JP2000283790A - Low frequency noise removing method and cmos sensor circuit - Google Patents

Low frequency noise removing method and cmos sensor circuit

Info

Publication number
JP2000283790A
JP2000283790A JP11274392A JP27439299A JP2000283790A JP 2000283790 A JP2000283790 A JP 2000283790A JP 11274392 A JP11274392 A JP 11274392A JP 27439299 A JP27439299 A JP 27439299A JP 2000283790 A JP2000283790 A JP 2000283790A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
signal
value
measurement
intentional offset
frequency noise
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP11274392A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JP3292182B2 (en
Inventor
Takamoto Watanabe
高元 渡辺
Toshio Ikuta
敏雄 生田
Noboru Endo
昇 遠藤
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Denso Corp
Original Assignee
Denso Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Denso Corp filed Critical Denso Corp
Priority to JP27439299A priority Critical patent/JP3292182B2/en
Publication of JP2000283790A publication Critical patent/JP2000283790A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP3292182B2 publication Critical patent/JP3292182B2/en
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Landscapes

  • Measuring Fluid Pressure (AREA)
  • Indication And Recording Devices For Special Purposes And Tariff Metering Devices (AREA)

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To enhance detection accuracy by removing low frequency noise effectively even in the case of circuitry utilizing an element having a large internal noise thereby removing adverse effect of low frequency noise caused by the internal noise in a CMOS sensor circuit. SOLUTION: An intentional offset value larger than a signal sig to be detected is preset and the ratio b/a between a value (a) obtained by measuring the preset intentional offset value through a measuring means and a value (b) obtained by measuring the magnitude of the signal sig added with the intentional offset value is utilized as a noise reduction data for reducing noise in the sensor output.

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、物理量などに応じ
た検出対象信号の信号量を測定するセンサ回路のための
低周波ノイズ除去方法及び上記信号量を測定するための
測定手段をＣＭＯＳ素子を利用して構成したＣＭＯＳセ
ンサ回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a low-frequency noise elimination method for a sensor circuit for measuring a signal amount of a signal to be detected in accordance with a physical quantity and the like, and a measuring device for measuring the signal amount using a CMOS device. The present invention relates to a CMOS sensor circuit configured using the same.

【０００２】[0002]

【従来の技術】圧力や加速度などの物理量を検出するた
めのセンサ回路にあっては、従来より、センサ用トラン
スジューサからの検出対象信号を処理するための回路の
構成要素として、内部ノイズが比較的低いという特性が
あるバイポーラトランジスタを利用することが行われて
いる。2. Description of the Related Art Conventionally, in a sensor circuit for detecting a physical quantity such as pressure or acceleration, internal noise is relatively low as a component of a circuit for processing a detection target signal from a sensor transducer. Utilization of a bipolar transistor having a low characteristic has been performed.

【０００３】[0003]

【発明が解決しようとする課題】上記のようなセンサ回
路においては、これを構成するバイポーラトランジスタ
自体の内部ノイズが検出対象信号に対して十分に低いた
め、検出対象信号に重畳するノイズによる影響が特に問
題になることはなかった。これに対して、近年では、低
コスト化と共に、センサ回路のマイクロ化やセンサ機能
のスマート化（例えば自己診断機能や自己補正機能など
のような知能化、デジタル信号対応処理機能など）が要
求されている。このような要求には、バイポーラトラン
ジスタを使用する回路構成では対応困難であるため、集
積度を高めることができるＣＭＯＳ素子を利用したＣＭ
ＯＳセンサ回路として構成することが必要になってく
る。In the above-described sensor circuit, the internal noise of the bipolar transistor itself constituting the sensor circuit is sufficiently low with respect to the signal to be detected. There was no particular problem. On the other hand, in recent years, along with cost reduction, there has been a demand for a micro sensor circuit and a smart sensor function (for example, intelligence such as a self-diagnosis function and a self-correction function, a digital signal processing function, etc.). ing. It is difficult to meet such a demand with a circuit configuration using bipolar transistors, and therefore, a CM using a CMOS device capable of increasing the degree of integration can be used.
It needs to be configured as an OS sensor circuit.

【０００４】このような場合、一般的には、検出対象信
号を処理するための測定回路部の前段に、ＣＭＯＳ増幅
回路（アナログアンプ）のようなインターフェースを設
けると共に、その測定回路部などもＣＭＯＳ素子により
形成することになるが、ＣＭＯＳ増幅回路などを構成す
るＭＯＳトランジスタにあっては、１／ｆノイズが非常
に大きいため、内部ノイズ（低周波ノイズ）が大きくな
るという一般的特性がある。このため、上記ＣＭＯＳ増
幅回路のオフセットノイズが大きくなるという事情があ
るが、このオフセットノイズは、１０Ｈｚ程度以下の低
周波ノイズであって検出対象信号の周波数帯域と重なる
ため、これをフィルタ回路（ローパスフィルタ）によっ
て除去できなくなる。In such a case, generally, an interface such as a CMOS amplifier circuit (analog amplifier) is provided at a preceding stage of the measuring circuit for processing the signal to be detected, and the measuring circuit and the like are also CMOS. Although it is formed by elements, a MOS transistor constituting a CMOS amplifier circuit or the like has a general characteristic that internal noise (low-frequency noise) increases because 1 / f noise is extremely large. For this reason, the offset noise of the CMOS amplifier circuit is increased. However, the offset noise is low-frequency noise of about 10 Hz or less and overlaps the frequency band of the detection target signal. Filter).

【０００５】つまり、上記のようにＣＭＯＳセンサ回路
として構成する場合には、その信号処理系統中に、揺ら
ぎを伴う低周波のオフセットノイズが存在することが避
けられないのに対して、一般的な検出対象信号も低周波
の信号であるため、そのオフセットノイズが検出対象信
号の最低レベルよりも大きい場合には、最終的に得られ
る検出出力にノイズによる影響が大きく現れるようにな
り、この結果、必要な検出精度を得ることが困難になる
という大きな問題点が出てくる。加えて、信号増幅回路
内に存在するオフセット電圧などの経時変化も一種の低
周波ノイズ（超低周波ノイズ）であるため、同様に大き
な問題である。In other words, when a CMOS sensor circuit is configured as described above, it is unavoidable that low-frequency offset noise accompanied by fluctuations is present in the signal processing system. Since the detection target signal is also a low-frequency signal, if the offset noise is larger than the lowest level of the detection target signal, the influence of the noise appears greatly on the finally obtained detection output. As a result, There is a big problem that it is difficult to obtain necessary detection accuracy. In addition, a change with time, such as an offset voltage, existing in the signal amplification circuit is a kind of low-frequency noise (ultra-low-frequency noise), and thus is also a serious problem.

【０００６】本発明は上記事情に鑑みてなされたもので
あり、その目的は、内部ノイズが大きな素子を利用した
回路構成とする場合に、当該内部ノイズのレベルが検出
対象信号の最低レベルよりも大きい状態であっても、低
周波ノイズの除去を効果的に行い得る低周波ノイズ除去
方法を提供することにあり、また、ＣＭＯＳ素子を利用
した回路構成でありながら低周波ノイズによる悪影響を
除去できて検出精度の向上を実現できるなどの効果を奏
するＣＭＯＳセンサ回路を提供することにある。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a circuit configuration using an element having large internal noise so that the level of the internal noise is lower than the lowest level of the detection target signal. It is an object of the present invention to provide a low-frequency noise elimination method capable of effectively removing low-frequency noise even in a large state. Further, it is possible to eliminate an adverse effect due to low-frequency noise despite a circuit configuration using a CMOS element. It is an object of the present invention to provide a CMOS sensor circuit having an effect that the detection accuracy can be improved.

【０００７】[0007]

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に請求項１記載の発明のような低周波ノイズ除去方法を
採用できる。この方法は、検出対象信号の信号量をＡＤ
変換するＡＤ変換手段を備えたセンサ回路における低周
波ノイズを除去するために、その検出対象信号より大き
な値の意図的オフセット値を予め設定しておき、その意
図的オフセット値の大きさをＡＤ変換手段によりＡＤ変
換した意図的オフセットデータと、前記検出対象信号に
意図的オフセット値を加算した状態の信号の大きさを前
記ＡＤ変換手段によりＡＤ変換した信号測定データとの
比を取り、その比の有効桁の情報をノイズ低減された補
正済み信号データとして用いることによってセンサ出力
の低周波ノイズを低減させるものである。このように意
図的オフセットデータと信号測定データとの比を取るこ
とで、検出対象信号に含まれる低周波ノイズの影響を相
対的に小さくできる。つまり、当該低周波ノイズの影響
を意図的オフセット値の大きさにより低減できるもので
あり、しかも、意図的オフセットデータと信号測定デー
タとの比の有効桁が確保されるから、検出対象信号のＡ
Ｄ変換情報を残すことができて検出精度を確保できるも
のである。In order to achieve the above object, a low-frequency noise removing method according to the present invention can be adopted. In this method, the signal amount of the detection target signal is adjusted to AD
In order to remove low-frequency noise in a sensor circuit having an A / D converter for conversion, an intentional offset value larger than the detection target signal is set in advance, and the magnitude of the intentional offset value is converted into an analog signal. The ratio between the intentional offset data AD-converted by the means and the signal measurement data obtained by AD-converting the signal in a state where the intentional offset value is added to the detection target signal by the AD conversion means is calculated. By using the information of the significant digits as the corrected signal data with the noise reduced, low frequency noise of the sensor output is reduced. By thus taking the ratio between the intentional offset data and the signal measurement data, the influence of low-frequency noise included in the detection target signal can be relatively reduced. That is, the effect of the low-frequency noise can be reduced by the magnitude of the intentional offset value, and the effective digit of the ratio between the intentional offset data and the signal measurement data is secured.
The D conversion information can be left and the detection accuracy can be ensured.

【０００８】請求項２記載の発明によれば、ノイズ周波
数ｆの１／ｆ或いは（１／ｆ）n （ｎは１以上の実数）
に比例する低周波ノイズを効果的に除去できるようにな
り、１／ｆノイズが非常に大きくなる回路要素（例えば
ＣＭＯＳ増幅回路）を使用する場合に好適するようにな
る。According to the second aspect of the present invention, 1 / f or (1 / f) n of the noise frequency f (n is a real number of 1 or more)
Is effectively removed, and is suitable for using a circuit element (for example, a CMOS amplifier circuit) having a very large 1 / f noise.

【０００９】前記目的を達成するために請求項３記載の
発明のような低周波ノイズ除去方法を採用できる。この
方法によれば、検出対象信号の信号量を測定する測定手
段を備えたセンサ回路における低周波ノイズの除去のた
めに、まず、上記検出対象信号よりも大きな値の意図的
オフセット値を予め設定しておく。そして、測定手段に
よって、例えば、上記意図的オフセット値の大きさを測
定して意図的オフセット測定値を求めた後に、同じく上
記測定手段によって、検出対象信号に上記意図的オフセ
ット値を加算した状態の信号の大きさを測定して信号測
定値を求める。尚、これらの測定動作の順序は逆でも良
い。この後に、それら意図的オフセット測定値及び信号
測定値との比（例えば、信号測定値／意図的オフセット
測定値）を取り、その比をセンサ出力のノイズ低減デー
タとして利用する。In order to achieve the above object, a low frequency noise removing method according to the present invention can be adopted. According to this method, in order to remove low-frequency noise in the sensor circuit including the measuring means for measuring the signal amount of the detection target signal, first, an intentional offset value larger than the detection target signal is set in advance. Keep it. Then, by the measuring means, for example, after measuring the magnitude of the intentional offset value to determine the intentional offset measurement value, the measuring means also adds the intentional offset value to the detection target signal. The magnitude of the signal is measured to determine the signal measurement. Note that the order of these measurement operations may be reversed. Thereafter, the ratio between the intentional offset measurement value and the signal measurement value (for example, the signal measurement value / the intentional offset measurement value) is obtained, and the ratio is used as noise reduction data of the sensor output.

【００１０】従って、仮に、検出対象信号に低周波ノイ
ズが重畳した場合であっても、上記意図的オフセット測
定値及び信号測定値のそれぞれに対し同じ低周波ノイズ
が混入することになり、しかも、その意図的オフセット
値は検出対象信号のレベルより大きい値に設定されてい
るから、前記ノイズ低減データ（意図的オフセット値を
測定した意図的オフセット測定値と、検出対象信号に上
記意図的オフセット値を加算した状態の信号の大きさを
測定した信号測定値との比）に占める低周波ノイズ成分
の影響が相対的に小さくなる。この結果、内部ノイズが
大きい素子を利用した回路構成とした場合において、当
該内部ノイズのレベルが検出対象信号の最低レベルより
も大きい値となったとしても、低周波ノイズの除去を効
果的に行い得るようになる。つまり、意図的オフセット
値が大きな値になるほど、センサ出力のノイズ低減デー
タに占める低周波ノイズ成分の影響を低減できるもので
あり、これにより、センサ回路の検出精度の低下を未然
に防止できることになる。Therefore, even if the low-frequency noise is superimposed on the signal to be detected, the same low-frequency noise is mixed into each of the intentional offset measurement value and the signal measurement value. Since the intentional offset value is set to a value larger than the level of the detection target signal, the noise reduction data (the intentional offset measurement value obtained by measuring the intentional offset value and the intentional offset value are added to the detection target signal) The influence of the low-frequency noise component on the ratio of the magnitude of the signal in the added state to the measured signal value) is relatively small. As a result, in the case of a circuit configuration using an element having a large internal noise, even if the level of the internal noise becomes larger than the lowest level of the detection target signal, the low frequency noise is effectively removed. You will get. That is, as the intentional offset value becomes larger, the effect of the low-frequency noise component in the noise reduction data of the sensor output can be reduced, thereby preventing the detection accuracy of the sensor circuit from being lowered. .

【００１１】請求項４記載の発明のように、前記意図的
オフセット測定値を得るための測定動作と、前記信号測
定値を得るための測定動作とを連続して行った場合（測
定動作順は問わない）には、低周波ノイズの大きさが周
期的に時間変化する状況下であっても、上記意図的オフ
セット測定値及び信号測定値中にほぼ等しい大きさの低
周波ノイズが混入することになる。この結果、意図的オ
フセット測定値及び信号測定値との比である前記ノイズ
低減データが低周波ノイズの揺らぎに起因して変動して
しまうことがなくなり、そのノイズ低減データに基づい
て低周波ノイズを効果的に除去可能になる。According to a fourth aspect of the present invention, when the measurement operation for obtaining the intentional offset measurement value and the measurement operation for obtaining the signal measurement value are performed continuously (the order of the measurement operation is Regardless), even if the magnitude of the low-frequency noise changes periodically with time, low-frequency noise of approximately the same magnitude is mixed in the intentional offset measurement value and the signal measurement value. become. As a result, the noise reduction data, which is the ratio between the intentional offset measurement value and the signal measurement value, does not fluctuate due to the fluctuation of the low frequency noise, and the low frequency noise is reduced based on the noise reduction data. It can be effectively removed.

【００１２】請求項５記載の発明のように、前記意図的
オフセット測定値を得るための測定動作タイミングと、
前記信号測定値を得るための測定動作タイミングとの間
隔を、除去対象とするノイズの周期に対して十分に短い
間隔となるように設定した場合には、除去対象の低周波
ノイズの大きさが周期的に時間変化する状況下であって
も、上記意図的オフセット測定値及び信号測定値中にほ
とんど同じ大きさの低周波ノイズが混入することにな
る。この結果、意図的オフセット測定値及び信号測定値
との比である前記ノイズ低減データが低周波ノイズの揺
らぎに起因して変動することを抑制できるようになり、
そのノイズ低減データに基づいて低周波ノイズを効果的
に除去できるようになる。According to a fifth aspect of the present invention, there is provided a measuring operation timing for obtaining the intentional offset measured value,
If the interval between the measurement operation timing for obtaining the signal measurement value is set to be an interval that is sufficiently short with respect to the period of the noise to be removed, the magnitude of the low-frequency noise to be removed is reduced. Even in a situation where the time is periodically changed, low-frequency noise having almost the same magnitude is mixed in the intentional offset measurement value and the signal measurement value. As a result, the noise reduction data, which is the ratio between the intentional offset measurement value and the signal measurement value, can be suppressed from fluctuating due to fluctuation of low-frequency noise,
Low frequency noise can be effectively removed based on the noise reduction data.

【００１３】この場合、請求項６記載の発明のように、
意図的オフセット測定値を得るための測定動作タイミン
グと、信号測定値を得るための測定動作タイミングとの
間隔を、除去対象とするノイズの周期の１／１０以下の
間隔となるように設定した場合には、意図的オフセット
測定値及び信号測定値中に混入する低周波ノイズの大き
さを所定レベル以下に確実に抑制できるようになる。こ
の結果、意図的オフセット測定値及び信号測定値との比
である前記ノイズ低減データが低周波ノイズの揺らぎに
起因して変動する可能性が低くなくなり、そのノイズ低
減データに基づいて低周波ノイズを確実に除去できるよ
うになる。In this case, as in the sixth aspect of the present invention,
When the interval between the measurement operation timing for obtaining the intentional offset measurement value and the measurement operation timing for obtaining the signal measurement value is set to be equal to or less than 1/10 of the period of the noise to be removed. Thus, the magnitude of low-frequency noise mixed into the intentional offset measurement value and the signal measurement value can be reliably suppressed to a predetermined level or less. As a result, the possibility that the noise reduction data, which is the ratio between the intentional offset measurement value and the signal measurement value, fluctuates due to the fluctuation of the low frequency noise is not reduced, and low frequency noise is reduced based on the noise reduction data. It can be removed reliably.

【００１４】請求項７記載の発明のように、複数回ずつ
の測定動作により得た複数サンプルずつの意図的オフセ
ット測定値及び信号測定値の各平均値をそれぞれ演算す
ると共に、それら意図的オフセット測定値の平均値及び
信号測定値の平均値の比を前記ノイズ低減データとして
利用する構成とした場合には、複数サンプルずつの意図
的オフセット測定値及び信号測定値を平均化することに
伴う積分効果によって、高周波ノイズの低減をも同時に
図り得るようになる。According to the present invention, the average value of the intentional offset measurement value and the average value of the signal measurement value for each of a plurality of samples obtained by the measurement operation for each of a plurality of times are calculated, and the intentional offset measurement is performed. In the case where the ratio of the average value of the values and the average value of the signal measurement values is used as the noise reduction data, the integration effect caused by averaging the intentional offset measurement values and the signal measurement values of a plurality of samples at a time. Accordingly, high-frequency noise can be reduced at the same time.

【００１５】この場合、請求項８記載の発明のように、
複数サンプルの意図的オフセット測定値を得るための複
数回の測定動作と、複数サンプルの信号測定値を得るた
めの複数回の測定動作とを、この順または逆の順で連続
的に行う構成とした場合には、測定対象を切り換える動
作を１回行うだけ済んで、その切り換え動作が複雑にな
る恐れがなくなる。In this case, as in the invention according to claim 8,
A configuration in which a plurality of measurement operations for obtaining intentional offset measurement values of a plurality of samples and a plurality of measurement operations for obtaining signal measurement values of a plurality of samples are continuously performed in this order or in the reverse order. In this case, the operation of switching the measurement target needs to be performed only once, and the switching operation is not likely to be complicated.

【００１６】請求項９記載の発明のように、意図的オフ
セット測定値を得るための測定動作と、信号測定値を得
るための測定動作とを、この順または逆の順で連続的に
行うサイクルを複数回反復し、このようにして得た複数
サンプルずつの意図的オフセット測定値及び信号測定値
の各平均値をそれぞれ演算すると共に、それら意図的オ
フセット測定値の平均値及び信号測定値の平均値の比を
前記ノイズ低減データとして利用する構成とした場合に
も、複数サンプルずつの意図的オフセット測定値及び信
号測定値を平均化することに伴う積分効果によって、高
周波ノイズの低減をも同時に図り得るようになる。特
に、この場合には、意図的オフセット測定値を得るため
の測定動作と信号測定値を得るための測定動作とを１単
位とした測定が行われる結果、それら意図的オフセット
測定値及び信号測定値中に混入する低周波ノイズの大き
さの一致度が高くなるから、低周波ノイズの除去効果が
低くなる恐れがなくなる。According to a ninth aspect of the present invention, a cycle for continuously performing a measurement operation for obtaining an intentional offset measurement value and a measurement operation for obtaining a signal measurement value in this order or in the reverse order. Is repeated a plurality of times to calculate respective average values of the intentional offset measurement value and the signal measurement value for each of the plurality of samples thus obtained, and average the intentional offset measurement value and the average of the signal measurement values. Even when the value ratio is used as the noise reduction data, high frequency noise can be reduced at the same time by the integration effect caused by averaging the intentional offset measurement value and the signal measurement value for each of a plurality of samples. You will get. In particular, in this case, the measurement operation for obtaining the intentional offset measurement value and the measurement operation for obtaining the signal measurement value are performed as a unit, and as a result, the intentional offset measurement value and the signal measurement value are obtained. Since the degree of coincidence of the magnitude of the low-frequency noise mixed in becomes higher, there is no possibility that the effect of removing the low-frequency noise is reduced.

【００１７】請求項１０記載の発明のように、前記意図
的オフセット値の大きさを、前記検出対象信号の信号量
の２倍を越える値に設定した場合には、最終的に得られ
る前記ノイズ低減データに占める低周波ノイズ成分の影
響を実用レベル以下に抑制することが可能になる。In the case where the magnitude of the intentional offset value is set to a value exceeding twice the signal amount of the detection target signal as in the invention according to the tenth aspect, the noise obtained finally is obtained. The effect of the low-frequency noise component in the reduced data can be suppressed to a practical level or less.

【００１８】請求項１１記載の発明のように、前記意図
的オフセット値の大きさを、前記検出対象信号の信号量
の最大値の１０倍以上に設定した場合には、最終的に得
られる前記ノイズ低減データに占める低周波ノイズ成分
の影響を十分に抑制できるようになる。When the magnitude of the intentional offset value is set to 10 times or more the maximum value of the signal amount of the detection target signal as in the invention according to claim 11, the finally obtained value is obtained. The effect of the low frequency noise component in the noise reduction data can be sufficiently suppressed.

【００１９】請求項１２記載の発明のように、前記意図
的オフセット値の大きさを、除去対象とするノイズの大
きさと同等以上の値に設定した場合にも、最終的に得ら
れる前記ノイズ低減データに占める低周波ノイズ成分の
影響を実用レベル以下に抑制することが可能になる。According to a twelfth aspect of the present invention, even when the magnitude of the intentional offset value is set to a value equal to or greater than the magnitude of the noise to be removed, the noise reduction finally obtained. It is possible to suppress the influence of the low frequency noise component on the data to a practical level or less.

【００２０】請求項１３記載の発明のように、前記意図
的オフセット値を、前記検出対象信号のための入力回路
とは独立した状態で設けられた信号生成手段により生成
する構成とした場合には、意図的オフセット値の測定動
作を、検出対象信号のための入力回路の状態を変化させ
ずに行うことが可能となるから、ノイズ除去のための動
作の安定度を保ちながらノイズ除去効果を高め得るよう
になる。According to a thirteenth aspect of the present invention, when the intentional offset value is generated by signal generation means provided independently of an input circuit for the detection target signal, The intentional offset value measurement operation can be performed without changing the state of the input circuit for the signal to be detected, thereby enhancing the noise removal effect while maintaining the stability of the noise removal operation. You will get.

【００２１】請求項１４記載の発明のように、測定手段
により複数種類の検出対象信号の信号量をそれぞれ測定
する構成とされる場合に、意図的オフセット測定値を得
るための測定動作タイミングと、複数種類の検出対象信
号にそれぞれ対応した信号測定値を得るための複数の測
定動作タイミングとの各間の平均所要時間が最短となる
ような順序で各測定動作を行う構成とした場合には、そ
れぞれの測定結果に混入する低周波ノイズの大きさが互
いに等しくなる方向に作用するから、最終的に得られる
ノイズ低減データに基づいたノイズ除去効果を高め得
る。According to a fourteenth aspect of the present invention, when each of the signal amounts of a plurality of types of detection target signals is measured by the measuring means, a measurement operation timing for obtaining an intentional offset measurement value; If the configuration is such that each measurement operation is performed in such an order that the average required time between each of the plurality of measurement operation timings to obtain signal measurement values corresponding to each of the plurality of types of detection target signals is the shortest, Since the magnitudes of the low-frequency noise mixed into the respective measurement results act in a direction in which the magnitudes are equal to each other, the noise removal effect based on the finally obtained noise reduction data can be enhanced.

【００２２】請求項１５記載の発明のように、測定手段
により複数種類の検出対象信号の信号量をそれぞれ測定
する構成とされる場合に、意図的オフセット測定値を得
るための測定動作タイミングと、上記複数種類の検出対
象信号のうちセンサ精度に最も大きな影響をもたらす信
号の測定動作タイミングとの間隔が最短となるような順
序で各測定動作を行う構成としたときには、センサ精度
に重要な影響をもたらす特定の検出対象信号を含む信号
測定値に混入する低周波ノイズの大きさと、意図的オフ
セット測定値に混入する低周波ノイズの大きさが互いに
等しくなる方向に作用するから、上記特定の検出対象信
号に対するノイズ除去効果を高め得るようになり、総じ
てセンサ回路の検出精度を向上させ得るようになる。According to a fifteenth aspect of the present invention, when the measuring means is configured to measure the signal amounts of a plurality of types of signals to be detected, respectively, a measuring operation timing for obtaining an intentional offset measured value; When the configuration is such that each measurement operation is performed in such an order that the interval between the measurement operation timing of a signal having the greatest effect on the sensor accuracy among the plurality of types of detection target signals is the shortest, an important influence on the sensor accuracy is obtained. Since the magnitude of the low-frequency noise mixed into the signal measurement value including the specific detection target signal to be provided and the magnitude of the low-frequency noise mixed into the intentional offset measurement value become equal to each other, the specific detection target The effect of removing noise from the signal can be enhanced, and the detection accuracy of the sensor circuit can be generally improved.

