JP2000244319A - High precision digital feedback controller - Google Patents
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、アナログ出力信号をＡ
／Ｄ変換して得られるディジタル化されたデータを制御
演算して出力信号をアナログ信号にＤ／Ａ変換して再生
するディジタルフィードバックコントローラにおいて、
Ａ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器を２基づつ設けて高bit
数を高速に帰還制御できるようにしたことと、その方法
を用いてなる高精度ディジタル帰還制御装置の改良に関
する発明である。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention
A digital feedback controller that performs control operation on digitized data obtained by the / D conversion and D / A converts an output signal into an analog signal and reproduces the analog signal.
Two A / D converters and two D / A converters provide high bit
The present invention relates to the fact that a number can be feedback controlled at high speed, and an improvement of a high-precision digital feedback control device using the method.
【０００２】[0002]
【従来の技術】近年の地震計はサーボ型のものが一般的
である。図２は地震計のシステムの構成を示す。図２に
示すように、アナログフィードバック回路によって振り
子の動きを止めたり、あるいは固有周期を長くする等の
応答関数の変更を可能にしている。特に、フィードバッ
クの利得を大きくすることにより殆どアナログフィード
バック回路のみで特性を決定できる。2. Description of the Related Art Recent seismometers are generally of the servo type. FIG. 2 shows the configuration of the seismometer system. As shown in FIG. 2, the analog feedback circuit makes it possible to change the response function such as to stop the movement of the pendulum or to lengthen the natural period. In particular, by increasing the feedback gain, the characteristics can be determined almost exclusively by the analog feedback circuit.
【０００３】例えば、スイス製のＳＴＳ地震計において
は、振動検出器である振り子の機械的な固有周期は１０
秒程度であるのに対して、アナログフィードバック回路
により特性を補正することで３６０秒程度の固有周期を
実現している。For example, in a Swiss STS seismometer, the mechanical natural period of a pendulum as a vibration detector is 10
The characteristic period is corrected to about 360 seconds by using an analog feedback circuit to realize a natural period of about 360 seconds.
【０００４】また、ダイナミックレンジは１４０ｄＢで
検出感度は数百μｇａｌ（ｃｍ／ｓｅｃ２）以下であ
る。得られた地震波形のデータはダイナミックレンジが
１４０ｄＢであることから、２４bitの二重積分型のア
ナログ／ディジタル変換器（いわゆるＡ／Ｄ変換器。）
でディジタル化されコンピュータに読み込まれている。Further, the dynamic range is 140 dB and the detection sensitivity is several hundred μgal (cm / sec 2 ) or less. Since the obtained seismic waveform data has a dynamic range of 140 dB, a 24-bit double integration type analog / digital converter (so-called A / D converter) is used.
And read into the computer.
【０００５】ここで、サーボ型地震計の特性がほぼフィ
ードバック系のみで決定されていることを数学的に示
す。図２はサーボ型地震計１１のシステムの構成を示
す。前記地震計１１は、位置検地センサ、振動検知セン
サ等のセンサ１４ａを有する振り子１２と、前記振り子
１２を制御するアクチュエータ及びダンパー１３と、ア
クチュエータ及びダンパー１３を制御するアナログフィ
ードバックコントローラ１４とから構成される。システ
ムの力学系の応答関数は以下のHere, it will be mathematically shown that the characteristics of the servo-type seismometer are determined substantially only by the feedback system. FIG. 2 shows a system configuration of the servo-type seismometer 11. The seismometer 11 includes a pendulum 12 having a sensor 14a such as a position detection sensor or a vibration detection sensor, an actuator and a damper 13 for controlling the pendulum 12, and an analog feedback controller 14 for controlling the actuator and the damper 13. You. The response function of the dynamic system of the system is
【数１】のように示され
る。It is shown as follows.
【０００６】[0006]
【数１】ｄ＝Ｈ（ω）［−ｆ（ω）＋ω２ｙ］ Ｈ（ω）＝−ω２＋２ｉγω＋ω０ ２ ｄ＝ｘ−ｙD = H (ω) [−f (ω) + ω2y] H (ω) = − ω2+ 2iγω + ω0 2 d = xy
【０００７】それぞれのパラメータは、ｘが地面の変
位、ｙは振り子の変位、ｄがｘとｙとの差の変位、Ｈ
（ω）は振り子の応答関数、ωは外力の角周波数、ω０
は振り子の固有角周波数である。フィードバック系の応
答関数は以下の数２に示される。[0007] The respective parameters are x is the displacement of the ground, y is the displacement of the pendulum, d is the displacement of the difference between x and y, H
(Ω) is the pendulum response function, ω is the angular frequency of the external force, ω 0
Is the natural angular frequency of the pendulum. The response function of the feedback system is shown in Equation 2 below.
【０００８】[0008]
【数２】Ｆ（ω）＝Ｋ［１＋ｉωＴＤ＋１／ｉωＴＩ］F (ω) = K [1 + iωT D + 1 / iωT I ]
【０００９】前記パラメータは、ＴＤが比例動作・積分
動作・微分動作を含む演算制御（proportinal integral
differential control、いわゆるＰＩＤ制御（以下、
ＰＩＤ制御という。）の演算に使用される微分パラメー
タ、ＴＩが積分パラメータである。以上の２式よりシス
テム全体の入出力応答は以下の数３のように示される。[0009] The parameters, T D is the arithmetic control including proportional action, integral action, derivative action (proportinal integral
differential control, so-called PID control (hereinafter, referred to as PID control)
This is called PID control. Differential parameters used in the calculation of), T I is the integral parameter. From the above two equations, the input / output response of the whole system is expressed by the following equation (3).
【００１０】[0010]
【数３】ｄ＝ω２ｙ／［Ｆ（ω）＋１／Ｈ（ω）］D = ω 2 y / [F (ω) + 1 / H (ω)]
【００１１】前記ＳＴＳ地震計においては、数３中の分
母のフィードバック項が機械式振り子の応答関数よりも
遙かに大きな値（ Ｆ（ω）＞＞１／Ｈ（ω） ）を取
っているので、数３の式は以下の数４のようになる。In the STS seismometer, the feedback term of the denominator in Equation 3 takes a value (F (ω) >> 1 / H (ω)) which is much larger than the response function of the mechanical pendulum. Therefore, the equation of Equation 3 is as shown in Equation 4 below.
【００１２】[0012]
【数４】ｄ＝ω２ｙ／Ｆ（ω）D = ω 2 y / F (ω)
【００１３】従って、数４に示すように、電気回路、即
ちアナログフィードバック回路のみで地震計の応答関数
がほぼ決められる。Therefore, as shown in Equation 4, the response function of the seismometer is almost determined only by the electric circuit, that is, the analog feedback circuit.
【００１６】ところが、地震計の長い固有周期を電気回
路で決定していることから、アナログのフィードバック
回路には、大きなコンデンサが必要であるとの欠点があ
った。また、特性を任意に変換することができないた
め、例えば、特定の周波数帯だけを高感度に、且つダイ
ナミックレンジに取り出したいという要望に答えること
ができなかった。However, since the long natural period of the seismometer is determined by an electric circuit, the analog feedback circuit has a drawback that a large capacitor is required. In addition, since the characteristics cannot be arbitrarily converted, for example, it has not been possible to respond to a demand for extracting only a specific frequency band with high sensitivity and a dynamic range.
【００１６】最近では、アナログ部品が節約でき、大き
なコンデンサを使用することなく、特性を任意に容易に
変えることができるように、中央演算装置（以下、ＣＰ
Ｕという。）を利用して制御演算ができるようにしたデ
ィジタルフィードバックを利用するという考え方が出て
きた。Recently, a central processing unit (hereinafter referred to as a CP) has been developed so that analog components can be saved and characteristics can be easily changed arbitrarily without using a large capacitor.
