JP2000040922A - マイクロ波増幅器 - Google Patents
マイクロ波増幅器Info
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- JP2000040922A JP2000040922A JP10206168A JP20616898A JP2000040922A JP 2000040922 A JP2000040922 A JP 2000040922A JP 10206168 A JP10206168 A JP 10206168A JP 20616898 A JP20616898 A JP 20616898A JP 2000040922 A JP2000040922 A JP 2000040922A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 低温から高温まで平坦な利得特性を有するマ
イクロ波増幅器を得ることを目的とする。 【解決手段】 キャパシタと可変容量素子との直列回路
と、この直列回路に並列に接続された誘導性素子と、キ
ャパシタと可変容量素子間に接続されたチョーク回路と
からなる利得補償回路を多段増幅器の入力側または段間
または出力側の信号が通過する主線路と接地間に設け
た。
イクロ波増幅器を得ることを目的とする。 【解決手段】 キャパシタと可変容量素子との直列回路
と、この直列回路に並列に接続された誘導性素子と、キ
ャパシタと可変容量素子間に接続されたチョーク回路と
からなる利得補償回路を多段増幅器の入力側または段間
または出力側の信号が通過する主線路と接地間に設け
た。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、レーダ、通信の
分野で使用され、温度が変化しても常に平坦な利得特性
を得ることができるマイクロ波増幅器に関するものであ
る。
分野で使用され、温度が変化しても常に平坦な利得特性
を得ることができるマイクロ波増幅器に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】ＨＥＭＴ（Ｈｉｇｈ Ｅｌｅｃｒｏｎ
Ｍｏｂｉｌｉｔｙ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ），ＦＥＴ
（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）
等の半導体の高性能化、高周波数化に伴い、マイクロ波
帯のレーダ、通信装置にはこれらの半導体を用いたマイ
クロ波増幅器が広く使用されている。
Ｍｏｂｉｌｉｔｙ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ），ＦＥＴ
（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）
等の半導体の高性能化、高周波数化に伴い、マイクロ波
帯のレーダ、通信装置にはこれらの半導体を用いたマイ
クロ波増幅器が広く使用されている。
【０００３】図１２は従来のマイクロ波増幅器を示すも
ので、例えば電子情報通信学会創立７０周年記念総合全
国大会（昭和６２年）、７３９に示されたのであり、図
中、１４ａ，１４ｂ，…、１４ｎはぞれぞれ１段あるい
は２段構成の単位増幅器、２は入力端子、３は出力端子
である。このマイクロ波増幅器は高利得化を図るために
複数個の単位増幅器１４ａ，１４ｂ，…、１４ｎを縦続
接続した構成となっている。また、各単位増幅器１４
ａ，１４ｂ，…、１４ｎは信号を増幅するための半導体
素子、整合回路およびバイアス回路とからなり、整合回
路は所要帯域にわたって、平坦な利得特性が得られるよ
うに設計されている。
ので、例えば電子情報通信学会創立７０周年記念総合全
国大会（昭和６２年）、７３９に示されたのであり、図
中、１４ａ，１４ｂ，…、１４ｎはぞれぞれ１段あるい
は２段構成の単位増幅器、２は入力端子、３は出力端子
である。このマイクロ波増幅器は高利得化を図るために
複数個の単位増幅器１４ａ，１４ｂ，…、１４ｎを縦続
接続した構成となっている。また、各単位増幅器１４
ａ，１４ｂ，…、１４ｎは信号を増幅するための半導体
素子、整合回路およびバイアス回路とからなり、整合回
路は所要帯域にわたって、平坦な利得特性が得られるよ
うに設計されている。
【０００４】次に動作について説明する。入力端子２か
ら入力された信号は初段目の単位増幅器１４ａであるレ
ベルまで増幅される。増幅された信号は次段の単位増幅
器１４ｂでさらに高いレベルまで増幅され、最終的には
最終段の単位増幅器１４ｎで増幅された後、出力端子３
から出力される。このように、単位増幅器１４ａ，１４
ｂ，…、１４ｎを多段に縦続接続することにより、所望
の高いレベルまで信号を増幅することができる。
ら入力された信号は初段目の単位増幅器１４ａであるレ
ベルまで増幅される。増幅された信号は次段の単位増幅
器１４ｂでさらに高いレベルまで増幅され、最終的には
最終段の単位増幅器１４ｎで増幅された後、出力端子３
から出力される。このように、単位増幅器１４ａ，１４