【００２３】前記目的を達成するために請求項１６記載
の発明のような低周波ノイズ除去方法を採用できる。こ
の方法は、検出対象信号及び比較対象値をそれぞれＡＤ
変換してデジタル値とした検出データ及び比較対象デー
タに対し、それぞれ検出データより大きなデジタル値の
意図的オフセットデータを加算することにより、信号測
定値及び意図的オフセット測定値を算出し、これら意図
的オフセット測定値と上記信号測定値との比を取り、そ
の比を補正結果とすることによりノイズを低減させるも
のである。このように意図的オフセット測定値と信号測
定値との比を取ることで、検出対象信号に含まれる低周
波ノイズの影響を意図的オフセット値の大きさにより低
減することができる。この場合、信号測定値及び意図的
オフセット測定値をそれぞれ生成するためのＡＤ変換に
必要なビット数は、検出対象信号の最大値をカバーでき
るものであれば良い。従って、ＡＤ変換手段のビット数
を必要最小限とすることができ、ＡＤ変換時間の短縮、
ＡＤ変換手段の小型化、ＡＤ変換に必要な分解能限界の
緩和などが可能になる。In order to achieve the above object, a low-frequency noise removing method according to the present invention can be adopted. In this method, a signal to be detected and a value to be compared are AD
The signal measurement value and the intentional offset measurement value are calculated by adding the intentional offset data of the digital value larger than the detection data to the detection data and the comparison target data which have been converted into the digital values, respectively. The noise is reduced by taking the ratio between the offset measurement value and the signal measurement value, and using the ratio as a correction result. By taking the ratio between the intentional offset measurement value and the signal measurement value in this way, the effect of low-frequency noise included in the detection target signal can be reduced by the magnitude of the intentional offset value. In this case, the number of bits required for AD conversion for generating the signal measurement value and the intentional offset measurement value may be any number that can cover the maximum value of the detection target signal. Therefore, the number of bits of the A / D conversion means can be minimized, the A / D conversion time can be reduced,
It is possible to reduce the size of the AD conversion means, relax the resolution limit required for AD conversion, and the like.

【００２４】請求項１７記載の発明では、比較対象値の
ＡＤ変換値である比較対象データを、検出対象信号が概
ね零であるときのＡＤ変換値とほぼ等しい値となるよう
に設定することにより、特に検出対象信号が零付近のと
きにノイズ除去効果を高めることができる。According to the seventeenth aspect of the present invention, the comparison target data, which is the AD conversion value of the comparison target value, is set to be substantially equal to the AD conversion value when the detection target signal is substantially zero. In particular, the noise removal effect can be enhanced when the detection target signal is near zero.

【００２５】請求項１８記載の発明では、比較対象値の
ＡＤ変換値である比較対象データが、前記検出対象信号
がその最大値の概ね５０％であるときのＡＤ変換値とほ
ぼ等しい値となるように設定されることにより、特に検
出対象信号が最小値或いは最大値付近にあるときにおけ
るノイズ除去効果の劣化を最小限に抑えることができ
る。According to the eighteenth aspect of the present invention, the comparison target data, which is the AD conversion value of the comparison target value, has a value substantially equal to the AD conversion value when the detection target signal is approximately 50% of its maximum value. With such a setting, it is possible to minimize the deterioration of the noise removal effect especially when the detection target signal is near the minimum value or the maximum value.

【００２６】請求項１９記載の発明では、検出データと
比較対象データとには、それぞれ測定誤差となり得る大
きさのノイズデータが含まれているものであり、このノ
イズデータの影響を意図的オフセット値の大きさにより
低減できることになる。尚、意図的オフセット値は検出
データより大きいことが望ましい。According to the nineteenth aspect of the invention, the detected data and the data to be compared each include noise data having a size that can cause a measurement error, and the influence of the noise data is determined by an intentional offset value. Can be reduced depending on the size of. It is desirable that the intentional offset value is larger than the detection data.

【００２７】請求項２０記載の発明では、ノイズデータ
のＡＤ変換前の低周波ノイズは、ＡＤ変換前の検出対象
信号及び比較対象値にそれぞれ含まれているものであ
り、その大きさがＡＤ変換の分解能と同等以上であれ
ば、そのノイズの影響を意図的オフセット値の大きさに
より低減することが可能になる。特に、本発明は、請求
項２１に記載したようにノイズの大きさ及びＡＤ変換の
分解能がμＶオーダーである場合や、請求項２２に記載
したようにノイズが１０Ｈｚ以下の周波数ｆの１／ｆ或
いは（１／ｆ）n （ｎは１以上の実数）に比例する低周
波ノイズである場合に有効となる。In the twentieth aspect of the present invention, the low-frequency noise of the noise data before the AD conversion is included in the detection target signal and the comparison target value before the AD conversion, and the magnitude thereof is AD conversion. If the resolution is equal to or higher than the resolution, the influence of the noise can be reduced by the magnitude of the intentional offset value. In particular, the present invention relates to the case where the magnitude of the noise and the resolution of the A / D conversion are on the order of μV as described in claim 21 or the case where the noise is 1 / f of the frequency f of 10 Hz or less as described in claim 22. Alternatively, it is effective when the low-frequency noise is proportional to (1 / f) n (n is a real number of 1 or more).

【００２８】請求項２３記載の発明では、除去対象の低
周波ノイズは、ＡＤ変換前の検出対象信号及び比較対象
値が増幅回路により増幅される際に、当該検出対象信号
及び比較対象値にそれぞれ付加されるものであり、この
ような低周波ノイズの除去は従来では困難とされていた
が、これをも意図的オフセット値の大きさにより効果的
に除去できることになる。According to the twenty-third aspect of the present invention, the low-frequency noise to be removed is added to the signal to be detected and the value to be compared when the signal to be detected and the value to be compared before AD conversion are amplified by the amplifier circuit. Although it has been difficult to remove such low-frequency noise in the past, this can also be effectively removed depending on the magnitude of the intentional offset value.

【００２９】前記目的を達成するために、請求項２４記
載の発明のようなＣＭＯＳセンサ回路を採用できる。こ
のＣＭＯＳセンサ回路によれば、信号生成手段（８ｆ）
が、検出対象信号の信号量より大きな値の意図的オフセ
ット信号を発生するようになり、データ演算回路（１
４）は、上記意図的オフセット値の大きさを測定手段
（９）によって測定した意図的オフセット測定値と、前
記検出対象信号に意図的オフセット値を加算した状態の
信号の大きさを上記測定手段（９）によって測定した信
号測定値との比（例えば、信号測定値／意図的オフセッ
ト測定値）を取り、その比をセンサ出力のノイズ低減デ
ータとして利用することによってノイズの低減を図るよ
うになる。In order to achieve the above object, a CMOS sensor circuit according to the present invention can be employed. According to this CMOS sensor circuit, the signal generating means (8f)
Generates an intentional offset signal having a value larger than the signal amount of the detection target signal.
4) measuring the magnitude of the intentional offset value obtained by measuring the magnitude of the intentional offset value by the measuring means (9) and the magnitude of the signal obtained by adding the intentional offset value to the signal to be detected; Noise is reduced by taking the ratio (for example, signal measured value / intentional offset measured value) to the signal measured value measured in (9) and using the ratio as noise reduction data of the sensor output. .

【００３０】従って、仮に、検出対象信号に低周波ノイ
ズが重畳した場合であっても、上記意図的オフセット測
定値及び信号測定値のそれぞれに対し同じ低周波ノイズ
が混入することになり、しかも、その意図的オフセット
値は検出対象信号より大きい値に設定されているから、
前記ノイズ低減データに占める低周波ノイズ成分の影響
が相対的に小さくなる。この結果、内部ノイズが大きい
ＣＭＯＳ素子により構成したことに伴って、当該内部ノ
イズのレベルが検出対象信号の最低レベルより大きくな
ることがあっても、低周波ノイズの除去を効果的に行い
得るようになる。つまり、意図的オフセット値が大きな
値になるほど、センサ出力のノイズ低減データに占める
低周波ノイズ成分の影響を低減できるものであり、これ
により、ＣＭＯＳセンサ回路の検出精度の低下を未然に
防止できることになる。Therefore, even if the low-frequency noise is superimposed on the signal to be detected, the same low-frequency noise is mixed into each of the intentional offset measurement value and the signal measurement value. Since the intentional offset value is set to a value larger than the detection target signal,
The influence of the low frequency noise component on the noise reduction data is relatively reduced. As a result, even if the level of the internal noise becomes higher than the lowest level of the detection target signal due to the configuration using the CMOS element having a large internal noise, the low-frequency noise can be effectively removed. become. That is, as the intentional offset value becomes larger, the effect of the low-frequency noise component in the noise reduction data of the sensor output can be reduced, thereby preventing the detection accuracy of the CMOS sensor circuit from being lowered. Become.

【００３１】請求項２５記載の発明のように、前記測定
手段（９）を、意図的オフセット測定値を得るための測
定動作と信号測定値を得るための測定動作とを連続して
行う構成とした場合（測定動作順は問わない）には、低
周波ノイズの大きさが周期的に時間変化する状況下であ
っても、上記意図的オフセット測定値及び信号測定値中
にほぼ等しい大きさの低周波ノイズが混入することにな
る。この結果、意図的オフセット測定値及び信号測定値
との比である前記ノイズ低減データが低周波ノイズの揺
らぎに起因して変動することがなくなって、そのノイズ
低減データに基づいて低周波ノイズを効果的に除去でき
るようになるから、ＣＭＯＳセンサ回路の検出精度の低
下を確実に防止できるようになる。According to a twenty-fifth aspect of the present invention, the measuring means (9) continuously performs a measuring operation for obtaining an intentional offset measured value and a measuring operation for obtaining a signal measured value. (In any order), even if the magnitude of the low-frequency noise changes periodically with time, the intentional offset measurement value and the signal measurement value have substantially the same magnitude. Low frequency noise will be mixed. As a result, the noise reduction data, which is the ratio between the intentional offset measurement value and the signal measurement value, does not fluctuate due to the fluctuation of the low-frequency noise, and the low-frequency noise is reduced based on the noise reduction data. As a result, the detection accuracy of the CMOS sensor circuit can be reliably prevented from lowering.

【００３２】請求項２６記載の発明のように、前記測定
手段（９）を、意図的オフセット測定値を得るための測
定動作と信号測定値を得るための測定動作とを、除去対
象とするノイズの周期に対して十分に短い間隔で実行す
る構成とした場合には、除去対象の低周波ノイズの大き
さが周期的に時間変化する状況下であっても、上記意図
的オフセット測定値及び信号測定値中にほとんど同じ大
きさの低周波ノイズが混入することになる。この結果、
意図的オフセット測定値及び信号測定値との比である前
記ノイズ低減データが低周波ノイズの揺らぎに起因して
変動することを抑制できるようになり、ＣＭＯＳセンサ
回路の検出精度の低下を効果的に防止できるようにな
る。[0032] According to the present invention, the measuring means (9) may be configured to remove a noise to be removed from a measurement operation for obtaining an intentional offset measurement value and a measurement operation for obtaining a signal measurement value. If the configuration is executed at a sufficiently short interval with respect to the period of the period, even if the magnitude of the low-frequency noise to be removed periodically changes with time, the intentional offset measurement value and the signal Low frequency noise of almost the same magnitude will be mixed in the measured value. As a result,
The noise reduction data, which is the ratio between the intentional offset measurement value and the signal measurement value, can be prevented from fluctuating due to fluctuations in low-frequency noise, thereby effectively lowering the detection accuracy of the CMOS sensor circuit. Can be prevented.

【００３３】この場合、請求項２７記載の発明のよう
に、前記測定手段（９）を、意図的オフセット測定値を
得るための測定動作と信号測定値を得るための測定動作
とを、除去対象とするノイズの周期の１／１０以下の間
隔で実行する構成とした場合には、意図的オフセット測
定値及び信号測定値中に混入する低周波ノイズの大きさ
を所定レベル以下に確実に抑制できるようになる。この
結果、意図的オフセット測定値及び信号測定値との比で
ある前記ノイズ低減データが低周波ノイズの揺らぎに起
因して変動する可能性が低くなり、ＣＭＯＳセンサ回路
の検出精度の低下を確実に防止できるようになる。In this case, as in the invention according to claim 27, the measuring means (9) is configured to remove a measurement operation for obtaining an intentional offset measurement value and a measurement operation for obtaining a signal measurement value from an object to be removed. , The magnitude of the low-frequency noise mixed into the intentional offset measurement value and the signal measurement value can be reliably suppressed to a predetermined level or less. Become like As a result, the possibility that the noise reduction data, which is the ratio between the intentional offset measurement value and the signal measurement value, fluctuates due to fluctuations in low-frequency noise is reduced, and the detection accuracy of the CMOS sensor circuit is reliably reduced. Can be prevented.

【００３４】請求項２８記載の発明のように、前記測定
手段（９）を、意図的オフセット測定値を得るための測
定動作を複数回行うと共に、信号測定値を得るための測
定動作を複数回行う構成とした上で、前記データ演算回
路（１４）を、上記複数サンプルずつの意図的オフセッ
ト測定値及び信号測定値の各平均値をそれぞれ演算する
と共に、それら意図的オフセット測定値の平均値及び信
号測定値の平均値の比を前記ノイズ低減データとして利
用する構成とした場合には、複数サンプルずつの意図的
オフセット測定値及び信号測定値を平均化することに伴
う積分効果によって、高周波ノイズの低減をも同時に図
り得るようになる。According to a twenty-eighth aspect of the present invention, the measuring means (9) performs the measurement operation for obtaining the intentional offset measurement value a plurality of times and performs the measurement operation for obtaining the signal measurement value a plurality of times. The data arithmetic circuit (14) calculates the average value of the intentional offset measurement value and the average value of the signal measurement value for each of the plurality of samples, and calculates the average value and the average value of the intentional offset measurement values. In the case where the ratio of the average value of the signal measurement values is used as the noise reduction data, the intentional offset measurement value and the integration effect of averaging the signal measurement values of a plurality of samples cause the integration effect of the high frequency noise to be reduced. Reduction can be achieved at the same time.

【００３５】この場合、請求項２９記載の発明のよう
に、前記測定手段（９）が、複数サンプルの意図的オフ
セット測定値を得るための複数回の測定動作と複数サン
プルの信号測定値を得るための複数回の測定動作とを、
この順または逆の順で連続的に行う構成とされた場合に
は、当該測定手段（９）において必要となる測定対象の
切り換え動作を１回行うだけ済んで、その切り換え動作
が複雑になる恐れがなくなる。In this case, the measuring means (9) obtains a plurality of measurement operations for obtaining intentional offset measurement values of a plurality of samples and obtains signal measurement values of a plurality of samples. And multiple measurement operations for
If the configuration is such that the measurement is performed continuously in this order or in the reverse order, the operation of switching the measurement target required in the measuring means (9) only needs to be performed once, and the switching operation may be complicated. Disappears.

【００３６】請求項３０記載の発明のように、前記測定
手段（９）を、意図的オフセット測定値を得るための測
定動作と信号測定値を得るための測定動作とを、この順
または逆の順で連続的に行うサイクルを複数回反復する
構成とすると共に、前記データ演算回路（１４）を、こ
のように得た複数サンプルずつの意図的オフセット測定
値及び信号測定値の各平均値をそれぞれ演算すると共
に、それら意図的オフセット測定値の平均値及び信号測
定値の平均値の比を前記ノイズ低減データとして利用す
る構成とした場合にも、複数サンプルずつの意図的オフ
セット測定値及び信号測定値を平均化することに伴う積
分効果によって、高周波ノイズの低減をも同時に図り得
るようになる。特に、この場合には、意図的オフセット
測定値を得るための測定動作と信号測定値を得るための
測定動作とを１単位とした測定が行われる結果、それら
意図的オフセット測定値及び信号測定値中に混入する低
周波ノイズの大きさの一致度が高くなるから、低周波ノ
イズの除去効果が低くなるのに起因してＣＭＯＳセンサ
回路の検出精度が低下する恐れがなくなる。According to the present invention, the measuring means (9) performs a measuring operation for obtaining an intentional offset measured value and a measuring operation for obtaining a signal measured value in this order or reversely. The data arithmetic circuit (14) is configured to repeat the average continuous operation of the intentional offset measurement value and the signal measurement value for each of the plurality of samples obtained in this manner. When calculating and using the ratio of the average value of the intentional offset measurement values and the average value of the signal measurement values as the noise reduction data, the intentional offset measurement values and the signal measurement values of a plurality of samples are also used. The integration effect associated with averaging can reduce high-frequency noise at the same time. In particular, in this case, the measurement operation for obtaining the intentional offset measurement value and the measurement operation for obtaining the signal measurement value are performed as a unit, and as a result, the intentional offset measurement value and the signal measurement value are obtained. Since the degree of coincidence of the magnitude of the low-frequency noise mixed in becomes high, there is no possibility that the detection accuracy of the CMOS sensor circuit is reduced due to the low effect of removing the low-frequency noise.

【００３７】請求項３１記載の発明のように、前記信号
生成手段（８ｆ）を、検出対象信号の信号量の２倍を越
える値に設定された意図的オフセット値を発生する構成
とした場合には、最終的に得られる前記ノイズ低減デー
タに占める低周波ノイズ成分の影響を実用レベル以下に
抑制可能となって、ＣＭＯＳセンサ回路の検出精度を実
用レベルまで高める得るようになる。According to a thirty-first aspect of the present invention, when the signal generating means (8f) is configured to generate an intentional offset value set to a value exceeding twice the signal amount of the detection target signal, Can suppress the influence of the low-frequency noise component in the finally obtained noise reduction data to a practical level or less, and improve the detection accuracy of the CMOS sensor circuit to a practical level.

【００３８】請求項３２記載の発明のように、前記信号
生成手段（８ｆ）を、検出対象信号の信号量の最大値の
１０倍以上に設定された意図的オフセット値を発生する
構成とした場合には、最終的に得られる前記ノイズ低減
データに占める低周波ノイズ成分の影響を十分に抑制で
きるようになって、ＣＭＯＳセンサ回路の検出精度を十
分に高め得るようになる。According to a thirty-second aspect of the present invention, the signal generating means (8f) is configured to generate an intentional offset value set to be 10 times or more the maximum value of the signal amount of the detection target signal. Therefore, the effect of the low-frequency noise component in the finally obtained noise reduction data can be sufficiently suppressed, and the detection accuracy of the CMOS sensor circuit can be sufficiently improved.

【００３９】請求項３３記載の発明のように、前記信号
生成手段（８ｆ）を、除去対象とするノイズの大きさと
同等以上の値に設定された意図的オフセット値を発生す
る構成とした場合にも、最終的に得られる前記ノイズ低
減データに占める低周波ノイズ成分の影響を実用レベル
以下に抑制することが可能になって、ＣＭＯＳセンサ回
路の検出精度を実用レベルまで高める得るようになる。According to a thirty-fourth aspect of the present invention, when the signal generating means (8f) is configured to generate an intentional offset value set to a value equal to or greater than the magnitude of noise to be removed. In addition, the effect of the low frequency noise component in the noise reduction data finally obtained can be suppressed to a practical level or less, and the detection accuracy of the CMOS sensor circuit can be improved to a practical level.

【００４０】請求項３４記載の発明のように、検出対象
信号を前記測定手段（９）の測定動作に適した状態に変
換する入力回路（８）を備えた上で、前記信号生成手段
（８ｆ）を、上記入力回路（８）とは独立した状態で設
ける構成とした場合には、上記測定手段（９）による意
図的オフセット値の測定動作を、上記入力回路（８）の
状態を変化させずに行うことが可能となるから、ノイズ
除去のための動作の安定度を保ちながらノイズ除去効果
を高め得るようになって、ＣＭＯＳセンサ回路の検出精
度を向上させ得るようになる。According to a thirty-fourth aspect of the present invention, an input circuit (8) for converting a signal to be detected into a state suitable for the measuring operation of the measuring means (9) is provided, and the signal generating means (8f) is provided. ) Is provided independently of the input circuit (8), the measuring operation of the intentional offset value by the measuring means (9) is performed by changing the state of the input circuit (8). Therefore, the noise removal effect can be enhanced while maintaining the stability of the operation for noise removal, and the detection accuracy of the CMOS sensor circuit can be improved.

【００４１】請求項３５記載の発明のように、前記測定
手段（９）が複数種類の検出対象信号の信号量をそれぞ
れ測定する構成とされる場合に、意図的オフセット測定
値を得るための測定動作タイミングと、複数種類の検出
対象信号にそれぞれ対応した信号測定値を得るための複
数の測定動作タイミングとの各間の平均所要時間が最短
となるような順序で各測定動作を行う構成とした場合に
は、それぞれの測定結果に混入する低周波ノイズの大き
さが互いに等しくなる方向に作用するから、最終的に得
られるノイズ低減データに基づいたノイズ除去効果を高
め得るようになって、ＣＭＯＳセンサ回路の検出精度を
向上させ得るようになる。In the case where the measuring means (9) is configured to measure the amounts of a plurality of types of signals to be detected, as in the invention according to claim 35, a measurement for obtaining an intentional offset measurement value. Each measurement operation is performed in such an order that the average required time between each operation timing and a plurality of measurement operation timings for obtaining signal measurement values corresponding to a plurality of types of detection target signals is shortest. In such a case, since the magnitudes of the low-frequency noises mixed into the respective measurement results act in a direction in which they are equal to each other, the noise removal effect based on the finally obtained noise reduction data can be enhanced, and the CMOS The detection accuracy of the sensor circuit can be improved.

【００４２】請求項３６記載の発明のように、測定手段
（９）が複数種類の検出対象信号の信号量をそれぞれ測
定する構成とされる場合に、意図的オフセット測定値を
得るための測定動作タイミングと、上記複数種類の検出
対象信号のうちセンサ精度に最も大きな影響をもたらす
信号の測定動作タイミングとの間隔が最短となるような
順序で各測定動作を行う構成とした場合には、センサ精
度に重要な影響をもたらす特定の検出対象信号を含む信
号測定値に混入する低周波ノイズの大きさと、意図的オ
フセット測定値に混入する低周波ノイズの大きさが互い
に等しくなる方向に作用するから、上記特定の検出対象
信号に対するノイズ除去効果を高め得るようになって、
ＣＭＯＳセンサ回路の検出精度が向上するようになる。In the case where the measuring means (9) is configured to measure the signal amounts of a plurality of types of signals to be detected, a measuring operation for obtaining an intentional offset measured value is performed. When the measurement operation is performed in such an order that the interval between the timing and the measurement operation timing of the signal having the greatest influence on the sensor accuracy among the above-described plurality of types of detection target signals is performed, the sensor accuracy is reduced. Since the magnitude of the low-frequency noise mixed into the signal measurement including the specific signal to be detected and the magnitude of the low-frequency noise mixed into the intentional offset measurement are equal to each other, The noise removal effect on the specific detection target signal can be enhanced,
The detection accuracy of the CMOS sensor circuit is improved.

【００４３】請求項３７記載の発明によれば、入力回路
（８）が、意図的オフセット値、並びに検出対象信号に
意図的オフセット値を加算した状態の信号をそれぞれの
大きさに応じたレベルの電圧信号に変換するようにな
り、このように変換された各電圧信号は、測定手段
（９）内のリングゲート遅延回路（１０）に電源電圧と
して与えられるようになる。この測定手段（９）は、リ
ングゲート遅延回路（１０）にパルス信号が入力された
ときのパルス信号周回数に基づいて、当該リングゲート
遅延回路（１０）に電源電圧として与えられた各電圧信
号、つまり、前記意図的オフセット値と、前記検出対象
信号に意図的オフセット値を加算した状態の信号とをそ
れぞれデジタルデータより成る意図的オフセット測定値
及び信号測定値に変換するようになる。According to the thirty-seventh aspect of the present invention, the input circuit (8) converts the intentional offset value and the signal obtained by adding the intentional offset value to the detection target signal to a level corresponding to the respective magnitudes. The voltage signals are converted into voltage signals, and each voltage signal thus converted is supplied to the ring gate delay circuit (10) in the measuring means (9) as a power supply voltage. The measuring means (9) is configured to, based on the number of times of the pulse signal circulation when the pulse signal is input to the ring gate delay circuit (10), supply each voltage signal supplied to the ring gate delay circuit (10) as a power supply voltage. In other words, the intentional offset value and the signal obtained by adding the intentional offset value to the detection target signal are converted into an intentional offset measurement value and a signal measurement value made of digital data, respectively.

