JP2000341239A - Method and device for transmitting orthogonal frequency-division multiplex signal - Google Patents
Method and device for transmitting orthogonal frequency-division multiplex signalInfo
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】直交周波数分割多重（Orthog
onal Frequency Division Multiplexing；以下、ＯＦＤ
Ｍと称す）伝送方法に関し、より特定的には、有線また
は無線の伝送路を介し、直交周波数分割多重信号を用い
てデータ伝送する方法、及びその受信装置に関する。The present invention relates to orthogonal frequency division multiplexing (Orthog).
onal Frequency Division Multiplexing; hereinafter OFD
More specifically, the present invention relates to a method for transmitting data using an orthogonal frequency division multiplexed signal via a wired or wireless transmission path, and a receiving apparatus therefor.
【０００２】[0002]
【従来の技術】ＯＦＤＭ方式では、送信側で信号を変調
する際に逆離散的フーリエ変換（ＩＤＦＴ）処理を行
う。受信側では復調に際し離散的フーリエ変換(ＤＦＴ)
処理を行う。この際、送信側での時間窓信号と同期する
ＤＦＴ時間窓タイミングクロックを生成しなければなら
ない。2. Description of the Related Art In an OFDM system, an inverse discrete Fourier transform (IDFT) process is performed when a signal is modulated on a transmission side. On the receiving side, discrete Fourier transform (DFT) is used for demodulation
Perform processing. At this time, a DFT time window timing clock synchronized with the time window signal on the transmission side must be generated.
【０００３】従来は、特開平９−２４７１２２号公報に
示されるように、伝送信号に振幅が他のシンボルに比べ
て大きいか、または０の同期シンボルを設けてタイミン
グクロックを生成していた。しかし、この手法では伝送
路中の大きな雑音やマルチパス環境下において振幅変動
を受けた場合に、同期用シンボルを検出することが困難
となる。Conventionally, as shown in Japanese Patent Application Laid-Open No. 9-247122, a timing clock is generated by providing a synchronization symbol whose amplitude is greater than that of another symbol or zero in a transmission signal. However, in this method, it is difficult to detect a synchronization symbol when there is a large noise in a transmission path or an amplitude fluctuation in a multipath environment.
【０００４】また、同期シンボルを用いない手法とし
て、特開平８−２７４７４５号公報に示されるように、
特定周波数成分の振幅を０にして送信し、復調において
ＤＦＴ処理後の特定周波数成分の振幅が最小になるよう
にタイミングを漸近的に調節する手法がある。しかし、
この手法ではタイミングの調整が複数回に及び、調節に
時間がかかってしまう。As a method not using a synchronization symbol, as disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 8-274745,
There is a method in which the amplitude of the specific frequency component is set to 0 and transmitted, and the timing is asymptotically adjusted so that the amplitude of the specific frequency component after the DFT processing in demodulation is minimized. But,
In this method, timing adjustment is performed a plurality of times, and it takes time to adjust.
【０００５】また、従来の手法では同じ周波数を持つ複
数のＯＦＤＭ信号を受信した場合にそれぞれのＯＦＤＭ
信号に対するＤＦＴ時間窓タイミングを求めることがで
きない。In the conventional method, when a plurality of OFDM signals having the same frequency are received, each OFDM signal is received.
DFT time window timing for the signal cannot be determined.
【０００６】[0006]
【発明が解決しようとする課題】同期シンボルを設ける
ことなく、漸近的手法によらずに多重波環境や大きな雑
音を有する環境下でも，精度よくＤＦＴ時間窓タイミン
グクロックを求める受信装置を提供し、ＯＦＤＭ方式の
伝送信号を低い誤り率で伝送することを目的とする。The present invention provides a receiving apparatus for accurately obtaining a DFT time window timing clock even in a multiplex environment or an environment having large noise without providing a synchronization symbol and without using an asymptotic method. An object of the present invention is to transmit an OFDM transmission signal at a low error rate.
