JP2000505640A - 電子整流型の高能率電気モータ - Google Patents

電子整流型の高能率電気モータ

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Abstract

(57)【要約】 単一のステ−タ装置および単一のロ−タ装置を有する電子整流型の高能率電気モータは第1の電気サブマシン(M1)および第2の電気サブマシン(M2)を具備しており、そこにおいて第1の電気サブマシン(M1)は電圧源(Vb)によって給電され、前記給電電源から吸収された電流を測定するためのセンサと結合されている。第1のサブマシン(M1)はインダクタンス(Lf1)、抵抗(Rf1)および誘導された起電力(Ef1)によって特徴付けられている少なくとも2個の巻線と、直列に接続されたスイッチ(P)とを具備している。第2の電気マシン(M2)は、制御された電圧(Vc)で充電されたキャパシタ(C)によって給電される。前記第1の各巻線に対して、スイッチ(P)に接続されたそれぞれの巻線の端部に一方の極が接続され、他方の極が制御された電圧で充電されるキャパシタ(C)の端部の一方に接続されているダイオード(D)が設けられている。さらに、第1のサブマシン(M1)はパルス変調で駆動され、ダイオード(D)を介して電圧(Vc)でキャパシタ(C)を充電することによってサブマシン(M2)に対する電力供給の機能を行う。

Description

【発明の詳細な説明】 電子整流型の高能率電気モータ 発明の背景 発明の分野 本発明は、電子整流型の高能率電気モ−タに関する。従来技術の説明 電子整流型の高能率電気装置(以後ECMと呼ばれる)は、パルス変調で一般 的に超音波周波数において動作し、非常に高いリップル電流パルスを吸収する。 高価で大型のL−Cフィルタを給電ラインにおいて使用しない場合、伝達および 放射された電気的妨害のレベルは電流調整により許容されたものよりも大きくな り得る。コストを減少するために、前記フィルタは、バッテリ電流から電気モ− タによって吸収された電流が結合しないようにすることができる能動型フィルタ の1つで置換することができる。コストおよび性能の両方に関して既知の特に有 効な構成は、ECMから生じた制御情報CFBに基づいてRFBによって電流制御さ れたステップアップ変換器をバッテリとECMとの間に介在させたものであり、 それは既知の方法によって速度入力Vsetと比較される。前記変換器は、Vbより 大きいVcで動作し、既知の方法によってインダクタLおよびスイッチング周波 数の大きさを設定することによって達成された、リップルが所望されるように小 さい(一定の供給された電力の)基本的に連続的な電流をバッテリから吸収する ことが特徴として挙げられる。電流ibの波形が図2に示されており、それは動作 に関連した典型的な時間を示しており、そこにおいて、1/Tはスイッチング周 波数であり、TonおよびToffは電子パワースイッチP(図1参照)のオンおよ びオフ時間であり、また、平均吸収電流に重畳されたリップルと、ipとiDとの 合計であるibとが示されており、この後者はキャパシタCによって積分され、そ れによってECMを給電する(基本的に連続的なVcからの)i2を供給する。 発明の概要 本発明の目的は、バッテリから吸収された電流の波形に関して基本的に図1に 示された構成の実施可能性を達成し、一方で、インダクタンスLおよびスイッチ Pを排除することによってコストおよび体積を著しく減少することである。これ らの素子を除去することは動作上の観点から見て不可能であるが、本発明はスイ ッチPおよびインダクタンスLの機能を実行するために、その通常動作のために 既に存在しているECMの所定のスイッチおよび所定の巻線を使用する解決方法 を提案する。 この目的は、本発明に従って単一のステータ装置と、単一のロータ装置とを具 備している電子整流型の高能率電気モ−タによって達成され、この電子整流型の 高能率電気モ−タは、第1の電気サブマシンおよび第2の電気サブマシンを具備 しており、そこにおいて、 前記第1のサブマシンは電圧源によって給電され、前記給電から吸収された電 流を測定するセンサに結合され、インダクタンスと、抵抗と、誘導された起電力 によって特徴付けられた少なくとも2個の巻線と、直列接続されたスイッチとを 具備し、 前記第2の電気マシンは制御された電圧で充電されているキャパシタによって 給電され、 前記第1の巻線のそれぞれに対して、スイッチに接続されたそれぞれの巻線の 端部に一方の極が接続され、キャパシタの端部の1つに他方の極が接続されてお り、それによって制御された電圧でキャパシタを充電するダイオードが設けられ ており、 第1のサブマシンはパルス変調によって駆動され、前記ダイオードを介して電 圧でキャパシタを充電することによってサブマシンへの給電機能を実行すること を特徴とする。 図面の簡単な説明 本発明によるマシンは、添付図面に関して以下に説明される。 図1は、既知の型式の電気モ−タの電気的概略図である。 図2は、図1のモ−タを通る電流の波形を示している。 図3は、本発明による電気モ−タの基本的な電気的概略図である。 図4および図5は、本発明の電気モータを形成する2つの電磁構造である。 図6は、本発明の電気モータに特定の構成の概略図である。 図7は、本発明のモータの位相emfを示している。 図8は、図6の構成に対応する簡略化された概略図である。 