JP2000275329A - ドップラレーダ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 最大測定可能半径を飛躍的に増大しつつ、２
次エコーを確実に除去することのできるドップラレーダ
装置を提供する。 【解決手段】 互いに周波数の異なる局部発振信号をＩ
Ｆ信号により送信周波数に周波数変換し（４，６）、パ
ルス変調を施し（７）電力増幅した後（８）、一方を水
平偏波、他方を垂直偏波に変換して、送信繰り返し周期
で交互に切り替えて（９）空間に放射する（１０，１
１）。それぞれのエコーを捕捉し、水平偏波のエコー成
分を抽出する系統（１５〜１８）と垂直偏波のエコー成
分を抽出する系統（２７〜３０）に振り分け、各系統の
出力について直線位相検波を施し（１９〜２４，３１〜
３５）、各系統の直線位相検波出力について位相差を補
償する（２５，２６，３６，３７）ことで、最大観測半
径ＲMAX をＲMAX ＝ｃ／ｆr （但し、ｆr ：送信繰り返
し周波数、ｃ：光速度）とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えば風速、降
雨、降雪、及び気象状況の立体的な把握を目的とする気
象レーダに用いられ、特に最大検出速度を確保した上で
遠距離を観測するためのドップラレーダ装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の気象レーダにあっては、単一送信
周波数、単一偏波型で送信波の位相を制御しないドップ
ラレーダ装置を用いており、最大検出速度ＶMAX 及び最
大測定可能半径ＲMAX を次の(1)式及び（２）式から決
定している。

【０００３】 ＶMAX ＝λ・ｆr ／４ …（１） ＲMAX ＝ｃ／（２・ｆr ） …（２） 但し、λ ：送信波長 ｆr ：送信繰り返し周波数 ｃ ：光速度 通常、観測対象である降雨等の気象粒子を目標とするた
め、送信繰り返し周波数を１ｋＨｚ程度に設定する。し
たがって、最大測定可能半径は１５０ｋｍ程度になる。

【０００４】ここで、最大測定可能半径以遠に気象粒子
が存在した場合、あたかも最大測定可能半径以内の目標
からのエコーであるかのように信号が受信される（２次
エコー）現象が発生する。この様子を図４及び図５に示
す。

【０００５】図４は最大観測半径以遠にエコーがない場
合、図５は最大観測半径以遠にエコーが有る場合を示し
ている。すなわち、図４（ａ）に示すように、真のエコ
ーが送信繰り返し周波数で決まる最大観測半径以遠にエ
コーがない場合、図４（ｂ）に示すように、受信信号に
は真のエコー成分のみが現れる。ところが、図５（ａ）
に示すように、真のエコーが最大観測半径以遠にエコー
が有る場合、図５（ｂ）に示すように、受信信号にはそ
のエコーが２次エコーとして最大観測半径以内のエコー
成分に混入してしまう。

【０００６】このため、従来では、送信繰り返し周波数
をある範囲毎に切り替えて電波を送信し、信号を受信し
たときのエコーの現れる位置の違いを利用してこれを除
去する方法が用いられる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
ように送信繰り返し周波数を切り替える方法を用いる
と、目標である気象粒子の速度成分を観測しようとすた
とき、送信繰り返し周波数を優先的に選定することにな
り、結果的に最大測定可能半径が１５０ｋｍ程度に抑え
られてしまうという欠点があった。また、レーダビーム
方向にエコーが連続している場合、１次エコーに混入し
た２次エコーを除去することが不可能になるという欠点
があった。

【０００８】本発明は、上記の欠点を解決し、最大測定
可能半径を飛躍的に増大しつつ、２次エコーを確実に除
去することのできるドップラレーダ装置を提供すること
を目的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに本発明に係るドップラレーダ装置は、以下のように
構成される。

