JP2000081413A

JP2000081413A - ガス濃度検出装置

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Publication number: JP2000081413A
Application number: JP10251285A
Authority: JP
Inventors: Toshiyuki Suzuki; 敏行鈴木; Hidekazu Kurokawa; 英一黒川; Satoshi Haneda; 聡羽田; Tomoo Kawase; 友生川瀬
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 1998-09-04
Filing date: 1998-09-04
Publication date: 2000-03-21
Anticipated expiration: 2018-09-04
Also published as: JP3846058B2; US6478940B1; DE69941443D1; EP0984275A3; EP0984275B1; EP0984275A2

Abstract

(57)【要約】【課題】印加電圧の発振を防止し、ガス濃度を精度良く
検出する。【解決手段】限界電流式のＡ／Ｆセンサ１０はセンサ素
子部への電圧印加に伴い、排ガス中の酸素濃度に応じた
素子電流を出力する。印加電圧制御回路２１は、オペア
ンプ２１ａと抵抗２１ｂ，２１ｃとからなり、同制御回
路２１の出力はドライバ回路２２を介してＡ／Ｆセンサ
１０の一方の端子に印加される。Ａ／Ｆセンサ１０の他
方の端子には、電流検出用抵抗２４を介してオペアンプ
２３の出力端子が接続される。電流検出用抵抗２４によ
り検出される素子電流の検出値はバッファ２８を介して
印加電圧制御回路２１に帰還される。印加電圧制御回路
２１では、Ｖ−Ｉ座標上の印加電圧線の傾きが、センサ
活性状態での素子の交流インピーダンスを基準として当
該インピーダンスにて規定される傾きよりも大きくなる
よう利得が設定される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えば車両用エン
ジンの排出ガス中の酸素濃度など、被検出ガス中の特定
成分の濃度を検出するためのガス濃度センサを用いたガ
ス濃度検出装置に適用され、当該ガス濃度センサへの印
加電圧を好適に制御するためのガス濃度検出装置に関す
るものである。

【０００２】

【従来の技術】固体電解質を用いて被検出ガス中の特定
成分の濃度を検出するガス濃度センサとして、例えば排
ガス中の酸素濃度を検出するための限界電流式空燃比セ
ンサ（Ａ／Ｆセンサ）が開示されている。このＡ／Ｆセ
ンサは、センサ素子に電圧が印加されるとその電圧印加
に伴い排ガス中の酸素濃度（空燃比）に応じた電流信号
を出力する。なお、ジルコニア等の固体電解質（センサ
素子）を用いた限界電流式センサの場合、例えば印加電
圧の周波数１ｋＨｚ以上の領域で安定する交流特性を有
し、素子抵抗検出時にはその交流特性に応じた周波数で
電圧が印加される。センサ交流特性を利用して素子抵抗
を検出する場合、印加電圧の変化量とそれに伴う電流変
化量とから素子の交流インピーダンスが求められる（交
流インピーダンス＝電圧変化量／電流変化量）。

【０００３】ここで、空燃比を正確に検出するために
は、印加電圧を適切に制御する必要があり、その一手法
として例えば本願出願人による特開平１０−１８５８６
１号の「空燃比検出装置」が提案されている。同出願の
装置では、Ａ／Ｆセンサへの印加電圧をマイコンを用い
て制御し、特にＡ／Ｆセンサへの印加電圧を変化させる
際にその変化速度を可変に設定していた。つまり、スト
イキ近傍領域など、特定領域において印加電圧の変化率
を他の領域よりも小さくし、それにより、空燃比の検出
精度を上げるようにしていた。

【０００４】ところで、上記のようにマイコンを使って
Ａ／Ｆセンサへの印加電圧を制御する場合、マイコンに
て指令される印加電圧はＤ／Ａ変換器にてアナログ信号
に変換された後Ａ／Ｆセンサに印加されるが、同センサ
への印加電圧が所定周期でデジタル的に変化すると、図
１６に示されるように、素子の交流特性によって素子電
流（センサ電流）にテーリングが発生し空燃比の検出精
度が悪化する。このテーリングを抑える目的で印加電圧
の変化ステップを小さくしようとすると、Ｄ／Ａ変換器
の分解能を上げなくてはならず、コスト高になるという
問題が生ずる。

【０００５】また、この種のＡ／Ｆセンサにおいて、例
えばその活性状態や劣化状態を知るには、固体電解質の
内部抵抗（素子抵抗）を検出することが必要になる。こ
の場合、素子抵抗検出時には空燃比検出を一時的に中断
しなくてはならない反面、素子抵抗検出に伴う空燃比検
出の不可期間をできる限り短縮したいという要求があ
る。従ってこの要求に応えるには、高速なＤ／Ａ，Ａ／
Ｄ変換器やマイコン等が必要になり、自ずと高コスト化
を招く。

【０００６】以上のようにマイコンを使用した装置では
様々な不都合を生じる。そのため、本願発明者らは上記
の不都合を回避すべく、マイコンの代わりにアナログ回
路を使って印加電圧を制御することのできる空燃比検出
装置を検討している。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、アナロ
グ回路を使って空燃比検出装置を具体化する場合、以下
に示す問題が生ずる。

【０００８】要するに、上記限界電流式センサは図３に
示されるようなＶ−Ｉ特性を有する。図３の特性では、
Ｖ軸（横軸）に平行な直線部分がセンサ素子に流れる限
界電流（素子電流Ｉｐ）を特定する限界電流検出域に相
当し、この素子電流Ｉｐの増減が空燃比の増減（すなわ
ち、リーン・リッチの程度）に対応する。つまり、空燃
比がリーン側になるほど素子電流Ｉｐは増大し、空燃比
がリッチ側になるほど素子電流Ｉｐは減少する。

【０００９】このＶ−Ｉ特性において、Ｖ軸に平行な直
線部分よりも小さい電圧域は抵抗支配領域となってお
り、その抵抗支配領域における一次直線部分の傾きは直
流素子抵抗Ｒｉにより特定される。因みに、Ｖ−Ｉ座標
上にて規定される直流素子抵抗Ｒｉと、素子の交流イン
ピーダンスＺａｃとは特定の関係を有し、一般には「Ｒ
ｉ＞Ｚａｃ」の関係があることが知られている。

【００１０】また、図３のＶ−Ｉ座標上には抵抗支配領
域における一次直線部分に平行に印加電圧線Ｌ１が与え
られ、この印加電圧線Ｌ１に沿ってその時々の空燃比に
応じた印加電圧が設定される。従って、仮に空燃比がリ
ーン側に移行すると、Ａ／Ｆセンサに流れる素子電流Ｉ
ｐが増えて印加電圧がより大きな値に変更される。つま
り、素子電流Ｉｐが増えると印加電圧も増えるというよ
うに、印加電圧がポジティブフィードバック（正帰還）
される。このため、回路構成上の利得が「１」を超える
と印加電圧が発振してしまう。

