JP2000151545A - 復調装置および方法、並びに提供媒体 - Google Patents
復調装置および方法、並びに提供媒体Info
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- JP2000151545A JP2000151545A JP10315644A JP31564498A JP2000151545A JP 2000151545 A JP2000151545 A JP 2000151545A JP 10315644 A JP10315644 A JP 10315644A JP 31564498 A JP31564498 A JP 31564498A JP 2000151545 A JP2000151545 A JP 2000151545A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 OFDMのシンボルの位置の再生情報を用いて、
間欠に送信される信号を瞬時に復調することができるよ
うにする。 【解決手段】 A/D変換器3は、入力された信号を、固
定の周波数のクロックでサンプリングする。ウィンドウ
位置検出器22は、信号の有効シンボルの期間を検出す
る。FFT演算器6は、ウィンドウ位置検出器22が検出
した有効シンボルの期間を基に、信号を離散的フーリエ
変換する。位相補正器21は、有効シンボルの期間のス
タート位置の移動に応じて、FFT演算器6の出力を補正
する。
間欠に送信される信号を瞬時に復調することができるよ
うにする。 【解決手段】 A/D変換器3は、入力された信号を、固
定の周波数のクロックでサンプリングする。ウィンドウ
位置検出器22は、信号の有効シンボルの期間を検出す
る。FFT演算器6は、ウィンドウ位置検出器22が検出
した有効シンボルの期間を基に、信号を離散的フーリエ
変換する。位相補正器21は、有効シンボルの期間のス
タート位置の移動に応じて、FFT演算器6の出力を補正
する。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、復調装置および方
法、並びに提供媒体に関し、特に、直交周波数分割多重
方式で変調された信号を復調する復調装置および方法、
並びに提供媒体に関する。
法、並びに提供媒体に関し、特に、直交周波数分割多重
方式で変調された信号を復調する復調装置および方法、
並びに提供媒体に関する。
【0002】
【従来の技術】従来、デジタル信号を伝送するのに、搬
送波を1つ設け、その搬送波の位相や振幅を入力デジタ
ル信号に対応して、高速に変化させることで、デジタル
信号を変調していた。位相のみを変化させる方式として
位相変調(PSK:Phase Shift Keying)方式が、また振幅
と位相の両方を変化させる方式として直交変調(QAM:Qu
adlature Amplitude Modulation)方式がよく知られて
いる。
送波を1つ設け、その搬送波の位相や振幅を入力デジタ
ル信号に対応して、高速に変化させることで、デジタル
信号を変調していた。位相のみを変化させる方式として
位相変調(PSK:Phase Shift Keying)方式が、また振幅
と位相の両方を変化させる方式として直交変調(QAM:Qu
adlature Amplitude Modulation)方式がよく知られて
いる。
【0003】このように従来は、1つの搬送波を伝送帯
域に収まる程度に高速に変調していたが、最近では直交
周波数分割多重方式(OFDM:Orthogonal Frequency Divi
sionMultiplex)と呼ばれる変調方式が普及しつつあ
る。このOFDM方式は、伝送帯域内に多数の直交する搬送
波(以下、副搬送波と称する)を設け、それぞれの副搬
送波をPSKやQAMでデジタル変調する方式である。この方
式は、多数の副搬送波で伝送帯域を分割するため、副搬
送波1波あたりの帯域は狭くなり、変調速度は遅くなる
が、副搬送波の数が多数あるので、総合の伝送速度は従
来の変調方式と変わらない。
域に収まる程度に高速に変調していたが、最近では直交
周波数分割多重方式(OFDM:Orthogonal Frequency Divi
sionMultiplex)と呼ばれる変調方式が普及しつつあ
る。このOFDM方式は、伝送帯域内に多数の直交する搬送
波(以下、副搬送波と称する)を設け、それぞれの副搬
送波をPSKやQAMでデジタル変調する方式である。この方
式は、多数の副搬送波で伝送帯域を分割するため、副搬
送波1波あたりの帯域は狭くなり、変調速度は遅くなる
が、副搬送波の数が多数あるので、総合の伝送速度は従
来の変調方式と変わらない。
【0004】このOFDM方式では、多数の副搬送波が並列
に伝送されるためにシンボル速度が遅くなり、いわゆる
マルチパス妨害の存在する伝送路では、シンボルの時間
長に対する相対的なマルチパスの時間長を短くすること
ができる。従って、この方式は、マルチパス妨害に対し
て強い方式ということができ、このような特徴からマル
チパス妨害の影響を強く受ける地上波によるデジタル信
号の伝送、特に移動体通信において、注目されている。
に伝送されるためにシンボル速度が遅くなり、いわゆる
マルチパス妨害の存在する伝送路では、シンボルの時間
長に対する相対的なマルチパスの時間長を短くすること
ができる。従って、この方式は、マルチパス妨害に対し
て強い方式ということができ、このような特徴からマル
チパス妨害の影響を強く受ける地上波によるデジタル信
号の伝送、特に移動体通信において、注目されている。
【0005】また、最近の半導体技術の進歩により、高
速フーリエ変換や離散的フーリエ逆変換をハードウェア
で実現することが可能となり、これを用いて簡単にOFDM
方式の変調を行ったり、また逆に、復調することができ
るようになったことも、OFDM方式が注目されてきた理由
の1つである。
速フーリエ変換や離散的フーリエ逆変換をハードウェア
で実現することが可能となり、これを用いて簡単にOFDM
方式の変調を行ったり、また逆に、復調することができ
るようになったことも、OFDM方式が注目されてきた理由
の1つである。
【0006】OFDM方式の伝送波形の周波数に対する分布
は、図8に示すように、それぞれの副搬送波のスペクト
ルのピーク値が、他の副搬送波のスペクトルの零点と一
致(直交)する。
は、図8に示すように、それぞれの副搬送波のスペクト
ルのピーク値が、他の副搬送波のスペクトルの零点と一
致(直交)する。
【0007】また、OFDM方式の伝送波形の時間変化の例
を、図9に示す。OFDM方式の副搬送波の中で最も周波数
の低いものを基本周波数f1とすると、その1周期は、有
効シンボル期間となる。有効シンボル期間を基本単位と
してデジタル変調された全副搬送波を加え合わせたもの
をOFDM伝送シンボルと称する。実際の伝送シンボルは、
通常、図9に示すように、有効シンボル期間に、ガード
インターバルと呼ばれる期間を付加して構成される。ガ
ードインターバルの波形は、有効シンボル期間のデータ
を巡回的に繰り返したものとなっている。
を、図9に示す。OFDM方式の副搬送波の中で最も周波数
の低いものを基本周波数f1とすると、その1周期は、有
効シンボル期間となる。有効シンボル期間を基本単位と
してデジタル変調された全副搬送波を加え合わせたもの
をOFDM伝送シンボルと称する。実際の伝送シンボルは、
通常、図9に示すように、有効シンボル期間に、ガード
インターバルと呼ばれる期間を付加して構成される。ガ
ードインターバルの波形は、有効シンボル期間のデータ
を巡回的に繰り返したものとなっている。
【0008】復調装置では、ガードインターバルにある
信号を利用して、有効シンボル期間の信号を取り出す。
具体的には、復調装置は、有効シンボル期間にウィンド
ウをかけて、高速フーリエ変換を施し、有効シンボル期
間の信号を復調する。この有効シンボル期間のウィンド
ウのタイミングがずれると、副搬送波の直交性が崩れ、
シンボル間の干渉が発生し、正しい復調は困難になる。
このように、OFDM方式の復調においては、有効シンボル
期間の信号を如何に正確に切り出すかが、極めて重要で
ある。
信号を利用して、有効シンボル期間の信号を取り出す。
具体的には、復調装置は、有効シンボル期間にウィンド
ウをかけて、高速フーリエ変換を施し、有効シンボル期
間の信号を復調する。この有効シンボル期間のウィンド
ウのタイミングがずれると、副搬送波の直交性が崩れ、
シンボル間の干渉が発生し、正しい復調は困難になる。
このように、OFDM方式の復調においては、有効シンボル
期間の信号を如何に正確に切り出すかが、極めて重要で