【０００７】さらに、同じ周波数を持つ複数のＯＦＤＭ
信号を受信した場合に，それぞれのＯＦＤＭ信号に対す
るＤＦＴ時間窓タイミングクロックを求めることを目的
とする。Further, a plurality of OFDMs having the same frequency
An object of the present invention is to obtain a DFT time window timing clock for each OFDM signal when a signal is received.
【０００８】[0008]
【課題を解決するための手段】所定数の特定周波数成分
の振幅及び位相を特定パターンを用いて連続して多重変
調して送信し、受信側において、特定周波数成分の受信
データベクトルの相関行列に対して固有値展開に基づく
スーパーレゾリューション法を適用する。The amplitude and phase of a predetermined number of specific frequency components are successively multiplex-modulated using a specific pattern and transmitted, and the reception side generates a correlation matrix of a reception data vector of the specific frequency component. On the other hand, a super-resolution method based on eigenvalue expansion is applied.
【０００９】[0009]
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図を用いて説明する。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
【００１０】（第１の実施の形態）本発明の第１の実施
の形態を説明する。以下の数式において、Tは転置、＊
は複素共役転置を示す。(First Embodiment) A first embodiment of the present invention will be described. In the following formula, T is transposed, *
Indicates a complex conjugate transpose.
【００１１】図１に示すように、ＯＦＤＭ信号源１１に
おいてＯＦＤＭシンボルの全キャリアのうちＮ本をパイ
ロットキャリアとして特定パターンＣで変調する。この
特定パターンには、データが既知のBPSK変調等が用いら
れる。N本のパイロットキャリアは周波数軸上で等間隔
に選ばれる。変調されたＯＦＤＭ信号は、伝送路２を介
し受信部３で受信される。As shown in FIG. 1, in the OFDM signal source 11, N out of all the carriers of the OFDM symbol are modulated with a specific pattern C as pilot carriers. BPSK modulation or the like whose data is known is used for this specific pattern. The N pilot carriers are selected at equal intervals on the frequency axis. The modulated OFDM signal is received by the receiving unit 3 via the transmission path 2.
【００１２】図２は、受信装置の構成図である。はじめ
に、ＤＦＴ部１で１シンボル分のデータを時間窓タイミ
ングクロックClock#aでＤＦＴを施し、周波数領域デー
タを得る。受信データベクトル取得部２で、周波数領域
データからN個のパイロットキャリア部分の複素数デー
タ、FIG. 2 is a configuration diagram of the receiving apparatus. First, the DFT unit 1 performs DFT on data for one symbol with the time window timing clock Clock # a to obtain frequency domain data. Complex data of N pilot carrier parts from the frequency domain data in the reception data vector acquisition unit 2;
【００１３】[0013]
【数１】 (Equation 1)
【００１４】を得る。参照データベクトル記憶部３で、
受信信号に含まれる特定パターンと同じ振幅および位相
を持った参照データベクトルIs obtained. In the reference data vector storage unit 3,
Reference data vector with the same amplitude and phase as the specific pattern included in the received signal
【００１５】[0015]
【数２】 (Equation 2)
【００１６】を用意する。規格化データベクトル生成部
４で、受信データベクトルを参照データベクトルで除算Is prepared. The normalized data vector generation unit 4 divides the received data vector by the reference data vector
【００１７】[0017]
【数３】 (Equation 3)
【００１８】し、規格化データベクトルThen, the normalized data vector
【００１９】[0019]
【数４】 (Equation 4)
【００２０】を得る。相関行列作成部５で、規格化デー
タベクトルに対する相関行列Is obtained. In the correlation matrix creation unit 5, the correlation matrix for the normalized data vector
【００２１】[0021]
【数５】 (Equation 5)
【００２２】を作る。Is made.
【００２３】次に、相関行列移動平均部６で、相関行列
内における移動平均（詳細は、T．J．Shan， M．Wax，
and T．Kailath， "On Spatial Smoothing for Directi
on-of-Arrival Estimation of Coherent Signals，" IE
EE Trans． ASSP，33， pp．806-811， Aug． 1985．)
を施す。Next, the moving average in the correlation matrix (for details, see TJ Shan, M. Wax,
and T. Kailath, "On Spatial Smoothing for Directi
on-of-Arrival Estimation of Coherent Signals, "IE
EE Trans. ASSP, 33, pp. 806-811, Aug. 1985. )
Is applied.