【００４４】このようなリングゲート遅延回路（１０）
を利用したＡＤ変換回路にあっては、小規模な回路によ
り高分解能で尚且つきわめて広いＡＤ変換範囲が得られ
るため、意図的オフセット値を十分に大きな値に設定し
ても全く支障がなくなり、結果的にＣＭＯＳセンサ回路
の検出精度を大幅に高める構成を容易に実現可能になる
ものである。さらに、上記リングゲート遅延回路（１
０）を利用した測定手段（９）にあっては、ＡＤ変換速
度の大幅な向上を実現できるという利点があるため、測
定対象を切り換える動作を高速で行うことができるよう
になる。この結果、意図的オフセット測定値及び信号測
定値中に混入する低周波ノイズの大きさが、その揺らぎ
に起因して互いに異なる値となる事態を確実に防止可能
となって、前述した低周波ノイズの除去機能を確実に発
揮できるようになる。また、測定手段（９）が複数種類
の検出対象信号の信号量をそれぞれ測定する構成とされ
る場合にも、その測定対象の切り換え動作を高速で行う
ことができるから、このような検出対象信号のマルチ化
にも容易に対処可能となる。Such a ring gate delay circuit (10)
In the A / D conversion circuit using the above, since a high resolution and an extremely wide A / D conversion range can be obtained by a small-scale circuit, there is no problem even if the intentional offset value is set to a sufficiently large value. As a result, it is possible to easily realize a configuration that greatly improves the detection accuracy of the CMOS sensor circuit. Further, the ring gate delay circuit (1)
The measuring means (9) using the method (0) has an advantage that the AD conversion speed can be greatly improved, so that the operation of switching the measurement target can be performed at a high speed. As a result, it is possible to reliably prevent a situation in which the magnitude of the low-frequency noise mixed into the intentional offset measurement value and the signal measurement value becomes different from each other due to the fluctuation, and the low-frequency noise The removal function can be reliably exhibited. Further, even when the measuring means (9) is configured to measure the signal amounts of a plurality of types of detection target signals, the operation of switching the measurement target can be performed at high speed. Can be easily dealt with.

【００４５】[0045]

【発明の実施の形態】（第１の実施の形態）以下、本発
明の第１実施例につき図１ないし図１１を参照しながら
説明する。図１は、本発明の基本原理を説明するための
特性図であり、センサ用トランスジューサからの検出対
象信号ｓｉｇの信号量（例えば電圧レベル）が、０から
最大値ｍａｘ（この最大値をｓｉｇｍとする）までの範
囲で直線的に変化する例が示されている。この場合、検
出対象信号ｓｉｇに重畳するノイズを除去するための補
正処理を行うときには、意図的オフセット値（検出対象
信号ｓｉｇよりも大きな基準値）を予め設定するもので
あり、その意図的オフセット値を、検出対象信号ｓｉｇ
の信号量測定のために設けられた測定手段により測定し
た結果が、意図的オフセット測定値ａとして図示されて
いる。また、本来の検出対象である上記検出対象信号ｓ
ｉｇ（０〜ｍａｘ）に上記意図的オフセット値を加算し
た状態の信号の大きさを前記測定手段により測定した結
果が、信号測定値ｂとして示され、その最大値がｂｍ
（＝ｓｉｇｍ＋ａ）として図示されている。さらに、信
号処理系統でのオフセットノイズがｅとして図示されて
いる。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS (First Embodiment) A first embodiment of the present invention will be described below with reference to FIGS. FIG. 1 is a characteristic diagram for explaining the basic principle of the present invention. The signal amount (for example, voltage level) of a detection target signal sig from a sensor transducer is changed from 0 to a maximum value max (this maximum value is represented by sigm). The example shown in FIG. In this case, when performing a correction process for removing noise superimposed on the detection target signal sig, an intentional offset value (a reference value larger than the detection target signal sig) is set in advance, and the intentional offset value is set. Is the detection target signal sig
The result measured by the measuring means provided for measuring the signal amount is shown as an intentional offset measurement value a. The detection target signal s, which is the original detection target,
The result of measuring the magnitude of the signal in a state in which the intentional offset value is added to ig (0 to max) by the measurement means is shown as a signal measurement value b, and the maximum value is bm
(= Sigm + a). Further, the offset noise in the signal processing system is shown as e.

【００４６】この場合、上記補正処理を行う際に、意図
的オフセット値の測定動作と、検出対象信号ｓｉｇ及び
意図的オフセット値の加算信号の測定動作とを、十分に
短い間隔で行う構成とすれば（オフセットノイズｅが直
流成分（例えば製造工程のばらつきに起因するもの）で
ある場合には、このような構成は不要である）、当該ノ
イズｅは、意図的オフセット値ａ及び信号測定値ｂのそ
れぞれに対して等しいレベルで混入するものと考えられ
る。In this case, when performing the above-described correction processing, the operation of measuring the intentional offset value and the operation of measuring the addition signal of the detection target signal sig and the intentional offset value are performed at sufficiently short intervals. (If the offset noise e is a DC component (for example, due to a variation in the manufacturing process), such a configuration is not necessary). At the same level.

【００４７】そこで、ノイズｅが混入した意図的オフセ
ット測定値ａ及び信号測定値ｂを、それぞれａ′（＝ａ
＋ｅ）、ｂ′（＝ｂ＋ｅ）とした場合、これら各測定値
ａ′及びｂ′の比（具体的には測定値ａ′に対するｂ′
の割合）をノイズ低減データとしての補正用データＳ′
（＝ｂ′／ａ′）とするものであり、検出対象信号ｓｉ
ｇの最大値ｓｉｇｍに対する補正用データＳ′はｂ′ｍ
／ａ′となる。但し、ｂ′ｍはノイズｅが混入した状態
の信号測定値ｂ′の最大値である。尚、ノイズｅがない
理想的なデータ比をＳ（＝ｂ／ａ）とする。Therefore, the intentional offset measurement value a and the signal measurement value b mixed with the noise e are respectively represented by a ′ (= a
+ E) and b '(= b + e), the ratio of these measured values a' and b '(specifically, b' to the measured value a ')
Of the correction data S ′ as noise reduction data.
(= B ′ / a ′), and the detection target signal si
The correction data S ′ for the maximum value sig of g is b′m
/ A '. Here, b'm is the maximum value of the signal measurement value b 'in a state where the noise e is mixed. It is assumed that an ideal data ratio without noise e is S (= b / a).

【００４８】そして、最終的に得られるデータから意図
的オフセット値に相当した割合を示すデータ（例えば、
ａ＝ｂ（つまり、ｓｉｇ＝０）の場合は、「１」）を差
し引くことにより真の信号成分ｓｉｇが得られるもので
あり、このときのノイズｅの影響は、ｅ／ａに軽減され
ることになり、以てノイズ除去効果が得られるようにな
る。Then, data indicating the ratio corresponding to the intentional offset value from the finally obtained data (for example,
When a = b (that is, when sig = 0), the true signal component sig is obtained by subtracting “1”. At this time, the influence of the noise e is reduced to e / a. Thus, a noise removing effect can be obtained.

【００４９】図２は、低周波のノイズｅに対する前記意
図的オフセット値、検出対象信号ｓｉｇ及び意図的オフ
セット値の加算信号の各測定動作のタイミングの一例を
示す信号波形図である。ここでは、ノイズｅ＝ｅ１が混
入した意図的オフセット測定値ａをａ′（＝ａ＋ｅ１）
で示し、ノイズｅ＝ｅ２が混入した信号測定値ｂをｂ′
（＝ｂ＋ｅ２）で示している。また、以下の説明では、
ノイズｅの最大値をｅｍとする（検出対象信号ｓｉｇ及
び信号測定値ｂの各最大値は、前述したようにそれぞれ
ｓｉｇｍ及びｂｍである）。FIG. 2 is a signal waveform diagram showing an example of the timing of each measurement operation of the intentional offset value, the detection target signal sig, and the addition signal of the intentional offset value with respect to the low frequency noise e. Here, the intentional offset measurement value a into which the noise e = e1 is mixed is represented by a ′ (= a + e1).
And the signal measured value b mixed with noise e = e2 is represented by b ′
(= B + e2). Also, in the following description,
Let the maximum value of the noise e be em (the maximum values of the detection target signal sig and the signal measurement value b are sigm and bm, respectively, as described above).

【００５０】図２に示すように、ノイズｅは低周波で変
化しているため、意図的オフセット値の測定動作と、検
出対象信号ｓｉｇ及び意図的オフセット値の加算信号の
測定動作とを、低周波ノイズであるノイズｅの周期より
十分に短い間隔ｔｉで行う構成とすれば、当該ノイズｅ
を一定値（ｅ＝ｅ１＝ｅ２）と見なすことができる。こ
のため、前述したように、ａ′＝ａ＋ｅ、ｂ′＝ｂ＋ｅ
と表現できる。As shown in FIG. 2, since the noise e changes at a low frequency, the operation of measuring the intentional offset value and the operation of measuring the sum signal of the detection target signal sig and the intentional offset value are low. If the configuration is performed at intervals ti sufficiently shorter than the cycle of the noise e, which is frequency noise, the noise e
Can be regarded as a constant value (e = e1 = e2). Therefore, as described above, a '= a + e, b' = b + e
Can be expressed as

【００５１】以下、上述のような前提を踏まえて、意図
的オフセット値を利用したノイズ低減のための補正処理
について説明する。即ち、ノイズｅが混入した意図的オ
フセット測定値ａ′と、ノイズｅが混入した信号測定値
ｂ′の比である補正用データＳ′は、 Ｓ′＝ｂ′／ａ′＝（ｂ＋ｅ）／（ａ＋ｅ） ……（１） となる。ここで、ノイズｅが零のときの比を理想比Ｓ
（＝ｂ／ａ）と定義した場合、この定義により得られる
ｂ＝Ｓ・ａの関係を式（１）に代入して整理すると、 Ｓ′＝Ｓ／（１＋ｅ／ａ）＋１／（１＋ａ／ｅ） ……（２） となる。Hereinafter, a correction process for noise reduction using an intentional offset value will be described based on the above assumptions. That is, the correction data S ', which is the ratio between the intentional offset measurement value a' mixed with the noise e and the signal measurement value b 'mixed with the noise e, is S' = b '/ a' = (b + e) / (A + e) (1) Here, the ratio when the noise e is zero is represented by the ideal ratio S
When (= b / a) is defined, the relation of b = S · a obtained by this definition is substituted into Expression (1) and rearranged, and S ′ = S / (1 + e / a) + 1 / (1 + a / e)... (2)

【００５２】従って、ｅ／ａが零に近づくほど（ａ／ｅ
は大きくなる）、補正用データＳ′が理想比Ｓに近づき
誤差が小さくなった状態、つまりノイズ除去効果が大き
い状態を呈するようになる。或いは、Ｓ′−Ｓの値が零
に近いほど誤差が小さくなるという観点から、誤差εａ
をＳ′−Ｓと定義してこれを求めると、 εａ＝Ｓ′−Ｓ＝（１−Ｓ）／｛１＋（ａ／ｅ）｝ ……（３） の関係が得られる。従って、理想比Ｓが「１」に近いほ
ど誤差εａが小さくなるものであり、また、式（２）か
ら得られる結論と同様に、ａ／ｅが大きいほど（ｅ／ａ
が小さいほど）誤差軽減効果が高くなることが分かる。Therefore, as e / a approaches zero, (a / e
Becomes larger), and the correction data S 'approaches the ideal ratio S and the error is reduced, that is, the noise removal effect is large. Alternatively, from the viewpoint that the error decreases as the value of S′−S approaches zero, the error εa
Is defined as S'-S, and this is obtained, the following relationship is obtained: [epsilon] a = S'-S = (1-S) / {1+ (a / e)} (3) Therefore, the error εa becomes smaller as the ideal ratio S is closer to “1”, and as in the conclusion obtained from the equation (2), the larger the value of a / e is (e / a
It can be seen that the smaller the value is, the higher the error reduction effect is.

【００５３】また、誤差軽減効果の指標として、誤差率
εｒを理想比Ｓの最大変化率（Ｓｍ−Ｓ０）に対する誤
差εａと定義すると（Ｓｍ＝ｂｍ／ａ＝（ｓｉｇｍ＋
ａ）／ａ、Ｓ０はｓｉｇ＝０のときのｂ／ａであり
「１」）、 εｒ＝εａ／（Ｓｍ−Ｓ０） となり、これに上記式（３）を代入して整理すると（但
し、Ｓｍ−Ｓ０＝ｓｉｇｍ／ａ）、次式（４）が得られ
る。When the error rate εr is defined as an error εa with respect to the maximum change rate (Sm−S0) of the ideal ratio S as an index of the error reduction effect, (Sm = bm / a = (sigm +
a) / a, S0 is b / a when sig = 0 and is “1”), and εr = εa / (Sm−S0). Sm-S0 = sigm / a), and the following equation (4) is obtained.

【００５４】 εｒ＝（１−Ｓ）・（１／ｓｉｇｍ）・ [１／ {( １／ｅ) ＋ (１／ａ)}] ……（４） この式（４）において、ｅ《ａの関係にあれば、１／ａ
をほぼ零と見なすことができるから、 εｒ＝（１−Ｓ）・ｅ／ｓｉｇｍ ……（５） となる。Εr = (1−S) · (1 / sigm) · [1 / {(1 / e) + (1 / a)}] (4) In this equation (4), If there is a relationship, 1 / a
Can be regarded as substantially zero, so that εr = (1−S) · e / sigm (5)

【００５５】式（５）におけるｅ／ｓｉｇｍは、補正処
理がないときの誤差率と言えるため、意図的オフセット
値を設定する本実施例の補正処理を適用する場合には、
（１−Ｓ）の値によって、誤差率εｒの大きさ、ひいて
はセンサ回路のＳＮ比の改善率が決まることになる。Since e / sigm in equation (5) can be said to be an error rate when there is no correction processing, when applying the correction processing of this embodiment for setting an intentional offset value,
The value of (1−S) determines the magnitude of the error rate εr and thus the rate of improvement of the SN ratio of the sensor circuit.

【００５６】以上要するに、検出対象信号ｓｉｇに重畳
するノイズの軽減効果を実効性あるものにするために
は、意図的オフセット値の大きさが、その検出対象信号
ｓｉｇの振幅レベル及びノイズレベルに対して十分に大
きいことが必要なってくる。換言すれば、意図的オフセ
ット値が相対的に小さい状態では、Ｓが「２」以上の値
になる場合があるが、このような場合には、式（５）か
ら明らかなように、（１−Ｓ）の絶対値が「１」以上と
なって、誤差率εｒが拡大することになるため、ノイズ
軽減効果を全く期待できない。また、除去対象の低周波
ノイズは、その大きさがゆっくりではあるが変動するた
め、意図的オフセット測定値ａのための測定動作と信号
測定値ｂのための測定動作との間隔が大きくなると、各
測定値ａ及びｂに混入するノイズｅの大きさを互いに等
しいと見なせなくなるので、十分なノイズ除去効果を期
待できなくなる。従って、上記各測定動作の間隔を必要
に応じて極力短い時間に設定することが重要になってく
る。In short, in order to make the effect of reducing noise superimposed on the detection target signal sig effective, the magnitude of the intentional offset value depends on the amplitude level and noise level of the detection target signal sig. Need to be large enough. In other words, in a state where the intentional offset value is relatively small, S may be a value equal to or more than “2”. In such a case, as is apparent from Expression (5), (1) Since the absolute value of −S) becomes “1” or more and the error rate εr increases, no noise reduction effect can be expected. Also, the low-frequency noise to be removed has a slow but fluctuating magnitude, so that when the interval between the measurement operation for the intentional offset measurement value a and the measurement operation for the signal measurement value b increases, Since the magnitude of the noise e mixed into each of the measured values a and b cannot be regarded as equal to each other, a sufficient noise removing effect cannot be expected. Therefore, it is important to set the interval between the above measurement operations as short as possible.

【００５７】具体的には、検出対象信号ｓｉｇをデジタ
ルデータとして測定して処理する回路構成とする場合
に、その検出対象信号ｓｉｇの最大値ｓｉｇｍが「１０
０００」のとき（ｓｉｇ＝０〜１００００）、意図的オ
フセット測定値ａが例えばｓｉｇｍの１０倍の「１００
０００」となるような意図的オフセット値を設定すれ
ば、その意図的オフセット値を含んだ検出対象信号ｓｉ
ｇの最大値ｓｉｇｍを測定した信号測定値ｂｍ（＝ｂ）
は「１１００００」となる。More specifically, when a circuit configuration for measuring and processing the detection target signal sig as digital data is used, the maximum value sig of the detection target signal sig is set to “10”.
000 ”(sig = 0 to 10,000), the intentional offset measurement value a is, for example,“ 100 ”which is ten times the sigm.
000 ", a detection target signal si including the intentional offset value is set.
Signal measured value bm (= b) obtained by measuring the maximum value sig of g
Becomes “110000”.

【００５８】このとき、ノイズｅの最大値ｅｍを「１０
０」と仮定し、且つ上述した各測定動作の間隔が十分に
短い状態とした場合、つまり、 Ｓ＝ｂ／ａ＝ｂｍ／ａ＝１．１ ｅ／ａ＝ｅｍ／ａ＝０．００１ ｅ１＝ｅ２＝ｅ とした場合には、意図的オフセット値を利用した補正処
理を行わないときの誤差率ε′は、 ε′＝ｅ／ｓｉｇｍ＝１００／１００００＝０．０１
（＝１％／ＦＳ） となる。つまり、検出対象信号ｓｉｇのフルスケールに
対して、１／１００の誤差を生ずることになる。At this time, the maximum value em of the noise e is set to “10”.
0 "and the interval between the above-described measurement operations is sufficiently short, that is, S = b / a = bm / a = 1.1 e / a = em / a = 0.001 e1 = E2 = e, the error rate ε ′ when the correction process using the intentional offset value is not performed is as follows: ε ′ = e / sigm = 100/10000 = 0.01
(= 1% / FS). That is, an error of 1/100 occurs with respect to the full scale of the detection target signal sig.

【００５９】これに対して、意図的オフセット値を利用
した補正処理を行う場合には、式（５）にＳ＝１．１を
代入することにより、 εｒ＝（１−１．１）・１００／１００００ ＝−０．００１（＝０．１％／ＦＳ） となる。つまり、検出対象信号ｓｉｇのフルスケールに
対して、１／１０００の誤差で済むことになり、当該補
正処理を行わない場合に比べて１／１０に減少すること
になる。On the other hand, when performing a correction process using an intentional offset value, by substituting S = 1.1 into the equation (5), εr = (1−1.1) · 100 /10000=-0.001 (= 0.1% / FS). That is, an error of 1/1000 with respect to the full scale of the detection target signal sig is sufficient, which is reduced to 1/10 as compared with a case where the correction processing is not performed.

【００６０】尚、上述の説明では、意図的オフセットａ
に対して、検出対象信号ｓｉｇをそのまま加算する例を
挙げたが、意図的オフセット値に対して、検出対象信号
ｓｉｇの±１／２の値を加算することにより、全体とし
ての誤差率を低減することも可能であり、意図的オフセ
ット値に対する検出対象信号ｓｉｇの加算状態を選択す
ることにより、最適な誤差軽減効果を得ることが可能に
なるものである。In the above description, the intentional offset a
In contrast, the example in which the detection target signal sig is added as it is has been described, but the error rate as a whole is reduced by adding a value of ± 1/2 of the detection target signal sig to the intentional offset value. It is also possible to obtain an optimal error reduction effect by selecting the state of addition of the detection target signal sig to the intentional offset value.

【００６１】また、図３には、Ｓ＝１．１、ｅ＝１００
の条件下で、意図的オフセット測定値ａと検出対象信号
ｓｉｇの最大値ｓｉｇｍを種々変えたときのｅ／ａの
値、補正処理を行ったときの誤差率、補正処理を行わな
かったときの誤差率を示す。この図３からは、補正処理
を行った場合には、誤差率の改善効果が１桁オーダーに
達することが分かるものであり、センサ回路のＳＮ比を
１桁オーダーで向上させ得ることになる。この場合、一
般的には、Ｓ（＝ｂ／ａ）の値が「２」未満であれば、
誤差率εｒが実用に供し得るレベル以下に減少して、補
正処理の効果が現れるものであり、「１．１」以下（意
図的オフセット値の大きさが検出対象信号ｓｉｇの最大
値の１０倍以上の状態：ｅ《ａ）であれば、ｅ／ａの割
合でセンサ回路のＳＮ比が改善されることになる。従っ
て、誤差レベル（オフセットノイズレベル）が一定であ
れば、意図的オフセット値を大きな値とすることによ
り、より大きなＳＮ比改善効果を期待できる。FIG. 3 shows that S = 1.1 and e = 100
Under the condition of, the value of e / a when the intentional offset measurement value a and the maximum value sig of the detection target signal sig are variously changed, the error rate when the correction processing is performed, and the error rate when the correction processing is not performed Indicates the error rate. From FIG. 3, it can be seen that the effect of improving the error rate reaches the order of one digit when the correction processing is performed, and the SN ratio of the sensor circuit can be improved by the order of one digit. In this case, generally, if the value of S (= b / a) is less than “2”,
The error rate εr is reduced to a level below a level that can be practically used, and the effect of the correction processing appears. The error rate is equal to or smaller than “1.1” (the intentional offset value is 10 times the maximum value of the detection target signal sig) In the above state: if e << a, the S / N ratio of the sensor circuit is improved by the ratio of e / a. Therefore, if the error level (offset noise level) is constant, a larger SN ratio improvement effect can be expected by setting the intentional offset value to a large value.

【００６２】要するに、検出対象信号ｓｉｇより大きな
値の意図的オフセット値を予め設定しておき、その意図
的オフセット値を利用して得た補正用データＳ′（＝
ｂ′／ａ′）を利用して上述のような補正処理を行った
場合には、検出対象信号ｓｉｇに低周波ノイズｅが重畳
した場合であっても、意図的オフセット測定値ａ及び信
号測定値ｂのそれぞれに対し同じ低周波ノイズ成分が混
入することになり、しかも、その意図的オフセット値
は、上記のように検出対象信号ｓｉｇのレベルより大き
い値に設定されているから、補正用データＳ′に占める
低周波ノイズ成分の影響が相対的に小さくなる。In short, an intentional offset value larger than the detection target signal sig is set in advance, and the correction data S ′ (=) obtained using the intentional offset value is used.
b ′ / a ′), when the above-described correction processing is performed, even if the low-frequency noise e is superimposed on the detection target signal sig, the intentional offset measurement value a and the signal measurement Since the same low-frequency noise component is mixed into each of the values b, and the intentional offset value is set to a value larger than the level of the detection target signal sig as described above, the correction data The influence of the low frequency noise component occupying S ′ becomes relatively small.

【００６３】この結果、ＣＭＯＳ素子のような内部ノイ
ズが大きい素子を利用した回路構成とした場合におい
て、当該内部ノイズのレベルが検出対象信号ｓｉｇの最
低レベルよりも大きい値となったとしても、低周波ノイ
ズの除去を効果的に行い得るようになる。これにより、
意図的オフセット値が大きな値になるほど、センサ出力
の補正用データＳ′に占める低周波ノイズ成分の影響を
低減できるものであり、その結果としてセンサ回路の検
出精度の低下を未然に防止できることになる。このと
き、意図的オフセット値の大きさを、検出対象信号ｓｉ
ｇの信号量（ここでは電圧値）の２倍を越える値に設定
すれば、最終的に得られる補正用データＳ′に占める低
周波ノイズ成分の影響を実用レベル以下に抑制すること
が可能になり、また、意図的オフセット値の大きさを、
検出対象信号ｓｉｇの信号量の最大値の１０倍以上に設
定した場合には、上記補正用データＳ′に占める低周波
ノイズ成分の影響を十分に抑制できるようになり、セン
サ回路の検出精度を大幅に高め得るものである。さら
に、意図的オフセット値の大きさを、除去対象とするノ
イズｅの大きさと同等以上の値に設定した場合にも、最
終的に得られる補正用データＳ′に占める低周波ノイズ
成分の影響を実用レベル以下に抑制することが可能にな
るものである。尚、信号増幅回路内に存在するオフセッ
ト電圧などの経時変化に起因したノイズも一種の低周波
ノイズ（超低周波ノイズ）であるから、このようなノイ
ズを上述のようなノイズ除去方法により取り除き得るこ
とは自明である。As a result, in the case of a circuit configuration using a device having a large internal noise such as a CMOS device, even if the level of the internal noise becomes larger than the lowest level of the detection target signal sig, it becomes low. Frequency noise can be effectively removed. This allows
As the intentional offset value increases, the influence of the low-frequency noise component in the correction data S 'of the sensor output can be reduced, and as a result, the detection accuracy of the sensor circuit can be prevented from lowering. . At this time, the magnitude of the intentional offset value is determined by the detection target signal si.
By setting the value to be more than twice the signal amount of g (here, the voltage value), the influence of the low-frequency noise component in the finally obtained correction data S 'can be suppressed to a practical level or less. And the magnitude of the intentional offset value is
If the maximum value of the signal amount of the detection target signal sig is set to 10 times or more, the influence of the low frequency noise component in the correction data S 'can be sufficiently suppressed, and the detection accuracy of the sensor circuit can be reduced. It can be greatly increased. Further, even when the magnitude of the intentional offset value is set to a value equal to or greater than the magnitude of the noise e to be removed, the influence of the low-frequency noise component in the finally obtained correction data S ′ is not affected. It is possible to suppress it to a practical level or less. It should be noted that noise due to a change with time, such as an offset voltage, existing in the signal amplification circuit is also a kind of low-frequency noise (ultra-low-frequency noise), and such noise can be removed by the above-described noise removal method. It is self-evident.