ある。
【0009】この有効シンボル期間への同期の為、例え
ば、図10で示すように、128シンボルからなる伝送
フレームの構成が提案されている。この伝送フレーム
は、情報伝送用シンボルに、伝送フレーム同期用シンボ
ルおよびサービス識別用シンボルを付加して、構成され
ている。最初のシンボルは、伝送フレームの始まりを定
義するため、ヌルシンボル(全く信号のない状態)と
し、続く2つのシンボルでサインスイープ(チャープ信
号)を送信する。復調装置は、これらの信号を用いて有
効シンボル期間を切り出し、有効シンボル期間に同期す
る。
ば、図10で示すように、128シンボルからなる伝送
フレームの構成が提案されている。この伝送フレーム
は、情報伝送用シンボルに、伝送フレーム同期用シンボ
ルおよびサービス識別用シンボルを付加して、構成され
ている。最初のシンボルは、伝送フレームの始まりを定
義するため、ヌルシンボル(全く信号のない状態)と
し、続く2つのシンボルでサインスイープ(チャープ信
号)を送信する。復調装置は、これらの信号を用いて有
効シンボル期間を切り出し、有効シンボル期間に同期す
る。
【0010】図11は、このようなOFDM方式を利用した
従来の復調装置の構成例を表している。RF信号入力は、
アンテナ1で捕捉され、ダウンコンバータ2に供給され
る。ダウンコンバータ2は、RF帯域の信号を、所定の中
間周波数帯域の信号に変換し、A/D変換器3に供給す
る。A/D変換器3は、後述する電圧制御発振器12が供
給する再生クロックに基づき、中間周波数帯域の信号を
デジタル信号(入力信号の振幅を示す数値)に変換し、
デジタル直交復調器4に供給する。デジタル直交復調器
4は、入力されたデジタル信号をデジタル信号処理によ
り直交検波し、入力信号と同相のI信号(同相成分:In
-phase component)、および入力信号の直交成分である
Q信号(Quadrature component)を抽出し、周波数変換
器5に供給する。I信号およびQ信号は、それぞれ、ベ
ースバンドのOFDM変調波に対応する。
従来の復調装置の構成例を表している。RF信号入力は、
アンテナ1で捕捉され、ダウンコンバータ2に供給され
る。ダウンコンバータ2は、RF帯域の信号を、所定の中
間周波数帯域の信号に変換し、A/D変換器3に供給す
る。A/D変換器3は、後述する電圧制御発振器12が供
給する再生クロックに基づき、中間周波数帯域の信号を
デジタル信号(入力信号の振幅を示す数値)に変換し、
デジタル直交復調器4に供給する。デジタル直交復調器
4は、入力されたデジタル信号をデジタル信号処理によ
り直交検波し、入力信号と同相のI信号(同相成分:In
-phase component)、および入力信号の直交成分である
Q信号(Quadrature component)を抽出し、周波数変換
器5に供給する。I信号およびQ信号は、それぞれ、ベ
ースバンドのOFDM変調波に対応する。
【0011】周波数変換器5は、後述する周波数誤差検
出器9から供給される信号に基づき、デジタル直交復調
器4から供給されたI信号およびQ信号の搬送波周波数
の誤差(ダウンコンバータ2で発生した誤差)の補正を
行い、搬送波周波数の誤差が補正されたI信号およびQ
信号を、FFT演算器6に供給する。FFT演算器6は、後述
するウィンドウ位置検出器10の出力に基づき、OFDM変
調波であるI信号およびQ信号のガード期間を除いた有
効シンボルに対して、それぞれ高速フーリエ変換(OFDM
復調)を実行し、その出力である各副搬送波に対応する
値(差動Iデータおよび差動Qデータ)を、差動復調器
7に供給する。ここで、高速フーリエ変換され、一度に
得られる差動Iデータおよび差動Qデータの組の数、す
なわち、シンボル数を、以下、1OFDMシンボルと称す
る。
出器9から供給される信号に基づき、デジタル直交復調
器4から供給されたI信号およびQ信号の搬送波周波数
の誤差(ダウンコンバータ2で発生した誤差)の補正を
行い、搬送波周波数の誤差が補正されたI信号およびQ
信号を、FFT演算器6に供給する。FFT演算器6は、後述
するウィンドウ位置検出器10の出力に基づき、OFDM変
調波であるI信号およびQ信号のガード期間を除いた有
効シンボルに対して、それぞれ高速フーリエ変換(OFDM
復調)を実行し、その出力である各副搬送波に対応する
値(差動Iデータおよび差動Qデータ)を、差動復調器
7に供給する。ここで、高速フーリエ変換され、一度に
得られる差動Iデータおよび差動Qデータの組の数、す
なわち、シンボル数を、以下、1OFDMシンボルと称す
る。
【0012】差動復調器7は、副搬送波の位相不確定に
よる誤りの防止および復調回路の簡易化を目的として差
動符号化されている各副搬送波に対応する値を、差動復
調し、識別判定器8に供給する。すなわち、復調された
k番目のOFDMシンボル#kにおける、第n搬送波に割り
当てられたシンボル(ここでは、FFT演算器6から供給
される差動Iデータおよび差動Qデータで構成されるシ
ンボル)に対応する信号点の位相をφk,nとするとき、
差動復調器7は、φk,n-φk-1,n+π/4に等しい位相θk,
nを有する信号点に対応するシンボルを出力する。言い
換えれば、差動復調器7は、1OFDMシンボル前の差動I
データおよび差動Qデータの組で表される信号点と、現
在のOFDMシンボル前の差動Iデータおよび差動Qデータ
の組で表される信号点との、時計回り方向の位相差が、
0,π/2,π、または3π/2である場合、シンボル
(0,0),(0,1),(1,1)、または(1,
0)をそれぞれIデータおよびQデータの組として出力
する。よって、差動復調器7は、OFDM信号を構成する搬
送波の位相と、その搬送波の1OFDMシンボル前の位相と
の位相差を算出し、その位相差に対応して、シンボルを
出力しているということができる。
よる誤りの防止および復調回路の簡易化を目的として差
動符号化されている各副搬送波に対応する値を、差動復
調し、識別判定器8に供給する。すなわち、復調された
k番目のOFDMシンボル#kにおける、第n搬送波に割り
当てられたシンボル(ここでは、FFT演算器6から供給
される差動Iデータおよび差動Qデータで構成されるシ
ンボル)に対応する信号点の位相をφk,nとするとき、
差動復調器7は、φk,n-φk-1,n+π/4に等しい位相θk,
nを有する信号点に対応するシンボルを出力する。言い
換えれば、差動復調器7は、1OFDMシンボル前の差動I
データおよび差動Qデータの組で表される信号点と、現
在のOFDMシンボル前の差動Iデータおよび差動Qデータ
の組で表される信号点との、時計回り方向の位相差が、
0,π/2,π、または3π/2である場合、シンボル
(0,0),(0,1),(1,1)、または(1,
0)をそれぞれIデータおよびQデータの組として出力
する。よって、差動復調器7は、OFDM信号を構成する搬
送波の位相と、その搬送波の1OFDMシンボル前の位相と
の位相差を算出し、その位相差に対応して、シンボルを
出力しているということができる。
【0013】識別判定器8は、差動復調器7から供給さ
れたデータから、情報シンボルのみを抽出し、誤り率が
小さくなるよう最尤判定などの判定を実行し、得られた
データを復調装置出力として復調装置外部に出力する。
れたデータから、情報シンボルのみを抽出し、誤り率が
小さくなるよう最尤判定などの判定を実行し、得られた
データを復調装置出力として復調装置外部に出力する。
【0014】周波数変換器5から出力されたベースバン
ドのOFDM変調波に対応するI信号およびQ信号は、周波
数誤差検出器9およびウィンドウ位置検出器10にも供
給される。周波数誤差検出器9は、周波数変換器5から
供給されたベースバンドのOFDM変調波から、搬送波周波
数の誤差の量を検出し、検出した誤差の量に対応した信
号を、周波数変換器5に出力する。ウィンドウ位置検出
器10は、周波数変換器5から供給されたベースバンド
のOFDM変調波から、有効シンボルの期間を検出し、有効
シンボルの期間を示す信号を、FFT演算器6に出力す
る。
ドのOFDM変調波に対応するI信号およびQ信号は、周波
数誤差検出器9およびウィンドウ位置検出器10にも供
給される。周波数誤差検出器9は、周波数変換器5から
供給されたベースバンドのOFDM変調波から、搬送波周波
数の誤差の量を検出し、検出した誤差の量に対応した信
号を、周波数変換器5に出力する。ウィンドウ位置検出
器10は、周波数変換器5から供給されたベースバンド
のOFDM変調波から、有効シンボルの期間を検出し、有効
シンボルの期間を示す信号を、FFT演算器6に出力す