【００２４】移動平均には、前方移動平均、後方移動平
均を用い、移動平均後の相関行列の次数がｎであるとす
ると、As the moving average, a forward moving average and a backward moving average are used. Assuming that the order of the correlation matrix after the moving average is n,
【００２５】[0025]
【数６】 (Equation 6)
【００２６】であらわされる。（数６）の演算で、多重
波間の相関が除去される。## EQU1 ## In the calculation of (Equation 6), the correlation between the multiple waves is removed.
【００２７】推定部７において、移動平均後の相関行列
に対し、スーパーレゾリューション法を適用し、多重波
の遅延時間を求める。In the estimating unit 7, the super resolution method is applied to the correlation matrix after the moving average, and the delay time of the multiplex wave is obtained.
【００２８】推定部７における遅延時間推定法には、例
えば、MUSIC法（詳細は、 R．O．Schmidt ：“Multiple
Emitter Location and Signal Parameter Estimatio
n"，IEEE Trans． Antennas Propagat．， AP-34， 3，
pp．276-280，Mar． 1986)や、 ESPRIT法(R．Roy， an
d T．Kailath， "ESPRIT-Estimation of Signal Parame
ters via Rotational Invariance Techniques，" IEEE
Trans． Acoust． Speech， Signal Processing， ASSP
-37，7，pp．984-995，Jul．1989．)などのスーパーレ
ゾリューション法が適用できる。遅延時間推定法に、MU
SIC法を適用した場合を以下に説明する。The delay time estimating method in the estimating unit 7 includes, for example, the MUSIC method (for details, see RO Schmidt: “Multiple
Emitter Location and Signal Parameter Estimatio
n ", IEEE Trans. Antennas Propagat., AP-34, 3,
pp. 276-280, Mar. 1986) and the ESPRIT method (R. Roy, an
d T. Kailath, "ESPRIT-Estimation of Signal Parame
ters via Rotational Invariance Techniques, "IEEE
Trans. Acoust. Speech, Signal Processing, ASSP
-37, 7, pp. 984-995, Jul. 1989. ) Can be applied. MU is used for delay time estimation.
The case where the SIC method is applied will be described below.
【００２９】受信信号に含まれる到来信号波の数をLと
する。移動平均後の相関行列Rxxを固有値展開Let L be the number of incoming signal waves contained in the received signal. Eigenvalue expansion of correlation matrix Rxx after moving average
【００３０】[0030]
【数７】 (Equation 7)
【００３１】し、固有値を大きさの順にソートする。Then, the eigenvalues are sorted in order of magnitude.
【００３２】[0032]
【数８】 (Equation 8)
【００３３】ここで、信号電力と雑音電力に相当する固
有値に分けることができ、雑音電力より大きな固有値の
数から多重信号の数を推定する。ここで、L個の一般固
有ベクトルHere, the number of multiplexed signals can be estimated from the number of eigenvalues that can be divided into eigenvalues corresponding to signal power and noise power. Where L general eigenvectors
【００３４】[0034]
【数９】 (Equation 9)
【００３５】の張るＬ次元部分空間は、信号部分空間ＡThe L-dimensional subspace spanned by the signal subspace A
【００３６】[0036]
【数１０】 (Equation 10)
【００３７】と一致する。また、ｎ-L個の固有値に対応
する一般固有ベクトルCoincides with Also, general eigenvectors corresponding to n−L eigenvalues
【００３８】[0038]
【数１１】 [Equation 11]
【００３９】が張るｎ-L次元部分空間は雑音部分空間と
呼ばれる。相関行列Rxxはエルミート行列で、エルミー
ト行列の固有ベクトルは互いに直交するという性質か
ら、信号部分空間と雑音部分空間は直交補空間の関係に
ある。すなわち、The nL-dimensional subspace spanned by is called a noise subspace. The correlation matrix Rxx is a Hermitian matrix. Since the eigenvectors of the Hermitian matrix are orthogonal to each other, the signal subspace and the noise subspace have a relationship of orthogonal complement. That is,
【００４０】[0040]
【数1２】 [Equation 12]
【００４１】が成り立つ。Holds.