【００６４】つまり、検出対象信号ｓｉｇと除去対象の
ノイズの周波数帯域が同じ場合には、常識的には従来の
一般的なフィルタではＳＮ比の改善は不可能であるが、
上述したような検出対象信号ｓｉｇより大きな値の意図
的オフセット値を設定して行う補正処理によれば、従来
不可能と考えられてきたノイズ除去を確実に行い得るよ
うになるという画期的な効果を奏するものである。That is, when the frequency band of the signal to be detected sig and the frequency band of the noise to be removed are the same, it is generally not possible to improve the SN ratio with a conventional general filter.
According to the correction processing performed by setting an intentional offset value larger than the detection target signal sig as described above, it is possible to reliably perform noise removal that has conventionally been considered impossible. It is effective.

【００６５】一方、前述したように、意図的オフセット
値の測定動作と、検出対象信号ｓｉｇ及び意図的オフセ
ット値の加算信号の測定動作とを、低周波ノイズである
ノイズｅの周期より十分に短い間隔ｔｉで行う構成とす
る場合、例えば、各測定動作を連続して行う構成、或い
は各測定動作タイミングの間隔を除去対象とするノイズ
の周期に対して十分に短い間隔となるように構成とすれ
ば、検出対象信号ｓｉｇに重畳するノイズ（低周波ノイ
ズ）の大きさが周期的に時間変化する状況下であって
も、意図的オフセット測定値ａ及び信号測定値ｂ中にほ
ぼ等しい大きさの低周波ノイズが混入することになっ
て、意図的オフセット測定値ａ及び信号測定値ｂとの比
である前記補正用データＳ′が低周波ノイズの揺らぎに
起因して変動してしまうことがなくなり、その補正用デ
ータＳ′に基づいて低周波ノイズを効果的に除去可能に
なる。特に、各測定動作タイミングの間隔を、除去対象
とするノイズの周期の１／１０以下の間隔となるように
設定した場合には、意図的オフセット測定値ａ及び信号
測定値ｂ中に混入する低周波ノイズの大きさを所定レベ
ル以下に確実に抑制できるようになって、低周波ノイズ
を確実に除去できるようになる。On the other hand, as described above, the operation of measuring the intentional offset value and the operation of measuring the sum signal of the detection target signal sig and the intentional offset value are sufficiently shorter than the period of the noise e, which is low-frequency noise. When the configuration is performed at the interval ti, for example, the configuration is such that each measurement operation is performed continuously, or the configuration is such that the interval of each measurement operation timing is sufficiently short with respect to the period of the noise to be removed. For example, even when the magnitude of the noise (low-frequency noise) superimposed on the detection target signal sig changes periodically with time, the intentional offset measurement value a and the signal measurement value b have substantially the same magnitude. The low-frequency noise is mixed, and the correction data S ′, which is the ratio between the intentional offset measurement value a and the signal measurement value b, fluctuates due to the fluctuation of the low-frequency noise. It is eliminated, allowing effectively remove low-frequency noise on the basis of the correction data S '. In particular, when the interval between the measurement operation timings is set to be equal to or less than 1/10 of the period of the noise to be removed, the low level mixed in the intentional offset measurement value a and the signal measurement value b is low. The magnitude of the frequency noise can be reliably suppressed to a predetermined level or less, and the low frequency noise can be reliably removed.

【００６６】また、検出対象信号ｓｉｇに重畳するノイ
ズを除去する方法としては、その検出対象信号ｓｉｇが
基準値（例えば零、但し、正確に零でなくても確定した
値が設定できれば良い）にあるときのオフセットノイズ
を測定した後に、直ちに検出対象信号ｓｉｇの値を測定
し、その測定値から上記オフセットノイズ分を減算する
という方法が考えられる。しかしながら、実際のセンサ
回路においては、上記基準値を正確な値として準備する
ことが非常に難しいため、ｓｉｇ＝基準値のときのオフ
セットノイズを正しく測定することが困難になり、ノイ
ズ除去効果が不十分になることが避けられない。また、
基準値を準備するためには、その基準値のための信号源
の他に、当該信号源を選択的に有効化するための手段が
必要（検出対象によってはアクチュエータやメカニカル
なスイッチが必要になる場合がある）になるため、コス
トの低減や小型化が不可能になるという重大な問題点も
あり、このようなノイズ除去方法は実現不可能と言え
る。従って、このような問題点が全くない本実施例によ
るノイズ除去方法は、実用上においてきわめて有用とな
るものである。As a method for removing noise superimposed on the detection target signal sig, the detection target signal sig is set to a reference value (for example, zero, but it is sufficient if a fixed value can be set even if it is not exactly zero). It is conceivable to measure the value of the detection target signal sig immediately after measuring the offset noise at a certain time, and to subtract the offset noise from the measured value. However, in an actual sensor circuit, it is very difficult to prepare the reference value as an accurate value, so that it is difficult to correctly measure offset noise when sig = reference value, and the noise removal effect is poor. It is inevitable that it will be enough. Also,
In order to prepare a reference value, in addition to a signal source for the reference value, a means for selectively enabling the signal source is required (an actuator or a mechanical switch is required depending on a detection target). There is also a serious problem that cost reduction and miniaturization become impossible, and it can be said that such a noise removing method cannot be realized. Therefore, the noise elimination method according to the present embodiment, which does not have such a problem at all, is extremely useful in practical use.

【００６７】特に、ＣＭＯＳ素子を利用したアナログセ
ンサ回路においては、１／ｆノイズに起因した内部ノイ
ズ（低周波ノイズ）が存在するという事情がある。この
ため、検出対象信号ｓｉｇに重畳するノイズレベルを小
さくすることを目的として、上記１／ｆノイズの発生を
抑制するために回路面積（チップ面積）を大きくするこ
とが行われているが、実質的には、そのコスト及びサイ
ズの制約があるためノイズレベルの低減を十分に図るこ
とが困難であった。これに対して、本実施例によるノイ
ズ除去方法によれば、上記のような１／ｆノイズに起因
した低周波ノイズの除去にも有用であるため、ＣＭＯＳ
センサ回路に適用した場合でも、その検出精度の向上に
寄与できるようになる。これにより、ＣＭＯＳデジタル
回路との組み合わせ構成も容易に実現できるため、セン
サ回路のスマート化にも大きな可能性をもたらすものと
なる。さらに、このようにＣＭＯＳデジタル回路との組
み合わせ構成を採用したセンサ回路においては、プロセ
ス技術の微細化に連動した全体の小型化が容易であるた
め、そのコストダウン及び小型化に大きな優位性をもた
らすものとなる。In particular, in an analog sensor circuit using a CMOS element, there is a situation that internal noise (low-frequency noise) due to 1 / f noise exists. For this reason, in order to reduce the noise level superimposed on the detection target signal sig, the circuit area (chip area) is increased to suppress the occurrence of the 1 / f noise. Specifically, it is difficult to sufficiently reduce the noise level due to the cost and size restrictions. On the other hand, the noise removal method according to the present embodiment is useful for removing low-frequency noise caused by 1 / f noise as described above.
Even when applied to a sensor circuit, it is possible to contribute to improvement of the detection accuracy. As a result, a combination configuration with a CMOS digital circuit can be easily realized, which brings great potential to smarter sensor circuits. Further, in the sensor circuit adopting the combination configuration with the CMOS digital circuit as described above, it is easy to reduce the size of the whole in conjunction with the miniaturization of the process technology. It will be.

【００６８】さて、本実施例によるノイズ除去方法は、
概念的にはアナログ信号処理を行う場合及びデジタル信
号処理を行う場合の何れにも適用できる。しかし、実際
には、アナログ信号処理の場合、入力信号レベルの有効
範囲が意図的オフセット値に相当した電圧範囲分だけ失
われる（例えば、５Ｖ電源を使用したアナログ信号処理
回路において、意図的オフセット値が検出対象信号ｓｉ
ｇの最大値の１０倍の値に設定された場合、信号有効範
囲が本来０〜５Ｖであったものが０〜０．４５Ｖ程度に
制限される）ため、デジタル信号処理の適用が望ましい
ものとなる。Now, the noise removal method according to this embodiment is as follows.
Conceptually, the present invention can be applied to both analog signal processing and digital signal processing. However, in actuality, in the case of analog signal processing, the effective range of the input signal level is lost by the voltage range corresponding to the intentional offset value (for example, in an analog signal processing circuit using a 5 V power supply, the intentional offset value Is the signal to be detected si
If the value is set to 10 times the maximum value of g, the effective signal range is originally from 0 to 5 V, but is limited to about 0 to 0.45 V. Therefore, it is desirable to apply digital signal processing. Become.

【００６９】そこで、以下においては、デジタル信号処
理を行う場合の具体化例を説明する。まず、前記式
（３）及び（５）から、理想比Ｓが「１」に近いほど、
つまり意図的オフセット値（意図的オフセット測定値
ａ）が検出対象信号ｓｉｇのレベル（最大変化幅）に対
して大きいほどＳＮ比改善効果が大きくなり、また、意
図的オフセット値がノイズｅの振幅に対してより大きい
ときにＳＮ比改善効果が大きくなることが分かる。Therefore, a specific example in the case of performing digital signal processing will be described below. First, from the equations (3) and (5), the closer the ideal ratio S is to “1”,
That is, the larger the intentional offset value (intentional offset measurement value a) is with respect to the level (maximum change width) of the detection target signal sig, the greater the SN ratio improvement effect is. On the other hand, it can be seen that the SN ratio improvement effect increases when the value is larger.

【００７０】従って、意図的オフセット値をでき得る限
り大きくすることが望ましいものであり、そのために必
要な条件としては、測定手段に用いられるＡＤ変換回路
として、『分解能が十分に高く、且つ測定範囲が広い』
ものを使用することが挙げられる。つまり、デジタル信
号処理に必要なＡＤ変換回路の機能として、信号有効範
囲が小さくても必要ビット数でＡＤ変換できること、及
びその信号有効範囲より十分に大きい値に設定された意
図的オフセット値の対応範囲をカバーしてＡＤ変換でき
ることが必要条件となっている。Therefore, it is desirable to make the intentional offset value as large as possible. The necessary condition is that the AD conversion circuit used in the measuring means should be such that “the resolution is sufficiently high and the measuring range is high. Is wide
Use of a thing. In other words, the functions of the AD conversion circuit required for digital signal processing include the ability to perform AD conversion with the required number of bits even if the signal effective range is small, and the correspondence of an intentional offset value set to a value sufficiently larger than the signal effective range. A necessary condition is that A / D conversion can be performed covering the range.

【００７１】例えば、ＡＤ変換回路において、その信号
検出分解能が一般的なレベルである１０ビット必要な場
合、１４ビット以上のダイナミックレンジが要求され
る。このような要求を満たし得るＡＤ変換器としては、
ΔΣ変調型ＡＤ変換器（ΣΔ Analog to Digital Conve
rter）があるが、このものでは、過去のデータを順次保
持する必要があるため、意図的オフセット測定値ａを得
るための測定動作と、信号測定を得るための測定動作と
の切り換えを高速で行うことが困難になるという問題点
がある。また、この問題点に対処するために、２系統の
ΔΣ変調型ＡＤ変換器を用いる構成も考えられるが、こ
の構成では、前段のアンプなどを共有化する必要があっ
て、上記データ保持機能などの制御が複雑なるという新
たな問題点が出てくるものであり、しかも回路規模も約
２倍になって低コスト化が困難になる。For example, in an AD conversion circuit, when the signal detection resolution requires a general level of 10 bits, a dynamic range of 14 bits or more is required. As an AD converter that can satisfy such requirements,
ΔΣ modulation AD converter (ΣΔ Analog to Digital Conve
However, in this method, since it is necessary to sequentially hold past data, switching between a measurement operation for obtaining an intentional offset measurement value a and a measurement operation for obtaining a signal measurement can be performed at high speed. There is a problem that it is difficult to perform. To cope with this problem, a configuration using two systems of ΔΣ modulation type AD converters is also conceivable. However, in this configuration, it is necessary to share a preceding amplifier and the like, and the above data holding function and the like are required. Is complicated, and a new problem arises. In addition, the circuit scale is about doubled, and it is difficult to reduce the cost.

【００７２】このような問題点を一掃するためには、特
開平５−２５９９０７号公報に記載されたＡ／Ｄ変換回
路（以下、これをセンサ用ＡＤ変換回路と呼ぶ）を適用
すれば良い。このセンサ用ＡＤ変換回路の変換特性は、
概略的には図４に示す状態となっている。この図４にお
いては、意図的オフセット値に対応した入力電圧を２Ｖ
（ｓｉｇ＝０のポイント）、検出対象信号ｓｉｇの変動
範囲（０〜ｓｉｇｍ）を１００ｍＶ（一般的なセンサ
（エレメント）回路（例えばピエゾ抵抗式ブリッジ回
路）の最大出力電圧に相当）としている。上記センサ用
ＡＤ変換回路は、その電圧分解能が１０μＶときわめて
高いため、検出対象信号ｓｉｇの成分を例えば１０００
０分割（分解能１４ビット相当）することができ、同時
に、意図的オフセット値の成分を例えば１０００００分
割（分解能１７ビット相当）することができる。また、
このセンサ用ＡＤ変換回路は、過去のデータを保持する
必要がないため、複数系統の入力信号がある場合でも、
それら入力信号の測定動作の切り換えに容易且つ迅速に
対処可能であり、しかも、デジタル回路のみで構成でき
ると共に回路規模も小さくて済むため、低コスト化及び
小型化に適するという利点もある。In order to eliminate such a problem, an A / D conversion circuit (hereinafter, referred to as an A / D conversion circuit for a sensor) described in JP-A-5-259907 may be applied. The conversion characteristics of this sensor A / D conversion circuit are as follows:
The state is schematically shown in FIG. In FIG. 4, the input voltage corresponding to the intentional offset value is 2 V
(Sig = 0 point), the fluctuation range (0 to sigm) of the detection target signal sig is set to 100 mV (corresponding to the maximum output voltage of a general sensor (element) circuit (for example, a piezoresistive bridge circuit)). Since the sensor AD conversion circuit has an extremely high voltage resolution of 10 μV, the component of the detection target signal sig is, for example, 1000
It can be divided into 0 (corresponding to a resolution of 14 bits), and at the same time, the intentional offset value component can be divided, for example, into 100,000 (corresponding to a resolution of 17 bits). Also,
Since this sensor AD conversion circuit does not need to hold past data, even if there are multiple input signals,
The switching of the measurement operation of the input signal can be easily and promptly dealt with. Further, since the switching operation can be constituted only by the digital circuit and the circuit scale can be reduced, there is an advantage that it is suitable for cost reduction and miniaturization.

【００７３】図５には、上記センサ用ＡＤ変換回路を利
用してノイズ除去を行う信号処理回路の構成が概略的な
機能ブロック図により示されている。尚、図５のデジタ
ル演算回路は、後述する図６におけるスタックメモリ１
２と補正演算回路１４（データ演算回路）に相当するも
のである。この図５の構成では、まず、アナログスイッ
チにより、意図的オフセット値に対応した電圧値の入力
信号と、検出対象信号ｓｉｇに当該意図的オフセット値
を加算した電圧値に対応した入力信号を所定順に選択
し、選択された信号をセンサ用ＡＤ変換回路で順次ＡＤ
変換する。このようなＡＤ変換動作によって、それぞれ
ノイズｅ（直流ノイズを含む）が混入した状態の意図的
オフセット測定値ａ′及び信号測定値ｂ′が得られるも
のであり、上記両測定値ａ′及びｂ′は、後段のデジタ
ル演算回路に転送されてレジスタに蓄積される。このデ
ジタル演算回路では、補正用データＳ′（＝ｂ′／
ａ′）を求めるための補正演算を除算器において行うも
のであり、その補正用データＳ′に基づいた信号処理に
よりノイズ除去が実行される。尚、上記のようなデジタ
ル演算は、マイクロコンピュータなどの汎用回路を利用
して行うことも可能であり、また、センサ用ＡＤ変換回
路と同一チップに形成した専用のデジタル演算回路を設
けることも可能である。FIG. 5 is a schematic functional block diagram showing the configuration of a signal processing circuit for removing noise by using the above-described sensor AD conversion circuit. The digital operation circuit shown in FIG. 5 corresponds to a stack memory 1 shown in FIG.
2 and a correction operation circuit 14 (data operation circuit). In the configuration shown in FIG. 5, first, an analog switch switches an input signal having a voltage value corresponding to an intentional offset value and an input signal corresponding to a voltage value obtained by adding the intentional offset value to a detection target signal sig in a predetermined order. The selected signal is sequentially AD-converted by the AD conversion circuit for the sensor.
Convert. By such an AD conversion operation, an intentional offset measurement value a 'and a signal measurement value b' in a state where noise e (including DC noise) is mixed are obtained. Is transferred to the digital operation circuit at the subsequent stage and stored in the register. In this digital operation circuit, the correction data S '(= b' /
The divider performs a correction operation for obtaining a '), and noise is removed by signal processing based on the correction data S'. Note that the above digital operation can be performed using a general-purpose circuit such as a microcomputer, or a dedicated digital operation circuit formed on the same chip as the sensor AD conversion circuit can be provided. It is.

【００７４】しかして、以下においては、本発明をＣＭ
ＯＳセンサ回路として構成された半導体圧力センサに適
用した具体例について、図６ないし図８を参照しながら
説明する。In the following, the present invention will be described with reference to CM.
A specific example applied to a semiconductor pressure sensor configured as an OS sensor circuit will be described with reference to FIGS.

【００７５】全体の電気的構成を示す図６において、本
実施例による半導体圧力センサ装置は、圧力検出用のセ
ンサ部１と、このセンサ部１からの出力を処理するため
のＣＭＯＳＩＣチップより成る信号処理部２とを備えた
構成となっており、これらセンサ部１及び信号処理部２
は、異なる半導体チップ上に分離した状態で形成されて
いる。尚、センサ部１及び信号処理部２を同一半導体チ
ップ上に形成することによりメリットが出せる場合に
は、必ずしも異なる半導体チップ上に分離した状態で形
成する必要はない。Referring to FIG. 6 showing the overall electrical configuration, the semiconductor pressure sensor device according to the present embodiment has a sensor unit 1 for detecting pressure and a signal comprising a CMOS IC chip for processing an output from the sensor unit 1. And a processing unit 2. The sensor unit 1 and the signal processing unit 2
Are formed separately on different semiconductor chips. Note that if the sensor unit 1 and the signal processing unit 2 can be advantageously provided by being formed on the same semiconductor chip, they need not necessarily be formed separately on different semiconductor chips.

【００７６】センサ部１は、ピエゾ抵抗係数が大きな半
導体チップ（例えばシリコン単結晶基板）を利用して形
成されたもので、圧力検出用ブリッジ回路３と、この圧
力検出用ブリッジ回路３の温度を検出するための温度検
出用ブリッジ回路４とにより構成されている。The sensor section 1 is formed by using a semiconductor chip (for example, a silicon single crystal substrate) having a large piezoresistance coefficient. And a temperature detection bridge circuit 4 for detection.

【００７７】これらのうち、圧力検出用ブリッジ回路３
は、半導体チップに設けたダイヤフラム上に拡散抵抗に
より形成した抵抗素子Ｒd1、Ｒd2、Ｒd3、Ｒd4を図示の
ようにブリッジ接続して成るもので、印加圧力の増大に
応じて各抵抗素子Ｒd1、Ｒd2、Ｒd3、Ｒd4の抵抗値が図
６に矢印で示す態様（上向きの矢印は抵抗値が増加する
ことを示し、下向きの矢印は抵抗値が減少することを示
す）で変化する構成となっている。また、圧力検出用ブ
リッジ回路３の入力端子Ｐ１及びＰ２間には、定電圧電
源端子＋Ｖccから一定電圧が印加されるようになってい
る。Of these, the pressure detection bridge circuit 3
Is a bridge connection of resistance elements Rd1, Rd2, Rd3, Rd4 formed by diffusion resistance on a diaphragm provided on a semiconductor chip, as shown in the figure. , Rd3, and Rd4 change in a manner shown by arrows in FIG. 6 (upward arrows indicate that the resistance value increases, and downward arrows indicate that the resistance value decreases). . A constant voltage is applied between the input terminals P1 and P2 of the pressure detection bridge circuit 3 from the constant voltage power supply terminal + Vcc.

【００７８】従って、圧力検出用ブリッジ回路３の一方
の出力端子Ｑ１（抵抗素子Ｒd1及びＲd2の共通接続点）
の電位は印加圧力の増大に応じて上昇し、また、他方の
出力端子Ｑ２（抵抗素子Ｒd3及びＲd4の共通接続点）の
電位は印加圧力の増大に応じて低下するものであり、出
力端子Ｑ１及びＱ２間からは、印加圧力に応じた電圧レ
ベルの検出信号Ｓｄが出力されることになる。尚、上記
検出信号Ｓｄは、圧力検出用ブリッジ回路３の温度にも
依存して変動するものであり、斯様な温度ドリフト除去
用のデータを得るために前記温度検出用ブリッジ回路４
が設けられている。Therefore, one output terminal Q1 of the pressure detection bridge circuit 3 (a common connection point of the resistance elements Rd1 and Rd2)
Of the other output terminal Q2 (the common connection point of the resistance elements Rd3 and Rd4) decreases with the increase of the applied pressure, and the potential of the output terminal Q1 increases. And Q2, a detection signal Sd of a voltage level corresponding to the applied pressure is output. The detection signal Sd fluctuates depending on the temperature of the pressure detection bridge circuit 3. To obtain such data for removing the temperature drift, the temperature detection bridge circuit 4d is used.
Is provided.

【００７９】この温度検出用ブリッジ回路４は、拡散抵
抗（温度係数は１５００〜１７００ppm/℃程度）により
形成された感温抵抗素子Ｒt1、Ｒt2と、温度係数が零に
近い材料である例えばＣｒＳｉにより形成された抵抗素
子Ｒc1、Ｒc2とを図示のようにブリッジ接続することに
より構成されている。また、温度検出用ブリッジ回路４
の入力端子Ｐ３及びＰ４間にも、定電圧電源端子＋Ｖcc
から一定電圧が印加されるようになっている。The temperature detecting bridge circuit 4 is made of temperature-sensitive resistance elements Rt1 and Rt2 formed by diffusion resistance (temperature coefficient is about 1500 to 1700 ppm / ° C.) and a material whose temperature coefficient is close to zero, for example, CrSi. The resistance elements Rc1 and Rc2 thus formed are bridge-connected as shown in the figure. Also, a temperature detection bridge circuit 4
Between the input terminals P3 and P4 of the constant voltage power supply terminal + Vcc
, A constant voltage is applied.

【００８０】従って、温度検出用ブリッジ回路４の一方
の出力端子Ｑ３（感温抵抗素子Ｒt1及び抵抗素子Ｒc1の
共通接続点）の電位は検出温度の上昇に応じて上昇し、
また、他方の出力端子Ｑ４（感温抵抗素子Ｒt2及び抵抗
素子Ｒc2の共通接続点）の電位は検出温度の低下に応じ
て低下するものであり、出力端子Ｑ３及びＱ４間から
は、圧力検出用ブリッジ回路３の温度に応じた電圧レベ
ルの温度信号Ｓｔが出力されることになる。Accordingly, the potential of one output terminal Q3 of the temperature detection bridge circuit 4 (the common connection point of the temperature-sensitive resistance element Rt1 and the resistance element Rc1) rises as the detected temperature rises.
Further, the potential of the other output terminal Q4 (the common connection point of the temperature-sensitive resistance element Rt2 and the resistance element Rc2) decreases as the detected temperature decreases. The temperature signal St of the voltage level corresponding to the temperature of the bridge circuit 3 is output.

【００８１】一方、前記信号処理部２は、半導体チップ
上に以下に述べるような各回路要素を形成した構成とな
っている。基準電圧発生回路５は、拡散抵抗により形成
した抵抗素子Ｒa1及びＲa2を備えたもので、それら抵抗
素子Ｒa1及びＲa2の直列回路を定電圧電源端子＋Ｖcc及
びグランド端子間に接続した構成となっている。この場
合、抵抗素子Ｒa1及びＲa2の温度係数は厳密に一致する
ものであり、従って、基準電圧発生回路５の出力端子Ｑ
５（抵抗素子Ｒa1及びＲa2の共通接続点）からは、前記
圧力検出用ブリッジ回路３に作用する圧力（被検出圧
力）及び当該ブリッジ回路３の温度と無関係に一定の電
圧レベルとなる基準信号Ｓａが出力されることになる。
尚、この基準電圧発生回路５は、前記センサ部１側の半
導体チップ上に形成することも可能である。On the other hand, the signal processing section 2 has a configuration in which the following circuit elements are formed on a semiconductor chip. The reference voltage generation circuit 5 includes resistance elements Ra1 and Ra2 formed by diffusion resistors, and has a configuration in which a series circuit of the resistance elements Ra1 and Ra2 is connected between the constant voltage power supply terminal + Vcc and the ground terminal. . In this case, the temperature coefficients of the resistance elements Ra1 and Ra2 are exactly the same, so that the output terminal Q of the reference voltage generation circuit 5
5 (a common connection point of the resistance elements Ra1 and Ra2), a reference signal Sa having a constant voltage level regardless of the pressure acting on the pressure detection bridge circuit 3 (detected pressure) and the temperature of the bridge circuit 3 Is output.
The reference voltage generating circuit 5 can be formed on a semiconductor chip on the sensor section 1 side.

【００８２】アナログマルチプレクサ６は、上記圧力検
出用ブリッジ回路３からの検出信号Ｓｄ、温度検出用ブ
リッジ回路４からの温度信号Ｓｔ、基準電圧発生回路５
からの基準信号Ｓａを、後述する制御ブロック７から与
えられるセレクト信号に基づいて選択出力するためのも
のである。The analog multiplexer 6 includes a detection signal Sd from the pressure detection bridge circuit 3, a temperature signal St from the temperature detection bridge circuit 4, and a reference voltage generation circuit 5.
Is selectively output based on a select signal given from a control block 7 described later.

