantly decreases, and the current flows between the collector and the emitter of the switching elements Tr1 to Tr6 and the freewheel diode Di1. .About.Di6 for substantially the same time, so that there is substantially no problem.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】 本発明の一実施形態に係る多相交流モータの
電気制御装置を適用した車両の電動パワーステアリング
装置の全体概略図である。FIG. 1 is an overall schematic diagram of an electric power steering device for a vehicle to which an electric control device for a polyphase AC motor according to an embodiment of the present invention is applied.

【図２】 図１のインバータ回路内部の一部を示す回路
図である。FIG. 2 is a circuit diagram showing a part of the inside of the inverter circuit of FIG. 1;

【図３】 図１のフィードフォワード補償部の詳細ブロ
ック図である。FIG. 3 is a detailed block diagram of a feedforward compensator of FIG. 1;

【図４】 (Ａ)〜(Ｄ)は、３相交流モータに発生する不
平衡成分及び同不平衡成分による影響を説明するための
説明図である。FIGS. 4A to 4D are explanatory diagrams for explaining an unbalanced component generated in a three-phase AC motor and an influence of the unbalanced component.

【図５】 前記不平衡成分の取出し方を説明するための
説明図である。FIG. 5 is an explanatory diagram for explaining how to extract the unbalanced component.

【図６】 (Ａ)〜(Ｄ)は、図１のインバータ回路におい
て発生する順電圧降下を測定するための回路図である。FIGS. 6A to 6D are circuit diagrams for measuring a forward voltage drop occurring in the inverter circuit of FIG. 1;

【図７】 前記順電圧降下の変化を示すグラフである。FIG. 7 is a graph showing a change in the forward voltage drop.

【図８】 同順電圧降下の発生状態を説明するための説
明図である。FIG. 8 is an explanatory diagram for explaining a state of occurrence of the same forward voltage drop.

【図９】 (Ａ)(Ｂ)は、図１のインバータ回路において
発生するパルス幅誤差を測定するための回路図である。FIGS. 9A and 9B are circuit diagrams for measuring a pulse width error generated in the inverter circuit of FIG. 1;

【図１０】 (Ａ)(Ｂ)は、前記パルス幅誤差の発生状態
を示すパルス波形図である。FIGS. 10A and 10B are pulse waveform diagrams showing the state of occurrence of the pulse width error.

【図１１】 同パルス幅誤差の変化を示すグラフであ
る。FIG. 11 is a graph showing a change in the pulse width error.

【図１２】 同パルス幅誤差に起因した電圧減少分を説
明するための説明図である。FIG. 12 is an explanatory diagram for explaining a voltage decrease caused by the pulse width error.

【図１３】 図３の不平衡電圧補償値計算部の変形例を
示すブロック図である。FIG. 13 is a block diagram showing a modification of the unbalanced voltage compensation value calculator of FIG.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１１…ブラシレスモータ、１２…操舵ハンドル、１５…
操舵トルクセンサ、１６…回転角センサ、２１…基本ア
シスト力計算部、２４…指令電流値決定部、２７，２８
…比例積分制御部（ＰＩ制御部）、３１…２相／３相座
標変換部、３２…フィードフォワード補償部、３２Ａ…
不平衡電圧補償値計算部、３２Ｂ…量子化誤差補償値計
算部、３２Ｃ…電圧降下補償値計算部、３２Ｄ…パルス
幅誤差補償値計算部、３３…ＰＷＭ電圧発生部、３４…
インバータ回路、３５，３６…電流センサ、３７…３相
／２相座標変換部、４１…電気角変換部、４２…角速度
変換部、６３…補償電圧波形メモリ、６４，８２…補間
部、６５…３相出力部、８１…不平衡電圧波形メモリ、
８４…正弦波メモリ、８５…振幅計算部。11 ... brushless motor, 12 ... steering wheel, 15 ...
Steering torque sensor, 16: rotation angle sensor, 21: basic assist force calculation unit, 24: command current value determination unit, 27, 28
... Proportional integration control unit (PI control unit), 31 ... 2-phase / 3-phase coordinate conversion unit, 32 ... Feed forward compensation unit, 32A ...
Unbalanced voltage compensation value calculator, 32B: quantization error compensation value calculator, 32C: voltage drop compensation value calculator, 32D: pulse width error compensation value calculator, 33: PWM voltage generator, 34 ...
Inverter circuit, 35, 36 current sensor, 37 three-phase / two-phase coordinate conversion part, 41 electric angle conversion part, 42 angular velocity conversion part, 63 compensation voltage waveform memory, 64, 82 interpolation part, 65 ... 3-phase output unit, 81 ... unbalanced voltage waveform memory,
84: sine wave memory, 85: amplitude calculator.