U. ), The idea of using digital feedback that allows control calculations to be used has emerged.
【００１７】即ち、図２に示すようにアナログの電気回
路によるフィードバックコントローラから、図３に示す
ようなＣＰＵ１５ｂとＡ／Ｄ変換器（以下、ＡＤＣとい
う。）とＤ／Ａ変換器（以下、ＤＡＣという。）とから
構成されるデジタル化したフィードバックコントローラ
に代えてフィードバック制御をするということである。
また、図４に示すような制御コンピュ−タ１５ｄを設け
たＣＰＵ１５ｂとＡＤＣとＤＡＣとから構成されるデジ
タル化したフィードバックコントローラに代えてフィー
ドバック制御をするということである。That is, as shown in FIG. 2, from a feedback controller using an analog electric circuit, a CPU 15b, an A / D converter (hereinafter, referred to as ADC) and a D / A converter (hereinafter, DAC) as shown in FIG. This means that feedback control is performed in place of the digitized feedback controller composed of
In addition, feedback control is performed in place of a digitized feedback controller including a CPU 15b provided with a control computer 15d as shown in FIG. 4, an ADC, and a DAC.
【００１８】前記ディジタル フィードバック コントロ
ーラを利用することによって派生する効果として、地震
計が設置される周囲の環境、例えば、温度や気圧などに
よる特性の変化を出力の波形データに対して、時々刻々
と補正できるようになるとともに、フィードバック回路
やデータ収集用回路、コンピュータネットワークの通信
回路等を一体化することができる。As an effect derived from the use of the digital feedback controller, a change in characteristics due to the surrounding environment in which the seismometer is installed, for example, temperature, pressure, etc., is constantly corrected for output waveform data. As a result, a feedback circuit, a data collection circuit, a communication circuit of a computer network, and the like can be integrated.
【００１９】ディジタル化に伴う数式を以下に示す。前
記数２に示したＰＩＤ演算の式を離散化した表現で示す
と次のようになる。The equations associated with the digitization are shown below. The expression of the PID operation shown in the above equation 2 is expressed as follows in a discretized expression.
【００２０】[0020]
【数５】ｙ＝Ｋ［ｅｎ＋（θ／Ｔｉ）Σｅｎ＋Ｔｄ（ｅ
ｎ−ｅｎ−１）］[Number 5] y = K [e n + ( θ / T i) Σe n + T d (e
n- en -1 )]
【００２１】そして、数５の式の計算を、図３に示した
ディジタルフィードバック回路のＣＰＵで行い、フィー
ドバック制御を行う。それぞれのパラメータは、ｅは目
標値と観測値との偏差、ｙは出力値、Ｋは利得、Ｔｉと
Ｔｄは積分項及び微分項のフィードバックパラメータ、
θはデータのサンプリング周期、ｎはサンプリング番号
である。Then, the calculation of the equation (5) is performed by the CPU of the digital feedback circuit shown in FIG. 3, and feedback control is performed. For each parameter, e is the deviation between the target value and the observed value, y is the output value, K is the gain, Ti and Td are the feedback parameters of the integral and derivative terms,
θ is a data sampling period, and n is a sampling number.
【００２２】[0022]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、基本的
にアナログフィードバック回路の方が高性能であるか
ら、ディジタル化することで地震計の性能を落としてし
まう。例えば、ディジタル化することによる主立った欠
点として、第１に、ディジタル回路のノイズはアナログ
回路より多い。第２に、ディジタル回路は量子化するこ
とによって情報の欠如がある。第３に、フィードバック
の計算誤差・精度の低さや遅延により、帰還量の誤差や
正帰還が生じる可能性がある。以上の理由から計算精度
の不足や規則誤差の増大に繋がっていた。However, since the analog feedback circuit basically has a higher performance, the performance of the seismometer is reduced by digitization. For example, a major drawback of digitizing is, first, that digital circuits have more noise than analog circuits. Second, digital circuits lack information by quantization. Third, there is a possibility that an error in feedback amount or positive feedback may occur due to a calculation error / low accuracy or delay of feedback. For the above reasons, the calculation accuracy was insufficient and the rule error was increased.
【００２３】また、通常、ディジタルフィードバックコ
ントローラ（digital feedback controler、以下ＤＦＣ
という。）は、入力部（ＡＤＣ＋演算増幅器）、計算部
（ＣＰＵ＋他）、出力部（ＤＡＣ＋演算増幅器）に分け
られるが、最近のＣＰＵにはディジタルシグナルプロセ
ッサ（digital signal processor、以下、ＤＳＰとい
う。）という２４bitのＡＤＣをカバーできる高速・高
精度演算可能なものが市場に販売されるようになった。
（ＤＳＰは、非常に高価なものであれば３２bitに達す
るものもある。）Also, usually, a digital feedback controller (hereinafter referred to as DFC)
That. ) Is divided into an input unit (ADC + operational amplifier), a calculation unit (CPU + others), and an output unit (DAC + operational amplifier), and a recent CPU is called a digital signal processor (DSP). Devices capable of high-speed and high-accuracy calculation capable of covering a 24-bit ADC have been marketed.
(Some DSPs can reach 32 bits if they are very expensive.)
【００２４】しかしながら、入力部のＡＤＣの動作速度
が遅い場合には、即ち、地震波の測定においてはさほど
問題とならないのであるが、ＡＤＣの動作速度が速い場
合には、出力側のＤＡＣの処理速度が遅すぎて、ＤＦＣ
の出力が間に合わず、フィードバック制御がついてこれ
なくなってしまうという欠点があった。このようなＤＳ
Ｐに対応できる高精度高速のＤＡＣは販売されておら
ず、もし仮に高精度高速なＤＡＣを開発しようとする
と、非常にお金と時間を必要としてしまう。However, when the operation speed of the ADC at the input unit is low, that is, when the operation speed of the ADC is high, the processing speed of the DAC on the output side is low. Is too late, DFC
Output cannot be made in time, and there is a disadvantage that feedback control is lost and the output is lost. DS like this
A high-precision, high-speed DAC that can handle P is not on the market, and if a high-precision, high-speed DAC is to be developed, much money and time will be required.
【００２５】さらに、地震波における音響的な信号を処
理したり、地震観測以外でもＰＩＤディジタルフィード
バックによる高速なフィードバック制御の用途に対応で
きる速度を有したＡＤＣもない。Further, there is no ADC which can process an acoustic signal in a seismic wave or has a speed which can be used for high-speed feedback control by PID digital feedback other than the seismic observation.
【００２６】そこで本発明は、１６bit位までの高速でb
it数の少ない既存のＡＤＣ及びＤＡＣを利用することに
より、ＤＦＣの応答速度を下げることなく高精度化（高
bit化）することのできるＤＡＣとＡＤＣとをＤＳＰに
設置する方法と、その方法を用いてなる高精度ディジタ
ル帰還制御装置を提供することを目的とするものであ
る。Therefore, the present invention provides a high speed b up to about 16 bits.
By using existing ADCs and DACs with a small number of it, high accuracy (high
It is an object of the present invention to provide a method of installing a DAC and an ADC capable of performing bit conversion in a DSP and a high-precision digital feedback control device using the method.
【００２７】[0027]
【課題を解決するための手段】本発明は、入力部（ＡＤ
Ｃ＋演算増幅器）、計算部（ＣＰＵ）、出力部（ＤＡＣ
＋演算増幅器）からなるディジタルフィードバックコン
トローラにおいて、１６bit位までの高速でbit数の少な
い既存のＡＤＣ及びＤＡＣを、入力部に粗い値用ＡＤＣ
及び細かい値用としてＡＤＣを２基、出力部に粗い値用
ＤＡＣ及び細かい値用としてＤＡＣを２基設けたことを
特徴とする高精度ディジタル帰還制御装置の構成とし
た。According to the present invention, an input unit (AD) is provided.
C + operational amplifier), calculation unit (CPU), output unit (DAC)
+ Operational amplifier), the existing ADC and DAC having a high speed and a small number of bits up to about 16 bits are input to the coarse value ADC.
A high-precision digital feedback control device is characterized in that two ADCs are provided for fine values, and two DACs for coarse values and two DACs for fine values are provided in the output section.