ｂ，…、１４ｎを多段に縦続接続することにより、所望
の高いレベルまで信号を増幅することができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】図１３は従来のマイク
ロ波増幅器の温度に対する利得の周波数特性の一例を示
すものである。図では温度２５℃近傍の室温、７０℃近
傍の高温および０℃近傍の低温での利得特性を示してい
る。一般に単位増幅器１４ａ，１４ｂ，…、１４ｎの整
合回路は室温で平坦な利得特性が得られるように設計さ
れており、このため図のように室温では平坦な特性が得
られる。しかし、ＨＥＭＴ、ＦＥＴ等の半導体は温度に
対して特性が変化する。このため、高温、低温ではかな
らずしも平坦な利得特性が得られない場合が多く、縦続
接続する単位増幅器の数が多いほど、また、温度範囲が
広いほど利得の平坦性が損なわれる。
ロ波増幅器の温度に対する利得の周波数特性の一例を示
すものである。図では温度２５℃近傍の室温、７０℃近
傍の高温および０℃近傍の低温での利得特性を示してい
る。一般に単位増幅器１４ａ，１４ｂ，…、１４ｎの整
合回路は室温で平坦な利得特性が得られるように設計さ
れており、このため図のように室温では平坦な特性が得
られる。しかし、ＨＥＭＴ、ＦＥＴ等の半導体は温度に
対して特性が変化する。このため、高温、低温ではかな
らずしも平坦な利得特性が得られない場合が多く、縦続
接続する単位増幅器の数が多いほど、また、温度範囲が
広いほど利得の平坦性が損なわれる。
【０００６】このため、このようなマイクロ波増幅器を
用いたレーダ、通信装置では出力電力低下、通信品質の
劣化等を招いてしまう問題点があった。
用いたレーダ、通信装置では出力電力低下、通信品質の
劣化等を招いてしまう問題点があった。
【０００７】この発明は上記のような課題を解消するた
めになされたもので、温度に対して、平坦な利得特性の
マイクロ波増幅器を得ることを目的としている。
めになされたもので、温度に対して、平坦な利得特性の
マイクロ波増幅器を得ることを目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】第１の発明によるマイク
ロ波増幅器は、キャパシタと可変容量素子との直列回路
と、この直列回路に並列に接続された誘導性素子と、キ
ャパシタと可変容量素子間に接続されたチョーク回路と
からなる利得補償回路を、単位増幅器を縦続接続して構
成した多段増幅器の入力側、または段間、あるいは出力
側の信号が通過する主線路と接地間に設けたものであ
る。
ロ波増幅器は、キャパシタと可変容量素子との直列回路
と、この直列回路に並列に接続された誘導性素子と、キ
ャパシタと可変容量素子間に接続されたチョーク回路と
からなる利得補償回路を、単位増幅器を縦続接続して構
成した多段増幅器の入力側、または段間、あるいは出力
側の信号が通過する主線路と接地間に設けたものであ
る。
【０００９】また、第２の発明によるマイクロ波増幅器
は、上記第１の発明で示した利得補償回路と主線路間に
抵抗を設けたものである。
は、上記第１の発明で示した利得補償回路と主線路間に
抵抗を設けたものである。
【００１０】また、第３の発明によるマイクロ波増幅器
は、所要帯域で１／４波長の長さを有する伝送線路と誘
導性素子とキャパシタと可変容量素子との直列回路と、
キャパシタと可変容量素子間に接続されたチョーク回路
とからなる利得補償回路を、多段増幅器の入力側、また
は段間、あるいは出力側の信号が通過する主線路と接地
間に設けたものである。
は、所要帯域で１／４波長の長さを有する伝送線路と誘
導性素子とキャパシタと可変容量素子との直列回路と、
キャパシタと可変容量素子間に接続されたチョーク回路
とからなる利得補償回路を、多段増幅器の入力側、また
は段間、あるいは出力側の信号が通過する主線路と接地
間に設けたものである。
【００１１】また、第４の発明によるマイクロ波増幅器
は、上記第３の発明で示した利得補償回路と主線路間に
抵抗を設けたものである。
は、上記第３の発明で示した利得補償回路と主線路間に
抵抗を設けたものである。
【００１２】また、第５の発明によるマイクロ波増幅器
は、上記第１から第４の発明で示した利得補償回路の誘
導性素子に並列に先端開放線路を接続したものである。
は、上記第１から第４の発明で示した利得補償回路の誘
導性素子に並列に先端開放線路を接続したものである。
【００１３】
【発明の実施の形態】実施の形態１．図１は、この発明
の実施の形態１を示すブロック図であり、１は多段増幅
器、４は利得補償回路である。この多段増幅器１は従来
のマイクロ波増幅器と同様に、複数個の単位増幅器１４
ａ、１４ｂ、…、１４ｎを縦続接続して構成したもので
あり、利得補償回路４は入力端子２と多段増幅器１間に
設けられている。
の実施の形態１を示すブロック図であり、１は多段増幅
器、４は利得補償回路である。この多段増幅器１は従来
のマイクロ波増幅器と同様に、複数個の単位増幅器１４
ａ、１４ｂ、…、１４ｎを縦続接続して構成したもので
あり、利得補償回路４は入力端子２と多段増幅器１間に
設けられている。