【００４２】したがって、Therefore,
【００４３】[0043]
【数１３】 (Equation 13)
【００４４】のような評価関数を定義すると、Ｌ個の信
号の各到来遅延時間By defining an evaluation function like this, each arrival delay time of L signals
【００４５】[0045]
【数１４】 [Equation 14]
【００４６】のとき、(数１３)は、分母が０となり
（（数１２）が成り立つ）、無限大の値を持つ。In this case, (Expression 13) has a denominator of 0 ((Expression 12) holds) and has an infinite value.
【００４７】そこで、(数１３)において、τを０からTherefore, in (Equation 13), τ is changed from 0 to
【００４８】[0048]
【数１５】 (Equation 15)
【００４９】まで変化させ、そのピーク値に相当する時
間が遅延時間に相当する。推定された遅延時間のうち信
号電力が大きい第一番目の遅延時間がClock#aと本来の
時間窓タイミングとのずれに相当し、その推定値をもと
に、タイミングクロック調節部８で時間窓タイミングク
ロックClock#aを調節する。図５は（数１３）によって
求められるMUSICスペクトラムで，例えば到来波が２波
場合，先行波の遅延時間がクロックのずれに相当する。
タイミングクロックを調節後，データ復調部９でデータ
を復調する。The time corresponding to the peak value corresponds to the delay time. Among the estimated delay times, the first delay time having a large signal power corresponds to the difference between Clock # a and the original time window timing. Based on the estimated value, the timing clock adjusting unit 8 sets the time window. Adjust the timing clock Clock # a. FIG. 5 shows the MUSIC spectrum obtained by (Equation 13). For example, when two incoming waves are present, the delay time of the preceding wave corresponds to a clock shift.
After adjusting the timing clock, the data is demodulated by the data demodulation unit 9.
【００５０】（第２の実施の形態）次に本発明の第２の
実施の形態を説明する。(Second Embodiment) Next, a second embodiment of the present invention will be described.
【００５１】受信信号の雑音レベルが高く、推定精度が
落ちる場合の実施の形態を説明する。これは図３に示す
ように、上述した実施例に相関行列の平均操作を行う相
関行列平均化部１０を加えたもので、連続して受信され
る複数シンボルから得られる相関行列を（数１６）の演
算により平均化することで、雑音成分が抑圧される。An embodiment in the case where the noise level of the received signal is high and the estimation accuracy is reduced will be described. As shown in FIG. 3, a correlation matrix averaging unit 10 for averaging the correlation matrix is added to the above-described embodiment, and the correlation matrix obtained from a plurality of continuously received symbols is represented by (Equation 16). The noise component is suppressed by averaging by the calculation of ()).
【００５２】[0052]
【数１６】 (Equation 16)
【００５３】なお、平均化のために用いるシンボルの数
は雑音レベルに応じて決めればよい。The number of symbols used for averaging may be determined according to the noise level.
【００５４】（第３の実施の形態）次に本発明の第３の
実施の形態を説明する。(Third Embodiment) Next, a third embodiment of the present invention will be described.
【００５５】信号源が異なる複数のＯＦＤＭ信号が受信
される場合に、それぞれのＤＦＴ時間窓タイミングクロ
ックおよび遅延時間を推定する場合の実施例について説
明する。図４に示すように、ＯＦＤＭ信号源A１４にお
いてＯＦＤＭシンボルの全キャリアのうちN本をパイロ
ットキャリアとして特定パターンCAで変調する。一方、
ＯＦＤＭ信号源B１５において、同様に特定パターンCB
で変調する。この際、特定パターンのシンボルは信号源
Aのものと非同期でよい。伝送路中で信号源Aのパイロッ
トキャリアと同じ周波数帯に、信号源Bのパイロットキ
ャリアが合成されて受信される。An embodiment in which a plurality of DFT time window timing clocks and delay times are estimated when a plurality of OFDM signals having different signal sources are received will be described. As shown in FIG. 4, in the OFDM signal source A14, N out of all the carriers of the OFDM symbol are modulated as pilot carriers with a specific pattern CA. on the other hand,
Similarly, in the OFDM signal source B15, the specific pattern CB
Modulate with In this case, the symbol of the specific pattern is the signal source
Asynchronous with A's. The pilot carrier of signal source B is combined and received in the same frequency band as the pilot carrier of signal source A in the transmission path.