【００２８】[0028]
【実施例】次に、図を参照しながら本発明である高精度
ディジタル帰還制御装置を詳細に説明する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Next, a high precision digital feedback control device according to the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
【００２９】図１は本発明である高精度ディジタル帰還
制御装置のブロック図である。本発明である高精度ディ
ジタル帰還制御装置１は、２基のＡＤＣと演算増幅器と
からなる入力部２と、２基のＤＡＣと演算増幅器とから
なる出力部７と、ディジタルシグナル プロセッサ（Ｄ
ＳＰ）６とから構成される。入力信号は入力部２で倍bi
t化され、ＤＳＰ６で演算処理され、出力部７でアナロ
グ信号に再出力されて制御出力信号として送り出され
る。FIG. 1 is a block diagram of a high-precision digital feedback control device according to the present invention. The high-precision digital feedback controller 1 according to the present invention includes an input unit 2 including two ADCs and an operational amplifier, an output unit 7 including two DACs and an operational amplifier, and a digital signal processor (D).
SP) 6). The input signal is doubled at the input 2
The output signal is converted into an analog signal by the output unit 7 and sent out as a control output signal.
【００３０】本実施例においては、既に市販され、ある
程度高速（〜５０ｎｓｅｃ）の処理速度を有しbit数の
少ない（約１６bit位まで）安価なるＡＤＣ及びＤＡＣ
を使用する。また、ＣＰＵは２４bitのもので高速処理
及び高精度演算が可能なＤＳＰを使用する。ＤＳＰは、
ディジタル信号処理専用の１チップマイクロプロセッサ
で、積和演算の繰り返しを高速処理する回路を有したも
のである。In this embodiment, ADCs and DACs that are already commercially available, have a somewhat high processing speed (up to 50 nsec), and are inexpensive with a small number of bits (up to about 16 bits) are inexpensive.
Use The CPU uses a 24-bit DSP capable of high-speed processing and high-precision calculation. The DSP
This is a one-chip microprocessor dedicated to digital signal processing, and has a circuit for performing high-speed processing of repetition of a product-sum operation.
【００３１】実際には、ＡＤＣ及びＤＡＣは１６bit位
のbit数を有するものが速度的にもbit数的にも好ましい
のであるが、本実施例を説明するにあたり、ＡＤＣ及び
ＤＡＣのbit数を１０bitとし、ＤＦＣ（ディジタル フ
ィードバック コントローラ）によって制御するための
入力及び出力電圧を１０Ｖとする。１bitの電圧分解能
は１０／１０２４≒０．０１Ｖである。Actually, it is preferable that the ADC and the DAC have the number of bits of about 16 bits in terms of both speed and number of bits. However, in describing this embodiment, the number of bits of the ADC and the DAC is set to 10 bits. And the input and output voltages for control by a DFC (digital feedback controller) are 10V. The voltage resolution of one bit is 10/1024 / 0.01V.
【００３２】図１に示すように、出力部２に送られてき
たアナログ入力信号（ＩＮ）を演算増幅器（以下、オペ
アンプという）３ａを通して得られる入力電圧（Ｖin）
を粗い値用のＡＤＣ３でＡ／Ｄ変換し、ＡＤＣ出力した
Ｖoadを得てＤＳＰ６に送る。このとき、分解能以下
の、即ち０．００１Ｖ桁以下のデータについては、Ｖoa
dに含まれていない。As shown in FIG. 1, an analog input signal (IN) sent to the output unit 2 is converted into an input voltage (Vin) obtained through an operational amplifier (hereinafter referred to as an operational amplifier) 3a.
Is subjected to A / D conversion by the ADC 3 for a coarse value, and a Voad output as an ADC is obtained and sent to the DSP 6. At this time, for data below the resolution, that is, for data below the 0.001V digit, Voa
Not included in d.
【００３３】ＤＳＰ６に送られたＡ／Ｄの出力電圧値
（Ｖoad）のディジタルデータは、ＤＳＰ６の入力値に
送られるとともに、ＤＡＣ５で再びアナログ化されてＤ
／Ａの入力電圧（Ｖida）とし、オペアンプ４ａのマイ
ナス（−）に送られる。前記オペアンプ４ａには粗い値
用のＡＤＣで量子化されていないアナログ入力電圧（Ｖ
in）をプラス（＋）に導入し、以下の計算をオペアンプ
にて実行する。The digital data of the output voltage value (Voad) of the A / D sent to the DSP 6 is sent to the input value of the DSP 6 and is again converted into an analog signal by the DAC 5 to be converted to a digital signal.
/ A input voltage (Vida) and sent to the minus (-) of the operational amplifier 4a. The operational amplifier 4a has an analog input voltage (V) which is not quantized by a coarse-value ADC.
in) is introduced to plus (+), and the following calculation is performed by the operational amplifier.
【００３４】[0034]
【数６】ΔＶin＝Ｖin−Ｖida## EQU6 ## ΔVin = Vin−Vida
【００３５】ΔＶin（差のシステムへの入力）は粗い値
用のＤＡＣで量子化されることなく切り捨てられた０．
００１Ｖ桁以下のデータである。このΔＶin（差のシス
テムへの入力）をさらにオペアンプ４ａで精度を高める
ため任意数倍する。図１においては、簡単のため１０倍
としているが、必要に応じて１００倍、１０００倍とし
て良い。.DELTA.Vin (input to the difference system) is truncated without quantization by a coarse value DAC.
It is data of 001V digit or less. This ΔVin (input to the difference system) is multiplied by an arbitrary number in order to further increase the accuracy by the operational amplifier 4a. In FIG. 1, it is 10 times for simplicity, but may be 100 times or 1000 times as needed.
【００３６】そして、１０倍したΔＶinを今度は細かい
値用のＡＤＣ４でＡ／Ｄ変換し、ΔＶoadをＤＳＰ６に
送る。Then, the ΔVin multiplied by 10 is A / D-converted by the ADC 4 for a fine value, and the ΔVoad is sent to the DSP 6.
【００３７】ＤＳＰ６には、入力データの粗い値のＶoa
dと、量子化に伴ってＶoadに繰り込まれなかった下の桁
のΔＶoadとが入力される。The DSP 6 has a coarse value Voa of the input data.
d and the lower digit ΔVoad which is not transferred to Voad due to quantization are input.
【００３８】ＤＳＰ６においては入力値からフィードバ
ック制御をするためのＰＩＤ制御演算を実行し、得られ
る出力値を出力部７に送る。ここで、フィードバック制
御を実行するときに特性を変化させるためにＤＳＰ６に
制御コンピュータを接続してもよい。出力値をコンピュ
ータに入力してデータとして取り込んでも良い。The DSP 6 executes a PID control operation for performing feedback control from the input value, and sends the obtained output value to the output unit 7. Here, a control computer may be connected to the DSP 6 in order to change characteristics when performing feedback control. The output value may be input to a computer and taken in as data.
【００３９】出力部７に送られた出力信号は、Ｖida’
とΔＶida’との２倍のbit数によってディジタル出力さ
れる。The output signal sent to the output unit 7 is Vida '
And ΔVida 'are output digitally with twice the number of bits.
【００４０】そして、Ｖida’は粗い値用のＤＡＣ８に
送られてＤ／Ａ変換された後、オペアンプ８ａを通じて
Ｖoda’として出力される。ΔＶida’は細かい値用のＤ
ＡＣ９に送られてＤ／Ａ変換されたのち、オペアンプ９
ａにて１／１０倍にされてアナログ出力ΔＶoda’され
る。Then, Vida 'is sent to the DAC 8 for the coarse value and D / A-converted, and then output as Voda' through the operational amplifier 8a. ΔVida 'is D for fine values
After being sent to AC 9 and D / A converted, the operational amplifier 9
The analog output is multiplied by 1/10 at a, and the analog output is ΔVoda ′.