【００８３】高入力インピーダンス差動増幅回路８（本
発明でいう入力回路に相当）は、ＭＯＳＦＥＴ入力タイ
プのオペアンプ８ａ、８ｂ及び抵抗８ｃ、８ｄ、８ｅを
組み合わせて成る周知構成のもので、前記アナログマル
チプレクサ６から順次出力される信号を増幅し、これを
ＡＤ変換回路９（本発明でいう測定手段に相当）に与え
るようになっている。この場合、差動増幅回路８には、
その増幅出力電圧に対して前述した意図的オフセット値
を付加するための定電圧電源８ｆ（本発明でいう信号生
成手段に相当）及び抵抗８ｇが、当該差動増幅回路８と
は独立した回路素子として設けられている。The high input impedance differential amplifier circuit 8 (corresponding to the input circuit in the present invention) has a well-known configuration comprising a combination of MOSFET input type operational amplifiers 8a and 8b and resistors 8c, 8d and 8e. The signals sequentially output from the multiplexer 6 are amplified and supplied to an AD conversion circuit 9 (corresponding to a measuring means in the present invention). In this case, the differential amplifier circuit 8 includes
A constant voltage power supply 8f (corresponding to a signal generating means according to the present invention) and a resistor 8g for adding the above-described intentional offset value to the amplified output voltage are circuit elements independent of the differential amplifier circuit 8. It is provided as.

【００８４】尚、検出信号Ｓｄ及び温度信号Ｓｔを差動
増幅回路８により増幅した信号が、本発明でいう検出対
象信号に相当するものである。また、実際には、基準信
号Ｓａを差動増幅回路８により増幅した一定電圧レベル
の信号に上記意図的オフセット値を付加した信号が、真
の意図的オフセット値に相当するものである。上記意図
的オフセット値の大きさは、前述したように、検出対象
信号に対して２倍以上に設定することで実用レベルのノ
イズ低減効果が得られ、その最大値の１０倍に設定する
ことで９０％程度のノイズ軽減効果が得られるものであ
る。尚、差動増幅回路８の電源は、定電圧電源端子＋Ｖ
ccから与えられるようになっている。The signal obtained by amplifying the detection signal Sd and the temperature signal St by the differential amplifier circuit 8 corresponds to the detection target signal in the present invention. Actually, a signal obtained by adding the intentional offset value to a signal of a constant voltage level obtained by amplifying the reference signal Sa by the differential amplifier circuit 8 corresponds to a true intentional offset value. As described above, the magnitude of the intentional offset value is set to be twice or more of the detection target signal, so that a practical level of noise reduction effect can be obtained. A noise reduction effect of about 90% can be obtained. The power supply of the differential amplifier circuit 8 is a constant voltage power supply terminal + V
It is given from cc.

【００８５】上記ＡＤ変換回路９は、基本的には特開平
５−２５９９０７号公報に記載されたＡ／Ｄ変換回路と
同様構成のものであり、詳細には図示しないが、反転動
作時間が電源電圧に応じて変化するＮＡＮＤゲート１０
ａ（本発明でいう反転回路に相当）と、同じく反転動作
時間が電源電圧に応じて変化する偶数個のインバータ１
０ｂ（同じく本発明でいう反転回路に相当）とをリング
状に連結して成るリングゲート遅延回路１０（以下の説
明では、リングゲート遅延回路をＲＧＤ（RingGate Del
ay ）と略称する）、このＲＧＤ１０内でのパルス信号
の周回数をカウントするための周回数カウンタ１１、こ
の周回数カウンタ１１の計数値を上位ビットとし、且つ
ＲＧＤ１０内の各インバータ１０ｂの出力を下位ビット
として格納するためのスタックメモリ１２などを含んで
構成されている。The A / D conversion circuit 9 has basically the same configuration as that of the A / D conversion circuit described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 5-259907. NAND gate 10 that changes according to voltage
a (corresponding to the inverting circuit in the present invention), and an even number of inverters 1 whose inverting operation time also changes according to the power supply voltage.
0b (corresponding to the inverting circuit in the present invention) in a ring shape (hereinafter, the ring gate delay circuit is referred to as RGD (RingGate Del.
ay)), the number-of-turns counter 11 for counting the number of turns of the pulse signal in the RGD 10, the count value of the number-of-turns counter 11 is set as an upper bit, and the output of each inverter 10b in the RGD 10 is output. It is configured to include a stack memory 12 for storing as lower bits.

【００８６】このような構成のＡＤ変換回路９による変
換原理の大略は以下の通りである。即ち、ＲＧＤ１０内
のＮＡＮＤゲート１０ａに対し、図７に示すようなパル
ス信号ＰＡを与えると、ＮＡＮＤゲート１０ａ及び各イ
ンバータ１０ｂがその電源電圧に応じた速度で逐次的に
反転動作を開始して、そのパルス信号ＰＡの入力期間中
は信号周回動作が継続して行われるものであり、斯様な
パルス信号周回数を示す二進数のデジタルデータが、ス
タックメモリ１２に対しリアルタイムで与えられること
になる。この後、図７に示すように、一定のサンプリン
グ周期Δｔ（例えば〜１００μ秒）を得るためのパルス
信号ＰＢの立上がり毎にスタックメモリ１２をラッチす
れば、そのスタックメモリ１２内の各ラッチデータの差
に基づいて、インバータ１０ｂに与えられている電源電
圧を二進数のデジタルデータに変換した値が得られるよ
うになる。The principle of the conversion by the AD conversion circuit 9 having such a configuration is as follows. That is, when a pulse signal PA as shown in FIG. 7 is given to the NAND gate 10a in the RGD 10, the NAND gate 10a and each inverter 10b sequentially start an inversion operation at a speed corresponding to the power supply voltage. During the input period of the pulse signal PA, the signal circulating operation is continuously performed, and binary digital data indicating the number of pulse signal laps is supplied to the stack memory 12 in real time. . Thereafter, as shown in FIG. 7, if the stack memory 12 is latched at every rising edge of the pulse signal PB for obtaining a fixed sampling period Δt (for example, １００100 μsec), Based on the difference, a value obtained by converting the power supply voltage applied to the inverter 10b into binary digital data can be obtained.

【００８７】この場合、ＲＧＤ１０内のＮＡＮＤゲート
１０ａ及びインバータ１０ｂには、前記差動増幅回路８
から電源電圧が与えられる構成となっている。従って、
ＡＤ変換回路９にあっては、差動増幅回路８からの出力
信号、つまり、アナログマルチプレクサ６を通じて選択
出力される検出信号Ｓｄ、温度信号Ｓｔ及び基準信号Ｓ
ａをそれぞれ増幅した各電圧信号をデジタルデータに変
換することになる。尚、上記各信号Ｓｄ、Ｓｔ、及びＳ
ａを増幅した各信号には、定電圧電源８ｆによって同じ
大きさの意図的オフセット値が付加されている。In this case, the differential amplifier 8 is connected to the NAND gate 10a and the inverter 10b in the RGD 10.
The power supply voltage is supplied from the power supply. Therefore,
In the AD conversion circuit 9, the output signal from the differential amplifier circuit 8, that is, the detection signal Sd, the temperature signal St, and the reference signal S selectively output through the analog multiplexer 6 are output.
Each voltage signal obtained by amplifying a is converted into digital data. The signals Sd, St, and S
Each signal obtained by amplifying “a” has an intentional offset value of the same magnitude added by the constant voltage power supply 8f.

【００８８】尚、以下においては、ＡＤ変換回路９によ
る変換データのうち、検出信号Ｓｄに対応したデジタル
データを圧力情報Ｄ、温度信号Ｓｔに対応したデジタル
データを温度情報Ｔ、基準信号Ｓａに対応したデジタル
データを基準情報Ａと呼ぶことにする。この場合、基準
情報Ａは、一定レベルの基準信号Ｓａを増幅した信号に
一定値の意図的オフセット値を付加した信号の電圧レベ
ルを測定した結果に対応したものであり、実質的に前述
した意図的オフセット測定値ａに相当するものである。
また、圧力情報Ｄ及び温度情報Ｔは、２種類の検出対象
信号である検出信号Ｓｄ及び温度信号Ｓｔを増幅した信
号に上記意図的オフセット値を付加した信号の電圧レベ
ルを測定した結果に対応したものであり、前述した信号
測定値ｂに相当するものである。In the following, of the conversion data by the AD conversion circuit 9, digital data corresponding to the detection signal Sd corresponds to pressure information D, digital data corresponding to the temperature signal St corresponds to temperature information T, and the reference signal Sa. The digital data obtained is referred to as reference information A. In this case, the reference information A corresponds to a result obtained by measuring a voltage level of a signal obtained by adding a constant intentional offset value to a signal obtained by amplifying the constant level reference signal Sa, and substantially corresponds to the intention described above. This corresponds to the target offset measurement value a.
The pressure information D and the temperature information T correspond to the result of measuring the voltage level of a signal obtained by adding the intentional offset value to a signal obtained by amplifying the detection signal Sd and the temperature signal St, which are two types of detection target signals. And corresponds to the signal measurement value b described above.

【００８９】ここで、圧力情報Ｄと圧力検出用ブリッジ
回路３に対する印加圧力Ｐとの間には次式のような関
係がある。 Ｄ＝｛（ｃｔ＋ｄ）×Ｐ＋ｋｔ＋ｆ｝×β（ｔ） …… 但し、ｔ：圧力検出用ブリッジ回路３の温度 ｃ：圧力検出用ブリッジ回路３の感度の温度係数 ｄ：圧力検出用ブリッジ回路３の室温感度 ｋ：圧力検出値のオフセットの温度係数 ｆ：圧力検出値の室温オフセット値 また、β（ｔ）は、差動増幅回路８の温度特性やＲＧＤ
１０の遅延時間の温度特性などに依存した非線形項であ
り、これが圧力検出値の精度劣化の要因となるものであ
る。Here, the following equation is established between the pressure information D and the pressure P applied to the pressure detecting bridge circuit 3. D = {(ct + d) × P + kt + f} × β (t) where, t: temperature of the pressure detection bridge circuit 3 c: temperature coefficient of sensitivity of the pressure detection bridge circuit 3 d: temperature of the pressure detection bridge circuit 3 Room temperature sensitivity k: Temperature coefficient of offset of detected pressure value f: Room temperature offset value of detected pressure value β (t) is the temperature characteristic of differential amplifier circuit 8 or RGD
This is a non-linear term depending on the temperature characteristic of the delay time of 10, and this is a factor of deteriorating the accuracy of the detected pressure value.

【００９０】上記式からＰの解を得るためには、ｔが
必要であり、また、非線形の係数であるβ（ｔ）を除去
する必要がある。このため、温度検出用ブリッジ回路４
を通じて温度情報Ｔを得ると共に、基準電圧発生回路５
を通じて基準情報Ａを得るようにしている。In order to obtain the solution of P from the above equation, t is required, and it is necessary to remove β (t) which is a nonlinear coefficient. Therefore, the temperature detection bridge circuit 4
Temperature information T through the reference voltage generating circuit 5
To obtain the reference information A.

【００９１】この場合、温度情報Ｔと圧力検出用ブリッ
ジ回路３の温度ｔとの間には次式のような関係が存在
するものである。 Ｔ＝（δｔ＋ｑ）×β（ｔ） …… 但し、δ：温度検出値の温度係数 ｑ：温度検出値の室温オフセット値In this case, the following equation exists between the temperature information T and the temperature t of the pressure detection bridge circuit 3. T = (δt + q) × β (t) where δ: temperature coefficient of detected temperature value q: room temperature offset value of detected temperature value

【００９２】また、基準情報Ａは、圧力検出用ブリッジ
回路３に作用する圧力及び温度と無関係に一定の電圧レ
ベルとなる基準信号Ｓａを、差動増幅回路８により増幅
し且つＡＤ変換回路９によりデジタル変換したデータで
あるから、次式が成立することになる。 Ａ＝β（ｔ） ……The reference information A is obtained by amplifying the reference signal Sa having a constant voltage level irrespective of the pressure and temperature acting on the pressure detection bridge circuit 3 by the differential amplifier circuit 8 and by the AD conversion circuit 9. Since the data is digitally converted, the following equation holds. A = β (t) ……

【００９３】上記式、を用いてＰについて解くと、
非線形項β（ｔ）が削除された状態の次式が得られ
る。 Ｐ＝｛（Ｔ／Ａ−ｑ）×（−ｋ／δ）＋Ｄ／Ａ−ｆ｝ ／｛（Ｔ／Ａ−ｑ）×ｃ／δ＋ｄ｝ …… ＥＰＲＯＭ１３には、式に基づいた圧力Ｐの演算に必
要な係数δ、ｑ、ｃ、ｄ、ｋ、ｆが補正係数として予め
記憶されている。Solving for P using the above equation gives
The following equation with the nonlinear term β (t) removed is obtained. P = {(T / A−q) × (−k / δ) + D / A−f} / {(T / A−q) × c / δ + d} The EPROM 13 stores the pressure P Coefficients δ, q, c, d, k, and f required for calculation are stored in advance as correction coefficients.

【００９４】ここで、前にも述べたように、Ａは意図的
オフセット測定値ａに相当し、Ｄ及びＴはそれぞれ信号
測定値ｂに相当するものであり、式においては、Ｔ／
Ａ、Ｄ／Ａにより意図的オフセット値を含んだもの同士
の比を取っており、従って、前述したような原理によ
り、低周波ノイズ（直流ノイズを含む）の低減が実現さ
れている。尚、参考までに、低周波ノイズとＡＤ変換回
路９の分解能を例示しておくと、低周波ノイズは数〜数
十μＶ、ＡＤ変換回路９の分解能も同様に数〜数十μＶ
であり、両者ともμＶオーダーといえる。また、除去対
象の低周波ノイズは、１０Ｈｚ以下ではノイズ周波数ｆ
の１／ｆに比例したものに限らず、（１／ｆ）n （ｎは
１以上の実数）に比例するノイズも含まれるものであ
る。Here, as described above, A corresponds to the intentional offset measurement value a, D and T each correspond to the signal measurement value b, and in the equation, T /
A and D / A take a ratio between those that include an intentional offset value, and therefore low-frequency noise (including DC noise) is reduced by the principle described above. For reference, the low-frequency noise and the resolution of the AD conversion circuit 9 are exemplified. The low-frequency noise is several to several tens μV, and the resolution of the AD conversion circuit 9 is also several to several tens μV.
And both are on the order of μV. The low-frequency noise to be removed has a noise frequency f at 10 Hz or less.
Not only the noise proportional to 1 / f but also noise proportional to (1 / f) n (n is a real number of 1 or more).

【００９５】補正演算回路１４（本発明でいうデータ演
算回路に相当）は、上記式を利用した圧力Ｐの演算
を、制御ブロック７からの指令を受けて行うものであ
り、その演算時には、スタックメモリ１２から読み出し
た圧力情報Ｄ、温度情報Ｔ及び基準情報Ａ、並びにＥＰ
ＲＯＭ１３から読み出した補正係数（δ、ｑ、ｃ、ｄ、
ｋ、ｆ）を使用する構成となっている。そして、補正演
算回路１４による演算結果は、センサ部１による検出圧
力を示す圧力データとしてＩ／Ｏブロック１５から出力
される。The correction operation circuit 14 (corresponding to the data operation circuit in the present invention) performs the operation of the pressure P using the above equation in response to a command from the control block 7, and at the time of the operation, the stack Pressure information D, temperature information T, reference information A, and EP read from the memory 12
The correction coefficients (δ, q, c, d,
k, f). Then, the calculation result by the correction calculation circuit 14 is output from the I / O block 15 as pressure data indicating the pressure detected by the sensor unit 1.

【００９６】さて、図８には、制御ブロック７による制
御内容が概略的に示されており、以下これについて関連
した作用と共に説明する。即ち、制御ブロック７は、ま
ず、アナログマルチプレクサ６に対して、圧力検出用ブ
リッジ回路３からの検出信号Ｓｄを選択するためのセレ
クト信号を出力する（ステップＳ１）。すると、差動増
幅回路８から上記検出信号Ｓｄを増幅した電圧信号（こ
れには意図的オフセット値が含まれる）が出力されるよ
うになり、この電圧信号が、ＡＤ変換回路９内のＲＧＤ
１０に対しＡＤ変換対象信号として印加される。FIG. 8 schematically shows the contents of control by the control block 7, which will be described below together with related operations. That is, the control block 7 first outputs a select signal for selecting the detection signal Sd from the pressure detection bridge circuit 3 to the analog multiplexer 6 (step S1). Then, a voltage signal (including an intentional offset value) obtained by amplifying the detection signal Sd is output from the differential amplifier circuit 8, and this voltage signal is output to the RGD in the AD conversion circuit 9.
10 is applied as an AD conversion target signal.

【００９７】この後、制御ブロック７は、パルス信号Ｐ
Ａ及びＰＢの出力制御ルーチンＳ２を実行する。このル
ーチンＳ２では、図７に示す時刻ｔ１〜ｔ２の期間中に
おいてパルス信号ＰＡを出力すると共に、その時刻ｔ１
後においてパルス信号ＰＢを図７に示すようなタイミン
グ（具体的には、時刻ｔ１〜ｔ２の期間において４回立
ち上がる状態）で出力する。Thereafter, the control block 7 outputs the pulse signal P
A and PB output control routine S2 is executed. In this routine S2, the pulse signal PA is output during the period from time t1 to t2 shown in FIG.
Thereafter, the pulse signal PB is output at the timing as shown in FIG. 7 (specifically, the pulse signal PB rises four times during the period from time t1 to t2).

【００９８】これにより、パルス信号ＰＡの出力期間中
において、ＲＧＤ１０内で信号周回動作が継続して行わ
れると共に、パルス信号ＰＢの立上がり毎にスタックメ
モリ１２がラッチされるものであり、そのラッチデータ
の差（例えば３回目の立ち上がりと４回目の立ち上がり
における各ラッチデータの差）に基づいて、差動増幅回
路８からの電圧信号（検出信号Ｓｄを増幅した電圧信
号）に応じたデジタルデータが圧力情報Ｄとして得られ
るようになる。Thus, during the output period of the pulse signal PA, the signal circulating operation is continuously performed in the RGD 10, and the stack memory 12 is latched every time the pulse signal PB rises. (For example, a difference between each latch data at the third rising and the fourth rising), the digital data corresponding to the voltage signal (the voltage signal obtained by amplifying the detection signal Sd) from the differential amplifier circuit 8 is compressed. It can be obtained as information D.

【００９９】制御ブロック７は、上記出力制御ルーチン
Ｓ２の実行に応じて圧力情報Ｄを取り込んだ後には、ア
ナログマルチプレクサ６に対して、基準電圧発生回路５
からの基準信号Ｓａを選択するためのセレクト信号を出
力する（ステップＳ３）。すると、差動増幅回路８から
上記基準信号Ｓａを増幅した電圧信号（これには意図的
オフセット値が含まれる）が出力されるようになり、こ
の電圧信号が、ＡＤ変換回路９内のＲＧＤ１０に対しＡ
Ｄ変換対象信号として印加される。After fetching the pressure information D in accordance with the execution of the output control routine S2, the control block 7 sends the reference voltage generation circuit 5 to the analog multiplexer 6.
And outputs a select signal for selecting the reference signal Sa (step S3). Then, a voltage signal (including an intentional offset value) obtained by amplifying the reference signal Sa is output from the differential amplifier circuit 8, and this voltage signal is supplied to the RGD 10 in the AD conversion circuit 9. A
It is applied as a signal to be D-converted.

【０１００】この後、制御ブロック７は、パルス信号Ｐ
Ａ及びＰＢの出力制御ルーチンＳ４を実行する。このル
ーチンＳ４では、図７に示す時刻ｔ３〜ｔ４の期間中に
おいてパルス信号ＰＡを出力すると共に、その時刻ｔ３
後においてパルス信号ＰＢを図７に示すようなタイミン
グで出力する。Thereafter, the control block 7 outputs the pulse signal P
A and PB output control routine S4 is executed. In this routine S4, the pulse signal PA is output during the period from time t3 to t4 shown in FIG.
Thereafter, the pulse signal PB is output at the timing as shown in FIG.

【０１０１】これにより、パルス信号ＰＡの出力期間中
において、ＲＧＤ１０内で信号周回動作が継続して行わ
れると共に、パルス信号ＰＢの立上がり毎にスタックメ
モリ１２がラッチされるものであり、そのラッチデータ
の差に基づいて、差動増幅回路８からの電圧信号（基準
信号Ｓａを増幅した電圧信号）に応じたデジタルデータ
が基準情報Ａとして得られるようになる。Thus, during the output period of the pulse signal PA, the signal circulating operation is continuously performed in the RGD 10, and the stack memory 12 is latched every time the pulse signal PB rises. , Digital data corresponding to a voltage signal (a voltage signal obtained by amplifying the reference signal Sa) from the differential amplifier circuit 8 can be obtained as the reference information A.

【０１０２】制御ブロック７は、上記出力制御ルーチン
Ｓ４の実行に応じて基準情報Ａを取り込んだ後には、ア
ナログマルチプレクサ６に対して、温度検出用ブリッジ
回路４からの温度信号Ｓｔを選択するためのセレクト信
号を出力する（ステップＳ５）。すると、差動増幅回路
８から上記温度信号Ｓｔを増幅した電圧信号（これには
意図的オフセット値が含まれる）が出力されるようにな
り、この電圧信号がＡＤ変換回路９内のＲＧＤ１０に対
しＡＤ変換対象信号として印加される。After fetching the reference information A in accordance with the execution of the output control routine S4, the control block 7 selects the temperature signal St from the temperature detection bridge circuit 4 for the analog multiplexer 6. A select signal is output (step S5). Then, a voltage signal (including an intentional offset value) obtained by amplifying the temperature signal St is output from the differential amplifier circuit 8, and this voltage signal is output to the RGD 10 in the AD conversion circuit 9. Applied as an AD conversion target signal.

【０１０３】この後、制御ブロック７は、パルス信号Ｐ
Ａ及びＰＢの出力制御ルーチンＳ６を実行する。このル
ーチンＳ６では、図７に示す時刻ｔ５〜ｔ６の期間中に
おいてパルス信号ＰＡを出力すると共に、その時刻ｔ５
後においてパルス信号ＰＢを図７に示すようなタイミン
グで出力する。Thereafter, the control block 7 outputs the pulse signal P
A and PB output control routine S6 is executed. In this routine S6, the pulse signal PA is output during the period from time t5 to time t6 shown in FIG.
Thereafter, the pulse signal PB is output at the timing as shown in FIG.

【０１０４】これにより、パルス信号ＰＡの出力期間中
において、ＲＧＤ１０内で信号周回動作が継続して行わ
れると共に、パルス信号ＰＢの立上がり毎にスタックメ
モリ１２がラッチされるものであり、そのラッチデータ
の差に基づいて、差動増幅回路８からの電圧信号（温度
信号Ｓｔを増幅した電圧信号）に応じたデジタルデータ
が温度情報Ｔとして得られるようになる。Thus, during the output period of the pulse signal PA, the signal circulating operation is continuously performed in the RGD 10, and the stack memory 12 is latched every time the pulse signal PB rises. , Digital data corresponding to a voltage signal (a voltage signal obtained by amplifying the temperature signal St) from the differential amplifier circuit 8 can be obtained as the temperature information T.

【０１０５】制御ブロック７は、上記出力制御ルーチン
Ｓ６の実行後には、補正演算回路１４に対して演算指令
を出力する（ステップＳ７）。すると、補正演算回路１
４にあっては、スタックメモリ１２から読み出した圧力
情報Ｄ、温度情報Ｔ及び基準情報Ａ、並びにＥＰＲＯＭ
１３から読み出した補正係数（δ、ｑ、ｃ、ｄ、ｋ、
ｆ）を使用して、前記式の演算を行うものであり、そ
の演算結果を、センサ部１による検出圧力を示す圧力デ
ータとしてＩ／Ｏブロック１５から出力するようにな
る。After executing the output control routine S6, the control block 7 outputs a calculation command to the correction calculation circuit 14 (step S7). Then, the correction operation circuit 1
4, the pressure information D, the temperature information T, the reference information A read from the stack memory 12, and the EPROM
13 (δ, q, c, d, k,
The calculation of the above expression is performed using f), and the calculation result is output from the I / O block 15 as pressure data indicating the pressure detected by the sensor unit 1.

【０１０６】この後、制御ブロック７は、所定の待機時
間が経過するまで待機し（ステップＳ８）、当該待機時
間が経過したときにステップＳ１へ戻るようになる。従
って、一連の圧力検出動作（Ｓ１〜Ｓ７）は、上記待機
時間が経過する毎に周期的に行われることになる。Thereafter, the control block 7 waits until the predetermined standby time has elapsed (step S8), and returns to step S1 when the standby time has elapsed. Therefore, a series of pressure detection operations (S1 to S7) are periodically performed every time the standby time elapses.