る。
【0015】また、FFT演算器6から出力されたOFDM復
調された信号は、サンプリングクロック周波数誤差検出
器11にも供給される。サンプリングクロック周波数誤
差検出器11は、OFDM復調された信号から、A/D変換器
3のサンプリングクロックの周波数の誤差の量を検出
し、その誤差の量に応じた電圧を電圧制御発振器12に
出力する。電圧制御発振器12は、サンプリングクロッ
ク周波数誤差検出器11から供給された電圧に基づき補
正された周波数で発振し、その出力をA/D変換器3に供
給する。
調された信号は、サンプリングクロック周波数誤差検出
器11にも供給される。サンプリングクロック周波数誤
差検出器11は、OFDM復調された信号から、A/D変換器
3のサンプリングクロックの周波数の誤差の量を検出
し、その誤差の量に応じた電圧を電圧制御発振器12に
出力する。電圧制御発振器12は、サンプリングクロッ
ク周波数誤差検出器11から供給された電圧に基づき補
正された周波数で発振し、その出力をA/D変換器3に供
給する。
【0016】このように、送信されてきたOFDM信号を復
調装置で正しく復調するためには、各種の同期が必要と
なる。すなわち、中間周波数帯のOFDM信号をA/D変換す
るために、電圧制御発振器12の出力する信号の周波数
と位相を、ダウンコンバータ2から出力される信号のそ
れと同期させる必要がある。また、FFT演算器6は、入
力されたI信号およびQ信号のシンボルに、正しく高速
フーリエ変換の処理を施すためには、正しい有効シンボ
ルの期間を示す信号を必要とする。
調装置で正しく復調するためには、各種の同期が必要と
なる。すなわち、中間周波数帯のOFDM信号をA/D変換す
るために、電圧制御発振器12の出力する信号の周波数
と位相を、ダウンコンバータ2から出力される信号のそ
れと同期させる必要がある。また、FFT演算器6は、入
力されたI信号およびQ信号のシンボルに、正しく高速
フーリエ変換の処理を施すためには、正しい有効シンボ
ルの期間を示す信号を必要とする。
【0017】
【発明が解決しようとする課題】ところで、移動体に対
しTDMA(Time Division Multiple Access:時分割マルチ
プルアクセス)方式で画像、音声、または文字などの情
報を送信するMMAC(Multimedia Mobile Access Communic
ation systems)に、OFDM変調方式を適用したとき、高速
に同期を引き込むようにすることが必要となる。しかし
ながら、搬送周波数の同期、サンプリングクロックの周
波数の同期、シンボル位置の同期といった同期を間欠的
に送信されてくる信号から高速に確保することは困難で
あった。
しTDMA(Time Division Multiple Access:時分割マルチ
プルアクセス)方式で画像、音声、または文字などの情
報を送信するMMAC(Multimedia Mobile Access Communic
ation systems)に、OFDM変調方式を適用したとき、高速
に同期を引き込むようにすることが必要となる。しかし
ながら、搬送周波数の同期、サンプリングクロックの周
波数の同期、シンボル位置の同期といった同期を間欠的
に送信されてくる信号から高速に確保することは困難で
あった。
【0018】本発明はこのような状況に鑑みてなされた
ものであり、サンプリングクロック周波数の再生を行わ
ず、OFDMのシンボルの位置の再生情報を用いて、再生デ
ータに所望の補正処理を加えて、間欠的に送信されてく
る信号を瞬時に復調することができるようにすることを
目的とする。
ものであり、サンプリングクロック周波数の再生を行わ
ず、OFDMのシンボルの位置の再生情報を用いて、再生デ
ータに所望の補正処理を加えて、間欠的に送信されてく
る信号を瞬時に復調することができるようにすることを
目的とする。
【0019】
【課題を解決するための手段】請求項1に記載の復調装
置は、入力された信号を、固定の周波数のクロックでサ
ンプリングするサンプリング手段と、信号の有効シンボ
ルの期間を検出する検出手段と、検出手段が検出した有
効シンボルの期間を基に、信号をフーリエ変換する変換
手段と、有効シンボルの期間のスタート位置の移動に応
じて、変換手段の出力を補正する補正手段とを備えるこ
とを特徴とする。
置は、入力された信号を、固定の周波数のクロックでサ
ンプリングするサンプリング手段と、信号の有効シンボ
ルの期間を検出する検出手段と、検出手段が検出した有
効シンボルの期間を基に、信号をフーリエ変換する変換
手段と、有効シンボルの期間のスタート位置の移動に応
じて、変換手段の出力を補正する補正手段とを備えるこ
とを特徴とする。
【0020】請求項6に記載の復調方法は、入力された
信号を、固定の周波数のクロックでサンプリングするサ
ンプリングステップと、信号の有効シンボルの期間を検
出する検出ステップと、検出ステップで検出した有効シ
ンボルの期間を基に、信号をフーリエ変換する変換ステ
ップと、有効シンボルの期間のスタート位置の移動に応
じて、変換ステップでの出力を補正する補正ステップと
を含むことを特徴とする。
信号を、固定の周波数のクロックでサンプリングするサ
ンプリングステップと、信号の有効シンボルの期間を検
出する検出ステップと、検出ステップで検出した有効シ
ンボルの期間を基に、信号をフーリエ変換する変換ステ
ップと、有効シンボルの期間のスタート位置の移動に応
じて、変換ステップでの出力を補正する補正ステップと
を含むことを特徴とする。
【0021】請求項7に記載の提供媒体は、復調装置
に、入力された信号を、固定の周波数のクロックでサン
プリングするサンプリングステップと、信号の有効シン
ボルの期間を検出する検出ステップと、検出ステップで
検出した有効シンボルの期間を基に、信号をフーリエ変
換する変換ステップと、有効シンボルの期間のスタート
位置の移動に応じて、変換ステップでの出力を補正する
補正ステップとを含む処理を実行させるコンピュータが
読み取り可能なプログラムを提供することを特徴とす
る。
に、入力された信号を、固定の周波数のクロックでサン
プリングするサンプリングステップと、信号の有効シン
ボルの期間を検出する検出ステップと、検出ステップで
検出した有効シンボルの期間を基に、信号をフーリエ変
換する変換ステップと、有効シンボルの期間のスタート
位置の移動に応じて、変換ステップでの出力を補正する
補正ステップとを含む処理を実行させるコンピュータが
読み取り可能なプログラムを提供することを特徴とす
る。
【0022】請求項1に記載の復調装置、請求項6に記
載の復調方法、および請求項7に記載の提供媒体におい
ては、入力された信号を、固定の周波数のクロックでサ
ンプリングし、信号の有効シンボルの期間を検出し、検
出した有効シンボルの期間を基に、信号をフーリエ変換
し、有効シンボルの期間のスタート位置の移動に応じ
て、出力を補正する。
載の復調方法、および請求項7に記載の提供媒体におい
ては、入力された信号を、固定の周波数のクロックでサ
ンプリングし、信号の有効シンボルの期間を検出し、検
出した有効シンボルの期間を基に、信号をフーリエ変換
し、有効シンボルの期間のスタート位置の移動に応じ
て、出力を補正する。
【0023】
【発明の実施の形態】以下に本発明の実施の形態を説明
するが、特許請求の範囲に記載の発明の各手段と以下の
実施の形態との対応関係を明らかにするために、各手段
の後の括弧内に、対応する実施の形態(但し一例)を付
加して本発明の特徴を記述すると、次のようになる。但
し勿論この記載は、各手段を記載したものに限定するこ
とを意味するものではない。
するが、特許請求の範囲に記載の発明の各手段と以下の
実施の形態との対応関係を明らかにするために、各手段
の後の括弧内に、対応する実施の形態(但し一例)を付
加して本発明の特徴を記述すると、次のようになる。但
し勿論この記載は、各手段を記載したものに限定するこ
とを意味するものではない。
【0024】請求項1に記載の復調装置は、入力された
信号を、固定の周波数のクロックでサンプリングするサ
ンプリング手段(例えば、図1のA/D変換器3)と、信
号の有効シンボルの期間を検出する検出手段(例えば、
図1のウィンドウ位置検出器22)と、検出手段が検出
した有効シンボルの期間を基に、信号をフーリエ変換す
る変換手段(例えば、図1のFFT演算器6)と、有効シ
ンボルの期間のスタート位置の移動に応じて、変換手段
の出力を補正する補正手段(例えば、図1の位相補正器
21)とを備えることを特徴とする。
信号を、固定の周波数のクロックでサンプリングするサ