図9は、本発明のマシンの別の構成の電気的概略図である。 図10は波形図である。 図11は、保護装置を設けられた本発明のモータの電気的概略図である。 図12および図13は別の波形図である。 図14は、本発明の電気モータのための付加的な回路の電気的概略図である。 実施例 本発明によれば、図1のインダクタンスLおよびスイッチPは、適切に構成さ れたECMに集積され、その電気モータ機能に能動フィルタの機能を加えるため に制御および構成されており、それによってそれ自体で図1の概略図の行う動作 全体をカバーする。本発明により提案されたECMの第1の特徴(図3参照)は 、それが2個のサブマシンとして動作し、それによってECMの同じロータにお けるそれらの貢献力を機械的に結合しているが、電気的に動作し、2個の別個の マシンとして制御されることである。以後M1と呼ばれる第1のサブマシンが電 圧Vbのバッテリによって給電され、一方、以後M2と呼ばれる第2のサブマシ ンが後述されるようなM1の動作により電圧Ccに充電されたキャパシタCによ って給電される。この方式は、図3のようにキャパシタCに接続された高速ダイ オードDによって完成される。速度入力Vsetおよびホール位置センサの信号も また示されている。 第2の特徴は、図1のインダクタンスLおよびスイッチPの機能も実行するた めに、サブマシンM1が、できる限りルーズに電磁結合している2以上の巻線( 決定される位相の数および並列に給電される巻線の数に依存する)を有する単極 構造を有して設計されなければならないことである。それらの通常のPWM駆動 のために既に提案された巻線のインダクタンスとスイッチPによって、図1のL およびPの機能が与えられる。 第3の特徴は、サブマシンM2がサブマシンM1とは異なる数の位相および巻 線を有することができ、それに応じてそれらの間に電磁結合があるが、M1の巻 線から磁気的に結合が阻止されていることである。 第4の特徴は、M2の駆動装置がM1の駆動装置から全く独立していることで ある。それ故、それは単極、ブリッジング、線形あるいはPWM型であってもよ く、あらゆる動作状況の下でもダイオードDを介してM1の動作によって誘導さ れた電流がM2により全て吸収されることを確実にする制御機能(例えば、Vc での制御フィードバック等)を有していることを特徴とする。上述の動作の原理 の一般原理を制限することなしに、明確にし、主要な設計原理を提供するために 、永久磁石タイプの二相バッテリ給電単極ブラシレスモータが参照される。 上述の電磁結合状態を実行する2個の電磁構造が例示として図4および図5に おいて示されているが、これに限定されるものではない。 特に、同じ公称のECMの動作状態ならびに同じ極数である場合、図5の構造 は位相のインダクタンスが低く、減磁反応が少ない(図4の構造のものの1/3 )。 (図1および図3の)前記原理を達成する特定の構成が図6に示されている。 電子制御装置を完成するために、既に説明したものに加えて、それは既知の回路 (クランプ回路)によって動作し、スイッチP2により許容されたVDSSを超 過する過電圧における保護を行うために2つの信号Vm2を含んでいる。別の回路 の詳細と共にこれらの後者は知られているため本発明の一部を構成するものでは なく、それ故これ以上言及しない。選択された二相構造は、例えば4個の単極の 巻線を有し、(全半波で)2個の単相のマシンとして給電される既知のタイプの ものである。(位相1および位相3から成る)第1の単相のマシンは、サブマシ ンN2の役割をカバーし、Vcで給電される。各位相(eF1、eF2、eF3、eF4 )のemfが図7に示されており、そこにおいて、それは90度の電気角度だけ 位相が異なることがわかる。 磁気構造、すなわち、サブマシンM1の各巻線における電流によって発生され た(図4、図5、図6において位相1および位相3として示された)磁束のシ− ト(seat)は、これらの巻線のインダクタンスができる限り互いに結合されないよ うにされ、それによって駆動シーケンス中のある巻線と隣の巻線との間でのスイ ッチング中に電流のギャップの吸収(相互のインダクタンスが2つの巻線の間に 存在している時の既知の問題)を防ぎ、また、M2の巻線との誘導的結合が最低 であることが確実となるようなものでなければならない。これは、巻線状でない デカプラのティース(図4においてTdによって示されている)の存在と、物理 的に別個のティース上で2つの位相(位相1および位相3)を巻回することによ って達成される(図4および図5参照)。前記M2の巻線はまた、それらが既知 の方法(例えば、ホール位置センサを適切にデコーディング)によって適切なe mf半波を適切に結合する際にアクチブなトルクを発生する電気モータとしても 動作する。磁気構造、すなわち、サブマシンM2の各巻線中の電流によって発生 された磁束のシート(seat)(図4、図5、図6において位相2ならびに位相4と して示されている)は、この場合において、(導電を開始する巻線に対する導電 を停止する巻線からの)蓄積された磁気エネルギがダイオードD2を介して最小 の損失でスイッチング中に移動できるようにするために、それらの間での堅密な 電磁結合が行われることを確実にしなければならない。これは、同じティース上 で前記位相を巻回することによって達成される(図4および図5参照)。 