【００１１】より具体的には、外乱等の要因により印加
電圧が急変すると、先述の交流特性に従い素子電流が急
変し、回路の利得が「１」を超えると最適な印加電圧よ
りも大きな電圧がＡ／Ｆセンサに印加される。この場
合、印加電圧は電源電圧で制限されるまで増大し続け、
その後、減少に転じる。この状態が繰り返されると印加
電圧が発振する。印加電圧が発振すると、空燃比の検出
精度に悪影響が及ぶだけでなく、Ａ／Ｆセンサに過大な
印加電圧が長時間加わり、素子破壊を招くおそれが生ず
る。

【００１２】また他の従来技術として、特許第２５０９
９０５号公報の「空燃比センサ」には、センサの印加電
圧を、その時々のポンプ電流（空燃比）に対応させつつ
ポンプ電流が零の点でステップ状に変化するように制御
する旨が開示されている。或いは特公平７−１８８３７
号公報の「空燃比検出装置」には、センサの第１，第２
の電極間に発生する起電力を計測すると共に、その起電
力が所定値になるようにセンサの印加電圧を制御する旨
が開示されている。

【００１３】ところが、上記各公報の従来技術の場合、
センサ交流特性に対する配慮がなく、ノイズ等による急
激な電圧変化の際には既述の通り印加電圧が発振すると
いう事態を招く。

【００１４】本発明は、上記問題に着目してなされたも
のであって、その目的とするところは、印加電圧の発振
を防止し、ガス濃度を精度良く検出することができるガ
ス濃度検出装置を提供することである。

【００１５】

【課題を解決するための手段】ガス濃度センサへの印加
電圧を制御するための印加電圧制御回路は、センサに流
れる電流の検出値（電流信号）を取り込んでその電流信
号に応じて印加電圧を変化させる。この場合、回路全体
ではポジティブフィードバックとなるため、全体の利得
が「１」を超えるとセンサ交流特性により印加電圧が発
振する。

【００１６】これは、ガス濃度センサの交流特性が図１
７のようにハイパスフィルタ（ＨＰＦ）と同じような特
性になるためである。また、同センサは、図１３（ａ）
で示すモデルで表すことができるため、周波数が高くな
ると端子間抵抗は低下する。なお図１３（ａ）におい
て、Ｒｇは酸素イオンに対する固体電解質の粒子抵抗、
ＲｉとＣｉはそれぞれ固体電解質の粒子の界面における
粒子抵抗と粒界容量、ＲｆとＣｆはそれぞれ電極界面抵
抗と電極界面容量である。

【００１７】一方、ガス濃度センサにおいては、入力＝
印加電圧（Ｖ）、出力＝センサ電流（Ｉ）となることか
ら、同センサのゲインは、ゲイン＝出力／入力＝センサ電流（Ｉ）／印加電圧（Ｖ）＝１／Ｒとなる。従って、固体電解質の直流素子抵抗Ｒｉが同固
体電解質の交流インピーダンスＺａｃよりも大きいこと
（Ｒｉ＞Ｚａｃ）を併せ考えれば、交流インピーダンス
の方がゲインが大きくなることが分かる。

【００１８】またこの場合、図１８に示されるように、
ガス濃度センサの静特性であるＶ−Ｉ特性の直流素子抵
抗Ｒｉに平行な印加電圧線を引くと（Ｒｉ＝ＲＧとす
る）、直流的な変化に対しては適切な電圧が印加され
る。しかしながら、過渡的な変化（交流的な変化）に対
しては適切な電圧が印加できないために印加電圧が発振
してしまう。つまり、センサ特有の性質により発振を引
き起こす。

【００１９】そこで、ガス濃度センサの出力を発振させ
ないための安定条件を決める。すなわち図１９のモデル
において、同センサの伝達特性を、

【００２０】

【数１】とし、印加電圧制御回路及びシャント抵抗により決定さ
れる印加電圧線の傾きを「ＲＧ」とした時、同モデルの
伝達関数は、

【００２１】

【数２】となる。ここで、Ｔはセンサの時定数である。また、特
性方程式は、

【００２２】

【数３】で表され、この特性方程式から、発振しない条件、すな
わち安定条件は、ＲＧ＜Ｚａｃとなる。

【００２３】以上のことから、請求項１に記載の発明で
は、印加電圧制御回路による電流信号に応じた印加電圧
の変化率から得られる抵抗値（ＲＧ＝Ｖ／Ｉ）を、前記
センサ素子の有する交流インピーダンス（Ｚａｃ）より
も小さくする。また、上記請求項１を具体化する一態様
として、請求項２に記載の発明では、印加電圧制御回路
においてガス濃度センサへの印加電圧を決定するための
Ｖ−Ｉ座標上の印加電圧線の傾きを、センサ活性状態で
のセンサ素子の交流インピーダンスを基準として当該イ
ンピーダンスにて規定される傾きよりも大きくする。つ
まり図６に示すＶ−Ｉ座標上において、センサの直流素
子抵抗（図では９０Ω）と同じ傾きの印加電圧線Ｌａや
センサの交流インピーダンスと同じ傾きの印加電圧線Ｌ
ｂよりも傾きの大きな印加電圧線Ｌｃを使い、その印加
電圧線Ｌｃにより印加電圧を制御する。

【００２４】請求項１，２によれば、例えばノイズ等の
外乱により印加電圧が急激に変化しても、その印加電圧
が印加電圧制御回路により増幅されて発振に至るという
問題が回避される。従って、印加電圧の発振を防止し、
ガス濃度を精度良く検出することができる。また上記構
成によれば、高価なマイコンを使わなくても印加電圧の
発振が抑制できる。マイコンを使わなくてよいことか
ら、印加電圧の変化時にテーリングが発生するといった
不具合も解消される。

【００２５】なお、センサ素子の交流インピーダンスは
素子温の上昇に伴い低下するため、素子温が高いほど印
加電圧が発振しやすくなる。そこで請求項２において
は、センサ素子が温度上昇しうる最高温度でも印加電圧
が発振しないように、当該最高温度での交流インピーダ
ンスを基準として印加電圧線の傾きを決定すると良い。

【００２６】請求項３に記載の発明では、印加電圧制御
回路による電流信号に応じた印加電圧の変化速度を遅延
させる。この場合、例えばノイズ等の外乱により印加電
圧が急激に変化しても、その印加電圧の変化速度が遅延
されることで発振現象が抑えられる。従って、印加電圧
の発振を防止し、ガス濃度を精度良く検出することがで
きる。