【００４１】ここで、ΔＶida’→ΔＶoda’のＤ／Ａ変
換をするときに、オペアンプ９ａにて１／１０倍するほ
かに、ΔＶoda’の極性を反転させることに注意する。
Ｖoda’とΔＶoda’をオペアンプ１０にて加算するとき
に、それぞれをプラス（＋）とマイナス（−）とに入力
するためである。Here, it is noted that when performing D / A conversion from ΔVida ′ → ΔVoda ′, the operational amplifier 9a multiplies the ratio by 1/10 and also inverts the polarity of ΔVoda ′.
This is because when the operational amplifier 10 adds Voda 'and ΔVoda', they are input to plus (+) and minus (-), respectively.
【００４２】オペアンプ１０にてＶoda’とΔＶoda’を
加算してできたアナログ出力信号（ＯＵＴ）が出力部７
より出力されるのである。An analog output signal (OUT) obtained by adding Voda ′ and ΔVoda ′ in the operational amplifier 10 is output to the output unit 7.
It is output from.
【００４３】[0043]
【発明の効果】本発明は、以上に説明したような構成で
あるから、第１に、２基のＡＤＣと２基のＤＡＣとを設
けることで、倍bit数の、即ち倍精度のアナログ制御出
力信号を出力することができる。Since the present invention has the configuration as described above, firstly, by providing two ADCs and two DACs, analog control of double bit number, that is, double precision is performed. An output signal can be output.
【００４４】第２に、ＤＳＰにおいてフィードバック制
御の特性を簡単に変化させることができる。Second, it is possible to easily change the characteristics of the feedback control in the DSP.
【００４５】第３に、市販される高速低bit数のＡＤＣ
とＤＡＣとを利用することにより、安価で設計・設置の
簡単なディジタルフィードバックコントローラが製造で
きる。Third, commercially available high-speed low-bit-number ADCs
And a DAC, a digital feedback controller that is inexpensive and easy to design and install can be manufactured.
【図１】本発明である高精度ディジタル帰還制御装置の
ブロック図である。FIG. 1 is a block diagram of a high-precision digital feedback control device according to the present invention.
【図２】従来からあるアナログ電気回路を使用した地震
計のシステムを示したブロック図である。FIG. 2 is a block diagram showing a conventional seismometer system using an analog electric circuit.
【図３】従来地震計のフィードバックコントローラにＣ
ＰＵを用いたときのブロック図である。FIG. 3 shows a conventional seismometer feedback controller C
It is a block diagram at the time of using PU.
【図４】従来地震計のフィードバックコントローラに制
御コンピュ−タを設けたＣＰＵを用いたときのブロック
図である。FIG. 4 is a block diagram when a CPU provided with a control computer is used as a feedback controller of a conventional seismometer.
１ 高精度ディジタル帰還制御装置 ２ 入力部 ３ ＡＤＣ（Ａ／Ｄ変換器） ３ａ オペアンプ（演算増幅器） ４ ＡＤＣ ４ａ オペアンプ ５ ＤＡＣ（Ｄ／Ａ変換器） ５ａ オペアンプ ６ ＤＳＰ（ディジタルシグナルプロセッ
サ） ７ 出力部 ８ ＤＡＣ ８ａ オペアンプ ９ ＤＡＣ ９ａ、１０ オペアンプ １１ 地震計 １２ 振り子 １３ ダンパー １４ フィードバックコントローラ １４ａ センサ １５ ＤＦＣ（ディジタルフィードバックコ
ントローラ） １５ａ ＡＤＣ １５ｂ ＣＰＵ １５ｃ ＤＡＣ １５ｄ 制御コンピュータDESCRIPTION OF SYMBOLS 1 High precision digital feedback control apparatus 2 Input part 3 ADC (A / D converter) 3a Operational amplifier (operational amplifier) 4 ADC 4a Operational amplifier 5 DAC (D / A converter) 5a Operational amplifier 6 DSP (Digital signal processor) 7 Output part Reference Signs List 8 DAC 8a Operational amplifier 9 DAC 9a, 10 Operational amplifier 11 Seismograph 12 Pendulum 13 Damper 14 Feedback controller 14a Sensor 15 DFC (digital feedback controller) 15a ADC 15b CPU 15c DAC 15d Control computer
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【手続補正書】[Procedure amendment]
【提出日】平成１１年１１月２９日（１９９９．１１．
２９）[Submission date] November 29, 1999 (1999.11.
29)
【手続補正１】[Procedure amendment 1]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】全文[Correction target item name] Full text
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction contents]
【書類名】 明細書[Document Name] Statement
【発明の名称】 高精度ディジタル帰還制御装
置[Title of the Invention] High precision digital feedback controller
【特許請求の範囲】[Claims]
【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、アナログ出力信号をＡ
／Ｄ変換して得られるディジタル化されたデータを制御
演算して出力信号をアナログ信号にＤ／Ａ変換して再生
するディジタルフィードバックコントローラにおいて、
Ａ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器を２基設けて高bit数を
高速に帰還制御できるようにしたこと、及びその方法を
用いた高精度ディジタル帰還制御装置の改良に関する発
明である。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention
A digital feedback controller that performs control operation on digitized data obtained by the / D conversion and D / A converts an output signal into an analog signal and reproduces the analog signal.
An invention relates to providing two A / D converters and two D / A converters so that high-bit numbers can be feedback-controlled at a high speed, and an improvement of a high-precision digital feedback control device using the method.
【０００２】[0002]
【従来の技術】近年の地震計は、サーボ型のものが一般
的である。図２〜図４までは、従来の地震計を示した図
である。図２は地震計のシステムの構成を示す。図２に
示すように、サーボ型地震計１１は、アナログフィード
バック回路によって振り子１２の動きを止めたり、ある
いは固有周期を長くする等の応答関数の変更を可能にし
ている。特に、フィードバックの利得を大きくすること
により殆どアナログフィードバック回路のみで特性を決
定できる。2. Description of the Related Art Recent seismometers are generally of the servo type. 2 to 4 are views showing a conventional seismometer. FIG. 2 shows the configuration of the seismometer system. As shown in FIG. 2, the servo-type seismometer 11 can change the response function such as stopping the movement of the pendulum 12 or increasing the natural period by an analog feedback circuit. In particular, by increasing the feedback gain, the characteristics can be determined almost exclusively by the analog feedback circuit.
【０００３】例えば、スイス製のＳＴＳ地震計において
は、振動検出器である振り子の機械的な固有周期は１０
秒程度である。これに対して、アナログフィードバック
回路により特性を補正することで３６０秒程度の固有周
期を実現している。For example, in a Swiss STS seismometer, the mechanical natural period of a pendulum as a vibration detector is 10
On the order of seconds. On the other hand, a characteristic period of about 360 seconds is realized by correcting the characteristics using an analog feedback circuit.
【０００４】また、ダイナミックレンジは、１４０ｄＢ
で検出感度は数百μｇａｌ（ｃｍ／ｓｅｃ２）以下であ
る。得られた地震波形のデータはダイナミックレンジが
１４０ｄＢであることから、２４bitの二重積分型のア
ナログ／ディジタル変換器（いわゆるＡ／Ｄ変換器。）
でディジタル化され、コンピュータに読み込まれてい
る。The dynamic range is 140 dB.
And the detection sensitivity is several hundred μgal (cm / sec 2 ) or less. Since the obtained seismic waveform data has a dynamic range of 140 dB, a 24-bit double integration type analog / digital converter (so-called A / D converter) is used.
Digitized and read into the computer.
【０００５】ここで、サーボ型地震計の特性が、ほぼフ
ィードバック系のみで決定されていることを数学的に示
す。図２は、サーボ型地震計１１のシステムの構成を示
す。前記サーボ型地震計１１は、位置検地センサ、振動
検知センサ等のセンサ１４ａを有する振り子１２と、前
記振り子１２を制御するアクチュエータ及びダンパー１
３と、アクチュエータ及びダンパー１３を制御するアナ
ログフィードバックコントローラ１４とから構成され
る。システムの力学系の応答関数は以下のHere, it will be mathematically shown that the characteristics of the servo-type seismometer are determined substantially only by the feedback system. FIG. 2 shows a system configuration of the servo seismometer 11. The servo-type seismometer 11 includes a pendulum 12 having a sensor 14a such as a position detection sensor or a vibration detection sensor, an actuator for controlling the pendulum 12, and a damper 1.