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Claims (3)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】多相交流モータの作動状態を制御するため
の作動制御パラメータにしたがって各相の指令電圧値を
計算し、同計算した各相の指令電圧値に応じて多相交流
モータの作動状態を制御する多相交流モータの電気制御
装置において、 多相交流モータの作動状態を検出する作動状態検出手段
と、 多相交流モータの不平衡を補償するための各相の補償電
圧値を前記検出された作動状態に基づいて計算する補償
電圧値計算手段と、 前記計算した各相の補償電圧値を前記各相の指令電圧値
にそれぞれ加味して同各相の指令電圧値をそれぞれ補正
する補正手段とを設けたことを特徴とする多相交流モー
タの電気制御装置。An operation command of each phase is calculated in accordance with an operation control parameter for controlling an operation state of a polyphase AC motor, and the operation of the polyphase AC motor is performed according to the calculated command voltage value of each phase. An electric control device for a polyphase AC motor for controlling a state, comprising: an operation state detecting means for detecting an operation state of the polyphase AC motor; and a compensation voltage value for each phase for compensating for imbalance of the polyphase AC motor. Compensation voltage value calculating means for calculating based on the detected operation state; and correcting the command voltage value of each phase by adding the calculated compensation voltage value of each phase to the command voltage value of each phase. An electric control device for a polyphase AC motor, comprising a correction unit. 【請求項２】前記請求項１に記載した多相交流モータの
電気制御装置において、 前記補償電圧値計算手段は、 多相交流モータの一相分の電圧不平衡成分に対応した補
償電圧波形を表すデータを同多相交流モータの作動状態
に対応させて予め記憶した記憶手段を有し、 前記検出された作動状態に応じて前記記憶手段から読出
したデータに基づいて各相の補償電圧値を計算するもの
である多相交流モータの電気制御装置。2. The electric control device for a polyphase AC motor according to claim 1, wherein said compensation voltage value calculating means generates a compensation voltage waveform corresponding to a voltage unbalance component for one phase of the polyphase AC motor. A storage means for storing data representing the operation state of the polyphase AC motor in advance, and a compensation voltage value for each phase based on the data read from the storage means in accordance with the detected operation state. The electric control device of the polyphase AC motor to be calculated. 【請求項３】前記請求項１に記載した多相交流モータの
電気制御装置において、 前記補償電圧値計算手段は、 多相交流モータの電圧不平衡成分を含む一相分の不平衡
電圧波形を表すデータを同多相交流モータの作動状態に
対応させて予め記憶した記憶手段と、 前記検出された作動状態に応じて前記記憶手段から読出
したデータにより表された不平衡電圧波形と、同不平衡
電圧波形の基本波成分との差を計算することにより一相
分の電圧不平衡成分に対応した補償電圧波形を計算する
補償電圧波形計算手段とを有し、 前記計算した補償電圧波形に基づいて各相の補償電圧値
を計算するものである多相交流モータの電気制御装置。3. The electric control apparatus for a polyphase AC motor according to claim 1, wherein said compensation voltage value calculating means calculates an unbalanced voltage waveform for one phase including a voltage unbalance component of the polyphase AC motor. Storage means for storing data representing the operation state of the polyphase AC motor in advance, and an unbalanced voltage waveform represented by data read from the storage means in accordance with the detected operation state. Compensation voltage waveform calculation means for calculating a compensation voltage waveform corresponding to the voltage unbalance component for one phase by calculating a difference between the fundamental voltage component of the balanced voltage waveform and the compensation voltage waveform based on the calculated compensation voltage waveform. An electric control device for a multi-phase AC motor for calculating a compensation voltage value for each phase.