【００１４】図２（ａ）はここで用いた利得補償回路４
の構成を示す図であり、図２（ｂ）はその等価回路図で
ある。図２（ａ）において、５はキャパシタ、６は可変
容量素子、７は誘導性素子、８は主線路、９はチョーク
回路、１０はバイアス電源である。この利得補償回路４
はキャパシタ５と可変容量素子６との直列回路に、誘導
性素子６を並列に接続するとともにバイアス電源１０か
ら可変容量素子６に所望のバイアス電圧を印加するため
のチョーク回路９をキャパシタ５と可変容量素子６間に
接続したものであり、多段増幅器１の信号が通過する主
線路８と接地間に設けられている。
の構成を示す図であり、図２（ｂ）はその等価回路図で
ある。図２（ａ）において、５はキャパシタ、６は可変
容量素子、７は誘導性素子、８は主線路、９はチョーク
回路、１０はバイアス電源である。この利得補償回路４
はキャパシタ５と可変容量素子６との直列回路に、誘導
性素子６を並列に接続するとともにバイアス電源１０か
ら可変容量素子６に所望のバイアス電圧を印加するため
のチョーク回路９をキャパシタ５と可変容量素子６間に
接続したものであり、多段増幅器１の信号が通過する主
線路８と接地間に設けられている。
【００１５】また、可変容量素子６にはバイアス電圧に
よって容量が変化するバラクタダイオード、ＦＥＴ等が
用いられており、誘導性素子７にはインダクタあるいは
所要帯域で長さが１／４波長以下の先端短絡線路が用い
られている。さらに、チョーク回路９はチョーク回路９
の左端からバイアス電源１０側をみたインピーダンスが
所要帯域で高インピーダンスとなるように高抵抗、イン
ダクタ等を用いて構成されている。
よって容量が変化するバラクタダイオード、ＦＥＴ等が
用いられており、誘導性素子７にはインダクタあるいは
所要帯域で長さが１／４波長以下の先端短絡線路が用い
られている。さらに、チョーク回路９はチョーク回路９
の左端からバイアス電源１０側をみたインピーダンスが
所要帯域で高インピーダンスとなるように高抵抗、イン
ダクタ等を用いて構成されている。
【００１６】このため、利得補償回路４は図２（ｂ）で
示すような等価回路で表わすことができる。即ち、誘導
性素子７に起因するインダクタンスＬと、キャパシタ５
と可変容量素子６との直列回路に起因するキャパシタン
スＣとの並列回路となる。このキャパシタンスＣは可変
容量素子６に印加するバイアス電圧、即ち、バイアス電
源１０の電圧を変化させるか、あるいはチョーク回路９
にサーミスタを用いることにより容易に可変することが
できる。また、キャパシタ５はＤＣカット機能およびそ
の値は可変容量素子６のキャパシタンスの変化幅を直列
回路として所望の変化幅に設定するように選ばれてい
る。このように利得補償回路４はインダクタンスとキャ
パシタンスとの並列回路となるため、可変容量素子６に
印加するバイアス電圧を可変することにより、並列共振
周波数を変えることができる。
示すような等価回路で表わすことができる。即ち、誘導
性素子７に起因するインダクタンスＬと、キャパシタ５
と可変容量素子６との直列回路に起因するキャパシタン
スＣとの並列回路となる。このキャパシタンスＣは可変
容量素子６に印加するバイアス電圧、即ち、バイアス電
源１０の電圧を変化させるか、あるいはチョーク回路９
にサーミスタを用いることにより容易に可変することが
できる。また、キャパシタ５はＤＣカット機能およびそ
の値は可変容量素子６のキャパシタンスの変化幅を直列
回路として所望の変化幅に設定するように選ばれてい
る。このように利得補償回路４はインダクタンスとキャ
パシタンスとの並列回路となるため、可変容量素子６に
印加するバイアス電圧を可変することにより、並列共振
周波数を変えることができる。
【００１７】図３は図２の利得補償回路４のバイアス電
圧を変化させた場合の損失特性の一例である。可変容量
素子６に印加するバイアス電圧を変化させ、共振周波数
が所要帯域の中心になるようにバイアス電圧を選んだ場
合、所要帯域にわたってほぼ平坦な損失特性が得られ
る。また、共振周波数を所要帯域の低域になるようにバ
イアス電圧を高くした場合、所要帯域で右上がり、即
ち、高域で損失が増加する損失特性を示し、逆にバイア
ス電圧を低くした場合、右下がり、即ち、損失が低下す
る特性を示す。このようにバイアス電圧により、利得補
償回路４の所要帯域内での損失特性の傾きを変えること
ができる。
圧を変化させた場合の損失特性の一例である。可変容量
素子６に印加するバイアス電圧を変化させ、共振周波数
が所要帯域の中心になるようにバイアス電圧を選んだ場
合、所要帯域にわたってほぼ平坦な損失特性が得られ
る。また、共振周波数を所要帯域の低域になるようにバ
イアス電圧を高くした場合、所要帯域で右上がり、即
ち、高域で損失が増加する損失特性を示し、逆にバイア
ス電圧を低くした場合、右下がり、即ち、損失が低下す
る特性を示す。このようにバイアス電圧により、利得補
償回路４の所要帯域内での損失特性の傾きを変えること
ができる。
【００１８】従って、この発明のように多段増幅器１の
入力側に利得補償回路４を設け、利得補償回路４の共振
周波数を低温で帯域の低域近傍に設定することにより、