【００２７】前記請求項３の発明を実現するための具体
的な構成として、請求項４に記載の発明では、印加電圧
制御回路の印加電圧により単位時間当たりに得られる抵
抗値が前記センサ素子の有する交流インピーダンスより
も小であるように、同印加電圧制御回路による印加電圧
の変化速度を遅延させる。

【００２８】要するに、印加電圧が図２０（ａ）のよう
に変化すると、電流信号（素子電流）は同図（ｂ）のよ
うに変化する。印加電圧の急変時には単位時間当たりの
電圧変化が大きい、すなわち周波数成分が高いため、ガ
ス濃度センサの交流特性から交流インピーダンスＺａｃ
は小さくなる。ところが、印加電圧の急変後は周波数成
分が低下するのために交流インピーダンスＺａｃは次第
に大きくなる（図１７の周波数特性参照）。また、図２
０（ｃ）のように、ガス濃度センサの端子間抵抗は、単
位時間毎に見かけ上変化する。

【００２９】この場合、印加電圧の発振を防止するに
は、印加電圧線により単位時間毎に得られる抵抗値をセ
ンサ素子の有する交流インピーダンスよりも小さくし、
印加電圧が立った状態にすればよい。実際には、印加電
圧の変化速度を遅延させて印加電圧制御回路による印加
電圧の単位時間当たりに得られる抵抗値を小さくし、印
加電圧線を一時的に立った状態にする。

【００３０】例えば印加電圧の変化速度を遅延させるに
は、図２１（ａ）に示す通りフィードバック系に遅延回
路を入れる。これにより、シャント抵抗により検出され
た過渡の素子電流（交流電流分）が制限され、大きな電
流変化に対して印加電圧変化は小さいために印加電圧線
は立った状態となる（図２１（ｂ））。以上のことか
ら、印加電圧の発振を防止することができる。

【００３１】請求項５に記載の発明では、印加電圧制御
回路による電流信号に応じた印加電圧の変化速度を遅延
させる手段として、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）が設け
られる。この場合、ノイズ等、瞬時の電圧変化がＬＰＦ
にてなまされ、印加電圧が発振する、或いはガス濃度の
検出精度が低下するといった不具合が解消される。ＬＰ
Ｆを入れた時のモデルは図２２のようになり、前記数式
２，数式３と同様に伝達関数及び特性方程式を算出する
ことで、発振しないための安定条件は、ＲＧ＜（１＋ＴL ／Ｔ）・Ｚａｃとなる。ここで、Ｔはセンサの時定数、ＴL はＬＰＦの
時定数、ＲＧは印加電圧線の傾きである。

【００３２】よって、ＬＰＦを入れることにより安定条
件が拡がり、発振防止がより確かになる。なお、安定条
件の算出には他の安定判別法（ナイキスト等）によって
行った方がより狭義の判別が可能となる。ＬＰＦを入れ
ることにより、センサ素子のＶ−Ｉ特性の直流素子抵抗
Ｒｉに平行な印加電圧線を設定することが可能となり、
ガス濃度の誤検出が防止できる。

【００３３】請求項６に記載の発明では、印加電圧制御
回路による電流信号に応じた印加電圧の変化速度を遅延
させる手段として、前記印加電圧制御回路を構成するオ
ペアンプのスルーレートを遅くさせる。例えば当該オペ
アンプのスルーレートを、同制御回路の印加電圧の単位
時間当たりに得られる抵抗値がセンサ素子の有する交流
インピーダンスよりも小となるまで遅くさせる。

【００３４】また、請求項７に記載の発明では、印加電
圧制御回路及びガス濃度センサを含むフィードバック回
路の全利得を常に「１」以下にする。この場合にも、印
加電圧の発振を防止してガス濃度を精度良く検出するた
めの好適なガス濃度検出装置が提供できる。

【００３５】請求項８に記載の発明では、ガス濃度セン
サへの印加電圧を決定するためのＶ−Ｉ座標上の印加電
圧線の傾きを、センサ活性状態でのガス濃度センサの直
流素子抵抗にて規定される傾きに一致させるようにして
いる。上述の通り印加電圧の変化速度を遅延させ（請求
項３）、或いはフィードバック回路の全利得を「１」以
下にし（請求項７）、且つ印加電圧線の傾きを直流素子
抵抗にて規定される傾きに一致させることで、例えば内
燃機関のリーン燃焼を実施するための空燃比制御システ
ムに適用されて広域な空燃比検出範囲が要求される場合
（請求項９の場合）にも、当該要求される検出範囲の全
域で良好なる空燃比検出が実現できる。

【００３６】請求項１０に記載の発明では、ガス濃度セ
ンサへの印加電圧を決定するためのＶ−Ｉ座標上の印加
電圧線の傾きを複数設定し、それら傾きの異なる複数の
印加電圧線をセンサ素子の温度に応じて択一的又は連続
的に使用する。センサ素子温が変化すると、正確な限界
電流が検出できる電圧領域（図３の限界電流検出域）が
変化する。しかしながら、その時々のセンサ素子温に適
した印加電圧線を複数の印加電圧線から選択すること
で、ガス濃度の誤検出が未然に防止できる。

【００３７】

【発明の実施の形態】（第１の実施の形態）以下、この
発明を空燃比検出装置に具体化した第１の実施の形態を
図面に従って説明する。本実施の形態における空燃比検
出装置は、自動車に搭載される電子制御ガソリン噴射エ
ンジンに適用されるものであって、同エンジンの空燃比
制御システムにおいては空燃比検出装置による検出結果
に基づいてエンジンへの燃料噴射量を所望の空燃比（Ａ
／Ｆ）に制御する。本実施の形態では、アナログ回路に
て空燃比検出装置を構成し、同アナログ回路により限界
電流式のＡ／Ｆセンサに対する印加電圧を制御すると共
に、空燃比情報や素子抵抗情報を取得する。

【００３８】図１は、本実施の形態における空燃比検出
装置の概要を示す構成図である。図１において、Ａ／Ｆ
センサ１０は、固体電解質を有するセンサ素子部１０ａ
（図２参照）を備え、エンジンから排出される排ガス中
の酸素濃度を検出する。すなわち、Ａ／Ｆセンサ１０
は、センサ素子部１０ａへの電圧印加に伴い、排ガス中
の酸素濃度に応じた限界電流（素子電流）を出力する。

【００３９】ここで、センサ素子部１０ａの構成を図２
を用いて説明する。センサ素子部１０ａは大別して、固
体電解質１１、ガス拡散抵抗層１２、大気導入ダクト１
３及びヒータ１４からなり、これら各部材を積層して構
成されている。また、各部材の周囲には保護層１５が設
けられている。

【００４０】長方形板状の固体電解質１１は部分安定化
ジルコニア製のシートであり、その上面（ガス拡散抵抗
層１２側）には白金等からなる多孔質の計測電極１６が
スクリーン印刷法等により形成されると共に、下面（大
気導入ダクト１３側）には同じく白金等からなる多孔質
の大気側電極１７がスクリーン印刷法等により形成され
ている。