【００１０】（１）互いに周波数の異なる第１及び第２
の周波数信号を発生する第１及び第２の局部発振器と、
前記第１及び第２の周波数信号を送信周波数に変換する
ための中間周波数信号を発生する第３の局部発振器と、
前記第１及び第２の局部発振器から出力される第１及び
第２の周波数信号に対してそれぞれ前記第３の局部発振
器から出力される中間周波数信号で送信周波数に周波数
変換しパルス変調を施し電力増幅した後、一方を水平偏
波、他方を垂直偏波に変換して、送信繰り返し周期で交
互に出力する送信手段と、この手段から出力される水平
偏波及び垂直偏波を空間に放射しそれぞれのエコーを捕
捉する空中線装置と、この空中線装置で捕捉されたエコ
ーを取り込んで前記水平偏波のエコー成分を抽出する系
統と前記垂直偏波のエコー成分を抽出する系統に振り分
け、各系統の出力について直線位相検波を施す受信手段
と、前記受信手段で得られた２系統の直線位相検波出力
について位相差を補償する位相差補償手段とを具備し、
最大観測半径ＲMAX を ＲMAX ＝ｃ／ｆr 但し、ｆr ：送信繰り返し周波数 ｃ ：光速度 としたことを特徴とする。

【００１１】（２）（１）の構成において、前記送信手
段は、前記第１及び第２の周波数信号を送信繰り返し周
期で交互に選択出力する信号選択手段と、この切替回路
から出力される周波数信号に前記第３の局部発振器から
出力される中間周波数信号を混合して送信周波数に変換
する周波数変換手段と、この手段で得られた周波数信号
にパルス変調を施すパルス変調手段と、この手段の出力
を電力増幅して送信パルスを生成する電力増幅手段と、
この手段から出力される送信パルスの内、第１の周波数
信号に基づく送信パルスを水平偏波、第２の周波数信号
に基づく送信パルスを垂直偏波に変換し、前記水平偏波
及び垂直偏波を送信繰り返し周期で交互に出力する偏波
切替手段とを備えることを特徴とする。

【００１２】（３）（２）の構成において、前記受信装
置は、前記空中線装置で捕捉された水平偏波、垂直偏波
のエコー成分をそれぞれ前記第３の発振器の出力と混合
して中間周波数に変換する周波数変換手段と、この手段
で周波数変換された水平偏波、垂直偏波のエコー成分を
それぞれ前記第３の局部発振器の出力により直線位相検
波する位相検波手段とを備えることを特徴とする。

【００１３】（４）（２）または（３）の構成におい
て、さらに、前記第１及び第２の局部発振器の出力を混
合しその低域成分を抽出してクロック信号を生成するク
ロック生成手段と、この手段で生成されたクロック信号
に基づいて送信繰り返し周期を決定し、前記信号選択手
段、パルス変調手段、偏波切替手段を制御する制御手段
を備えることを特徴とする。

【００１４】（５）（４）の構成において、前記制御手
段は、さらに前記送信繰り返し周期の整数倍の周波数を
持つサンプリングクロックを生成し、前記位相差補償手
段は、前記受信手段で得られた２つの位相検波出力それ
ぞれについて、前記制御手段で生成されるサンプリング
クロックに基づいてデジタル信号に変換することを特徴
とする。

【００１５】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を詳細に説明する。

【００１６】図１は本発明に係るドップラレーダ装置の
一実施形態の構成を示すもので、１は周波数（ｆ1 −ｆ
IF）の第１の局部発振信号を発生する第１の高安定局部
発振器、２は周波数（ｆ2 −ｆIF）の第２の局部発振信
号を発生する第２の高安定局部発振器である。これらの
局部発振器１，２で発生された第１及び第２の局部発振
信号は混合器１２で混合された後、ローパスフィルタ１
３に供給される。このローパスフィルタ１３は混合器１
２の出力から低域成分ｆCLK （＝｜ｆ1 −ｆ2｜）を抽
出するもので、その出力は制御回路１４に供給され、タ
イミング信号として使用される。