多段増幅器１の利得平坦性を補償でき、マイクロ波増幅
器として図４に示すように平坦な利得特性が得られる。
また、利得補償回路４の共振周波数を高温で帯域の高域
近傍に、室温で帯域の中心近傍にそれぞれ設定すること
により、高温、室温においても平坦な利得特性を得るこ
とができる、
入力側に利得補償回路４を設け、利得補償回路４の共振
周波数を低温で帯域の低域近傍に設定することにより、
多段増幅器１の利得平坦性を補償でき、マイクロ波増幅
器として図４に示すように平坦な利得特性が得られる。
また、利得補償回路４の共振周波数を高温で帯域の高域
近傍に、室温で帯域の中心近傍にそれぞれ設定すること
により、高温、室温においても平坦な利得特性を得るこ
とができる、
【００１９】つぎに動作について説明する。図１におい
て、入力端子２から入力された信号は利得補償回路４を
介して多段増幅器１に入力される。入力られた信号は多
段増幅器１の各段でそれぞれ増幅され、増幅された大き
な信号を出力端子３から取り出すことができる。
て、入力端子２から入力された信号は利得補償回路４を
介して多段増幅器１に入力される。入力られた信号は多
段増幅器１の各段でそれぞれ増幅され、増幅された大き
な信号を出力端子３から取り出すことができる。
【００２０】以上のように、この発明のマイクロ波増幅
器では多段増幅器１の入力側に利得補償回路４を設ける
ことにより、各温度で平坦な利得特性を得ることがで
き、このマイクロ波増幅器を用いたレーダ、通信装置に
おいては出力電力低下、通信品質の劣化を招くことがな
い利点がある。なお、この発明のマイクロ波増幅器では
利得補償回路４を多段増幅器１の入力側に設けた場合に
ついて述べたが、この利得補償回路４を多段増幅器１を
構成する単位増幅器１４ａ〜１４ｎの段間あるいは出力
側に設けた場合であっても効果は同じである。
器では多段増幅器１の入力側に利得補償回路４を設ける
ことにより、各温度で平坦な利得特性を得ることがで
き、このマイクロ波増幅器を用いたレーダ、通信装置に
おいては出力電力低下、通信品質の劣化を招くことがな
い利点がある。なお、この発明のマイクロ波増幅器では
利得補償回路４を多段増幅器１の入力側に設けた場合に
ついて述べたが、この利得補償回路４を多段増幅器１を
構成する単位増幅器１４ａ〜１４ｎの段間あるいは出力
側に設けた場合であっても効果は同じである。
【００２１】実施の形態２．図５は、この発明の実施の
形態２のマイクロ波増幅器に用いた利得補償回路４の構
成図であり、１１は抵抗である。この利得補償回路４は
図２の利得補償回路４と主線路８間に抵抗１１を設けた
ものである。
形態２のマイクロ波増幅器に用いた利得補償回路４の構
成図であり、１１は抵抗である。この利得補償回路４は
図２の利得補償回路４と主線路８間に抵抗１１を設けた
ものである。
【００２２】図６は図５に示した利得補償回路４の損失
特性の一例である。ここでは帯域の低域で並列共振する
ように可変容量素子６に印加するバイアス電圧を選んだ
場合について示している。このように抵抗１１を設ける
ことにより、利得補償回路４のＱを変えることができ
る。即ち、抵抗１１の値を小さくした場合、Ｑが増加
し、図の点線のように急激に損失が変化する。また、逆
に抵抗１１の値を大きくした場合、緩やかに変化する。
このように抵抗１１の値を適当に選ぶことにより、帯域
内で損失の傾斜を変えることができる。
特性の一例である。ここでは帯域の低域で並列共振する
ように可変容量素子６に印加するバイアス電圧を選んだ
場合について示している。このように抵抗１１を設ける
ことにより、利得補償回路４のＱを変えることができ
る。即ち、抵抗１１の値を小さくした場合、Ｑが増加
し、図の点線のように急激に損失が変化する。また、逆
に抵抗１１の値を大きくした場合、緩やかに変化する。
このように抵抗１１の値を適当に選ぶことにより、帯域
内で損失の傾斜を変えることができる。
【００２３】従って、実施の形態２のマイクロ波増幅器
では多段増幅器１の利得の傾斜に応じて、それを補償す
るような損失の傾斜を容易に得ることができ、各温度
で、より平坦な利得特性を有するマイクロ波増幅器を得
ることができる利点がある。
では多段増幅器１の利得の傾斜に応じて、それを補償す
るような損失の傾斜を容易に得ることができ、各温度
で、より平坦な利得特性を有するマイクロ波増幅器を得
ることができる利点がある。
【００２４】実施の形態３．図７（ａ）、（ｂ）はそれ
ぞれこの発明の実施の形態３でマイクロ波増幅器に用い
る利得補償回路４の構成および損失特性を示す図であ
り、１２は所望の帯域で１／４波長の長さを有する伝送
線路である。
ぞれこの発明の実施の形態３でマイクロ波増幅器に用い
る利得補償回路４の構成および損失特性を示す図であ
り、１２は所望の帯域で１／４波長の長さを有する伝送
線路である。
【００２５】この利得補償回路４は図７（ａ）に示すよ
うに伝送線路１２と誘導性素子７とキャパシタ５と可変
容量素子６との直列回路と、キャパシタ５と可変容量素
子６との間に接続されたチョーク回路９とで構成されて
おり、主線路８と接地間に設けられている。従って、等