【０１０７】要するに上記した回路構成によれば、検出
信号Ｓｄ、温度信号Ｓｔ及び基準信号Ｓａをアナログマ
ルチプレクサ６を通じて時分割処理すると共に、それら
の信号Ｓｄ、Ｓｔ及びＳａを同一の差動増幅回路８によ
り増幅した各電圧信号に一定レベルの意図的オフセット
値を付加し、斯様な各電圧信号の電圧レベルをＡＤ変換
回路９により測定することにより、各信号の信号量を示
す３種類のデジタルデータ（圧力情報Ｄ、温度情報Ｔ、
基準情報Ａ）を得るようにしている。In short, according to the above-described circuit configuration, the detection signal Sd, the temperature signal St, and the reference signal Sa are time-division-processed through the analog multiplexer 6 and the signals Sd, St, and Sa are converted into the same differential amplifier circuit 8. By adding an intentional offset value of a certain level to each voltage signal amplified by the above, and measuring the voltage level of each such voltage signal by the AD conversion circuit 9, three types of digital data indicating the signal amount of each signal are obtained. (Pressure information D, temperature information T,
Reference information A) is obtained.

【０１０８】この場合、基準情報Ａは、前記式（１）中
に示した意図的オフセット測定値ａ（或いはａ′）に相
当し、圧力情報Ｄ及び温度情報Ｔは、同じく式（１）中
に示した信号計測値ｂ（或いはｂ′）に相当するもので
あり、従って、上記意図的オフセット値の大きさを、検
出対象信号（検出信号Ｓｄ、温度信号Ｓｔを増幅した各
電圧信号）のレベルの２倍を越える値、望ましくはその
最大値の１０倍以上に設定すれば、前述したようにノイ
ズ軽減効果により、検出出力のＳＮ比を改善できるもの
である。尚、図９には、上記のような構成を採用した場
合のＳＮ比の改善効果を実際に測定した結果を示した。In this case, the reference information A corresponds to the intentional offset measured value a (or a ′) shown in the above equation (1), and the pressure information D and the temperature information T are also the same as in the equation (1). Therefore, the magnitude of the intentional offset value is determined by comparing the magnitude of the intentional offset value with the voltage of the detection target signal (the respective voltage signals obtained by amplifying the detection signal Sd and the temperature signal St). If the value is set to a value exceeding twice the level, preferably 10 times or more of the maximum value, the SN ratio of the detection output can be improved by the noise reduction effect as described above. FIG. 9 shows the results of actually measuring the effect of improving the S / N ratio when the above configuration is employed.

【０１０９】また、式の演算に供するために最終的に
圧力情報Ｄ、温度情報Ｔ及び基準情報Ａに変換される検
出信号Ｓｄ、温度信号Ｓｔ及び基準信号Ｓａは、全て同
じアナログ回路（アナログマルチプレクサ６、差動増幅
回路８、ＡＤ変換回路９）を通過する構成であるから、
その信号伝送系統での回路定数の変動に起因した各信号
のドリフト成分が互いにキャンセルされることになっ
て、上記式中のＴ／Ａ及びＤ／Ａが経時変化すること
がなくなる。この結果、耐久変動（半導体チップ表面を
覆う保護膜の応力が経時変化に伴い解放されることなど
に起因して、各差動増幅回路８内のオペアンプ８ａ、８
ｂのオフセットが初期値からずれたり、各センサ抵抗の
ペア比が初期値から崩れたりする現象）による影響を除
去できるようになって、圧力検出値の精度を長期間に渡
って良好な状態に維持できるようになる。The detection signal Sd, the temperature signal St, and the reference signal Sa, which are finally converted into the pressure information D, the temperature information T, and the reference information A in order to use the equations, are all the same analog circuit (analog multiplexer). 6, the differential amplifier circuit 8 and the AD converter circuit 9).
The drift components of the respective signals caused by the fluctuation of the circuit constant in the signal transmission system are canceled out from each other, so that T / A and D / A in the above equation do not change with time. As a result, the operational amplifiers 8a and 8a in each differential amplifier circuit 8 may change due to endurance fluctuations (for example, the stress of the protective film covering the surface of the semiconductor chip may be released with time).
(b) the offset of b deviates from the initial value or the pair ratio of each sensor resistance deviates from the initial value), so that the accuracy of the pressure detection value can be improved over a long period of time. Be able to maintain.

【０１１０】圧力検出値の精度のさらなる向上を実現す
るためには、差動増幅回路８として増幅能力が高い大型
のものを使用することになるが、当該差動増幅回路８
は、検出信号Ｓｄ、温度信号Ｓｔ及び基準信号Ｓａの増
幅用に兼用する構成となっているから、多数の差動増幅
回路を設ける必要がなくなるものであり、この面からも
全体の小型化を実現できるようになる。In order to further improve the accuracy of the detected pressure value, a large-sized differential amplifier circuit 8 having a high amplification capability is used.
Has a configuration that is also used for amplifying the detection signal Sd, the temperature signal St, and the reference signal Sa, so that it is not necessary to provide a large number of differential amplifier circuits. It can be realized.

【０１１１】本実施例のように、ＲＧＤ１０を利用した
ＡＤ変換回路９にあっては、変換速度の大幅な向上（つ
まりサンプリング時間の大幅な短縮）を実現できるとい
う利点があるため、圧力検出値の算出に必要な時間を短
縮できるようになる。As in the present embodiment, the AD conversion circuit 9 using the RGD 10 has the advantage that the conversion speed can be greatly improved (that is, the sampling time can be significantly shortened). Can be reduced in the time required for the calculation.

【０１１２】さらに、上記した実施例では、検出対象信
号が２種類存在する状態となっているが、それら検出対
象信号に対応した信号測定値である圧力情報Ｄ及び温度
情報Ｔを得るための測定動作タイミングの中間に、意図
的オフセット測定値である基準情報Ａを得るための測定
動作タイミングが設定された構成、具体的には、Ｄ→Ａ
→Ｔの順序で測定動作を行う構成となっている。Further, in the above-described embodiment, there are two types of signals to be detected. A configuration in which a measurement operation timing for obtaining reference information A that is an intentional offset measurement value is set in the middle of the operation timing, specifically, D → A
→ The measuring operation is performed in the order of T.

【０１１３】つまり、基準情報Ａの測定動作タイミング
と圧力情報Ｄ及び温度情報Ｔの各測定動作タイミングと
の各間の平均所要時間が最短となるような順序で測定動
作が行われる構成となっている。このため、前記式に
基づいて圧力Ｐの演算を行う際に必要となるＴ／Ａ及び
Ｄ／Ａの各演算をでき得る限り早く行うことができる。
この結果、圧力Ｐの演算に用いられる測定結果（Ｄ、
Ａ、Ｔ）に混入する低周波ノイズの大きさが、上記Ｔ／
Ａ及びＤ／Ａの各演算に用いられる測定結果間で互いに
等しくなる方向に作用するから、その演算結果から低周
波ノイズ成分（直流ノイズ成分も含む）を除去する効果
を高め得るようになり、圧力Ｐの検出精度が向上するよ
うになる。That is, the measurement operation is performed in such an order that the average required time between the measurement operation timing of the reference information A and each measurement operation timing of the pressure information D and the temperature information T becomes the shortest. I have. Therefore, the T / A and D / A calculations required when calculating the pressure P based on the above equation can be performed as soon as possible.
As a result, the measurement results (D,
A, T), the magnitude of the low frequency noise mixed in the above T /
Since the measurement results used in the A and D / A calculations act in directions that are equal to each other, the effect of removing low frequency noise components (including DC noise components) from the calculation results can be enhanced. The accuracy of detecting the pressure P is improved.

【０１１４】勿論、Ｔ→Ａ→Ｄの順序で測定動作を行っ
た場合にも、上記同様に圧力Ｐの検出精度を高め得るも
のである。また、上記実施例の場合は問題ないが、２種
類の信号測定値（これらを説明の便宜上、ΔＤ、ΔＴと
する）を得るための測定動作タイミングの中間に、意図
的オフセット測定値（これを説明の便宜上、ΔＡとす
る）を得るための測定動作タイミングが設定できない場
合には、以下のような測定順とすることが考えられる。Of course, even when the measurement operation is performed in the order of T → A → D, the detection accuracy of the pressure P can be improved as described above. Although there is no problem in the case of the above embodiment, an intentional offset measurement value (which is referred to as “D If it is not possible to set the measurement operation timing for obtaining ΔA for convenience of explanation, the following measurement order may be used.

【０１１５】即ち、意図的オフセット測定値ΔＡを得る
ための測定動作タイミングと、上記２種類の信号測定値
ΔＤ、ΔＴのうち、センサ精度に最も大きな影響をもた
らす検出対象信号に対応した測定値を得るための測定動
作タイミングとの間隔が最短となるような順序で各測定
動作を行う構成とすれば良い。例えば、ΔＤが重要であ
る場合には、ΔＡ→ΔＤ→ΔＴの順或いΔＴ→ΔＤ→Δ
Ａの順で測定すれば良い。このように構成した場合に
は、センサ精度に重要な影響をもたらす特定の検出対象
信号を含む信号測定値ΔＤに混入する低周波ノイズの大
きさと、意図的オフセット測定値ΔＡに混入する低周波
ノイズの大きさが互いに等しくなる方向に作用するか
ら、上記特定の検出対象信号に対するノイズ除去効果を
高め得るようになり、総じてセンサ回路の検出精度を向
上させ得るようになる。That is, the measurement operation timing for obtaining the intentional offset measurement value ΔA, and the measurement value corresponding to the detection target signal which has the greatest effect on the sensor accuracy among the above two types of signal measurement values ΔD and ΔT are determined. The configuration may be such that each measurement operation is performed in such an order that the interval from the measurement operation timing to be obtained is the shortest. For example, when ΔD is important, the order of ΔA → ΔD → ΔT or ΔT → ΔD → Δ
The measurement may be performed in the order of A. In the case of such a configuration, the magnitude of low-frequency noise mixed in the signal measurement value ΔD including the specific detection target signal having a significant effect on the sensor accuracy and the low-frequency noise mixed in the intentional offset measurement value ΔA Act in a direction in which the magnitudes are equal to each other, it is possible to enhance the noise removal effect on the specific detection target signal, and to improve the detection accuracy of the sensor circuit as a whole.

【０１１６】ところで、上記した実施例の場合、図８に
示した出力制御ルーチンＳ２、Ｓ４、Ｓ６の実行時にお
いて、スタックメモリ１２からラッチデータの差に基づ
いたデジタルデータを３回取り込むことができるから、
それらを平均化した値をデジタルデータ（圧力情報Ｄ、
基準情報Ａ及び温度情報Ｔ）として得る構成とすること
もできる。このような構成とした場合には、低周波ノイ
ズの軽減と同時に高周波ノイズも軽減できるものであ
り、以下、その高周波ノイズの軽減原理について、図１
０及び図１１を参照して説明する。By the way, in the case of the above-described embodiment, the digital data based on the difference between the latch data can be fetched from the stack memory 12 three times during the execution of the output control routines S2, S4 and S6 shown in FIG. From
The averaged value is converted to digital data (pressure information D,
A configuration in which the information is obtained as the reference information A and the temperature information T) may be employed. With such a configuration, high-frequency noise can be reduced at the same time as low-frequency noise.
This will be described with reference to FIG.

【０１１７】即ち、図１０の例では、ノイズｅが混入し
た意図的オフセット測定値ａ′を得るための測定動作を
複数回（３回）連続して実行し、その直後に、ノイズｅ
が混入した信号測定値ｂ′を得るための測定動作を複数
回（３回）連続的に実行するタイミングが示されている
（各群の測定動作の順序は逆でも良い）。この場合、各
群の測定動作間の間隔ｔｉが比較的長くなるが、低周波
ノイズのレベルはゆっくり変化するため、各回の測定デ
ータには、ほぼ等しい低周波ノイズ成分が混入している
と考えられる。従って、低周波ノイズについては、前述
したようなノイズ低減方法を適用することにより十分な
低減効果を期待できる。That is, in the example of FIG. 10, the measurement operation for obtaining the intentional offset measurement value a 'mixed with the noise e is continuously performed a plurality of times (three times).
The timing at which the measurement operation for obtaining the signal measurement value b 'mixed with a plurality of times (three times) is shown continuously (the order of the measurement operation of each group may be reversed). In this case, the interval ti between the measurement operations of each group becomes relatively long, but the level of the low-frequency noise changes slowly, so that it is considered that almost equal low-frequency noise components are mixed in each measurement data. Can be Therefore, for low-frequency noise, a sufficient reduction effect can be expected by applying the above-described noise reduction method.

【０１１８】一方、複数回ずつの測定により得た意図的
オフセット測定値ａ′及び信号測定値ｂ′をそれぞれ平
均化して、その代表値をノイズ除去のための補正処理に
供することにすれば、それら各測定値ａ′及びｂ′を平
均化することに伴う積分効果によって、高周波ノイズの
低減をも同時に図り得るようになる。このような高周波
ノイズの低減効果は、意図的オフセット測定値ａ′及び
信号測定値ｂ′のサンプル数を増やすこと、つまり、測
定回数を増やすことにより高めることができる。また、
上記のように、複数サンプルの意図的オフセット測定値
ａ′を得るための複数回の測定動作と、複数サンプルの
信号測定値ｂ′を得るための複数回の測定動作とを、こ
の順または逆の順で連続的に行う構成とした場合には、
測定対象を切り換える動作を１回（圧力情報Ｄ、基準情
報Ａ及び温度情報Ｔを得る場合は２回）行うだけ済ん
で、その切り換え動作が複雑になる恐れがなくなる。On the other hand, if the intentional offset measurement value a 'and the signal measurement value b' obtained by performing the measurement a plurality of times are each averaged and the representative value is subjected to a correction process for removing noise, The high frequency noise can be reduced at the same time by the integration effect caused by averaging the measured values a ′ and b ′. Such a high-frequency noise reduction effect can be enhanced by increasing the number of samples of the intentional offset measurement value a 'and the signal measurement value b', that is, by increasing the number of measurements. Also,
As described above, a plurality of measurement operations for obtaining intentional offset measurement values a 'of a plurality of samples and a plurality of measurement operations for obtaining signal measurement values b' of a plurality of samples are performed in this order or in reverse. If the configuration is performed continuously in the order of
The operation of switching the measurement target is performed only once (two times when obtaining the pressure information D, the reference information A, and the temperature information T), and the switching operation is not likely to be complicated.

【０１１９】図１１の例では、ノイズｅが混入した意図
的オフセット測定値ａ′を得るための測定動作と、ノイ
ズｅが混入した信号測定値ｂ′を得るための測定動作と
を、この順で連続的に行うサイクルを複数回（３回）反
復するタイミングが示されている（各測定動作の順序は
逆でも良い）。この場合にも、複数回ずつの測定により
得た意図的オフセット測定値ａ′及び信号測定値ｂ′を
それぞれ平均化して、その代表値をノイズ除去のための
補正処理に供することにすれば、それら各測定値ａ′及
びｂ′を平均化することに伴う積分効果によって、高周
波ノイズの低減をも同時に図り得るようになる。特に、
この場合には、意図的オフセット測定値ａ′を得るため
の測定動作と信号測定値ｂ′を得るための測定動作とを
１単位とした測定が行われる結果、各測定値ａ′及び
ｂ′間の測定間隔ｔｉが短くなる。このため、各測定値
ａ′及びｂ′に混入する低周波ノイズの大きさの一致度
が高くなるから、結果的に、低周波ノイズについては、
前述したようなノイズ低減方法を適用することによっ
て、一段と満足できる低減効果を期待できるようにな
る。In the example of FIG. 11, the measurement operation for obtaining the intentional offset measurement value a 'containing the noise e and the measurement operation for obtaining the signal measurement value b' containing the noise e are performed in this order. (A) and (b) show a timing at which a cycle continuously performed is repeated a plurality of times (three times) (the order of each measurement operation may be reversed). Also in this case, if the intentional offset measurement value a ′ and the signal measurement value b ′ obtained by the multiple measurements are each averaged, and the representative value is subjected to a correction process for noise removal, The high frequency noise can be reduced at the same time by the integration effect caused by averaging the measured values a ′ and b ′. In particular,
In this case, the measurement operation for obtaining the intentional offset measurement value a 'and the measurement operation for obtaining the signal measurement value b' are performed as one unit, and as a result, the measurement values a 'and b' are obtained. The measurement interval ti between them becomes shorter. For this reason, the degree of coincidence of the magnitude of the low-frequency noise mixed in each of the measured values a ′ and b ′ increases, and as a result, for the low-frequency noise,
By applying the above-described noise reduction method, a more satisfactory reduction effect can be expected.

【０１２０】（第２の実施の形態）図１２ないし図１４
には、上記第１実施例に変更を加えた本発明の第２実施
例が示されており、以下これについて異なる部分のみ説
明する。即ち、第１実施例では、ＡＤ変換回路の前段に
位置するアナログ回路において意図的オフセットを設定
する方法を示したが、この第２実施例では、ＡＤ変換の
後にデジタル値の意図的オフセットデータにより意図的
オフセットを直接的に設定する方法を示す。(Second Embodiment) FIGS. 12 to 14
Shows a second embodiment of the present invention in which the first embodiment is modified, and only different portions will be described below. That is, in the first embodiment, the method of setting the intentional offset in the analog circuit located in the preceding stage of the AD conversion circuit has been described. A method for directly setting an intentional offset will be described.

【０１２１】図１２は、本実施例による信号処理回路の
構成が概略的な機能ブロックにより示されている。この
図１２の構成では、まず、アナログスイッチにより、ノ
イズｅが重畳した状態の検出対象信号ｓｉｇと、ノイズ
ｅが重畳した状態の比較対象値ｒを所定順に選択し、選
択された信号をセンサ用ＡＤ変換回路で順次ＡＤ変換す
る。このようなＡＤ変換動作によって、デジタルデータ
である検出データＤｓｉｇと比較対象データＤｒを得る
ものであり、各データＤｓｉｇ及びＤｒは、後段のデジ
タル演算回路に転送される。このデジタル演算回路に
は、検出データＤｓｉｇより大きなデジタル値の意図的
オフセットデータＤｏｓが設定されており、加算器にお
いて、その意図的オフセットデータＤｏｓを前記比較対
象データＤｒに加算して意図的オフセット測定値ａ′と
し、且つ意図的オフセットデータＤｏｓを前記検出デー
タＤｓｉｇに加算して信号測定値ｂ′とするものであ
り、これらの測定値ａ′及びｂ′は、それぞれに対応し
たレジスタに蓄積される。デジタル演算回路では、前記
第１実施例と同様に、補正用データＳ′（＝ｂ′／
ａ′）を求めるための補正演算を除算器において行い、
その補正用データＳ′に基づいた信号処理によりノイズ
除去が実行される。FIG. 12 is a schematic functional block diagram showing the configuration of the signal processing circuit according to this embodiment. In the configuration of FIG. 12, first, a detection target signal sig in a state where noise e is superimposed and a comparison target value r in a state where noise e is superimposed are selected in a predetermined order by an analog switch, and the selected signal is used for a sensor. The AD conversion circuit sequentially performs AD conversion. By such an AD conversion operation, detection data Dsig, which is digital data, and comparison target data Dr are obtained, and each of the data Dsig and Dr is transferred to a digital operation circuit at a subsequent stage. In the digital arithmetic circuit, intentional offset data Dos having a digital value larger than the detection data Dsig is set, and the intentional offset data Dos is added to the comparison target data Dr in an adder to measure the intentional offset data Dos. And the intentional offset data Dos is added to the detection data Dsig to obtain a signal measurement value b '. These measurement values a' and b 'are stored in registers corresponding to the respective values. You. In the digital operation circuit, similarly to the first embodiment, the correction data S '(= b' /
a ′) is calculated in a divider to obtain
Noise removal is performed by signal processing based on the correction data S '.

【０１２２】この方法によれば、デジタル回路を一部追
加する必要があるが、ＡＤ変換回路の許容変換入力範囲
（ダイナミックレンジ）と、検出対象信号ｓｉｇ及び比
較対象値ｒの変化範囲とを同レベルにできるため、ＡＤ
変換回路に要求される性能を緩和できるようになる。According to this method, it is necessary to add a part of a digital circuit. AD
The required performance of the conversion circuit can be reduced.

【０１２３】尚、上記検出データＤｓｉｇ及び比較対象
データＤｒは、それぞれ以下のように表すことができ
る。 Ｄｓｉｇ＝Ｄｔｒｓｉｇ＋Ｄｅ Ｄｒ＝Ｄｔｒｒ＋Ｄｅ ここで、Ｄｔｒｓｉｇは真の検出対象信号ｓｉｇに対す
るＡＤ変換データ、Ｄｔｒｒは真の比較対象値ｒに対す
るＡＤ変換データ、Ｄｅはノイズｅに対するＡＤ変換デ
ータを示す。The detection data Dsig and the comparison target data Dr can be respectively expressed as follows. Dsig = Dtrsig + De Dr = Dtrr + De where Dtrsig is AD conversion data for a true detection target signal sig, Dtrr is AD conversion data for a true comparison target value r, and De is AD conversion data for a noise e.

【０１２４】比較対象値ｒの設定方法は種々考えられる
が、例えば、前記第１実施例における半導体圧力センサ
装置（図６参照）に適用する場合には、図６中における
基準電圧発生回路５が発生する基準信号Ｓａを比較対象
値ｒとして利用すれば良く、以下においては、この図６
も参照しながら第２実施例の内容について説明する。こ
のように基準信号Ｓａを比較対象値ｒとして利用すると
きには、基準電圧発生回路５内の抵抗素子Ｒa1及びＲa2
の抵抗値を予め調整することにより、基準信号Ｓａの電
圧レベル、つまり比較対象値ｒの大きさを任意の値（但
し、定電圧電源端子＋Ｖccの出力電圧以下）に設定でき
る。There are various methods for setting the comparison target value r. For example, when applied to the semiconductor pressure sensor device of the first embodiment (see FIG. 6), the reference voltage generation circuit 5 in FIG. The generated reference signal Sa may be used as a comparison target value r.
The contents of the second embodiment will be described with reference to FIG. When the reference signal Sa is used as the comparison value r, the resistance elements Ra1 and Ra2 in the reference voltage generation circuit 5 are used.
, The voltage level of the reference signal Sa, that is, the magnitude of the comparison target value r, can be set to an arbitrary value (however, equal to or less than the output voltage of the constant voltage power supply terminal + Vcc).

【０１２５】ここで、例えば、第１実施例のアナログ回
路による意図的オフセット発生手段である図６中の定電
圧源８ｆ（信号生成手段）の出力がほぼ零であると仮定
する（その代わりとして、デジタル値の意図的オフセッ
トデータＤｏｓを設定するのが第２実施例の特徴であ
る）。Here, for example, it is assumed that the output of the constant voltage source 8f (signal generating means) in FIG. 6 which is the intentional offset generating means by the analog circuit of the first embodiment is substantially zero (instead of that). , Setting the intentional offset data Dos of the digital value is a feature of the second embodiment.

【０１２６】検出対象信号ｓｉｇ＝０に対応した比較対
象値ｒを設定する場合（比較対象値ｒのＡＤ変換値であ
る比較対象データＤｒを検出対象信号ｓｉｇが概ね零で
あるときのＡＤ変化値Ｄｄｉｇとほぼ等しい値となるよ
うに設定する場合）について説明する。一般的に、検出
対象信号ｓｉｇ＝０のとき、センシングエレメントであ
るフルブリッジ形式の圧力検出用ブリッジ回路３から出
力される検出信号Ｓｄはほぼ０Ｖとなる。従って、基準
電圧発生回路５から出力される基準信号Ｓａの電圧レベ
ルを接地電圧（＝０Ｖ）とすれば、ＡＤ変換回路９（測
定手段）への入力電圧は、Ｓａ＝０Ｖ＝Ｓｄとなり、検
出信号Ｓｄが零付近のときにノイズ除去効果を一段と高
め得るようになる。つまり、検出信号Ｓｄ（検出対象信
号ｓｉｇ）が零付近のときに補正結果（理想データ比）
Ｓがほぼ１となるため、前記式（５）から分かるように
誤差率εｒを最小にできる。具体的には、例えば抵抗素
子Ｒa1＝１００ｋΩ、Ｒa2＝０Ωとすれば良い。When the comparison target value r corresponding to the detection target signal sig = 0 is set (the comparison target data Dr which is the AD conversion value of the comparison target value r is converted to the AD change value when the detection target signal sig is substantially zero) The case where the value is set to be substantially equal to Ddig) will be described. Generally, when the detection target signal sig = 0, the detection signal Sd output from the full-bridge pressure detection bridge circuit 3 that is a sensing element is substantially 0V. Therefore, if the voltage level of the reference signal Sa output from the reference voltage generation circuit 5 is the ground voltage (= 0 V), the input voltage to the AD conversion circuit 9 (measuring means) is Sa = 0 V = Sd, and the detection is performed. When the signal Sd is near zero, the noise removing effect can be further enhanced. That is, when the detection signal Sd (detection target signal sig) is near zero, the correction result (ideal data ratio)
Since S is approximately 1, the error rate εr can be minimized as can be seen from the above equation (5). Specifically, for example, the resistance element Ra1 may be set to 100 kΩ and Ra2 may be set to 0Ω.