【００５６】受信側での処理は、上述した第１の実施の
形態と同じである。受信信号に含まれる複数の特定パタ
ーンのうち、一つの特定パターンと同じ振幅および位相
持った参照データベクトル（数２）を参照ベータベクト
ル記憶部３に保持し、規格化データベクトル生成部３で
受信データベクトルを推定する信号源の参照データベク
トルで除算する。この処理と移動平均の効果により、推
定する特定パターン以外の信号は雑音成分として拡散
し、雑音部分空間に排除される。以下，第１の実施の形
態と同様に、信号空間に含まれる推定する特定パターン
の信号源成分に対するＤＦＴ時間窓タイミング及び遅延
時間を推定することができる。なお、第２の実施の形態
での受信側での処理と同様に、推定する特定パターンの
ＯＦＤＭ信号に対して雑音レベルが高い場合は、複数シ
ンボルから作られる相関行列を相関行列平均化部１０で
平均処理を施せばよい。これにより推定精度を上げるこ
とができる。The processing on the receiving side is the same as in the first embodiment. Of the plurality of specific patterns included in the received signal, a reference data vector (equation 2) having the same amplitude and phase as one specific pattern is stored in the reference beta vector storage unit 3 and received by the standardized data vector generation unit 3. The data vector is divided by the reference data vector of the signal source to be estimated. Due to this processing and the effect of the moving average, signals other than the specific pattern to be estimated are diffused as noise components and are excluded from the noise subspace. Hereinafter, similarly to the first embodiment, the DFT time window timing and the delay time for the signal source component of the specific pattern to be estimated included in the signal space can be estimated. As in the processing on the receiving side in the second embodiment, when the noise level is high with respect to the OFDM signal of the specific pattern to be estimated, the correlation matrix formed from a plurality of symbols is used as the correlation matrix averaging unit 10. The averaging process may be performed. As a result, the estimation accuracy can be improved.
【００５７】[0057]
【発明の効果】本発明は、信号源において所定数の特定
周波数成分の振幅及び位相を特定パターンを用いて連続
して変調し、受信側において特定周波数成分のデータベ
クトルの相関行列に対して固有値展開に基づくスーパー
レゾリューション法を適用することで、劣悪な伝送路環
境でも特定パターンに対するＤＦＴ時間窓タイミングお
よび遅延時間を精度よく推定することができる。また、
雑音成分を抑圧するために相関行列の平均操作を行うと
推定精度をあげることができる。さらに、互いに異なる
特定パターンを用いて振幅及び位相を連続して変調した
複数の信号源からの信号を合成して受信した場合に、所
望の特定パターン以外の信号を雑音部分空間に排除する
ことにより、所望の特定パターンに対するＤＦＴ時間窓
タイミング及び遅延時間を推定することができる。According to the present invention, a signal source continuously modulates the amplitude and phase of a predetermined number of specific frequency components by using a specific pattern, and the eigenvalues of the correlation matrix of the data vector of the specific frequency component on the receiving side. By applying the super-resolution method based on expansion, it is possible to accurately estimate the DFT time window timing and delay time for a specific pattern even in a poor transmission path environment. Also,
Performing the averaging operation of the correlation matrix in order to suppress the noise component can improve the estimation accuracy. Furthermore, when combining and receiving signals from a plurality of signal sources whose amplitude and phase are successively modulated using different specific patterns, signals other than the desired specific pattern are excluded in the noise subspace. , A DFT time window timing and a delay time for a desired specific pattern can be estimated.
【図１】本発明の第１、第２の実施の形態における信号
源及び伝送路の構成図FIG. 1 is a configuration diagram of a signal source and a transmission line according to first and second embodiments of the present invention.