価回路は図７（ｂ）のように表わすことができる。即
ち、誘導性素子７に起因するインダクタンスＬとキャパ
シタ５と可変容量素子６との接続回路に起因するキャパ
シタンスＣと伝送線路１２との直列回路となる。ここで
用いている伝送線路１２はインダクタンスとキャパシタ
ンスとで得られるインピーダンスをインピーダンス変換
する機能を有する。このため、例えばインダクタンスと
キャパシタンスが直列共振した場合、主線路８から伝送
線路１２側を見たインピーダンスは高インピーダンスと
なる。
うに伝送線路１２と誘導性素子７とキャパシタ５と可変
容量素子６との直列回路と、キャパシタ５と可変容量素
子６との間に接続されたチョーク回路９とで構成されて
おり、主線路８と接地間に設けられている。従って、等
価回路は図７（ｂ）のように表わすことができる。即
ち、誘導性素子７に起因するインダクタンスＬとキャパ
シタ５と可変容量素子６との接続回路に起因するキャパ
シタンスＣと伝送線路１２との直列回路となる。ここで
用いている伝送線路１２はインダクタンスとキャパシタ
ンスとで得られるインピーダンスをインピーダンス変換
する機能を有する。このため、例えばインダクタンスと
キャパシタンスが直列共振した場合、主線路８から伝送
線路１２側を見たインピーダンスは高インピーダンスと
なる。
【００２６】従って、この利得補償回路４においても実
施の形態１で示したものと同様に図８のような損失特性
が得られる。即ち、所要帯域の中心で直列共振するよう
に可変容量素子６にバイアス電圧を印加した場合、実線
で示すように所要帯域にわたってほぼ平坦な損失特性が
得られる。また、バイアス電圧を高くして共振周波数を
帯域の低域側に選んだ場合、右上がりの損失特性、逆に
バイアス電圧を低くし共振周波数を帯域の高域側に選ん
だ場合、右下がりの損失特性となる。特に、この利得補
償回路４ではインピーダンス変換を行う伝送線路１２を
用いているため、この伝送線路１２の特性インピーダン
スを変化させることにより、損失の傾きの微調ができ
る。
施の形態１で示したものと同様に図８のような損失特性
が得られる。即ち、所要帯域の中心で直列共振するよう
に可変容量素子６にバイアス電圧を印加した場合、実線
で示すように所要帯域にわたってほぼ平坦な損失特性が
得られる。また、バイアス電圧を高くして共振周波数を
帯域の低域側に選んだ場合、右上がりの損失特性、逆に
バイアス電圧を低くし共振周波数を帯域の高域側に選ん
だ場合、右下がりの損失特性となる。特に、この利得補
償回路４ではインピーダンス変換を行う伝送線路１２を
用いているため、この伝送線路１２の特性インピーダン
スを変化させることにより、損失の傾きの微調ができ
る。
【００２７】以上のように、誘導性素子７とキャパシタ
５と可変容量素子６との直列共振周波数を帯域の中心あ
るいは両端に設定し、伝送線路１２の特性インピーダン
スを適当に選ぶことにより、利得補償回路４の損失の傾
きを所望の値に設定でき、低温から高温にわたってより
平坦な利得特性を得ることができる利点がある。また、
主線路８から可変容量素子６までの長さをある程度長く
できるため、高周波帯での実現が図２のものに比べ容易
となる。
５と可変容量素子６との直列共振周波数を帯域の中心あ
るいは両端に設定し、伝送線路１２の特性インピーダン
スを適当に選ぶことにより、利得補償回路４の損失の傾
きを所望の値に設定でき、低温から高温にわたってより
平坦な利得特性を得ることができる利点がある。また、
主線路８から可変容量素子６までの長さをある程度長く
できるため、高周波帯での実現が図２のものに比べ容易
となる。
【００２８】実施の形態４．図９はこの発明の実施の形
態４のマイクロ波増幅器に用いた利得補償回路４の構成
図である。この利得補償回路４は実施の形態３で示した
利得補償回路４と主線路８間に抵抗１１を設けたもので
ある。図１０はこの利得補償回路４の損失特性の一例で
ある。図中、（ａ）は直列共振周波数を帯域の低域に選
び、伝送線路１２の特性インピーダンスを一定にし、抵
抗１１を変化させた場合の特性であり、また、（ｂ）は
抵抗１１を一定にし、伝送線路１２の特性インピーダン
スを変化させた場合の特性である。このように抵抗１１
と伝送線路１２とを組み合わせて用いることにより、さ
らに損失の傾きを微調することができる。
態４のマイクロ波増幅器に用いた利得補償回路４の構成
図である。この利得補償回路４は実施の形態３で示した
利得補償回路４と主線路８間に抵抗１１を設けたもので
ある。図１０はこの利得補償回路４の損失特性の一例で
ある。図中、（ａ）は直列共振周波数を帯域の低域に選
び、伝送線路１２の特性インピーダンスを一定にし、抵
抗１１を変化させた場合の特性であり、また、（ｂ）は
抵抗１１を一定にし、伝送線路１２の特性インピーダン
スを変化させた場合の特性である。このように抵抗１１
と伝送線路１２とを組み合わせて用いることにより、さ
らに損失の傾きを微調することができる。
【００２９】従って、この利得補償回路４を用いたマイ
クロ波増幅器ではさらに平坦な利得特性を得ることがで
きる。
クロ波増幅器ではさらに平坦な利得特性を得ることがで
きる。