【０１２７】一方、比較対象値ｒを検出対象信号ｓｉｇ
の最大値の５０％に設定する場合（比較対象値ｒのＡＤ
変換値である比較対象データＤｒを検出対象信号ｓｉｇ
がその最大値の概ね５０％であるときのＡＤ変化値Ｄｄ
ｉｇとほぼ等しい値となるように設定する場合）には、
一般的には、定電圧電源端子＋Ｖccの出力電圧の１／２
の電圧に設定することになる。これにより、検出対象信
号ｓｉｇが最小値或いは最大値付近にあるときにおける
ノイズ除去効果の劣化を最小限に抑えることができる。
つまり、検出信号Ｓｄが最小値と最大値との間で変化し
ても、補正結果Ｓの変化幅がＳ＝１を中心とした最小の
範囲に収まるため、前記式（５）から分かるように誤差
率εｒの劣化を最小限に抑制できる。この場合、具体的
には、例えば抵抗素子Ｒa1＝Ｒa2＝１００ｋΩとすれば
良い。以上のように、抵抗Ｒa1及びＲa2の抵抗値を選択
することにより所望の比較対象値ｒを設定できるもので
ある。On the other hand, the comparison target value r is set to the detection target signal sig.
Is set to 50% of the maximum value of
The comparison target data Dr, which is the conversion value, is converted to the detection target signal sig.
Change value Dd when is approximately 50% of the maximum value
ig).
Generally, a constant voltage power supply terminal + 1/2 of the output voltage of Vcc
Voltage. Thereby, it is possible to minimize the deterioration of the noise removal effect when the detection target signal sig is near the minimum value or the maximum value.
That is, even if the detection signal Sd changes between the minimum value and the maximum value, the change width of the correction result S falls within the minimum range centered on S = 1. The deterioration of the error rate εr can be suppressed to a minimum. In this case, specifically, for example, the resistance element Ra1 = Ra2 = 100 kΩ may be set. As described above, a desired comparison target value r can be set by selecting the resistance values of the resistors Ra1 and Ra2.

【０１２８】本発明による低周波ノイズ除去方法は、そ
の信号処理の原理上、基本的にはアナログ処理、デジタ
ル処理の区別に拘らず有効である。但し、熱雑音や電磁
雑音などの影響を受けないデジタル処理において、より
低コストで効率的なノイズ除去を行い得るといえる。つ
まり、仮にアナログ処理により行う場合には、検出対象
信号に割り当てられる信号範囲（例えが電圧範囲）が狭
くなり、その結果として最低限必要な信号レベルが、熱
雑音や電磁雑音などに埋もれてしまうため、より低ノイ
ズの素子（例えばＨＢＴ（ヘテロ接合バイポーラトラン
ジスタ）、ＨＥＭＴ（高電子移動度トランジスタ）など
の高価な化合物半導体素子）を使用した信号処理回路や
高性能なフィルタの他に、高価なシールド対策などが必
要になってしまう。The low-frequency noise elimination method according to the present invention is basically effective irrespective of the distinction between analog processing and digital processing due to the principle of signal processing. However, in digital processing that is not affected by thermal noise, electromagnetic noise, or the like, it can be said that noise can be efficiently removed at lower cost. That is, if analog processing is performed, the signal range (for example, the voltage range) allocated to the detection target signal becomes narrow, and as a result, the minimum necessary signal level is buried in thermal noise, electromagnetic noise, and the like. Therefore, in addition to a signal processing circuit and a high-performance filter using a low-noise element (for example, an expensive compound semiconductor element such as an HBT (heterojunction bipolar transistor) and a HEMT (high electron mobility transistor)), an expensive filter is used. Shield measures are required.

【０１２９】これに対してデジタル処理により行う場合
には、信号処理回路を標準的なＣＭＯＳ回路により安価
に製造でき、且つ信号処理時のＳＮ比の劣化がなく情報
量が十分に保持されるため特に有効となる。その具体例
を図１３及び図１４を用いて説明する。On the other hand, in the case of performing digital processing, the signal processing circuit can be manufactured at low cost by a standard CMOS circuit, and the information amount is sufficiently maintained without deterioration of the SN ratio during signal processing. Especially effective. A specific example will be described with reference to FIGS.

【０１３０】まず、見掛け上の感度であるが、図１３に
示すように、意図的オフセット値ａが２倍（ａ×２）に
なると、検出対象信号ｓｉｇの変化に応じた補正結果
（ノイズｅがない場合の理想比）Ｓの変化は、約１／２
に減少する。このため、いわゆる感度の低下が発生する
ように見える。しかしながら、デジタル処理を行う場合
には、情報量はその信号に対する有効桁数で決まるた
め、必要な桁数（ビット数）を確保すれば感度の低下を
来たすことはない。First, regarding the apparent sensitivity, as shown in FIG. 13, when the intentional offset value a is doubled (a × 2), a correction result (noise e) corresponding to a change in the detection target signal sig is obtained. (The ideal ratio in the case where there is no) S change is about 1/2
To decrease. Therefore, it appears that a so-called decrease in sensitivity occurs. However, when digital processing is performed, the amount of information is determined by the number of significant digits for the signal. Therefore, if the required number of digits (the number of bits) is secured, the sensitivity does not decrease.

【０１３１】図１４には、意図的オフセット値ａ、検出
対象信号ｓｉｇ、ノイズｅのＡＤ変換データの組み合わ
せが複数例示されていると共に、これらの各値となった
ときの補正結果（理想比）Ｓ（＝ｂ／ａ＝（ａ＋ｓｉ
ｇ）／ａ）、補正用データＳ′（＝（ｂ＋ｅ）／（ａ＋
ｅ）＝（ａ＋ｓｉｇ＋ｅ）／（ａ＋ｅ））、誤差率εｒ
の値（デジタルデータ）について示されている（意図的
オフセット値ａに対するノイズｅの比ｅ／ａも括弧書き
で示す）。尚、図１４中において、補正結果Ｓ及び補正
用データＳ′にそれぞれ付したアンダーラインは、デー
タ値の有効桁部分を示す。FIG. 14 illustrates a plurality of combinations of the intentional offset value a, the detection target signal sig, and the AD conversion data of the noise e, and a correction result (ideal ratio) when each of these values is obtained. S (= b / a = (a + si
g) / a), correction data S '(= (b + e) / (a +
e) = (a + sig + e) / (a + e)), error rate εr
(Digital data) (the ratio e / a of the noise e to the intentional offset value a is also shown in parentheses). In FIG. 14, underlines attached to the correction result S and the correction data S 'respectively indicate the significant digits of the data value.

【０１３２】この図１４の欄に示すように、意図的オ
フセット値ａ＝１０００、検出対象信号ｓｉｇ＝１０
０、ノイズｅ＝１００であった場合、検出対象信号ｓｉ
ｇの有効桁数は３桁であるため、補正結果Ｓの有効情報
も３桁となり、小数第３位までが有効となる。また、
欄に示すように、意図的オフセット値ａを欄の１０倍
にした場合（ａ＝１００００）には、同様に補正結果Ｓ
の有効桁数は３桁であり、小数第４位まで有効となる。
このとき、誤差率εｒは１／１０に低減しており、ノイ
ズ低減効果は１０倍に達することになる。勿論、意図的
オフセット値ａを大きくすればノイズ低減効果が向上す
ることになるが、当然ながら検出対象信号ｓｉｇの有効
桁数以上には意味を持たない。尚、図１４の欄には有
効情報が４桁のときの誤差率εｒを括弧書きで示し、
欄には５桁のときの誤差率εｒを括弧書きで示した。As shown in FIG. 14, the intentional offset value a = 1000 and the detection target signal sig = 10
0 and the noise e = 100, the detection target signal si
Since the number of significant digits of g is 3 digits, the valid information of the correction result S is also 3 digits, and up to the third decimal place is valid. Also,
As shown in the column, when the intentional offset value a is set to 10 times the column (a = 10000), the correction result S is similarly calculated.
Has three significant digits and is valid up to the fourth decimal place.
At this time, the error rate εr is reduced to 1/10, and the noise reduction effect reaches 10 times. Of course, if the intentional offset value “a” is increased, the noise reduction effect is improved, but naturally, it has no meaning beyond the number of significant digits of the detection target signal “sig”. In the column of FIG. 14, the error rate εr when the effective information has four digits is shown in parentheses.
In the column, the error rate εr at the time of five digits is shown in parentheses.

【０１３３】低周波ノイズを効率良く除去し且つ高精度
化するには、検出対象信号ｓｉｇの有効桁数（ＡＤ変換
ビット数）を増加させれば良い。例えば図１４の、
欄に示すように、意図的オフセット値ａが同じ値（＝１
０００００）でも、検出対象信号ｓｉｇの有効桁数の相
違（欄は３桁、欄は４桁）により補正結果Ｓの精度
は異なってくる。従って、目標仕様に応じて、検出対象
信号ｓｉｇの有効桁数を効率が良い桁数に設定すること
で無駄を省き得るようになる。尚、センサ出力（図６の
例では圧力データ）は、上記補正結果Ｓの有効桁数に対
応することになる。In order to efficiently remove low-frequency noise and improve the accuracy, the number of significant digits (the number of AD conversion bits) of the detection target signal sig may be increased. For example, in FIG.
As shown in the column, the intentional offset value a has the same value (= 1
00000), the accuracy of the correction result S differs depending on the difference in the number of significant digits of the detection target signal sig (the column is 3 digits, and the column is 4 digits). Therefore, by setting the number of significant digits of the detection target signal sig to an efficient number of digits according to the target specification, waste can be reduced. The sensor output (pressure data in the example of FIG. 6) corresponds to the number of significant digits of the correction result S.

【０１３４】（その他の実施の形態）尚、本発明は上記
した実施例に限定されるものではなく、次のような変形
または拡張が可能である。上記した実施例は、検出対象
信号の信号量が電圧レベルで示されるものである関係
上、意図的オフセット値を電圧値として設定する構成と
したが、これは検出対象信号の信号量の性質に応じて適
宜変更することができる。例えば、検出対象信号の信号
量が時間情報（パルス周期或いは周波数）として示され
るセンサ回路に適用する場合には、その時間情報よりも
大きな時間値となる意図的オフセット値を設定する構成
とすれば良い。このようなセンサ回路の例としては、被
検出物理量の大小に応じた容量変化するトランスジュー
サを備え、その容量変化を、ＣＲ発振器のＣＲ時定数の
変化、つまり発振周波数の変化として検出する構成のも
のがある。この場合、上記意図的オフセット値（時間
値）を得るためには一定周期のクロック信号を用いるこ
とができる。そして、例えば特開平３−２２０８１４号
公報に記載されたようなパルス位相差符号化回路により
上記意図的オフセット時間値を数値化し、この数値化信
号を利用したデジタル処理を前記実施例と同様に行うこ
とによってノイズ軽減効果を得ることができる。(Other Embodiments) The present invention is not limited to the above-described embodiment, but can be modified or expanded as follows. In the above-described embodiment, the intentional offset value is set as the voltage value because the signal amount of the detection target signal is indicated by the voltage level, but this is due to the nature of the signal amount of the detection target signal. It can be changed as needed. For example, when the present invention is applied to a sensor circuit in which the signal amount of a detection target signal is indicated as time information (pulse cycle or frequency), an intentional offset value having a time value larger than the time information may be set. good. As an example of such a sensor circuit, there is provided a transducer having a capacitance that changes in accordance with the magnitude of a physical quantity to be detected, and detecting the capacitance change as a change in a CR time constant of a CR oscillator, that is, a change in an oscillation frequency. There is. In this case, a clock signal with a constant cycle can be used to obtain the intentional offset value (time value). Then, the intentional offset time value is digitized by a pulse phase difference encoding circuit as described in, for example, JP-A-3-220814, and digital processing using this digitized signal is performed in the same manner as in the above embodiment. Thus, a noise reduction effect can be obtained.

【０１３５】また、被検出物理量の大小に応じた容量変
化を電圧信号に変換して測定動作を行うセンサ回路にも
本発明の方法を適用することで高精度化が可能になる。
図１５は、例えば特開平９−２１１０２２号公報に見ら
れるような静電容量型の半導体力学量センサに適用した
例を示すものであり、以下これについて説明する。即
ち、図１５において、例えば角速度の大きさにより容量
が変化するコンデンサＣｓには、電源Ｅから切換スイッ
チＳＷを通じて初期バイアス電圧Ｖbiを印加して一定電
荷を保持させる（切換スイッチＳＷを一旦電源Ｅ側に切
り換えた後に、それぞれ高入力インピーダンスのピーク
ホールド回路ＰＨＣ及びボトムホールド回路ＢＨＣ側に
切り換える）。この状態で、コンデンサＣｓの容量が角
速度の変化に応じて最小値から最大値に変化すると、ピ
ークホールド回路ＰＨＣ及びボトムホールド回路ＢＭＣ
間に電圧信号Ｓｘが得られる。この電圧信号Ｓｘを前記
図６における検出信号Ｓｄの代わりに用いることで、当
該図６の圧力センサを角速度センサ（ヨーレートセン
サ）として機能させ得る。勿論、上記コンデンサＣｓの
容量が圧力や加速度に応じて変化するものであった場合
には、圧力センサや加速度センサを実現できることにな
る。Further, by applying the method of the present invention to a sensor circuit which performs a measuring operation by converting a change in capacitance according to the magnitude of a physical quantity to be detected into a voltage signal, high accuracy can be achieved.
FIG. 15 shows an example in which the present invention is applied to a capacitance type semiconductor dynamic quantity sensor as disclosed in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 9-211022. This will be described below. That is, in FIG. 15, an initial bias voltage Vbi is applied from the power supply E to the capacitor Cs whose capacitance changes depending on the magnitude of the angular velocity through the changeover switch SW to hold a constant charge (the changeover switch SW is temporarily switched to the power supply E side). , And then switch to the side of the peak hold circuit PHC and the bottom hold circuit BHC with high input impedance, respectively.) In this state, when the capacitance of the capacitor Cs changes from the minimum value to the maximum value according to the change in the angular velocity, the peak hold circuit PHC and the bottom hold circuit BMC
A voltage signal Sx is obtained in between. By using this voltage signal Sx instead of the detection signal Sd in FIG. 6, the pressure sensor in FIG. 6 can function as an angular velocity sensor (yaw rate sensor). Of course, if the capacitance of the capacitor Cs changes according to the pressure or acceleration, a pressure sensor or an acceleration sensor can be realized.

【０１３６】上記のような圧力、加速度、角速度という
物理量の他に、トルク、速度、磁束、湿度、流量、濃度
などの他の物理量を検出するためのセンサ回路に広く適
用することができる。また、図６の例では、検出対象信
号の発生源としてピエゾ抵抗効果を利用した圧力検出用
ブリッジ回路３を示したが、ホール素子やＭＲＥ（磁電
変換センサ）など他の素子を利用することもできる。さ
らに、ＡＤ変換回路９内のＲＧＤ１０は、基本的な構成
例を示したものであり、これと異なる構成のＲＧＤを設
けることもできる。The present invention can be widely applied to sensor circuits for detecting other physical quantities such as torque, speed, magnetic flux, humidity, flow rate, concentration, etc., in addition to the physical quantities such as pressure, acceleration and angular velocity as described above. In the example of FIG. 6, the pressure detection bridge circuit 3 using the piezoresistive effect is shown as a source of the detection target signal. However, other elements such as a Hall element or an MRE (Magnetoelectric conversion sensor) may be used. it can. Furthermore, the RGD 10 in the AD conversion circuit 9 shows a basic configuration example, and an RGD having a configuration different from this can be provided.

【０１３７】尚、低周波ノイズが問題となるのは、特に
ＭＯＳトランジスタを用いた場合であるが、ＭＯＳトラ
ンジスタに限らず、バイポーラトランジスタや化合物ト
ランジスタ（ＨＢＴ、ＨＥＭＴなど）においても程度の
差はあるが低周波ノイズは存在するものであり、従っ
て、どのようなトランジスタを用いたな回路或いは他の
半導体素子を用いた回路に対しても本発明による低周波
ノイズ除去方法は有効といえる。The problem of low-frequency noise is a problem especially when a MOS transistor is used. However, not only the MOS transistor but also a bipolar transistor or a compound transistor (HBT, HEMT, etc.) has a different degree. However, low-frequency noise exists, and therefore, the low-frequency noise removing method according to the present invention can be said to be effective for a circuit using any transistor or a circuit using another semiconductor element.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】本発明の第１実施例によるノイズ除去方法の原
理を説明するための特性図FIG. 1 is a characteristic diagram for explaining the principle of a noise removal method according to a first embodiment of the present invention.

【図２】測定動作のタイミングを説明するための信号波
形図FIG. 2 is a signal waveform diagram for explaining a timing of a measurement operation.

【図３】所定条件下で、意図的オフセット測定値と検出
対象信号の最大値を種々変えたときの誤差率などの変化
状態を示す図FIG. 3 is a diagram showing a change state such as an error rate when variously changing an intentional offset measurement value and a maximum value of a detection target signal under a predetermined condition;

【図４】センサ用ＡＤ変換回路の変換特性図FIG. 4 is a conversion characteristic diagram of an AD conversion circuit for a sensor.

【図５】ノイズ除去を行う信号処理回路の構成例を示す
概略的な機能ブロック図FIG. 5 is a schematic functional block diagram illustrating a configuration example of a signal processing circuit that performs noise removal.

【図６】ＣＭＯＳセンサ回路の全体構成を示す電気的構
成図FIG. 6 is an electrical configuration diagram showing the overall configuration of a CMOS sensor circuit.

【図７】作用説明用のタイミングチャートFIG. 7 is a timing chart for explaining the operation.

【図８】制御ブロックによる制御内容を示すフローチャ
ートFIG. 8 is a flowchart showing control contents by a control block.

【図９】ＳＮ比の改善効果を測定した結果を示す図FIG. 9 is a view showing the result of measuring the improvement effect of the SN ratio.

【図１０】高周波ノイズの軽減原理を説明するための信
号波形図その１FIG. 10 is a signal waveform diagram for explaining the principle of reducing high frequency noise, part 1

【図１１】高周波ノイズの軽減原理を説明するための信
号波形図その２FIG. 11 is a signal waveform diagram for explaining the principle of reducing high frequency noise, part 2

【図１２】本発明の第２実施例を示す図５相当図FIG. 12 is a view corresponding to FIG. 5, showing a second embodiment of the present invention.

【図１３】作用・効果を説明するための特性図FIG. 13 is a characteristic diagram for explaining the operation and effect.

【図１４】作用・効果を説明するための実際のデータ例
を示す図FIG. 14 is a diagram showing an example of actual data for explaining the operation and effect;

【図１５】本発明の他の実施例を示す概略的な機能ブロ
ック図FIG. 15 is a schematic functional block diagram showing another embodiment of the present invention.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１はセンサ部、２は信号処理部、３は圧力検出用ブリッ
ジ回路、４は温度検出用ブリッジ回路、５は基準電圧発
生回路、７は制御ブロック、８は差動増幅回路（入力回
路）、８ｆは定電圧電源（信号生成手段）、９はＡＤ変
換回路（測定手段）、１０はリングゲート遅延回路、１
０ａはＮＡＮＤゲート（反転回路）、１０ｂはインバー
タ（反転回路）、１４は補正演算回路（データ演算回
路）を示す。1 is a sensor unit, 2 is a signal processing unit, 3 is a pressure detection bridge circuit, 4 is a temperature detection bridge circuit, 5 is a reference voltage generation circuit, 7 is a control block, 8 is a differential amplifier circuit (input circuit), 8f is a constant voltage power supply (signal generation means), 9 is an AD conversion circuit (measurement means), 10 is a ring gate delay circuit, 1
0a denotes a NAND gate (inverting circuit), 10b denotes an inverter (inverting circuit), and 14 denotes a correction operation circuit (data operation circuit).

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 遠藤 昇 愛知県刈谷市昭和町１丁目１番地 株式会 社デンソー内 Ｆターム(参考） 2F075 AA05 EE16 EE17  ────────────────────────────────────────────────── ─── Continuing on the front page (72) Inventor Noboru Endo 1-1-1 Showa-cho, Kariya-shi, Aichi F-term in DENSO Corporation (reference) 2F075 AA05 EE16 EE17