【００４１】ガス拡散抵抗層１２は、計測電極１６へ排
ガスを導入するための多孔質シートからなるガス透過層
１２ａと、排ガスの透過を抑制するための緻密層からな
るガス遮蔽層１２ｂとを有する。ガス透過層１２ａ及び
ガス遮蔽層１２ｂは何れも、アルミナ、スピネル、ジル
コニア等のセラミックスをシート成形法等により成形し
たものであるが、ポロシティの平均孔径及び気孔率の違
いによりガス透過率が相違するものとなっている。

【００４２】大気導入ダクト１３はアルミナ等の高熱伝
導性セラミックスからなり、同ダクト１３により大気室
１８が形成されている。この大気導入ダクト１３は大気
室１８内の大気側電極１７に大気を導入する役割をな
す。大気導入ダクト１３の下面にはヒータ１４が取り付
けられている。ヒータ１４は、バッテリ電源からの通電
により発熱する発熱体１４ａと、それを覆う絶縁シート
１４ｂとからなる。但し、図２の構成以外に、発熱体１
４ａを固体電解質１１に埋設したり、発熱体１４ａをガ
ス拡散抵抗層１２に埋設したりする構成でもよい。

【００４３】なお上記センサ素子部１０ａにおいて、計
測電極１６に達する排ガスは、ガス透過層１２ａの鉛直
方向（図の上下方向）からは侵入せず、ガス透過層１２
ａの側方から侵入する。すなわち、ガス透過層１２ａの
表面はガス遮蔽層１２ｂに被われているため、排ガスは
図の鉛直方向からは侵入できず、その方向と直交する側
面方向から該透過層１２ａの内部に侵入する。かかる場
合、ガス透過層１２ａのガス拡散量は、同透過層１２ａ
の左右方向の寸法（実際には、ガス透過層１２ａの側面
と計測電極１６との距離）に依存するが、この寸法が容
易に且つ自在に設定できることから、ガス透過層１２ａ
の孔径がばらついても均一で安定したセンサ出力が得ら
れるようになる。

【００４４】上記構成のＡ／Ｆセンサ１０において、セ
ンサ素子部１０ａは理論空燃比点よりリーン領域では酸
素濃度に応じた限界電流を発生する。この場合、センサ
素子部１０ａ（固体電解質１１）は酸素濃度を直線的特
性にて検出し得るものであるが、センサ素子部１０ａを
活性化するには約６００℃以上の高温が必要とされ、且
つ同センサ素子部１０ａの活性温度範囲が狭いため、エ
ンジンの排ガスのみによる加熱では活性状態を維持でき
ない。そのため、本実施の形態では、ヒータ１４（発熱
体１４ａ）の加熱制御によりセンサ素子部１０ａを活性
温度域で保持する。なお、理論空燃比よりもリッチ側の
領域では、未燃ガスである一酸化炭素（ＣＯ）等の濃度
が空燃比に対してほぼリニアに変化し、センサ素子部１
０ａはＣＯ等の濃度に応じた限界電流を発生する。

【００４５】図３にはＡ／Ｆセンサ１０のＶ−Ｉ特性を
示す。図３において、素子電流Ｉｐ（限界電流）の増減
は空燃比の増減に対応し、空燃比がリーン側になるほど
素子電流Ｉｐは増大し、空燃比がリッチ側になるほど素
子電流Ｉｐは減少する。また、Ｖ軸に平行な直線部分
（限界電流検出域）よりも小さい電圧域は抵抗支配領域
であり、抵抗支配領域における一次直線部分の傾きはセ
ンサ素子部１０ａ（固体電解質１１）の直流素子抵抗Ｒ
ｉにより特定される。抵抗支配領域における直線部分の
傾きは素子温の変化に伴い変化し、例えば素子温が低下
すると、直流素子抵抗Ｒｉが増大して前記傾きが小さく
なる。また、直流素子抵抗Ｒｉに対して交流インピーダ
ンスＺａｃは図示の通り規定される（Ｒｉ＞Ｚａｃ）。

【００４６】一方、図１において、印加電圧制御回路２
１は、オペアンプ２１ａと抵抗２１ｂ，２１ｃとからな
り、オペアンプ２１ａの非反転入力端子には基準電圧Ｒ
ＥＦ１が入力される。基準電圧ＲＥＦ１は、通常は空燃
比検出用の印加電圧にて調整され、例えば１２８ｍｓ毎
に一時的に素子抵抗検出用の印加電圧に切り替えられる
ようになっている。印加電圧制御回路２１の出力は、ド
ライバ回路２２を介してＡ／Ｆセンサ１０の一方の端子
に印加される。

【００４７】Ａ／Ｆセンサ１０の他方の端子には、電流
検出用抵抗２４を介してオペアンプ２３の出力端子が接
続される。オペアンプ２３の非反転入力端子には基準電
圧ＲＥＦ２が入力される。なお、単電源で動作させるた
め基準電圧ＲＥＦ２により仮想ＧＮＤを作るようにして
いる。電流検出用抵抗２４はＡ／Ｆセンサ１０に流れる
素子電流を電圧値に変換して検出する。素子電流の電圧
変換値は、Ｓ／Ｈ（サンプルホールド）回路２５並びに
Ｐ／Ｈ（ピークホールド）回路２６に逐次入力される。

【００４８】Ｓ／Ｈ回路２５は、空燃比検出時における
素子電流をサンプルし、所定のゲートオン期間内におい
てサンプル値を逐次更新して出力する。Ｓ／Ｈ回路２５
の出力は、空燃比の検出値として例えばエンジン制御用
ＥＣＵ（図示略）に対して出力される。そしてこの空燃
比検出値は、空燃比フィードバック制御等に用いられ
る。

【００４９】Ｐ／Ｈ回路２６は、素子抵抗検出期間に対
応する所定のゲートオン期間内において素子抵抗検出時
の素子電流をピークホールドする。Ｐ／Ｈ回路２６によ
るピークホールド値はＳ／Ｈ（サンプルホールド）回路
２７に出力され、Ｓ／Ｈ回路２７は逐次更新したサンプ
ル値を素子抵抗の検出値として例えばエンジン制御用Ｅ
ＣＵに対して出力する。この素子抵抗検出値は、Ａ／Ｆ
センサ１０の活性判定、活性化制御、異常診断（ダイア
グ処理）等に用いられる。なお、ピークホールドされた
素子電流の検出値は、ゲートオフ毎にリセットされる。