3 and an analog feedback controller 14 for controlling the actuator and the damper 13. The response function of the dynamic system of the system is
【数１ 【数１】のように示される。It is shown as follows.
【０００６】[0006]
【数１】ｄ＝Ｈ（ω）［−ｆ（ω）＋ω２ｙ］ Ｈ（ω）＝−ω２＋２ｉγω＋ω０ ２ ｄ＝ｘ−ｙD = H (ω) [−f (ω) + ω2y] H (ω) = − ω2+ 2iγω + ω0 2 d = xy
【０００７】それぞれのパラメータは、ｘが地面の変
位、ｙは振り子の変位、ｄがｘとｙとの差の変位、Ｈ
（ω）は振り子の応答関数、ωは外力の角周波数、ω０
は振り子の固有角周波数である。フィードバック系の応
答関数は以下の数２に示される。[0007] The respective parameters are x is the displacement of the ground, y is the displacement of the pendulum, d is the displacement of the difference between x and y, H
(Ω) is the pendulum response function, ω is the angular frequency of the external force, ω 0
Is the natural angular frequency of the pendulum. The response function of the feedback system is shown in Equation 2 below.
【０００８】[0008]
【数２】Ｆ（ω）＝Ｋ［１＋ｉωＴＤ＋１／ｉωＴＩ］F (ω) = K [1 + iωT D + 1 / iωT I ]
【０００９】前記パラメータは、ＴＤが比例動作、積分
動作、微分動作を含む演算制御（proportinal integral
differential control、いわゆるＰＩＤ制御（以下、
ＰＩＤ制御という。）の演算に使用される微分パラメー
タ、ＴＩが積分パラメータである。以上の２式よりシス
テム全体の入出力応答は以下の[0009] The parameters, T D is proportional operation, integral operation, operation control including differential operation (proportinal integral
differential control, so-called PID control (hereinafter, referred to as PID control)
This is called PID control. Differential parameters used in the calculation of), T I is the integral parameter. From the above two equations, the input / output response of the whole system is
【数３】のように示される。## EQU3 ##
【００１０】[0010]
【数３】ｄ＝ω２ｙ／［Ｆ（ω）＋１／Ｈ（ω）］D = ω 2 y / [F (ω) + 1 / H (ω)]
【００１１】前記スイス製のＳＴＳ地震計においては、
数３中の分母のフィードバック項が機械式振り子の応答
関数よりも遙かに大きな値（ Ｆ（ω）＞＞１／Ｈ
（ω））を取っているので、In the Swiss-made STS seismometer,
The feedback term of the denominator in Equation 3 is much larger than the response function of the mechanical pendulum (F (ω) >> 1 / H
(Ω))
【数３】の式は以下のThe formula of the following equation is
【数４】のようになる。## EQU4 ##
【００１２】[0012]
【数４】ｄ＝ω２ｙ／Ｆ（ω）D = ω 2 y / F (ω)
【００１３】従って、Therefore,
【数４】に示すように、電気回路、即ちアナログフィー
ドバック回路のみで地震計の応答関数がほぼ決められ
る。As shown in the equation (4), the response function of the seismometer is almost determined only by the electric circuit, that is, the analog feedback circuit.
【００１４】ところが、地震計の長い固有周期を電気回
路で決定していることから、アナログのフィードバック
回路には、大きなコンデンサが必要であるとの欠点があ
った。また、特性を任意に変換することができないた
め、例えば、特定の周波数帯だけを高感度に、且つダイ
ナミックレンジに取り出したいという要望に答えること
ができなかった。However, since the long natural period of the seismometer is determined by the electric circuit, the analog feedback circuit has a disadvantage that a large capacitor is required. In addition, since the characteristics cannot be arbitrarily converted, for example, it has not been possible to respond to a demand for extracting only a specific frequency band with high sensitivity and a dynamic range.
【００１５】最近では、アナログ部品が節約でき、大き
なコンデンサを使用することなく、特性を任意に容易に
変えることができるように、中央演算装置（以下、ＣＰ
Ｕという。）を利用して制御演算ができるようにしたデ
ィジタルフィードバックを利用するという考え方が出て
きた。Recently, a central processing unit (hereinafter referred to as a CP) has been developed so that analog components can be saved and characteristics can be easily changed arbitrarily without using a large capacitor.
U. ), The idea of using digital feedback that allows control calculations to be used has emerged.
【００１６】即ち、図２に示すようなアナログの電気回
路によるフィードバックコントローラ１４からなる地震
計１１から、図３に示すようなＣＰＵ１５ｂとＡ／Ｄ変
換器１５ａ（以下、ＡＤＣという。）とＤ／Ａ変換器１
５ｃ（以下、ＤＡＣという。）とから構成されるデジタ
ル化したフィードバックコントローラに代えてフィード
バック制御をするディジタルフィードバックコントロー
ラ１５（ＤＦＣ）を有する地震計に変わった。That is, a CPU 15b, an A / D converter 15a (hereinafter, referred to as ADC) and a D / D as shown in FIG. 3 are provided from a seismometer 11 comprising a feedback controller 14 using an analog electric circuit as shown in FIG. A converter 1
5c (hereinafter referred to as DAC) has been replaced by a seismometer having a digital feedback controller 15 (DFC) for performing feedback control instead of a digitized feedback controller.
【００１７】また、図４に示すように、ＣＰＵ１５ｂと
ＡＤＣ１５ａとＤＡＣ１５ｃとから構成されるデジタル
化したフィードバックコントローラに代えて制御コンピ
ュ−タ１５ｄを設けてフィードバック制御をするという
地震計に変わった。Further, as shown in FIG. 4, the seismometer has been changed to provide a control computer 15d instead of a digitized feedback controller comprising a CPU 15b, an ADC 15a and a DAC 15c to perform feedback control.
【００１８】前記ディジタルフィードバックコントロー
ラ（ＤＦＣ）を利用することによって派生する効果とし
て、（１）地震計が設置される周囲の環境、例えば、温
度や気圧などによる特性の変化を出力の波形データに対
して、時々刻々と補正できるようになるとともに、
（２）フィードバック回路やデータ収集用回路、コンピ
ュータネットワークの通信回路等を一体化することがで
きる。The use of the digital feedback controller (DFC) has the following effects: (1) changes in characteristics due to the surrounding environment in which the seismometer is installed, for example, temperature and pressure, are applied to the output waveform data. So that it can be corrected every moment,
(2) A feedback circuit, a data collection circuit, a communication circuit of a computer network, and the like can be integrated.
【００１９】ディジタル化に伴う数式を以下に示す。前
記数２に示したＰＩＤ演算の式を離散化した表現で示す
と次のようになる。The equations associated with the digitization are shown below. The expression of the PID operation shown in the above equation 2 is expressed as follows in a discretized expression.
【００２０】[0020]
【数５】ｙ＝Ｋ［ｅｎ＋（θ／Ｔｉ）Σｅｎ＋Ｔｄ（ｅ
ｎ−ｅｎ−１）］[Number 5] y = K [e n + ( θ / T i) Σe n + T d (e
n- en -1 )]
【００２１】そして、数５の式の計算を、図３に示した
ディジタルフィードバック回路のＣＰＵ１５ｂで行い、
フィードバック制御を行う。それぞれのパラメータは、
ｅは目標値と観測値との偏差、ｙは出力値、Ｋは利得、
ＴｉとＴｄは積分項及び微分項のフィードバックパラメ
ータ、θはデータのサンプリング周期、ｎはサンプリン
グ番号である。Then, the calculation of the equation (5) is performed by the CPU 15b of the digital feedback circuit shown in FIG.
Perform feedback control. Each parameter is
e is the deviation between the target value and the observed value, y is the output value, K is the gain,
Ti and Td are feedback parameters for the integral and derivative terms, θ is the data sampling period, and n is the sampling number.
【００２２】[0022]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、基本的
にアナログフィードバック回路の方が高性能であるか
ら、ディジタル化することで地震計の性能を落としてし
まうとの欠点があった。例えば、ディジタル化すること
による主立った欠点として、 （１）第１に、ディジタル回路のノイズはアナログ回路
より多い。 （２）第２に、ディジタル回路は量子化することによっ
て情報の欠如がある。 （３）第３に、フィードバックの計算誤差・精度の低さ
や遅延により、帰還量の誤差や正帰還が生じる可能性が
ある。 以上の理由から計算精度の不足や規則誤差の増大に繋が
っていた。However, since the analog feedback circuit basically has higher performance, there is a disadvantage that the performance of the seismometer is lowered by digitizing. For example, the major drawbacks of digitization are: (1) First, digital circuits have more noise than analog circuits. (2) Second, digital circuits have a lack of information due to quantization. (3) Third, there is a possibility that an error in feedback amount or positive feedback may occur due to a calculation error / low accuracy or delay of feedback. For the above reasons, the calculation accuracy was insufficient and the rule error was increased.
【００２３】また、通常、ディジタルフィードバックコ
ントローラ（digital feedback controler、以下ＤＦＣ
という。）は、入力部（ＡＤＣ＋演算増幅器）、計算部
（ＣＰＵ＋他）、出力部（ＤＡＣ＋演算増幅器）に分け
られるが、最近のＣＰＵにはディジタルシグナルプロセ
ッサ（digital signal processor、以下、ＤＳＰとい
う。）という２４bitのＡＤＣをカバーできる高速、高
精度演算可能なものが市場に販売されるようになった。
（ＤＳＰは、非常に高価なものであれば３２bitに達す
るものもある。）Also, usually, a digital feedback controller (hereinafter referred to as DFC)
That. ) Is divided into an input unit (ADC + operational amplifier), a calculation unit (CPU + others), and an output unit (DAC + operational amplifier), and a recent CPU is called a digital signal processor (DSP). Devices capable of high-speed, high-precision calculation capable of covering a 24-bit ADC have been marketed.
(Some DSPs can reach 32 bits if they are very expensive.)
【００２４】しかしながら、入力部のＡ／Ｄ変換器（Ａ
ＤＣ）の動作速度が遅い場合、即ち、地震波の測定にお
いてはさほど問題とならないのであるが、Ａ／Ｄ変換器
（ＡＤＣ）の動作速度が速い場合には、出力側のＤ／Ａ
変換器（ＤＡＣ）の処理速度が遅すぎて、ディジタルフ
ィードバックコントローラ（ＤＦＣ）の出力が間に合わ
ず、フィードバック制御がついてこれなくなってしまう
という欠点があった。However, the A / D converter (A
When the operation speed of the DC / DC converter is low, that is, when the operation speed of the A / D converter (ADC) is high, the D / A on the output side is not a problem.
There is a disadvantage that the processing speed of the converter (DAC) is too slow, the output of the digital feedback controller (DFC) cannot keep up, and the feedback control is lost.
【００２５】このようなディジタルシグナルプロセッサ
（ＤＳＰ）に対応できる高精度高速のＤ／Ａ変換器（Ｄ
ＡＣ）は販売されておらず、もし仮に高精度高速なＤＡ
Ｃを開発しようとすると、非常にお金と時間を必要とし
てしまう。A high-precision, high-speed D / A converter (D / A converter) compatible with such a digital signal processor (DSP)
AC) is not sold, and if it is a high-precision high-speed DA
Developing C requires a lot of money and time.
【００２６】さらに、地震波における音響的な信号を処
理したり、地震観測以外でもＰＩＤディジタルフィード
バックによる高速なフィードバック制御の用途に対応で
きる速度を有したＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）もない。Further, there is no A / D converter (ADC) having a speed capable of processing an acoustic signal in a seismic wave or being applicable to high-speed feedback control using PID digital feedback other than seismic observation.
【００２７】そこで本発明は、１６bit位までの高速でb
it数の少ない既存のＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）及びＤ／Ａ
変換（ＤＡＣ）を利用することにより、ディジタルフィ
ードバックコントローラ（ＤＦＣ）の応答速度を下げる
ことなく高精度化（高bit化）することのできるＤ／Ａ
変換器（ＤＡＣ）とＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）とをディジ
タルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）に設置する方法と、
その方法を用いてなる地震計用の高精度ディジタル帰還
制御装置を提供することを目的とするものである。Therefore, the present invention provides a high speed b up to about 16 bits.
Existing A / D converter (ADC) and D / A with small number of it
By using the conversion (DAC), D / A that can achieve high precision (high bit) without lowering the response speed of the digital feedback controller (DFC)
A method of installing a converter (DAC) and an A / D converter (ADC) in a digital signal processor (DSP);
It is an object of the present invention to provide a high-precision digital feedback control device for a seismometer using the method.
【００２８】[0028]
【課題を解決するための手段】本発明は、上記の課題を
解決するために、入力信号を演算し増幅する演算増幅器
３ａ、前記演算増幅器３ａを通して得られた入力電圧を
Ａ／Ｄ変換して出力しディジタルシグナルプロセッサ６
に出力電圧値として送る粗い値用のＡ／Ｄ変換器３、前
記出力電圧値を再びアナログ化するＤ／Ａ変換器５、前
記Ｄ／Ａ変換器５により送られてきた入力電圧を演算し
増幅する演算増幅器５ａ、前記演算増幅器５ａにより演
算増幅された入力電圧と前記粗い値用のＡ／Ｄ変換器３
で量子化されていないアナログ入力電圧を導入し演算し
増幅する演算増幅器４ａ及び前記演算増幅器４ａにより
演算し増幅されたデータを変換する細かい値用のＡ／Ｄ
変換器４とからなる入力部と、前記入力部２より粗い値
のデータ及び細かい値のデータとして入力された入力値
６ａを制御演算し、出力部７に出力値６ｃとして出力す
るディジタルシグナルプロセッサ６と、前記ディジタル
シグナルプロセッサより出力された出力信号を変換する
粗い値用のＤ／Ａ変換器８、前記ディジタルシグナルプ
ロセッサより出力された出力信号を変換する細かい値用
のＤ／Ａ変換器９、前記Ｄ／Ａ変換器８により変換され
た信号を演算し増幅する演算増幅器８ａ、前記Ｄ／Ａ変
換器９により変換された信号を演算し増幅する演算増幅
器９ａ及び前記演算増幅器８ａと前記演算増幅器９によ
り増幅された信号を演算し増幅する演算増幅器１０とか
らなることを特徴とする地震計に用いる高精度ディジタ
ル帰還制御装置の構成とした。SUMMARY OF THE INVENTION In order to solve the above-mentioned problems, the present invention provides an operational amplifier 3a for computing and amplifying an input signal, and A / D converting an input voltage obtained through the operational amplifier 3a. Output digital signal processor 6
A / D converter 3 for a coarse value to be sent as an output voltage value, a D / A converter 5 for converting the output voltage value into an analog signal again, and an input voltage sent by the D / A converter 5 are calculated. Amplifying operational amplifier 5a, input voltage operational-amplified by operational amplifier 5a and A / D converter 3 for the coarse value
And an operational amplifier 4a for introducing, calculating and amplifying an analog input voltage not quantized by the A / D converter, and an A / D for fine values for converting data amplified and calculated by the operational amplifier 4a.
An input unit comprising a converter 4; and a digital signal processor 6 for controlling and calculating an input value 6a input as coarse value data and fine value data from the input unit 2, and outputting the input value 6a to an output unit 7 as an output value 6c. A coarse value D / A converter 8 for converting an output signal output from the digital signal processor, a fine value D / A converter 9 for converting an output signal output from the digital signal processor, An operational amplifier 8a for computing and amplifying the signal converted by the D / A converter 8, an operational amplifier 9a for computing and amplifying the signal converted by the D / A converter 9, and the operational amplifier 8a and the operational amplifier A high-precision digital feedback control device for use in a seismometer, comprising: It was formed.
【００２９】[0029]
【実施例】次に、添付図面に基づいて本願発明である地
震計に用いる高精度ディジタル帰還制御装置を詳細に説
明する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS A high-precision digital feedback control device used in a seismometer according to the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
【００３０】図１は、本発明である高精度ディジタル帰
還制御装置のブロック図である。本発明である地震計に
用いられる高精度ディジタル帰還制御装置１は、２基の
Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）３、４と３基の演算増幅器３
ａ、４ａ、５ａとからなる入力部２と、２基のＤ／Ａ変
換器（ＤＡＣ）８、９と３基の演算増幅器８ａ、９ａ、
１０とからなる出力部７と、ディジタルシグナルプロセ
ッサ（ＤＳＰ）６とから構成される。FIG. 1 is a block diagram of a high-precision digital feedback control device according to the present invention. The high-precision digital feedback control device 1 used in the seismometer according to the present invention includes two A / D converters (ADCs) 3, 4 and three operational amplifiers 3.
a, 4a, 5a, two D / A converters (DACs) 8, 9 and three operational amplifiers 8a, 9a,
10 and an output unit 7 comprising a digital signal processor (DSP) 6.
【００３１】入力信号は前記入力部２で倍bit化され、
前記ディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）６で演算
処理され、前記出力部７でアナログ信号に再出力されて
制御出力信号として送り出される。The input signal is doubled in the input unit 2,
The digital signal is processed by the digital signal processor (DSP) 6, re-output to the output unit 7 as an analog signal, and sent out as a control output signal.
【００３２】本実施例においては、既に市販され、ある
程度高速（〜５０ｎｓｅｃ）の処理速度を有しbit数の
少ない（約１６bit位まで）安価なるＡ／Ｄ変換器（Ａ
ＤＣ）及びＤ／Ａ変換器（ＤＡＣ）を使用する。また、
ＣＰＵは２４bitのもので高速処理及び高精度演算が可
能なディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）を使用す
る。前記ディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）６
は、ディジタル信号処理専用の１チップマイクロプロセ
ッサで、積和演算の繰り返しを高速処理する回路を有し
たものである。In this embodiment, an inexpensive A / D converter (A / D converter) which is already on the market and has a somewhat high-speed (up to 50 nsec) processing speed and a small number of bits (up to about 16 bits) is used.
DC) and a D / A converter (DAC). Also,
The CPU uses a 24-bit digital signal processor (DSP) capable of high-speed processing and high-precision arithmetic. The digital signal processor (DSP) 6
Is a one-chip microprocessor dedicated to digital signal processing and has a circuit for performing high-speed repetition of product-sum operations.
【００３３】実際には、Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）及びＤ
／Ａ変換器（ＤＡＣ）は１６bit位のbit数を有するもの
が速度的にもbit数的にも好ましいのであるが、本実施
例を説明するにあたり、Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）及びＤ
／Ａ変換器（ＤＡＣ）のbit数を１０bitとし、ディジタ
ル フィードバック コントローラ（ＤＦＣ）によって制
御するための入力及び出力電圧を１０Ｖとする。１bit
の電圧分解能は１０／１０２４≒０．０１Ｖである。In practice, an A / D converter (ADC) and D
An A / D converter (DAC) having a bit number of about 16 bits is preferable in terms of both speed and bit number. However, in describing this embodiment, the A / D converter (ADC) and the D / A
The number of bits of the / A converter (DAC) is 10 bits, and the input and output voltages for control by the digital feedback controller (DFC) are 10 V. 1 bit
Has a voltage resolution of 10/1024 ≒ 0.01 V.
【００３４】図１に示すように、入力部２に送られてき
たアナログ入力信号（ＩＮ）を演算増幅器３ａを通して
得られる入力電圧（Ｖin）を粗い値用のＡ／Ｄ変換器
（ＡＤＣ）３でＡ／Ｄ変換し、Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）
出力したＶoadを得てディジタルシグナルプロセッサ
（ＤＳＰ）６に送る。このとき、分解能以下の、即ち
０．００１Ｖ桁以下のデータについては、Ｖoadに含ま
れていない。As shown in FIG. 1, an analog input signal (IN) sent to the input section 2 is converted into an input voltage (Vin) obtained through an operational amplifier 3a by an A / D converter (ADC) 3 for a coarse value. A / D converter and A / D converter (ADC)
The output Voad is obtained and sent to the digital signal processor (DSP) 6. At this time, data lower than the resolution, that is, data of 0.001 V digit or less is not included in Voad.
【００３５】ディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）
６に送られたＡ／Ｄの出力電圧値（Ｖoad）のディジタ
ルデータは、ディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）
６のに入力値６ａとして送られるとともに、Ｄ／Ａ変換
器（ＤＡＣ）５で再びアナログ化されてＤ／Ａの入力電
圧（Ｖida）とし、演算増幅器４ａのマイナス（−）に
送られる。前記演算増幅器４ａには、粗い値用のＡ／Ｄ
変換器（ＡＤＣ）で量子化されていないアナログ入力電
圧（Ｖin）をプラス（＋）に導入し、以下の計算を演算
増幅器４ａにて実行する。Digital signal processor (DSP)
The digital data of the A / D output voltage value (Voad) sent to the digital signal processor 6 is transmitted to a digital signal processor (DSP).
6 is input as an input value 6a, and is again converted into an analog signal by a D / A converter (DAC) 5 to obtain a D / A input voltage (Vida), which is then sent to the minus (-) of the operational amplifier 4a. The operational amplifier 4a has an A / D for coarse values.
The analog input voltage (Vin) not quantized by the converter (ADC) is introduced to plus (+), and the following calculation is executed by the operational amplifier 4a.
【００３６】[0036]
【数６】ΔＶin＝Ｖin−Ｖida ΔＶin（差のシステムへの入力）は粗い値用のＤＡＣで
量子化されることなく切り捨てられた０．００１Ｖ桁以
下のデータである。このΔＶin（差のシステムの入力）
をさらにオペアンプ４ａで精度を高めるため任意数倍す
る。図１においては、簡単のため１０倍としているが、
必要に応じて１００倍、１０００倍として良い。ΔVin = Vin−Vida ΔVin (input to the difference system) is data of 0.001 V digit or less truncated without being quantized by the DAC for the coarse value. This ΔVin (input of the difference system)
Is further multiplied by an arbitrary number in order to further increase the accuracy by the operational amplifier 4a. In FIG. 1, it is 10 times for simplicity.
The number may be increased by a factor of 100 or 1000 as needed.
【００３７】そして、１０倍したΔＶinを今度は細かい
値用のＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）４でＡ／Ｄ変換し、ΔＶ
oadをディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）６に送
る。ディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）６には、
入力データの粗い値のＶoadと、量子化に伴ってＶoadに
繰り込まれなかった下の桁のΔＶoadとが入力される。Then, ΔVin multiplied by 10 is A / D-converted by an A / D converter (ADC) 4 for fine values, and ΔV
oad to digital signal processor (DSP) 6. The digital signal processor (DSP) 6 includes:
A Voad of a coarse value of the input data and a ΔVad of the lower digit which has not been incorporated into the Voad due to the quantization are input.
【００３８】ディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）
６においては、入力値６ａからフィードバック制御をす
るためのＰＩＤ制御演算をディジタルシグナルプロセッ
サ６ｂを実行し、得られる出力値６ｃを出力部７に送
る。ここで、フィードバック制御を実行するときに特性
を変化させるために、前記ＤＳＰ６に制御コンピュータ
を接続してもよい。前記出力値６ｃをコンピュータに入
力してデータとして取り込んでも良い。Digital signal processor (DSP)
At 6, the digital signal processor 6b executes a PID control operation for performing feedback control from the input value 6a, and sends the obtained output value 6c to the output unit 7. Here, a control computer may be connected to the DSP 6 in order to change characteristics when performing feedback control. The output value 6c may be input to a computer and taken in as data.
【００３９】出力部７に送られた出力信号は、Ｖida’
とΔＶida’との２倍のbit数によってディジタル出力さ
れる。The output signal sent to the output unit 7 is Vida '
And ΔVida 'are output digitally with twice the number of bits.
【００４０】そして、Ｖida’は粗い値用のＤ／Ａ変換
器（ＤＡＣ）８に送られてＤ／Ａ変換された後、演算増
幅器８ａを通じてＶoda’として出力される。前記出力
されたΔＶida’は、細かい値用のＤ／Ａ変換器（ＤＡ
Ｃ）９に送られてＤ／Ａ変換された後、演算増幅器９ａ
にて１／１０倍にされてアナログ出力ΔＶoda’され
る。Then, Vida 'is sent to a coarse-value D / A converter (DAC) 8 where it is D / A-converted, and then output as Voda' through an operational amplifier 8a. The output ΔVida ′ is a D / A converter (DA) for a fine value.
C) After being sent to 9 and subjected to D / A conversion, the operational amplifier 9a
And the analog output is ΔVoda '.
【００４１】ここで、ΔＶida’→ΔＶoda’のＤ／Ａ変
換をするときに、演算増幅器９ａにて１／１０倍するほ
かに、ΔＶoda’の極性を反転させることに注意する。
これは、Ｖoda’とΔＶoda’を演算増幅器１０にて加算
するときに、それぞれをプラス（＋）とマイナス（−）
とに入力するためである。Here, when performing the D / A conversion of ΔVida ′ → ΔVoda ′, it is noted that the polarity of ΔVoda ′ is inverted in addition to the 1/10 multiplication by the operational amplifier 9a.
This means that when Voda 'and ΔVoda' are added by the operational amplifier 10, they are plus (+) and minus (-), respectively.
And to enter.
【００４２】前記演算増幅器１０にてＶoda’とΔＶod
a’を加算してできたアナログ出力信号（ＯＵＴ）が出
力部７より出力されるのである。In the operational amplifier 10, Voda 'and ΔVod
The analog output signal (OUT) obtained by adding a ′ is output from the output unit 7.
【００４３】[0043]
【発明の効果】本発明は、以上に説明したような構成で
あるから、第１に、２基のＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）と２
基のＤ／Ａ変換（ＤＡＣ）とを設けることで、倍bit数
の、即ち倍精度のアナログ制御出力信号を出力すること
ができる。Since the present invention has the above-described configuration, first, two A / D converters (ADCs) and two
By providing the original D / A conversion (DAC), it is possible to output a double bit number, that is, a double precision analog control output signal.
【００４４】第２に、ディジタルシグナルプロセッサ
（ＤＳＰ）においてフィードバック制御の特性を簡単に
変化させることができる。Second, the characteristics of the feedback control in the digital signal processor (DSP) can be easily changed.
【００４５】第３に、市販される高速低bit数のＡＤＣ
とＤＡＣとを利用することにより、安価で設計・設置の
簡単なディジタルフィードバックコントローラが製造で
きる。Third, commercially available high-speed low-bit-number ADCs
And a DAC, a digital feedback controller that is inexpensive and easy to design and install can be manufactured.
【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]
【図１】本発明である高精度ディジタル帰還制御装置の
ブロック図である。FIG. 1 is a block diagram of a high-precision digital feedback control device according to the present invention.
【図２】従来からあるアナログ電気回路を使用した地震
計のシステムを示したブロック図である。FIG. 2 is a block diagram showing a conventional seismometer system using an analog electric circuit.
【図３】従来地震計のフィードバックコントローラにＣ
ＰＵを用いたときのブロック図である。FIG. 3 shows a conventional seismometer feedback controller C
It is a block diagram at the time of using PU.
【図４】従来地震計のフィードバックコントローラに制
御コンピュ−タを設けたＣＰＵを用いたときのブロック
図である。FIG. 4 is a block diagram when a CPU provided with a control computer is used as a feedback controller of a conventional seismometer.
【符号の説明】 １ 高精度ディジタル帰還制御装置 ２ 入力部 ３ Ａ／Ｄ変換器 ３ａ 演算増幅器 ４ Ａ／Ｄ変換器 ４ａ 演算増幅器 ５ Ｄ／Ａ変換器 ５ａ 演算増幅器 ６ ディジタルシグナルプロセッサ ６ａ 入力値 ６ｂ 制御演算 ６ｃ 出力値 ７ 出力部 ８ Ｄ／Ａ変換器 ８ａ 演算増幅器 ９ Ｄ／Ａ変換器 ９ａ、１０ 演算増幅器 １１ 地震計 １２ 振り子 １３ ダンパー １４ フィードバックコントローラ １４ａ センサ １５ ディジタルフィードバックコントロー
ラ １５ａ Ａ／Ｄ変換器 １５ｂ ＣＰＵ １５ｃ Ｄ／Ａ変換 １５ｄ 制御コンピュータ[Description of Signs] 1 High-precision digital feedback controller 2 Input unit 3 A / D converter 3a Operational amplifier 4 A / D converter 4a Operational amplifier 5 D / A converter 5a Operational amplifier 6 Digital signal processor 6a Input value 6b Control operation 6c Output value 7 Output unit 8 D / A converter 8a Operational amplifier 9 D / A converter 9a, 10 Operational amplifier 11 Seismograph 12 Pendulum 13 Damper 14 Feedback controller 14a Sensor 15 Digital feedback controller 15a A / D converter 15b CPU 15c D / A conversion 15d Control computer
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 辻 信行 茨城県新治郡千代田町大字下佐谷321番地 の３ ツジ電子株式会社内 Ｆターム(参考） 5J022 AA01 AB01 BA01 BA05 BA07 CC01 CC03 CD05 CF02 ────────────────────────────────────────────────── ─── Continuing on the front page (72) Inventor Nobuyuki Tsuji 321 Shimosaya, Chiyoda-cho, Niigata-gun, Ibaraki F-term within Tsuji Electronics Co., Ltd.
Claims (1)
（ＣＰＵ）、出力部（ＤＡＣ＋演算増幅器）からなるデ
ィジタルフィードバックコントローラにおいて、入力部
に粗い値用ＡＤＣ及び細かい値用ＡＤＣを２基、出力部
に粗い値用ＤＡＣ及び細かい値用ＤＡＣを２基設けたこ
とを特徴とする高精度ディジタル帰還制御装置。1. A digital feedback controller comprising an input section (ADC + operational amplifier), a calculation section (CPU), and an output section (DAC + operational amplifier), wherein an input section has two ADCs for coarse values and two ADCs for fine values. A high-precision digital feedback control device comprising two coarse value DACs and two fine value DACs.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11039115A JP2000244319A (en) | 1999-02-17 | 1999-02-17 | High precision digital feedback controller |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11039115A JP2000244319A (en) | 1999-02-17 | 1999-02-17 | High precision digital feedback controller |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000244319A true JP2000244319A (en) | 2000-09-08 |
Family
ID=12544096
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11039115A Pending JP2000244319A (en) | 1999-02-17 | 1999-02-17 | High precision digital feedback controller |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000244319A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002357665A (en) * | 2001-05-31 | 2002-12-13 | Univ Tokyo | Astatic rotation type vibration detector using pendulum having permanent magnet arranged in parallel magnetic field |
| JP2007240187A (en) * | 2006-03-06 | 2007-09-20 | Oki Electric Ind Co Ltd | Support structure for physical pendulum of accelerometer and accelerometer |
-
1999
- 1999-02-17 JP JP11039115A patent/JP2000244319A/en active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002357665A (en) * | 2001-05-31 | 2002-12-13 | Univ Tokyo | Astatic rotation type vibration detector using pendulum having permanent magnet arranged in parallel magnetic field |
| JP2007240187A (en) * | 2006-03-06 | 2007-09-20 | Oki Electric Ind Co Ltd | Support structure for physical pendulum of accelerometer and accelerometer |
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