【００１７】ここで、局部発振器１、２の信号からｆCL
K を生成する目的は、後述する送信周波数の違いによる
電波伝搬路中の往復で発生する位相差を補償するためで
ある。

【００１８】一方、上記局部発振器１，２から出力され
る第１、第２の局部発振信号は切替回路３に供給され
る。この切替回路３は制御回路１４からのトリガ信号で
第１、第２の局部発振信号をパルスヒット毎に切り替え
て出力するもので、その出力は混合器４にてＩＦ局部発
振器５で発生されるＩＦ信号と混合された後、ハイパス
フィルタ６に供給される。このハイパスフィルタ６は混
合器４の出力から高域成分（ｆ1 またはｆ2 ）を抽出す
るもので、その出力はピン変調器７に供給される。

【００１９】このピン変調器７はハイパスフィルタ６の
出力信号を制御回路１４からのトリガ信号に基づいてパ
ルス変調するもので、その出力は送信管８により電力増
幅された後、偏波切替回路９に供給される。この偏波切
替回路９は制御回路１４からのトリガ信号に応じてパル
スヒット毎にＨ（水平）偏波、Ｖ（垂直）偏波を交互に
出力するもので、Ｈ偏波出力（ｆ1 ）、Ｖ偏波出力（ｆ
2 ）はそれぞれ送信繰り返しパルスとしてサーキュレー
タ１０、１１を介して図示しない２周波共用の空中線装
置により所定の覆域に向けて放射される。

【００２０】また、上記空中線装置により受信した信号
はサーキュレータ１０、１１を介してＴＲリミッタ１
５、２７に供給される。これらのＴＲリミッタ１５、２
７はそれぞれ不要電波による大電力入力を制限するもの
で、その各出力はそれぞれ高周波増幅器１６、２８によ
り増幅され、次段の混合器１７、２９へ出力される。

【００２１】混合器１７は、第１の局部発振器１で発生
される周波数がｆ1 −ｆIFの信号を高周波増幅器１６か
らの受信信号に混合するもので、その出力はフィルタ１
８に供給される。このフィルタ１８は入力信号からＨ偏
波成分を抽出するもので、その出力は混合器２０、２１
に供給され、それぞれｆIF発振器５で発生されるｆIFと
それを９０度シフター１９で９０度移相したｆIFと混合
され、これによって複素形式の直交検波信号ＩH 、ＱH
を得る。各混合器２０、２１の出力はフィルタ２３、２
４で不要な成分が除去された後、Ａ／Ｄ（アナログ／デ
ジタル）変換器２５、２６によりデジタル信号に変換さ
れ、図示しない信号処理回路に出力される。

【００２２】一方、混合器２９は、第２の局部発振器２
で発生される周波数がｆ2 −ｆIFの信号を高周波増幅器
２８からの受信信号に混合するもので、その出力はフィ
ルタ３０に供給される。このフィルタ３０は入力信号か
らＶ偏波成分を抽出するもので、その出力は混合器３
２、３３に供給され、それぞれｆIF発振器５で発生され
るｆIFとそれを９０度シフター１９で９０度移相したｆ
IFと混合され、これによって複素形式の直交検波信号Ｉ
V 、ＱV を得る。各混合器３２、３３の出力はフィルタ
３４、３５で不要な成分が除去された後、Ａ／Ｄ変換器
３６、３７によりデジタル信号に変換され、図示しない
信号処理回路に出力される。