所望の機械力を提供する際に2つのサブマシンが並列に動作する場合、少なく とも公称状態の下では、供給された機械力および損失の両方が等しい部分に分割 されるようにそれらの大きさを定めることが一般的に有効である。 前記動作点(n)に対する設計デ−タは次のようなものである。 Pmech(n) 機械力 RPM(n) 速度 η(n) 効率 Vb 給電電圧 設計データ、幾何学的形態、ならびにマシンを構成するために選択された鉄等 の材料を知ることによって、既知の方法によって冷却および摩擦損失Pfe,v,a(n ) を予測することができる。 RFBの値は、第1の近似の際に電圧降下が無視できるように選択され、それに よってダイオードが直列でRpiに等しい抵抗器を有する理想的なダイオードとし てシミュレートされるようにして計算が簡単にされる(図8参照)。 例として、図8のマシンに対して、図6に示された方式と等価な方式を使用す ることができ、そこにおいて、2つのマシンを設計するための次のような基本的 な素子、すなわち、 Lf1 M1の各巻線のインダクタンス Rf1 M1の各巻線の抵抗 Ef1 M1の各巻線の公称速度での半波当りの平均的emf Rp1 M1の各巻線のパワースイッチ(例えばMOSFET)の内部抵抗が 示されている。 図8は、M2の対応する素子を示している。2個のサブマシン(M1)および (M2)は以下のように設計されなければならない。サブマシンM1の設計に対 して: η(n)=Pmech(n)/Vb(n)1(n) から直ちに得られる第1の要素はi1(n)であり、従って、 i1(n)=Pmech(n)/Vb(n)(n) (式1) となる。 式1は、コストおよびスイッチP1の別の既知の動作特徴と共に、そのタイプ を識別できるようにし、それによってRp1をデータのアイテムとして識別される ようにする。i1(n)およびRp1を識別すると、Ef1(n)、Ef1(1000)およびRf1(n) が得られる。既知の関係Pgap=Pmech+Pfe,v,a=E・Iから、また電力 がマシンM1およびM2の間で等しく分配されなければならないことを考えると 、M1に対して、 Ef1(n)=[Vb(n)1(n)η(n)+Pfe,v,a(n)]/2 となり、従って、 Ef1(n)1(n)=1/2[Vb(n)η(n)+Pfe,v,a(n)/i1(n)] となり、式1によってi1(n)を置換すると、 Ef1(n)=1/2Vb(n)η(n)[1+Pfe,v,a(n)/Pmech(n)] (式2a) となる。Pfe,v,a(n)はPmech(n)と比較すると無視できるので、式2aは次のよ うに書き換えられることができ、近似的に次式が成立する。 Ef1(n)=1/2Vb(n)η(n) (式2b) この式から、Ef1(1000)が次のようにして得られる。 Ef1(1000)=[Ef1(n)/RPM(n)]・1000 (式3) 従って、既知の式を使用して、巻線の巻回数およびLf1の値を計算することが できる。Rf1(n)を得るためにエネルギバランスを使用することができ、そこに おいて、マシンM1は全電力の50%を吸収する。従って、 [Ef1(n)+(Rf1+Rp1)i1(n)]i1(n)=1/2Vb(n)1(n) となり、これによって次の式が与えられ、 Ef1(n)+(Rf1+Rp1)i1(n)=1/2Vb(n) これによって次の式が与えられる。 Rf1=[Vb(n)/2−Ef1(n)]/i1(n)−Rp1 (式4) サブマシンM2の設計: スイッチP1がそれぞれオンおよびオフする時間としてTonおよびToffを次 のように定める。 T=Ton+Toff,D=Ton/T、Toff/T=(1−D) キャパシタCを横切る電圧Vcに関わらず、その充電電流は常に次のような有 効な関係から得られる。 i2=i1off/T=i1(1−D) これは公称の動作点においては次のように書き換えられる。 i2(n)=i1(n)(1−D(n)) (式5) M2とM1の間のそれらのそれぞれの特性の成分の要素に対する関係が得られ る。等しい電力状態を考慮すると、 Ef2(n)・i2(n)=Ef1(n)・i1(n) 従って、 Ef2(n)=Ef1(n)・i1(n)/i2(n) となり、最終的に次のような式となる。 Ef2(n)=Ef1(n)/(1−D(n)) (式6) 等しく放散される電力の状態も考慮すると、 Rf2(n)・i2(n)2=Rf1(n)・i1(n) 2 となり、従って、 Rf2(n)=Rf1(n)・(i1(n)/i2(n)2 となり、最終的に次のような式となる。 Rf2(n)=Rf1(n)/(1−D(n)2 (式7) 今や未知であるのはD(n)だけであり、それは次のようにして得られる。 Δi1,Ton=Δi1,Toff この式から、RD=Rp1であると仮定すると、 (Vb−[Ef1+(Rf1+RP1)i1])Ton/Lf1T =(Rp1i1+VC−[Vb−(Ef1+Rf11)])Toff/Lf1T (式8) A=Vb−[Ef1+(Rf1+RP1)i1]を代入すると、 D=(Vc−A)/Vc (式9) となり、従って、式4を考慮すると、 1−D(n)=Vb(n)・Vc(n)/2 (式10) となり、この式から、固定のVbを使用すると、(1−D(n))がVc(n)によって 明確に決定される。 Vc(n)を明確に決定するために、次の3つの条件が役に立つ。 