【００５０】前記電流検出用抵抗２４により検出された
素子電流（電圧変換値）は、バッファ２８を介して印加
電圧制御回路２１に帰還される。図１の装置では、空燃
比が変化してＡ／Ｆセンサ１０に流れる電流値が変化す
ると、この電流値の変化に伴い印加電圧が変更されるこ
ととなる。それにより、常に適切な印加電圧がＡ／Ｆセ
ンサ１０に印加される。

【００５１】なお、素子抵抗検出時には、印加電圧制御
回路２１の印加電圧（基準電圧ＲＥＦ１）がそれまでの
空燃比検出用の電圧から正負両側に一時的に変更され
る。この場合、Ａ／Ｆセンサ１０の周波数特性に従い、
素子抵抗検出時における印加電圧の周波数が１ｋＨｚ以
上に設定される。但し、より安定した特性を得るために
は周波数を３ｋＨｚ以上とすればよく、周波数を高くす
ることで、素子抵抗の検出期間、すなわち空燃比検出の
不可期間を短縮することが可能となる。

【００５２】また、Ａ／Ｆセンサ１０の活性化制御にお
いては、センサ素子部１０ａの温度（素子温）が所定の
活性温度（例えば７００℃）で維持されるよう、素子温
に対して図１０の関係にある素子抵抗が目標値に対して
フィードバック制御される。素子抵抗（素子温）のフィ
ードバック制御は、例えば前記ヒータ１４への通電デュ
ーティ比を制御することで実現される。

【００５３】ところで、Ａ／Ｆセンサ１０の素子電流
（電圧変換値）に応じて印加電圧制御回路２１により印
加電圧を変化させる際、図１のフィードバック回路全体
の利得が「１」を超えると印加電圧が発振する。例えば
センサ活性状態（素子温＝７００℃）での直流素子抵抗
Ｒｉが「９０Ω」であるとして、図４の如くその時の抵
抗支配領域の傾きに平行な印加電圧線Ｌａを設定した場
合に印加電圧が発振する様子を以下に説明する。なお、
図４の印加電圧線Ｌａによれば、大気検出時には「０．
５５２Ｖ」がＡ／Ｆセンサ１０に印加され、ストイキ検
出時には「０．３Ｖ」がＡ／Ｆセンサ１０に印加される
ようになっている。

【００５４】つまり、前記図１の装置において、基準電
圧ＲＥＦ２を３Ｖ（図のＣ点の電圧も同じく３Ｖ）、電
流検出用抵抗２４の抵抗値を５６０Ω、大気検出時の素
子電流Ｉｐを２．８ｍＡ、ストイキ検出時の素子電流Ｉ
ｐを０ｍＡとする。

【００５５】この場合、大気検出時における図のＡ点の
電圧は「３Ｖ＋２．８ｍＡ×５６０Ω＝４．５６８Ｖ」
となり、Ｂ点の電圧は「３Ｖ−０．５５２Ｖ＝２．４４
８Ｖ」となる。また、ストイキ検出時における図のＡ点
の電圧は「３Ｖ＋０ｍＡ×５６０Ω＝３Ｖ」となり、Ｂ
点の電圧は「２．７Ｖ＝３Ｖ−０．３Ｖ」となる。

【００５６】従って、印加電圧制御回路２１の利得β
は、

【００５７】

【数４】となる。この利得β（０．２５２／１．５６８）は、抵
抗２１ｂ，２１ｃの抵抗値Ｒ１，Ｒ２の比（Ｒ１／Ｒ
２）にて規定される。

【００５８】上記の通り利得β＝０．２５２／１．５６
８の時に、ノイズが発生してＡ／Ｆセンサ１０の交流特
性により印加電圧が変化する場合を考える。なお、直流
素子抵抗Ｒｉが９０Ωの場合には、素子の交流インピー
ダンスＺａｃが８０Ωであるとする。

【００５９】図５に示されるように、例えばノイズによ
り印加電圧（図１のＢ点電圧）が「＋０．１Ｖ」だけ急
激に変化すると、素子の交流インピーダンスＺａｃと同
じ傾きの印加電圧線Ｌｂにより素子電流Ｉｐが１．２５
ｍＡ（＝０．１Ｖ／８０Ω）だけ変化する。このとき、
Ａ点電圧は０．７Ｖ（＝１．２５ｍＡ×５６０Ω）だけ
変化し、Ａ点電圧の変化に伴い、Ｂ点電圧（センサ印加
電圧）が０．１１２５Ｖ（＝０．７Ｖ×利得β）だけ変
化する。従って、ノイズ発生前と比較すると、センサ印
加電圧が「１２．５ｍＶ」だけ増加し、これが繰り返さ
れることで印加電圧が発振する。

【００６０】他方、印加電圧制御回路２１、Ａ／Ｆセン
サ１０及び電流検出用抵抗２４で構成されるフィードバ
ック回路において、交流特性に基づくＡ／Ｆセンサ１０
の利得は、

【００６１】

【数５】で表される。また、電流検出用抵抗２４の利得は、

【００６２】

【数６】で表される。従って、フィードバック回路の全利得は、 β×（１／８０）×５６０＝１．１２５となり、利得が「１」を超えることでやはり発振するこ
とが分かる。

【００６３】以上のように、Ｖ−Ｉ特性上の抵抗支配領
域の傾き（直流素子抵抗Ｒｉ）と印加電圧線Ｌａの傾き
とが一致する場合（図４参照）、ノイズの発生に伴い印
加電圧が発振するという現象が生ずる。

【００６４】因みに、Ａ／Ｆセンサ１０の直流特性に従
い印加電圧を変化させる場合、フィードバック回路の全
利得は、 β×（１／９０）×５６０＝１となり、素子電流Ｉｐに応じて印加電圧を変化させる際
には発振現象が生じないことが分かる。

【００６５】これに対して本実施の形態では、図６中の
印加電圧線Ｌｂ（交流インピーダンスＺａｃと同じ傾
き）よりも傾きの大きな印加電圧線Ｌｃを使い、それに
より、ノイズによる発振現象を抑制するようにしてい
る。

【００６６】すなわち、印加電圧制御回路２１の利得β
を例えば、

【００６７】

【数７】とする。この場合、交流特性に基づくフィードバック回
路の全利得は、 β×（１／８０）×５６０＝０．９３８となる。つまり、全利得が「１」未満になることから、
ノイズ発生時にも印加電圧が発振しないことが分かる。
実際には、印加電圧制御回路２１内の抵抗２１ｂ，２１
ｃの抵抗値Ｒ１，Ｒ２を、Ｒ１＝１ｋΩ、Ｒ２＝７．５
ｋΩ程度とすることで、利得βを上記の通り調整する。

【００６８】なお、Ａ／Ｆセンサ１０の利得（交流特性
の利得）を「１／８０」、電流検出用抵抗２４の利得を
「５６０」とする本実施の形態の場合、フィードバック
回路の全利得を「１」未満とするには、利得βを、