【００２３】尚、上記Ａ／Ｄ変換器２５、２６、３６、
３７の変換処理は、制御回路１４で生成されるサンプル
クロックｎ／ｆCLK に基づいて行われる。

【００２４】上記構成において、以下、図２及び図３を
参照してその動作を説明する。

【００２５】図２は送信系のＨ偏波、Ｖ偏波送信タイミ
ングを示すものである。制御回路１４では、第１及び第
２の局部発振器１、２で発生される第１及び第２の局部
発振信号から生成されるクロックｆCLK （＝｜ｆ1 −ｆ
2 ｜）に基づいて、図２（ａ）に示すタイミングでトリ
ガ信号を発生する。このトリガ信号は切替回路３、ピン
変調器７及び偏波切替回路９に供給される。

【００２６】一方、第１及び第２の局部発振器１、２で
発生された第１及び第２の局部発振信号は、それぞれ切
替回路３により、トリガ信号のタイミングで選択的に導
出され、ＩＦ局部発振器５で発生されるＩＦ信号と混合
された後、ハイパスフィルタ６に入力され、ここで送信
周波数ｆ1 またはｆ2 の信号が得られる。

【００２７】この信号はピン変調器７にて制御回路１４
からのトリガ信号に基づいてパルス変調された後、送信
管８で電力増幅され、偏波切替回路９により周波数ｆ1
のときはＨ偏波となって、サーキュレータ１０及び図示
しない空中線装置を介して空間に向けて送出され、周波
数ｆ2 のときはＶ偏波となって、サーキュレータ１１及
び図示しない空中線装置を介して空間に向けて送出され
る。図２（ｂ）にＨ偏波送信タイミング、図２（ｃ）に
Ｖ偏波送信タイミングを示す。

【００２８】空中線装置から放射された電波は気象粒子
に到達し、エコーとなって再び空中線装置で捕捉され、
サーキュレータ１０、１１に入力される。ここで、図２
に示す通り、Ｈ偏波の送信タイミングの中間でＶ偏波
が、Ｖ偏波の送信タイミングの中間でＨ偏波が送信され
る。このため、Ｈ偏波の送信電波のエコーがサーキュレ
ータ１１へ、Ｖ偏波の送信電波のエコーがサーキュレー
タ１０へ入力されることになる。ところが、Ｈ偏波とＶ
偏波は偏波面が直交しているため、偏波面の違う信号に
対しては、分離度ＩH-V 分だけ減衰して入力されること
になる。

【００２９】このようにして、入力された受信信号は、
ノイズ等による大電力入力を制御するＴＲリミッタ１
５、２７を通過し、高周波増幅器１６、２８でそれぞれ
増幅され、次段の混合器１７、２９へ出力される。

【００３０】Ｈ偏波系統の混合器１７では、周波数がｆ
1 −ｆIFの信号と混合される。混合器１７へはＶ偏波か
らの成分も分離度ＩH-V 分だけ減衰して入力されている
ので、同様に混合される。ところが、Ｖ偏波入力信号の
周波数はｆ2 であるため、混合器１７の出力では、Ｈ偏
波成分とはｆCLK違った周波数に分布することになる。
そこで、これを利用して後段のフィルタ１８でＨ偏波を
抽出するようにすれば、さらに分離度ＩH を稼ぐことが
できる。

【００３１】同様に、Ｖ偏波系統の混合器２９では、周
波数がｆ2 −ｆIFの信号と混合される。混合器２９へは
Ｈ偏波からの成分も分離度ＩV-H 分だけ減衰して入力さ
れるので、同様に混合される。ところが、Ｈ偏波入力信
号の周波数はｆ1 であるため、混合器２９の出力では、
Ｖ偏波成分とはｆCLK 違った周波数に分布することにな
る。そこで、後段のフィルタ３０でＶ偏波を抽出するよ
うにすれば、さらに分離度ＩV を稼ぐことができる。

【００３２】フィルタ１８、３０で得られた受信信号は
それぞれ混合器２０、２１、３２、３３で直交検波され
て複素形式の信号となり、フィルタ２３、２４、３４、
３５で不要波が除去された後、Ａ／Ｄ変換器２５、２
６、３６、３７に供給され、デジタル信号に変換され
る。