条件1 emfを有するサブマシンM1の巻線を電流が循環しないようにするために、 運動部分Ef1(n)および変換器部分Em1(n)の合計は、サブマシンM1の巻線間の 不所望な結合ならびにサブマシンM2のこれらおよびその他の巻線の間の不所望 な結合のために、機械力の成長にはネガティブに働き、前記巻線に接続された電 力スイッチP1(off)を横切る電圧VDSI(off)は、キャパシタCを横切る電圧より 小さくなければならない。この方法でのみダイオードD1(off)は逆極性を与えら れ、従って電流はそこを通ることができない。それ故、次の条件が満たされる( 図8および図9参照)。 Vc(n)≧VDS1(off)=Vb(n)+Ef1(n)+Em1(n) (条件1) 条件2 接続されたサブマシンM2の巻線がアクチブでない期間中にスイッチP2を横 切る最大電圧VDS2(off)力性じる場合、次の式が導かれ、 VDS2(off)=Vc(max)+Ef2(max)=2Vc(max) 従って、電力スイッチP2の破壊電圧VDSS2が超過しないようにするために、次 の条件が満されなければならない。 2Vc(max)<VDSS2 (条件2) 条件3 前述した次のことが考慮されなければならない。 上述のように、サブマシンM2の巻線間の結合はできる限り高くなければなら ず、 サブマシンM2の巻線間でのスイッチング中にD2を通して生じる磁気エネル ギの伝達は散逸が少なく、電力スイッチP2が開いたときにそれを横切って現れ る供給電圧(この場合にはVc)と(前記クランプ回路によってできる限りVDSS 2 に近くなるように生成された)過渡的な過電圧Vts2(off,t)との間の差が大き く、 キャパシタCのコストはその規格電圧と共に増加するため、Vc(n)は可能な限 り低くなければならないことである(条件3)。 実際に当てはめてみると、 Ef1(n)+Em1(n) 1/2Vb(n) となり、従って(条件1参照)近似的に次式が得られる。 Vc(n)=3/2Vb(n) (式11) 式10および式11から、次の式も導かれる。 i2(n)=i1(n)/3 (式12.1) Ef2(n)=3Ef1(n) (式12.2) Rf2(n)=32f1(n) (式12.3) Pp2(n)=32p1(n) (式12.4) サブマシンM2の大きさを明確に決定する式12.1乃至式12.4は、構造 上の観点からの興味深い特徴、すなわち、2つのサブマシンに対して同じ断面の ワイヤを使用でき、また、2つのサブマシンに対して並列で異なる数のワイヤを 有していることを示している。 1mが2つのサブマシンの全ての巻線に対する同一の平均的巻回長である場合 、Sc1 サブマシンM1の各巻線のワイヤの断面、Sc2をサブマシンM2の各巻 線のワイヤの断面とすると、次の式が導かれる。 Rf1=ρ(1ms1)/Cc1 (式13.1) Rf2=ρ(1ms2)/Cc2 (式13.2) 式12.2から、サブマシンM1の各巻線の巻回数Ns1がサブマシンM2の各 巻線の巻回数Ns2の1/3でなければならないことが推定され、従って、 Ns1=1/3・Ns2 (式13.3) となる。 式12.3および式13.1乃至13.3から次の式が導かれ、 ρ(1m・Ns2)/Sc2=32ρ(1m・Ns1)/Sc1 =32ρ(1m・Ns2/3)/Sc1 従って、 Sc1=3Sc2 (式14) となる。 この後者は、サブマシンM1の巻線に使用された単一のワイヤの断面と同一の 断面の3本のワイヤを並列に配置することによってサブマシンM1の巻線を形成 できることを示している。固定周波数でのPWM制御方法は通常、図1に示され たタイプのステップアップ変換器上で実行される。そのように仮定すると、本発 明の説明において明らかにされたように、図1のインダクタLの機能は誘導され たemfのシートである巻線によって実行され、上述のような方法によって、予 め定められた制限内でバッテリ電流リップルを含むことを困難にする。この理由 から、取入れられた制御方法はヒステリシス型であり、それは既知の方法に従っ てサブマシンM1と同位相においてのみ動作し、使用されたスイッチング装置の 現在の技術に関連した技術的制限と両立できる程度にリップルを小さくできるよ うな予め定められた最大値および最小値内で、抵抗器RFBを通して測定されたよ うに電流がECMによって吸収されることを維持する。これは当然、サブマシン M1の電力スイッチのスイッチング周波数が設定されていないが、その電気パラ メータ(インダクタンス、emf、供給電圧)に直接関係していることを意味し ている。都合のよいことに、それぞれ与えられたトルクおよび回転速度状態が前 記条件1を満足させ、一方で既知の方法でVcとVDS1(off)との間の差を所望さ れた程度まで小さく維持するために、キャパシタCを横切る電圧Vcに対してあ る制御方法が使用される。前記方法によって、サブマシンM1の巻線間のスイッ チング中にバッテリ電流が十分に制御されることができる。サブマシンM1の巻 線間のスイッチング中に、スイッチ・オフされた位相における電流がスイッチ・ オンされた位相における電流の増加よりも急激に減少した場合、電流は最小の設 定値以下に下がる。反対に、1つの位相がスイッチ・オフされたときに電流がス イッチ・オンされた位相の電流の増加よりもゆっくりと減少する場合、制御によ ってそれを予め定められた制限内に留める。この状態を得るために、スイッチン グ時間中にEf1の平均値、すなわちEf1,avgが次式のようなものである必要があ り、 Vb−Ef1,avg>Vc−(Vb-Ef1,ayg) Vcは近似的に3/2Vbであるので、Ef1,avg<0.25Vbであることが必要 である。 