【００６９】

【数８】とすればよい。上記の条件を満たせば、印加電圧制御回
路２１による印加電圧の変化率がＡ／Ｆセンサ１０の交
流特性に対応する変化率よりも小さくなり、センサ交流
特性に基づく印加電圧の発振現象が抑制される。

【００７０】また、所望のセンサ出力特性（Ｖ−Ｉ特
性）を得るべく、Ａ／Ｆセンサ１０は所定の活性温度域
で保持されるが、高速運転時や高負荷運転時には、排ガ
ス温度の上昇に伴いセンサ素子温が上昇し、素子抵抗
（交流インピーダンスＺａｃ）が低下する。この場合、
交流インピーダンスＺａｃが低下すると、Ａ／Ｆセンサ
１０の利得が大きくなり、発振しやすくなる。そこで本
実施の形態では、排ガス温度の上昇など考慮して、交流
インピーダンスＺａｃが最も低い条件、すなわち素子温
が最も高い条件にて印加電圧線の傾きを決定するように
している。

【００７１】以上詳述した本実施の形態によれば、以下
に示す効果が得られる。（ａ）印加電圧制御回路２１においてＶ−Ｉ座標上の印
加電圧線の傾きを、センサ活性状態での素子の交流イン
ピーダンスＺａｃを基準として当該インピーダンスＺａ
ｃにて規定される傾きよりも大きくした。またこの場
合、印加電圧制御回路２１やＡ／Ｆセンサ１０を含むフ
ィードバック回路の全利得を「１」以下にするようにし
た。本構成によれば、例えば電源投入時に或いは外乱等
の発生時に印加電圧が急変しても、その印加電圧が印加
電圧制御回路２１により増幅されて発振に至るという問
題が回避される。従って、印加電圧の発振を防止し、空
燃比を精度良く検出することができる。印加電圧の発振
が防止できることで、Ａ／Ｆセンサ１０に過大な印加電
圧が長時間加わり素子破壊を招くといった問題も解消さ
れる。

【００７２】（ｂ）高価なマイコンを使わなくても印加
電圧の発振が抑制できる。マイコンを使わなくてよいこ
とから、印加電圧の変化時にテーリングが発生するとい
った不具合も解消される。また、素子抵抗検出時におい
て、マイコンの処理能力に応じて印加電圧の周波数が制
限されることはなく、高い周波数で印加電圧を切り換え
ることにより空燃比検出の不可期間が短縮できる。空燃
比検出の不可期間の短縮により、エンジン各気筒の空燃
比バラツキが解消される。この場合、高速なＤ／Ａ，Ａ
／Ｄ変換器やマイコン等が必要になることはなく、空燃
比検出装置としての高コスト化や大型化の問題が回避で
きる。

【００７３】（ｃ）エンジンの冷間始動時にも早期活性
が可能な積層型Ａ／Ｆセンサ（前記図２参照）を使って
空燃比検出装置を具体化した。そのため、センサ素子部
１０ａの暖機が早期に完了し、例えば前記図６の印加電
圧線Ｌｃが使用可能になる状態に数秒程度で到達する。
この場合、複数の印加電圧線が必要になることはなく、
例えば前記図６の印加電圧線ＬｃだけでＡ／Ｆセンサ１
０の印加電圧制御が可能になる。

【００７４】次に、本発明における第２，第３の実施の
形態を説明する。但し、以下の各実施の形態の構成にお
いて、上述した第１の実施の形態と同等であるものにつ
いては図面に同一の記号を付すと共にその説明を簡略化
する。そして、以下には第１の実施の形態との相違点を
中心に説明する。

【００７５】（第２の実施の形態）上記第１の実施の形
態では、高速運転時や高負荷運転時にも印加電圧が発振
しないよう、交流インピーダンスＺａｃが最も低い条件
（素子温が最も高い条件）にて印加電圧線の傾きを決定
したが、排ガス温度の低下などに伴いセンサ素子温が低
下すると、図１０の関係に従い素子抵抗が増大する。こ
の場合、図７に示されるように印加電圧が限界電流検出
域（Ｖ軸に平行な直線部分）にかからなくなり、空燃比
の検出精度が悪化すると考えられる。図７では、素子電
流Ｉｐが図のＰ１で検出されると空燃比が正確に検出で
きるのに対し、素子電流Ｉｐが図のＰ２で検出されると
空燃比が誤検出される。

【００７６】そこで本実施の形態では、図８に示される
ように、前記高温状態を基準とする印加電圧線Ｌｃに加
え、別の印加電圧線Ｌｄを設定し、各印加電圧線Ｌｃ，
Ｌｄをその時々の素子温情報に応じて択一的に使用す
る。

【００７７】図９は、本実施の形態における空燃比検出
装置の概要を示す構成図である。印加電圧制御回路３０
は例えば、（１）高温状態（素子温＝８００℃程度）で
の交流インピーダンスＺａｃによる規定よりも傾きの大
きな印加電圧線Ｌｃ、（２）素子温低下状態（素子温＝
６００℃程度）での交流インピーダンスＺａｃによる規
定よりも傾きの大きな印加電圧線Ｌｄ、の何れかを選択
し、その選択した印加電圧線を使って印加電圧を制御す
る。上記（１），（２）の切り替えは素子温情報に基づ
く印加電圧切替信号により行われる。

【００７８】従って、高速運転時や高負荷運転時には印
加電圧線Ｌｃに合うように印加電圧制御回路３０の利得
が決定され、Ｌｃ線に沿って印加電圧が制御されると共
に印加電圧の発振が抑制される。また、素子温低下時に
は印加電圧線Ｌｄに合うように印加電圧制御回路３０の
利得が決定され、Ｌｄ線に沿って印加電圧が制御される
と共に印加電圧の発振が抑制される。

【００７９】以上第２の実施の形態によれば、上記第１
の実施の形態の効果に加え、下記の効果が得られる。つ
まり、Ｖ−Ｉ座標上の印加電圧線の傾きを複数設定し、
それら傾きの異なる複数の印加電圧線をセンサ素子温に
応じて択一的に使用することで、センサ素子温が不用意
に低下した時にも空燃比を精度良く検出することができ
る。

【００８０】（第３の実施の形態）図１１に示されるよ
うに、ストイキ近傍での一般的な空燃比制御が実施され
る場合、空燃比検出範囲は１２〜１８程度であればよい
のに対し、空燃比リーン領域でのリーンバーン制御が実
施される場合、空燃比検出範囲は３０近傍まで拡張され
る。そのため、既述の通り抵抗支配領域の直線部分の傾
きよりも印加電圧線の傾きを大きくすると、印加電圧が
限界電流検出域にかからなくなり、空燃比の検出精度が
低下する。

【００８１】そこで第３の実施の形態では、Ｖ−Ｉ特性
上の抵抗支配領域の傾きと印加電圧線の傾きとを一致さ
せて常に印加電圧が限界電流検出域にかかるようにし、
且つ空燃比検出装置にＬＰＦ（ローパスフィルタ）を組
み込んで印加電圧の発振をなくすようにする。

【００８２】図１２は、本実施の形態における空燃比検
出装置の概要を示す構成図である。図１２において、電
流検出用抵抗２４による素子電流の検出値は、バッファ
２８を通してコンデンサ３１ａと抵抗３１ｂとを用いた
１次のＬＰＦ３１に入力され、同ＬＰＦ３１で高周波成
分が除去された後、バッファ２９を介して前記印加電圧
制御回路２１に帰還される。本実施の形態のＬＰＦ３１
は１次のＬＰＦであるが、例えば２次や３次など、他の
ＬＰＦでもよい。また、ＬＰＦ３１は印加電圧制御回路
２１やＡ／Ｆセンサ１０を含むフィードバック系の中に
あればよく、例えば印加電圧制御回路２１の出力側に設
けても良い。

【００８３】ここで、固体電解質を用いた限界電流式の
Ａ／Ｆセンサ１０は、図１３（ａ）の等価回路で表すこ
とができる。図１３（ａ）の等価回路において、Ｒｇは
酸素イオンに対する固体電解質の粒子抵抗、ＲｉとＣｉ
はそれぞれ固体電解質の粒子の界面における粒子抵抗と
粒界容量、ＲｆとＣｆはそれぞれ電極界面抵抗と電極界
面容量である。また、図１３（ａ）は同図（ｂ）のよう
に簡略化できる。これは、Ａ／Ｆセンサ１０に実際に印
加する電圧の立ち上がり時定数が数ｋＨｚ〜数１０ｋＨ
ｚ程度であることから、前記図１３（ａ）において電流
の殆どがＲｇ−Ｒｉ−Ｃｆの経路を通ることになるため
である。よって、図１３（ｂ）の等価回路は、同図
（ｃ）のような単純なＨＰＦ（ハイパスフィルタ）のモ
デルで表現できる。

【００８４】この場合、Ａ／Ｆセンサ１０の周波数特性
は図１４（ａ）のような特性となるのに対し、ＬＰＦ３
１の周波数特性は図１４（ｂ）のような特性となる。従
って、回路全体では図１４（ｃ）のような特性となり、
利得が「１」以下になる。これにより、印加電圧の発振
が防止できる。

【００８５】ＬＰＦ３１を使用する場合、センサ応答性
が低下するので発振防止との兼ね合いから時定数を決め
る必要がある。また、Ａ／Ｆセンサ１０の最高温度でも
発振しないように、或いはセンサや部品のバラツキを考
慮して時定数を決める必要もある。本実施の形態では、
ＬＰＦ３１の時定数を１０Ｈｚ程度とした。

【００８６】以上第３の実施の形態では、空燃比検出装
置におけるフィードバック回路にＬＰＦ３１を組み込
み、印加電圧制御回路２１による印加電圧の変化速度を
遅延させるようにした。この場合、ノイズ等、瞬時の電
圧変化がＬＰＦ３１にてなまされ、印加電圧が発振す
る、或いは空燃比の検出精度が低下するといった不具合
が解消される。

【００８７】また、Ｖ−Ｉ座標上の印加電圧線の傾き
を、センサ活性状態でのＡ／Ｆセンサ１０の直流素子抵
抗Ｒｉにて規定される傾きに一致させるようにした。こ
れにより、例えばリーン燃焼を実施する空燃比制御シス
テムに適用されて広域な空燃比検出範囲が要求される場
合にも、当該要求される検出範囲の全域で良好なる空燃
比検出が実現できる。

【００８８】なお、本発明の実施の形態は、上記以外に
次の形態にて具体化できる。印加電圧制御回路とＡ／Ｆ
センサとを含むフィードバック回路の全利得を「１」以
下に規制する、或いは印加電圧制御回路による電流信号
に応じた印加電圧の変化速度を遅延させるための構成と
して、下記の構成を採用する。

【００８９】（イ）印加電圧制御回路２１の印加電圧に
より単位時間当たりに得られる抵抗値がセンサ素子部１
０ａの有する交流インピーダンスＺａｃよりも小である
ように、同印加電圧制御回路２１による印加電圧の変化
速度を遅延させる。具体的には、図２１（ａ）に示す通
りフィードバック系に遅延回路を入れる。これにより、
シャント抵抗（電流検出用抵抗２４）により検出された
過渡の素子電流（交流電流分）が制限され、大きな電流
変化に対して印加電圧変化は小さいために印加電圧線は
一時的に立った状態となる。

【００９０】（ロ）印加電圧制御回路２１による印加電
圧の変化速度を遅延させる手段として、印加電圧制御回
路２１を構成するオペアンプ２１ａのスルーレートを遅
くさせる。例えばオペアンプ２１ａのスルーレートを、
同制御回路２１の印加電圧の単位時間当たりに得られる
抵抗値が交流インピーダンスＺａｃよりも小となるまで
遅くさせる。

【００９１】（ハ）図１２のＬＰＦ３１に代えて積分回
路を設ける。（ニ）図１２のＬＰＦ３１に代えて図１５（ａ）の回路
を設ける。図１５（ａ）ではＬＰＦ３１の抵抗３１ａの
代わりに定電流回路３２を使うことで、同図（ｂ）のよ
うに印加電圧が変化し（Ｖ１→Ｖ２）、それにより印加
電圧の変化速度が遅延される。上記（イ）〜（ニ）の何
れの場合にも、印加電圧の発振が抑制されて本発明の目
的が達せられる。

【００９２】上記実施の形態では、素子抵抗検出時にお
いて印加電圧を変化させる際、印加電圧制御回路２１の
基準電圧ＲＥＦ１を正負両側に交流的に変化させたが、
オペアンプ２３の基準電圧ＲＥＦ２を正負両側に交流的
に変化させる構成としても良い。

【００９３】上記第２の実施の形態では、複数の印加電
圧線を択一的に使用したが、この構成を変更する。例え
ばセンサ素子温（素子抵抗）に応じて印加電圧制御回路
のゲインを変更し、これにより印加電圧線の傾きを連続
的に可変に設定する。具体的には、図１の抵抗２１ｃを
可変抵抗とし、この抵抗値をセンサ素子温（素子抵抗）
に応じて変更する。

【００９４】上記第１〜第３の実施の形態において、Ａ
／Ｆセンサが冷間状態から活性状態に至るまでにも印加
電圧が制御できるように、低温時用の印加電圧線を設定
する。この場合、低温時用の印加電圧線を含む複数の印
加電圧線を設定することで、如何なる温度域でも適正な
印加電圧制御が可能となる。