【図２】本発明の第１の実施の形態における受信機の構
成図FIG. 2 is a configuration diagram of a receiver according to the first embodiment of the present invention.
【図３】本発明の第２の実施の形態における受信機の構
成図FIG. 3 is a configuration diagram of a receiver according to a second embodiment of the present invention.
【図４】本発明の第３の実施の形態における信号源及び
伝送路の構成を示すブロック図FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a signal source and a transmission line according to a third embodiment of the present invention.
【図５】MUSICスペクトラムを示す図FIG. 5 is a diagram showing a MUSIC spectrum.
１ ＤＥＦ部 ２ 受信データベクトル取得部 ３ 参照データベクトル記憶部 ４ 規格化データベクトル生成部 ５ 相関行列作成部 ６ 相関行列移動平均部 ７ 推定部 ８ タイミングクロック調節部 ９ データ復調部 １０ 相関行列平均化部 １１ ＯＦＤＭ信号源 １２ 伝送路 １３ 受信部 １４ ＯＦＤＭ信号源A １５ ＯＦＤＭ信号源B Reference Signs List 1 DEF unit 2 Received data vector acquisition unit 3 Reference data vector storage unit 4 Normalized data vector generation unit 5 Correlation matrix creation unit 6 Correlation matrix moving average unit 7 Estimation unit 8 Timing clock adjustment unit 9 Data demodulation unit 10 Correlation matrix averaging Unit 11 OFDM signal source 12 Transmission line 13 Receiver 14 OFDM signal source A 15 OFDM signal source B
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 白方 亨宗 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 林野 裕司 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 原田 泰男 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 Ｆターム(参考） 5K022 DD00 DD13 DD19 DD22 DD33 DD42 5K047 AA05 BB01 CC01 HH01 HH15 HH43 MM03 MM12 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continuing on the front page (72) Inventor Torumune Shirakata 1006 Kadoma Kadoma, Osaka Prefecture Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. (72) Inventor Yasuo Harada 1006 Kazuma Kadoma, Osaka Prefecture Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.F-term (reference) 5K022 DD00 DD13 DD19 DD22 DD33 DD42 5K047 AA05 BB01 CC01 HH01 HH15 HH43 MM03 MM12
Claims (6)
振幅及び位相を特定パターンを用いて連続して変調する
変調部を有し、 受信側において受信した特定周波数成分の振幅及び位相
を数値化し、受信データベクトルを得る受信データベク
トル化部と、 前記受信データベクトルを受信信号に含まれる特定パタ
ーンの振幅及び位相を有する参照信号で除算し、規格化
データベクトルを得る規格化データベクトル生成部と、 前記規格化データベクトルの相関行列を生成する相関行
列作成部と、 前記相関行列に移動平均を施す移動平均化部と、 前記移動平均後の相関行列に対してスーパーレゾリュー
ション法を適用することにより、参照信号とした特定パ
ターンに対するＤＦＴ時間窓タイミング及び多重波の遅
延時間を推定する推定部と、 前記ＤＦＴ時間窓タイミングの推定値をもとにＤＦＴ時
間窓タイミングクロックを調節する調節部より構成され
ることを特徴とする直交周波数分割多重信号の伝送装
置。A signal source has a modulator for continuously modulating the amplitude and phase of a predetermined number of specific frequency components using a specific pattern, and the receiving side digitizes the amplitude and phase of the specific frequency component received. A reception data vector generation unit that obtains a reception data vector, and a standardization data vector generation unit that divides the reception data vector by a reference signal having the amplitude and phase of a specific pattern included in the reception signal to obtain a standardization data vector. A correlation matrix creating unit that generates a correlation matrix of the normalized data vector; a moving average unit that performs a moving average on the correlation matrix; and applying a super-resolution method to the correlation matrix after the moving average. An estimating unit for estimating a DFT time window timing and a delay time of a multiplex wave for a specific pattern as a reference signal, Transmission apparatus of an orthogonal frequency division multiplexed signal, characterized in that it is constructed from adjusting unit based on the estimated value of the FT time window timing to adjust the DFT time window timing clock.
特定周波数成分の振幅及び位相を互いに異なる特定パタ
ーンを用いて連続して変調して多重伝送を行うことを特
徴とする請求項１記載の直交周波数分割多重信号の伝送
装置。2. The multiplex transmission system according to claim 1, wherein a plurality of signal sources continuously modulate the amplitude and phase of a specific frequency component in the same frequency region by using different specific patterns. An apparatus for transmitting an orthogonal frequency division multiplexed signal according to the above description.
なる複数の相関行列を平均する相関行列平均化部を有
し、平均した相関行列に移動平均を施すことを特徴とす
る請求項１または２記載の直交周波数分割多重信号の伝
送装置。3. A correlation matrix averaging unit for averaging a plurality of correlation matrices having different time samples from the correlation matrix creation unit, and performing a moving average on the averaged correlation matrix. An apparatus for transmitting an orthogonal frequency division multiplexed signal according to the above description.
振幅及び位相を特定パターンを用いて連続して変調する
ステップを有し、 受信側において受信した特定周波数成分の振幅及び位相
を数値化し、受信データベクトルを得る第１のステップ
と、 前記第１のステップから得られる受信データベクトルを
受信信号に含まれる特定パターンの振幅及び位相を有す
る参照信号で除算し、規格化データベクトルを得る第２
のステップと、 前記第２のステップから得られる規格化データベクトル
の相関行列を生成する第３のステップと、 前記第３のステップから得られる相関行列に移動平均を
施す第４のステップと、 前記第４のステップから得られる移動平均後の相関行列
に対してスーパーレゾリューション法を適用することに
より、参照信号とした特定パターンに対するＤＦＴ時間
窓タイミング及び多重波の遅延時間を推定する第５のス
テップと、 前記第５のステップから得られるＤＦＴ時間窓タイミン
グの推定値をもとにＤＦＴ時間窓タイミングクロックを
調節する第６のステップを有する直交周波数分割多重信
号の伝送方法。4. A method for continuously modulating the amplitude and phase of a predetermined number of specific frequency components using a specific pattern in a signal source, and quantifying the amplitude and phase of the specific frequency component received on a receiving side; A first step of obtaining a received data vector; and a second step of dividing the received data vector obtained from the first step by a reference signal having an amplitude and a phase of a specific pattern included in the received signal to obtain a normalized data vector.
And a third step of generating a correlation matrix of the normalized data vector obtained from the second step; a fourth step of performing a moving average on the correlation matrix obtained from the third step; A fifth method for estimating a DFT time window timing and a multiplex wave delay time for a specific pattern used as a reference signal by applying a super-resolution method to the moving averaged correlation matrix obtained from the fourth step. A method for transmitting an orthogonal frequency division multiplexed signal, comprising: a step; and a sixth step of adjusting a DFT time window timing clock based on an estimated value of the DFT time window timing obtained from the fifth step.
特定周波数成分の振幅及び位相を互いに異なる特定パタ
ーンを用いて連続して変調して多重伝送を行うことを特
徴とする請求項４記載の直交周波数分割多重信号の伝送
方法。5. A multiplex transmission wherein a plurality of signal sources continuously modulate the amplitude and phase of a specific frequency component in the same frequency region by using different specific patterns. The transmission method of the orthogonal frequency division multiplexed signal as described in the above.
なる複数の相関行列を平均する相関行列平均化ステップ
を有し、平均した相関行列に移動平均を施すことを特徴
とする請求項４、または５記載の直交周波数分割多重信
号の伝送方法。6. A correlation matrix averaging step for averaging a plurality of correlation matrices having different time samples from the third step, and performing a moving average on the averaged correlation matrix. 6. The method for transmitting an orthogonal frequency division multiplexed signal according to claim 5.
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| JP11147935A JP2000341239A (en) | 1999-05-27 | 1999-05-27 | Method and device for transmitting orthogonal frequency-division multiplex signal |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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- 1999-05-27 JP JP11147935A patent/JP2000341239A/en active Pending
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