これが単にスイッチングを前もって考慮することによって達成されるとすると (既にサブマシンM2の動作のために必要であり、容易に実行される)、吸収さ れた電流リップルは任意の場合に容易に制御できる。伝達され放射された電気的 干渉を排除するためのフィルタは、ECM給電ライン(図11参照)中に都合よ く位置され、そのコストおよび寸法は本発明を実施しないECMに必要なコスト および寸法よりも相当に小さいものである。電池給電式ECMを保護する最も簡 単な方法は、動作リレーと直列に電力ダイオードを接続することである。コスト がかかり、大型であることに加えて、このダイオードは電圧降下(典型的に0. 7ボルト)を導き、従って(等しく吸収された電力の)EM効率を減少する。キ ー操作される操作リレーは、要求に応じた非常に高いスイッチ・オン電流、すな わち許容不可能な過大な値に耐えなければならない。 図11に示された概略図によると、ECMは代りに電子制御装置ECUによっ て制御されたリレ−RLを介してバッテリによって直接給電されている。低電力 ダイオードDpおよびバラスト抵抗器Rzは、図11に示されているように接続 されている。リレ−RLを制御する電子制御装置がDpを介してキ−によって給 電されているとすると、ECMは極性の反転に対して保護される。バラスト抵抗 器Rzは、開始スイッチカ慟作されたときにキャパシタCおよびCFを充電する電 流パルスの継続期間を延長し、それによってキャパシタが受けるdV/dtの範 囲を制限し、スイッチを破壊電流が通過することを防ぐ。電子制御装置ECUは 、抵抗器Rzを横切る電圧を測定し、この電圧のときにのみリレ−RL、従ってス イッチ・オン電流を予め定められた安全レベル以下に下げる。 式11、すなわちVcが3/2Vbに近似的に等しいことを参照すると、Vc> 3/2Vbであることが必要な場合が幾つかある(例えば、キャパシタCを通る rms電流を低下させる、あるいはサブマシンM2のスイッチを通る電流を低下 させる等)。サブマシンM1の位相間での整流中にそのようなことが発生した場 合において、スイッチ・オフされた位相中の電流は、スイッチ・オンされた位相 中の電流の増加よりも速く減少し、バッテリ電流は前述の許容範囲以下になる。 バッテリ電流の降下を防ぐために、スイッチ・オフされた位相中の電流を制御 するための電子回路(図14)を付加する必要がある。これは、後述するように 、サブマシンM1の各位相の伝導の期間を人工的に延長し、バッテリ電流を上述 の許容範囲内に維持するためにサブマシンM1の位相を通常に制御するpwm信 号と論理的にアンド処理されたクロック信号を対応するMOSFETのゲートに 供給することによって達成される。位相電流対時間(スロープ)の減少は、バッ テリ電流が上述の許容範囲以下になるのを防ぐようなある値に制御される。 論理装置は、位相電流がゼロに到達するときに確実にMOSFETをオフ状態 に維持する。回路の動作は、サブマシンM1の2つの位相の一方(位相1とする) に対して説明され、他方に対しては相補形回路が使用される。 図12および図13を参照して、位相1をスイッチ・オフにする。 VD1=MFT1のドレインにおける電圧 Vc=キャパシタCを横切る電圧 クロック=デューティサイクルの値がpwm信号のデューティサイクルの50 %以下であり、周波数の値がpwm信号の周波数の少なくとも3倍以上である方 形波 ホール=位相1をスイッチ・オンするホール効果センサ信号 pwm=バッテリ電流を前述の許容範囲内に維持するためにサブマシンM1の 位相を正常に制御する信号 ホール信号が〈low〉まで低下したとき、MFT1は(瞬間的に)オフにス イッチされ、VD1はVcよりも大きくなり、b1は〈high〉となり、y1は〈 high〉となり、q1はクロックをラッチし、out1=クロック:MFT1は クロック1でアンド処理されたpwmによって制御される(図12参照)。 位相1を通る電流がゼロに到達し、(クロックにラッチされた)q1がMFT 1をスイッチ・オフするとき、VD1はVcよりも大きくなることはできず、B1は 〈low〉となり、clockが〈low〉になったとき、y1は〈low〉と なる。突然q1が〈low〉になった場合、out1は〈low〉まで下がり、M FT1は決定的にスイッチ・オフされる(図13参照)。
【手続補正書】特許法第184条の8第1項 【提出日】1998年1月27日(1998.1.27) 【補正内容】 本発明の目的は、バッテリから吸収された電流の波形に関して基本的に図1に 示された構成の実施可能性を達成し、一方で、インダクタンスLおよびスイッチ Pを排除することによってコストおよび体積を著しく減少することである。これ らの素子を除去することは動作上の観点から見て不可能であるが、本発明はスイ ッチPおよびインダクタンスLの機能を実行するために、その通常動作のために 既に存在しているECMの所定のスイッチおよび所定の巻線を使用する解決方法 を提案する。 この目的は、本発明に従って単一のステータ装置と、単一のロータ装置とを具 備している電子整流型の高能率電気モータによって達成され、この電子整流型の 高能率電気モータは、第1の電気サブマシンおよび第2の電気サブマシンを具備 しており、そこにおいて、 前記第1のサブマシンは電圧源によって直接給電され、前記給電から吸収され た電流を測定するセンサに結合され、インダクタンスと、抵抗と、誘導された起 電力によって特徴付けられた少なくとも2個の巻線と、直列接続されたスイッチ とを具備し、 前記第2の電気サブマシンは制御された電圧で充電されているキャパシタによ って特有に給電され、 前記第1の巻線のそれぞれに対して、スイッチに接続されたそれぞれの巻線の 端部に一方の極が接続され、キャパシタの端部の1つに他方の極が接続されてお り、それによって制御された電圧でキャパシタを充電するダイオードが設けられ ており、 第1のサブマシンはパルス変調で駆動され、それによって高調波成分が所望さ れた程度に低い前記電圧源から厳密なDC電流を吸収し、ダイオ−ドを介して前 記電圧で前記キャパシタを充電することによって、前記第1のサブマシンは前記 第2のサブマシンに特有の電力供給を行うことを特徴とする。 図面の簡単な説明 本発明によるマシンは、添付図面に関して以下に説明される。 図1は、既知の型式の電気モータの電気的概略図である。 図2は、図1のモータを通る電流の波形を示している。 図3は、本発明による電気モ−タの基本的な電気的概略図である。 請求の範囲 1.単一のステータ装置と、単一のロータ装置とを具備し、第1の電気サブマシ ン(M1)および第2の電気サブマシン(M2)を具備している電子整流型の高 能率電気モータにおいて、 前記第1のサブマシン(M1)は電圧源(Vb)によって直接給電され、前記 給電電源から吸収された電流を測定するセンサ(RFB)に結合され、インダクタ ンス(Lf1)、抵抗(Rf1)および誘導された起電力(Ef1)によって特徴付け られた少なくとも2個の巻線と、巻線に直列に接続されたスイッチ(P)とを具 備し、 前記第2の電気サブマシン(M2)は制御された電圧(Vc)で充電されるキ ャパシタ(C)によって特有に給電され、 前記第1の巻線のそれぞれに対してダイオード(D)が設けられ、その一方の 極はそれぞれの巻線のスイッチ(P)に接続された端部に接続され、他方の極は 制御された電圧(Vc)で充電されるキャパシタ(C)の端部の1つに接続され ており、 第1のサブマシン(M1)はパルス変調で駆動され、それによって高調波成分 が所望された程度に低い前記電圧源から厳密なDC電流を吸収し、ダイオード( D)を介して前記電圧(Vc)で前記キャパシタ(C)を充電することによって 、前記第1のサブマシン(M1)は前記第2のサブマシン(M2)に特有の電力 供給を行うことを特徴とする電子整流型の高能率電気モ−タ。 2.前記第2のサブマシン(M2)は少なくとも2個の巻線を具備し、インダク タンス(Lf2)、抵抗(Rf2)、誘起された起電力(Ef2)および直列に接続さ れたスイッチ(P2)によって特徴付けられている請求項1記載のモータ。 3.各サブマシン(M1、M2)の巻線は並列に接続されている請求項1または 2記載のモータ。 4.前記スイッチ(P1、P2)と並列に接続されたダイオード(D2)を具備 している請求項1または2記載のモ−タ。 5.キャパシタ(C)の制御された電圧(Vc)、電圧源(Vb)内で循環してい る電流、第2のサブマシン(M2)のスイッチ(P2)を横切る電圧、および モータのシネマティック量(Vset、Hall)の信号に基づいて複数の電力ス イッチ(P)を制御するように構成された電子制御装置(ECU)を具備してい る請求項2記載のモ−タ。 6.前記インダクタ(Lf1)は互いに電磁的結合が阻止され、前記インダクタ( Lf1)の巻線は誘導的に分離されている請求項1記載のモータ。 7.前記第2のサブマシン(M2)のインダクタ(Lf2)の数は第1のサブマシ ン(M1)のインダクタ(Lf1)の数と等しいことを特徴とする請求項2記載の モータ。 8.前記第2のサブマシン(M2)のインダクタ(Lf2)の数は第1のサブマシ ン(M1)のインダクタ(Lf1)の数と異なっていることを特徴とする請求項2 記載のモータ。 9.第2のサブマシン(M2)の前記インダクタ(Lf2)は電磁的に共に結合さ れている請求項2記載のモータ。 10.第2のサブマシン(M2)のインダクタ(Lf2)は第1のサブマシン(M 1)の前記インダクタ(Lf1)との電磁的結合を阻止されている請求項1または 2記載のモ−タ。 11.第2のサブマシン(M2)の駆動装置は第1のサブマシン(M1)の駆動 装置とは独立している請求項1記載のモ−タ。 12.第2のサブマシン(M2)の駆動装置はユニポ−ラ型、ブリッジ型、リニ ア型あるいはPWM型の1つとして選択されている請求項11記載のモータ。 13.巻線を設けられた2個の隣接したステータ・ティース間には巻線のない強 磁性素子(Td)が介在している請求項6または10記載のモータ。 14.第1のサブマシン(M1)の巻線は、それぞれの位相が巻線のない強磁性 素子(Td)によって分離された異なるティース上に巻回されて形成されている 請求項13記載のモータ。 15.第2のサブマシン(M2)の巻線はそれぞれの位相が同じティース上に巻 回されるように形成されている請求項13記載のモータ。 16.巻線を設けられた各ステータ・ティースは二股に分離され、それらの端部 の間には巻線のない強磁性素子(Td)が介在している請求項6または10記載 のモータ。 17.第1のサブマシン(M1)の巻線はそれぞれの位相が2個の隣接したティ ースの二肢状の端部に巻回されるように形成され、前記端部は巻線のない前記強 磁性素子(Td)によって分離されている請求項16記載のモータ。 18.電源は直流電圧発生器、蓄電バッテリ、整流された交流電圧発生器の1つ として選択される請求項1記載のモ−タ。 19.前記駆動装置は電流ヒステリシス型であり、電流が要求された範囲内で電 圧源(Vb)を通って循環することを維持するために前記第1のサブマシン(M 1)の巻線に対して動作する請求項11記載のモータ。 20.前記第1のサブマシン(M1)のスイッチ(P)のスイッチング周波数は 前記第1のサブマシン(M1)の電気的パラメータに依存している請求項19記 載のモータ。 21.第1のサブマシン(M1)は伝導および放射された干渉を除去するように 設計されたL−Cフィルタと、電子制御装置(ECU)によって制御されキー回 路によって動作されている少なくとも1つのリレー(RL)とを介して電圧源に よって給電されており、電力ダイオード(Dp)と抵抗器(Rz)は直列に接続さ れ、それらは全てリレーによって遮断される電気ブランチに並列に配置されてお り、前記電子制御装置(ECU)は前記抵抗器(Rz)の両極間の電圧に基づい て動作し、それによって前記抵抗器(Rz)の両極間の電圧が予め定められた値 より低くなる瞬間に前記リレー(RL)の動作によって信号を供給することを特 徴とする請求項1または5記載のモータ。 22.前記キャパシタ(C)が充電される制御された電圧(Vc)の値が前記電 圧源(Vb)を横切る電圧の値の1.5倍と等しい場合、前記第1のサブマシン (M1)のインダクタ(Lf1)の巻線は前記第2のサブマシン(M2)のインダ クタ(Lf2)の巻線に使用されたワイヤと同じ断面を有し、その数の3倍と等し い数のワイヤを並列に配置することによって形成される請求項1または21記載 のモ−タ。 23.前記モータは4個のインダクタ巻線を有する単極2相電気マシンであり、 前記巻線の2つは互いに誘導的に分離されて第1のサブマシン(M1)を形成し 、 巻線の別の2つは互いに誘導的に結合されて第2のサブマシン(M2)を形成し 、前記第2のサブマシン(M2)の駆動装置は少なくとも2つのMOSトランジ スタを介して動作してエネルギを再生するためにそれらのトランジスタの寄生ダ イオードを使用する請求項1記載のモ−タ。 24.電子制御装置(ECU)はキャパシタ(C)の両端間の電圧(Vc)を制 御し、それは次の式によって表わされ、 Vc≧Vb+Ef1+Em1 ここにおいて、 Vbは供給電圧であり、 Ef1はサブマシン(M1)の各巻線の半波毎の端部であり、 Em1はサブマシン(M1)の巻線間の不所望な結合のために誘導された起電力 である請求項5記載のモ−タ。 25.前記キャパシタ(C)が充電される制御された電圧(Vc)の値が前記電 圧源(Vb)を横切る電圧の値の1.5倍より大きい場合、スイッチ・オフされ た位相で電流を制御する電子回路が設けられている請求項1記載のモータ。 26.前記電子回路は、サブマシンM1の各位相の導電状態の期間を人為的に延 長するために対応するMOSFETのゲートに与えられるpwm信号を供給する 請求項25記載のモータ。 27.前記位相の電流の値がゼロに到達するとき前記pwm信号を決定的にスイ ッチ・オフする電気論理装置が設けられている請求項25または26記載のモー タ。
───────────────────────────────────────────────────── 【要約の続き】 サブマシン(M2)に対する電力供給の機能を行う。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 1.単一のステータ装置と、単一のロータ装置とを具伽し、第1の電気サブマシ ン(M1)および第2の電気サブマシン(M2)を具備している電子整流型の高 能率電気モ−タにおいて、 前記第1のサブマシン(M1)は電圧源(Vb)によって給電され、前記給電 電源から吸収された電流を測定するセンサ(RFB)に結合され、インダクタンス (Lf1)、抵抗(Rf1)および誘導された起電力(Ef1)によって特徴付けられ た少なくとも2個の巻線と、巻線に直列に接続されたスイッチ(P)とを具備し 、 前記第2の電気マシン(M2)は制御された電圧(Vc)で充電されるキャパ シタ(C)によって給電され、 前記第1の巻線のそれぞれに対してダイオ−ド(D)が設けられ、その一方の 極はそれぞれの巻線のスイッチ(P)に接続された端部に接続され、他方の極は 制御された電圧(Vc)で充電されるキャパシタ(C)の端部の1つに接続され ており、 第1のサブマシン(M1)はパルス変調によって駆動され、前記ダイオード( D)を介して電圧(Vc)でキャパシタを充電することによって第2のサブマシ ン(M2)への給電機能を行うことを特徴とする電子整流型の高能率電気モータ 。 2.前記第2のサブマシン(M2)は少なくとも2個の巻線を具備し、インダク タンス(Lf2)、抵抗(Rf2)、誘起された起電力(Ef2)および直列に接続さ れたスイッチ(P2)によって特徴付けられている請求項1記載のモ−タ。 3.各サブマシン(M1、M2)の巻線は並列に接続されている請求項1または 2記載のモータ。 4.前記スイッチ(P1、P2)と並列に接続されたダイオード(D2)を具備 している請求項1または2記載のモータ。 5.キャパシタ(C)の制御された電圧(Vc)、電圧源(Vb)内で循環してい る電流、第2のサブマシン(M2)のスイッチ(P2)を横切る電圧、およびモ ータのシネマティック量(VsetHall)の信号に基づいて複数の電力スイッ チ(P)を制御するように構成された電子制御装置(ECU)を具備してい る請求項2記載のモータ。 