【００３０】実施の形態５．図１１は、この発明の実施
の形態５のマイクロ波増幅器に用いた利得補償回路４の
構成図である。図中、（ａ）は実施の形態１で示した利
得補償回路４の誘導性素子７に並列に先端開放線路１３
を接続した場合、（ｂ）は形態３で示した利得補償回路
４の誘導性素子７に並列に先端開放線路１３を接続した
場合である。この先端開放線路１３の長さは波長に比
べ、十分な短く選ばれており、この長さを微調すること
により、誘導性素子７に起因するインダクタンスＬの微
調が可能となる。
の形態５のマイクロ波増幅器に用いた利得補償回路４の
構成図である。図中、（ａ）は実施の形態１で示した利
得補償回路４の誘導性素子７に並列に先端開放線路１３
を接続した場合、（ｂ）は形態３で示した利得補償回路
４の誘導性素子７に並列に先端開放線路１３を接続した
場合である。この先端開放線路１３の長さは波長に比
べ、十分な短く選ばれており、この長さを微調すること
により、誘導性素子７に起因するインダクタンスＬの微
調が可能となる。
【００３１】従って、図１１（ａ）では並列共振周波数
を、また、図１１（ｂ）では直列共振周波数の微調が可
能となる。実施の形態１から４では共振周波数を変化さ
せるのに、可変容量素子６に印加するバイアス電圧で行
っていたのに対して、この利得補償回路４では先端開放
線路１３および可変容量素子６に印加するバイアス電圧
で変えることができ、より広範囲に共振周波数の設定が
できる。可変容量素子６に印加するバイアス電圧の変化
範囲を固定しても、共振周波数の設定が可能となり、可
変容量素子６のバラツキによりバイアス電圧の変化範囲
を変える必要がなくなるためバイアス電圧制御が簡単に
なる。
を、また、図１１（ｂ）では直列共振周波数の微調が可
能となる。実施の形態１から４では共振周波数を変化さ
せるのに、可変容量素子６に印加するバイアス電圧で行
っていたのに対して、この利得補償回路４では先端開放
線路１３および可変容量素子６に印加するバイアス電圧
で変えることができ、より広範囲に共振周波数の設定が
できる。可変容量素子６に印加するバイアス電圧の変化
範囲を固定しても、共振周波数の設定が可能となり、可
変容量素子６のバラツキによりバイアス電圧の変化範囲
を変える必要がなくなるためバイアス電圧制御が簡単に
なる。
【００３２】以上のようにこの発明のマイクロ波増幅器
に用いた利得補償回路４では共振周波数を機械的にも電
気的にも変えることができ、平坦な利得特性を得ること
ができるとともに、バイアス電圧制御が簡単になり安価
にできる利点もある。
に用いた利得補償回路４では共振周波数を機械的にも電
気的にも変えることができ、平坦な利得特性を得ること
ができるとともに、バイアス電圧制御が簡単になり安価
にできる利点もある。
【００３３】
【発明の効果】第１の発明によれば、キャパシタと可変
容量素子との直列回路と、この直列回路に並列に接続さ
れた誘導性素子と、キャパシタと可変容量素子間に接続
されたチョーク回路とからなる利得補償回路を多段増幅
器の主線路と接地間に接続するとともに、温度に対して
可変容量素子に印加するバイアス電圧を可変することに
より、高温から低温にわたって平坦な利得特性のマイク
ロ波増幅器を得ることができる。このためマイクロ波増
幅器をレーダ装置、通信装置に用いることにより、これ
らの装置の出力電力低下、通信品質の劣化を防ぐことが
できる効果がある。
容量素子との直列回路と、この直列回路に並列に接続さ
れた誘導性素子と、キャパシタと可変容量素子間に接続
されたチョーク回路とからなる利得補償回路を多段増幅
器の主線路と接地間に接続するとともに、温度に対して
可変容量素子に印加するバイアス電圧を可変することに
より、高温から低温にわたって平坦な利得特性のマイク
ロ波増幅器を得ることができる。このためマイクロ波増
幅器をレーダ装置、通信装置に用いることにより、これ
らの装置の出力電力低下、通信品質の劣化を防ぐことが
できる効果がある。
【００３４】また、第２の発明によれば、第１の発明で
示した利得補償回路に抵抗を直接接続して構成した利得
補償回路を用いることにより、利得補償回路の損失特性
の傾きを変えることができ、より平坦な利得特性のマイ
クロ波増幅器を得ることができる。
示した利得補償回路に抵抗を直接接続して構成した利得
補償回路を用いることにより、利得補償回路の損失特性
の傾きを変えることができ、より平坦な利得特性のマイ
クロ波増幅器を得ることができる。
【００３５】また、第３の発明によれば、所要帯域で１
／４波長の長さを有する伝送線路と誘導性素子とキャパ
シタと可変容量素子との直列回路と、キャパシタと可変
容量素子間に設けられたチョーク回路とからなる利得補
償回路を多段増幅器に接続することにより、平坦な利得
特性のマイクロ波増幅器を得ることができるとともに、
形状を大きくできるため特にミリ波帯にような高周波帯
での実現が容易となる。
／４波長の長さを有する伝送線路と誘導性素子とキャパ
シタと可変容量素子との直列回路と、キャパシタと可変
容量素子間に設けられたチョーク回路とからなる利得補
償回路を多段増幅器に接続することにより、平坦な利得
特性のマイクロ波増幅器を得ることができるとともに、
形状を大きくできるため特にミリ波帯にような高周波帯
での実現が容易となる。
【００３６】また、第４の発明によれば、第３の発明で
示した利得補償回路に抵抗を直列接続して構成した利得
補償回路を用いることにより、高周波帯で、より平坦な
利得特性のマイクロ波増幅器を容易に得ることができ
る。
示した利得補償回路に抵抗を直列接続して構成した利得
補償回路を用いることにより、高周波帯で、より平坦な
利得特性のマイクロ波増幅器を容易に得ることができ
る。
【００３７】また、第５の発明によれば、第１から第４
の発明のものに使用した利得補償回路の誘導性素子に、
並列に先端開放線路を接続して構成した利得補償回路を
用いることにより、安価で平坦な利得特性のマイクロ波
増幅器を得ることができる。
の発明のものに使用した利得補償回路の誘導性素子に、
並列に先端開放線路を接続して構成した利得補償回路を
用いることにより、安価で平坦な利得特性のマイクロ波
増幅器を得ることができる。
【図１】 この発明によるマイクロ波増幅器の実施の形
態１を示す図である。
態１を示す図である。
【図２】 この発明によるマイクロ波増幅器の実施の形
態１に用いた利得補償回路の構成および等価回路を示す
図である。
態１に用いた利得補償回路の構成および等価回路を示す
図である。
【図３】 この発明によるマイクロ波増幅器の実施の形
態１に用いた利得補償回路の損失特性を示す図である。
態１に用いた利得補償回路の損失特性を示す図である。
【図４】 この発明によるマイクロ波増幅器の実施の形
態１の利得特性を示す図である。
態１の利得特性を示す図である。
【図５】 この発明によるマイクロ波増幅器の実施の形
態２に用いた利得補償回路の構成を示す図である。
態２に用いた利得補償回路の構成を示す図である。
【図６】 この発明によるマイクロ波増幅器の実施の形
態２に用いた利得補償回路の損失特性を示す図である。
態２に用いた利得補償回路の損失特性を示す図である。
【図７】 この発明によるマイクロ波増幅器の実施の形
態３に用いた利得補償回路の構成および等価回路を示す
図である。
態３に用いた利得補償回路の構成および等価回路を示す
図である。
【図８】 この発明によるマイクロ波増幅器の実施の形
態３に用いた利得補償回路の損失特性を示す図である。
態３に用いた利得補償回路の損失特性を示す図である。
【図９】 この発明によるマイクロ波増幅器の実施の形
態４に用いた利得補償回路の構成を示す図である。
態４に用いた利得補償回路の構成を示す図である。
【図１０】 この発明によるマイクロ波増幅器の実施の
形態４に用いた利得補償回路の損失特性を示す図であ
る。
形態４に用いた利得補償回路の損失特性を示す図であ
る。
【図１１】 この発明によるマイクロ波増幅器の実施の
形態５に用いた利得補償回路の構成を示す図である。
形態５に用いた利得補償回路の構成を示す図である。
【図１２】 従来の多段増幅器の構成を示す図である。
【図１３】 従来の多段増幅器の利得特性を示す図であ
る。
る。
１ 多段増幅器、２ 入力端子、３ 出力端子、４ 利
得補償回路、５ キャパシタ、６ 可変容量素子、７
誘導性素子、８ 主線路、９ チョーク回路、１０ バ
イアス電源、１１ 抵抗、１２ 伝送線路、１３ 先端
開放線路、１４単位増幅器。
得補償回路、５ キャパシタ、６ 可変容量素子、７
誘導性素子、８ 主線路、９ チョーク回路、１０ バ
イアス電源、１１ 抵抗、１２ 伝送線路、１３ 先端
開放線路、１４単位増幅器。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J067 AA04 AA28 CA02 FA20 HA09 HA12 HA29 HA30 HA33 KA01 KA13 KS21 LS11 MA08 SA13 TA01 TA03 5J090 AA04 AA28 CA02 CN02 FA20 HA09 HA12 HA29 HA30 HA33 HN16 KA01 KA13 MA08 SA13 TA01 TA03 TA04
Claims (5)
- 【請求項１】 １段あるいは２段構成の単位増幅器を縦
続接続して構成した多段増幅器と、上記多段増幅器の入
力側、または段間、あるいは出力側の信号が通過する主
線路と接地間に設けられた利得補償回路とからなり、上
記利得補償回路は、キャパシタと可変容量素子との直列
回路と、この直列回路に並列に接続された誘導性素子
と、上記キャパシタと可変容量素子との間に接続された
チョーク回路とで構成されていることを特徴とするマイ
クロ波増幅器。 - 【請求項２】 上記利得補償回路として、抵抗とキャパ
シタと可変容量素子との直列回路と、この直列回路のキ
ャパシタと可変容量素子との縦続接続回路に並列に接続
された誘導性素子と、上記キャパシタと可変容量素子と
の間に接続されたチョーク回路とで構成されていること
を特徴とする請求項１記載のマイクロ波増幅器。 - 【請求項３】 上記利得補償回路として、所要帯域で１
／４波長の長さを有する伝送線路と誘導性素子とキャパ
シタと可変容量素子との直列回路と、この直列回路のキ
ャパシタと可変容量素子との間に接続されたチョーク回
路とで構成されていることを特徴とする請求項１記載の
マイクロ波増幅器。 - 【請求項４】 上記利得補償回路として、抵抗と所要帯
域で１／４波長の長さを有する伝送線路と誘導性素子と
キャパシタと可変容量素子との直列回路と、上記キャパ
シタと可変容量素子との間に接続されたチョーク回路と
からなることを特徴とする請求項１記載のマイクロ波増
幅器。 - 【請求項５】 上記利得補償回路の誘導性素子に並列に
先端開放線路を接続したことを特徴とする請求項１〜４
のいずれかに記載のマイクロ波増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10206168A JP2000040922A (ja) | 1998-07-22 | 1998-07-22 | マイクロ波増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10206168A JP2000040922A (ja) | 1998-07-22 | 1998-07-22 | マイクロ波増幅器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000040922A true JP2000040922A (ja) | 2000-02-08 |
Family
ID=16518944
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10206168A Pending JP2000040922A (ja) | 1998-07-22 | 1998-07-22 | マイクロ波増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000040922A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002047259A1 (en) * | 2000-12-05 | 2002-06-13 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Method and arrangement relating to electronic compensation |
| JP2002368546A (ja) * | 2001-06-06 | 2002-12-20 | Nec Corp | 前置歪み補償器とそれを使用する線形増幅器 |
| JP2007088617A (ja) * | 2005-09-20 | 2007-04-05 | Mitsubishi Electric Corp | フィードフォワード増幅器 |
| JP2008512926A (ja) * | 2004-09-10 | 2008-04-24 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 広い周波数帯域にわたって平坦な利得応答で調節可能なカスコードｌｎａ |
| US7688145B2 (en) | 2007-10-02 | 2010-03-30 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Variable gain amplifying device |
-
1998
- 1998-07-22 JP JP10206168A patent/JP2000040922A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002047259A1 (en) * | 2000-12-05 | 2002-06-13 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Method and arrangement relating to electronic compensation |
| JP2002368546A (ja) * | 2001-06-06 | 2002-12-20 | Nec Corp | 前置歪み補償器とそれを使用する線形増幅器 |
| JP2008512926A (ja) * | 2004-09-10 | 2008-04-24 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 広い周波数帯域にわたって平坦な利得応答で調節可能なカスコードｌｎａ |
| JP2007088617A (ja) * | 2005-09-20 | 2007-04-05 | Mitsubishi Electric Corp | フィードフォワード増幅器 |
| US7688145B2 (en) | 2007-10-02 | 2010-03-30 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Variable gain amplifying device |
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