ンプリング手段(例えば、図1のA/D変換器3)と、信
号の有効シンボルの期間を検出する検出手段(例えば、
図1のウィンドウ位置検出器22)と、検出手段が検出
した有効シンボルの期間を基に、信号をフーリエ変換す
る変換手段(例えば、図1のFFT演算器6)と、有効シ
ンボルの期間のスタート位置の移動に応じて、変換手段
の出力を補正する補正手段(例えば、図1の位相補正器
21)とを備えることを特徴とする。
【0025】図1は、本発明を適用した復調装置の一実
施の形態の構成を示すブロック図である。図11におけ
る場合と対応する部分には同一の符号を付してあり、そ
の説明は省略する。位相補正器21は、ウィンドウ位置
検出器22からの信号に基づき、FFT演算器6の出力が
(今までの出力信号から見て)位相回転していることを
認識し、FFT演算器6のウィンドウ位置のシフトで発生
する位相回転に対応して、差動復調器7が出力する2つ
のシンボルの間の位相差を補正する。
施の形態の構成を示すブロック図である。図11におけ
る場合と対応する部分には同一の符号を付してあり、そ
の説明は省略する。位相補正器21は、ウィンドウ位置
検出器22からの信号に基づき、FFT演算器6の出力が
(今までの出力信号から見て)位相回転していることを
認識し、FFT演算器6のウィンドウ位置のシフトで発生
する位相回転に対応して、差動復調器7が出力する2つ
のシンボルの間の位相差を補正する。
【0026】ウィンドウ位置検出器22は、図11の場
合の機能に加え、位相補正器21に、本来周期的に出力
される有効シンボルのスタート位置を示す信号をずらし
たとき(周期を一時的に異なる値とするとき)、その情
報を伝える信号を供給する。発信器23は、一定の周波
数で発信し、その出力をA/D変換器3に供給する。発信
器23の発信周波数は、送信側のサンプリングクロック
周波数に対する誤差が許容範囲内の所定の値を有し、固
定されている。その他の構成は、図11における場合と
同様である。
合の機能に加え、位相補正器21に、本来周期的に出力
される有効シンボルのスタート位置を示す信号をずらし
たとき(周期を一時的に異なる値とするとき)、その情
報を伝える信号を供給する。発信器23は、一定の周波
数で発信し、その出力をA/D変換器3に供給する。発信
器23の発信周波数は、送信側のサンプリングクロック
周波数に対する誤差が許容範囲内の所定の値を有し、固
定されている。その他の構成は、図11における場合と
同様である。
【0027】図1の復調装置は、受信した信号からサン
プリングクロックを再生しないので、A/D変換器3の出
力は誤差を含む。この誤差量を雑音電力として求め、次
いで有効シンボルのスタート位置の移動に関する対処方
法について説明し、最後に、位相補正器21の動作につ
いて説明する。
プリングクロックを再生しないので、A/D変換器3の出
力は誤差を含む。この誤差量を雑音電力として求め、次
いで有効シンボルのスタート位置の移動に関する対処方
法について説明し、最後に、位相補正器21の動作につ
いて説明する。
【0028】はじめに、A/D変換器3の出力の誤差につ
いて説明する。受信した信号からサンプリングクロック
を再生しないと、A/D変換器3の出力に誤差が発生し、
その結果、FFT演算器6の出力に雑音が発生する。FFT演
算器6の出力に含まれる雑音は、2種類の誤差から発生
する。第1の誤差は、サンプリングの周波数が、送信側
と復調装置で異なることにより発生する。サンプリング
の周波数の誤差は、シンボルの単位で見ると、サンプリ
ングする点の変化として現れ、これによりA/D変換器3
の出力に誤差が加わり、FFT演算器6の出力に雑音とし
て現れる。第2の誤差は、2つのシンボルの間隔が、送
信側と復調装置で異なることにより発生する。2つのシ
ンボルの間隔による誤差は、差動復調器7の出力に、位
相の回転として現れる。
いて説明する。受信した信号からサンプリングクロック
を再生しないと、A/D変換器3の出力に誤差が発生し、
その結果、FFT演算器6の出力に雑音が発生する。FFT演
算器6の出力に含まれる雑音は、2種類の誤差から発生
する。第1の誤差は、サンプリングの周波数が、送信側
と復調装置で異なることにより発生する。サンプリング
の周波数の誤差は、シンボルの単位で見ると、サンプリ
ングする点の変化として現れ、これによりA/D変換器3
の出力に誤差が加わり、FFT演算器6の出力に雑音とし
て現れる。第2の誤差は、2つのシンボルの間隔が、送
信側と復調装置で異なることにより発生する。2つのシ
ンボルの間隔による誤差は、差動復調器7の出力に、位
相の回転として現れる。
【0029】第1の誤差による雑音と第2の誤差による
雑音の大きさを比較すると、第2の誤差による雑音の方
が大きく、第1の誤差による雑音は、第2の誤差による
雑音に較べ、無視できる。そこで、第2の誤差による雑
音の電力Nを導くと、式(1)で表現できる。
雑音の大きさを比較すると、第2の誤差による雑音の方
が大きく、第1の誤差による雑音は、第2の誤差による
雑音に較べ、無視できる。そこで、第2の誤差による雑
音の電力Nを導くと、式(1)で表現できる。
【0030】
【数1】
【0031】ただし、mは、副搬送波の番号を表し、n
は、副搬送波の数を表し、gは、カードインターバルの
数を表し、pは、送信側と復調装置の発信周波数の差分
率[PPM]を表し、θmは、シンボルのスタート位置のず
れにより発生する差動復調後の位相回転量を表す。式
(1)を用いて、規定される雑音の電力Nから「送信側
のサンプリングクロック周波数に対する誤差の許容範
囲」を求めることができる。この位相回転量は、実用上
は僅かな値であり、規定される雑音の電力Nは、伝送路
雑音に比較し、極めて小さいので実用上無視できる。
は、副搬送波の数を表し、gは、カードインターバルの
数を表し、pは、送信側と復調装置の発信周波数の差分
率[PPM]を表し、θmは、シンボルのスタート位置のず
れにより発生する差動復調後の位相回転量を表す。式
(1)を用いて、規定される雑音の電力Nから「送信側
のサンプリングクロック周波数に対する誤差の許容範
囲」を求めることができる。この位相回転量は、実用上
は僅かな値であり、規定される雑音の電力Nは、伝送路
雑音に比較し、極めて小さいので実用上無視できる。
【0032】また、受信信号からサンプリングクロック
を再生しないと、サンプリングの周波数が送信側と復調
装置で一定の値で異なるものとなり、このとき、1つの
有効シンボルでは小さかったウィンドウ(シンボルのス
タート位置に対応する)のずれが、連続するデータ系
列、すなわち複数の連続するシンボルを復号することに
より、次第に蓄積されてくる。これは、復調装置が連続
するシンボルを復号すると、当初正しく設定してあった
有効シンボルのスタート位置が、次第に前方または後方
に移動することを意味し、最終的に、ウィンドウは、復
調した信号の2つの有効シンボルに跨るようになる。復
調装置が、2つのシンボルに跨って高速フーリエ変換を
実行すれば、復調再生データには、バースト誤りが発生
し、データ転送に致命的な影響を与える。
を再生しないと、サンプリングの周波数が送信側と復調
装置で一定の値で異なるものとなり、このとき、1つの
有効シンボルでは小さかったウィンドウ(シンボルのス
タート位置に対応する)のずれが、連続するデータ系
列、すなわち複数の連続するシンボルを復号することに
より、次第に蓄積されてくる。これは、復調装置が連続
するシンボルを復号すると、当初正しく設定してあった
有効シンボルのスタート位置が、次第に前方または後方
に移動することを意味し、最終的に、ウィンドウは、復
調した信号の2つの有効シンボルに跨るようになる。復
調装置が、2つのシンボルに跨って高速フーリエ変換を
実行すれば、復調再生データには、バースト誤りが発生
し、データ転送に致命的な影響を与える。
【0033】そこで本発明の復調装置では、連続するデ
ータ系列で発生するバースト誤りに対処するウィンドウ
位置検出器22が設けられている。ウィンドウ位置検出
器22は、有効シンボルのスタートの位置を監視し続け
ることにより、ウィンドウの移動を検出する。ウィンド
ウ位置検出器22は、所定の値以上の、ウィンドウの移
動を検出したとき、ガードインターバルに対応する期間
を変化させることにより、有効シンボルのスタートの位
置を適正に修正する。従って、有効シンボルのスタート
の位置は、予め設定された所定の範囲内で前方または後
方に移動するものの、ウィンドウは、復調した信号の2
つのシンボルに跨ることはなくなる。このように、連続
するデータ系列の復号によるウィンドウのずれの蓄積は
取り除かれる。