6.前記インダクタ(Lf1)は互いに電磁的結合が阻止され、前記インダクタ( Lf1)の巻線は誘導的に分離されている請求項1記載のモータ。 7.前記第2のサブマシン(M2)のインダクタ(Lf2)の数は第1のサブマシ ン(M1)のインダクタ(Lf1)の数と等しいことを特徴とする請求項2記載の モータ。 8.前記第2のサブマシン(M2)のインダクタ(Lf2)の数は第1のサブマシ ン(M1)のインダクタ(Lf1)の数と異なっていることを特徴とする請求項2 記載のモータ。 9.第2のサブマシン(M2)の前記インダクタ(Lf2)は電磁的に共に結合さ れている請求項2記載のモータ。 10.第2のサブマシン(M2)のインダクタ(Lf2)は第1のサブマシン(M 1)の前記インダクタ(Lf1)との電磁的結合を阻止されている請求項1または 2記載のモータ。 11.第2のサブマシン(M2)の駆動装置は第1のサブマシン(M1)の駆動 装置とは独立している請求項1記載のモータ。 12.第2のサブマシン(M2)の駆動装置はユニポ−ラ型、ブリッジ型、リニ ア型あるいはPWM型の1つとして選択されている請求項11記載のモータ。 13.巻線を設けられた2個の隣接したステータ・ティース間には巻線のない強 磁性素子(Td)が介在している請求項6または10記載のモータ。 14.第1のサブマシン(M1)の巻線は、それぞれの位相が巻線のない強磁性 素子(Td)によって分離された異なるティ−ス上に巻回されて形成されている 請求項13記載のモータ。 15.第2のサブマシン(M2)の巻線はそれぞれの位相が同じティース上に巻 回されるように形成されている請求項13記載のモータ。 16.巻線を設けられた各ステータ・ティースは二股に分離され、それらの端部 の間には巻線のない強磁性素子(Td)が介在している請求項6または10記載 のモータ。 17.第1のサブマシン(M1)の巻線はそれぞれの位相が2個の隣接したティ −スの二肢状の端部に巻回されるように形成され、前記端部は巻線のない前記強 磁性素子(Td)によって分離されている請求項16記載のモータ。 18.電源は直流電圧発生器、蓄電バッテリ、整流された交流電圧発生器の1つ として選択される請求項1記載のモータ。 19.前記駆動装置は電流ヒステリシス型であり、電流が要求された範囲内で電 圧源(Vb)を通って循環することを維持するために前記第1のサブマシン(M 1)の巻線に対して動作する請求項11記載のモータ。 20.前記第1のサブマシン(M1)のスイッチ(P)のスイッチング周波数は 前記第1のサブマシン(M1)の電気的パラメータに依存している請求項19記 載のモータ。 21.第1のサブマシン(M1)は伝導および放射された干渉を除去するように 設計されたL−Cフィルタと、電子制御装置(ECU)によって制御されキー回 路によって動作されている少なくとも1つのリレー(RL)とを介して電圧源に よって給電されており、電力ダイオード(Dp)と抵抗器(Rz)は直列に接続さ れ、それらは全てリレーによって遮断される電気ブランチに並列に配置されてお り、前記電子制御装置(ECU)は前記抵抗器(Rz)の両極間の電圧に基づい て動作し、それによって前記抵抗器(Rz)の両極間の電圧が予め定められた値 より低くなる瞬間に前記リレー(RL)の動作によって信号を供給することを特 徴とする請求項1または5記載のモータ。 22.前記キャパシタ(C)が充電される制御された電圧(Vc)の値が前記電 圧源(Vb)を横切る電圧の値の1.5倍と等しい場合、前記第1のサブマシン (M1)のインダクタ(Lf1)の巻線は前記第2のサブマシン(M2)のインダ クタ(Lf2)の巻線に使用されたワイヤと同じ断面を有し、その数の3倍と等し い数のワイヤを並列に配置することによって形成される請求項1または21記載 のモータ。 23.前記モータは4個のインダクタ巻線を有する単極2相電気マシンであり、 前記巻線の2つは互いに誘導的に分離されて第1のサブマシン(M1)を形成し 、巻線の別の2つは互いに誘導的に結合されて第2のサブマシン(M2)を形成 し、前記第2のサブマシン(M2)の駆動装置は少なくとも2つのMOSトラン ジス タを介して動作してエネルギを再生するためにそれらのトランジスタの寄生ダイ オードを使用する請求項1記載のモータ。 24.電子制御装置(ECU)はキャパシタ(C)の両端間の電圧(Vc)を制 御し、それは次の式によって表わされ、 Vc≧Vb+Ef1+Em1 ここにおいて、 Vbは供給電圧であり、 Ef1はサブマシン(M1)の各巻線の半波毎の端部であり、 Em1はサブマシン(M1)の巻線間の不所望な結合のために誘導された起電力 である請求項5記載のモータ。 25.前記キャパシタ(C)が充電される制御された電圧(Vc)の値が前記電 圧源(Vb)を横切る電圧の値の1.5倍より大きい場合、スイッチ・オフされ た位相で電流を制御する電子回路が設けられている請求項1記載のモータ。 26.前記電子回路は、サブマシンM1の各位相の導電状態の期間を人為的に延 長するために対応するMOSFETのゲートに与えられるpwm信号を供給する 請求項25記載のモータ。 27.前記位相の電流の値がゼロに到達するとき前記pwm信号を決定的にスイ ッチ・オフする電気論理装置が設けられている請求項25または26記載のモー タ。
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