Claims (37)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 検出対象信号の信号量をＡＤ変換するＡ
Ｄ変換手段を備えたセンサ回路における低周波ノイズの
除去方法として、 前記検出対象信号より大きな値の意図的オフセット値を
予め設定し、 上記意図的オフセット値の大きさを前記ＡＤ変換手段に
よりＡＤ変換した意図的オフセットデータと、前記検出
対象信号に前記意図的オフセット値を加算した状態の信
号の大きさを前記ＡＤ変換手段によりＡＤ変換した信号
測定データとの比を取り、その比の有効桁の情報をノイ
ズ低減された補正済み信号データとして用いることによ
ってセンサ出力の低周波ノイズを低減させることを特徴
とする低周波ノイズ除去方法。1. A converter for AD-converting a signal amount of a detection target signal.
As a method of removing low-frequency noise in a sensor circuit having D conversion means, an intentional offset value larger than the detection target signal is set in advance, and the magnitude of the intentional offset value is AD-converted by the AD conversion means. The ratio between the intended intentional offset data and the signal measurement data obtained by AD-converting the magnitude of the signal in a state where the intentional offset value is added to the detection target signal by the AD conversion means is obtained. A low-frequency noise elimination method, characterized in that low-frequency noise in a sensor output is reduced by using information as noise-reduced corrected signal data. 【請求項２】 除去対象の低周波ノイズは、ノイズ周波
数ｆの１／ｆ或いは（１／ｆ）n （ｎは１以上の実数）
に比例する低周波ノイズであることを特徴とする請求項
１記載の低周波ノイズ除去方法。2. The low-frequency noise to be removed is 1 / f or (1 / f) n of the noise frequency f (n is a real number of 1 or more).
2. The low-frequency noise removing method according to claim 1, wherein the low-frequency noise is proportional to. 【請求項３】 検出対象信号の信号量を測定する測定手
段を備えたセンサ回路のための低周波ノイズ除去方法に
おいて、 前記検出対象信号より大きな値の意図的オフセット値を
予め設定し、 上記意図的オフセット値の大きさを前記測定手段により
測定した意図的オフセット測定値と、前記検出対象信号
に前記意図的オフセット値を加算した状態の信号の大き
さを前記測定手段により測定した信号測定値との比を取
り、その比をノイズ低減データとして利用することによ
ってセンサ出力のノイズを低減させることを特徴とする
低周波ノイズ除去方法。3. A low-frequency noise elimination method for a sensor circuit including a measuring unit for measuring a signal amount of a detection target signal, wherein an intentional offset value larger than the detection target signal is set in advance. And a signal measurement value obtained by measuring the magnitude of a signal in a state in which the intentional offset value is added to the detection target signal by the measurement means. A low-frequency noise elimination method characterized in that a noise of a sensor output is reduced by taking a ratio of the noise and using the ratio as noise reduction data. 【請求項４】 前記測定手段により意図的オフセット測
定値を得るための測定動作と、当該測定手段により信号
測定値を得るための測定動作とを連続して行うことを特
徴とする請求項３記載の低周波ノイズ除去方法。4. A measurement operation for obtaining an intentional offset measurement value by said measurement means and a measurement operation for obtaining a signal measurement value by said measurement means are performed continuously. Low frequency noise removal method. 【請求項５】 前記測定手段により意図的オフセット測
定値を得るための測定動作タイミングと、当該測定手段
により信号測定値を得るための測定動作タイミングとの
間隔を、除去対象とするノイズの周期に対して十分に短
い間隔となるように設定したことを特徴とする請求項３
記載の低周波ノイズ除去方法。5. An interval between a measurement operation timing for obtaining an intentional offset measurement value by the measurement means and a measurement operation timing for obtaining a signal measurement value by the measurement means is set to a period of a noise to be removed. 4. An apparatus according to claim 3, wherein the interval is set to be sufficiently short.
The low-frequency noise removal method described. 【請求項６】 請求項５記載の低周波ノイズ除去方法に
おいて、 前記測定手段により意図的オフセット測定値を得るため
の測定動作タイミングと、当該測定手段により信号測定
値を得るための測定動作タイミングとの間隔を、除去対
象とするノイズの周期の１／１０以下の間隔となるよう
に設定したことを特徴とする低周波ノイズ除去方法。6. The low frequency noise elimination method according to claim 5, wherein: a measurement operation timing for obtaining an intentional offset measurement value by the measurement unit; and a measurement operation timing for obtaining a signal measurement value by the measurement unit. A low-frequency noise elimination method, wherein the interval is set to be equal to or less than 1/10 of the period of the noise to be eliminated. 【請求項７】 前記測定手段により意図的オフセット測
定値を得るための測定動作を複数回行うと共に、当該測
定手段により信号測定値を得るための測定動作を複数回
行い、 このようにして得た複数サンプルずつの意図的オフセッ
ト測定値及び信号測定値の各平均値をそれぞれ演算し、 上記意図的オフセット測定値の平均値及び信号測定値の
平均値の比を取り、その比を前記ノイズ低減データとし
て利用することを特徴とする請求項３ないし６の何れか
に記載の低周波ノイズ除去方法。7. A measurement operation for obtaining an intentional offset measurement value is performed a plurality of times by the measurement means, and a measurement operation for obtaining a signal measurement value is performed a plurality of times by the measurement means. The average value of the intentional offset measurement value and the signal measurement value of each of a plurality of samples are calculated, and the ratio of the average value of the intentional offset measurement value and the average value of the signal measurement values is calculated. 7. The method of removing low-frequency noise according to claim 3, wherein the method is used as: 【請求項８】 請求項７記載の低周波ノイズ除去方法に
おいて、 前記測定手段により前記複数サンプルの意図的オフセッ
ト測定値を得るための複数回の測定動作と、当該測定手
段により前記複数サンプルの信号測定値を得るための複
数回の測定動作とを、この順または逆の順で連続的に行
うことを特徴とする低周波ノイズ除去方法。8. The low frequency noise elimination method according to claim 7, wherein a plurality of measurement operations for obtaining an intentional offset measurement value of the plurality of samples by the measurement unit, and a signal of the plurality of samples are performed by the measurement unit. A low-frequency noise elimination method, wherein a plurality of measurement operations for obtaining a measurement value are continuously performed in this order or the reverse order. 【請求項９】 前記測定手段により意図的オフセット測
定値を得るための測定動作と、当該測定手段により信号
測定値を得るための測定動作とを、この順または逆の順
で連続的に行うサイクルを複数回反復し、 このようにして得た複数サンプルずつの意図的オフセッ
ト測定値及び信号測定値の各平均値をそれぞれ演算し、 上記意図的オフセット測定値の平均値及び信号測定値の
平均値の比を取り、その比を前記ノイズ低減データとし
て利用することを特徴とする請求項２ないし５の何れか
に記載の低周波ノイズ除去方法。9. A cycle in which a measuring operation for obtaining an intentional offset measured value by the measuring means and a measuring operation for obtaining a signal measured value by the measuring means are continuously performed in this order or in the reverse order. Is repeated a plurality of times, and each of the average values of the intentional offset measurement values and the signal measurement values for each of the plurality of samples thus obtained is calculated, and the average value of the intentional offset measurement values and the average value of the signal measurement values are calculated. The low frequency noise elimination method according to any one of claims 2 to 5, wherein the ratio is used as the noise reduction data. 【請求項１０】 前記意図的オフセット値の大きさは、
前記検出対象信号の信号量の２倍を越える値に設定され
ることを特徴とする請求項３ないし９の何れかに記載の
低周波ノイズ除去方法。10. The magnitude of the intentional offset value is:
10. The low-frequency noise removal method according to claim 3, wherein the value is set to a value exceeding twice the signal amount of the detection target signal. 【請求項１１】 前記意図的オフセット値の大きさは、
前記検出対象信号の信号量の最大値の１０倍以上に設定
されることを特徴とする請求項３ないし９の何れかに記
載の低周波ノイズ除去方法。11. The magnitude of the intentional offset value is:
10. The low-frequency noise removal method according to claim 3, wherein the low-frequency noise removal method is set to ten times or more a maximum value of a signal amount of the detection target signal. 【請求項１２】 前記意図的オフセット値の大きさは、
除去対象とするノイズの大きさと同等以上の値に設定さ
れることを特徴とする請求項３ないし９の何れかに記載
の低周波ノイズ除去方法。12. The magnitude of the intentional offset value is:
10. The low-frequency noise removal method according to claim 3, wherein the value is set to a value equal to or larger than the magnitude of noise to be removed. 【請求項１３】 前記意図的オフセット値は、前記検出
対象信号のための入力回路とは独立した状態で設けられ
た信号生成手段により生成されるものであることを特徴
とする請求項３ないし１２の何れかに記載の低周波ノイ
ズ除去方法。13. The signal processing apparatus according to claim 3, wherein the intentional offset value is generated by a signal generating means provided independently of an input circuit for the detection target signal. The low frequency noise removing method according to any one of the above. 【請求項１４】 前記測定手段により複数種類の検出対
象信号の信号量をそれぞれ測定するように構成される場
合には、意図的オフセット測定値を得るための測定動作
タイミングと、複数種類の検出対象信号にそれぞれ対応
した信号測定値を得るための複数の測定動作タイミング
との各間の平均所要時間が最短となるような順序で各測
定動作を行うことを特徴とする請求項３ないし１３の何
れかに記載の低周波ノイズ除去方法。14. When the measuring means is configured to measure the signal amounts of a plurality of types of detection target signals, respectively, a measurement operation timing for obtaining an intentional offset measurement value and a plurality of types of detection target signals 14. The measuring operation according to claim 3, wherein the measuring operations are performed in such an order that an average required time between each of the plurality of measuring operation timings for obtaining a signal measurement value corresponding to each signal is the shortest. The low-frequency noise removal method according to any of the first to third aspects. 【請求項１５】 前記測定手段により複数種類の検出対
象信号の信号量をそれぞれ測定するように構成される場
合には、意図的オフセット測定値を得るための測定動作
タイミングと、上記複数種類の検出対象信号のうちセン
サ精度に最も大きな影響をもたらす信号の測定動作タイ
ミングとの間隔が最短となるような順序で各測定動作を
行うことを特徴とする請求項３ないし１３の何れかに記
載の低周波ノイズ除去方法。15. When the measuring means is configured to measure the signal amounts of a plurality of types of signals to be detected, respectively, a measurement operation timing for obtaining an intentional offset measurement value; 14. The method according to claim 3, wherein each measurement operation is performed in an order such that an interval between a measurement operation timing of a signal having the greatest influence on sensor accuracy among target signals is the shortest. Frequency noise removal method. 【請求項１６】 検出対象信号をＡＤ変換した検出デー
タと、比較対象値をＡＤ変換した比較対象データとに対
して、前記検出データより大きなデジタル値の意図的オ
フセットデータを設定し、 その意図的オフセットデータを前記検出データに加算し
て信号測定値とし、且つ同じ意図的オフセットデータを
前記比較対象データに加算して意図的オフセット測定値
とし、 上記意図的オフセット測定値と上記信号測定値との比を
取り、その比を補正結果とすることにより低周波ノイズ
を低減することを特徴とする低周波ノイズの除去方法。16. Intentional offset data having a digital value larger than the detection data is set for the detection data obtained by AD-converting the detection target signal and the comparison target data obtained by AD-converting the comparison target value. The offset data is added to the detection data to obtain a signal measurement value, and the same intentional offset data is added to the comparison target data to obtain an intentional offset measurement value. A low frequency noise elimination method, wherein a low frequency noise is reduced by taking a ratio and using the ratio as a correction result. 【請求項１７】 請求項１６記載の低周波ノイズ除去方
法において、 前記比較対象値のＡＤ変換値である前記比較対象データ
は、前記検出対象信号が概ね零であるときのＡＤ変換値
とほぼ等しい値となるように設定されることを特徴とす
る低周波ノイズ除去方法。17. The low-frequency noise removal method according to claim 16, wherein the comparison target data, which is an AD conversion value of the comparison target value, is substantially equal to an AD conversion value when the detection target signal is substantially zero. A low frequency noise elimination method characterized by being set to a value. 【請求項１８】 請求項１６記載の低周波ノイズ除去方
法において、 前記比較対象値のＡＤ変換値である前記比較対象データ
は、前記検出対象信号がその最大値の概ね５０％である
ときのＡＤ変換値とほぼ等しい値となるように設定され
ることを特徴とする低周波ノイズ除去方法。18. The low frequency noise elimination method according to claim 16, wherein the comparison target data, which is an AD conversion value of the comparison target value, is an AD when the detection target signal is approximately 50% of its maximum value. A low-frequency noise elimination method, wherein the low-frequency noise elimination method is set to a value substantially equal to the conversion value. 【請求項１９】 前記検出データと前記比較対象データ
とには、それぞれ測定誤差となり得る大きさのノイズデ
ータが含まれていることを特徴とする請求項１６ないし
１８の何れかに記載の低周波ノイズ除去方法。19. The low-frequency signal according to claim 16, wherein the detection data and the comparison target data each include noise data having a size that can be a measurement error. Noise removal method. 【請求項２０】 請求項１９記載の低周波ノイズ除去方
法において、 前記ノイズデータのＡＤ変換前の低周波ノイズは、ＡＤ
変換前の前記検出対象信号及び比較対象値にそれぞれ含
まれているものであり、その大きさが前記ＡＤ変換の分
解能と同等以上であることを特徴とする低周波ノイズ除
去方法。20. The low-frequency noise removing method according to claim 19, wherein the low-frequency noise of the noise data before AD conversion is AD.
A low-frequency noise elimination method, which is included in each of the detection target signal and the comparison target value before conversion, and whose magnitude is equal to or greater than the resolution of the AD conversion. 【請求項２１】 前記低周波ノイズの大きさ及び前記Ａ
Ｄ変換の分解能がμＶオーダーであることを特徴とする
請求項２０記載の低周波ノイズ除去方法。21. The low-frequency noise magnitude and the A
21. The low frequency noise removal method according to claim 20, wherein the resolution of the D conversion is on the order of [mu] V. 【請求項２２】 前記低周波ノイズは、１０Ｈｚ以下の
周波数ｆの１／ｆ或いは（１／ｆ）n （ｎは１以上の実
数）に比例するものであることを特徴とする請求項２０
または２１記載の低周波ノイズ除去方法。22. The low frequency noise according to claim 20, wherein the low frequency noise is proportional to 1 / f or (1 / f) n (n is a real number of 1 or more) of a frequency f of 10 Hz or less.
Or the low-frequency noise removal method according to 21. 【請求項２３】 請求項１９記載の低周波ノイズ除去方
法において、 前記ノイズデータのＡＤ変換前の低周波ノイズは、ＡＤ
変換前の前記検出対象信号及び比較対象値が増幅回路に
より増幅される際に、当該検出対象信号及び比較対象値
にそれぞれ付加されるものであることを特徴とする低周
波ノイズ除去方法。23. The low-frequency noise removing method according to claim 19, wherein the low-frequency noise of the noise data before AD conversion is AD.
A low-frequency noise elimination method, wherein the detection target signal and the comparison target value before conversion are added to the detection target signal and the comparison target value, respectively, when they are amplified by an amplifier circuit. 【請求項２４】 ＣＭＯＳ素子により構成されたＣＭＯ
Ｓセンサ回路において、 検出対象信号の信号量を測定するための測定手段（９）
と、 前記検出対象信号より大きな値の意図的オフセット値を
発生する信号生成手段（８ｆ）と、 前記意図的オフセット値の大きさを前記測定手段（９）
により測定した意図的オフセット測定値と、前記検出対
象信号に前記意図的オフセット値を加算した状態の信号
の大きさを前記測定手段（９）により測定した信号測定
値との比を取り、その比をセンサ出力のノイズ低減デー
タとして利用することによってノイズの低減を図るデー
タ演算回路（１４）とを備えたことを特徴とするＣＭＯ
Ｓセンサ回路。24. A CMO constituted by CMOS elements
Measuring means (9) for measuring the signal amount of the detection target signal in the S sensor circuit
A signal generating means (8f) for generating an intentional offset value larger than the detection target signal; and a measuring means (9) for measuring the magnitude of the intentional offset value.
The ratio between the measured value of the intentional offset measured by the above-mentioned method and the signal measured value measured by the measuring means (9) in a state where the intentional offset value is added to the signal to be detected is calculated. A data operation circuit (14) for reducing noise by using the data as noise reduction data of the sensor output.
S sensor circuit. 【請求項２５】 前記測定手段（９）は、意図的オフセ
ット測定値を得るための測定動作と信号測定値を得るた
めの測定動作とを連続して行うように構成されているこ
とを特徴とする請求項２４記載のＣＭＯＳセンサ回路。25. The measurement means (9) is configured to continuously perform a measurement operation for obtaining an intentional offset measurement value and a measurement operation for obtaining a signal measurement value. The CMOS sensor circuit according to claim 24, wherein: 【請求項２６】 前記測定手段（９）は、意図的オフセ
ット測定値を得るための測定動作と信号測定値を得るた
めの測定動作とを、除去対象とするノイズの周期に対し
十分に短い間隔で実行することを特徴とする請求項２４
記載のＣＭＯＳセンサ回路。26. The measurement means (9) performs a measurement operation for obtaining an intentional offset measurement value and a measurement operation for obtaining a signal measurement value at an interval sufficiently short with respect to a period of noise to be removed. 25. The method according to claim 24, wherein
The CMOS sensor circuit as described in the above. 【請求項２７】 請求項２６記載のＣＭＯＳセンサ回路
において、 前記測定手段（９）は、意図的オフセット測定値を得る
ための測定動作と信号測定値を得るための測定動作と
を、除去対象とするノイズの周期の１／１０以下の間隔
で実行することを特徴とするＣＭＯＳセンサ回路。27. The CMOS sensor circuit according to claim 26, wherein the measuring means (9) performs a measurement operation for obtaining an intentional offset measurement value and a measurement operation for obtaining a signal measurement value as a target to be removed. A CMOS sensor circuit which is executed at an interval of 1/10 or less of a period of noise generated. 【請求項２８】 前記測定手段（９）は、意図的オフセ
ット測定値を得るための測定動作を複数回行うと共に、
信号測定値を得るための測定動作を複数回行うように構
成され、 前記データ演算回路（１４）は、上記のようにして得ら
れる複数サンプルずつの意図的オフセット測定値及び信
号測定値の各平均値をそれぞれ演算すると共に、それら
意図的オフセット測定値の平均値及び信号測定値の平均
値の比を取り、その比を前記ノイズ低減データとして利
用することを特徴とする請求項２４ないし２７の何れか
に記載のＣＭＯＳセンサ回路。28. The measuring means (9) performs a measuring operation for obtaining an intentional offset measured value a plurality of times,
The data operation circuit (14) is configured to perform a measurement operation for obtaining a signal measurement value a plurality of times, and the average of the intentional offset measurement value and the signal measurement value for each of the plurality of samples obtained as described above. 28. The method according to claim 24, further comprising calculating respective values, taking a ratio of an average value of the intentional offset measurement values and an average value of the signal measurement values, and using the ratio as the noise reduction data. A CMOS sensor circuit according to any one of claims 1 to 3. 【請求項２９】 請求項２８記載のＣＭＯＳセンサ回路
において、 前記測定手段（９）は、前記複数サンプルの意図的オフ
セット測定値を得るための複数回の測定動作と前記複数
サンプルの信号測定値を得るための複数回の測定動作と
を、この順または逆の順で連続的に行うように構成され
ていることを特徴とするＣＭＯＳセンサ回路。29. The CMOS sensor circuit according to claim 28, wherein the measuring means (9) performs a plurality of measurement operations for obtaining the intentional offset measurement values of the plurality of samples and a signal measurement value of the plurality of samples. A CMOS sensor circuit configured to continuously perform a plurality of measurement operations for obtaining in this order or in the reverse order. 【請求項３０】 前記測定手段（９）は、意図的オフセ
ット測定値を得るための測定動作と信号測定値を得るた
めの測定動作とを、この順または逆の順で連続的に行う
サイクルを複数回反復するように構成され、 前記データ演算回路（１４）は、上記のようにして得ら
れる複数サンプルずつの意図的オフセット測定値及び信
号測定値の各平均値をそれぞれ演算すると共に、それら
意図的オフセット測定値の平均値及び信号測定値の平均
値の比を取り、その比を前記ノイズ低減データとして利
用することを特徴とする請求項２４ないし２７の何れか
に記載のＣＭＯＳセンサ回路。30. The measuring means (9) performs a cycle of continuously performing a measurement operation for obtaining an intentional offset measurement value and a measurement operation for obtaining a signal measurement value in this order or in the reverse order. The data arithmetic circuit (14) is configured to repeat the average multiple times of the intentional offset measurement value and the signal measurement value of each of the plurality of samples obtained as described above. 28. The CMOS sensor circuit according to claim 24, wherein a ratio between an average value of a target offset measurement value and an average value of a signal measurement value is obtained, and the ratio is used as the noise reduction data. 【請求項３１】 前記信号生成手段（８ｆ）は、前記検
出対象信号の信号量の２倍を越える値に設定された意図
的オフセット値を発生するように構成されていることを
特徴とする請求項２４ないし３０の何れかに記載のＣＭ
ＯＳセンサ回路。31. The signal generating means (8f) is configured to generate an intentional offset value set to a value exceeding twice the signal amount of the detection target signal. Item 30. A CM according to any one of Items 24 to 30
OS sensor circuit. 【請求項３２】 前記信号生成手段（８ｆ）は、前記検
出対象信号の信号量の最大値の１０倍以上に設定された
意図的オフセット値を発生するように構成されているこ
とを特徴とする請求項２４ないし３０の何れかに記載の
ＣＭＯＳセンサ回路。32. The signal generating means (8f) is configured to generate an intentional offset value set to be 10 times or more a maximum value of a signal amount of the detection target signal. 31. The CMOS sensor circuit according to claim 24. 【請求項３３】 前記信号生成手段（８ｆ）は、除去対
象とするノイズの大きさと同等以上の値に設定された意
図的オフセット値を発生するように構成されていること
を特徴とする請求項２４ないし３０の何れかに記載のＣ
ＭＯＳセンサ回路。33. The signal generating means (8f) is configured to generate an intentional offset value set to a value equal to or greater than the magnitude of noise to be removed. C as defined in any of 24 to 30 above,
MOS sensor circuit. 【請求項３４】 前記検出対象信号を前記測定手段
（９）の測定動作に適した状態に変換する入力回路
（８）を備え、 前記信号生成手段（８ｆ）は、前記入力回路（８）とは
独立した状態で設けられていることを特徴とする請求項
２４ないし３３の何れかに記載のＣＭＯＳセンサ回路。34. An input circuit (8) for converting the signal to be detected into a state suitable for the measuring operation of the measuring means (9), wherein the signal generating means (8f) is provided with the input circuit (8) The CMOS sensor circuit according to any one of claims 24 to 33, wherein is provided in an independent state. 【請求項３５】 前記測定手段（９）は、複数種類の検
出対象信号の信号量をそれぞれ測定するように構成され
る場合には、前記意図的オフセット測定値を得るための
測定動作タイミングと、複数種類の検出対象信号にそれ
ぞれ対応した信号測定値を得るための複数の測定動作タ
イミングとの各間の平均所要時間が最短となるような順
序で各測定動作を行う構成とされていることを特徴とす
る請求項２４ないし３４の何れかに記載のＣＭＯＳセン
サ回路。35. When the measurement means (9) is configured to measure the signal amounts of a plurality of types of detection target signals, a measurement operation timing for obtaining the intentional offset measurement value; The configuration is such that each measurement operation is performed in such an order that the average required time between each of the plurality of measurement operation timings for obtaining signal measurement values corresponding to each of the plurality of types of detection target signals is the shortest. The CMOS sensor circuit according to any one of claims 24 to 34, wherein: 【請求項３６】 前記測定手段（９）は、複数種類の検
出対象信号の信号量をそれぞれ測定するように構成され
る場合には、前記意図的オフセット測定値を得るための
測定動作タイミングと、上記複数種類の検出対象信号の
うちセンサ精度に最も大きな影響をもたらす信号の測定
動作タイミングとの間隔が最短となるような順序で各測
定動作を行う構成とされていることを特徴とする請求項
２４ないし３４の何れかに記載のＣＭＯＳセンサ回路。36. When the measuring means (9) is configured to measure the signal amounts of a plurality of types of detection target signals, a measuring operation timing for obtaining the intentional offset measurement value; The measurement operation is performed in such an order that the interval between the measurement operation timing of a signal having the greatest effect on sensor accuracy among the plurality of types of detection target signals is the shortest. 35. The CMOS sensor circuit according to any one of 24 to 34. 【請求項３７】 前記意図的オフセット値と前記検出対
象信号に意図的オフセット値を加算した状態の信号とを
それぞれの信号量に応じたレベルの電圧信号に変換する
入力回路（８）を備え、 前記測定手段（９）は、 反転動作時間が電源電圧に応じて変化する複数個の反転
回路（１０ａ、１０ｂ）をリング状に連結した状態で有
すると共に、前記入力回路（８）から出力される前記各
電圧信号が上記電源電圧として与えられるリングゲート
遅延回路（１０）を備え、このリングゲート遅延回路
（１０）にパルス信号が入力されたときのパルス信号周
回数に基づいて前記意図的オフセット測定値並びに前記
検出対象信号に意図的オフセット値を加算した状態の信
号をそれぞれデジタルデータより成る意図的オフセット
測定値及び信号測定値に変換するＡＤ変換回路として構
成されていることを特徴とする請求項２４ないし３６の
何れかに記載のＣＭＯＳセンサ回路。37. An input circuit (8) for converting the intentional offset value and a signal obtained by adding the intentional offset value to the detection target signal to voltage signals having levels corresponding to respective signal amounts, The measuring means (9) has a plurality of inverting circuits (10a, 10b) whose inverting operation time varies according to a power supply voltage in a state of being connected in a ring shape, and is output from the input circuit (8). A ring gate delay circuit (10) to which each of the voltage signals is given as the power supply voltage; and the intentional offset measurement based on the number of pulse signal turns when a pulse signal is input to the ring gate delay circuit (10). And a signal obtained by adding the intentional offset value to the detection target signal to an intentional offset measurement value and a signal measurement value composed of digital data, respectively. CMOS sensor circuit according to any one of claims 24 to 36, characterized in that it is configured as an AD converter for.
JP27439299A 1999-01-28 1999-09-28 Low frequency noise removal method and CMOS sensor circuit Expired - Fee Related JP3292182B2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP27439299A JP3292182B2 (en) 1999-01-28 1999-09-28 Low frequency noise removal method and CMOS sensor circuit

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2039799 1999-01-28
JP11-20397 1999-01-28
JP27439299A JP3292182B2 (en) 1999-01-28 1999-09-28 Low frequency noise removal method and CMOS sensor circuit

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2000283790A true JP2000283790A (en) 2000-10-13
JP3292182B2 JP3292182B2 (en) 2002-06-17

Family

ID=26357342

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP27439299A Expired - Fee Related JP3292182B2 (en) 1999-01-28 1999-09-28 Low frequency noise removal method and CMOS sensor circuit

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP3292182B2 (en)

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6710685B1 (en) 2001-03-07 2004-03-23 Matthew J. Sciarrino Waveguide interconnection system
US6850178B2 (en) 2001-07-13 2005-02-01 Denso Corporation Analog-to-digital conversion method and device
US6940443B2 (en) 2003-09-17 2005-09-06 Denso Corporation Analog to digital converter with a pulse delay circuit
JP2007174590A (en) * 2005-12-26 2007-07-05 Canon Inc Signal processor and imaging apparatus
JP2009153016A (en) * 2007-12-21 2009-07-09 Sanyo Electric Co Ltd Ad converter
JP2015036890A (en) * 2013-08-13 2015-02-23 能美防災株式会社 Photoelectric smoke sensor and fire diagnostic processing method for use in photoelectric smoke sensor
JP2016217746A (en) * 2015-05-14 2016-12-22 株式会社デンソー Demodulator
CN112243070A (en) * 2019-07-16 2021-01-19 株式会社理光 Image processing apparatus, image processing method, and recording medium

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5933219B2 (en) 2011-10-21 2016-06-08 オリンパス株式会社 Solid-state imaging device

Cited By (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6710685B1 (en) 2001-03-07 2004-03-23 Matthew J. Sciarrino Waveguide interconnection system
US6850178B2 (en) 2001-07-13 2005-02-01 Denso Corporation Analog-to-digital conversion method and device
US6940443B2 (en) 2003-09-17 2005-09-06 Denso Corporation Analog to digital converter with a pulse delay circuit
JP2007174590A (en) * 2005-12-26 2007-07-05 Canon Inc Signal processor and imaging apparatus
JP2009153016A (en) * 2007-12-21 2009-07-09 Sanyo Electric Co Ltd Ad converter
JP2015036890A (en) * 2013-08-13 2015-02-23 能美防災株式会社 Photoelectric smoke sensor and fire diagnostic processing method for use in photoelectric smoke sensor
JP2016217746A (en) * 2015-05-14 2016-12-22 株式会社デンソー Demodulator
US9553751B2 (en) 2015-05-14 2017-01-24 Denso Corporation Demodulation device
CN112243070A (en) * 2019-07-16 2021-01-19 株式会社理光 Image processing apparatus, image processing method, and recording medium
US11317000B2 (en) 2019-07-16 2022-04-26 Ricoh Company, Ltd. Image processing apparatus having invisible component remover, image processing method, and recording medium

Also Published As

Publication number Publication date
JP3292182B2 (en) 2002-06-17

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP3415631B2 (en) System and method for accurate calibration of sensors for offset and sensitivity variations due to temperature
US6532436B2 (en) Sensor
US20060224350A1 (en) Physical quantity detecting method and sensor device
KR100339090B1 (en) Low-frequency noise removing method and a related cmos sensing circuit
US8701460B2 (en) Method and system to compensate for temperature and pressure in piezo resistive devices
WO1998044321A1 (en) Time-based temperature sensor system and method therefor
JP3292182B2 (en) Low frequency noise removal method and CMOS sensor circuit
US10101230B2 (en) Reduction of non-linearity errors in automotive pressure sensors
JPH1144585A (en) Sensor apparatus
JP2000214029A (en) Pressure sensor circuit
EP3296709B1 (en) Temperature-to-digital converter
JP2006279839A (en) A/d-converting device, and sensor device with a/d-converting device
JP3876483B2 (en) Pressure sensor device
JPS6071964A (en) Physical quantity detecting circuit
JPS6197543A (en) Compensation circuit for semiconductor pressure sensor
JPH1164135A (en) Sensor
JP2003254992A (en) Physical quantity detecting circuit
JP2954483B2 (en) Integrating calorimeter
JP2000146620A (en) Sensor device
US20240061025A1 (en) Current sensing circuit
Lopez-Martin et al. Versatile automotive sensor interface asic
Popovic et al. Three-axis teslameter with integrated hall probe free from the planar hall effect
JPH11230843A (en) Sensor device
RU2469341C1 (en) Measuring device
RU2469339C1 (en) Measuring device

Legal Events

Date Code Title Description
TRDD Decision of grant or rejection written
R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 3292182

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110329

Year of fee payment: 9

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120329

Year of fee payment: 10

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120329

Year of fee payment: 10

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130329

Year of fee payment: 11

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140329

Year of fee payment: 12

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees