JP2000236284A

JP2000236284A - 相関検出装置及び方法

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Publication number: JP2000236284A
Application number: JP3623899A
Authority: JP
Inventors: Takashi Usui; 隆志臼居
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1999-02-15
Filing date: 1999-02-15
Publication date: 2000-08-29
Also published as: US6393077B1

Abstract

(57)【要約】【課題】振幅の異なる複数の信号が時分割多重化され
ている場合にも、タイミングの基準となるＭ系列の符号
を簡単かつ確実に検出できる相関検出装置を提供する。【解決手段】受信信号から所定の符号を検出するマッ
チトフィルタ８２と、受信信号の平均振幅を検出する平
均振幅検出回路８３と、平均振幅検出回路８３の出力に
しきい値を乗算する乗算回路８４と、マッチトフィルタ
８２の出力と乗算回路８４の出力とを比較する比較回路
８６とを設け、そマッチトフィルタ８２の出力と乗算値
とを比較して、相関検出信号を出力する。Ｍ系列が受信
されたときのマッチトフィルタの出力レベルは、入力信
号レベルにかかわらず略一定である点を利用して、乗算
などによる簡単な処理構成で、Ｍ系列の受信信号を確実
に検出できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、受信信号中に含
まれる特定の符号を検出するための相関検出装置及び方
法に関するもので、特に、複数の端末を無線で接続する
無線ＬＡＮにおいて特定の符号を使ってタイミングを設
定する場合に用いて好適な相関検出装置及び方法に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】コンピュータの高機能化に伴い、複数の
コンピュータを接続してＬＡＮ（Local Area Network）
を構成し、ファイルやデータの共有化を図ったり、電子
メールやデータの転送を行うことが盛んに行われてい
る。従来のＬＡＮは、光ファイバや同軸ケーブル、ある
いはツイストペアケーブルを用いて、有線で各コンピュ
ータが接続されている。

【０００３】ところが、このような有線によるＬＡＮで
は、接続のための工事が必要であり、手軽にＬＡＮを構
築することが難しいと共に、有線によるＬＡＮでは、ケ
ーブルが煩雑になる。そこで、従来の有線方式によるＬ
ＡＮの配線からユーザを解放するシステムとして、無線
ＬＡＮが注目されている。

【０００４】無線ＬＡＮとしては、従来、スペクトラム
拡散を用いて、ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Acc
ess ）でデータ通信を行うようにしたものが提案されて
いる。ＣＤＭＡ方式では、通信データにＰＮ（Psuedeo
Noise Code）符号が乗算され、通信データのスペクトラ
ムが広げられる。このようにスペクトラム拡散されて送
られてきたデータは、通信側と同様のＰＮ符号を乗算す
ることにより復調される。ＣＤＭＡ方式は、秘話性が高
いと共に、耐干渉性に優れているという特徴がある。

【０００５】近年、情報のマルチメディア化が進み、画
像データや音声データのようなデータ量の大きいデータ
が扱われることが多くなってきている。このことから、
無線ＬＡＮに対しても、画像データや音声データのよう
なデータ量の大きなデータを送れるように、転送レート
を高速化することが要求されていてきる。ところが、ス
ペクトラム拡散変調では、例えば、３０Ｍｂｐｓ程度の
高速レートでデータ転送を行うと、３００ＭＨｚ以上の
帯域幅が必要になってくる。このような広い帯域幅は、
現在の周波数割り当てでは確保することができず、ま
た、このような広い帯域幅を確保して通信を行うことは
困難である。

【０００６】また、スペクトラム拡散では、復調するた
めに、送られてきたデータの符号の位相と、復調のため
に受信機で発生する符号の位相とを合わせるための同期
捕捉時間が必要である。このため、スペクトラム拡散で
は、高速で同期獲得を行うために、同期用のビット列が
各パケットに挿入されており、このような同期用のビッ
ト列のために、有効データ以外のビットが増加するとい
う問題が生じる。

【０００７】そこで、本願出願人は、データをＯＦＤＭ
（Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing）方式
で伝送すると共に、１フレームを単位としてＴＤＭＡ
（TimeDivsion Multiple Access）によりデータ通信を
行い、１フレームの先頭でＭ系列を送り、このＭ系列を
基準にして、送受信のタイミングを設定し、無線通信制
御端末からの制御情報によって、各無線通信端末の送信
及び受信時間を指示するようにすることを提案してい
る。ＯＦＤＭ方式では、転送レートを上げることがで
き、また、ジッタが生じても誤りなく復調することがで
きる。また、１フレームの先頭のＭ系列を基準にして送
受信タイミングが設定されるため、受信時には、この時
間情報を利用して、フレーム内の必要なシンボルのみ復
調してデータを再生することができる。

【０００８】このように、Ｍ系列を受信してタイミング
を設定する場合、受信信号からＭ系列を検出する必要が
ある。このようなＭ系列を検出するための回路として
は、マッチトフィルタを用いた相関検出回路を使うこと
が考えられる。

【０００９】図２３は、このようにマッチトフィルタを
用いた相関検出回路の一例を示すものである。図２３に
おいて、入力端子１５１からの受信信号は、マッチトフ
ィルタ１５２に供給される。マックとフィルタ１５２
は、一種のＦＩＲフィルタで、図２４に示すように、遅
延回路１６１−１，１６１−２，１６１−３，‥‥と、
乗算回路１６２−１，１６２−２，１６２−３，‥‥
と、加算回路１６３とから構成される。乗算回路１６２
−１，１６２−２，６２−３，‥‥の係数は、検出する
符号に応じて、１又は（−１）に設定される。乗算回路
１６２−１，１６２−２，１６２−３，‥‥の係数に設
定された符号と受信符号との相関が強いと、加算回路１
６３の出力レベルが大きなる。

【００１０】マッチトフィルタ１５２で、受信符号とフ
ィルタに設定されている符号との相関が検出される。マ
ッチトフィルタ１５２の出力が比較回路１５３に供給さ
れる。比較回路１５３で、マッチトフィルタ１５２の出
力と所定のしきい値ＴＨとが比較される。

【００１１】Ｍ系列の符号が受信されると、マッチトフ
ィルタ１５２の出力が大きくなり、マッチトフィルタ１
５２がしきい値ＴＨ以上になる。マッチトフィルタ１５
２の出力がしきい値ＴＨ以上になると、出力端子１５４
から検出出力が現れる。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】ところが、このような
システムでは、複数の無線通信端末からの信号がフレー
ム内で時分割多重化されて送られており、各無線通信端
末や無線通信制御端末から受信される信号のレベルは異
なるため、Ｍ系列を受信したマッチトフィルタ１５２か
らＭ系列の受信出力が現れたとしても、この信号出力が
他の信号成分に隠れてしまい、Ｍ系列の信号が検出でき
ないという問題が生じてくる。

【００１３】すなわち、受信信号に対しては、ＡＧＣ
（Automatic Gain Contol ）が働き、受信信号レベルが
一定となるように制御される。ここで、Ｍ系列の信号の
直前に過度な振幅の信号が入力されると、ＡＧＣがかか
り、ゲインが下げられる。ゲインが下げられた状態でＭ
系列の信号が受信されると、Ｍ系列の相関信号の検出レ
ベルが小さくなり、強力な受信信号に埋もれて、検出さ
れなくなってしまう。また、Ｍ系列が受信される付近だ
けを抜き出したとしても、Ｍ系列の相関信号の検出レベ
ルがしきい値以下になり、Ｍ系列の信号を検出できな
い。

【００１４】このように、信号レベルが異なる複数の信
号が時分割で送られてくる場合には、マッチトフィルタ
の出力を所定のしきい値と比較するような構成では、Ｍ
系列の信号を確実に検出することが困難である。

【００１５】この課題を解決するために、本出願人は先
に、受信したＭ系列の符号の相関を良好に検出できる相
関検出回路を提案した。図２５は、先に提案した相関検
出回路の構成を示す図で、入力端子１７１に、受信信号
が供給される。この受信信号は、マッチトフィルタ１７
２に供給されると共に、平均振幅検出回路１７３に供給
される。マッチトフィルタ１７２の出力及び平均振幅検
出回路１７３の出力が除算回路１７４に供給される。除
算回路１７４により、マッチトフィルタ１７２の出力レ
ベルＳａが平均振幅検出回路１７３の出力レベルＳｂに
より除算される。この除算回路１７４の出力が比較回路
１７５に供給される。比較回路１７５には、所定のしき
い値ＴＨが与えられる。比較回路１７５で、除算回路１
７４の出力としきい値ＴＨとが比較される。比較回路１
７５の出力が相関値の検出出力として出力端子１７６か
ら出力される。

【００１６】この図２５に示す相関検出回路によると、
Ｍ系列が受信されているときには、マッチトフィルタ１
７２の出力レベルＳａが大きくなる。このため、除算回
路１７４の出力が所定のしきい値ＴＨより大きく、Ｓａ
／Ｓｂ＞ＴＨとなり、比較回路１７５から相関検出信号
が現れる。この相関検出信号が出力端子１７６から出力
される。

【００１７】入力信号の振幅が大きい場合にも、マッチ
トフィルタ１７２の出力レベルＳａは大きくなる。しか
しながら、入力信号の振幅が大きい場合には、マッチト
フィルタ１７２の出力レベルＳａのみならず、平均振幅
検出回路１７３の出力レベルＳｂも大きくなる。このた
め、マッチトフィルタ１７２の出力レベルＳａを平均振
幅検出回路１７３の出力レベルＳｂで除算した値（Ｓａ
／Ｓｂ）は殆ど変化せず、除算回路１７４の出力は所定
のしきい値ＴＨより小さく、Ｓａ／Ｓｂ＜ＴＨとなる。
このため、比較回路１７５からは相関検出信号が現れな
い。

【００１８】このように、マッチトフィルタ１７２の出
力を平均振幅検出回路１７３から出力される振幅レベル
で正規化すると、入力信号レベルが大きくなっても検出
レベルは大きくならず、Ｍ系列が受信されたことを正確
に検出することができる。

【００１９】ところが、この先に提案した相関検出回路
は、除算回路を使用する回路であるため、回路構成が複
雑である問題があった。即ち、精度の高い除算を行う除
算回路の場合には、小数点以下の桁数の多い演算が必要
で、乗算回路などの他の演算回路に比べて除算回路は回
路規模が大きくなる問題があった。

【００２０】したがって、この発明の目的は、除算回路
を使用しない簡単な構成の回路で、振幅の異なる複数の
信号が時分割多重化されている場合にも、符号系列を確
実に検出できるようにすることにある。

【００２１】

【課題を解決するための手段】本発明の相関検出装置
は、受信信号から所定の符号を検出するマッチトフィル
タ手段と、受信信号の平均振幅を検出する平均振幅検出
手段と、平均振幅検出手段の出力にしきい値を乗算する
乗算手段と、マッチトフィルタ手段の出力と乗算手段の
出力とを比較して相関検出信号を出力する比較手段とを
備えたものである。

【００２２】また本発明の相関検出方法は、マッチトフ
ィルタにより受信信号から所定の符号を検出すると共
に、受信信号の平均振幅を検出した後、その平均振幅の
検出信号にしきい値を乗算し、この乗算信号とマッチト
フィルタの出力とを比較し、その比較に基づいて相関検
出信号を得るものである。

【００２３】本発明によると、マッチトフィルタの出力
値と、平均振幅にしきい値を乗算した値とを比較して、
受信信号からＭ系列の符号を検出している。マッチトフ
ィルタの出力は入力信号レベルに比例するため、Ｍ系列
が受信されたときばかりでなく、受信信号レベルが大き
い場合にも出力が大きくなる。受信信号のレベルが大き
い場合には、マッチトフィルタの出力レベルは大きくな
るが、このとき、受信信号の平均振幅も大きくなり、平
均振幅にしきい値を乗算した値も大きくなる。このた
め、マッチトフィルタの出力レベルと、平均振幅にしき
い値を乗算した値とを比較したとき、それぞれのレベル
の比は殆ど変化しない。これに対して、Ｍ系列が受信さ
れたときのマッチトフィルタの出力レベルは、入力信号
レベルにかかわらず略一定である。したがって、マッチ
トフィルタの出力値と、平均振幅にしきい値を乗算した
値とを比較して、受信信号からＭ系列の符号を検出する
ことにより、受信信号からＭ系列の信号を確実に検出で
きる。

【００２４】

【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態につ
いて図面を参照して説明する。図１は、この発明が適用
された無線ＬＡＮシステムの概要を示すものである。こ
の発明が適用された無線ＬＡＮシステムは、複数の無線
通信端末１０１Ａ，１０１Ｂ，‥‥と、無線通信制御端
末１０２とからなる。無線通信端末１０１Ａ，１０１
Ｂ，‥‥は、コンピュータ等のデータ端末１０３Ａ，１
０３Ｂ，‥‥に、無線通信ユニット１０４Ａ，１０４
Ｂ，‥‥を接続して構成される。無線通信制御端末１０
２は、データ端末１０６に、無線通信ユニット１０５を
接続して構成される。複数の無線通信端末１０１Ａ，１
０１Ｂ，‥‥間でデータ通信が行われ、無線通信制御端
末１０２により、各無線通信端末１０１Ａ，１０１Ｂ，
‥‥間でのデータ通信が制御される。なお、無線通信制
御端末１０２は、無線通信ユニット１０５だけでも構成
できる。

【００２５】無線通信端末１０１Ａ，１０１Ｂ，‥‥側
の各無線通信ユニット１０４Ａ，１０４Ｂ，‥‥は、夫
々、通信部１１１Ａ，１１１Ｂ，‥‥、受信１１２Ａ，
１１２Ｂ，‥‥、制御部１１３Ａ，１１３Ｂ，‥‥から
なる。送信部１１１Ａ，１１１Ｂ，‥‥、受信部１１２
Ａ，１１２Ｂ，‥‥は、ＯＦＤＭ方式により無線でデー
タ通信を行える構成とされている。

【００２６】無線通信制御端末１０２側の無線通信ユニ
ット１０５は、送信部１１５、受信部１１６、制御部１
１７とからなる。送信部１１５、受信部１１６は、ＯＦ
ＤＭ方式により無線でデータ通信を行える構成とされて
いる。また、この無線通信制御端末１０２側の無線通信
ユニット１０５には、無線通信端末のデータ通信の割り
当て時間に関する資源情報を格納するための資源情報格
納部１１８が設けられている。

【００２７】このシステムでは、データ通信がＯＦＤＭ
方式で行われる。そして、例えばＯＦＤＭの１４７４５
５シンボル（４ｍ秒に相当する）を１フレームとし、こ
のフレーム内で時分割多重によりデータが送られる。

【００２８】１フレームの先頭には、無線通信制御端末
１０２の無線通信ユニット１０５から、同期獲得用のＭ
系列の符号が送信される。この同期獲得用のＭ系列の符
号は、各無線通信端末１０１Ａ，１０１Ｂ，‥‥の無線
通信ユニット１０４Ａ，１０４Ｂ，‥‥で受信され、こ
の受信タイミングを基準としてフレーム周期が判断され
て、データの送受信のタイミングが設定される。

【００２９】無線通信端末１０１Ａ，１０１Ｂ，‥‥で
データ通信要求がある場合には、無線通信端末１０１
Ａ，１０１Ｂ，‥‥の無線通信ユニット１０４Ａ，１０
４Ｂ，‥‥から無線通信制御端末１０２の無線通信ユニ
ット１０５に送信要求が送られる。無線通信制御端末１
０２の無線通信ユニット１０５では、この送信要求と資
源情報とに基づいて各無線通信端末１０１Ａ，１０１
Ｂ，‥‥の送信割り当て時間が決定され、この送信割り
当て時間を含む制御情報が無線通信制御端末１０２の無
線通信ユニット１０５から各無線通信端末１０１Ａ，１
０１Ｂ，‥‥の無線通信ユニット１０４Ａ，１０４Ｂ，
‥‥に送られる。各無線通信端末１０１Ａ，１０１Ｂの
無線通信ユニット１０４Ａ，１０４Ｂで、この送信割り
当て時間に従って、データの送受信が行われる。このと
き、データの送受信のタイミングは、１フレームの先頭
に送られてくる周期獲得用のＭ系列を基準にして行われ
る。

【００３０】図２は、無線通信制御端末１０２側の無線
通信ユニット１０５の構成を示すものである。図２にお
いて、１１は通信コントローラであり、この通信コント
ローラ１１を介して、データ端末とのデータのやり取り
が行われる。

【００３１】通信コントローラ１１からの送信データ
は、ＤＱＰＳＫ（Differencially Encoded Quadrature
Phase Shift Keying）変調回路１２に供給される。ＤＱ
ＰＳＫ変調回路１２により、送信データがＤＱＰＳＫで
変調される。

【００３２】ＤＱＰＳＫ変調回路１２の出力がシリアル
／パラレル変換回路１３に供給される。シリアル／パラ
レル変換回路１３で、シリアルデータがパラレルデータ
ニ変換される。シリアル／パラレル変換回路１３の出力
がＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）回路１
４に供給される。ＩＦＦＴ回路１４により、送信データ
が周波数領域のデータにマッピングされ、これが逆フー
リエ変換され、時間領域のデータに変換される。ＩＦＦ
Ｔ回路１４の出力がパラレル／シリアル変換回路１５に
供給される。

【００３３】シリアル／パラレル変換回路１３、ＩＦＦ
Ｔ回路１４、パラレル／シリアル変換回路１５は、ＯＦ
ＤＭ方式によりマルチキャリアの信号に変換するもので
ある。ＯＦＤＭ方式は、周波数間隔をｆ₀として各キャ
リアを直交させて符号間干渉がないようにした複数のサ
ブキャリアを使用して、各サブキャリアに低ビットレー
トの信号を割り当て、全体として高いビットレートを得
られるようにしたものである。

【００３４】図３は、ＯＦＤＭ方式の伝送波形のスペク
トラムを示すものである。図３に示すように、ＯＦＤＭ
方式では、互いに直交する周波数間隔ｆ₀のサブキャリ
アを使って、信号が伝送される。

【００３５】ＯＦＤＭでは、信号の生成は、送信信号を
周波数領域にマッピングし、逆ＦＦＴにより周波数領域
から時間領域に変換することにより行われる。復号は、
逆に、ｆ₀間隔毎に受信した波形を取り込み、ＦＦＴに
より、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換するこ
とにより行われる。

【００３６】この例では、図４に示すように、シリアル
／パラレル変換回路１３により、ＤＱＰＳＫ変換回路１
２の出力の５１サンプルがパラレルデータに変換され、
周波数領域にマッピングされる。このシリアル／パラレ
ル変換回路１３の出力は、ＩＦＦＴ回路１４により時間
領域のデータに変換され、ＩＦＦＴ回路１４からは、６
４サンプルの有効シンボルが出力される。この６４サン
プルの有効シンボルに対して、８シンボルのガードイン
ターバルが付加される。

【００３７】したがって、この例では、図５に示すよう
に、１シンボルは、６４サンプルの有効シンボルと、８
サンプルのガードインターバルの７２サンプルからな
る。シンボル周期Ｔ_symbolは、例えば（Ｔ_symbol＝１．
９５３μ秒）であり、サンプル周期Ｔ_sampleは、例えば
（Ｔ_sample＝２７．１２７ｎ秒）であり、サンプル周波
数ｆ_sampleは、例えば（ｆ_sample＝３６．８６４ＭＨ
ｚ）である。

【００３８】ＯＦＤＭ方式は、複数のサブキャリアに分
散してデータを送信しているので、１シンボル当たりの
時間が長くなる。そして、時間軸でガードインターバル
を設けているため、ジッタに対する影響やマルチパスに
対する影響を受け難いという特徴がある。なお、ガード
インターバルは、有効シンボル長の１〜２割り程度に選
ばれている。

【００３９】つまり、ＯＦＤＭ方式では、復調時にＦＦ
Ｔの際に連続する受信信号の中から有効シンボル長を切
り出して、ＦＦＴを行う必要がある。ジッタ等によりこ
のように有効シンボルを切り出す際に誤差があったとし
ても、ガードインターバルが存在するため、周波数成分
は変化せず、位相差のみが生じる。このため、信号中に
既知パターンを挿入して位相補正を行うか、差動符号化
を用いて位相差を打ち消すことにより復調が可能であ
る。通常のＱＰＳＫ変調のみの場合、各ビット毎にタイ
ミングを合わせる必要があるが、ＯＦＤＭ方式の場合、
数ビットずれても感度が数ｄＢ劣化するのみで、復調が
可能である。

【００４０】図２において、パラレル／シリアル変換回
路１５の出力がスイッチ回路１６の端子１６Ａに供給さ
れる。スイッチ回路１６の端子１６Ｂには、Ｍ系列（Ma
ximum Length Code ）発生回路３１の出力が供給され
る。

【００４１】スイッチ回路１６の出力が周波数変換回路
１７に供給される。周波数変換回路１７には、ＰＬＬシ
ンセサイザ１８から局部発振信号が供給される。周波数
変換回路１７により、送信信号が所定の周波数に変換さ
れる。送信周波数としては、例えば、準マイクロ波帯の
２．４ＧＨｚ，５．７ＧＨｚ，１９ＧＨｚ帯等を用いる
ことが考えられる。

【００４２】周波数変換回路１７の出力がパワーアンプ
１９に供給される。パワーアンプ１９で、送信信号が電
力増幅される。パワーアンプ１９の出力がスイッチ回路
２０の端子２０Ａに供給される。スイッチ回路２０は、
送信時の受信時とにより切り換えられるもので、データ
送信時には、スイッチ回路２０は、端子２０Ａ側に切り
換えられる。スイッチ回路２０の出力がアンテナ２１に
供給される。

【００４３】アンテナ２１からの受信信号は、スイッチ
回路２０に供給される。データ受信時には、スイッチ回
路２０は、端子２０Ｂ側に切り換えられる。スイッチ回
路２０の出力は、ＬＮＡ（Low Noise Amplifier ）２２
を介して増幅された後、周波数変換回路２３に供給され
る。

【００４４】周波数変換回路２３には、ＰＬＬシンセサ
イザ１８から局部発振信号が供給される。周波数変換回
路２３により、受信信号が中間周波数信号に変換され
る。

【００４５】周波数変換回路２３の出力がシリアル／パ
ラレル変換回路２４に供給される。このシリアル／パラ
レル変換回路２４の出力がＦＦＴ回路２５に供給され
る。ＦＦＴ回路２５の出力がパラレル／シリアル変換回
路２６に供給される。

【００４６】シリアル／パラレル変換回路２４、ＦＦＴ
回路２５、パラレル／シリアル変換回路２６は、ＯＦＤ
Ｍ方式の復号を行うものである。つまり、シリアル／パ
ラレル変換回路２４で、有効データが切り出され、受信
波形がｆ₀間隔毎に取り込まれて、パラレルデータに変
換される。このシリアル／パラレル変換回路２４の出力
はＦＦＴ回路２５に供給され、ＦＦＴ回路２５で、時間
領域の信号が周波数領域の信号に変換される。このよう
に、ｆ₀間隔毎にサンプリングした波形をＦＦＴするこ
とにより、ＯＦＤＭ方式の復号が行われる。

【００４７】パラレル／シリアル変換回路２６の出力が
ＤＱＰＳＫ復調回路２７に供給される。ＤＱＰＳＫ復調
回路２７で、ＤＱＰＳＫの復調処理が行われる。ＤＱＰ
ＳＫ復調回路２７の出力が通信コントローラ１１に供給
される。通信コントローラ１１の出力から受信データが
出力される。

【００４８】全体の動作は、コントローラ２８により制
御される。データの送信及びデータの受信は、コントロ
ーラ２８からの指令に基づいて、通信コントローラ１１
により制御される。

【００４９】このシステムは、１フレームを単位として
ＴＤＭＡ方式でデータを送るようにし、１フレームの先
頭の１シンボルには、周期獲得用のＭ系列の符号を送る
ようにしている。このような制御を実現するために、無
線通信制御端末１０２の無線通信ユニット１０５には、
Ｍ系列発生回路３１と、資源情報メモリ３０と、タイマ
２９とが設けられる。１フレームの先頭のシンボルのタ
イミングで、スイッチ回路１６が端子１６Ｂ側に切り換
えられる。これにより、フレーム先頭のタイミングで、
１シンボルのＭ系列が送信される。

【００５０】各無線通信端末１０１Ａ，１０１Ｂ，‥‥
の無線通信ユニット１０４Ａ，１０４Ｂ，‥‥から送信
要求が送られると、この送信要求がアンテナ２１で受信
され、ＦＦＴ回路２５でＯＦＤＭの復調が行われ、ＤＱ
ＰＳＫ復調回路２７でＤＱＰＳＫの復調が行われて、通
信コントローラ１１に供給される。そして、復調された
受信データは、通信コントローラ１１からコントローラ
２８に送られる。

【００５１】コントローラ２８には、資源情報メモリ３
０が設けられている。この資源情報メモリ３０には、１
フレームで送られる各無線通信端末１０１Ａ，１０１
Ｂ，‥‥の割り当て時間に関する資源情報が格納され
る。コントローラ２８で、受信された送信要求と通信資
源残料とに基づいて、各無線通信端末１０１Ａ，１０１
Ｂ，‥‥の送信割り当て時間が決定される。この送信割
り当てのための制御情報は、コントローラ２８から通信
コントローラ１１に送られる。そして、通信コントロー
ラ１１からのデータは、ＤＱＰＳＫ変調回路１２でＤＱ
ＰＳＫ変調され、ＩＦＦＴ回路１４でＯＦＤＭによる変
換が行われ、アンテナ２１から各無線通信端末１０１
Ａ，１０１Ｂの無線通信ユニット１０４Ａ，１０４Ｂに
向けて送られる。

【００５２】図６は、無線通信端末１０１Ａ，１０１
Ｂ，‥‥の無線通信ユニット１０４Ａ，１０４Ｂ，‥‥
の構成を示すものである。図６において、送信データ
は、通信コントローラ５１を介して入力される。通信コ
ントローラ５１からの送信データは、ＤＱＰＳＫ変調回
路５２に供給される。ＤＱＰＳＫ変調回路５２により、
送信データがＤＱＰＳＫで変調される。

【００５３】ＤＱＰＳＫ変調回路５２の出力がシリアル
／パラレル変換回路５３に供給される。シリアル／パラ
レル変換回路５３で、シリアルデータがパラレルデータ
に変換される。シリアル／パラレル変換回路５３の出力
がＩＦＦＴ回路５４に供給される。ＩＦＦＴ回路５４に
より、送信データが周波数領域のデータにマッピングさ
れ、これが逆フーリエ変換され、時間領域のデータに変
換される。ＩＦＦＴ回路５４の出力がパラレル／シリア
ル変換回路５５に供給される。シリアル／パラレル変換
回路５３、ＩＦＦＴ回路５４、パラレル／シリアル変換
回路５５は、ＯＦＤＭ方式によりマルチキャリアの信号
に変換するものである。

【００５４】パラレル／シリアル変換回路５５の出力が
周波数変換回路５７に供給される。周波数変換回路５７
には、ＰＬＬシンセサイザ５８から局部発振信号が供給
される。周波数変換回路５７により、送信信号が所定の
周波数に変換される。

【００５５】周波数変換回路５７の出力がパワーアンプ
５９に供給される。パワーアンプ５９で、送信信号が電
力増幅される。パワーアンプ５９の出力がスイッチ回路
６０の端子６０Ａに供給される。データ送信時には、ス
イッチ回路６０は、端子６０Ａ側に切り換えられる。ス
イッチ回路６０の出力がアンテナ６１に供給される。

【００５６】アンテナ６１からの受信信号は、スイッチ
回路６０に供給される。データ受信時には、スイッチ回
路６０は、端子６０Ｂ側に切り換えられる。スイッチ回
路６０の出力は、ＬＡＮ６２を介して増幅された後、周
波数変換回路６３に供給される。

【００５７】周波数変換回路６３には、ＰＬＬシンセサ
イザ６８から局部発振信号が供給される。周波数変換回
路６３により、受信信号が中間周波数信号に変換され
る。

【００５８】周波数変換回路６３の出力がシリアル／パ
ラレル変換回路６４に供給されると共に、相関検出回路
７１に供給される。

【００５９】シリアル／パラレル変換回路６４の出力が
ＦＦＴ回路６５に供給される。ＦＦＴ回路６５の出力が
パラレル／シリアル変換回路６６に供給される。シリア
ル／パラレル変換回路６４、ＦＦＴ回路６５、パラレル
／シリアル変換回路６６は、ＯＦＤＭ方式の復調を行う
ものである。

【００６０】パラレル／シリアル変換回路６６の出力が
ＤＱＰＳＫ復調回路６７に供給される。ＤＱＰＳＫ復調
回路６７で、ＤＱＰＳＫの復調処理が行われる。ＤＱＰ
ＳＫ復調回路６７の出力が通信コントローラ５１に供給
される。通信コントローラ５１の出力から受信データが
出力される。

【００６１】全体の動作は、コントローラ６８により制
御される。データの送信及びデータの受信は、コントロ
ーラ６８からの指令に基づいて、通信コントローラ５１
により制御される。

【００６２】このシステムでは、１フレームを単位とし
てＴＤＭＡ方式でデータを送るようにし、１フレームの
先頭の１シンボルには、無線通信制御端末１０２の無線
通信ユニット１０５から同期獲得用のＭ系列の符号が送
られてくる。このような制御を実現するために、無線通
信ユニット１０４Ａ，１０４Ｂ，‥‥には、相関検出回
路７１と、タイマ７２とが設けられる。フレームの先頭
のタイミングで、無線通信制御端末１０２の無線通信ユ
ニット１０５から送られてくるＭ系列がアンテナ６１で
受信され、相関検出回路７１に送られる。送信検出回路
７１は、受信された符号と予め設定されている符号との
相関を検出しており、相関が強いと判断されると、相関
検出信号が出力される。この相関検出回路７１の出力が
タイマ７２に送られる。タイマ７２の時間は、この相関
検出回路７１からの相関検出信号に基づいて設定され
る。

【００６３】送りたいデータがある場合には、コントロ
ーラ６８からの指令により、通信コントローラ５１から
送信要求が送られる。この送信要求は、ＤＱＰＳＫ変調
回路５２でＤＱＰＳＫ変調され、ＩＦＦＴ回路５４でＯ
ＦＤＭによる変換が行われ、アンテナ６１から、無線通
信制御端末１０２に向けて送られる。この送信要求は、
無線通信制御端末１０２で受信され、無線通信制御端末
１０２からは、送信割り当て時間を含む制御情報が返さ
れる。

【００６４】この制御情報は、アンテナ６１で受信さ
れ、ＦＦＴ回路６５でＯＦＤＭの復調が行われ、ＤＱＰ
ＳＫ復調回路６７でＤＱＰＳＫの復調が行われて、通信
コントローラ５１に供給される。そして、復調された信
号データは、通信コントローラ５１からコントローラ６
８に送られる。

【００６５】この制御情報には、送信時間に関する情報
が含まれている。これらの時間は、タイマ７２の時間を
基準にして設定される。タイマ７２は、相関検出回路７
１の出力により、無線通信制御端末から送られてきたＭ
系列のタイミングにより設定されている。

【００６６】タイマ７２により、送信開始時間になった
と判断されると、コントローラ６８からの指令により、
通信コントローラ５１から送信データが出力され、この
送信データは、ＤＱＰＳＫ変換回路５２でＤＱＰＳＫ変
調され、ＩＦＦＴ回路５４でＯＦＤＭによる変換が行わ
れ、アンテナ６１から出力される。また、タイマ７２に
より受信時間になったと判断されると、コントローラ６
８からの指令により、ＦＦＴ回路６５により受信データ
の復調処理が行われる。

【００６７】このように、このシステムでは、データを
ＯＦＤＭによりマルチキャリアを使って伝送している。
ＯＦＤＭ波は、前述したように、ジッタに強く、数サン
プルずれていても復調は可能である。しかしながら、そ
れ以上ずれて、２シンボルに跨がってしまうと復調がで
きない。したがって、ある程度のタイミング設定を行う
必要がある。そこで、このシステムでは、例えば１４７
４５５シンボル（４ｍ秒）を１フレームとし、このフレ
ーム内でＴＤＭＡ方式でデータを送るようにし、各フレ
ームの先頭の１シンボルには、Ｍ系列を配置し、このＭ
系列を利用して、復調タイミングを設定するようにして
いる。

【００６８】受信したＯＦＤＭ波に対して受信クロック
が６．８ｐｐｍずれを持っていると、４ｍ秒の１フレー
ムの間に、２７．２ｎ秒の時間差が蓄積する。これは、
３６．８６４ＭＨｚのサンプリングレートに相当する。
したがって、６．８ｐｐｍ程度の精度を持つクロックを
用意すれば、確実に復調できることになる。

【００６９】なお、同期用のシンボルとしては、Ｍ系列
の他に、周期の等しい２種類のＭ系列を用意し、これら
を加算して得られる符号系列であるゴールド（Ｇｏｌ
ｄ）符号や、バーカー符号、嵩符号等を用いることが可
能である。

【００７０】図６における相関検出回路７１は、図７に
示すようにして構成できる。図７において、入力端子８
１に、受信信号が供給される。この受信信号は、マッチ
トフィルタ８２に供給されると共に、平均振幅検出回路
８２に供給される。平均振幅検出回路８３では、受信信
号の平均振幅が検出され、その平均振幅の検出信号を、
乗算回路８４に供給する。乗算回路８４では、所定のし
きい値ＴＨが端子８５から供給され、平均振幅の検出レ
ベルＳｂに、このしきい値ＴＨが乗算される。乗算回路
８４でしきい値ＴＨが乗算された信号レベルＳｂ・ＴＨ
は、比較回路８６に供給され、マッチトフィルタ８２の
出力レベルＳａと、この信号レベルＳｂ・ＴＨとが比較
される。そして、この比較回路８６の出力が、相関値の
検出出力として出力端子８７から出力される。

【００７１】Ｍ系列が受信されているときには、マッチ
トフィルタ８２の出力レベルＳａが大きくなる。このた
め、平均振幅検出回路８３で検出した平均振幅レベルＳ
ｂにしきい値を乗算した値Ｓｂ・ＴＨより大きく、Ｓａ＞Ｓｂ・ＴＨとなり、比較回路８６から相関検出信号が現れる。例え
ばハイレベル信号“１”を相関検出信号として出力す
る。この相関検出信号が出力端子８７から出力される。

【００７２】入力信号の振幅が大きい場合にも、マッチ
トフィルタ８２の出力レベルＳａは大きくなる。しかし
ながら、入力信号の振幅が大きい場合には、マッチトフ
ィルタ８２の出力レベルＳａのみならず、平均振幅検出
回路８３の出力レベルＳｂにしきい値を乗算した値Ｓｂ
・ＴＨも大きくなる。このため、マッチトフィルタ８２
の出力レベルＳａを乗算値Ｓｂ・ＴＨと比較すると、そ
の比は殆ど変化せず、しきい値ＴＨを適切に選択するこ
とで、Ｓａ＜Ｓｂ・ＴＨとなる。このため、比較回路８６からは相関検出信号が
現れない。例えば相関検出出力がローレベル信号“０”
になる。

【００７３】このようにマッチトフィルタ８２の出力
を、平均振幅検出回路８３で検出されたレベルにしきい
値を乗算した値と比較することで、Ｍ系列が受信された
ことを正確に検出することが可能になる。

【００７４】図８は、このような相関検出回路で受信信
号を測定したときの測定結果を示すものである。図８の
Ａはマッチトフィルタ８２の出力を示し、図８のＢは平
均振幅検出回路８３の出力を示し、図８のＣは比較回路
８６の出力を示す。

【００７５】複数の無線通信端末１０１Ａ，１０１Ｂ，
‥‥や無線通信制御端末１０２からの信号が１フレーム
内で時分割多重化されるため、１フレーム内の受信信号
の強度は変化する。このため、図８のＡに示すように、
マッチトフィルタ８２の出力は、受信信号の信号レベル
により変化している。

【００７６】この受信信号の平均振幅を検出すると、図
８のＢに示すようになり、平均振幅検出回路８３から
は、図８のＢに示すような信号が得られる。図８のＡに
示すマッチトフィルタ８２の出力を、図８のＢに示す平
均振幅検出回路８３の出力にしきい値を乗算した値と比
較して、マッチトフィルタ８２の出力レベルの方が大き
いとき、図８のＣに示すように相関検出信号が得られ
る。

【００７７】図８のＣに示すように、マッチトフィルタ
８２の出力を、平均振幅検出回路８３の出力にしきい値
を乗算した値とを比較することで、Ｍ系列の受信信号を
確実に検出することができるようになる。この相関検出
回路の検出精度は、先に本出願人が提案した回路（即ち
図１６の回路）と同等である。そして、図１６に示した
回路の場合と異なり、演算回路としては乗算回路だけで
良く、構成が複雑な除算回路を必要としないため、小型
で簡単かつ低コストな構成で良好な特性の相関検出回路
が実現できる。また、回路規模が小さいため、回路の低
消費電力化を図ることもできる。

【００７８】なお、上述の例では、マッチトフィルタ８
２の出力を、平均振幅検出回路８３の出力にしきい値Ｔ
Ｈを乗算した値と比較している。これは、数式で表す
と、次のようになる。

【００７９】まず、マッチトフィルタ８２の出力レベル
Ｓａと、平均振幅検出回路８３の出力レベルＳｂを、そ
れぞれ次式に示す。

【００８０】

【数１】

【００８１】ここで、ｒ（ｔ）：受信信号Ｐ（ｔ）：符号系列である。そして、比較回路８６ではＳａ＞Ｓｂ・ＴＨ又
はＳａ＜Ｓｂ・ＴＨを比較で検出するものであるので、

【００８２】

【数２】

【００８３】として表すことができる。なお、受信信号
の平均振幅を求めるためには、複素数表現された受信信
号の実数部の二乗と虚数部の二乗とに基づいて平均振幅
を求める構成が必要である。ところが、このような受信
信号の実数部の二乗と虚数部の二乗とに基づいて平均振
幅を求めるためには、演算処理のステップ数やハードウ
ェアの増大を招く。従って、複素数表現された受信信号
の実数部の絶対値と虚数部の絶対値とに基づいて平均振
幅を求める構成として、簡易的に平均振幅を求める構成
として、演算処理のステップ数やハードウェアを削減し
た構成としても良い。この受信信号の実数部の絶対値と
虚数部の絶対値とに基づいて平均振幅を求める構成の場
合には、平均振幅の検出特性が若干劣化するが、本例の
ような相関検出信号を得る構成の場合には問題なく使用
できる。

【００８４】図９は、１フレームの構成を示すものであ
る。図９に示すように、１フレームは、制御データ伝送
時間と、情報データ伝送時間とに分けられる。制御デー
タ伝送時間は、非同期でデータ送信が行われ、情報伝送
時間では、アイソクロナス（等時）でデータ通信が行わ
れる。無線通信制御端末１０２から同期用のシンボルを
送り、各無線通信端末１０１Ａ，１０１Ｂ，‥‥から無
線通信制御端末１０２に送信要求を送り、無線通信制御
端末１０２から各無線通信端末１０１Ａ，１０１Ｂ，‥
‥に送信割り当てを含む制御情報を送るような通信は、
制御データ伝送時間に、非同期通信で行われる。そし
て、この送信割り当て時間に従って、各無線通信端末１
０１Ａ，１０１Ｂ，‥‥間で行うデータ通信は、情報伝
送時間にアイソクロナスで行われる。

【００８５】なお、情報伝送時間には、非同期で行うこ
とも可能であり、また、非同期通信とアイソクロナス通
信とを混在させることも可能である。

【００８６】例えば、図１における無線通信端末１０１
Ａと無線通信端末１０１Ｂとの間でデータ通信を行うと
する。この場合、図１０にシーケンス図で示すような処
理が行われ、１フレーム内では、図１１に示すようにし
て、ＴＤＭＡによりデータ通信が行われる。

【００８７】図１０に示すように、先ず、１フレームの
先頭の１シンボルでは、無線通信制御端末１０２の無線
通信ユニット１０５から各無線通信端末１０１Ａ，１０
１Ｂの無線通信端末１０４Ａ，１０４Ｂ，‥‥にＭ系列
が送られる。このＭ系列は、無線通信端末１０１Ａ及び
１０１Ｂの無線通信ユニット１０４Ａ及び１０４Ｂで受
信され、このＭ系列により、タイマ７２が設定される。

【００８８】次に、時点ｔ₁で、無線通信制御端末１０
２の通信ユニット１０５により、無線通信端末１０１
Ａ，１０１Ｂ，‥‥が呼び出される。無線通信端末１０
１Ａ，１０１Ｂ，‥‥の通信ユニット１０１４Ａ，１０
４Ｂ，‥‥は、呼び出しを受けると、時点ｔ₂及びｔ₃
で、この呼び出しに対してアクノリッジ信号を返す。こ
のとき、送信要求がある場合には、このアクノリッジ信
号に、送信要求が含められる。ここで、例えば、無線通
信端末１０１Ａは無線通信端末１０１Ｂにデータを送る
というデータ転送要求があり、無線通信端末１０４Ｂは
無線通信端末１０４Ｂにデータを送るというデータ転送
要求があったとする。

【００８９】無線通信制御端末１０２の無線通信ユニッ
ト１０５で、この送信要求に基づいて、送信割り当て時
間が決められる。ここで、無線通信制御端末１０２の無
線通信ユニット１０５は、無線通信端末１０１Ａから無
線通信端末１０１Ｂへのデータ転送を時点ｔ₅から開始
し、無線通信端末１０１Ｂから無線通信端末１０２Ａへ
のデータ転送を時点ｔ₆から開始するように決めたとす
る。

【００９０】時点ｔ₄で、この送信割り当て時間を含む
制御信号が無線通信制御端末１０２の通信ユニット１０
５から無線通信端末１０１Ａ，１０１Ｂ，‥‥の無線通
信ユニット１０４Ａ，１０４Ｂ，‥‥に送られる。

【００９１】Ｍ系列を受信して設定されたタイマ７２を
基準として時点ｔ₅に達すると、無線通信端末１０１Ａ
から無線通信端末１０１Ｂへのデータ転送が開始され
る。そして、タイマ７２を基準として時点ｔ₆に達する
と、無線通信端末１０４Ｂから無線通信端末１０４Ｂへ
のデータ転送が開始される。

【００９２】以上のような動作を１フレーム内の時間で
示すと、図１１に示すようになる。図１１に示すよう
に、１フレーム内では時分割でデータがやり取りされ
る。すなわち、１フレームの先頭でＭ系列が送られ、時
点ｔ₁で各無線通信端末１０１Ａ，１０１Ｂ，‥‥が呼
び出され、時点ｔ₂及びｔ₃でこの呼び出しに対するア
クノリッジ信号が返され、時点ｔ₄で送信割り当て時間
を含む制御信号が送られ、ｔ₅から無線通信端末１０１
Ａから無線通信端末１０１Ｂへのデータ転送が開始さ
れ、時点ｔ₆から無線通信端末１０４Ｂから無線通信端
末１０４Ｂへのデータ転送が開始される。

【００９３】このように、このシステムでは、ＯＦＤＭ
方式を用いているため、高速のデータレートを実現する
ことが可能である。そして、１フレームを単位としてＴ
ＤＭＡによりデータ通信を行い、１フレームの先頭でＭ
系列を送り、このＭ系列を基準にして、送受信タイミン
グを設定するようにしている。

【００９４】各無線通信端末１０１Ａ，１０１Ｂ，‥‥
には、無線通信制御端末１０２からの制御情報によっ
て、送信及び受信時間が指示されている。そして、１フ
レームの先頭のＭ系列を基準にして送受信タイミングが
設定されるため、各無線通信端末１０１Ａ，１０１Ｂ，
‥‥のタイマ７２は等しく設定される。このため、受信
時には、この時間情報を利用して、フレーム内の必要な
シンボルのみ復調してデータを再生することができる。
しかも、複数の無線通信端末１０１Ａ，１０１Ｂ，‥‥
から同一フレーム内にデータが多重され、ジッタがある
場合でも、同じ復調タイミングで復調することができ
る。したがって、同時に複数の無線通信端末１０１Ａ，
１０１Ｂ，‥‥から到来する信号を夫々受信して、デー
タをやり取りすることができる。

【００９５】なお、送信側のタイマと受信側のタイマと
に多少のずれが生じても、ＯＦＤＭの性質から、誤りな
く復調することができる。このため、各バースト毎に受
信に先立って同期獲得する必要はなく、各バースト毎に
同期用のビットを配する必要はない。したがって、フレ
ーム内のビットを有効利用することができる。

【００９６】なお、上述の例では、１フレームの先頭に
ＯＦＤＭの１シンボルに相当するＭ系列を送るようにし
ているが、この同期用のシンボルは、ＯＦＤＭの１シン
ボルに限定されるものではない。この同期用のシンボル
の長さは可変長であり、図１２に示すように、Ｍ系列の
長さを１シンボルより短い３１ビットとし、１フレーム
の先頭にスペースを設けるようにしても良いし、Ｍ系列
の長さを１シンボルより長いものを用いても良い。ま
た、フレーム同期用のＭ系列は、フレームの先頭に配置
する必要はなく、また、フレーム内の複数個所にＭ系列
に配置するようにしても良い。

【００９７】また、図１３に示すように、サブキャリア
間の位相差に情報を持たせるようにしても良い。つま
り、ＤＱＰＳＫ変調では、周波数方向の差動化が行われ
る。受信時に、サンプルタイミングにずれがあると、Ｏ
ＦＤＭ復調時のＦＦＴ後の各サブキャリアのＱＰＳＫ波
は位相が回転する。このため、正確なＱＰＳＫ位相を得
るためには、既知の位相の信号をパイロット信号とし
て、ＯＦＤＭサブキャリアの一部に割り当てて、位相の
基準とする方法がある。図１３に示す例では、１番目の
キャリアにサブキャリア間の位相差に情報を持たせるよ
うにしている。このようにすると、位相が回転しても、
サブキャリア間での回転量は少ないので、誤りが少な
い。なお、図１３では、基準位相を与えるキャリアは１
番目のキャリアとしているが、他のキャリアを基準位相
とするようにしても良い。

【００９８】なお、本例の構成で受信する信号として、
例えば図１４のＡに示すように、１フレームの先頭に同
じＰＮ符号が２回連続して配置された信号を受信するよ
うにしても良い。このようにすることで、図１４のＢに
示すように、相関器の検出出力として、１フレームで複
数回（２回）の検出パルスが得られ、検出の信頼性を向
上させることができる。

【００９９】また、図１５のＡに示すように、１フレー
ムの先頭に同じＰＮ符号が３回連続して配置された信号
を受信するようにして、より検出の信頼性を向上させて
も良い。この場合、図１５のＢに示すように、３つ目の
ＰＮ符号の位相を１８０°反転させたり、図１５のＣに
示すように、１つ目のＰＮ符号の位相を１８０°反転さ
せても良い。このように何れかのＰＮ符号の位相を反転
させることで、１フレーム中の何個目のＰＮ符号を検出
しているのかが、その検出位相から判断できるようにな
る。

【０１００】さらに、図１６に示すように、ＰＮ符号
（Ｍ系列符号）の代わりに、特定のＯＦＤＭシンボルを
同期データとして、１フレームの先頭位置などに配置さ
れた信号を受信するようにしても良い。このＯＦＤＭシ
ンボルを同期データとする場合には、特別な同期データ
の発生回路が送信側で必要なくなる効果を有する。この
場合にも、その同期データとしての特定のＯＦＤＭシン
ボルが複数回（ここでは３回）連続して配置された信号
を受信するようにしても良い。

【０１０１】ここで、送信側でＰＮ符号（Ｍ系列符号）
を発生させる構成の例を示すと、例えば図１７に示すよ
うに、ＬＦＳＲ（Linear Feedback Shift Register）と
称されるシフトレジスタ２０１と、ＦＩＲフィルタ２０
２を使用して発生させる構成としても良い。この場合、
クロック入力端子２０３からクロックＣＫをシフトレジ
スタ２０１とＦＩＲフィルタ２０２に供給して作動させ
て、シフトレジスタ２０１で発生したＰＮ符号をＦＩＲ
フィルタ２０２に供給し、ＦＩＲフィルタ２０２で帯域
制限を行い、出力端子２０４に帯域制限されたＰＮ符号
を得る。例えば、１チャンネルのＯＦＤＭ波の帯域幅を
３０ＭＨｚとし、クロック周波数を３６．８６４ＭＨｚ
とし、ＦＩＲフィルタ２０２のカットオフ周波数を１５
ＭＨｚとしたとき、ＯＦＤＭ波の１／２に帯域制限され
たＰＮ符号が伝送される。このようにＦＩＲフィルタ２
０２のカットオフ周波数をナイキスト周波数（ｆ_CK／
２）よりも低くすることで、ＰＮ符号の帯域幅をＯＦＤ
Ｍ波の帯域幅と同じにして伝送することができる。この
場合、ＰＮ符号の持つエネルギーのうち高域のエネルギ
ーが若干失われるが、受信側での検出感度には影響がな
い。

【０１０２】また、図１８に示すように、シフトレジス
タ２１１を使用して、送信側で同期信号としてのＰＮ符
号（Ｍ系列符号）やＯＦＤＭ波を発生させるようにして
も良い。例えば、シフトレジスタ２１１として３１ワー
ドのものを用意して、そのシフトレジスタ２１１にＰＮ
符号などの同期データをセットしておき、入力端子２１
３にパルスＬＤ（図１９のＢ）が得られるタイミングか
ら、入力端子２１２に得られるクロックＣＫ（図１９の
Ａ）に同期して、所定ビット数（ここでは８ビット）の
ＰＮ符号などの同期データが出力端子２１４から出力さ
れる構成とする。

【０１０３】或いは、図２０に示すように、送信側で同
期信号としてのＰＮ符号（Ｍ系列符号）やＯＦＤＭ波を
記憶したＲＯＭ２２１を用意して、カウンタ２２２のカ
ウント出力に基づいて、ＲＯＭ２２１に記憶された同期
データを出力するようにしても良い。この場合、カウン
タ２２２は、入力端子２２４からスタートパルス（図２
１のＢ）が供給されるタイミングで入力端子２２３に得
られるクロックＣＫ（図２１のＡ）に同期して初期値か
らのカウントを開始し、ＲＯＭ２２１に読出しアドレス
を指示するカウントデータ（図２１のＣ）が供給され、
図２１のＤに示すように、ＲＯＭ２２１に記憶された同
期データが所定ビット数（ここでは８ビット）のパラレ
ルデータとして出力端子２２５から出力される。

【０１０４】さらに、図２２に示すように、送信側でＩ
ＦＦＴ回路（逆高速フーリエ変換回路）２３３を使用し
て、同期データとしてのＰＮ符号を発生させるようにし
ても良い。即ち、端子２３１，２３２に得られる実数項
及び虚数項の入力係数ａｌ（ここでは複素数）をＩＦＦ
Ｔ回路２３３に供給して、出力端子２３４，２３５に実
数項及び虚数項のＰＮ符号ＰＮre n，ＰＮim nを得るよ
うにしても良い。ここで、ＩＦＦＴ回路２３３としてポ
イント数ｎ＝６４のものを使用し、入力係数ａｌとして
次の〔数３〕式の条件を満たす複素数とする。

【０１０５】

【数３】

【０１０６】なお、ここまで説明した例では、データを
ＤＱＰＳＫ変調して、ＯＦＤＭ方式によりマルチキャリ
アで伝送しているが、多値変調であるＱＡＭ（Quadratu
re Amplitude Modulation ）を用いるようにしても良
い。ＱＡＭとしては、１６値、３２値、１２８値、２５
６値等がある。更に、符号化してトレリス符号変調を用
いることもできる。

【０１０７】さらに、上述の例では、無線通信制御端末
１０２側の無線通信ユニット１０５にＭ系列発生回路３
１を設け、無線通信ユニット１０１Ａ，１０１Ｂ，‥‥
の無線通信ユニット１０４Ａ，１０４Ｂ，‥‥に相関検
出回路７１を設けるようにしているが、１つの無線通信
端末にＭ系列発生回路と相関検出回路を設けておき、無
線通信制御端末として用いるか無線通信ユニットとして
用いるかにより、Ｍ系列発生回路と相関検出回路とを切
り換えて使用できるように構成しても良い。

【０１０８】

【発明の効果】この発明によれば、マッチトフィルタの
出力と、受信信号の平均振幅にしきい値を乗算した値と
を比較して、受信信号からＭ系列の符号を検出している
ので、受信信号からＭ系列の信号を確実に検出できる。
この場合、相関検出のための演算処理としては、乗算だ
けで良く、回路規模の大きい除算処理が必要なく、回路
規模が小さく小型でローコストで低消費電力化が図れる
効果がある。

【０１０９】この場合、受信信号の平均振幅を、複素数
表現された受信信号の実数部の二乗と虚数部の二乗とに
基づいて求めることで、正確に検出された受信信号の平
均振幅に基づいて、相関を検出することができる。

【０１１０】また、上述した場合に、受信信号の平均振
幅を、複素数表現された受信信号の実数部の絶対値と虚
数部の絶対値とに基づいて求めることで、演算処理のス
テップ数やハードウェアを削減した上で、受信信号の平
均振幅を求めることができ、より簡単に相関を検出でき
るようになる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明が適用できる無線ＬＡＮシステムの構
成を示すブロック図である。

【図２】この発明が適用できる無線ＬＡＮシステムにお
ける無線通信制御端末側の無線通信ユニットの一例のブ
ロック図である。

【図３】ＯＦＤＭ方式の説明に用いるスペクトラム図で
ある。

【図４】この発明が適用できる無線ＬＡＮシステムにお
けるＯＦＤＭ方式の説明に用いるブロック図である。

【図５】この発明が適用できる無線ＬＡＮシステムにお
けるＯＦＤＭ方式の説明に用いる略線図である。

【図６】この発明が適用できる無線ＬＡＮシステムにお
ける無線通信制御端末側の無線通信ユニットの一例の説
明に供するブロック図である。

【図７】この発明が適用された相関検出回路の一例のブ
ロック図である。

【図８】この発明が適用された相関検出回路の一例の説
明に用いる波形図である。

【図９】この発明が適用できる無線ＬＡＮシステムの説
明に用いる略線図である。

【図１０】この発明が適用できる無線ＬＡＮシステムの
説明に用いるシーケンス図である。

【図１１】この発明が適用できる無線ＬＡＮシステムの
説明に用いる略線図である。

【図１２】この発明が適用できる無線ＬＡＮシステムの
説明に用いる略線図である。

【図１３】この発明が適用できる無線ＬＡＮシステムの
説明に用いるスペクトラム図である。

【図１４】この発明が適用できる伝送信号の例（ＰＮ符
号が２回連続した例）を示す略線図である。

【図１５】この発明が適用できる伝送信号の例（ＰＮ符
号が３回連続した例）を示す略線図である。

【図１６】この発明が適用できる伝送信号の例（ＯＦＤ
Ｍ信号を同期信号とした例）を示す略線図である。

【図１７】この発明が適用できるＰＮ符号の発生処理構
成例（ＬＦＳＲとＦＩＲフィルタを使用した例）を示す
ブロック図である。

【図１８】この発明が適用できるＰＮ符号の発生処理構
成例（シフトレジスタを使用した例）を示すブロック図
である。

【図１９】図１８の例でのＰＮ符号の発生状態を示すタ
イミング図である。

【図２０】この発明が適用できるＰＮ符号の発生処理構
成例（ＲＯＭを使用した例）を示すブロック図である。

【図２１】図２０の例でのＰＮ符号の発生状態を示すタ
イミング図である。

【図２２】この発明が適用できるＰＮ符号の発生処理構
成例（ＩＦＦＴを使用した例）を示すブロック図であ
る。

【図２３】従来の相関検出回路の一例のブロック図であ
る。

【図２４】マッチトフィルタの一例のブロック図であ
る。

【図２５】先に提案した相関検出回路の一例のブロック
図である。

【符号の説明】

７１・・・相関検出回路、８２・・・マッチトフィル
タ、８３・・・平均振幅検出回路、８４・・・乗算回
路、８６・・・比較回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続きＦターム(参考） 5K022 DD13 DD19 DD32 DD34 EE02 EE33 FF02 5K033 AA04 AA07 CB03 CB15 DA17 DB09 DB10 5K047 AA11 AA15 EE02 GG11 GG34 GG37 HH01 HH15 LL04 LL05 MM62

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】受信信号から所定の符号を検出するマッ
チトフィルタ手段と、上記受信信号の平均振幅を検出する平均振幅検出手段
と、上記平均振幅検出手段の出力にしきい値を乗算する乗算
手段と、上記マッチトフィルタ手段の出力と上記乗算手段の出力
とを比較して相関検出信号を出力する比較手段とを備え
た相関検出装置。
【請求項２】請求項１記載の相関検出装置において、上記平均振幅検出手段は、複素数表現された受信信号の
実数部の二乗と虚数部の二乗とに基づいて平均振幅を求
める手段である相関検出装置。
【請求項３】請求項１記載の相関検出装置において、上記平均振幅検出手段は、複素数表現された受信信号の
実数部の絶対値と虚数部の絶対値とに基づいて平均振幅
を求める手段である相関検出装置。
【請求項４】マッチトフィルタにより受信信号から所
定の符号を検出すると共に、上記受信信号の平均振幅を検出した後、その平均振幅の
検出信号にしきい値を乗算し、この乗算信号と上記マッチトフィルタの出力とを比較
し、その比較に基づいて相関検出信号を得る相関検出方
法。
【請求項５】請求項４記載の相関検出方法において、上記受信信号の平均振幅は、複素数表現された受信信号
の実数部の二乗と虚数部の二乗とに基づいて求める相関
検出方法。
【請求項６】請求項４記載の相関検出方法において、上記受信信号の平均振幅は、複素数表現された受信信号
の実数部の絶対値と虚数部の絶対値とに基づいて求める
相関検出方法。