ータ系列で発生するバースト誤りに対処するウィンドウ
位置検出器22が設けられている。ウィンドウ位置検出
器22は、有効シンボルのスタートの位置を監視し続け
ることにより、ウィンドウの移動を検出する。ウィンド
ウ位置検出器22は、所定の値以上の、ウィンドウの移
動を検出したとき、ガードインターバルに対応する期間
を変化させることにより、有効シンボルのスタートの位
置を適正に修正する。従って、有効シンボルのスタート
の位置は、予め設定された所定の範囲内で前方または後
方に移動するものの、ウィンドウは、復調した信号の2
つのシンボルに跨ることはなくなる。このように、連続
するデータ系列の復号によるウィンドウのずれの蓄積は
取り除かれる。
【0034】一方、ガードインターバルに対応する期間
を変化させることは、差動復調器7の出力に位相の回転
を与えることになる(高速フーリエ変換を行うタイミン
グが変化する)。そこで、ウィンドウ位置検出器22が
ガードインターバルに対応する期間を変化させたとき、
位相補正器21は、ウィンドウ位置検出器22からその
変化量を示す情報を受け取り、その情報から差動復調器
7の出力の位相の回転の補正量を求め、位相の回転を補
正する。
を変化させることは、差動復調器7の出力に位相の回転
を与えることになる(高速フーリエ変換を行うタイミン
グが変化する)。そこで、ウィンドウ位置検出器22が
ガードインターバルに対応する期間を変化させたとき、
位相補正器21は、ウィンドウ位置検出器22からその
変化量を示す情報を受け取り、その情報から差動復調器
7の出力の位相の回転の補正量を求め、位相の回転を補
正する。
【0035】以上のように、図1の復調装置は、雑音の
電力Nを無視できる程度に小さいので、ウィンドウのず
れによる位相を補正するだけでバースト誤りの発生も防
止でき、受信信号からサンプリングクロック周波数の再
生を行わずに、OFDM方式の信号を復調することができ
る。
電力Nを無視できる程度に小さいので、ウィンドウのず
れによる位相を補正するだけでバースト誤りの発生も防
止でき、受信信号からサンプリングクロック周波数の再
生を行わずに、OFDM方式の信号を復調することができ
る。
【0036】次に、位相補正器21の構成について図2
を参照して、説明する。差動復調器7からの差動復調さ
れたI信号の入力は、乗算器31−2に供給されると共
に、減算器32の被減算入力に供給される。差動復調器
7からの差動復調されたQ信号の入力は、乗算器31−
1に供給されると共に、加算器33に供給される。ウィ
ンドウ位置検出器22から供給される信号に応じた位相
補正量信号は、乗算器31−1および乗算器31−2に
供給される。乗算器31−1の出力、すなわち、Q信号
と位相補正量信号を乗じた結果は、減算器32の減算入
力に供給される。乗算器31−2の出力、すなわち、I
信号と位相補正量信号を乗じた結果は、加算器33に供
給される。
を参照して、説明する。差動復調器7からの差動復調さ
れたI信号の入力は、乗算器31−2に供給されると共
に、減算器32の被減算入力に供給される。差動復調器
7からの差動復調されたQ信号の入力は、乗算器31−
1に供給されると共に、加算器33に供給される。ウィ
ンドウ位置検出器22から供給される信号に応じた位相
補正量信号は、乗算器31−1および乗算器31−2に
供給される。乗算器31−1の出力、すなわち、Q信号
と位相補正量信号を乗じた結果は、減算器32の減算入
力に供給される。乗算器31−2の出力、すなわち、I
信号と位相補正量信号を乗じた結果は、加算器33に供
給される。
【0037】減算器32の出力、すなわち、(I信号−
(Q信号×位相補正量信号))は、符号選択器44−1
に供給される。加算器33の出力、すなわち、((I信
号×位相補正量信号)+Q信号)は、符号選択器34−
2に供給される。符号選択器34−1は、符号補正信号
の入力に応じて、減算器32から入力した信号の符号を
反転して、または信号の符号を反転せず識別判定器8に
出力する。符号選択器34−2は、符号補正信号の入力
に応じて、加算器33から入力した信号の符号を反転し
て、または信号の符号を反転せず識別判定器8に出力す
る。
(Q信号×位相補正量信号))は、符号選択器44−1
に供給される。加算器33の出力、すなわち、((I信
号×位相補正量信号)+Q信号)は、符号選択器34−
2に供給される。符号選択器34−1は、符号補正信号
の入力に応じて、減算器32から入力した信号の符号を
反転して、または信号の符号を反転せず識別判定器8に
出力する。符号選択器34−2は、符号補正信号の入力
に応じて、加算器33から入力した信号の符号を反転し
て、または信号の符号を反転せず識別判定器8に出力す
る。
【0038】位相補正器21の補正の動作について説明
する。位相補正器21の本来の動作は、式(2)の演算
式で表される。
する。位相補正器21の本来の動作は、式(2)の演算
式で表される。
【0039】
【数2】
【0040】ただし、aは、I信号の入力値を示し、b
は、Q信号の入力値を示す。θmは、ウィンドウ位置検
出器22の制御量より決まる位相の回転量である。A
は、位相補正器21からIデータとして出力される値を
示し、Bは、位相補正器21からQデータとして出力さ
れる値を示す。識別判定器8において、式(2)で算出
される結果の位相のみが使用され、その振幅は使用され
ない。そこで、式(2)の右辺をcosθmで括ると、式
(3)が得られる。
は、Q信号の入力値を示す。θmは、ウィンドウ位置検
出器22の制御量より決まる位相の回転量である。A
は、位相補正器21からIデータとして出力される値を
示し、Bは、位相補正器21からQデータとして出力さ
れる値を示す。識別判定器8において、式(2)で算出
される結果の位相のみが使用され、その振幅は使用され
ない。そこで、式(2)の右辺をcosθmで括ると、式
(3)が得られる。
【0041】
【数3】
【0042】式(3)において、cは、sinθm/cosθmで
ある。A’は、位相補正器21からIデータとして出力
される値を示し、B’は、位相補正器21からQデータ
として出力される値を示す。式(3)において、cosθm
の符号により、位相補正器21の出力の符号を調整する
必要がある。ウィンドウ位置検出器22から、sinθm/c
osθmに相当する信号を、位相補正器21に位相補正量
信号として与え、符号を調整する信号を、位相補正器2
1に符号補正信号として与えれば、図2の位相補正器2
1は、I信号およびQ信号に、式(3)で表現される位
相の回転に応じた補正をする。
ある。A’は、位相補正器21からIデータとして出力
される値を示し、B’は、位相補正器21からQデータ
として出力される値を示す。式(3)において、cosθm
の符号により、位相補正器21の出力の符号を調整する
必要がある。ウィンドウ位置検出器22から、sinθm/c
osθmに相当する信号を、位相補正器21に位相補正量
信号として与え、符号を調整する信号を、位相補正器2
1に符号補正信号として与えれば、図2の位相補正器2
1は、I信号およびQ信号に、式(3)で表現される位
相の回転に応じた補正をする。
【0043】このように、4組の乗算が含まれる式
(2)に基づく位相補正器21の構成では、乗算器が4
個必要であるが、位相の回転のみを補正する式(3)に
基づく構成とすることにより、位相補正器21は、乗算
器を2個に削減しても、構成することができる。
(2)に基づく位相補正器21の構成では、乗算器が4
個必要であるが、位相の回転のみを補正する式(3)に
基づく構成とすることにより、位相補正器21は、乗算
器を2個に削減しても、構成することができる。
【0044】また、位相補正器21は、図3に示す構成
とすることもできる。差動復調器7からの差動復調され
たI信号の入力は、乗算器31−1に供給されると共
に、加算器33に供給される。差動復調器7からの差動
復調されたQ信号の入力は、乗算器31−2に供給され
ると共に、減算器32の減算入力に供給される。ウィン
ドウ位置検出器32から供給される信号に応じた位相補
正量信号は、乗算器31−1および乗算器31−2に供
給される。乗算器31−1の出力、すなわち、I信号と
位相補正量信号を乗じた結果は、減算器32の被減算入
力に供給される。乗算器31−2の出力、すなわち、Q
信号と位相補正量信号を乗じた結果は、加算器33に供
給される。
とすることもできる。差動復調器7からの差動復調され
たI信号の入力は、乗算器31−1に供給されると共
に、加算器33に供給される。差動復調器7からの差動
復調されたQ信号の入力は、乗算器31−2に供給され