【００３３】図３は、送信繰り返し周波数で決まる最大
観測半径以遠の信号が、上記のような手順で抽出される
様子を示したものである。すなわち、真のエコーは図３
（ａ）に示すように送信繰り返し周波数で決まる最大観
測半径以遠でも受信される。ここで、送信トリガータイ
ミングは、図３（ｂ）に示すように、周期Ｔ（＝１／
（送信繰り返し周波数））となっている。これに対し、
Ｈ偏波受信系統の受信信号は図３（ｃ）に示すようにな
り、またＶ偏波受信系統の受信信号は図３（ｄ）に示す
ようになる。そこで、エコー観測開始位置を図３
（ｃ）、（ｄ）中の矢印の時点（図３（ｃ）では３Ｔ、
５Ｔ、…の時点、図３（ｄ）では２Ｔ、４Ｔ、６Ｔ、…
の時点）に設定することにより、略倍の半径内のエコー
を受信することができる。

【００３４】但し、送出される送信信号の周波数がＨ偏
波とＶ偏波で異なっているため、電波伝搬路上を往復す
る間に発生する位相遅れが異なるものになる。このこと
は、受信信号からドップラ周波数を観測しようとするド
ップラレーダ装置にとっては重大な問題となる。そこ
で、第１及び第２の局部発振器１、２の出力を混合する
ことによって得られるｆCLK を制御回路１４でｎ分周
し、サンプリングクロックとしてＡ／Ｄ変換器２５、２
６、３６、３７に送り、受信信号をサンプリングする。
これによって、位相差が２πの整数倍になる位置、すな
わち位相差が０の位置で受信信号を取り込むことができ
る。その結果、Ｈ偏波、Ｖ偏波の両信号の位相差を補償
することができる。

【００３５】したがって、上記構成によるドップラレー
ダ装置では、二つの受信系統間の合計分離度が、パルス
ヒット毎に切り替わるＨ、Ｖ偏波間の分離度と、同じく
パルスヒット毎に切り替わる送信周波数の違いによる分
離度を乗じたものになる。特に、気象粒子を観測する用
途では、二つの受信系統は、実効的に送信繰り返し周波
数ｆr ／２で動作することと同様の動作となる。したが
って、最大測定可能半径は前述の（２）式の２倍とな
る。また、二つの受信系統が、実効的に送信繰り返し周
波数ｆr ／２で動作することと同様の動作となるため、
２次エコーをほぼ完全に除去することができる。

【００３６】尚、図１の回路においては、位相検波回路
１９〜２６、３１〜３７をアナログ回路で構成する場合
について説明したが、フィルタ１８、３０の後段でＡ／
Ｄ変換を行う、デジタルＩＱ検波回路を用いても同様の
処理を実現できる。

【００３７】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、最大測定
可能半径を飛躍的に増大しつつ、２次エコーを確実に除
去することのできるドップラレーダ装置を提供すること
ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るドップラレーダ装置の一実施形態
の構成を示すブロック回路図。

【図２】同実施形態のＨ偏波（ｆ1 ）、Ｖ偏波（ｆ2 ）
の送信タイミングを示すタイミング図。

【図３】同実施形態において、最大観測半径以遠の信号
が抽出される様子を示す概念図。

【図４】従来のドップラレーダ装置において、最大観測
半径以遠にエコーがない場合の真のエコーに対する受信
信号の様子を示す概念図。

【図５】従来のドップラレーダ装置において、最大観測
半径以遠にエコーが有る場合の真のエコーに対する受信
信号の様子を示す概念図。

【符号の説明】

１…第１の高安定局部発振器 ２…第２の高安定局部発振器 ３…切替回路 ４…混合器 ５…ＩＦ局部発振器 ６…ハイパスフィルタ ７…ピン変調器 ８…送信管 ９…偏波切替回路 １０，１１…サーキュレータ １２…混合器 １３…ローパスフィルタ １４…制御回路 １５，２７…ＴＲリミッタ １６，２８…高周波増幅器 １７，２９…混合器 １８，３０…偏波成分抽出フィルタ １９，３１…９０度シフター ２０，２１，３２，３３…混合器 ２３，２４，３４，３５…フィルタ ２５，２６，３６，３７…Ａ／Ｄ変換器

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Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】互いに周波数の異なる第１及び第２の周波
   数信号を発生する第１及び第２の局部発振器と、 前記第１及び第２の周波数信号を送信周波数に変換する
   ための中間周波数信号を発生する第３の局部発振器と、 前記第１及び第２の局部発振器から出力される第１及び
   第２の周波数信号に対してそれぞれ前記第３の局部発振
   器から出力される中間周波数信号で送信周波数に周波数
   変換しパルス変調を施し電力増幅した後、一方を水平偏
   波、他方を垂直偏波に変換して、送信繰り返し周期で交
   互に出力する送信手段と、 この手段から出力される水平偏波及び垂直偏波を空間に
   放射しそれぞれのエコーを捕捉する空中線装置と、 この空中線装置で捕捉されたエコーを取り込んで前記水
   平偏波のエコー成分を抽出する系統と前記垂直偏波のエ
   コー成分を抽出する系統に振り分け、各系統の出力につ
   いて直線位相検波を施す受信手段と、 前記受信手段で得られた２系統の直線位相検波出力につ
   いて位相差を補償する位相差補償手段とを具備し、最大
   観測半径ＲMAX を ＲMAX ＝ｃ／ｆr 但し、ｆr ：送信繰り返し周波数 ｃ ：光速度 としたことを特徴とするドップラレーダ装置。
2. 【請求項２】前記送信手段は、 前記第１及び第２の周波数信号を送信繰り返し周期で交
   互に選択出力する信号選択手段と、 この切替回路から出力される周波数信号に前記第３の局
   部発振器から出力される中間周波数信号を混合して送信
   周波数に変換する周波数変換手段と、 この手段で得られた周波数信号にパルス変調を施すパル
   ス変調手段と、 この手段の出力を電力増幅して送信パルスを生成する電
   力増幅手段と、 この手段から出力される送信パルスの内、第１の周波数
   信号に基づく送信パルスを水平偏波、第２の周波数信号
   に基づく送信パルスを垂直偏波に変換し、前記水平偏波
   及び垂直偏波を送信繰り返し周期で交互に出力する偏波
   切替手段とを備えることを特徴とする請求項１記載のド
   ップラレーダ装置。
3. 【請求項３】前記受信装置は、前記空中線装置で捕捉さ
   れた水平偏波、垂直偏波のエコー成分をそれぞれ前記第
   ３の発振器の出力と混合して中間周波数に変換する周波
   数変換手段と、 この手段で周波数変換された水平偏波、垂直偏波のエコ
   ー成分をそれぞれ前記第３の局部発振器の出力により直
   線位相検波する位相検波手段とを備えることを特徴とす
   る請求項２記載のドップラレーダ装置。
4. 【請求項４】さらに、前記第１及び第２の局部発振器の
   出力を混合しその低域成分を抽出してクロック信号を生
   成するクロック生成手段と、 この手段で生成されたクロック信号に基づいて送信繰り
   返し周期を決定し、前記信号選択手段、パルス変調手
   段、偏波切替手段を制御する制御手段を備えることを特
   徴とする請求項２または３記載のドップラレーダ装置。
5. 【請求項５】前記制御手段は、さらに前記送信繰り返し
   周期の整数倍の周波数を持つサンプリングクロックを生
   成し、 前記位相差補償手段は、前記受信手段で得られた２つの
   位相検波出力それぞれについて、前記制御手段で生成さ
   れるサンプリングクロックに基づいてデジタル信号に変
   換することを特徴とする請求項４記載のドップラレーダ
   装置。