【００９５】上記各実施の形態では、積層型Ａ／Ｆセン
サを用いて空燃比検出装置を具体化したが、同センサを
コップ型Ａ／Ｆセンサに変更してもよい。また本発明
は、Ａ／Ｆセンサを用いた空燃比検出装置以外にも適用
できる。つまり、ＮＯｘ，ＨＣ，ＣＯ等のガス濃度成分
が検出可能なガス濃度センサを用い、同センサによる検
出結果からガス濃度を検出するガス濃度検出装置にも適
用できる。当該他のガス濃度検出装置においても上記実
施の形態と同様の手法を用いることで、やはり印加電圧
の発振を抑制し、ガス濃度を精度良く検出することがで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】発明の実施の形態における空燃比検出装置の概
要を示す構成図。

【図２】Ａ／Ｆセンサのセンサ素子部の構成を示す断面
図。

【図３】Ａ／ＦセンサのＶ−Ｉ特性を示す図。

【図４】Ｖ−Ｉ座標上の印加電圧線を示す図。

【図５】Ｖ−Ｉ座標上の印加電圧線を示す図。

【図６】Ｖ−Ｉ座標上の印加電圧線を示す図。

【図７】Ｖ−Ｉ座標上の印加電圧線を示す図。

【図８】Ｖ−Ｉ座標上の印加電圧線を示す図。

【図９】第２の実施の形態において、空燃比検出装置の
概要を示す構成図。

【図１０】直流素子抵抗と素子温との関係を示す図。

【図１１】Ｖ−Ｉ座標上の印加電圧線を示す図。

【図１２】第３の実施の形態において、空燃比検出装置
の概要を示す構成図。

【図１３】Ａ／Ｆセンサの等価電気回路を示す図。

【図１４】Ａ／ＦセンサとＬＰＦの周波数特性を示す
図。

【図１５】印加電圧の変化速度を遅延させるための回路
構成を示す図。

【図１６】印加電圧と素子電流の変化の様子を示す図。

【図１７】ガス濃度センサの周波数特性を示す図。

【図１８】Ｖ−Ｉ座標上の印加電圧線を示す図。

【図１９】フィードバック系の構成を示すモデル図。

【図２０】印加電圧、素子電流及び端子間抵抗の変化を
示すタイムチャート。

【図２１】フィードバック系の構成とＶ−Ｉ特性とを示
す図。

【図２２】フィードバック系の構成を示すモデル図。

【符号の説明】

１０…ガス濃度センサとしてのＡ／Ｆセンサ（限界電流
式空燃比センサ）、１０ａ…センサ素子部、１１…固体
電解質、１６…計測電極、１７…大気側電極、２１，３
０…印加電圧制御回路、２１ａ…オペアンプ、３１…Ｌ
ＰＦ（ローパスフィルタ）。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者羽田聡愛知県刈谷市昭和町１丁目１番地株式会社デンソー内 (72)発明者川瀬友生愛知県刈谷市昭和町１丁目１番地株式会社デンソー内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】固体電解質と該固体電解質の相対向する面
に設けられた電極とからなるセンサ素子を有し、前記電
極間に電圧を印加しこの電圧の印加に伴い被検出ガス中
の特定成分の濃度に応じた電流信号を出力するガス濃度
センサと、前記電流信号をフィードバックして同電流信
号に対応した印加電圧を制御する印加電圧制御回路とを
備えるガス濃度検出装置であって、前記印加電圧制御回路による電流信号に応じた印加電圧
の変化率から得られる抵抗値を、前記センサ素子の有す
る交流インピーダンスよりも小さくすることを特徴とす
るガス濃度検出装置。
【請求項２】前記印加電圧制御回路においてガス濃度セ
ンサへの印加電圧を決定するためのＶ−Ｉ座標上の印加
電圧線の傾きを、センサ活性状態でのセンサ素子の交流
インピーダンスを基準として当該インピーダンスにて規
定される傾きよりも大きくする請求項１に記載のガス濃
度検出装置。
【請求項３】固体電解質と該固体電解質の相対向する面
に設けられた電極とからなるセンサ素子を有し、前記電
極間に電圧を印加しこの電圧の印加に伴い被検出ガス中
の特定成分の濃度に応じた電流信号を出力するガス濃度
センサと、前記電流信号をフィードバックして同電流信
号に対応した印加電圧を制御する印加電圧制御回路とを
備えるガス濃度検出装置であって、前記印加電圧制御回路による電流信号に応じた印加電圧
の変化速度を遅延させることを特徴とするガス濃度検出
装置。
【請求項４】請求項３に記載のガス濃度検出装置におい
て、前記印加電圧制御回路の印加電圧により単位時間当
たりに得られる抵抗値が前記センサ素子の有する交流イ
ンピーダンスよりも小であるように、同印加電圧制御回
路による印加電圧の変化速度を遅延させるガス濃度検出
装置。
【請求項５】請求項３に記載のガス濃度検出装置におい
て、前記印加電圧制御回路による電流信号に応じた印加
電圧の変化速度を遅延させる手段として、ローパスフィ
ルタが設けられるガス濃度検出装置。
【請求項６】請求項３に記載のガス濃度検出装置におい
て、前記印加電圧制御回路による電流信号に応じた印加
電圧の変化速度を遅延させる手段として、前記印加電圧
制御回路を構成するオペアンプのスルーレートを遅くさ
せるガス濃度検出装置。
【請求項７】固体電解質と該固体電解質の相対向する面
に設けられた電極とからなるセンサ素子を有し、前記電
極間に電圧を印加しこの電圧の印加に伴い被検出ガス中
の特定成分の濃度に応じた電流信号を出力するガス濃度
センサと、前記電流信号をフィードバックして同電流信
号に対応した印加電圧を制御する印加電圧制御回路とを
備えるガス濃度検出装置であって、前記印加電圧制御回路及びガス濃度センサを含むフィー
ドバック回路の全利得を常に「１」以下にすることを特
徴とするガス濃度検出装置。
【請求項８】請求項３〜請求項７のいずれかに記載のガ
ス濃度検出装置において、前記ガス濃度センサへの印加
電圧を決定するためのＶ−Ｉ座標上の印加電圧線の傾き
を、センサ活性状態でのガス濃度センサの直流素子抵抗
にて規定される傾きに一致させるガス濃度検出装置。
【請求項９】内燃機関のリーン燃焼を実施するための空
燃比制御システムに適用される請求項８に記載のガス濃
度検出装置。
【請求項１０】前記ガス濃度センサへの印加電圧を決定
するためのＶ−Ｉ座標上の印加電圧線の傾きを複数設定
し、それら傾きの異なる複数の印加電圧線をセンサ素子
の温度に応じて択一的又は連続的に使用する請求項１〜
請求項９のいずれかに記載のガス濃度検出装置。