ると共に、減算器32の減算入力に供給される。ウィン
ドウ位置検出器32から供給される信号に応じた位相補
正量信号は、乗算器31−1および乗算器31−2に供
給される。乗算器31−1の出力、すなわち、I信号と
位相補正量信号を乗じた結果は、減算器32の被減算入
力に供給される。乗算器31−2の出力、すなわち、Q
信号と位相補正量信号を乗じた結果は、加算器33に供
給される。
【0045】減算器32の出力、すなわち、((I信号
×位相補正量信号)−Q信号)は、符号選択器34−1
に供給される。加算器33の出力、すなわち、(I信号
+(Q信号×位相補正量信号))は、符号選択器34−
2に供給される。符号選択器34−1は、符号補正信号
の入力に応じて、減算器32から入力した信号の符号を
反転し、または信号の符号を反転せずに、識別判定器8
に出力する。符号選択器34−2は、符号補正信号の入
力に応じて、加算器33から入力した信号の符号を反転
して、または信号の符号を反転せずに、識別判定器8に
出力する。
×位相補正量信号)−Q信号)は、符号選択器34−1
に供給される。加算器33の出力、すなわち、(I信号
+(Q信号×位相補正量信号))は、符号選択器34−
2に供給される。符号選択器34−1は、符号補正信号
の入力に応じて、減算器32から入力した信号の符号を
反転し、または信号の符号を反転せずに、識別判定器8
に出力する。符号選択器34−2は、符号補正信号の入
力に応じて、加算器33から入力した信号の符号を反転
して、または信号の符号を反転せずに、識別判定器8に
出力する。
【0046】このときの、位相補正器21の補正の動作
は、式(2)の右辺をsinθmで括る、式(4)で表現で
きる。
は、式(2)の右辺をsinθmで括る、式(4)で表現で
きる。
【0047】
【数4】
【0048】ただし、c'は、cosθm/sinθmである。
A’’は、位相補正器21からIデータとして出力され
る値を示し、B’’は、位相補正器21からQデータと
して出力される値を示す。式(4)においても、sinθm
の符号により、位相補正器21の出力の符号を調整する
必要がある。ウィンドウ位置検出器22から、cosθm/s
inθmに相当する信号を、位相補正器21に位相補正量
信号として入力し、符号を調整する信号を、位相補正器
21に符号補正信号として入力すれば、図3の位相補正
器21は、I信号およびQ信号に、式(4)で表現され
る位相の回転の補正を加えて出力する。
A’’は、位相補正器21からIデータとして出力され
る値を示し、B’’は、位相補正器21からQデータと
して出力される値を示す。式(4)においても、sinθm
の符号により、位相補正器21の出力の符号を調整する
必要がある。ウィンドウ位置検出器22から、cosθm/s
inθmに相当する信号を、位相補正器21に位相補正量
信号として入力し、符号を調整する信号を、位相補正器
21に符号補正信号として入力すれば、図3の位相補正
器21は、I信号およびQ信号に、式(4)で表現され
る位相の回転の補正を加えて出力する。
【0049】以上のように、式(4)に基づく構成で
も、位相補正器21は、乗算器を2個のみで構成でき
る。
も、位相補正器21は、乗算器を2個のみで構成でき
る。
【0050】位相補正器21の更に他の構成を、図4に
示す。乗算器31−1および31−2、減算器32、並
びに加算器33は、図2の場合と同様なので、その説明
は適宜省略する。入力選択器41は、入力選択信号が、
例えば”0”の場合、I信号の入力を減算器32の被減
算入力および乗算器31−2に供給し、Q信号の入力を
乗算器31−1および加算器33に供給する。逆に、入
力選択信号が、例えば”1”の場合、入力選択器41
は、Q信号の入力を減算器32の被減算入力および乗算
器31−2に供給し、I信号の入力を乗算器31−1お
よび加算器33に供給する。I信号符号補正信号は、入
力選択信号が、”1”のとき、”1”の値を有する。入
力選択信号が、”0”のとき、I信号符号補正信号
は、”0”の値を有する。符号選択器34−1は、I信
号符号補正信号が”1”の値を有するとき、符号補正信
号の入力に応じて符号を変更した信号を、再度、反転し
て識別判定器8に出力する。I信号符号補正信号が”
0”の値を有するとき、符号選択器34−1は、符号補
正信号の入力に応じて符号を変更した信号をそのまま識
別判定器8に出力する。
示す。乗算器31−1および31−2、減算器32、並
びに加算器33は、図2の場合と同様なので、その説明
は適宜省略する。入力選択器41は、入力選択信号が、
例えば”0”の場合、I信号の入力を減算器32の被減
算入力および乗算器31−2に供給し、Q信号の入力を
乗算器31−1および加算器33に供給する。逆に、入
力選択信号が、例えば”1”の場合、入力選択器41
は、Q信号の入力を減算器32の被減算入力および乗算
器31−2に供給し、I信号の入力を乗算器31−1お
よび加算器33に供給する。I信号符号補正信号は、入
力選択信号が、”1”のとき、”1”の値を有する。入
力選択信号が、”0”のとき、I信号符号補正信号
は、”0”の値を有する。符号選択器34−1は、I信
号符号補正信号が”1”の値を有するとき、符号補正信
号の入力に応じて符号を変更した信号を、再度、反転し
て識別判定器8に出力する。I信号符号補正信号が”
0”の値を有するとき、符号選択器34−1は、符号補
正信号の入力に応じて符号を変更した信号をそのまま識
別判定器8に出力する。
【0051】すなわち、位相補正器21は、入力選択信
号が”0”の場合、式(3)に対応する接続(図2に示
す位相補正器21と同様の接続)となり、入力選択信号
が”1”の場合、式(4)に対応する接続(図3に示す
位相補正器21と同様の接続)となる。
号が”0”の場合、式(3)に対応する接続(図2に示
す位相補正器21と同様の接続)となり、入力選択信号
が”1”の場合、式(4)に対応する接続(図3に示す
位相補正器21と同様の接続)となる。
【0052】式(3)で使用したc(=sinθm/cosθm)の
値、および式(4)で使用したc'(=cosθm/sinθm)の値
は、θmの値により、1以上の大きな値を有するときが
ある。1以上の大きな値を入力しても演算が可能な乗算
器31−1および31−2の実現は、極めて大規模な回
路を必要とする。そこで、cおよびc'の値に応じて、1
未満の値を有するcまたはc'を選択し、それに応じて入
力選択信号を切り換えることにより、乗算器31−1お
よび31−2の回路規模を削減することができる。な
お、cおよびc'は、互いに逆数であるので、必ず、どち
らかが、1以下の値を有する。
値、および式(4)で使用したc'(=cosθm/sinθm)の値
は、θmの値により、1以上の大きな値を有するときが
ある。1以上の大きな値を入力しても演算が可能な乗算
器31−1および31−2の実現は、極めて大規模な回
路を必要とする。そこで、cおよびc'の値に応じて、1
未満の値を有するcまたはc'を選択し、それに応じて入
力選択信号を切り換えることにより、乗算器31−1お
よび31−2の回路規模を削減することができる。な
お、cおよびc'は、互いに逆数であるので、必ず、どち
らかが、1以下の値を有する。
【0053】また、処理の高速化の為、位相補正器21
は、位相補正量信号の算出において必要となる、所定の
θmに対するcosθmおよびsinθmの値を予め記憶してお
き、復調のときのθmに応じて、記憶している値を利用
する。ここで、θmに対する、cosθm、sinθm、c(=sin
θm/cosθm)、およびc'(=cosθm/sinθm)の値の変化を
図5に示す。cosθmおよびsinθmを示す線は、θm=πの
位置を中心に、左右対称である。従って、位相補正器2
1は、θmが0乃至πに対する、cosθmおよびsinθmの値
を記憶すれば、符号の変更などの所定の演算を行うこと
で、位相補正量信号を算出し、補正の処理が実行でき
る。
は、位相補正量信号の算出において必要となる、所定の
θmに対するcosθmおよびsinθmの値を予め記憶してお
き、復調のときのθmに応じて、記憶している値を利用
する。ここで、θmに対する、cosθm、sinθm、c(=sin
θm/cosθm)、およびc'(=cosθm/sinθm)の値の変化を
図5に示す。cosθmおよびsinθmを示す線は、θm=πの
位置を中心に、左右対称である。従って、位相補正器2
1は、θmが0乃至πに対する、cosθmおよびsinθmの値
を記憶すれば、符号の変更などの所定の演算を行うこと
で、位相補正量信号を算出し、補正の処理が実行でき
る。
【0054】また、cosθmは、θmが0乃至πの範囲にお
いて、θm=π/2の位置を中心に、そのグラフが左右対称
になる値を有し、θmがπ乃至2πの範囲において、θm=
3π/2の位置を中心に、そのグラフが左右対称になる値
を有する。同様に、sinθmは、θmが0乃至πの範囲にお
いて、θm=π/2の位置を中心に、そのグラフが点対称と
なる値を有し、θmがπ乃至2πの範囲において、θm=3
π/2の位置を中心に、そのグラフが点対称となる値を有
する。すなわち、位相補正器21は、θmが0乃至π/2に
おける、cosθmおよびsinθmの値を記憶すれば、符号の
変更などの所定の演算を行うことで、位相補正量信号を
算出し、補正の処理が実行できる。
いて、θm=π/2の位置を中心に、そのグラフが左右対称
になる値を有し、θmがπ乃至2πの範囲において、θm=
3π/2の位置を中心に、そのグラフが左右対称になる値
を有する。同様に、sinθmは、θmが0乃至πの範囲にお
いて、θm=π/2の位置を中心に、そのグラフが点対称と
なる値を有し、θmがπ乃至2πの範囲において、θm=3
π/2の位置を中心に、そのグラフが点対称となる値を有
する。すなわち、位相補正器21は、θmが0乃至π/2に
おける、cosθmおよびsinθmの値を記憶すれば、符号の
変更などの所定の演算を行うことで、位相補正量信号を
算出し、補正の処理が実行できる。
【0055】更に、cosθmおよびsinθmを基に算出され
るcおよびc'は、θmが0乃至π/2の範囲において、θm=
π/4の位置を中心に、そのグラフが左右対称であり、θ
mが0乃至πの範囲において、θm=π/2の位置を中心に、
そのグラフが点対称となる値を有する。θmがπ乃至2π
の範囲におけるcおよびc'の値は、θmが0乃至π/2の範
囲におけるcおよびc'の値と同一の値が繰り返し出現す
る。従って、位相補正器21は、θmが0乃至π/4におけ
る、c(=sinθm/cosθm)の値を記憶すれば、θmがπ/4乃
至2πの値を有しても、所定の演算によりθmに対応する
cまたはc'の値を求めることができ、cまたはc'に応じ
て、図4の入力選択信号を切り換えることにより、補正
の処理が実行できる。
るcおよびc'は、θmが0乃至π/2の範囲において、θm=
π/4の位置を中心に、そのグラフが左右対称であり、θ
mが0乃至πの範囲において、θm=π/2の位置を中心に、
そのグラフが点対称となる値を有する。θmがπ乃至2π
の範囲におけるcおよびc'の値は、θmが0乃至π/2の範
囲におけるcおよびc'の値と同一の値が繰り返し出現す
る。従って、位相補正器21は、θmが0乃至π/4におけ
る、c(=sinθm/cosθm)の値を記憶すれば、θmがπ/4乃
至2πの値を有しても、所定の演算によりθmに対応する
cまたはc'の値を求めることができ、cまたはc'に応じ
て、図4の入力選択信号を切り換えることにより、補正
の処理が実行できる。
【0056】sinθm、cosθm、およびsinθm/cosθmの
有効桁数を同じとすれば、θmが0乃至π/4の範囲におけ
るc(=sinθm/cosθm)の値を記憶するのに必要な記憶容
量は、θmが0乃至2πの範囲におけるsinθmおよびcosθ
mの値を記憶するのに必要な記憶の容量に対し、θmの範
囲が1/8であり、かつ、sinθmおよびcosθmのそれぞれ
の値から、sinθm/cosθmのみの値で済むので、1/16の
大きさでよい。
有効桁数を同じとすれば、θmが0乃至π/4の範囲におけ
るc(=sinθm/cosθm)の値を記憶するのに必要な記憶容
量は、θmが0乃至2πの範囲におけるsinθmおよびcosθ
mの値を記憶するのに必要な記憶の容量に対し、θmの範
囲が1/8であり、かつ、sinθmおよびcosθmのそれぞれ
の値から、sinθm/cosθmのみの値で済むので、1/16の
大きさでよい。
【0057】以上のように、位相補正器21は、式
(2)に対応する構成では、4つの乗算器並びにcosθ
およびsinθを記憶する大量の記憶回路が必要である
が、図4の構成を有することにより、2つの乗算器と、
0乃至π/4の範囲におけるsinθ/cosθの値を記憶する小
容量の記憶回路で構成することが可能となる。
(2)に対応する構成では、4つの乗算器並びにcosθ
およびsinθを記憶する大量の記憶回路が必要である
が、図4の構成を有することにより、2つの乗算器と、
0乃至π/4の範囲におけるsinθ/cosθの値を記憶する小
容量の記憶回路で構成することが可能となる。
【0058】図6は、復調装置の他の実施の形態の構成
を示すブロック図である。図6に示す復調装置におい
て、基本的な構成および動作は、図1に示す復調装置と
同様であり、その説明は適宜省略し、図1との相違点に
ついて説明する。ウィンドウ位置検出器52は、ガード
インターバルに対応する期間の変化量が、増減方向と
も、一定量であり、ガードインターバルに対応する期間
を変更したか否か、およびガードインターバルに対応す
る期間の変化の方向の情報のみを位相補正器31に供給
する。位相補正器51は、ウィンドウ位置検出器52か
ら入力された情報を基に、予め定めた位相回転量に対応
する補正の処理を実行する。
を示すブロック図である。図6に示す復調装置におい
て、基本的な構成および動作は、図1に示す復調装置と
同様であり、その説明は適宜省略し、図1との相違点に
ついて説明する。ウィンドウ位置検出器52は、ガード
インターバルに対応する期間の変化量が、増減方向と
も、一定量であり、ガードインターバルに対応する期間
を変更したか否か、およびガードインターバルに対応す
る期間の変化の方向の情報のみを位相補正器31に供給
する。位相補正器51は、ウィンドウ位置検出器52か
ら入力された情報を基に、予め定めた位相回転量に対応
する補正の処理を実行する。
【0059】このように、図1の復調装置に比べ、より
簡単な構成で、図6の復調装置は、サンプリングクロッ
ク周波数の再生を行わずに、OFDM方式の信号を復調する
ことができる。
簡単な構成で、図6の復調装置は、サンプリングクロッ
ク周波数の再生を行わずに、OFDM方式の信号を復調する
ことができる。
【0060】また、復調装置は、図7に示すように、位
相補正器61をFFT演算器6と差動復調器7の間に位置
する構成としてもよい。図1の位相補正器21は、FFT
演算器6が、ガードインターバルの長さを変更したとき
のみ、その変更に対応した信号をウィンドウ位置検出器
22から受け取り、差動復調器7の出力の位相を補正す
るが、図7の位相補正器61は、副搬送波の位相不確定
による影響を防止するため、ウィンドウ位置検出器62
から、常時、ガードインターバルの長さを示す信号を受
け取り、現在位相補正器61が記憶している位相回転量
(θm)を補正し、その値を基に、FFT演算器6の全ての
出力の位相を補正する。図7に示す復調装置は、図1に
示す構成を有する場合に比較し、差動復調の前に常時、
位相を補正する為、差動復調器7に入力される信号の位
相のずれがほとんどなくなり、差動復調器7の構成が簡
単になり、出力の雑音が低下する利点がある。
相補正器61をFFT演算器6と差動復調器7の間に位置
する構成としてもよい。図1の位相補正器21は、FFT
演算器6が、ガードインターバルの長さを変更したとき
のみ、その変更に対応した信号をウィンドウ位置検出器
22から受け取り、差動復調器7の出力の位相を補正す
るが、図7の位相補正器61は、副搬送波の位相不確定
による影響を防止するため、ウィンドウ位置検出器62
から、常時、ガードインターバルの長さを示す信号を受
け取り、現在位相補正器61が記憶している位相回転量
(θm)を補正し、その値を基に、FFT演算器6の全ての
出力の位相を補正する。図7に示す復調装置は、図1に
示す構成を有する場合に比較し、差動復調の前に常時、
位相を補正する為、差動復調器7に入力される信号の位
相のずれがほとんどなくなり、差動復調器7の構成が簡
単になり、出力の雑音が低下する利点がある。
【0061】なお、上記したような処理を行うコンピュ
ータプログラムをユーザに提供する提供媒体としては、
磁気ディスク、CD-ROM、固体メモリなどの記録媒体の
他、ネットワーク、衛星などの通信媒体を利用すること
ができる。
ータプログラムをユーザに提供する提供媒体としては、
磁気ディスク、CD-ROM、固体メモリなどの記録媒体の
他、ネットワーク、衛星などの通信媒体を利用すること
ができる。
【0062】
【発明の効果】請求項1に記載の復調装置、請求項6に
記載の復調方法、および請求項7に記載の提供媒体によ
れば、入力された信号を、固定の周波数のクロックでサ
ンプリングし、信号の有効シンボルの期間を検出し、検
出した有効シンボルの期間を基に、信号を高速フーリエ
変換し、有効シンボルの期間のスタート位置の移動に応
じて、変換手段の出力を補正するようにしたので、サン
プリングクロック周波数の再生を行なう必要がなく、間
欠に送信される信号を瞬時に復調することができるよう
になる。
記載の復調方法、および請求項7に記載の提供媒体によ
れば、入力された信号を、固定の周波数のクロックでサ
ンプリングし、信号の有効シンボルの期間を検出し、検
出した有効シンボルの期間を基に、信号を高速フーリエ
変換し、有効シンボルの期間のスタート位置の移動に応
じて、変換手段の出力を補正するようにしたので、サン
プリングクロック周波数の再生を行なう必要がなく、間
欠に送信される信号を瞬時に復調することができるよう
になる。
【図1】本発明を適用した復調装置の一実施の形態のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図2】位相補正器21の構成を説明する図である。
【図3】位相補正器21の構成を説明する図である。
【図4】位相補正器21の構成を説明する図である。
【図5】cosθm、sinθm、c、およびc'の値の変化を示
す図である。
す図である。
【図6】本発明を適用した復調装置の他の実施の形態の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図7】本発明を適用した復調装置のさらに他の実施の
形態のブロック図である。
形態のブロック図である。
【図8】OFDM方式の伝送波形の周波数分布を示す図であ
る。
る。
【図9】OFDM方式の伝送波形の時間変化を示す図であ
る。
る。
【図10】伝送フレームの構成を示す図である。
【図11】OFDM方式を利用した従来の復調装置の構成例
を示す図である。
を示す図である。
3 A/D変換器, 6 FFT演算器, 7 差動復調
器, 21 位相補正器, 22 ウィンドウ位置検出
器, 23 発振器, 31−1,31−2乗算器,
32 減算器, 33 加算器, 34−1,34−2
符号選択器, 41 入力選択器, 51 位相補正
器, 52 ウィンドウ位置検出器,61 位相補正
器, 62 ウィンドウ位置検出器
器, 21 位相補正器, 22 ウィンドウ位置検出
器, 23 発振器, 31−1,31−2乗算器,
32 減算器, 33 加算器, 34−1,34−2
符号選択器, 41 入力選択器, 51 位相補正
器, 52 ウィンドウ位置検出器,61 位相補正
器, 62 ウィンドウ位置検出器
Claims (7)
- 【請求項1】 直交周波数分割多重方式で変調された信
号を復調する復調装置において、 入力された前記信号を、固定の周波数のクロックでサン
プリングするサンプリング手段と、 前記信号の有効シンボルの期間を検出する検出手段と、 前記検出手段が検出した有効シンボルの期間を基に、前
記信号をフーリエ変換する変換手段と、 前記有効シンボルの期間のスタート位置の移動に応じ
て、前記変換手段の出力を補正する補正手段とを備える
ことを特徴とする復調装置。 - 【請求項2】 前記補正手段は、前記スタート位置の移
動の方向に応じて、予め決めた補正量で前記出力を補正
することを特徴とする請求項1に記載の復調装置。 - 【請求項3】 前記補正手段は、前記スタート位置の移
動に応じて、前記出力の位相を補正することを特徴とす
る請求項1に記載の復調装置。 - 【請求項4】 前記補正手段は、前記スタート位置の移
動の量に応じて、補正の演算を切り換えることを特徴と
する請求項1に記載の復調装置。 - 【請求項5】 前記補正手段は、前記有効シンボルの期
間のスタート位置の移動の量を積算し、その積算量に応
じて前記出力を補正することを特徴とする請求項1に記
載の復調装置。 - 【請求項6】 直交周波数分割多重方式で変調された信
号を復調する復調方法において、 入力された前記信号を、固定の周波数のクロックでサン
プリングするサンプリングステップと、 前記信号の有効シンボルの期間を検出する検出ステップ
と、 前記検出ステップで検出した有効シンボルの期間を基
に、前記信号をフーリエ変換する変換ステップと、 前記有効シンボルの期間のスタート位置の移動に応じ
て、前記変換ステップでの出力を補正する補正ステップ
とを含むことを特徴とする復調方法。 - 【請求項7】 直交周波数分割多重方式で変調された信
号を復調する復調装置に、 入力された前記信号を、固定の周波数のクロックでサン
プリングするサンプリングステップと、 前記信号の有効シンボルの期間を検出する検出ステップ
と、 前記検出ステップで検出した有効シンボルの期間を基
に、前記信号をフーリエ変換する変換ステップと、 前記有効シンボルの期間のスタート位置の移動に応じ
て、前記変換ステップでの出力を補正する補正ステップ
とを含む処理を実行させるコンピュータが読み取り可能
なプログラムを提供することを特徴とする提供媒体。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP10315644A JP2000151545A (ja) | 1998-11-06 | 1998-11-06 | 復調装置および方法、並びに提供媒体 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP10315644A JP2000151545A (ja) | 1998-11-06 | 1998-11-06 | 復調装置および方法、並びに提供媒体 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2000151545A true JP2000151545A (ja) | 2000-05-30 |
Family
ID=18067855
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP10315644A Withdrawn JP2000151545A (ja) | 1998-11-06 | 1998-11-06 | 復調装置および方法、並びに提供媒体 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2000151545A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008211365A (ja) * | 2007-02-23 | 2008-09-11 | Mitsubishi Electric Corp | 復調器およびフレーム同期方法 |
US7702024B2 (en) | 2005-07-19 | 2010-04-20 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Sampling frequency offset estimation apparatus and method for OFDM system |
US8885456B2 (en) | 2009-07-10 | 2014-11-11 | Mitsubishi Electric Corporation | Demodulator and frame synchronization method |
-
1998
- 1998-11-06 JP JP10315644A patent/JP2000151545A/ja not_active Withdrawn
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7702024B2 (en) | 2005-07-19 | 2010-04-20 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Sampling frequency offset estimation apparatus and method for OFDM system |
JP2008211365A (ja) * | 2007-02-23 | 2008-09-11 | Mitsubishi Electric Corp | 復調器およびフレーム同期方法 |
US8885456B2 (en) | 2009-07-10 | 2014-11-11 | Mitsubishi Electric Corporation | Demodulator and frame synchronization method |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20060110 |